小功率直流稳压电源

小功率直流稳压电源（精选七篇）

小功率直流稳压电源 篇1

关键词：可调,稳压电源,直流

1 变压器的选择

1.1 电源变压器概述。

过整流电路将交流变为脉动的直流电压。由于此脉动的直流电压还含有较大的纹波, 必须通过滤波电路加以滤波, 从而得到平滑的直流电压。电源变压器的作用是将交流220V的电压变为所需的电压值, 然后同样的电压还随电网电压波动、负载何温度的变化而变化。

1.2 电源变压器的功能。

电源变压器的功能是功率传送、电压变换和绝缘隔离, 作为一种主要的软磁电磁元件, 在电源技术中和电力电子技术中得到广泛的应用。变压器的功能主要有:电压变换;阻抗变换;隔离;稳压 (磁饱和变压器) 等。

2 单相桥式整流电路的工作原理

在v2的正半周, 电流从变压器副边线圈的上端流出, 只能经过二极管D1流向RL, 再由二极管D3流回变压器, 所以D1、D3正向导通, D2、D4反偏截止。在负载上产生一个极性为上正下负的输出电压。其电流通路可用图1中实线箭头表示。

在v2的负半周, 其极性与图示相反, 电流从变压器副边线圈的下端流出, 只能经过二极管D2流向RL, 再由二极管D4流回变压器, 所以D1、D3反偏截止, D2、D4正向导通。电流流过RL时产生的电压极性仍是上正下负, 与正半周时相同。其电流通路如图1中虚线箭头所示。

综上所述, 桥式整流电路巧妙地利用了二极管的单向导电性, 将四个二极管分为两组, 根据变压器副边电压的极性分别导通, 将变压器副边电压的正极性端与负载电阻的上端相连, 负极性端与负载电阻的下端相连, 使负载上始终可以得到一个单方向的脉动电压。

根据上述分析, 可得桥式整流电路的工作波形如图3所示。由图可见, 通过负载RL的电流i L以及电压v L的波形都是单方向的全波脉动波形。

桥式整流电路的优点是输出电压高, 纹波电压较小, 管子所承受的最大反向电压较低, 同时因电源变压器在正、负半周内都有电流供给负载, 电源变压器得到了充分的利用, 效率较高。因此, 这种电路在半导体整流电路中得到了颇为广泛的应用。电路的缺点是二极管用得较多, 但目前市场上已有整流桥堆出售, 如QL51A～G、QL62A～L等, 其中QL62A～L的额定电流为2A, 最大反向电压为25V～1000V。故单相桥式整流电路常画成图2所示的简化形式。

3 直流稳压电路工作的原理

实用的串联型稳压电源至少包含调整管、基准电压电路、取样电路和比较放大电路四个部分组成。此外, 为使电路安全工作, 还常在电路中加保护电路, 如图4所示。

4 LM317的测试方法

在直流稳压电源通电测试之前, 必须认真对安装电路进行下列事项的检查。

4.1 在电源变压器的绝缘电阻进行检测, 以防止变压器漏电, 危及人身和设备的安全。

一般采用兆欧表测量一, 二次绕线组之间, 各绕组与接地屏蔽层之间, 以及绕组与铁心之间的绝缘电阻, 其值不应小于1000M欧, 如果用万用表高电阻挡检测, 则其指示电阻均应为无穷大。

4.2 电源变压器的一次和二次绕组不能搞错, 否则将会造成变压器的损坏和电源故障。

4.3 二极管的引脚 (或整流硅管的引脚) 和滤波电容器的极性不能接反, 否则将会损坏元器件。

4.4 三端稳压器的输入, 输出和公共端一定要识别清楚, 不能接错。

特别是公共端不能开路, 一旦开路。输出端U。很可能接近U1, 导致负载损坏。

5 加载检查测试

上述检查符合要求后, 则稳压电路工作基本正常, 此时可接上额定负载RL并调节输出电压, 使其为额定值, 测量U2, U1, U。的大小, 观察其是否符合设计值, 并根据U1, U。及负载电流I。核算集成稳压电路的功率是否小于规定值。然后用示波器观察B点和C点的纹波电压, 若纹波电压过大, 则应检查滤波电容是否接好, 容量是否偏小或电解电容是否已失效。此外, 还可检查桥式整流电路四只二极管特性是否一致。

小功率可调直流稳压电源电路原理图如下图所示。

参考文献

[1]胡宴如.模拟电子技术[M].北京:高等教育出版社.

[2]姚志松.变压器原理及应用[Z].

小功率直流稳压电源 篇2

摘要：分布式电源类型及控制方式多样，致使含多种分布式电源的小扰动机电暂态分析的电网模型复杂，分析难度加大。针对应用较广的光伏和燃料电池两种分布式电源，在对其全阶状态空间模型的特征分析和电池动特性时间尺度分析的基础上，提出了前馈解耦控制下考虑电池U-I外特性和逆变控制系统动特性的光伏发电系统降阶模型和忽略逆变系统快动态特性的燃料电池降阶模型，并应用于4机2区域系统并网小扰动分析。研究结果表明：直流DG并网主要通过改变系统潮流及平衡点影响系统阻尼特性；直流DG出力增加时，与采用降低出力增加旋转备用运行方式的常规机组强相关的模式阻尼特性会呈现增大的趋势。

关键词：固体氧化物燃料电池；光伏发电；降阶模型；特征模式；小扰动稳定

中图分类号：TM711 文献标识码：A

分布式电源（DistributedGeneration）作为一种新能源发电技术，近年来取得了快速的发展。它既可并网发电运行也可微网独立供电，因此在地区电网中得到了广泛的应用。其中包括逆变接口并网的直流分布式电源：光伏发电和燃料电池。逆变接口虽然使DG运行和控制更加灵活，但当系统受扰时，其系统惯量较小因而也更易引发振荡失稳。

