直流固态功率控制器（精选六篇）
直流固态功率控制器 篇1
控制端采用缓冲器来处理逻辑信号, 此逻辑信号通过光耦实现隔离和电平转移。功率端是模拟电路, 提供了驱动开关器件, 检测电流, 过流保护和可编程功能。内部的DC/DC变换器由控制端+5 V偏置电源供电, 使变换器实现与功率端电路的隔离。
3单元电路的实现
3.1过流保护电路
本设计中, 过流保护电路包括电流调理电路和反时限延时保护电路两部分。
3.1.1 电流检测及调理电路
检测回路的电流调理电路如图2所示。
根据反时限保护的相关要求, 过流保护的时间是由过流倍数即负载电流I与额定电流Ie的比值决定的, I/Ie相同, 保护时间相同。因而, 改变固态功率控制器的额定电流, 只需要保证相同的I/Ie, 电流调理输出相同, 设计检测回路中电流调理电路输出公式为:
Ui=KmIRs=I/4Ie (1)
式 (1) 中, Ui为电流调理输出, K为放大系数, I为负载电流, Rs为检测电阻, Ie为设置后的额定电流。若Ieo为SSPC标称最大额定电流, 则m满足关系:
3.1.2 反时限延时保护电路
固态功率控制器采用三段式过流保护[2], 如图3所示, a、b是两常数, 分别设定为最小跳闸保护点和瞬时跳闸保护点的电流Ia、Ib与额定电流的比值, 三段式保护可表示为:
当I/Ie<a时, SSPC正常导通;
当a≤I/Ie<b时, SSPC根据设置的反时限保护曲线延迟时间t后关断;
当I/Ie≥b时, SSPC瞬间触发, 切断负载。
在IEC 255—3标准中[3], 规定了三种典型的反时限标准方程:一般反时限、非常反时限和极端反时限。
一般来说, I2t形状的跳闸曲线是保护系统的最佳选择。这是因为线路的功率损耗等于线阻与负载电流平方的乘积, 而线路的温度是由线耗时间长短决定的, 这样, 在相同时间内线路的温度与电流的平方成正比。假如跳闸曲线具有与供电线相同的特性, 那么固态功率控制器就能够精确地推算出由于过载引起的线路的温度上升, 并在线路超温破坏之前移去负载电流。因此, 对于固态功率控制器, I2t形状的跳闸曲线是一种最佳选择。这种反映过热状态的过流保护, 采用的是极端反时限的过流保护特性[4]。
IEC 255—3标准规定的极端反时限的标准方程为:
式 (3) 中, Ip为基准电流, Tp为延时整定系数, 若令:
则极端反时限标准方程可以表示为:
式 (5) 中I为负载电流, Ie为额定电流, A、B为整定系数。可见, 极端反时限的跳闸时间是过载倍数的二次函数, 由不同的A、B可以确定不同的I2t反时限过流跳闸曲线。
在本设计中采用“反比例-反函数”函数曲线拟合式 (5) 所描述的极端反时限跳闸延时曲线[5]。执行电路的结构如图4所示。
为了拟合负载对不同过载电流下的跳闸延时要求, 取两段比较, 使得输出跳闸延迟曲线具有较高的精度[4]。如图4所示, 由两个积分电路和三个比较器构成了跳闸定时电路。
当负载正常时, OP2、OP3输出Vcc, Uo输出高电平, 固态功率控制器不跳闸。当负载过流时, 积分放大器反相端的电容开始积分, 放大器输出线性下降, Uo经过延时后输出跳闸信号, 低电平有效。当负载严重过流时, 比较器CMP1立即输出低电平, SSPC瞬时跳闸保护。设t1为由OP2产生的跳闸延迟时间, t2为由OP3产生的跳闸延迟时间, 则有:
SSPC跳闸时间为:
结合调理电路输出公式 (1) , 反时限曲线的拟合电路 (见图4) 与三段式过流保护特性曲线 (见图3) , 最小跳闸点a和瞬时跳闸点b在拟合曲线电路中分别有Vref1=a/4, Vref3=b/4。调节参考电压和RC参数可以方便的实现曲线的改变。
3.2可编程功能的实现
本设计中, 主要实现了固态功率控制器额定电流可编程和瞬时跳闸点可编程以及负载电流检测阈值编程设置。
3.2.1 额定电流可编程[5]
本设计固态功率控制器标称最大额定电流为25 A;额定电流可编程范围: (5～25) A。下面说明参数的选取[6]。
如图2中所示, 放大器OP4构成放大电路, 放大倍数为Km。为使放大器能正常工作, 则R5//R6// (Ra+R8) =R7// (Rb+R9) 。
设计K=2, Rs=5 mΩ。
