大功率逆变器（精选八篇）
大功率逆变器 篇1
变频调速技术已经成为工业领域节能降耗、改善工艺流程、提高产品质量和改善环境、推动技术进步的一种重要手段。近年来,随着大功率电力电子器件IGCT,IGET等不断涌现,变频调速技术越来越向着高压大容量趋势发展,各类MW级变频器已经广泛应用于大型工业生产设备,其容量还在不断提高[1,2,3]。
由于受到试验设备容量、场地、电源容量等许多因素的限制,对大功率变频器设备做额定功率试验难度较大。已报导的测试方法大多针对功率器件或功率单元,很少有针对变频器的方法。文献[4]中介绍了一种采用链式静止补偿器对IGCT器件性能的全面考核方法;文献[5]提出了大功率开关器件的开关瞬态在线测试方法。这些方法或者是不能对变频器整体性能做出测试,或者是需要从电网中取较大功率,都还有改进的余地。因此,研究大功率变频器简单、节能的测试方法十分必要。
本文提出一种大功率逆变器简易试验方法,让被试逆变器的有功功率在相间回转,电网仅向试验系统提供线路损耗,从而实现用较小的功耗实现逆变器的大功率测试。所述方法系统构成简单、设备少、损耗小,且操作灵活,可实现多种工况下的测试,尤其适用于大功率逆变器的额定出力试验。
2 试验方法原理
所述试验方法的主回路结构如图1所示。
图1中,二极管整流桥的输入侧采用单线图方法表示,实际为三相系统。采用调压器供电可以为被试逆变桥提供较宽范围的直流输入,若电网电压等级适合,也可省去调压器,视实际试验条件而定。逆变桥输出B,C相各接一个负载电抗,2个负载电抗的另一端接在逆变桥A相。设B,C相电压相同,A相电压与B,C相电压的模值相同。通过调节B,C相电压相对A相电压的相角差,即可改变负载电抗上的电压,控制电感电流,使得逆变器A相在期望的功率和功率因数下运行。
由图1电路对应的原理图如图2所示。
图2中,分别是逆变器的三相输出电压,I觶A为A相电流,Lp为负载电抗的电感值。上述电压、电流均为交流量,故采用相量表示。
式中:E为逆变器输出相电压的幅值;θ为B,C相电压的相角。
另设负载等效电感为
则试验系统的电压、电流相量图如图3所示。
图3中,φ为电流相量的相角,且
根据图3所示的几何关系,电流相量计算如下:
由式(4)可知,适当调节相电压模值E、相角差θ以及输出角频率ω,即可灵活调节A相输出功率因数及电流。图3所示为A相电流超前于A相电压、输出容性无功时的情况。如果想进行输出感性无功的测试,只需让B,C相电压滞后于A相电压,计算过程相似。
由于逆变器的负载为电抗,不消耗有功,因此试验中系统的有功消耗很小,主要是调压器、功率器件及线路的损耗;系统的无功主要是负载电抗和逆变器直流电容之间交换的能量,不经过电网,因此试验从电网取用的电流较小,对电网的冲击和谐波污染也非常小。
3 仿真分析
仿真模型与图1所示接线一致,仅在调压器方面略有差别。为了和试验系统保持一致,仿真系统中调压器设定为双绕组调压器,即一组三相输入,两组三相输出,调压器参数为:额定容量100 kV·A,变比400 V/330 V,两组输出分别接入2个整流桥,每个整流桥的输出大约为直流450 V,两组整流桥输出串联作为直流母线,电压约为900 V。电网电压设定为400V(线电压有效值),负载电抗为Lp=6.6 mH,系统的控制周期和PWM调制载波频率相等,均为1.7 kHz;给定相电压有效值为E=300V,频率20 Hz,对应角频率ω=125.7 rad/s;A相输出感性无功,功率因数0.75,对应功率因数角约为41°。上述参数代入式(4),得到A相电流有效值为950 A。
图4给出了A相电压、电流的仿真结果,这里相电压是指逆变器每相对直流电容中点处的电压。
图4a为A相电压仿真波形,是典型的两电平PWM脉冲。图4a中相电压包络线有较大幅度的2倍频振荡,这是由于在输出大电流时,直流电容和负载电抗之间交换的无功较大所致;图4b给出了相电压平均值和相电流iA的相位关系,是图4a中eA在一个PWM周期内做平均值滤波后的结果,的波形已非常接近正弦,在相位上比基波滞后约1个控制周期。图4b中,超前于iA约5.38 ms,对应相角约为38.7°,1个控制周期的滞后大约4.2°,两者之和近似等于预设功率因数角。仿真电流峰值大约为1 460 A,对应有效值约为1 030 A,由电压平均值和电流的仿真结果可进一步算出A相的输出功率,约为232 kW。可见,图4的仿真结果与式(4)的计算结果非常接近。
图5给出了负载电抗两端仿真电压及其平均值的波形。
图5a的波形与逆变器线电压波形相似,图5b所示为电感电压的平均值滤波结果,可以看到电压波形接近三角形状,谐波分析结果表明此时电压中含有较大的3次谐波;不难推知,直流侧的2倍频波动是电压3次谐波的主要原因;电压尖峰处的凹陷是PWM死时的影响,通过多次仿真对比发现,死时也在一定程度上增加了3次谐波的含量。当负载电抗较大时,逆变器输出电流中的3次谐波通常较小,反之则负载电流中的3次谐波会比较大,可能影响到试验结果,此时可以考虑在控制系统中引入直流电压波动补偿和死时补偿的算法,抑制电压中的3次谐波。
图6给出了二极管整流桥输出的电压、电流波形。
从图6中可以看出,整流桥输出电压在900 V附近波动,输出电流以2倍给定频率变化,当A相电流接近最大值时,iDC也迅速增加形成尖峰,之后又迅速减小为0,在一个周期的大部分时间内iDC保持为0。仿真结果表明,图6所示的电压、电流在50 ms周期内的平均值在17.5 kW附近波动,这一功率大约是A相输出功率的7.5%,可见,该方法用较小的损耗完成了逆变器大功率输出的测试。图6的仿真结果为确定整流桥参数提供了依据,虽然iDC的平均值较小,但其峰值接近150 A,所选二极管器件应能够承受这一峰值电流。
图7给出了电网侧电流的仿真波形。
图7中ia,ib,ic分别为网侧三相电流,其峰值约为200 A,被试逆变器输出电流峰值约为1 350 A,相比之下,可以认为所述试验方法从电网取用的电流较小。
4 试验验证
本文所述的试验方法,在一台1 MW逆变器样机上做了实际验证。样机的额定输出线电压690 V,额定输出电流1 000 A。试验时的接线与图1一致,试验条件及参数与上节仿真一致。
图8给出了逆变器A相的电压、电流试验结果。
图8中CH1为A相输出电流,1 000 A格;CH4为A相输出对直流负载母线电压,500V/格。可以看出,A相输出电流有效值约为1 000A,与仿真和理论计算结果一致。
5 结论
本文提出一种大功率三相逆变器功率试验方法,在逆变器的相间接入电感负载,通过调节相电压之差,可灵活调节逆变器的输出电流,使得变频器可以输出期望的功率和功率因数。该方法可以验证系统可靠性及负载能力,考察功率器件运行温升,具有成本低、耗能少、对电网影响较小,操作方便等优点。仿真及试验结果表明,所述方法具有较好的实用性及可操作性,可在一定程度上替代传统的串联机组拖动方法。需要特别指出,该方法需要逆变器每相功率单元单独散热。另外一个类似的试验方法是直接用三相电抗器作为逆变器的负载,消耗的有功也比较小,但这一方法无法灵活调节功率因数,且所需电抗值较大,不如本文方法的实用效果好。
参考文献
[1]马小亮.高性能变频调速及其典型控制系统[M].北京:机械工业出版社,2010.
[2]陈坚.电力电子学:电力电子变换和控制技术[M].第2版.北京:高等教育出版社,2004.
[3]吴斌.大功率变频器及交流传动[M].北京:机械工业出版社,2007.
[4]汤广福,杨晓楠,滕乐天,等.链式静止同步补偿器IGCT阀的试验方法[P].200610064926,2006-8-16.