对于光伏发电、燃料电池发电、风电等并网对系统稳定性影响分析，国内外学者进行了大量研究，并取得了丰富的成果。文献利用特征值分析的方法，从风机分类，模型简化，并网容量，接入地点，影响机理等各个方面细致地研究了风电并网小扰动稳定问题，得到了一系列有益的结论。然而现有针对逆变接口DG的小扰动稳定分析中，并未考虑电池时间尺度与网络时间尺度匹配的问题，大都采取基于网络方程、负荷模型、并网接口模型、各控制方法的全系统高阶模型，其阶数较高因而很难用于大规模系统。文献对含同步发电机接口和逆变器接口模型的微网进行小信号建模，其阶数高达29阶，单个逆变器模型也有13阶。文献忽略了内环快动态，对逆变接口进行降阶处理，但其同样是微分方程描述的高阶系统。此外，以光伏发电为代表的大规模无转动惯量电源接入改变了系统潮流分布，减小了系统等效转动惯量，其对系统小扰动稳定性的影响值得研究。文献以光伏发电接入IEEE14节点为例，分析了规模化光伏并网对系统阻尼特性的影响，并认为光伏发电并网增强了系统阻尼。文献利用含SOFC的扩展P-H模型分析了燃料电池并网对系统机电振荡模式的影响，但却并未在大系统中验证。

针对上述问题，本文从系统的角度出发，分析光伏（PV）和固体燃料电池（SOFC）的电池特性，采用前馈解耦的控制方式，建立了考虑各重要环节的详细状态空问模型，通过分析系统特征模式及电池动态时间尺度，忽略SOFC并网系统快动态，实现了模型降阶，建立了直流DG降阶模型，并对其接人弱耦合两区域算例进行了仿真，以此分析了直流DG并网对系统阻尼特性的影响。

1 直流DG状态空间模型

1.1 电池模型

为实现基于系统线性化动态微分代数（DAE）方程组的小扰动分析，需将由电池阵列、DC/AC逆变电路、并网控制电路等模块构成的系统数学模型线性化。其中SOFC堆电池作为一个受控电压源，其动态微分方程及输出U-I方程如式（1）（2）所示，各时间尺度参数如表1所示，其他参数说明见文献。

PV电池的精确模型十分复杂，不适应于研究及应用。因此，本文采用基于线性近似的实用工程模型。其单体电池U-I方程为：

光伏阵列由单体电池的串并联组成，本文取型号为CLS-230P的光伏电池，其标准条件下出厂参数为：U_ocref=37.8V；I_scref=8.31A；U_mref=29.28V；I_mref=7.86A；单台逆变器容量250kVA，直流侧工作电压范围400～880V，串联数N₀=880/37。8≈24，考虑温度变化系数取串联数N₀=18；并联阵列数N_p=60；因此单台逆变器对应的阵列输出电流，I_pv=N_pI；U_pv=N₀U。此时单台逆变器光伏阵列输出特性方程为：

非标准条件下的参数开路电压U_oc，短路电流I_sc及最大功率点电流I_m，电压U_m可通过下式得到：式中：T_air为空气温度；k为温度系数，通常取0.03℃·m²/w；e为自然对数；a，b，c为补偿系数，其值分别为0.0025℃，0.5m²/W，0.00288℃。

1.2 直流侧电容动特性

假定忽略各开关管损耗，则直流DG输出功率等于逆变器输出功率与直流侧电容增加的功率之和。参考方向如图1所示，由此可得直流稳压电容的状态方程如下：

C_dcdU_dc/dt=I-3U_sddI_d/2Ud_dc （6）式中：C_dc为直流稳压电容；I为直流DG输出电流。

1.3 逆变器及控制系统模型

并网系统通常包括稳压电路、逆变电路以及控制回路，并网等效电气图如图1所示。采用d轴定向法，将d-q坐标系的d轴定向与并网节点，则有U_sq=0，并通过派克变换得到同步旋转dq坐标系下数学模型如下：式中：ω为交流系统基波角频率；U_sd，U_sq分别为交流侧并网节点电压矢量的d，q轴分量；I_d，I_q分别为交流侧系统电流矢量的d，g轴分量；S_d，S_q为三相逆变器开关函数的d，q轴分量，R为线路和开关管等值电阻，L为线路及变压器等值电感。

三相逆变器采用前馈解耦的控制策略，且为实现单位功率因数并网，一般控制无功电流为零，如图2所示。PV由于光照强度等的间歇性，一般工作于最大功率点模式，本文利用导纳增量法追踪最大功率点处电压U_m作为直流侧电压参考值U_dcref，电压差值通过PI调节得到电流内环的参考值，电流差值通过PI调节得到等效控制变量U_dr，U_qr，然后通过引入电压前馈补偿和电流状态反馈获得逆变器控制电压在dq坐标系的参考值U_d，U_q，即s_dU_dc，s_qU_dc。为建立适用于小扰动分析的状态空间模型，引人中间变量U_dcr，I_dr，I_qr，并通过拉普拉斯反变换得到控制方程如下：

对于SOFC，其功率输出直接由需求决定，因此一般采用PQ控制策略，相对于PV而言只需将直流电压外环替换为有功功率外环即可。通过上述分析，即可消除时变的开关函数的影响，将三相换流器动态方程转化为线性微分方程，使基于状态方程的特征分析成为可能。其中k_p，k_i，k_p^*，k_i^*分别为电流内环和功率外环的PI参数。

2 直流DG发电系统特征分析

2.1 直流DG接入强耦合无穷大系统算例

本文采用PV和SOFC发电系统接人强耦合系统作为算例，其电气接线图如图1所示，单台逆变器容量S_B=250kVA，归算到S_B下的参数为：L=0.0035pu，R=0.012pu，C_dc=0.0038pu。光伏系统初值S=750W/m²，T=25℃，k_p=0.5，k_i=80s^-1，k_i^*=0.9，k_i^*=50s^-1；SOFC工作温度1273K，k_p=0.5，k_i=30s^-1，k_p^*=1，k_i^*=100s^-1。接人强耦合系统，可用无穷大母线表示。由于系统中无同步机及动态负荷，可直接分析直流DG发电系统本身的特征模式。通过计算系统各衰减模式的参与因子，衰减振荡模式的频率及阻尼，可找出与各模式强相关的状态变量，并分析振荡模式的性质。如表2～3所示。