根据设计要求确定电路中各参数:R6=2 kΩ, R5=20 kΩ, R7=R5//R6, R8=R9=5 kΩ。
即当Ra, Rb短接时, m=1, SSPC在标称最大额定电流25 A下工作。当m=5时, Ra、Rb开路, SSPC在额定电流5A下工作。设定其他额定电流值时只需外接相应阻值的电阻。
3.2.2 负载电流检测阈值编程设置
电流状态检测电路能够实时监控负载电流的状态, 并通过光耦隔离将这些信号传输给控制电路, 并最终输出到上位机, 如图5所示。调理电路的输出被送至比较器, 通过调整分压电阻Rd设置检测阈值电压, 使得负载电流检测阈值在额定电流Ie的15%～95%内可编程设置。
3.2.3 瞬时跳闸点编程设置
瞬时跳闸点由Vref3确定, 本设计中瞬时跳闸点过载倍数的编程范围是:200%～800% Ie。类似图5所示结构, Vref3通过电阻分压进行设置。
3.3开关器件的选择及驱动电路的设计
开关器件采用VDMOS, 因为VDMOS具有高输入阻抗和低驱动功率、开关速度快、更宽的安全工作区域等特点, VDMOS栅极可直接与CMOS、TTL集成电路和其他高阻器件连接, 具有良好的工艺兼容性, 使驱动电路的设计大大简化。
VDMOS开关管驱动电路的结构如图6所示。
由于工作状态不同, SSPC的功率开关管驱动电路与一般功率电路的开关管驱动电路是有区别的。一般功率电子电路为了减少开关损耗, 要求功率开关管驱动电路的驱动信号具有高的电压变化率, 使功率开关管快速开通和关断。若采用上述的驱动电路, 在阻容性负载开通时, 会产生较大的瞬时浪涌电流, 阻感性负载关断时, 会在功率管两端产生很高的尖峰电压。为了能适用于各种负载, 固态功率控制器的设计必须考虑与各种负载的兼容性, 这就要求在开通及关断时栅极电压Ves应具有适当的变化率, 以调整功率开关管的开关速度[7]。在本设计中, 我们采用“软开通/软开断”功能的驱动电路, 该功能是通过阻容延时电路实现的。
4仿真结果及分析
对根据以上原理设计出的电路进行仿真验证其功能。
4.1SSPC的正常开通和关断
图8 (a) 所示为开通的仿真波形。正常开通时, 驱动信号CMD为高电平, Vgs很快达到阈值电压VTH, 随后在“软开通”电路的作用下Vgs逐渐上升, 直到MOS管完全导通, 由仿真波形可见, 开通延迟约为300 μs。
图8 (b) 所示为关断的仿真波形。关断瞬间Vgs迅速降至阈值电压VTH附近, 随后在“软关断”电路的作用下Vgs逐渐下降至零, MOS管完全关断, 由仿真波形可见, 关断延迟约为150 μs。
由仿真波形可见, 该电路可以有效的控制栅源电压的瞬态变化, 针对不同的开关管及负载应用通过调整参数, 可以调节驱动电压Vgs的变化率, 从而调节负载电流的上升和下降时间, 使开关器件的运行轨迹处于安全区内。
4.2SSPC反时限保护功能仿真
参考DDC公司产品RP—21000系列中的反时限保护特性[8], 式 (5) 中令A=0.879 06, B=1.1, 则反时限标准方程为:
根据本文方法对该曲线进行拟合, 对设计出的电路进行仿真, 仿真条件为额定电流25 A, 瞬时跳闸点为800% Ie。
图9所示为发生3.2倍过载时控制器的延时保护结果, 在200 ms时电路发生过流, 经过95 ms, 控制器跳闸, 反时限保护的理论值为97 ms。
对本文所设计的电路在不同倍数的过载状况下进行仿真, 根据过载倍数与跳闸时间的关系绘制曲线图, 并与IEC理论曲线进行比较, 如图10所示。
可见, 当负载出现过流时, SSPC可以对电路进行有效的保护。该拟合曲线具有较理想的效果, 但在过载倍数大于5倍后, 拟合曲线与理论曲线有较大的偏差。这是因为该曲线的拟合电路只取了2段比较, 若适当增加比较电路, 可以取得更高的拟合精度。
图11所示为增加一段比较后的拟合曲线, 可见其拟合精度已得到明显改善。但多段比较拟合曲线也会相应的增加电路的复杂度, 因此在实际应用中, 可以针对保护精度的要求对电路做相应的调整。
4.3SSPC的瞬时跳闸保护仿真
当负载电流出现严重过载时, 即过载倍数超过设置的瞬时跳闸点时, SSPC将立即关断。图12所示为过载电流达到215 A瞬时跳闸保护的仿真波形。
5结论
