大功率IGBT散热器（精选七篇）
大功率IGBT散热器 篇1
IGBT作为能量变换与传输的核心元件, 在电子工业领域应用极广。但是当IGBT处于高频作业时, 损耗所造成的温升, 会对其可靠性、工作特性、元件寿命等造成剧烈影响。尤其当设备功率很大时 (兆伏安级) , 风压提供、风道设计、噪声指标等条件, 实现起来将会十分困难。传统的强制风冷已经不能很好地满足设备的散热要求。水冷的散热能力是强制风冷的15~30倍, 更适合应用在大功率IGBT的散热系统中。
以DIM800ECM33-F000型IGBT的大功率水冷散热系统为例, 建立水冷系统的等效热路模型, 并对散热系统的一次热阻、二次热阻进行计算。仿真结果以及工程实际应用情况证明该水冷散热系统散热性能良好、稳定, 能够满足系统的散热要求。
1 IGBT模块散热系统等效热路分析
1.1 水冷散热原理
IGBT模块水冷散热系统拓扑如图1所示。IGBT (热源) 安装在水冷板上。循环管路内的冷却介质 (水) 由循环泵提供动力, 进入散热冷板, 将安装在冷板上的IGBT热量带出 (一次换热过程) , 再流经换能器与外界环境进行热交换 (二次换热过程) , 最后回流储液箱, 再到循环泵, 如此往复循环, 通过两次冷却给IGBT模块散热。
1.2 等效热路分析
热路中的热量传递遵循热欧姆定律:
式中, ΔT为温度差, ℃;Ptot为总损耗, VA;Rth为系统的总热阻, ℃/VA。
从IGBT开始工作到稳定运行, 系统的温度会经历上升到稳定的过程。当系统达到稳态时, 假设IGBT的损耗全部转换为热量释放, 则散热系统的耗散功率相等。即:
有散热系统 (空散置于柜内) 结构的稳态等效热路如图2所示。Tj为IGBT结温, ℃;Tc为IGBT外壳温度;Tl为冷板表面温度;Ty为冷却介质一次换热后的温度;Tg为管路管壳温度;Ts为散热肋片的温度;Ta为柜内环境温度;Th为外部环境温度;Rjc为IGBT内热阻, ℃/VA;Rcl为IGBT外壳到散热冷板的间隙热阻;Rly为冷板到冷却介质的热阻;Ryg为冷却介质到管路的热阻;Rys为冷却介质到换能器散热肋片的热阻;Rgs为管路到换能器散热肋片的热阻;Rsa为换能器肋片到外部环境的热阻;Rca为IGBT外壳到柜内环境的热阻;Rla为散热冷板到柜内环境的热阻;Rga为管路到柜内环境的热阻;Rah为柜内环境到外部环境的热阻。
由式 (1) 可以得到系统的热量传递关系:
式中, Rth为从IGBT到柜内环境的总热阻, ℃/k VA。由图2可以得到其计算公式为:
假设IGBT外壳与散热冷板之间的接触热阻为零。由于Rca、Rla、Rga、Rgs热阻十分大, 在热路中可以视作开路, Rcl、Rys的阻值十分小, 可以视为短路。将式 (4) 简化后带入式 (3) , 可以得到:
式中, Rjc是由IGBT器件本身决定的, 且在工程中, Tj不宜直接获取。将式 (5) 改写为:
可以看出, (Rly+Rsa) 越小, 系统的散热性能越强。
2 水冷系统热阻分析
热阻的计算公式为:
式中, α为介质的换热系数, VA/ (℃·m2) ;F为介质的换热面积, m2。
2.1 一次热阻计算公式
一次换热过程的热阻主要来自于水冷板与冷却水之间的热阻。根据相似准则理论, 雷诺数:
式中, Rey流体惯性力与壁摩擦阻力间的比值;wy为冷却介质 (以水为例) 在管内的平均流速, m/s;dL为管路特征长度, m;μy为冷却介质的运动粘滞系数, m2/s。
努谢尔特数:
式中, Pry为普朗特数;为校正系数, 表示管内层流底层对管内流体热流方向的影响。
冷却水的换热系数为:
式中, λy为冷却水的导热系数, VA/ (℃·m2) ;εl为校正系数 (0≤εl≤1) , 表示管长对换热系数的影响。
将式 (10) 带入式 (7) , 从水冷板到冷却水的热阻为:
式中, FL=πdLlL, 为换热面积, m2。
根据散热系统设计中预留散热裕量的原则, 忽略系统有利于散热的次要影响, 即忽略散热冷板内管路弯道的影响, 将冷板内管路视作长柱形管道来计算其热阻。整理后可得一次冷却的热阻公式为:
2.2 二次热阻计算公式推导
二次换热过程的热阻主要为换能器肋片到空气之间的热阻, 雷诺数:
式中, wa为空气流速, m/s;ds为散热肋片特征长度, m;μa为空气运动粘滞系数, m2/s。
努谢尔特数:
空气换热系数为:
式中, λa为空气的导热系数, VA/ (℃·m2) 。
将式 (15) 带入式 (7) , 从换能器散热肋片到外界环境的热阻为:
式中, ms为散热肋片的片数;Fs=dsls, 为换热面积, m2;ls为散热肋片宽度, m。整理后得二次冷却的热阻公式为:
3 仿真与实验结果分析
3.1 工程参数计算与仿真
根据散热对象的实际情况, 已知热源IGBT在进入稳态后, IGBT的最大电压1350V, 最大电流853A, 门极电阻RG (on) =2.7Ω, RG (off) =6.2Ω, 工作频率f=2000Ηz, 占空比d=0.95。系统的损耗为:
设计要求ΔT<15℃。根据式 (6) , 散热系统热阻的参数要求为:
依照上述指标, 通过查表得到μy、λy、Pry、μa、λa等参数, 结合工程实际情况 (散热系统体积要求、水泵选型等) , 根据式 (12) 、 (17) , 可以计算得到水冷散热系统参数 (见表1) 。依照表1中的参数, 一次热阻Rly=0.4℃/k VA, 二次热阻Rsa=1.1℃/k VA。满足工程参数要求。