由表2可知：初始平衡点处SOFC系统共有12个特征模式，其中与SOFC堆动态特性强相关的均为衰减模式，且衰减速率较慢。这是由SOFC堆动态时间常数及系统惯量较大，动态特性缓慢所引起的。分析式（1）及模式1～5参与因子可知，SOFC堆动态特性方程是与平衡点无关的常系数线性微分方程，其特征模式仅与本身的变量相关。而与逆变器及控制变量强相关的模式，其衰减特性均较快，这是由并网逆变器及控制器的高频动态特性所决定。

由表3可知：初始平衡点处PV发电系统共有6个特征模式，均为衰减模式，且与逆变器及控制变量强相关，两对衰减振荡模式频率较大且阻尼特性良好，但与△U_dc强相关的模式差异很大，分析式（2）（4）（5）可知，这是由SOFC及PV电池堆的U-I特性方程不一致所引起。

2.2 参数特征值轨迹

以下以光伏发电系统为例，分析控制参数对系统稳定性影响。令T=k_p/k_i，T^*=k_p^*/k_i^*，控制系统参数变化时特征值轨迹如图3所示。

由图3（a）（b）可知：内外环比例系数增大，系统主特征模式朝负半平面的稳定区域移动，对应系统稳定性增强，稳定裕度提升；外环比例系数增大时，模式4，5不变。对比图3（c）（d）可知：内外环积分系数增大，模式1，2虚部增大，模式3，6相互靠近；外环积分系数增大时，模式4，5不变，而内环积分系数增大时，模式4，5由衰减模式转化为振荡模式。综上可知，模式4，5的性质主要受到内环参数的影响，适当的增大比例系数可增强系统稳定性，而积分系数过小时，部分模式实部接近正半平面，系统稳定性变差。因此，为维持系统受扰暂态性能需合理地选择控制系统参数。

2.3 小扰动非线性仿真

本文在matlab/simulink中建立了拓扑如图1所示的光伏与燃料电池发电系统仿真模型，并通过设置扰动观测电池与逆变控制系统小扰动下动态特性。

图4为在0.4s时光照强度由750W/m²阶跃上升至1000W/m²，在0.8s时阶跃下降至800W/m²时，逆变器出口电流I_d，I_q的仿真曲线，可以看出受扰暂态过程为衰减的振荡过程，光伏发电系统小扰动稳定，这与理论分析以及文献结果一致。

图5分别为3.5s时有功指令由1阶跃至1.1，5s时母线电压跌落10%，5.5s恢复时，SOFC内氢气、氧气和水的分压P_H2，P_O2，P_H2O和有功功率P的受扰响应曲线。可见，由于p_H2，p_O2，p_H2O的响应时间常数较大，其在暂态过程中衰减速度较慢，因此在受扰暂态过程中可以认为其基本不变，从而忽略其动特性，直接作为一个受控电压源处理。同时，由表1可知电池的输出电流I_fc的电气响应时间常数T_e为0.8s，远大于逆变控制系统的快动态特性，因此在受扰暂态中快动态特征模式不会被激发。

2.4 直流DG发电系统机电暂态降阶模型

由上节分析可知，在小扰动过程中，光伏电池无动态响应时间常数，系统的主特征模式主要受电池U-I外特性和逆变器及控制系统影响，因此其逆变控制系统快动态必须考虑，由此可推导得以DAE方程组描述的光伏发电系统降阶模型如式（4）（6）（7）（8）；SOFC电池动特性缓慢，时间尺度远大于逆变控制系统快动态，受扰暂态中快动态特征模式不会被激发，机电暂态仿真中逆变控制系统的快动态可忽略。同时，考虑到SOFC输出受扰暂态行为受到母线电压这一唯一的交流侧电气量的影响，将控制系统内外环简化为一个一阶动态环节，推导可得SOFC发电系统机电暂态降阶模型如下：式中：T_d，T_q分别为有功、无功一阶环节时间常数；P_ref，Q_ref分别为有功、无功指令值；U_sref，U_s分别为母线电压稳态值和运行值。

3 直流DG并网小扰动分析

3.1 仿真系统及其参数

以光伏发电系统为例，分析直流DG并网对系统机电模式的影响。与风电场类似，在机电暂态仿真中，考虑站级直流DG的各部分详细模型过于复杂且没有必要。针对本文的研究重点，假设电池组中各单体工作状态相同而忽略成组不一致性问题，将电池串并联等效为大型的电池阵列；忽略电站内部集电系统损耗，利用倍乘等值的方法，将并联发电单元等值为单一模型。系统接线图如图6所示，系统由两个对称的区域组成，每个区域各有两个容量为900MVA的同步发电机，负荷采用静态ZIP负荷。区域1与区域2负荷分别为967MW和1767MW，区域1通过弱联络线向区域2送电约400MW。系统基值S_B=100MVA，在实际运行中，DG更多的是接人新节点，而不是取代同步机运行，因此本文将DG通过升压变压器接入送端母线6，改变DG出力（以DG出力占系统总输出的百分比表示），并分别通过调整送端区域1和受端区域2机组出力来维持负荷平衡。

3.2 分析与讨论

表4反映了DG出力增加时减小送端机组G2出力维持负荷平衡情况下，系统的振荡模式。其中模式1，模式2，模式3分别与G2，G4，G3的功角△δ和转子角速度△ω强相关。由表可知：DG出力增加，送端机组减小出力，模式1的阻尼呈增大的趋势，模式2，3的阻尼呈减小的趋势。

表5反映了DG出力增加时减小受端机组G4出力维持负荷平衡时系统模式。此时，DG出力增加，模式1阻尼基本保持不变，模式2阻尼呈增大的趋势，而与平衡机强相关的模式3阻尼则先增大后减小。可知，DG出力增加时，系统通过调节同步机出力来维持负荷平衡，系统潮流改变，同步机的运行模式变化，由此引起系统阻尼特性的变化，此时并未出现与直流DG强相关的局部模式。系统的阻尼特性整体变化不大，但与出力减小的常规机组强相关的模式阻尼特性会呈现增大的趋势。