大功率逆变器 篇2
【关键词】MOSFET；大电压大电流；逆变器；并联均流
【中图分类号】TN91 【文献标识码】A 【文章编号】1672-5158（2013）04-0129-01
基于逆变技术的逆变器是一种高效节能装置，最典型的应用是利用逆变器的电动机调速节能，而现在应用到伺服系统中的逆变器主要是由GTR、MOSFET、IGBT及IPM组成，考虑到本文设计的低电压大电流逆变器是应用在低压范围，因此选择用MOSFET作为伺服驱动器的功率器件。
1、低电压大电流逆变器的关键技术
（1）逆变器的主回路，采用导通压降小的功率管来搭建系统各桥臂，如果采用导通压降大的功率管来搭建系统各桥臂，将使逆变器输出电压等级变低。
（2）逆变器系统的控制方法，现有逆变器系统大多采用恒压频比控制或采用电流直接控制方法，这些系统主要有直流母线电压利用率低，逆变器输出电压谐波含量大等缺点。而低压大电流逆变器采用矢量控制策略，可以很好控制电机运行，电压利用率高，逆变器调速平稳，矢量控制能够更好的控制电流大小，从而避免逆变器过流现象。矢量控制策略将被广泛应用于低压大电流逆变器中。
2、低电压大电流逆变器系统的整体结构
系统整体结构图如图1所示，系统由主电路、驱动电路、控制电路、电流检测、电压检测、速度采样、DC/DC电源模块、键盘显示、蓄电池组成。主电路为主回路电路和缓冲电路，驱动电路由IR2214驱动芯片加推拉式电路组成，由集成运放放大器构成的电流和电压检测电路。控制电路以TMS320F28335和CPLD为核心实现逆变器系统的控制功能。系统采用48V蓄电池供电。
3、低电压大电流逆变器的软硬件设计
3.1 逆变器主电路的设计
（1）逆变器主回路的设计
逆变器主回路由功率器件MOSFET并联组成，在Up、Un、Vp、Vn、Wp、Wn六路信号的驱动下，输出交流电流或电压。本文要求设计的逆变器额定输出电流达到270A，最大输出电流500A。本文选用IR公司的大功率MOSFET管搭建逆变器的各桥臂，单管最大电流可达180A。为了满足课题对逆变器输出电流的指标要求，采用并联MOSFET的方式构造逆变器的各桥臂，逆变器每一桥臂由四路MOSFET并联实现。由于电流大的原因，逆变器主回路发热量大，所以主回路应具有很好的散热陛，因主回路中存在寄生电容或电感，采用缓冲电路来减小寄生电容电感。
（2）缓冲电路的设计
由于本文设计的低电压大电流逆变器，考虑到MOSFET管在开关过程中有电压或电流的突变，将引起器件上电压或电流的尖峰，严重情况下可导致功率管因过流或过压损坏，通常采用缓冲吸收电路抑制开关过程的突变；由于缓冲电路中缓冲电容、缓冲电阻选择不当也会引起功率管损坏，缓冲电路各参数的优化选取是非常必要的。器件开关时，只要尖峰电压或电流不超过功率管的工作范围就能够安全工作。相对于电流过载而言，MOSFET管的电压过载能力较低，缓冲电路主要是抑制器件的电压突变。经分析MOSFET管在导通过程中，不会引起过流和过压，而在关断过程中，由于电路中存在寄生电感，会使器件产生很高的尖峰电压，导致击穿MOSFET管。RCD缓冲电路如图2所示。Ds为缓冲二级管、Rs为缓冲电路中放电电阻、cs为电容。
（3）改善MOSFET并联均流的方法
改善MOSFET并联均流的方法主要有以下几种：①器件参数的选择。影响MOSFET均流的参数为：跨导Gm、阈值电压VGs（th）、输入电容Cm和通态电阻Rds（on）。在选择并联元件时，尽量选取上述参数一致的元件并联。②电路布局和热耦合。电路布局的对称，加强各并联器件之间热耦合，将并联器件放置在同一块散热装置上。③寄生振荡。防止引线电感和输入电容之间产生高频振荡，主回路上加缓冲电路。
3.2 驱动电路的设计
IR2214是半桥式栅极驱动Ic，具有完整的软停机电机驱动保护，能够探测欠饱和状态或电源欠压，并向控制器发送故障信息，软关断电流关闭避免了功率节点过高或过低，保护开关器件免遭损伤，还有专用引脚来设置开通、关断和软关闭开关时间，可以对MOSFET起到很好的保护功能，具有较高的栅极驱动能力（输出电流2A，吸收电流3A）。但是其输出电流为2A驱动能力不够，不能驱动4个MOSFET并联，要进行功率扩展，所以在输出极接由三极管组成的推挽电路，其输出电流可达6A。
3.3 驱动电路的设计
3.3.1 DSP及其外围电路
（1）TMS320F28335 DSP处理器主要负责控制策略的执行，同时还实现了电流采样、电压检测、欠压保护、过压保护、过流保护、过热保护以及对RS232、CAN总线及JTAG等接口的通信功能。
（2）电源电路。TPS767D301为电源稳压芯片，输入电压5V，输出双路电压，分别为DSP提供1.9V和3.3V电压，1.9V用于DSP核心电压，3.3V用于DSP的I/O端口电压。5V电压由DC/DC隔离电源模块提供。
（3）JTAG仿真口电路。JTAG端口可以对TMS320F28335进行仿真分析、DSP芯片的调试工作、通过PC机将应用程序下载控制板。
3.3.2 检测电路及输入输出电路
（1）速度采样电路。电机自带增量式光电编码器，能够输出一个两相相位差是90°的正交编码脉冲。两相脉冲输出接速度采样电路，后接DSP的正交编码脉冲电路，分别用来检测牵引电机和提升电机的光电编码盘产生的正交编码脉冲，可以对正交编码脉冲进行解码和计数，测出电机的正反转；通过对脉冲序列计数，利用所得的计数值，计算得到电机的角位移和速度。
（2）温度检测电路。采用贴片式的温度传感器，直接检测功率板上的温度。
（3）开关量输入电路。输入开关动作通过开关输入电路给CPLD开关信号，共有4路开关输入信号。
（4）主线圈驱动接触器输出。驱动接触器输出电路采用OC门电路。
3.4 低电压大电流逆变器的软件程序流程
大功率逆变器PWM调制方法研究 篇3
目前大功率电力机车、电动轮矿车、大型风机和水泵的拖动、轧钢工业等方面,都采用中高压变频技术,不但可以节约电能,而且可以提高系统运行性能。所以大功率变频技术逐渐受到市场的关注,与之相关的中高压逆变装置的大功率器件也得到发展,如较为常用的绝缘栅双极晶体管IGBT[1]。适应于大功率逆变器的控制策略也得到不断研究,在过去20多年里,研究者提出了多种控制策略,本文在前人的研究基础上进行整理创新,论述了一种SPWM和SHEPWM混合脉宽调制策略。在低频阶段,采用异步SPWM调制方式充分利用了开关频率,在中频区段,采用SHEPWM对低次谐波进行优化处理[2,3],并研究了多模式调制方式彼此进行切换时的冲击问题。
2 PWM调制策略
大功率逆变器由于受其开关损耗及系统整体散热要求等多方面因素的限制,逆变器开关器件的最高开关频率一般设定在几百Hz。在整个电机调速范围内载波比的变化范围较大,一般采用异步调制和同步调制相结合的调制方式以满足系统在不同频率区段的控制要求。在同步调制模式也采用不同的调制方法,因为传统的SPWM在载波比低于11时,就会产生较大低次谐波,且从3分频转入方波也较困难,所以在载波比低于11时常采用谐波消除法SHEPWM。然而此种混合调制模式必然存在相互之间的切换,如果不进行适当处理将会引起电压和电流的冲击和突变,从而造成逆变器过流,系统振荡等问题。
在不同调制模式之间切换时,最重要的原则是保持基波电压相位的连续,其次还要考虑低次谐波对切换带来的不利影响。本文使用的调制策略如图1所示,分别使用了异步SPWM调制、同步SPWM、谐波消除(SHEPWM)和方波。在低频阶段使用异步调制,既保证载波频率不至过高,又不会使谐波含量过大;在中频阶段,由于载波比降低导致谐波增大,所以使用同步调制和谐波消除法;在高频阶段一般负载较大,通常使用方波调制和调节直流母线电压的方式来控制;其中低频阶段一般直流母线电压较低,随着基波频率的增大,母线电压逐渐提高,切换至方波调制的点及在直流母线电压达到最高值处。
3 谐波消除PWM及其硬件实现
特定谐波消除法(selective harmonic elimination,SHE)是一种通过优化开关时刻来消除特定低次谐波的调制方法,图2为两种通用的输出波形,该波形在半个周期有N个缺口,且在0°,180°,360°处发生反转。可以看出当A类波形的N为偶数时,或者B类波形的N为奇数时,每个半周期的中心(90°和270°)是一个与目标基波峰值相反的缺口,将导致无法求解,因此实际应用中,A类波形的N应取偶数,B类波形的N应取奇数。
定义α1,α2,…,α2N为N个缺口的位置,该波形可用傅里叶级数表示为
利用1/2对称特性,替换掉上式中的f(ωt),计算积分可得:
其中+1表示A类波形的计算,N为偶数,-1表示B类波形的计算,N为奇数。
进一步利用1/4对称性,可将上式进一步简化:
因为方程式是关于变量αk的三角函数,故这些方程是非线性的,求教这些方程一般采用n维牛顿法,将式中的N个方程写成如下矢量:
其中n是要消除的谐波次数,利用Matlab可以很快求解该方程组。但如果让计算机实时求解该方程,还是难以达到,目前普遍使用的方法是计算机离线求解,将解得的开关角度制成表格放入控制器,通过查表法实现实时控制;图3为不同开关角时,求得的结果。
谐波消除法的DSP实现,根据DSP的PWM模块工作原理可知,1个PWM周期可使用2个比较值,进行2次动作,三相PWM可分别计数也可同时计数,为了保证三相的同步,必须强制3个PWM同时计数,这样由于谐波消除法没有像SPWM一样有公用的载波,实现起来就相对困难。
本文使用的方法是,构造合适的载波使得谐波消除法能像SPWM一样有公用载波,从而保证三相同步,如图4所示,采用不同开关角分区打格,保证每个区间最多只有1个开关角的方法。以载波比为7的SHEPWM为例,每15°为1个区间,则每个区间最多只有1个开关角。硬件实现时每隔15°发生1次波形中断,每次中断时读取下一个分区的开关角度值并计算出比较寄存器的值,同时判断起始电平的高低,并赋值给相应的寄存器。当中断24次后,即完成一个调制周期的脉冲发生。
4 SPWM 调制及其不同调制模式之间的平滑切换
4.1正弦脉宽调制方法及同步异步之间的切换
正弦脉宽调制(SPWM)是使用目标参考波形与一个三角载波波形相比,将其比较结果用于控制相桥臂的开关,为了计算分析设置三角波的斜率为±2uc/π,将三角波数学方程表示为
正弦调制波的方程为
令调制度,载波比为任意正整数。当参考波大于三角波时输出正脉冲,当参考波小于三角波时输出负脉冲,则SPWM的时间函数uL可表示为
因为所有周期性波形都可用傅里叶展开成三角函数的叠加,本文选取基波与三角波同时过零,且三角波为下降沿时的调制方式,如图5所示,通过简化得到SPWM波的双重傅里叶级数表达式为
方程中只含有正弦项,因此uL是奇函数,波形对称于原点,这样,当载波比N较小时,所得波形较好。
通过uL表达式也可以得出SPWM输出波形的谐波分量主要集中在载波频率整数倍附近,载波频率的大小决定了频谱中心线的位置,因此当载波频率改变时,谐波分布中心随之改变。且在零点处谐波有最小值,因此当不同载波比相互切换时,选择在其中一项基波过零时3项同时切换。当异步SPWM到同步SPWM切换时,为了保证上述同步SPWM运行时基波载波同时过零,因此在异步到同步转化时,要通过调整载波比来保证。本文使用的方法是在触发切换后的一个周期作为过渡,过渡阶段调整载波比,载波比应尽量与同步载波比接近,这样得到的冲击最小,如图5所示。
4.2同步SPWM到SHEPWM,SHEPWM不同分频之间的切换
混合调制存在多种不同的脉冲输出方式,在每种调制方式之间要保证电流的连续平滑,避免引起电流突变导致过流或系统振荡。SPWM与SHEPWM属于不同的调制模式,产生的谐波电流不相同,SPWM调制方法三相的谐波电流在同一时刻有最小值[4],因此切换时应选取基波电压过零时三相同时切换,也适应于与其他调制方法之间的切换,如图6所示。
谐波消除法得到的PWM脉冲电压也可用傅里叶变换进行展开,并根据异步电机等效电路模型可计算出相应的电流,本文直接利用计算结果[5],因为三相的谐波电流分别在各自基波电压正峰值和负峰值处有最小值,因此三相分别在正峰值和负峰值处切换,如图7所示。
5 仿真与实验结果
本文用Matlab/Simulink进行建模仿真,图8为异步调制切换同步调制的电压波形,从图8中可以看出在异步到同步转化时,通过调整载波比,有利于电压波形对称,从而减小电流冲击。图9为同步调制下不同载波比切换的仿真波形,从仿真结果可以看出,在整个运行过程中,从同步SPWM到同步SHEPWM各个载波比下,电流波形、电压波形、门极信号都与理论相符,同步调制下不同调制方法之间的切换没有明显电流冲击。
仿真分析后直接将模型自动生成代码下载到控制器,在小电机平台上对控制算法进行验证(实验结果见图10)。通过设定简单的Vf控制和使用Controldesk对速度进行监控使电机达到一定转速,再通过Controldesk设置不同参数对不同功能进行测试:
1)使用SPWM调制方法的谐波大小和直流分量大小;
2)使用特定谐波消除法(SHEPWM)时的谐波大小和直流分量大小。
图11为谐波消除法7脉冲时示波器测量结果的频谱分析。从图11可以看出,5次谐波和7次谐波都得到明显抑制,11次谐波为比重最大的谐波。图12为SHEPWM 7分频时的示波器波形,图12中电流波形和门极信号都与理论相符。
在小型电机平台上对控制算法验证后,再将控制器使用在本文研究的大功率变频电机上,由实验结果可以看出在不同速度、不同调制方式下都能得到连续平滑的电流波形。
6 结论
本文对大功率逆变器在低开关频率下的调制方法进行研究,论述了一种由SPWM,SHEPWM和方波组成的混合脉宽调制方法,并通过仿真和实验进行了验证。从中可以得出以下结论:
1)开关频率较低时,使用混合调制方法可以较好地抑制谐波;
2)异步SPWM到同步SPWM切换,通过调整载波比,有利于电压波形对称;从SPWM到SHEPWM切换时,选择三相同时切换,SHEPWM分段同步调制内部切换,选择三相在各自90°或270°位置切换,电流过渡效果好,尤其在中频区段电流低次谐波含量较低;
大功率逆变器 篇4
微网逆变器作为微网与新能源的关键接口单元,必须根据电网和负载状态进行合理的控制。其中虚拟 同步机 (virtual synchronous generator, VSG)[1,2]和下垂[3,4]控制以其并离网通用的电压源控制方式,显示出了优良的控制性能。微网逆变器孤岛并联运行时需要向关键负载提供较高的电能质量。其中有两个关键的控制目标———动态电压瞬变和负载不均流度。负载阶跃时其电压幅值变化剧烈,严重时引起过欠压等问题,影响用电设备,尤其是大功率微网逆变器,其开关频率较低,控制带宽低,电压动态响应更慢。由于机器容量有限,并联运行时若负载不均流度较大,可能会引起某些机器过流关机。影响这两个控制目标的一个重要参数是输出阻抗。增加输出阻抗可以减小负载不均流度,但动态响应较差,反之亦然,两者很难兼顾。因而研究微网逆变器输出阻抗解耦控制策略具有重要意义。
针对输出阻抗控制问题,文献[5-7]分别将输出阻抗设计为阻性、感性和容性,以及上述的组合,可以减小负载不均流度,但受线路阻抗影响,且影响输出电压动态响应和稳态幅值。为此,很多文献做出了改进[3,8,9,10,11,12,13,14,15,16]。文献[8,11]给出了线路阻抗辨识方法,据此补偿阻抗不匹配造成的不均流。文献[9]给出一种环流虚拟阻抗控制算法,但需要检测并联系统平均电流。上述控制对均流具有良好的 控制性能,但并未提及输出电压动态响应。为此,文献[10] 给出了一种基于有功无功变化的自适应输出阻抗控制,可以提高动态响应,然而控制复杂,难以实现。 文献[14]给出的外环控制策略只能改变指令,无法改变内环响应、改善电压瞬变。文献[17]提出了一种基于负载电流反馈控制的快速响应控制方案,但减小低频段输出阻抗不利于负载均流。文献[18]采用了基于输出电压和输出电流解耦的控制方案,同样不利于负载均流。
上述输出阻抗控制或适用于单相系统或三相系统,或适用于负载均流控制,或适用于输出动态响应,但很难同时兼顾两个控制目标。实际上,三相变换器dq坐标系下的输出阻抗并不完全等效于单相系统,其频率特 性与单相 系统也不 尽相同。 文献[19]给出了单相系统的输出阻抗控制方法,但很难适用于 基于dq坐标系控 制的三相 系统。 文献[20]给出了孤岛和并网模式下的输出阻抗矩阵, 但将dq轴耦合分量假设为零,忽略了耦合分量的作用。文献[21]将q轴电流乘以虚拟电抗用以d轴电压控制,减小了负载不均流度,但忽略了d轴电压和电流之间的阻抗关系。文献[22]指出,三相变换器在dq坐标系中有4个输出阻抗,并探讨了影响这4个输出阻抗的因素,但没有阐述它们之间的关系及应用。
针对上述问题,本文提出了一种dq坐标系下的输出阻抗解耦控制策略。该控制策略根据dq坐标系中输出电压的戴维南等效模型,得到不同频段的阻抗特性,分离出动稳态输出阻抗,在dq坐标系中直接设计输出阻抗,用以动态响应和并联均流的解耦控制。在动态电压控制时,采用输出电流微分反馈控制和动态有源阻尼来减小动态输出阻抗;在均流控制时,增大稳态输出阻抗,从而获得了良好的动态响应和并联均流性能。实验结果验证了理论分析和控制方案的正确性。
1微网逆变器并联基本控制
目前大功率微网示范工程中,考虑工程实际中的共模电压、用电安全、输出电压无高频分量等问题,一般采用带变压器的典型结构,如图1所示。微网逆变器由 三相半桥 逆变器、LC滤波器回 路及Dyn11型变压器接入电网或负载,变压器根据实际应用情况,或接在桥臂侧与滤波电感集成在一起,或经过LC滤波器接在输出侧为用户提供电源。