设计了一款单通道直流固态功率控制器, 具有电路通断控制功能及较理想的电流保护特性, 同时实现了固态功率控制器额定电流可编程和瞬时跳闸点可编程以及负载电流检测阈值编程设置功能。通过仿真验证, 该电路原理及设计切实可行。
参考文献
[1]郑先成, 张晓斌, 高朝晖, 等.航天器新型固态配电技术研究.宇航学报, 2008;29 (4) :1430—1434
[2]Liu Wei, Huang A Q.A noval high current solid power controller.In-dustrial Electronics Society, 31st Amnual Conference of IEEF, 2005;1306—1310
[3]International electrotechnical commission, electrical relays.Part3:single input energizing quantity measuring relays with dependent or independent time, IEC60255-3-1989, 1989-5-9
[4]翁丽靖, 王莉, 王志强.固态继电器反时限特性曲线的分析与实现.电力科学与工程, 2004;4:50-53
[5]赵建伟, 王莉.直流固态功率控制器的建模与仿真分析.电力电子技术, 2009;43 (9) :74—78
[6]张敏.直流固态功率控制器的研究.南京:南京航空航天大学, 2008
[7]Wang Zhiqiang, Wang Li, Yan Jie.A saft-starting and soft-turning off Circuit of DC solid-state switch.ICEM2005:2000—2003
直流固态功率控制器 篇2
作者简介：程光伟（1957—），男，辽宁本溪人，副教授，硕士，研究方现：通信与电子信息。
通讯联系人，E-mail：986754337@qq.com
文章编号：1003-6199（2014）03-0069-04
摘 要：微波功率放大器的应用范围广，在雷达、导航、通信、卫星地面收发站、电子对抗仪器设备中不可或缺。介绍一个X波段固态功率放大器模块的设计过程，通过ADS射频仿真软件根据S参数对微波固态功放模块的偏置隔直电路以及匹配电路进行设计优化，功率放大器经过级联、功率分配合成，达到设计的指标要求。
关键词：微波功率放大器；X波段；偏置；匹配；功率合成
中图分类号：TN722.7 文献标识码：A
Design for 30W X-band Solid State Power Amplifier Module
CHENG Guang-wei，YAN Yan-qin
（School of Electronic Information Engineering， Xian Technological University，Xian， Shanxi 710032，China）
Abstract：Microwave power amplifier is widely used and indispensable in radar， navigation， communications， satellite earth station， electronic warfare equipment . Introduce a x-band solid-state power amplifier module design process. Through the RF simulation software ADS according to the S parameters of microwave solid state power amplifier module design and optimize bias blocking circuit and matching circuit， power amplifier through synthesis of cascade， power allocation， meet the requirements of design index.