由上分析可得如下结论：

1）直流DG并不直接参与系统的机电振荡，而是通过改变系统潮流分布及系统平衡点，从而改变系统阻尼特性。

2）直流DG渗透率增加时，对系统的机电振荡模式影响不大，但与出力减小的常规机组强相关的模式阻尼特性会呈现增大的趋势，这是由于DG出力增加时，为维持系统负荷平衡，同步机出力减小，系统旋转备用增加，与其强相关的模式阻尼特性会升高，这也与传统分析中，同步机出力越小，越远离稳定极限，系统稳定性变强的结论一致。

3）由于逆变接口DG通过前馈解耦实现了与电网的柔性连接，机电暂态过程中仅有母线电压这一唯一的交流量影响DG暂态行为，并网过程中并未出现同步机组与直流DG之间的局部振荡模式。

4 结语

小功率直流稳压电源 篇3

关键词：开关电源,驱动系统,反激式

1 引言

工业应用中, 经常需要对小功率的直流电机进行精确控制, 为保证传动系统的精确定位和传送, 提高产品质量或电动机车运行的平顺性。为满足此技术要求, 一方面需要对电机实现一定的控制算法, 另一方面要求电机驱动电源输出平稳、能耗低、抗干扰能力强。传统的开关电源由于效率低、损耗大、可靠性差而难以胜任。目前, 国外的开关电源研制技术较为成熟, 并主要应用于工业和军事上。德国西门子, 美国GE和日本的一些公司都已经具备比较成熟的研制大功率开关电源的技术并已经实现产品化。开关电源在我国邮电通信部门以及其它领域, 受到及其广泛的应用, 其中几十到几百千瓦的大电流、高功率的开关电源成为现代工业, 国防事业以及大型科研项目的宠儿。开关电源技术不断的发展, 具体发展趋势为高频化、非隔离DC/DC技术、数字化、安全性能完善以及低噪声、绿色无污染和智能化。

2 开关电源组成与设计

开关电源由输入电路、有源调整、功率变换、输出电路、控制电路和频率振荡发生器六大部分组成:其中开关电源的核心部分是DC/DC变换器, 用以进行功率转换, 另外还有启动电路、过流与过压保护电路、噪声滤波电路等。

反激式开关电源广泛用于中小功率变换场合, 且具有电路简单、成本低、输入输出电气隔离、稳压范围宽、易于多路输出等优点。反激式变换器有三种模式:一种是在电流断续模式下, 导通期间储存在一次绕组的能量, 在下个周期开始前从一次绕组传递到次级绕组和负载上;一种是在电流临界连续模式下, 在下一个周期开始时, 次级的电流归零, 这是一种无死区时间的临界状态;另一种是在电流连续模式下, 次级仍然有剩余的能量, 次级电流没有回零。

2.1 输入回路设计

开关电源输入回路包括低通滤波和桥式整流滤波两大部分。低通滤波回路是开关电源输入的“大门”, 它具有防止输入电源的噪声干扰, 还抑制了浪涌电压、尖峰电压的进入;同时阻止、限制开关电源所产生的噪声。整流滤波电路主要由整流桥加电容来完成, 整流二极管最好选用导通压降 (VF) 小的二极管, 这样可以减少二极管上的损耗, 提高电路效率, 电容则是一大一小的两个电容, 大的为工频滤波, 小的电容则用来吸收高频纹波的干扰。

整流滤波回路:开关电源一般采用电容输入型整流滤波回路, 整流的方式为全波桥式整流。结合两种输入回路的优缺点, 输入回路电路如图1所示。

2.2 驱动回路设计

开关电源功率晶体管有两种驱动方式, 一种是直接驱动, 另一种是隔离驱动。直接驱动有单管基极驱动、推挽驱动和抗饱和驱动。单管基极驱动适用于对工作速度要求不高或电源功率不大的情况。抗饱和驱动则是在推挽驱动的基础上增加了钳位二极管和稳压二极管, 提高了电路的工作速度, 也为冲击峰值电压起到了分压保护的作用, 如图2所示。

2.3 保护及软起动回路的设计

过流包括电源负载超出规定值和电源输出线路出现零负载, 即短路。过压保护的主要的任务是保护负载, 其次是保护开关功率管。一般采取的措施是振荡电路停振, 关闭驱动脉冲。所以在过压保护动作后, 要再次启动电源工作时, 必须断开电源才能恢复正常工作。开关电源最简单的过压保护措施是在输入电路中并联压敏电阻。在过压保护中, 采用的是稳压二极管, 选用稳压二极管应性能稳定、电压漂移非常小的产品, 以防止稳压二极管电流随着温度的变化而变化。开关电源的主要热源是开关功率晶体管、高频变压器、整流输出二极管以及滤波用的电解电容。为了防止开关电源过热而发生损坏, 选择元器件时应该选用高温特性较好的器件, 同时在开关电源设计过程中应有过热保护电路。

图3为保护电路, 其中R7是电流取样电压, 变压器原边电感电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入UC3844的引脚3, 再输入到电流比较器。引脚3和电流比较器构成了电流闭环控制。当开关管出现过流现象时, 电阻R7上测得的过电流信号, 输送到电流测定比较器的同相输入端, 只要R7上的电压达到1V, 电流测定比较器动作, 通过PWM锁存器使得开关管关断, 实现了过电流保护。

基于UC3844芯片设计的开关电源总体电路图, 其中主电路采用单端反激式变换器结构, 开关电源输入回路则采用整流滤波回路以得到直流电压, 并利用软启动回路, 防止负载电流或电源输入电流产生的大电流损坏开关电源。

3 总结

本文主要针对直流调速系统中, 作为小功率控制电机, 要求驱动电源输出稳定的特点, 分析了开关电源的基本组成以及工作方式, 结合设计的各项要求, 综合考虑了开关电源控制电路、反馈电路以及保护电路等方面的设计。

参考文献

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基于大功率直流恒流电源的研究 篇4

恒流源是能够向负载提供恒定电流的电源。所谓“恒流”并不是电流值绝对不变。只是这种变化非常小, 在工作范围内可视为基本稳定。现代电子技术的广泛应用, 促进了对恒流源的需求。例如, 大电流高精度恒流源在白光灯照明、蓄电池的快速充电器、电气触点微电阻测量、实验室等领域有着多方面的应用。