图1中:Cdc为直流侧储能电容;ucan,ucbn,uccn为第n台微网逆变器输出电容电压;ea,eb,ec为微网逆变器公共耦合点(PCC)电网电压;iLan,iLbn,iLcn为第n台微网逆变器桥臂侧电感电流;ioan,iobn,iocn为第n台微网逆变器输出电流;Tn为第n台微网逆变器变压器;Zlan,Zlbn,Zlcn为第n台微网逆变器的线路阻抗;L为桥臂侧 滤波电感;C为滤波电 容; SVPWM表示空间矢量脉宽调制。
本文采用基于VSG的微网逆变器控制,其基本模拟控制方 程包括功 率外环以 及电压双 环[23]。 功率外环主要模拟功角下垂方程、转子运动方程和励磁方程。电压双环主要模拟定子电磁方程。
1.1功率外环
根据微网逆变器的输出电压和输出电流求得平均有功和无功功率,进而建立自同步的机端模拟电压指令信号,如式(1)所示。
式中:ω 和U*分别为微网逆变器输出角频率和机端模拟电压幅值指令;θ*为微网逆变器输出相位; P,Q分别为微网逆变器输出平均有功和无功功率; ω0为平均有功功率输出为P0的微网逆变器输出角频率;U0为平均无功功率输出为Q0的微网逆变器输出电压幅值;m和n分别为功角控制下垂系数和无功功率—幅值控制下垂系数;J为虚拟惯量。
由于低压配电网中的线路阻抗特性与真实发电机组对应的高压系统并不相同,对此已有很多改进方法[19]。由于本文重点是关注其输出阻抗,因而对功率外环改进方案不再赘述。
1.2电压双环
为了更好地实现1.1节中的机端模拟电压 指令,本文采用了单dq坐标系下,电容电压外环、电容电流内环的双环控制方案,控制方程如式(2)所示。
式中:Ud*和Uq*分别为桥臂电压控制信号d,q轴分量;Icd和Icq分别为电容电流d,q轴分量;Gu为电压控制方程,Gu=Kup+Kui/s,其中Kup和Kui分别为电压控制方程比例、积分系数;Gi为电流控制方程。由于功率控制外环中已涉及电流信号,为保证并联稳定运行[24],电流控制 方程仅采 用比例调 节器,以增强系统阻尼,即Gi=Kip。
根据式(1)和式(2)可得微网逆变器基本控制, 如图1中虚线框所示。
2dq坐标系动稳态输出阻抗分析
2.1输出电压戴维南等效模型
由于电感电流和电容电压等状态量的存在,dq坐标系下等效模型一个显著的特征就是dq轴存在着耦合,这个耦合量决定了系统的能量变换和传递, 与单相系统模型不尽相同,其作用不可忽略。为此本文在复数域进行模型等效变换。根据复矢量理论[25],其复数域的拉普拉斯变换法则为:
式中:L(·)为拉普拉斯变换符号;S为任一矢量, Sd和Sq为其d,q轴分量;ωe为同步旋转角频率; s为拉普拉斯算子;k为自然数。
在实际应用中,图1中的变压器与桥臂侧电感一般集成在一起,考虑变压器漏抗为桥臂侧电感的一部分,不考虑共模分量,则根据基尔霍夫电压和电流定律,微网逆变器三相输出网络数学方程如式(4) 所示。
式中:IL,Ic,Io分别为电感电流矢量、电容电流矢量和输出电流矢量;U和Uc分别为桥臂电压矢量和输出电容电压矢量。
将式(3)代入式(4)可得dq坐标系开环输出电压的戴维南等效模型。
式中:α=1+LCs2-ω2eLC;β=2sωeLC;Ucd和Ucq分别为输出电压的d,q轴分量;Iod和Ioq分别为输出电流的d,q轴分量;Ud和Uq分别为桥臂电压d,q轴分量。
根据其频域特性,式(5)中的β相对于α 分量较小,忽略其影响,式(5)可以化简为:
微网逆变器本身参数的分散性、采样的不一致性等原因会导致不同逆变器的输出特性有所不同。 并联运行时,参数误差导致的输出电压误差将对并联运行有较大影响,为此本文引入了误差电压函数Ued,Ueq。
根据式(6)可得微网逆变器等效模型如图2所示。
图2中:Kpwm为脉宽调 制 (PWM)延时环节。 系统开关及采样频率较低时延时较大,对系统的性能影响不可忽略[26]。根据文献[27],若采用不对称规则采样SVPWM方式,在三角波的过零点和周期值处进行 采样,采样周期 为Ts,则得到Kpwm= e-1.5Tss。在控制系统中,为分析问题方便,通常根据Pade近似原则将Kpwm简化为一阶Pade近似方程, 如式(7)所示。
式 ( 2 ) 中的控制信号经PWM后得到桥臂电压 ,即
根据上面的复矢量域变换原理,设图1中的线路阻抗为Zl=Rl+(s+jω)Ll,连同式(2)和式(7) 代入式(6),得到逆变器输出端电压戴维南等效模型为:
2.2动稳态输出阻抗分析
根据文献[13,28]中所述,滤波器和变压器的使用使得分布式电源间的等效输出阻抗呈感性,且大功率逆变器从现场施工、损耗、成本、安放位置较为集中等 问题考虑,一般可假 设Rl=0,Ll1= Ll2=…=Ll n=L。
根据文献[9]中所述可得:
推导多台并联逆变器输出端电压为 :
式中 :为n台并联平均输出电压指令值 ;为 n 台并联误差电压的平均值 。
由式(6)、式(8)和式(10)可知,多台并联微网逆变器的终端输出电压Ucd,Ucq与单台微网逆变器类似,由两个输出阻抗组成。图3比较了两个输出阻抗频率特性。由图3可知,频率大于ωe时,|Z1|> |Z2|,动态电压瞬变主要由Z1决定,这主要是因为Z1的s反映了电流变化时的输出电压变化量,负载阶跃时s的存在使得输出电压感应出较高的电压变化,阶跃完成进入稳态后,此分量随之变为零,可称之为动态输出阻抗;频率小于ωe时,|Z2|>|Z1|, 基波阻抗主要由Z2决定,这是因为稳态时s的变化率为零,即直流侧处的阻抗为零,那么此处阻抗主要由Z2中的ωe起主要作用,此处阻抗相当于三相/ 两相静止坐标系中50 Hz处对应的感性阻抗,决定了稳态时的并联均流特性和输出阻抗的感性特性。
根据式(6)和式(10),LC谐振和Kpwm也会影响输出阻抗。由图3可知,闭环控制使得系统阻尼增大,部分抑制了LC谐振频率处的振荡,且使得输出阻抗减小。Kpwm的存在改变了控制回路的物理特性[29],相当于给系统增加了另一个谐振点,这使得Z1在1kHz左右的输出阻抗增大,Z2在1kHz左右的输出阻抗也略有增大,但远在0dB线之下,其影响较小。
由以上分析可知,闭环控制使得两个输出阻抗减小,但并不能 完全衰减LC谐振及Kpwm处的阻抗。根据前面假设,线路感抗远小于LC滤波器本身感抗,此时Z1仍主要由本身感抗决定,而Z2则受线路阻抗影响,下面将进一步分析。
2.3环流分析
根据式 ( 8 ) 可得第j台逆变器的输出电流为 :
根据环流定义[9],可得第j台逆变器的环流为:
对于基波环流,根据前面分析可知Z2>>Z1,将H ,H*,Z2代入式(12)可得:
通过式(12)和式(13)可以发现,基波环流主要由Z2决定,而Z2受多个因素和变量影响。电感变大会减小环流,减小电感会增加环流。若大功率微网逆变器距离相对较近,线路阻抗较小或分布不均衡且没有并机电感时,控制器由于积分的存在会使得由误差和指令造成的环流急剧变大。
综上所述可知,输出电压动态瞬变主要由Z1决定,而基波环流主要由Z2决定。据前面分析,采用三相/两相静止坐标系或单相系统中的输出阻抗变换到dq坐标系的方法,其sL和ωeL分量同时增大或者减小,无法解耦,且全部叠加到电压指令上使得电压控制环的带宽抑制了输出阻抗的高频特性。 通过本文所采用的输出电压戴维南等效模型,输出阻抗被分解成两个分量,分别影响动态响应和负载均流,若直接在dq坐标系中进行控制,则不但可自由选择阻抗正负及大小,还可自由选择叠加位置,实现解耦控制。
可用同样的分析方法分析等效线路成近似阻性或呈感阻性混合情况的规律。
3输出阻抗解耦控制策略
根据第2节中的分析,动稳态输出阻抗分别影响动态电压瞬变和负载基波环流,其根本原因是状态变量经过dq变换后,分离出两个相互正交的分量s和ωe,且其作用频率范围各不相同,可以实现解耦控制。利用这个特性,本文提出了一种输出阻抗解耦控制方案。
微网逆变器中的变量分为状态变量和扰动变量两大类,根据状态变量反馈和扰动变量前馈控制机制,可以修改式(2),得到
式中:k1,k2,k3,k4分别为各自输出电流和输出电压dq轴分量的补偿函数。
根据第2节中的假设,考虑大功率微网逆变器安放位置相对集中,则将式(14)代入式(6)可得输出电容电压的表达式为:
3.1动态输出阻抗控制
3.1.1输出电流微分控制
根据前面分析,Z1影响动态电压瞬变的关键物理量之一为sL,利用此物理特性,若要减小sL,根据式(15),可令k1= -K1sL,而根据第2节的结论,Kpwm延时使得1kHz左右的输出阻抗变大,因而需要补偿,从式(15)也能看出,Kpwm削弱了前面的补偿效果。根据式(7)可知,延时环节为非最小相位系统,若按照式(7)补偿将使得闭环系统特征方程出现右半平面极点,造成系统不稳定。为此,本文采用其最小相位近似传递函数Kpwm≈1/(1.5Tss+1) 对延时进行补偿,最后可得k1。