根据表1中的参数, 利用Solidworks与Ansys软件对水冷板进行结构设计以及热力学仿真, 结果如图3所示 (IGBT选型为DIM800ECM33-F000) 。
3.2 实验结果分析
实际的水冷散热系统如图4所示。散热系统并联了两块水冷板, 实际系统参数与设计参数略有误差, 实测参数见表2。
现场外部环境温度Th=18.8℃。冷板温升随IGBT电流的变化曲线如图5所示。
根据图5, 水冷板的温度会随着IGBT损耗 (电流) 的增加而增加。系统在额定损耗时温升ΔT<12℃, 完全满足系统散热要求。
两块冷板在实际系统运行中存在0.5~1.5℃的温差, 主要原因是在实际工程中, 并联的水冷板之间内部水路不可能做到完全相同, 使得管内冷却水流速不同, 从而导致两冷板的温升不一致。另外, 不同IGBT之间的损耗也略有不同。故在现场装配时, 要尽量保证热源在水冷板上分布均匀, 同时并行管路设计也要尽量一致。
水冷散热性能稳定可靠, 但是成本较高, 同时在设计时还需要注意水路电路隔离、换水、管路防锈、防管体或接口处溅水滴水渗水等问题。在Ta十分低的时候还要考虑管路和冷板冷凝的问题。
4 结语
仿真与工程实验证明, 利用该方法设计水冷散热系统具有散热效率高、运行稳定、不需外置空散、体积小、噪声小等优点。现此水冷系统已配套一种大功率IGBT直流升压斩波器投入生产, 运行情况良好。
参考文献
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大功率IGBT散热器 篇2
绝缘栅双极晶体管(Insulate Gate Bipolar Transistor,简称IGBT)是近年来迅速发展并广泛应用的新型半导体器件。IGBT具有所需驱动功率小、驱动电路简单、低稳态损耗、高电压大电流、输入阻抗高、热稳定性好、承受短路能力强、载流能力强的优点,广泛应用于冶金、化工、新能源和轨道交通等领域。
IGBT和其他功率元件是功率模块中最主要的发热单元, 发热量大且热量集中,如果散热能力不足,则功率损耗就会造成器件内部芯片有源区温度上升及结温升高。如果结温超过允许的最高温度,会引起芯片性能降低,可靠性降低,无法安全可靠工作。因此,在进行电力电子设备设计时有必要对IGBT模块散热系统进行热分析和研究。
1功率模块损耗分析
IGBT和续流二极管工作时会产生功率损耗,可以分为通态损耗和开关损耗。
1.1通态损耗
IGBT以及续流二极管导通过程中,由于导通压降而产生的损耗称为通态损耗。根据IGBT的导通特性,可以推导出采用SPWM或SVPWM输出正弦波电流时,IGBT和续流二极管的通态损耗分别为:
式中,Pcond-Tr为IGBT的通态损耗;Iout为实际输出电流的有效值;M为PWM的调制度(相电压峰值除以1/2桥臂直流电压);φ为实际电流与实际电压之间的相角;Vce-25 ℃为IGBT在25℃时的额定导通电压;Kv-Tr为温度对IGBT导通压降影响的温度系数;Tj-Tr为IGBT的实际结温;Rce-25 ℃为IGBT在25℃时的额定通态电阻;Kr-Tr为温度对IGBT通态电阻影响的温度系数;Pcond-D为续流二极管的通态损耗;VF-25 ℃为续流二极管在25℃时的额定导通电压;Kv-D为温度对续流二极管导通压降影响 的温度系 数;Tj-D为续流二 极管的实 际结温; RF-25℃为续流二极管在25℃时的额定通态电阻;Kr-D为温度对续流二极管通态电阻影响的温度系数。
1.2开关损耗
当功率元件的开关频率提高时,开关损耗在总损耗中的比例会相应提高。一个开关周期,IGBT和续流二极管的开关损耗分别为:
式中,Psw-Tr为IGBT的开关损耗;fs为载波频率;Eon、Eoff为IGBT单脉冲开通、关断损耗(额定状态);Irated为参考电流;Vcc为桥臂电压;Vrated为参考电压;KswTr-I为电流幅值对IGBT开关损耗影响的电流系数;KswTr-V为桥臂电压对IGBT开关损耗影响的电压系数;KswTr-T为温度对IGBT开关损耗影响的温度系数;Psw-D为续流二极管的开关损耗;Err为续流二极管额定状态下的单脉冲关断损耗;KswD-I为电流幅值对续流二极管开关损耗影响的电流系数;KswD-V为桥臂电压对续流二极管开关损耗影响的电压系数;KswD-T为温度对续流二极管开关损耗影响的温度系数。
1.3总损耗
单个IGBT总的损耗PTr为IGBT通态损耗与开关损耗之和,即:
单个续流二极管总的损耗PD为续流二极管通态损耗与开关损耗之和,即:
模块总的损耗Ptot为模块所有IGBT、续流二极管和其他发热元件(如放电电阻)损耗总和:
2散热系统的设计
IGBT功率模块常用散热方式一般有风冷和水冷。综合考虑成本、可靠性及可维修性,一般采用强迫风冷进行散热。IGBT功率模块散热系统的设计主要有以下3个步骤:(1)根据元件负载情况计算功率元件的损耗;(2)根据经验预估散热系统热阻,并采用热阻等效电路计算出功率元件和散热器温度场分布情况;(3)根据功率元件最高允许结温、温度场分布情况以及实际环境条件,确定最佳散热方案。
2.1散热系统热阻等效电路