1.1 检测技术

在电流表校准过程中, 将被测表和标准表并联在恒流源两端, 通过调整恒流源输出至标准表刻度值, 来检测被校表量程是否准确。电路参数直流电阻的测量, 特别是小电阻测量, 阻值不大而对精度要求又高。若用电桥测量, 精度虽高但操作较繁, 而采用标准精密恒流源测量则可以大大简化测量过程, 可以在工厂中进行大量检测。

1.2 电真空及大功率照明器件

示波管、显像管等电真空器件的灯丝电阻很小, 若采用稳压源, 则在通电瞬间会形成大电流尖峰, 缩短灯管寿命。若采用恒流源供电, 在灯丝由冷变热的过程中保持电流恒定, 可以延长灯管寿命。

1.3 实验装置和医疗器械

在许多医疗诊断仪器中, 如CT断层扫描仪和超导磁源成像仪中的磁场均要求很稳定, 否则会造成严重的测量误差。如果采用稳压电源, 由于电磁铁线圈工作时发热等原因会使其阻值改变, 因而供电电流变化, 导致磁场不稳定。如果采用恒流源供电就能克服上述缺点。因此, 凡是要求磁场十分稳定的装置, 就必须采用恒流源供电。所以, 在核物理实验装置中, 如粒子加速器、质谱仪、β谱仪以及云雾室, 都必须采用恒流源供电。

1.4 工厂除尘装置

恒流源技术被广泛应用在在电除尘行业。如水泥厂的立窑收尘、回转窑尾电收尘、钢铁行业的结烧收尘、有色冶炼行业的电收尘等场合几乎全部使用恒流源。恒流源供电特性呈“正反馈”, 即输出电功率大小与除尘器所需电功率大小成正比。当除尘器某时刻粉尘浓度变大, 要使除尘效率保持不变, 需要电源同步增大输出功率。正由于恒流源输出电流恒定, 而输出电压随负载大小变化而变化, 当粉尘浓度变大时, 则恒流电源输出电压也同步增大, 所反映在除尘器上即电源输出电功率是同步增大。

2 传统恒流源的实现方法

2.1 传统恒流源实现方法主要有以下三种:

(1) 采用差分放大器构成的恒流源, 包括镜像电流源、微电流源等。在集成电路中可为放大电路提供偏置电流。

(2) 集成运算放大器构成的恒流源, 分为负载浮置 (负载两端均不接地) 和负载接地恒流源。

(3) 由三端稳压器件构成的恒流源, 具有体积小、价格低、可靠性较高, 便于大量生产。

上述传统电流源主要应用在集成电路芯片或小功率电路中, 所提供电流较小。

2.2 大功率恒流电源组成及实现方法

传统恒流源输出功率小, 效率较低, 而在电镀、电除尘、开关器件检测等场合需要大电流高效率的电源。一般的工频开关电源, 频率较低 (50Hz左右) , 普遍采用工频变压器, 当功率上升时, 变压器体积和重量都急剧上升;且由于采用硬开关, 功率管开关损耗大, 电源输出效率低 (75%左右) 。而本设计采用高频变换器, 输出频率在80k Hz左右, 采用的高频变压器体积小、重量轻, 可大量节省有色金属;且采用软开关技术, 减少功率管开关损耗, 大大提高了电源输出效率 (90%-95%) 。

2.2.1 大功率直流恒流电源的组成部分

(1) 输入模块:主要有输入高频滤波电路、整流滤波电路;

(2) 变换器模块:主要有全桥变换器、移相控制电路、PWM产生电路、开关管驱动电路、隔离高频变压器等;

(3) 输出模块:主要有同步整流电路、输出滤波电路;

(4) 检测控制模块:主要有单片机、键盘及数码管电路、电流电压采样电路;

(5) 辅助模块:主要有过流过温保护电路、辅助电源电路。

2.2.2 大功率直流恒流电源实现方法

系统输入为市电220V±15%, 在输入模块的抗电磁干扰滤波器 (EMI) 滤去电网杂波, 经过全桥整流和滤波电容后输出较平直的工频直流电 (约300V) 。在变换器模块, 50Hz工频直流电通过全桥变换器后变换到80k Hz的高频直流电。再经隔离变压器与输出模块的同步整流电路连接, 经输出滤波电路滤去高频杂波, 输出1-5V, 10-100A恒流直流电。采样反馈电路通过分流器对输出电流采样, 将反馈信号传送到UC3875移相控制芯片, 实现电流负反馈, 以达到恒流输出目的。同时输出电压和电流经AD转换输入到单片机, 并通过7段数码管显示。系统可通过一个滑动变阻器使输出电流在10-100A连续可调, 并可通过键盘设定或手动调节滑动变阻器连续调节输出电压。系统内还设置有过流过温保护电路, 保障系统安全运行。

2.2.3 输入整流滤波电路设计

输入整流滤波电路包括过压保护模块、抗电磁干扰滤波电路、全桥整流电路、滤波电容。

(1) 过压保护电路:电路中所产生的过压主要是雷击和电网电压尖峰, 而二者中雷击产生的高电压危害最大。雷击时产生的高压加在压敏电阻RV1、RV2、RV3上时, 其阻值降低, 形成大电流通路, 将高压产生的能量导地。当电流过大, 则保险丝F1、F2烧毁, 保护后级电路。

(2) 抗电磁干扰滤波电路:由电感L1和电容C2、C3、C4组成的滤波网络不仅可以抑制电网产生的噪声及纹波干扰电源内部信号, 也可防止电源本身产生的高频噪声回送到电网中。而电源开启瞬间产生的大电流则通过热敏电阻RT1耗散, 随温度升高RT1阻值降低, 耗散能量逐渐减小。