式中:K1为补偿系数。
3.1.2动态有源阻尼算法
文献[30]指出,单纯的比例—积分 (PI)控制器不能给系统提供足够的阻尼特性。这在负载阶跃时体现的尤为明显,负载阶跃产生的输出电压振荡使得动态电压瞬变加大,根据有源阻尼控制原理[31], 可以采用基于电容电压微分反馈的有源阻尼方法, 即k2=K2sC。同理,Kpwm延时特性将降低有源阻尼的有效性[29],其补偿方法跟3.1.1节中类似。可得k2为:
式中:K2为补偿系数。
3.2稳态虚拟阻抗控制
为消除由于参数误差、指令差和线路差异等造成的环流,根据上面分析可以采用虚拟阻抗以增大稳态输出阻抗。由于低频输出阻抗不影响 高频特性,对快速性要求不高,因而没有必要对其延时环节进行补偿。由式(15)可得如下控制规律:
式中:K3和K4为补偿系数,且K3=K4;τ 为一阶低通滤波器时间常数,用以衰减其高频特性。
根据上述控制方程可得输出阻抗解耦控制策略如图4所示。可用同样的分析方法,修改式(15),可以得到线路阻抗呈阻性或阻感性混合情况的控制规律。
加入输出阻抗解耦控制策略后的输出电压传递函数为:
根据式(19)可得加入输出阻抗解耦控制前后的动态响应和频率特性变化趋势图,见附录A图A1, 加入延时补偿后,输出电压振荡得到抑制,超调减小。系统零极点图见附录A图A2,加入延时补偿拓宽了有源阻尼参数的可调范围,振荡频率提高,阻尼变大,可以有效抑制阶跃响应过程出现的电压振荡,改善动态响应。加入的动稳态输出阻抗分别影响动态瞬变和负载均流,与理论分析较为吻合。
4实验验证
4.1实验平台介绍
为验证本文所提方案的有效性,搭建了如图1所示的两台100kVA与两台10kVA微网逆变器并联实 验平台。 数字控制 芯片采用TI TMS320F2808,变压器分别是容量为100kVA,变比为270V/400V,Dyn11型及容量为10kVA,变比为270V/400V,Dyn11型,采用二极管整理桥电路作为直流侧电源。不同功率等级逆变器参数按照归一化方法设计,如附录A表A1所示,其中P-ω 下垂系数选取原则为有功功率变化100%时,频率变化0.4Hz。Q-Uc下垂系数选取原则为无功功率变化100%时,电压变化2%。根据文献[2],转动惯量J与下垂控制中功率环节的一阶低通滤波器时间常数Td存在一定的对应关系,即Td=Jω0m。由于2台并联运 行时其稳 定性受此 参数影响 较大[10,32],尤其是当大 功率微网 逆变器开 关频率较 低、控制延时较大时,其影响更甚,在此取时间常数Td=Jω0m=1.5e-3s,则此时J=0.2kg·m2。所提输出阻抗解耦控制策略的参数选取原则为:考虑微网逆变器电感参数变化范围,K1和K3选择考虑为电感参数的一半,即K1=K3=0.5;动态有源阻尼控制中的K2参考文献[31]中的根轨迹特性,选择K2=1。LC滤波器参数与电压双环控制器参数设计及关系见文献[33]。
4.2实验结果
为定量计算动态电压瞬变和负载不均流度,现给出计算公式。动态电压瞬变计算公式为:
式中:β为动态电压瞬变范围;Umax为突卸负载时的瞬态线电压最大值;Umin为突加负载时的瞬态线电压最小值;UNm为额定线电压峰值。
对于4.1节中的两台微网逆变器,负载不均流度计算公式为:
式中:εI为负载不均流度;IN为微网逆变器额定电流;Ic为环流;Ii1和Ii2分别为微网逆变器对应相输出电流。
根据三相线电压和三相相电流计算上述指标, 取其中最大值作为最终数据。
图5给出了单机运行加入动态输出阻抗控制前后的输出线电压满载阶跃响应波形。根据式(17)和图5中的数据,可以分别 计算出动 态电压瞬 变为24.8%,17.4%,9.6%。可以看出加入的动态输出阻抗控制大大降低了动态电压瞬变,且延时补偿对动态电压瞬变的影响较大,加入前后分别为17.4%和9.6%。另外,加入动态输出阻抗控制前后,其动态过程的振荡过程也有所不同。加入控制后,其动态过程伴随的振荡有所减小,加入延时补偿后振荡继续减小,动态电压瞬变减小,与理论分析较为吻合。
从图5还可以看出,影响动态电压瞬变的时间范围在1/4工频周期左右之内,即此阶跃响应属于电压双环的控制频带内的问题,即使采用基于自适应下垂控制的功率外环快速控制策略,其指令值仍需要电压双环去执行,因而在考虑改变功率环的同时,还是需要进一步提高内环控制的快速性,以改善动态响应。图5(d)为在加入动态输出阻抗控制的基础上,继续加入稳态虚拟阻抗,2台100kVA逆变器并联时的输出线电压负载阶跃响应。加入稳态虚拟阻抗并联运行时,为使系统并联稳定运行,调整附录A表A1中参数K1=0.24,此时动态电压瞬变略有增大,为11.5%。根据各对应相电流瞬时值相减得到系统2倍环流如图6所示。由图6(a)和(b) 可以看出,满载运行时,加入稳态虚拟阻抗控制前后的环流,其2倍环流有效值分别为24 A和12 A。 根据式(18),负载不均 流度分别 为7.9%,3.6%, 4%。由图6(d)可以看出,不同容量等级微网逆变器并联时的a相输出电流有效值分别为133A和12a,计算其不均流度为4.3%。由于此时动态响应由功率等级高的逆变器决定,其动态瞬变结果与图5(d)类似,不再赘述。
根据上述计算数据可以看出,并联运行时,动态和稳态输出阻抗各自控制着动态阶跃和稳态运行时的输出电压性能和均流性能。减小动态输出阻抗改善了动态电压瞬变,但并不影响稳态时的均流控制性能,增大稳态输出阻抗减小了负载不均流度,但对动态电压瞬变并无影响,这说明两个输出阻抗实现了解耦控制,验证了本文所提出的解耦控制策略的可行性。
需要指出的是,三相系统阶跃时刻不同,各相电压瞬变并不总相同,需要多次测量至少两相线电压并取其最大值。
5结语
针对传统的输出阻抗设计方法不能同时兼顾动态响应和负载均流特性,本文提出了一种输出阻抗解耦控制策略。该控制策略根据dq坐标系中输出电压的戴维南等效电路,分离出动稳态输出阻抗,并直接在dq坐标系中设计输出阻抗,不但可自由选择其数值大小,还可自由选择叠加位置,实现了动态响应和均流特性的解耦控制。本文对于上述解耦控制策略进行了基本实验验证,实验结果表明了所提方案的有效性,同时也可以看到,单机跟多台并联运行时其参数的稳定域范围需要研究,这也是下一步工作的重点内容。
大功率逆变器 篇5
目前国内光伏发电主要以大型光伏电站为主, 采用的并网逆变器90%以上是单机500k W的风冷型逆变器。
本文描述一个实际应用到现场的风冷型500KW光伏逆变器设计过程, 阐述三相电压源型PWM系统组成, 并对控制策略进行了分析和研究, 采用西门康公司的智能功率模块SKIIP2403和德州仪器 (TI) 公司的DSP芯片TMS320F28335设计了500KW原型样机。最后的实验结果表明采用PWM控制的逆变器适合应用于大型光伏电站, 市场前景广阔。
1 光伏并网发电系统组成
光伏行业主流的大型光伏电站系统主要由主要由光伏阵列、汇流箱、直流柜、并网逆变器、双分裂升压箱变和SVG无功补偿器组成, 整个系统组成如图1所示。
如图1所示, 太阳能电池板将太阳能转化为直流电能, 目前行业使用的太阳能电池板多为功率240W~260W, 开路电压为37V~45V, 通过对多块电池板串联后, 使得整串电池板开路电压约为800V~900V后, 送入到汇流箱中, 常见的汇流箱为16路输入, 1路输出。
8~10台汇流箱送入到1台直流柜中进行汇流后, 送入到500KW光伏逆变器中, 经过光伏逆变器的变流功能, 将直流电能转化为工频交流电能, 馈送到电网。
2 并网逆变器控制原理
由图1大型集中式光伏并网电站系统组成可知, 并网逆变器是整个发电系统的核心装置, 决定着整个系统的性能。本文所设计的并网逆变器主电路拓扑采用三相全桥DC-AC结构, 其控制流程如图2所示。
从图2并网逆变器控制结构图中可知, 并网逆变器控制结构本质上是自寻优MPPT算法+电压电流双环控制。
自寻优MPPT算法通过采样逆变器当前输入电压和输入电流信号, 计算输入功率, 进行比较, 根据输入功率的大小不断调整并网逆变器的直流工作点电压, 最终使得并网逆变器的工作点沿着光伏阵列最大功率曲线变化。
逆变器根据MPPT算法得出电压外环的指令信号和电压霍尔采集到的反馈信号, 求取电压环误差信号, 该信号经由PI调节器环节后输出电流环有功电流幅值指令。
本文设计软件控制算法是在DQ旋转坐标系下进行的研究, 即电流环有分为两个支路:一路为有功电流环, 其给定指令信号由电压环输出得到;另一路为无功电流环, 该环给定指令由电站后台调度下发, 默认为0。如此设计控制算法的一个好处, 实现了无功电流和有功电流的完全解耦控制, 控制思路清晰, 易于独立控制。