IGBT功率模块散热系统一般可以采用热阻等效电路的方法进行分析和研究,如图1所示的等效电路图中,电流源为功率损耗,电压为热阻产生的温差,电阻为热阻。
图1中,PTr和PD分别为单个IGBT和续流二极管总的损耗,Pe为其他发热元件的损耗,Tj-Tr和Tj-D分别为IGBT和续流二极管的结温,Tj-e为其他发热元件的结温,R(j-c)Tr和R(j-c)D分别为单个IGBT和续流二极管结温区到管壳的热阻,R(j-c)e为其他发热元件结温区到元件外壳的热阻,Rc-a为元件外壳到大气的热阻,Rc-s为元件外壳到散热器的热阻,Rs-a为散热器到大气的热阻,Ta为环境温度,Tc为IGBT外壳温度,Ts为散热器表面温度。
2.2散热系统热阻参数的确定
在组成散热系统等效电路的几个热阻中,R(j-c)Tr、R(j-c)D和R(j-c)e跟功率元件材料和具体结构有关;Rc-s跟散热器与模块表面接触情况相关,可以查询元件和模块技术使用手册;Rc-a相对于Rc-s和Rs-a数值很大,因此与Rc-s和Rs-a并联时基本可忽略不计;Rs-a一般可以根据实际经验或者试验确定。
2.3散热系统各点的温度计算
根据散热系统的热阻等效电路确定好各个热阻值,就可以计算出散热系统温度分布情况:
2.4散热器的设计
在常用的IGBT散热方式中,肋片散热器结构紧凑,体积适中,导热稳定,在功率模块散热中应用最为广泛。但肋片散热器需要附带辅助风道,对风机性能要求较高,运行时易产生噪声污染。
在散热器的设计过程中,应该对其结构进行优化,降低其热阻,使其实际热阻小于散热系统中的预计热阻,以满足功率元件的散热要求。
3散热系统仿真分析
以型号为SVG-600的IGBT功率模块为例,该模块选用英飞凌公司型号为FZ600R17KE的IGBT元件(双管),额定工作电流600A,电压1 700V,其电气原理图如图2所示。
模块主要发热元件是4个带续流二极管的IGBT元件和1个放电电阻,每个带续流二极管的IGBT最大损耗功率约为428W,放电电阻发热量约为200 W,则功率模块总损耗为1 912W,IGBT最高允许结温为125 ℃,为了保证其安全可靠工作,散热器背部最高允许工作温度约为85℃。该模块的散热器材料为铝合金6063,其导热系数为λ1=209 W/(m·K), 基板厚度为18mm,肋片高度为110mm,厚度为2mm,共40片,肋片之间间隙为4mm,其外形如图3所示。
本文将使用常用的传热、流体CAE仿真软件ICEPAK对IGBT功率模块散热系统进行仿真分析。根据散热器的实际尺寸、IGBT和放电电阻外形尺寸以及在基板上的安装位置,建立仿真模型,如图4所示。
将环境温度设为40℃,对SVG-600功率模块施加不同进风口风速的条件下,通过ICEPAK软件对IGBT功率模块散热系统热传导过程进行模拟仿真,得到不同散热条件下散热器以及基板背面IGBT的温度云图,如图5、图6所示。
从散热器基板背面最高结温与风速关系曲线图(图7)中可以看出,随着流经散热器肋片表面风速的提高,散热器基板背面的最高结温降低。但是当风速加大到一定程度后,对结温的影响程度反而不明显。这是因为当流经散热器肋板表面的风速过快时,散热器肋板表面还未与空气发生充分的对流热交换,空气就已经流走,并不能起到很好的散热效果。同时,流经散热器肋板表面的风速过大会增加设备的制造和运行成本,产生振动和噪音等问题。因此,在进行功率模块散热系统设计时,应该选择合适的冷却风速,既保证模块安全可靠工作,又考虑到经济性。仿真结果表明,SVG-600功率模块合理的冷却风速在5~6m/s之间。
4结语
本文对IGBT功率模块的散热系统进行了分析和研究,考虑电压、电流及结温对IGBT和续流二极管损耗的影响,推导出IGBT功率模块的热损耗计算方法;采用热阻等效电路法分析了散热器及功率器件热传导过程、热阻的确定方法以及各点温度计算方法;最后利用有限元分析软件ICEPAK对功率模块的散热过程进行仿真,得到不同冷却风速条件下的温度分布情况,分析了不同风速对冷却效果的影响程度以及保证模块可靠工作的最低风速。
参考文献
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高压大功率IGBT模块动态分析 篇3
1 应用设计
1.1 主电路设计
如图1所示。单片机STC89C52 P0与数码管理模块连接, 显示脉宽数值;单片机STC89C52P1口与LED模块连接, 设置为输入脉冲的指示灯;单片机STC89C52P2模块与键盘模块相联, 设置输出脉冲。当单片机通电后, 数码管上则显示上一次所设定的脉冲形态。要想脉宽间隔、第一脉宽、第二脉宽都恢复为0, 可按下更正/重置‖键, 保持2秒。当设定第一脉宽时, 可按下“第一脉宽”键, 相应“第一脉宽”指示灯亮。当输入完成后, 需要加以修改时, 可按下“更正/重置”键, 则可重新输入第一脉宽。当确定输入无误后, 可按下“确定”键, 表明“第一脉宽”设置工作已完成, 同时脉宽大小已锁定。若再按数字键, 则无响应。但若遇到其他情况, 需要对“第一脉宽”进行重新修改时, 则需要重新按下“第一脉宽”键, 方可对其重新设定。根据这一操作步骤, 脉宽间隔、第二脉宽的输入步骤如第一脉宽操作。同时, 在设计中选择了74HC245、74HC244、74HC573芯片, 可确保LED与数码管显示的亮度, 使得输出电流与灌入电流都能够较清晰的显示出来。