(3) 全桥整流电路:采用四个二极管组成的全桥整流电路, 具有输出电流纹波较小, 效率高的特点。可在输入波形的正负半周同时进行变换,

(4) 滤波电容:整流桥输出的有纹波电流经C5、C6滤波后可以得到平直的直流电流, 且C5值越大, 输出纹波越小。

摘要：传统恒流源多采用运算放大器和三端稳压器件等线性调整式元件, 在大电流低电压场合应用时损耗较大, 电源效率很低, 且在50Hz工频下工作时, 变压器的体积笨重, 规模化投产则消耗大量有色金属资源。介绍了一种用于测量导通阻抗很小的开关型器件的大功率直流恒流直流电源的设计方法。该电源输出电压为1-5V可调, 电流输出为10-100A连续可调, 整机效率达到90%, 减小了大电流时整流管的损耗;具有显示及手动设定输出值功能, 方便快速测量。

小功率直流稳压电源 篇5

备用电源, 大功率直流电源等都是变电站中非常重要的构成因素, 并且这些设备也都是为了变电站服务的, 直流电源在工作的过程中, 如果失去稳定性, 那么直接导致的后果就是高压, 继电等设备出现问题, 进而使得整个远程监控系统无法运作。所以我们想要保障监控系统的稳定运行, 首先就要从大功率直流电源的控制入手, PLC控制在大功率直流电源中的应用, 大大减少了系统风险系数, 较少了其维修次数, 因此是非常值得人们推广和进一步研究的。

2 PLC控制技术的优点

PLC具有结构简单、编程方便、性能优越、灵活通用、使用方便、可靠性高、抗干扰能力强等到一系列优点, 在工业生产过程自动控制领域得到了广泛应用。所以, 掌握PLC技术是改造传统生产工艺和设备的重要途径。西门子S7-200PLC作为小型PLC系统中的佼佼者, 在各种工程中等到了广泛应用。因此, 配通过对S7-200的介绍, 希望使学生掌握PLC的基本工作原理、硬件结构、指令、梯形图编程的基本方法, 以及开发PLC控制生产过程的基本方法, 为自动化等到相关专业学生毕业后从事工业生产过程自动化打下良好的基础。

3 PLC控制技术在电解锰电源监控系统设计中的应用

3.1 监控系统的总体设计结构。

电解金属锰直流电源的监控系统选用TD200文本显示器和S7-200可编程控制器 (PLC) 作为系统设备。其中, PLC控制技术在电解锰电源监控系统设计中应用的基本检测系统构成如图1所示。

由图1可知, 在电解锰电源基本检测系统主要包括PLC主控单元、TD200显示单元、脉冲信号、数据传输及各种被控对象如水温、电压、电流、桥臂的热度等等。

3.2 电解金属锰直流电源的监控系统的工作原理。

该电源监控系统主要是对水冷却器的启停、移相触发电路的触发角度以及高压开关断路器进行监控, 检测的指标包括桥臂是否热量过高、晶闸管整流器的器件是否已经失效、水冷却器是否发生故障、整流变压器油温是否过高以及轻重瓦斯是否超出标准等。此外, 需要注意地是, 当将高压分闸信号输送至PLC可编程控制器之后, 应该首先将该整流壮汉子的触发脉冲进行封锁, 等待数秒的延时后, 再对整流电源装置实行自动分闸操作。

4 PLC控制技术在电解锰电源监控系统中应用的系统软件设计

4.1 大功率电解锰直流电源监控系统的PLC梯形图设计。

该设计主要包括通讯及控制参数初始化的初始化模块;对主要系统参数正常与否进行测试及诊断的自诊断模块;含有参数设定、数据采集、故障诊断、通讯等在内的主程序模块等。其中系统模拟量采取DVP-04AD-S输入模块, 包含4路模拟量输入, 并且电压及电流信号分别为0-10V和4-20m A。若将第一路模拟通道的输入电压设置成-10~+10V, 而把OFFSET及GAIN的值分别设为0V和2.5V, 那么该模拟通道的指令程序图如图2所示。

4.2 大功率电解锰直流电源监控系统的智能监控算法设计。

利用过去的样本在模拟训练中选取科学合理的主元变量, 通过计算, 得到与之对应的SPE及T2在置信度为95%下的控制限;对新样本的残差统计量SPE及过程统计量T2进行计算, 并与主元变量的标准SPE和T2加以比较, 判断系统是否存在故障。

4.3 大功率电解锰直流电源监控系统的人机界面设计

4.3.1一般的情况下, 我们为了能够保障电源电源监控系统地稳定安全, 提高其安全级别, 通常人机界面会有三个部分, 一个是操作界面, 一个是公共界面, 一个是安全界面。这里所说的公共界面主要是为人们服务的, 它为人们提供了一个非常简洁、方便的查询服务, 例如, 具体的年月, 时间等等。而这里的安全界面主要是对PLC系统内部各个部分进行保护的窗口, 人们想要进入PLC系统时, 首先应该进入控制界面, 然后需要在这个界面输入系统中所储存的已经默认的密码, 这样才能够顺利进步想要操作的平台, 操作界面也分为很多部分, 它主要石油很多模块构成的。操作界面中, 首先, 实施监控具体就是在各个被监控对象内部安装传感器, 这样才出现状况的时候, 传感器就会将这些问题, 及时的传递给工作人员, 进而实现整个工作系统的监控。那么定时对监控数据进行读取和分析, 并将这些数据反映到显示屏上, 这些就是其最为主要的工作内容, 这样PLC就可以根据这些数据进行故障的分析和诊断, 进而对其采取处理措施。

4.3.2 设定加以控制, 将上下极限进行合理的设置。

4.3.3 数据查询, 是为了方便用户, 用户能够通过数据查询进行日期以及数据的调取和使用。

5 PLC控制技术在大功率直流电源监控系统中应用的重大意义

在大功率直流电源监控系统中引入PLC控制技术, 能够提高系统的安全可靠性。我们将这种技术应用在大功率直流电源控制系统中, 其目的就是为了能够最大限度的保障系统数据在采集的过程中, 能够更加智能和准确, 并且系统还能够发现故障, 因而工作人员就可以马上采取相应的处理措施, 从而达到提高设备运行安全性和可靠性的目的。同时, 这种技术能够实现人机交互, 这样能够使操作人员的实施监视更加快捷和方便, 这也在很大程度上为设备的稳定性提供了保障。