最后, 有功电流环输出和无功电流环输出, 通过SVPWM算法, 实现控制量由2相旋转坐标系转到3相静止坐标系下, 最终直接得到三相全桥的6路PWM驱动信号。
3 硬件设计
本文设计的光伏逆变器采用DSP+FPGA双CPU作为核心数字控制器。系统以DSP (TMS320F28335) 作为主控芯片, 实现控制算法和PWM波发送;以FPGA (EP2C8Q208I8N) 作为辅控芯片, 实现ADC采样, 故障处理, 接口扩展。DSP通过外总线与FPGA进行数据交换。
逆变器核心功率器件采用德国西门康公司智能功率模块SKIIP2403, 内部有6只IGBT组成三相桥臂, 还集成了各种IGBT的驱动电路以及异常情况的检测单元, 如短路检测、过流检测、欠压检测、过温检测等。当上述的任一异常信号检测到时, SKIIP模块的FO信号可以通过光耦隔离后送到DSP的功率驱动保护引脚, 以实现相应的保护。
4 软件设计
利用DSP控制电路的优点结合逆变器装置的控制算法, 设计了采用固定开关频率的逆变器控制系统软件。系统软件由主程序和中断服务子程序构成。其中AD采样、有效值等变量计算、锁相控制、核心控制等对实时性要求较高的模块均放在中断服务子程序中执行, 而初始化、状态机及参数设置等功能模块放在主程序中执行。
5 实验结果
依据上述方案, 本文设计了一台500KW光伏逆变器样机, 额定电压315V, 额定电流925A。考虑到并网逆变器与电网直接关联, 交流侧输出电流决定着并网逆变器性能, 因此系统实验主要关注电流谐波和功率因数两个指标。
从图3样机实验波形看出, 三相系统具有较好的正弦输出电流波形, 且三相电流保持平衡。
6 结束语
本文详细阐述光伏行业主流的大型集中式光伏并网电站系统组成, 并对光伏逆变器的控制系统流程进行的概述。基于本文阐述的软硬件设计方案, 设计的500KW并网逆变器能够有效实现光伏阵列并网发电功能, 同时可以实现发电时能以单位功率因数输出平滑的正弦电流, 基本达到满功率时的电流THD<3%, 符合光伏行业新能标要求。
摘要：论述了大功率光伏并网逆变器的基本原理, 采用先进最大功率点跟踪技术 (MPPT) 和高效的SVPWM逆变器技术, 实现直流太阳能转换为电网工频交流电能, 且确保以功率因数1输出高质量的电能波形。研制了500KW试验样机, 实验结果表明该主电路拓扑及软硬件设计的正确性和可行性, 且具有良好的并网性能。
关键词：DSP,最大功率点跟踪,大功率光伏并网逆变器,SVPWM
参考文献
[1]郑琼林.绿色能源科技推动电力电子技术新发展[J].大功率变流技术, 2010 (01) :1-14.
[2]刘飞.三相光伏并网发电系统的运行控制策略[博士学位论文][D].武汉:华中科技大学.2008:72-84.
小功率微型逆变器的研究 篇6
关键词：光伏电池,微型逆变器,最大功率跟踪,自适应,并网控制
0 引言
近年来，为缓解全球能源及环境危机，世界各地都将关注的目光投向光伏产业。而作为光伏利用主要形式的光伏并网发电系统更是倍受人们的青睐。
在光伏并网发电系统中，光伏并网逆变器是连接光伏模块与电网的桥梁，它不仅要实时控制光伏模块的输出以保证系统工作在最大功率点，同时还要向电网提供高品质的入网电流，因此光伏并网逆变器的结构将直接影响系统光电转换的效率及其他设备的容量选择与合理配置。
集中式逆变和组串式逆变是目前光伏并网系统中最常见的两种逆变方式[1]。集中式逆变器一般适用于大型光伏发电站，其直流输入取自多个并行的光伏组串，因此系统容量较高，但逆变器结构灵活度不高，系统不易扩展，光伏组串间的不当配合及局部阴影都会降低系统出力。组串式逆变器在各光伏组串支路配置具有最大功率跟踪功能的DC/DC变换器，与集中式逆变器相比，光伏组件的串并联个数明显减少，系统效率可以提高1%～3%[2]，而且支路模块化的处理方式使系统更容易扩展，但局部光伏模块的不佳运行依然影响支路的整体出力。为进一步提高光伏模块的效率，“微型逆变器”孕育而出，并将成为未来发展的主流。微型逆变器(以下简称微逆)以单个太阳能模块为研究对象，在面板级实现最大功率峰值点的跟踪，大大提高系统抗局部阴影的能力;而标准频率的交流输出使微逆真正做到即插即用[3,4]。此外，通过交流输出电线可以使微逆进行网络通讯，实时监测各模块的运行状况。
本文以单太阳能模块发电并网系统为研究对象，通过对目前各种主流交流模块逆变器拓扑结构的比较，提出了一种具有更高效率的微型逆变器拓扑，利用提出的自适应变步长MPPT算法，对微型逆变器的最大功率跟踪及并网控制策略进行了研究。仿真结果验证了微型逆变器拓扑结构的可行性及控制策略的有效性。
1 微型逆变器的主电路拓扑
基于微型逆变器的光伏发电并网系统结构如图1所示，其中微型逆变器直接安装在太阳能模块背后或固定在支架上，交流输出可以直接通过普通的交流电插座与电网相连。
合理的微型逆变器拓扑结构对提高系统效率、降低生产成本有着极其重要的意义。对于低电压小功率(50～400 W)输出的太阳能电池单体，灵活多变的两级式结构不仅能更好地满足直流输入多变性的要求，同时还能简化控制，是微型逆变器拓扑的最佳选择。目前常用的两级式光伏并网逆变器按系统中有无变压器可分为隔离型和非隔离型两种。
尽管Boost、Buck-Boost[5,6]等非隔离式拓扑结构在成本、体积上占有优势，但直流变换允许范围小，电压转换效率有限，不适合低压小功率场合。
两级式隔离型逆变器按工作原理可分为反激式、双全桥式和推挽式三大类。单晶体管反激式逆变器[7]元件数量少，但输入侧的大容量电解电容大大降低了系统的整体寿命。尽管改进的高功率结解耦型反激逆变器[8]在系统寿命方面有所提高，但控制的复杂性相对增加，系统可靠性有所降低。双全桥式逆变器利用后级高频PWM控制能获得更为理想的输出波形，中间解耦电容的使用提高了系统寿命，但该结构元件数量多，开关损耗较大。推挽型交直交电流源Boost电路[3]利用前级高频斩波在电感上获得正弦整流波，并利用后级低频开关获得正弦输出。该电路的元件数量少，效率最高，但存在体积大、寿命低等缺陷。
结合双全桥电路寿命长、控制简单以及推挽电路效率高[9,10]的优势，提出了一种如图2所示的两级式微型逆变器拓扑结构。
其中前级DC-DC变换器主要实现升压和隔离的功能。低压侧轮流导通的高频开关T1、T2使得变压器磁芯的磁化曲线在一、三象限来回交替，完成磁化和去磁的功能，提高磁芯利用率。与全桥电路相比，开关数量减少了一半，低压侧开关损耗减少近50%。后级DC-AC变换采用的电压源型全桥逆变电路对中间环节滤波电感的要求不高，只需保证电流工作在连续模式即可。为了获得高品质的入网电流，高压侧的4个开关管必须同在高频PWM模式下工作，为减少因开关频繁动作造成的功率损耗，后级波形控制需采用降损式SVPWM控制方式[11]，在半个工频周期内，保持某一桥臂的开关状态不变。与SPWM方式相比，SVPWM方式不仅可以降低50%的开关损耗，还能延长开关管的寿命。而且该模式下的输出电压波形最低次谐波发生在开关频率附近，方便了滤波器的设计。并网侧采用LCL滤波结构，可以使系统以更快的速度衰减高频谐波分量，因此选择较小的电感即可满足系统入网的要求，降低了系统成本与体积。电路高压侧的电解电容Clink一方面起到稳定电压的功能，另一方面作为能量的缓冲单元实现交直流间的功率解耦，从而避免了大容量电解电容的使用，提高系统寿命。而低压侧电容则保证光伏电池的输出电压纹波维持在最大功率点电压的8.5%内以获得98%的利用率[3]。
2 微型逆变器的控制系统
2.1 DC-DC控制方案
前级控制主要实现光伏电池最大功率的跟踪，从而提高光伏电池的光电转换效率。其控制框图如图3所示。
MPPT算法是提高系统整体效率的关键[12]。常规的恒定电压(CV)法原理简单但效率不高，特别在日温差较大的地区造成严重的功率损失。扰动观察(PO)法算法简单，但响应速度慢，稳态情况下会产生小幅振荡，环境变化时容易产生一次误判。电导增量(INC)通过比较输出电导的变化量和瞬时电导值的大小决定参考电压的变化方向。当输出电导变化量大于瞬时电导值时，增加参考电压;反之减小参考电压。INC法控制精度高，但实现难度大，对固定步长的选取有很高的要求。文献[13]利用光伏模块工作电压离最大功率点越远，越大的特点提出了一种变步长算法以加快系统的跟踪速度，但该算法中的变步长速度因子对于不同规格的太阳能模块需通过反复实验得到，通用性不高。