1.2 电源模块设计
如图2所示:主要采用了非隔离的电源图1模块, 输入工频电压后, 要想实现供电, 则可输出5V与15V电压。
1.3 外围电路设计
1SP0635V驱动器采用1个四针接口来接受15V的电压, 实现驱动器的供电, 利用光纤收发器实现对光信号的接收及发射。采用2个六针接口实现六芯电缆与IGBT模块的并联, 达到降低IGBT硬并联风险的目的。
2 测试情况
为了验证本次设计电路的可靠性及可操作性, 选取英飞凌公司生产的FZ400R17KE3仪器, 实现动态参数测试。根据datasheet栅极电阻设置RG (on) 和RG (off) 同时为4.1Ω, 将双脉冲脉冲间隔、第一脉宽、第二脉宽分别设置为20μs、30μs、10μs, 直流电源设置为900V。并利用泰克示波器TPS2024测试电压电流波形, 得到如图3的图形。
3 结束语
本文通过对高压大功率IGBT模块的、动态特性的主要影响因素和IGBT的应用设计进行分析, 体现了IGBT在目前大功率器件中的重要地位和对电力电子技术的积极影响。我国为了顺应科学技术的快速发展, 应该高度重视IGBT技术的研究和创新, 积极发展电力电子技术, 进而提高我国的科学技术。
参考文献
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一种用于大功率IGBT的驱动电路 篇4
IGBT是MOSFET和双极晶体管的复合器件。它既有MOSFET易驱动的特点,又具有功率晶体管高电压、大电流等优点。正常情况下工作频率为几十k Hz,多用在频率较高的应用场合,中、大功率应用占据着主导地位。IGBT和其它电力电子器件一样,实用性还依赖于电路条件和开关环境,性能优良的驱动是保证IGBT高效、可靠工作的必要条件。在设计工作中IGBT的驱动电路是电路设计的难点和关键。本文对IGBT的开通与关断过程、控制特性进行了分析研究,介绍了一种对称栅极控制驱动电路的设计方法。
2 IGBT栅极控制特性
IGBT模块的开关行为(导通和关断)取决于它的结构、内部电容(电荷)以及内部和外部阻抗。当需要计算IGBT驱动电路的输出功率时,关键的参数是栅极电荷,栅极电荷由等效输入电容CGC和CGE决定,如图1所示。导通过程可分为三个阶段,分别为栅极-发射极电容充电阶段、栅极-集电极电容充电阶段和栅极-发射极电容充电直到IGBT完全饱和阶段。
2.1 IGBT的开通过程
IGBT开通与关断时动态波形如图2所示。在t0时刻,触发脉冲上升沿作用于栅极,栅极电流IG对输入电容CGE充电,VGE并不能垂直上升,当VGE在t1时刻达到栅极阈值电压VGE(th),此阶段无集电极电流流过,并且VCE与VCC相等。
从t1时刻开始,集电极电流Ic从0开始上升,同时也在LE上感应出一个反电势,随Ic的上升而增大,由于其方向是与VGE相反的,故此对VGE的大小和上升率呈现抵消作用,同时它又制约和减缓了Ic的增长。CGC所存在的“密勒”效应亦对VGE产生了不利的影响。
在t2时刻,Ic达到最大值,VGE开始下降,并由此使G-C等效电容CGC放电,这相当于在驱动电路中增加了一种容性电流ICGE,使驱动电路内阻抗上的压降增加,造成VGE进一步降低,其波形在t2-t3段上呈现一种上升趋势的凹形。可以看出驱动电路的内阻抗越低,容性电流ICGE对它的影响就越小。当VGE下降到接近于0(管压降)时,ICGE的影响就微不足道了。ICGE的出现,不但降低了VGE,同时也就延缓了IGBT的开通过程。
在t3时刻VGE下降到接近于0的管压降稳定值,Ic也进入稳态值阶段,此时IGBT进入饱和导通状态,抑制和阻碍VGE上升的不利因素都已消失,故此VGE能以较快的上升率进入到最大稳定值,至此IGBT的开导过程结束。
以上分析的结果表明,IGBT的LE、CGC和驱动电路的电阻都将影响IGBT的开通速度,为此应尽量选择LE、CGC小的IBGT,同时也应采用内阻小的驱动电路。
2.2 IGBT的关断过程
IGBT关断时的波形如图2所示。在t'0时刻,触发脉冲下降沿作用于栅极,由于CGE的影响,使VGE不能垂直下降,而是以一定斜率下降,在t'0-t'1期间,Ic、VCE维持不变。
当VGE下降到一定程度,t'1时刻后,IGBT进入线性放大工作状态,VCE开始上升,CGC的密勒效应主宰着VCE的上升率。
当在t'2时刻VCE达到动态峰值时,Ic按一定斜率下降至0,同时CGE+CGC的放电作用消失,VGE自t'2下降至t'3时为0值,VCE进入稳定状态,关断过程结束。为使关断可靠,关断触发脉冲为负脉冲。
以上分析的结果表明,IGBT的CGC、CGE都对关断过程起到延缓和阻碍的作用,故此要选择CGC、CGE小的IGBT,另一个方面内阻小的驱动电路,能使CGC、CGE的充放电电流增加,可以加速UGE下降和UCE上升的速率。
3 IGBT的驱动电路
3.1 IGBT的栅极驱动要求
(1)栅极电压
IGBT的栅极电容比较大,因此要提高其开关速度,就要有合适的栅极正反向偏置电压,任何情况下开通状态的栅极驱动电压都不能超过参数表给出的限定值(一般为20V),这是因为IGBT的栅极通过氧化膜和发射极实现电隔离,由于氧化膜很薄,其击穿电压一般只能达到20到30V,因此栅极击穿是IGBT最常见的失效原因之一。