结束语

电力系统的稳定运行是人们正常生产和生活的保障, 为了能够保障电力系统的正常运行, 我们的工作人员从其各个环境以及组成部分入手, 逐渐加大的控制力度和科技投入, PLC控制技术在大功率直流监控系统中的应用, 使得水冷却器的停止和启动、触发电路的触发角度以及高压开关断路器等得到了及时的监督和控制, 对电源设备运行的各个指标也能够及时进行检测和分析, 得出其是否与实际指标相一致, 进而对设备中的故障能够及时发现并处理。以上阐述, 我们能够清晰的明白, 这种技术的应用大大提高了系统运行的稳定与安全性, 为人们的正常生活提供了更多保障。

参考文献

新型小功率开关电源补偿电路的研制 篇6

关键词：开关电源,BUCK变换器,双极点-双零点补偿器,环路补偿

0 引言

开关电源的核心部分是DC-DC变换器, 由于DC-DC变换电路可以实现直流电压大范围的升压和降压, 而且效率高、易于控制, 在电力传输和工业控制等领域得到了广泛应用。但是DC-DC变换电路输出可能有偏差, 环路设计就变成一项很重要的工作, 它关系到电路的稳定性、响应速度动态过冲等指标。但由于缺乏环路设计的理论分析, 往往需要花费大量的时间来调试。本文运用电压反馈型BUCK变换器的主拓扑和反馈控制模式作为DC-DC变换器的核心, 通过双极点-双零点补偿电路进一步探讨了反馈控制的传递函数和环路参数的设计方法。

1 BUCK变换器的结构和工作原理

电压反馈型BUCK变换器闭环控制系统由PWM控制器、IC芯片和反馈补偿网络3个部分组成, 如图1所示。

Vin-输入电压;Vout-输出电压;Vf-反馈电压

图2为典型的BUCK变换器没有补偿电路的开环图, 为了简化分析, 假定功率开关管Q和D为理想开关, 滤波电感L为理想电感 (电阻为0) , 电路工 作在连续电流模式 (CCM) 下。Re为滤波电容C的等效串联电阻, R0为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图2所示。Q导通时, 对电感列的状态方程有Ldi/dt=Uin-U0;Q断开、D续流导通时, 状态方程变为Ldi/dt=-U0。BUCK电路在电感电流连续时的控制-输出信号传递函数为

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式 (1) 的分子为一阶微分环节, 有1个零点, 该零点的转折频率为

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式 (2) 的分母为二阶积分环节。

BUCK电路的PWM波由UC3573芯片产生。

2 双极点-双零点补偿器

在DC-DC变换器中, 为了获得较高的效率, 会尽可能地减小电阻值, 导致系统常常工作在欠阻尼状态。为了获得较高的稳态精度, 系统总是要被设计成Ⅰ型系统。因为Ⅰ型系统是无差系统, 也就是它的稳态误差为零, 这样它就可以获得比较高的负载调整率和电压调整率。从式 (1) 可看出, 理想的BUCK变换器要得到稳定的暂态响应, 就要在环路中引入一个积分环节, 使系统的直流增益变为无穷大。然而, 由于积分环节的相位为-90°, 导致同时减小了相位裕度, 使带宽变窄, 或者系统变得不稳定, 所以要设计反馈网络改善系统性能, 为此, 笔者采用双极点-双零点补偿器。该补偿器的1对零点用来抵消滤波器双重极点的增益, 特别是该双重极点引起的相位滞后。通过这1对零点补偿后, 闭环增益在高于滤波极点处以-20 dB/dec (dB/dec为图4中每十倍频的分贝数) 的斜率下降。补偿器在高频处有1个极点来抵消电容ESR (等效串联阻抗) 引起的零点作用。此外在更高频率处还有1个极点, 以保证闭环增益和相位穿越频率处有良好的相位和增益裕度。它采用2个零点使相位增加180°, 减小在双极点时输出滤波器谐振的影响, 如图3所示。

该补偿器由R2、C6、C5组成, 电压反馈回路由R3、R4、C9组成。根据fxo<0.2fsw (fsw为系统开关管频率) 设置补偿器的极点和零点, 如图4所示, 取fxo=15 kHz, 根据这个频率确定输出特性增益曲线在穿越频率处 (原来是-20 dB/dec) 提升到0 dB所需要提供的增益量, 用式 (3) 近似得:

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式 (3) 中:undefined, 为自然转折频率;C0为输出电容;L0为图2中的L;GDC为电路的直流增益。

为了得到所要的穿越频率而需要的中频带的增益G2及补偿滤波器的2个极点, 在滤波极点的一半处设置2个零点:

fez1=fez2=310 Hz

在第一个补偿零点处的增益为

G1=G2+20lg (fez2/fep1)

=9 dB+20lg (310 Hz/5 644 Hz)

=-16.2 dB

式中:fep1=1/ (2πRestC0) 。

第一个补偿极点设置在电容的ESR频率 (5 644 Hz) 处:

fep1=5 644 Hz

第二个补偿极点通过高于穿越频率的增益来维持高频率的稳定性:

fep2=1.5 fxo=22.5 kHz

这样就可以计算误差放大器的补偿参数:

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3 测试结果

开关电源系统测试结果如表1所示。

负载调整率= (U01-U02) /U01×100%, 从表1中所测得的数据推出负载调整率:

(0.77%+0.94%+1.14%) /3=0.95%<1%

从测试结果来看, 该补偿电路在采用了双极点-双零点补偿器后, 负载调整率得到了极大的改善, 即在负载变化时, 负载调整率明显减少。负载调整率的减少极大地提高了开关电源系统的性能。

4 结语

本电源系统采用双极点-双零点补偿器后大大改善了DC-DC变换器的暂态响应, 具有传统变换器所没有的优点, 采用这种设计方式在开关电源系统参数和负载发生较大幅度变化时, 依然能获得较好的输出效果, 特别是输出纹波小和负载调整率小, 值得推广使用。

参考文献

[1]张占松, 蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京:电子工业出版社, 2005.