本文利用最大功率点两侧单调递减的特性，以为变步长系数实现步长的自动调整。附加的增长因子λ可以改善系统因检测或纹波等因素造成变步长系数过大的缺陷，提高算法的可靠性。而将最小均方差(LMS)自适应算法引入到增长因子的计算中，可以进一步加强最大功率跟踪算法的自适应性。新算法的具体形式如下：
式中：为变步长系数;λ(k)为步长增长因子;α、β为调整因子;S(k)为功率变化量d P(k)的时间均值估计;γ为遗忘因子，用于调整时间窗的宽度，以记录过去控制过程对现在的影响。参照文献[14]，γ取值在0～0.1之间，以保证较好的遗忘度。此外，对功率变化量d P(k)添加滑动时间窗，还能有效抑制采样过程引入的零均值白噪声，进一步提高控制的精度。
图4为自适应变步长MPPT算法的流程图。
2.2 并网控制策略
2.2.1 并网控制基本方法
光伏并网逆变器一般采用电压源电流控制方式，只需控制逆变系统的输出电流跟踪市电电压即可达到并联运行的目的，因此控制方法相对简单，使用较广。电流跟踪方式通常有滞环比较、定时比较和三角波比较三种基本方式。滞环比较方式响应速度快，但开关频率不固定，滤波难度大;定时比较方式能降低开关频率但控制精度低;三角波比较方式开关频率固定，滤波器设计简单，但响应速度比较慢，易于硬件实现。为了提高直流电压的利用率，降低开关损耗，本文采用基于软件实现的SVPWM控制方式。
逆变器û-并网控制方案一般采用电压、电流双环控制[15,16,17]。电压外环控制目标是将电容Clink两端电压稳定在350 V，并为电流内环提供参考值;电流内环则主要实现入网电流对电网电压的跟踪，以获得单位功率因数。整体控制框图如图5所示。
2.2.2 电流内环控制策略
入网电流与逆变器输出电压的传递函数为
图6为式(2)相应的波特图，图中明显可见系统在谐振频率处存在幅值尖峰。为保证系统稳定性，逆变器并网控制策略需对谐振峰值进行抑制。
由于入网电流直接控制为不稳定系统，本文采用入网电流与电容电流双控制方案，如图7所示。其中i2ref、i2为入网电流的参考值与实际值，icref、ic为流过电容C的参考值与实际值，i1为逆变器的输出电流，uo为逆变器输出电压，uc为电容C两端电压，unet为电网电压。
电压外环的参考幅值与同步锁相环所获得的正弦参考信号合成并网电流的参考值。式(3)为双电流闭环系统的传递函数。
根据Routh判据可知，该控制系统为一个条件稳定系统。图8为系统在不同Kp下的波特图，为简化分析，不妨假设Ki=0。
由图8可知，双电流控制方案对电流的谐波具有很好的抑制作用;并且比例系数Kp越小，谐振峰值抑制效果越佳。此外，双电流闭环控制采用对入网电流的直接控制，可以保证较为理想的功率因数。
3 微型逆变器的系统仿真
3.1 微型逆变器的仿真模型
为了验证微型逆变器模型在MPPT控制及逆变控制下的实际效果，利用Matlab/Simulink中的SimPowerSystem功能模块，分别搭建了太阳能仿真模型、自适应变步长最大功率跟踪模型和逆变并网模型，如图9所示。其中，太阳能电池板模块采用工程用数学模型[18]，其技术参数均参照SW-200W-P多晶太阳能电池板，在25C、光照为1 000 W/m2条件下，电池板最大功率为200 W，开路电压为36 V，短路电流为7.06 A，最大功率点输出电压为29.5 V，输出电流为6.78 A。由S-Function模块产生的最大功率点参考电压与实际光伏模块输出电压的差值经PI调节后与三角波比较，产生两路对称互补PWM信号，用以驱动直流侧开关。交流侧开关则由交流控制产生的四路SPWM信号驱动。直流、交流侧开关频率分别为100 kHz、20 kHz。
3.2 仿真结果
3.2.1 启动阶段微型逆变器仿真结果
图10为环境温度为25℃，光照强度为1 000W/m2条件下，微型逆变器启动阶段入网电流的波形图。微型逆变器刚启动时，入网电流方向与电网电压方向相反，电网电压向中间稳压电容充电，此时逆变电路通过开关管内部的反向二极管工作在整流状态。经0.04 s后，入网电流开始和电网电压保持同频同相，光伏电池向电网输送有功功率，而且并网电流幅值恒定。进一步分析发现，入网电流稳定时的总谐波畸变率为1.76%，达到了入网电流总谐波失真小于5%的并网要求。
3.2.2 环境变化下微型逆变器仿真结果
环境变化时光伏电池板的输出功率(或电流、电压)能反映MPPT控制算法的效果，而中间直流环节的电压及入网电流的动态响应可以反映并网控制策略的效果。图11为环境变化时，采用不同算法时的光伏电池输出功率。比较图11(a)、(b)可知，在标准温度下，光照强度由600 W/m2升至1 000 W/m2时，自适应算法较传统电导增量法在微型逆变器的启动阶段具有更快的最大功率跟踪速度，但在照度变化时，效果不明显，其主要是由光伏板的最大功率点电压随光照强度略微变化这一特点决定。比较图11(c)、(d)可知，在标准照度下，温度由25℃降至15℃时，采用自适应算法的系统能在更短的时间内调整其出力，提高了光伏板的利用率。
图12给出了照度变化时直流母线电压、入网电流、有功及无功的变化情况。直流母线电压尽管在环境变化时略微有所改变，但经过0.2 s后都基本恢复到350 V，纹波大小也控制在1%以内。入网电流的相位、频率基本与电网电压同步，动态响应速度及电能质量都保持在合理水平。从系统出力的角度进一步分析，系统向电网输送的无功功率基本为零，输送的有功功率有效值占实际光伏板相应条件下最大功率的96%，验证了控制策略的有效性及该拓扑结构在效率上的优越性。
3.2.3 实验波形
为测量观测入网电流的变化情况，实验在并网侧串联了一个1Ω的电阻，通过测量其两端的电压间接反映入网电流。图13为稳态下，SW-200W-P多晶太阳能电池板的输出电压波形、微型逆变器耦合电容电压、电网电压及入网电流输出波形。
从图13可以看出：太阳能电池板的输出电压约为29 V，通过与太阳能电池板的技术参数比较发现自适应算法已有效地使太阳能电池板在最大功率点附近工作。同时中间耦合电容电压基本稳定在350V，满足纹波在1%内的控制要求。从微型逆变器的输出电流与电网电压的频率与相位来看，入网电流能很好地跟踪电网电压的变化，功率因数接近为1，且入网电流具有较好的输出波形。
4 结论
一种新型小功率光伏并网逆变器设计 篇7
关键词：新能源,光伏并网,微型逆变器
0引言
太阳能作为清洁高效的新能源, 目前, 已成为新能源发电的重要发展方向。光伏并网逆变器是实现并网发电的关键, 其性能直接决定了发电系统的效率及成本。目前, 现有光伏并网逆变器成本高、发电效率低、可靠性有待验证, 其性能的提升一直是学者研究的重点。氮化镓 (Ga N) MOSFET作为一种新型材料开关管, 具有代替硅半导体和碳化硅半导体的突出性能。本文采用氮化镓 (Ga N) MOSFET开关器件应用于微型逆变器拓扑结构中, 设计了一种新型小功率光伏并网逆变器, 具有适应性强、维护方便等优点。
1整体方案
系统整体方案如图1所示。功率电路中, 光伏电池电压经有源钳位并联反激电路实现升压功能, 以满足逆变器输入直流300V的要求; 逆变器拓补结构采用全桥逆变电路形式, 完成与电网电压同频同相的交流电输出;滤波电路对逆变输出波形进行整形, 降低纹波, 提高并网电能质量;去耦电容隔离光伏电池和后级主电路。控制电路中, PLL锁相环使得逆变器输出与电网的电压同频率同相位, 实现并入电网电能的功率因数接近1, 提高效率;ADC模块采集各种电流、电压和温度信号;模拟比较器对发生的过压和欠压故障进行快速保护;PWM模块产生的脉冲分别控制反激电路和全桥逆变电路;辅助电源为所有的控制电路供电。
2硬件实现
所设计的微型逆变器的硬件整体原理如图2所示。微型逆变器的输入直流电压范围为20~45V, 输出电压为单相交流电220V, 额定功率为300W, 最大开路电压约为55V。微型逆变器采用ds PIC33FJ16GS504作为控制器核心, 外围有电池电压、反激电流、电网电流、电网电压等6个采样电路, 将采集信号输入控制核心, 以实现最大功率点追踪 (MPPT) 、 数字锁相环 (Phase Lock Loop, PLL) 、系统孤岛运转和故障处理等功能。
3实验结果
采用微型逆变器、光伏电池模拟器、示波器、隔离变压器等搭建微型逆变器的试验平台, 开展功能实验。图3为电网电压和逆变器并网电流, 图4、图5为系统孤岛运转和故障处理等功能。
实验测试出了实际的并网电压和电流波形, 输出电压波形纹波较小, 接近理想正弦波, 因而, 从输出的电压和电流波形可以得出, 所设计的微型逆变器样机可以很好地实现并网发电功能。
参考文献
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[4]潘铭航.基于反激拓扑的光伏微型并网逆变器[D].浙江:浙江大学, 2013.