最佳栅极正向偏置电压为15V±10%,这个值足够令IGBT饱和导通,使导通损耗至最小。虽然栅极电压为零就可使IGBT处于截止状态,但是为了减小关断时间,提高IGBT的耐压、d V/dt耐量和抗干扰能力,一般在使IGBT处于阻断状态时,可在栅极与源极之间加一个-5至-15V的反向电压。
(2)栅极串联电阻
栅极电阻影响IGBT的开关时间、开关损耗、反向偏置安全运行区域、短路电流安全运行区域、EMI、dv/dt、di/dt和续流二极管的反向恢复电流。栅极电阻必须按照各个应用参数仔细选择和优化,如:IGBT技术、二极管、开关频率、损耗、应用布局、电感/杂散电感、直流环节电压和驱动能力。
栅极驱动电压的上升、下降速率对IGBT的开通和关断过程有着较大的影响。在高频应用场合,驱动电压的上升、下降速率应尽量快一些,以提高IGBT的开关速度,降低损耗。减小栅极串联电阻,可以提高IGBT的开关速度,降低开关损耗,用户可根据实际应用的频率范围,选择合适的栅极驱动电阻。
在正常情况下IGBT的开通速度越快,损耗越小。但在开通过程中如有续流二极管的反向恢复电流和吸收电容的放电电流,则开通的越快,IGBT承受的峰值电流越大,越容易导致IGBT损坏。因此应该降低栅极驱动电压的上升速率,既增加栅极串联电阻的阻值,抑制该电流的峰值。其代价是较大的开通损耗。利用此技术,开通过程的电流峰值可以控制在任意值。
由以上分析可知,栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT开通过程影响较大,而对关断过程影响小一些,串联电阻小有利于加快关断速度,减小关断损耗。但过小会导致di/dt过大,产生较大的集电极电压尖峰,因此对串联电阻要根据具体设计要求全面综合考虑,如图3、4所示为在IGBT开通和关断时栅极驱动电阻对di/dt的影响曲线。
栅极驱动电阻对驱动脉冲的波形也有影响。电阻值过小时会造成脉冲振荡,过大时脉冲的前后沿会发生延迟或变缓。IGBT栅极输入电容CGE随着其额定容量的增加而增大。为了保持相同的脉冲前后沿速率,对于电流容量大的IGBT器件,应提供较大的前后沿充电电流。为此,栅极串联的电阻的阻值应随着IGBT电流容量的增大而减小。
栅极驱动电阻RG的取值应该以所驱动的IGBT数据表中RG值作参考,再根据IGBT的电流容量和电压额定值以及开关频率的不同综合考虑。
(3)驱动功率要求
IGBT的开关过程要损耗一定的来自驱动电源的功率,栅极正反向偏置电压之差△VGE,工作频率为f,栅极电容CGE,则电源的最小峰值电流为:
驱动电源的平均功耗为:
3.2 一种用于大功率IGBT的驱动电路
如图5所示,栅极驱动电压由触发脉冲通过推挽输出电路提供。当触发脉冲为高电平,V5截止,推挽输出电路基极为低电平,V3截止,V4导通,从负载抽取电流,栅极得到负压封锁电平。
当触发脉冲为低电平,V5导通,推挽输出电路基极为高电平,V3导通,V4截止,向负载灌电流,栅极得到正压导通电平。
这样一来,推挽输出电路基极为高低电平时,V3一路和V4一路交替工作,从而减轻了功耗,提高了每个管子的承受能力。又由于无论走哪一路,管子导通电阻都很小,使RC常数很小,转弯速度很快,因此推挽式输出电路既提高了电路的负载能力,又提高了开关速度。
在图5的驱动电路中,调节R1C1的时间常数,可以加快和延缓IGBT的开通时间,改变占空比,同时在半桥驱动模式中,也就改变了上下桥臂的死区时间。图6是占空比为50%的上下桥臂的栅极驱动死区时间波形图,死区时间不到4μs。图7是给C1电容增大0.1μF后上下桥臂的栅极驱动死区时间波形图,死区时间高达24μs,占空比为43%。所以根据栅极驱动的脉冲波形,合理调配R1C1时间常数,避免死区时间太大,波形失真,效率低。或者死区时间太小,容易炸管。
3.3 栅极驱动电阻的设计和布局
对于大功率的IGBT,由于栅级电阻RG上流过几安培的驱动电流,建议使用电阻并联的形式,如图8、9所示。如果一个栅极电阻损坏,系统可临时运行,避免损坏IGBT,也有利于增强热扩散。
在图9中,反并接的二极管V219的作用是加快其功率器件IGBT的关断速度。二极管的选取除了考虑快速性和耐压值之外,正向导通电流值一定要满足驱动回路的关断电流,否则容易损坏二极管。其中,RG(OFF)的阻值为R214、R215、R216的并联阻值。
4 结束语
本文对IGBT的开通和关断时的栅极控制特性进行了较详细的分析,分析和试验结果表明,合理的布线设计和驱动电路设计是保证IGBT开关电路正常和可靠工作的重要前提。
摘要：对大功率IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor,绝缘栅双极型晶体管)的开关特性、驱动波形、驱动功率、布线等方面进行了分析和讨论,介绍了一种用于大功率IGBT的驱动电路。
关键词：IGBT,开关特性,驱动
参考文献
[1]Markus Hermwille SEMIKRON(innovation+service)AN-7004.2007.10.31.
[2]Markus Hermwille SEMIKRON(innovation+service)AN-7003.2007.11.12.
[3]胡俊达.IGBT的驱动与保护电路研究[J].电机电器技术,2003.