Key words：Microwave power amplifier； X-band； Bias ；Match； Power combiner
1 引 言
随着无线电技术的广泛应用和发展，无线电频率资源被不断地开发利用，低频段资源匮乏的情况已经逐渐表现出来。相对而言，高频段资源有着低频段资源无法比拟和实现的优点，所以开发高频段资源有着重要的现实意义。X 波段是频率在 8～12 GHz电磁波，具有反射率强、波长短的特点，因此，X 波段的雷达在军事和特殊用途上得到了很好的应用，功率放大器作为雷达的关键部件，其功率大小、各项性能指标的好坏，直接影响到雷达的工作性能。
微波固态放大器比电真空功率放大器有显著的优点，包括使用平均寿命长，可靠性高，工作电压相对低，操作安全， 结构简单，体积小，故障软化等。基于这样显著的优点，近年来越来越受到雷达发射机研制者和用户的青睐。
文中设计的固态功放模块，先经过第一级功率放大器后进行功率分配，输出的四路推动第二级的功率放大器，最后经过四路合成输出。本文设计目标为输入9.3GHz～9.4GHz已调制低功率发射信号和功放预热脉冲，输出为高功率（30W）发射信号。其技术指标为：输入频率范围：9.3GHz～9.4GHz；输入脉冲功率：15dBm±3dBm；输出脉冲功率：≥30W；增益平坦度：±1dB；输入/输出驻波比：≤1.3。
2 器件选择和基材的选择
2.1 器件的选择
目前，由于国内功率放大器生产能力、技术水平、工艺水平限制，我们所能选取的器件均来自国外公司，主要有TriQuint、Hittite、Cree、Freescale 等公司的产品。在选择好设计方案以后，我们需要根据设计方案进行器件选择，考虑到实际的性能指标需求，以及器件的使用寿命、禁运、价格等因素，经过一系列筛选，我们选择的功率管是Hittite 公司的器件。
第一级采用 HMC478LP5
输出功率： Pout=2W；增益： Gain=20dB ；带宽：：9 -12GHz；匹配阻抗 Zin/Zout=50Ω
第二级采用 HMC7149
输出功率： Pout=10W；增益： Gain=20dB ；带宽： 6 -18GHz；匹配阻抗 Zin/Zout=50Ω
2.2 基材的选择
选择基材是我们设计过程当中需要早期考虑的，选择好基材在后面的微带线设计的时候直接可以使用，使我们的设计变得更加可靠，同时节省资金时间。
板材选择主要考虑的因素主要为一下几个方面：1）相对介电常数；2）能够使用的环境；3）损耗正切；4）厚度；5）成本。
本文设计中选用的板材是Duroid5880，为Rogers公司的板材。
表1 板材参数
如图1所示，本次设计方案的器件和板材都选定了以后，我们根据放大器级联设计的思路，可以论证每一级的最大输出功率。如式（1）、（2）分别是对功放模块的增益论证和功率论证。
Gain=20dB+20dB=40dB>30dB（1）
Pout=Psat=45dBm （2）
正如式（1）、（2）中所示，在放大器每一级推动中，第一级输出功率最大为 33dBm，增益为 20dB，当输入为 13dBm，既可以达到最大输出功率，即对于HMC478LP5放大器管子而言，只要输入达到13dBm，即可以达到最大输出功率 2W（33 dBm），同理，对于 HMC7149 而言，输入功率为20dBm 就可以达到最大输出功率10W（40 dBm）。那么功率放大器每一级都推饱和的情况下，都能使功率达到最大输出功率。