[2]刘树林, 刘健, 钟久明.峰值电流控制变换器谐波补偿电路的优化设计[J].电力电子技术, 2005 (5) .

[3]PHILLIP E A, DOUGLAS R H.CMOS Analog CricuitDesign[M].2th ed.Beijing:Beijing Publishing Houseof Electronics Industry, 2003.

小功率直流稳压电源 篇7

1 主电路设计

1.1 主电路的拓扑结构

这里主要介绍了一种基于BUCK调压的小功率高压电源。该电源能实现零电流软开关(ZCS),并能方便的调节输出电压,因为利用了高频变压器的寄生参数,从而避免了尖峰电压和电流。该电源的另一个特点是利用倍压电路代替了传统的二极管整流电路,减小了高频变压器的变比和寄生参数;尤其是主电路的控制采用了Buck电路和逆变电路的联合策略,可十分方便、灵活地进行电压调节;采用定频定宽的逆变电路可利用高频变压器的寄生参数实现谐振软开关。

1.2 BUCK电路工作原理

当开关S闭合后,输入电压Vi完全加在二极管D的两端,上正下负,二极管被反偏截止。由于此时电容C的初始电压为零(Vc=Vo输出电压为零),电容电压不能突变,所以输入电压完全加在电感L之上,形成经开关S、电感L、电容C和电阻R构成的回路建立起初始电流。当开关S断开后,由于电感电流不能突变,失去外加激励趋于下降的电感电流在电感L两端产生感应左正右负的感应电势,这一感应电势将克服电容器电压使二极管D承受正偏导通,形成L→C、R→D→L的续流回路。开关闭合时电感电流增加,开关断开时电感电流下降,电容的充、放电电流在一个周期内的平均值等于零,因此输出电压的平均值保持不变,输出电压存在脉动成分。此时电路进入稳态工作阶段。这个阶段的特点:是电容的充、放电电流在一个周期内的平均值等于零,输出电压的平均值保持不变,输出电压存在因电容充、放电形成的脉动成分。

1.3 半桥逆变电路工作原理

半桥逆变电路,它有两个桥臂,每个桥臂由一个可控器件和一个反并联二极管组成。在直流侧接有两个相互串联的足够大的电容,两个电容的联结点便成为直流电源的中点。负载联接在直流电源中点和两个桥臂联结点之间。

半桥逆变电路的优点是简单,使用器件少。其缺点是输出交流电压的幅值Um仅为1/2且直流侧需要两个电容器串联,工作时还要控制两个电容器电压的均衡。因此,半桥逆变电路常用于几KW以下的小功率逆变电源。

1.4 倍压电路的设计

本设计在升压变压器输出后采用了倍压电路二次升压,这样可以减小变压器的体积,提高效率。倍压整流不仅可以将交流电转换成直流电(整流),而且不需要再增加滤波电容。它能够在一定的电压之下,得到高出若干倍的直流电压(倍压)。只要倍压电路中使用电容的总体积不是很大,就可以减小整个电源设备的体积。

2 控制电路分析及总结

按常规闭环设计思想,闭环的反馈电压应取自输出电压,但该文中高压电源的输出电压高达15KV,那么,当反馈电压取自输出电压时,这势必对采样隔离电路提出较高的绝缘要求,在实际中会难于实现,也会增加电源的制作成本。考虑到以上情况,课题中的闭环设计的采样电压取自BUCK电路的输出电压。根据经验选取,PI调节器的运算放大器选用LM7131B/NS,比较器选用。R1K R2K,Cn。

通过该文高压电源的设计过程,可以得到以下结论:

1)针对系统要求输出电压为0-15KV,且输出功率为15W的情况,选用BUCK调压电路与桥式逆变电路相组合得到高频脉冲电压,后经过高频变压器和倍压电路完成升压和整流作用。

2)BUCK闭环环节使用光电耦合器HCNR201进行电压采样隔离,MOSFET的隔离驱动使用HCPL4504和UCC27321共同完成,保证驱动电路工作的有效性和安全性。

3)逆变电路的控制电路由芯片SG3535和IR2110共同完成。SG3525控制器集成了过压保护、过流保护、软启动、欠电压锁定、击穿短路保护等功能保证控制信号的准确性。SG3525输出的PWM信号通过两片IR2110后驱动逆变电路的两个桥臂,这保证了驱动信号间的死去时间,防止桥臂的直通现象。

4)电路设计中摈弃传统工频变压器升压模式,而采用高频变压器和倍压电路共同完成升压作用,在减小系统体积上有突出作用。

3 调试结果

通过PSPICE仿真得到如下波形:

4 结束语

本文介绍的一种基于BUCK调压的小功率高压电源,其特点是:1)采用了倍压电路,减小了变压器的变比,使其在工艺和制造上成为可能,并且能够在一定条件下实现零电流软开关,从而大大减小了开关损耗;2)该电源可以工作在110V、220V不同电压下,因为开拓了国内外市场;3)该拓扑结构简单,易于实现;4)该电源利用了DSP,实现了数字PI的实时控制,因而能良好的工作且实现远程通信。

摘要：该文设计了一种可调的小功率高压电源,其主电路拓扑包括Buck模块、逆变电路、高频变压器和倍压电路。输入的交流电源经整流滤波电路变为直流,通过BUCK预稳压电路将电压稳定,再经过半桥逆变电路将直流电压变为交流电压,然后通过一个倍压电路将电压升高,最后整流滤波输出稳定高压。研究主要内容包括BUCK电路的分析设计、半桥逆变电路分析设计、倍压电路的设计,控制电路的设计,并利用PSPICE软件进行相应各部分的仿真和参数优化。该研究实现的主要性能是:给定输入电压是交流220V,要求输出电压在范围015KV内大范围可调,功率为15W,输出纹波要小于1%。

关键词：直流高压,Buck,半桥逆变,倍压电路

参考文献

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[2]郑颖楠.开关电源技术[Z].燕山大学自编教材

[3]王昌.创新型的基于软开关X射线电源系统[J].电力电子技术,2007,41(4):58-60.

[4]李现兵.高压小体积电源的实现方法[J].电源世界,2005(8):21-23.