大功率IGBT散热器 篇5
关键词：大功率,IGBT,串联,并联
近年来,IGBT在电路中的应用越来越广,同时,诸如轨道交通等行业对兆瓦级大功率变流器的需求也增加,也就更需要大功率的IGBT。直接选用大功率等级的IGBT虽然满足要求,但会增加成本和驱动电路的复杂性,因此驱动电路简单而市场货源充足的串联或并联较小功率等级的IGBT的方法就受到了人们的青睐,有关人员对此实行了研究。
1 IGBT简介
传统的高压直流输电是以晶闸管作为换流阀,用相控换流器(PCC)技术为核心。但是,晶闸管具有单向导电性,导致PCC技术只能控制阀的开通,只有通过交流母线电压过零,把阀电流减小到阀的维持电流以下,才能实现阀的自然关断。IGBT就是在这种情况下发展而来的。
IGBT的全称是Insulated Gate Bipolar Transistor,即绝缘栅双极型晶体管。与传统晶闸管器件相比,它的开关损耗和驱动功率都比较小、通态压降也明显降低,但开关速度和输入阻抗则比较高,因此在高压固态开关、柔性直流输电等需要大功率的设备和场合更为适用。但这些大功率的设备同时也需要较高的电压,通常能达到数十甚至数百千伏,然而目前单个IGBT最高只能达到6.5千伏电压,因此急需提升容量的方法。研究人员要兼顾经济性和器件的可靠性,因此就需要对多只IGBT采取串联或并联的措施,以实现大功率的需要。
2对大功率IGBT串联的研究
2.1大功率IGBT串联及动态不均压原因的简述
对IGBT器件直接串联是实现大功率IGBT的一种方式,这种串联的电路依据的理论就是在触发IGBT的时间和器件参数相同时,可以根据其耐压值,串联任意数量的器件。它的优点是设计结构简单、易于控制而不必使用太多器件,因此深受欢迎。但是在使用时,这种器件的开关速度快,实际运行时一般仅需数十乃至数纳秒,也就意味着这种串联电路要求极高的单个器件均衡性。
然而,IGBT的个体之间在结构上和触发上都存在一定差异,尽管差异不大,但在整个IGBT组合开关的一瞬间,IGBT本身的反并联二极管被强制关断,由于它们的反向恢复电荷并不相同,导致速度差异,结果就引起动态电压不均衡的问题。
2.2实行均压的方法
常见的动态均压技术有两种:栅极侧主动均压和负载侧被动均压。前者需要使用阻容二极管有源均压法和脉冲变压器耦合均压法,后者则是利用一个缓冲吸收电路或箝位电路。
为了测试不同方法的效果,需要对两种方式进行仿真试验。电压不均衡是因为延迟时间的差异,而当差异在300ns以下,电压不均的问题就不会很明显。因此,实验设定的延迟时间为500ns。
研究人员先根据不同的方法设计出合适的电路,给出合适的电压值或负载值,然后绘制相应的IGBT开通和关断波形图,比较采取均压措施前后的变化。实验发现,负载侧被动均压结构简单而且能有效减少电压的不平衡,但在IGBT特性区别较大时,电路上的损耗会增加,而且影响IGBT开关的速度,更适合功率相对较小的情况。脉冲变压器耦合法同样效果明显,而且对电路损耗、开关速度的影响都不大,但在变压器参数的设计和选择上要格外注意,否则效果会不理想。阻容二极管有源均压法的优势则是稳定电压的用时短,可以保证系统的工作效率,并能用于多模块IGBT的串联使用。
3对大功率IGBT电路并联的研究
3.1常用的并联方式
为了以经济的方式实现IGBT更高等级的功率,对IGBT采取直接并联的技术也是一种方法。常见的并联方式有功率模块级并联、驱动级并联和器件级并联。功率模块级并联是指并联相同功能和功率的模块,优势是开发周期短、容易实现同一变流器不同功率等级的系列化扩展需求、可靠性高;但器件工作时的均流性和同步保护性都较差。驱动级并联中的各IGBT器件都有独立驱动器,可以试验同步运行。由于不存在环流问题,其均流效果较好,但器件的故障保护不同步,且较多的驱动器意味着更高的成本。器件级并联可以实现1个驱动器驱动多个器件,在小功率IGBT中应用普遍,但在大功率的IGBT中,由于共射环流、主电路平衡和器件差别的影响,技术上难度较大;不过,它可以确保驱动信号及故障保护的一致性,有利于减少故障、降低成本。
3.2并联电路的问题及研究
在IGBT并联电路中,由于器件参数不一致、电路布局不对称和设计不合理等原因,往往会引起通过IGBT器件的电流分配不均匀,而均流状况不佳会造成不理想的输出效果甚至器件和装置的损坏。因此,有关人员进行了仿真试验,以便研究不均流现象。
研究人员采取了电压型全桥逆变电路的主电路设计,4个电臂均由2个并联的三菱CM200DY-12E型号IGBT模块组成。试验发现,饱和导通压降和集电极、发射极引线的等值电阻都会引起静态不均流。第一种情况下,制造IGBT的工艺缺陷导致饱和导通压降不一致,压降较小的器件中,通过的电流更大。第二种情况里,引线长度有偏差时会导致两极的等值电感和电阻的不同。尽管电阻的差异微小,但会对静态电流产生较大影响,进而导致不均流。
当并联的IGBT开通和关闭时间不一致时,就会引起动态不均流。导致这种差异的因素有驱动电路设计、栅极电阻、门槛电压和密勒电容等。例如,电路设计时,进行共用驱动器和独立驱动器的对比,发现前者在延迟上没有差异,更容易实现动态均流。电容值越大,延迟时间就越长,越会影响电路的关断。
此外,设计电路时,要注意合理的布局。首先,尽可能选用参数完全一致/匹配的器件;其次,IGBT会受到温度影响,因此要保证把IGBT安装在同一个散热板上,实现对称散热。
4结束语
在大功率的IGBT电路使用范围愈发广泛的过程中,不同电路设计各有优势,但缺陷也逐渐暴露。因此,目前重点研究了串、并联中的缺点,以尽可能减小乃至消除它们的影响,促进大功率IGBT驱动电路的普及。
参考文献
[1]辛卫东,汪东军,鞠文杰,孙宏志,邝静.大功率IGBT串联电压失衡机理及均压方法[J].电气应用,2014(19):68-72.
[2]窦康乐,严仲明,李海涛,程志,吴锐,王豫.大功率IGBT模块串联动态均压的研究[J].电测与仪表,2012(04):87-91.
[3]马伯乐,杨光,忻力.大功率IGBT直接并联应用技术研究[J].机车电传动,2014(01):11-15.