大功率逆变器 篇8
三相电压源逆变器 (VSI:Voltage Source Inverter) 在并网系统有许多应用, 如静态无功补偿、不间断电源 (UPS) 、光伏和风力等分布式发电。对于三相VSI控制和电力系统功率潮流管理, 广泛采用的是电压定向控制 (VOC:Voltage Oriented Control) , 即利用内部电流环实现系统动态响应控制。目前, 国内外提出的并网控制策略有预测控制 (PC:Predictive Control) 和直接功率控制 (DPC:Direct Power Control) 。
DPC是以电机的直接转矩控制 (DTC:Direct Toque Control) 为基础发展起来的, 其因具有快速动态响应和实现简单等优点而日益受到重视。传统的DPC最主要的缺点是开关频率变化和频谱范围扩展。与DTC控制类似, DPC是对有功和无功进行直接控制, 而不用内部控制环和PWM调制, 开关状态是根据有功和无功估计值与期望值的瞬态误差进行选择, 通过开关表实现。传统的DPC变换器通过L型滤波器与电网连接, 电感值L较大, 如果网侧电感较小, 则L型滤波器就很难满足国际IEEE关于并网的要求。因此, LCL滤波成为流行的并网接口方式, 它能以较低的开关频率减小谐波畸变, 而且LCL滤波器体积、重量较小。不过, LCL的谐振会使电网电流产生动态和稳态误差, 需要设法抑制。传统的PWM变换器采用空间相量调制和有选择性的滤除谐波来解决, 但当并网系统发生变化或者电网电压受到扰动时, 无源阻尼和有源阻尼则是抑制谐振的有效方法。
在抑制电网电流谐波的方法上, 曾有人提出阻尼控制器会产生一个电压分量, 叠加在变换器调制指数参考信号上, 使其对于根据优化开关表选择开关状态的DPC无法应用, 而且DPC没有电流控制PWM环。因此, 本文提出了一种基于LCL滤波器, 采用消除滤波电容从电网吸收的谐波电流来抑制谐振的有源阻尼方法构成的新颖的、统一协调的DPC控制策略, 从而有效地解决了开关频率变化、谐振和低次谐波等问题, 能满足并网要求。
1 传统DPC主要思想
DPC的主要思想由Noguchi提出, 它基于感应电机直接转矩控制, 用有功取代转矩幅值, 无功替代磁通幅值, 通过从开关表选择合适的开关状态来实现。DPC有2个重要的特性: (1) 开关状态的正确选择; (2) 有功和无功的快速准确估计。为正确估计有功功率并减少电压传感器数量, Noguchi提出了电压向量的估计方法, 这种方法需要计算检测电流的积分值, 从而增加控制环的噪声, 引起畸变。最近, 有人提出虚拟磁通 (VF:Virtual Flux) 的概念, 假定线电压交流侧电感和虚拟交流电机具有量化的相关性, 与交流电机类比, 并网滤波电感L和其串联等效电阻R分别和定子漏抗与电机定子电阻对应, 电网电压ugi和电机感应电动势对应。
图1为传统DPC的原理框图。
2 改进的DPC算法
2.1 有源阻尼
改进的DPC是对图1常规直接功率控制的改进, 采用三阶LCL滤波器, 能有效减小开关频率的谐波, 且LCL滤波器总体体积和重量减小。基于LCL滤波的三相并网VSI等值电路, 滤波电容虚拟磁通估计表达式为:
则变换器侧有功和无功估计表达式为:
可见, 有功和无功在变换器侧受到控制, 滤波电容从电网吸收的无功功率必须补偿以满足电网侧无功需求, 因此, 滤波电容的无功补偿为:
抑制谐振的常用方法是在滤波电容支路串联阻尼电阻, 即所谓的无源阻尼;有源阻尼是在控制系统引入阻尼因子, 模拟阻尼电阻的功能。输出滤波器的谐振频率在VSI控制环的带宽内, 滤波器角频率一般最多为开关频率的3倍, 而最快的控制频率为开关频率的2倍, 因此, 控制器的采样频率至少为谐振频率的6倍。
LCL滤波器的输入导纳为:
为模拟与滤波电容串联的电阻功能, 从逆变器电压参考信号减去与电容电流成比例的电压, 其中受控电压源在滤波器谐振频率处提供阻尼, 此时, 输入阻抗的传递函数修改为:
式 (7) 和式 (6) 相比较, 表达式结构类似, 但式 (7) 多出一项, 这是因为有源阻尼因数受2个电感值影响。若网侧电感比变换器侧电感大很多, 则有源和无源阻尼的特性完全类似。
有源阻尼控制环减小了分布在LCL滤波器谐振带宽内的谐波, 但增加了电容电流的低阶谐波分量, 特别是kd较大时谐波电流比较显著。因此, 一般选择较小的kd, 同时保证足够的阻尼。
在静止参考坐标系下的DPC等效参考复功率为:
则与有源阻尼对应的有功和无功参考功率为:
2.2 谐波抑制
为减小注入电网的电流谐波, 在同步参考坐标系下对各次谐波电流逐一进行控制。这个思想通过dq参考坐标系有源滤波器实现, 以补偿非线性负载的电流谐波和负载不平衡条件等, 其基本思想是通过dq变换将三相电压和电流变为直流量, 并通过锁相环 (PLL:Phase Locked Loop) 技术与电网电压基频保持同步旋转。各次被控的谐波在各自同步参考坐标系下呈现直流, 因此, 采用PI控制器足以保证谐波的零稳态误差。所有各次谐波被衰减后, 通过移动平均和低通滤波器提取直流分量。
2.3 虚拟磁通估计
实际应用中, 由于检测的电流和电压存在噪声和直流偏移, 用于计算逆变器输出磁通的积分器可能饱和, 通常采用低通滤波器来取代纯粹的积分运算, 但低通滤波器存在固有的幅值和相位误差, 使系统性能降低, 因此, 在磁通估计中需要幅值和相位补偿。这种方法是在所有频率范围内提供低通滤波器的特性, 但运行频率 (电网电压频率) 除外, 从而避免积分漂移问题, 同时保持系统良好的动态特性。
基于低通滤波器切换频率wc和运行频率wf, 实际磁通ψinv.αβ和估计磁通ψ′inv.αβ有如下关系:
2.4 锁相环技术
电网电压并不总是纯净的正弦和对称的, 用PLL技术提取基频相位和频率最简单的方法是电网电压过零点检测, 但仅能在主频的半个周期检测, 另一半周期信息会丢失。最常用的PLL技术是基于同步参考坐标系 (SRF:Synchronous Reference Frame) , 在理想电网条件下, 这种PLL技术能获得较为满意的结果, 但在有高次谐波的畸变电网电压和电网电压不对称情况下, 相位和频率跟踪性能将主要取决于PLL带宽。
曾有人提出基于虚拟磁通静止分量的PLL算法, 图2为采用极坐标的电网电压畸变补偿算法。
3 改进的DPC控制策略
基于以上模块算法, 提出如图3所示集成的有源阻尼算法和谐波抑制统一协调的直接功率控制系统。由图3可见, DPC的开关状态通过开关表选择, 在控制环内没有调制指数和控制信号, 通常有源阻尼控制信号可以直接加入控制环。为解决这个问题, 有源阻尼控制和谐波抑制控制对有功分量和无功分量进行直接处理, 最后控制信号直接和基频参考功率信号 (Pref, Qref) 相加作为功率滞环控制的参考信号。
如下所示, 图4为仿真的传统DPC三相电网电流波形, 图5为仿真的改进DPC三相逆变器输出电流, 图6为仿真的改进DPC三相电网电流波形, 图7为改进的DPC A相电压和A相电流同步波形。
4 结语
本文基于传统DPC思想, 提出了改进的DPC算法, 在此基础上形成了以有源阻尼、谐波抑制、虚拟磁通估计和锁相环技术等为核心模块的统一协调的控制策略。仿真结果表明改进的DPC能有效改善电网电流质量, 降低总谐波畸变率, 并使电网电压和注入电网电流同相, 且功率因数接近为1。
参考文献
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