大功率IGBT散热器 篇6
一、散热问题—IGBT器件不可逾越的鸿沟
当IGBT器件工作时, 产生的热量会使芯片温度升高, 如果散热缓慢, 那么就有可能使芯片温度升高到超过所允许的最高IGBT结温, IGBT器件的性能将显著下降, 并且不能稳定工作, 从而导致IGBT器件性能恶化或失效, 而研究表明, IGBT器件失效率与其结温指数有直接关系, 其性能随结温升高而降低。研究数据表明, IGBT器件工作温度每升高10℃失效率增加1倍, 此外, 过热引起的“电子迁移”现象会对芯片造成不可逆的永久损伤, 影响芯片寿命。同时随着IGBT器件容量的不断增大, 对散热效能提出越来越高的要求。所以IGBT散热设计的基本任务是, 根据传热学的基本原理, 设计一热阻尽可能低的热流通路, 使器件发出的热量能尽快地发散出去, 从而保证器件运行时, 其内部的温度始终保持在允许的结温之内。
二、导热介质—IGBT器件与散热器之间纽带
安装散热器的基本目的是把IGBT器件中产生的热量传递出去。热量传播主要有如下三种方式, 即热传导、热对流和热辐射, 而散热器的类型通常有自冷式、风冷式、液冷式和沸腾式四大类。本文将重点对比新型与传统导热介质材料, 导热介质被广泛使用在IGBT器件与散热器接触表面上, 主要目的是填充IGBT安装面与散热器之间的间隙, 达到均匀、有效的散热效果, 避免器件温度过高而损坏IGBT器件, 所以导热介质的选取是及其关键重要的。
三、液态金属—导热介质新生军
传统导热介质硅脂, 主要由硅油和填料组成, 其中填料是磨得很细的粉末, 成分为Zn O/AI2O3/氮化硼/碳化硅/镁粉等, 硅油保证了硅脂的流动性, 而填料填充了IGBT器件和散热器之间的微小空隙, 保证了导热性。但硅脂作为导热介质有一定的限制范围, 不能稳定的工作且高温易挥发固话, 因而影响系统运行的可靠性, 尤其是大功率应用领域, 散热问题成为技术人员急于解决的问题。作为一家专注于研发和生产的导热界面材料的vrycul (维酷) 公司, 主推不同粘度的液态金属导热膏和导热片, 这系列产品是近些年国际散热领域的一项突破性革新, 性能优势十分明显。下面, 我们将以表格的形式对比vrycul液态金属导热材料与传统硅脂导热材料性能优劣。
通过对比可知, vrycul液态金属导热材料性能优势十分明显, 同时热导率优于硅脂材料100%-800%, 寿命是传统硅脂材料2倍以上, 耐高温能力达到500℃, 同时工作稳定, 有效保持散热器持续散热, 且维护方式简单, 降低维护成本。硅脂作为导热介质致命缺陷也十分明显, 首先, 硅油本身不易挥发, 但硅脂易挥发, 易游离, 本身表面张力小, 易从机器中泄露, 同时具有一定的吸湿性, 致使IGBT器件性能急剧下降。IGBT器件本身是以叠合结构形式工作的, 本身体积较大, 组装困难, 反复拆装维护致使设备管理维护费用高昂, 其次, 硅脂本身材料导热率较低, 工作温度区间较窄, 适应工作环境较差, 致使IGBT器件工作条件受限, 直接影响IGBT器件工作效率。
大功率IGBT散热器 篇7
1 2SC0535简介
2SC0535装备了CONCEPT公司最新的SCALE-2芯片组[4]。SCALE-2芯片组是一套专用集成电路 (ASIC) , 包含智能门级驱动所需的大部分功能。该模块采用变压器隔离方式, 可以同时驱动两个IGBT模块, 提供+15 V、-10 V门级驱动电压和±35 A的驱动电流。图1为2SC0535的功能框图, 它主要由DC/DC转换电路、输入处理电路、驱动输出及逻辑保护电路组成[5]。
DC/DC转换电路将输入部分与工作部分进行隔离。输入处理部分由LDI及其外围电路组成。由于控制电路产生的PWM信号不能直接通过脉冲变压器, 特别是当其占空比变化较大时, 最为困难。而LDI主要是对于输入的PWM信号进行编码, 便于PWM信号通过脉冲变压器进行传递。驱动输出及其逻辑保护电路的核心芯片是IGD。它集合了变压器接口、阻断逻辑生产、状态反馈、过流短路保护、欠压检测和输出阶段识别等功能于一身。每一个IGD用于一个通道, 主要功能是对变压器传来的信号进行解码, 并对PWM信号进行功率放大, 对IGBT过流、短路及副边电源欠压检测保护, 向LDI反馈副边状态, 以产生短路保护的响应时间和阻断时间等。
2 驱动电路设计
2.1 前级驱动电路
由于驱动器放置在IGBT模块上, 控制器与驱动板之间的逻辑信号走线相对较长, 为了提高信号的抗干扰能力, 在驱动信号送入模块前, 用光耦进行了隔离, 设计的前级驱动电路如图2所示。当有信号输入时, 信号经过光耦隔离、波形整形、锁死/去锁死, 最终送入2SC0535模块。
2.2 信号锁存指示
故障输出端SO1、SO2为集电极开路电路, 外部需要接上拉电阻。当故障发生时, 相应通道的SOx输出低电平;否则, 输出高电平。如果电源欠压, 电源欠压检测电路也会输出低电平。如图3所示, 当有错误发生时, U10A管脚被拉低, U10C、U10D输出由高电平跳变为低电平, D触发器U9在此刻的下降沿将错误信号锁存住, 相应的错误指示灯亮。此时由于U10A与U10B的配合, 即使错误消失, 错误信号一直被锁住不变, 直到手动按键S1才能恢复。利用拨码开关可以实现信号的锁死与去锁死功能。如果将LOCK端与Key1端接在一起, 则只要有错误发生时, LOCK端的持续低电平会将两路输入信号全部封锁, 确保了IGBT的安全运行。如果将un LOCK与Key1连接, 则输入信号不会受到另一路错误信号的封锁, 而是被全部送到模块内部, 由模块判断并封锁对应的输入信号。
2.3 死区时间和工作模式
2SC0535提供两种工作模式可供选择, 即直接模式和半桥模式。对于直接模式, 将MOD输入端连接到GND就可以了。在这种模式下, 两个通道互不影响。在半桥拓扑中, 只有当控制电路产生了足够的死区时间, 可以使每个IGBT都安全工作时, 才能选择此模式, 因为两个IGBT同时导通或者重叠导通会导致直流母线短路。当MOD端通过一个71 kΩ~181 kΩ电阻Rm接到GND后, 则选择了半桥模式。参考图4, 在此模式下, INA作为驱动信号的输入端, 而INB则作为信号的使能端。
死区时间Td可以通过电阻Rm来设定, 见式 (1) :
其中, 0.6μs
2.4 有源钳位保护
有源钳位电路的目的是钳位IGBT的集电极电位, 避免关断过程中因Vce过压而损坏IGBT。如果关断时产生的电压尖峰太陡, 都会使IGBT受到威胁。IGBT在正常情况关断时会产生一定的电压尖峰, 但是数值不会太高。但在变流器过载或者桥臂短路时关断管子, 产生的电压尖峰则非常高, 此时IGBT非常容易损坏。如图5所示, 其工作原理是:当集电极电位过高时, TVS被击穿, 电流IAAC流进ASIC (专用集成电路) 的ACC单元。该电流大于40 m A时, 下管MOSFET开始被线性关断;当电流大于500 m A时, 下管MOSFET完全关闭。此时门极处于开路状态, Iz会向门极电容充电, 使门极电压从米勒平台回到+15 V, 从而使关断电流变缓慢, 达到电压钳位的效果。这个电路的特点是TVS的负载非常小, TVS的工作点非常接近额定点, 钳位的准确度及电路的有效性得到大大提高。在3 300 V的IGBT中, 使用了串联8个300 V的TVS, 其中7个单向, 1个双向, 获得了良好的钳位效果。
2.5 短路保护
IGBT短路保护的基本工作原理如图6所示, 电路由一个比较器和相应的电路完成。
(1) 比较器的反相输入端, B点为参考电压值。具体电压值为恒流源150μA乘以Rthx。
(2) 比较器的同相输入端, 对于A点, 分两种情况:
(1) 如果IGBT正常导通, 则集电极为饱和电压值, Dm反向截止, Ca无充电回路, A点电位稳定。
(2) IGBT短路时, 集电极电位升至母线电压, 此时电流走向如图6虚线所示, 分为两路。由于RVce的限流作用, 15 V电源作为负载源, 使得A点电位通过Rm给Ca充电而迅速提高, 最终等于15 V加上Dm和并减去Rm上的压降。SCALE-2这种保护方式比SCALE中的保护动作更快, 也更可靠。这时集电极电压的高压主要承受在RVce上。
2SC0535驱动器的每一个通道都配有Vce检测电路。驱动器将会可靠地进行IGBT短路保护, 但是不一定能进行过流保护。过流保护的时间优先级较低, 可以通过外电路集中式保护在控制器中实现。
在响应时间内, Vce检测电路不起作用。响应时间是指从功率半导体开通后直至驱动器开始检测集电极电位所经过的时间。如图7所示, 每个通道的IGBT集电极-发射极电压是独立检测的。在导通状态下经过响应时间后再检测Vce, 以判断短路或过流状况。如果在响应时间结束时, 测得Vce超出动态阈值Vcethx, 则驱动器判断为短路或过流。然后, 驱动器关闭相应IGBT。故障信号立即传送到相应的SOx输出端。该IGBT一直保持关断, 且SOx一直指示故障, 直至阻断时间Tb结束。在响应时间区间外, 当Vce超过阈值时, Tb开始计时。设置RVce的电阻值, 以使RVce流过0.6~1 m A的电流, 但不能超过1 m A。
2.6 门极钳位保护
IGBT短路时会进入线性区, 这就意味着在线性区内, 门极可以强烈地影响短路电流。如果门极电压高于15 V, 则短路电流会冲得很高, 比Datasheet上给定的短路电流倍数要高很多, 这是很危险的。在IGBT短路时, 集电极电流Ic急剧增大, 由于IGBT存在米勒效应, 导致门极电位会有上升的趋势。这种作用是来自集电极的, 并不是来自驱动电路。如果不对门极电位进行钳位, 短路电流可能会冲得很高, IGBT也会超出短路安全工作 (SCSOA) , 甚至产生闩锁效应, 损坏IGBT。为了保证IGBT短路时, 短路电流不超过规定范围, 门极钳位电路是十分必要的。图8所示的是基于SCALE-2芯片组的IGBT驱动器门极钳位电路。当IGBT发生短路时, 二极管D1会将门极电位钳位在15 V, 不至于由于IGBT米勒效应而使门极电位升高, 造成短路电流剧烈增加, 损坏IGBT。
3 实验波形
测试平台原理图如图9所示。配合双脉冲, 可以方便观测IGBT在一个周期内的波形。
图10的波形是一个完整的双脉冲实验波形, 母线电压为1 600 V。
图11是IGBT第一次关段时候的波形, 可以看出随着门极电压从+15 V下降到-10 V, IGBT的Vce电压开始上升, Vce上升到1 600 V (峰值1 700 V, 与主电路中杂散电感和电流下降速率相关) , IGBT电流从600 A下降到0。
图12是IGBT第二次开通和关段的波形, 当门极电压从-10 V上升到+15 V, IGBT的Vce电压从1 600 V下降到Vcesat, IGBT电流从0上升到1 000 A。其中清晰可见二极管反向恢复电流。
考虑到短路试验的危险性, 将双脉冲平台上管IGBT用一个很粗的导线短接, 而非粗短的铜排, 并用了一个宽度为11μs的脉冲进行实验。波形2为母线电压Vce, Vce=1 800 V。从图13中可以看出, 由于短接导线的电感量相对于铜排的大一些, 短路电流的上升速率并不是特别大。从IGBT退饱和到电流被关断时间约为5μs, 关断时刻短路电流最大值达到了5.85 k A, 电压尖峰达到2.65 k V, 有源钳位动作显著。
本文根据IGBT的特性设计了基于2SC0535的驱动保护电路。试验证明, 设计的驱动保护电路性能良好, 可在机车牵引方面得到广泛的应用。
参考文献
[1]范立荣, 张凯强.一种适合中频感应加热电源的IGBT驱动技术[J].微型机与应用, 2014, 33 (8) :22-25.
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[3]张争龙, 张浩然.基于变压器的功率器件驱动电路的研究[J].微型机与应用, 2013, 32 (2) :19-22.
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