第一级15 dBm经过第一级功放达到2W（33 dBm），进行1/4功率分配器输出每一路理想0.5W（26.8dBm），足可以推动下一级的功放，使其达到输出10W（40 dBm）。经过四路合成达到46 dBm的理论值，能够达到设计要求的30W（45dBm）。
3.1 稳定性分析
微波功率放大器设计的首要任务就是考虑功率晶体管的稳定性，其工作参数一定要低于最大额定参数，包括最大额定漏极电压、最大额定栅极电压、最大额定功耗、允许工作温度和最大结温等，使放大器在工作频段内能够保持稳定。如果不稳定可能导致寄生振荡，不仅使放大器的输出信号失真影响，而且在振荡过激会烧毁放大管。由仿真设计可以知道，所选器件是绝对稳定，设计中不需要专门再对器件稳定性进行设计，只需要在偏置匹配设计中保持电路的稳定即可。
3.2 偏置保护电路的设计
偏置隔直电路在于射频功率放大器电路设计当中占有非常重要的地位，一个好的偏置、耦合电路能够很好地提供稳定的电压，设定好合适工作点，能够很好地提高功率放大器的效率。
偏置电路设计当中，我们需要关注的问题在于高频扼流圈（RFC）的设计。高频扼流圈的主要作用在于，它对于高频信号起到遏制作用，对于高频信号呈现高阻抗特性，因此，RFC 的设计我们一般采用 1/4λ高阻抗线来代替电感，用扇形电容来代替集总电容元件接地。
偏置隔直电路的设计如图2所示：
3.3 匹配电路的设计
让微波电路和系统无反射、在行波或者尽量接近行波状态的技术措施就是阻抗匹配。对于任何一个微波功率放大器设计，没有很好阻抗匹配会使电路不稳定，也会使电路效率降低和非线性失真增大。所以微波电路和系统的设计中，无论是有源还是无源网络，阻抗匹配问题都是必须要考虑的。在设计功率放大器匹配电路时，匹配电路应同时满足阻抗匹配、小驻波比、谐波衰减、线性及实际尺寸、工作的带宽等多项要求。
本文虽然选择的器件是内匹配的，但是经过仿真之后发现匹配并不能达到我们的要求，所以需要进一步的设计输入输出匹配。
第一级功率放大器的输如输出匹配设计模型和仿真结果如图3和图4所示。
从图中可以看出S11<-20dB，增益能达到20dB，驻波比VSWR1<1.3，所以匹配电路的设计符合设计的指标。
3.4 功率放大模块整体的设计
将功率放大器建模，第一级、功分器、第二级、功率合成器整体联合仿真，仿真模型和仿真结果如图5所示。
根据仿真结果可以得知，功率放大模块符合设计指标，在9.3GHz～9.4GHz频段输出功率可以达到要求，各项传输系数和反射系数符合要求。
4 总 结
本文结合微波功率放大器的设计流程，根据设计的技术指标，选用的是砷化镓（GaAs）和（GaN）材料的器件，采用多路功率组件合成的形式设计出有一个X波固态功率放大模块，能够在要求的9.3～9.4GHz的频段内，实现输入15dBm脉冲波，输出波功率达到30W，增益30dB，驻波比<1.3。
参考文献
[1] 袁孝康，王仕踏，朱俊达.微带功率晶体管放大器[M].北京：人民邮电出版社，1982.
[2] 言华. 微波固态电路[M]. 北京理工大学出版社，1995.
[3] 赫崇骏，韩永宁，袁乃昌等. 微波电路[M]. 国防科技大学出版社，1999.
[4] Vineeni，J.B.A .16 W solid state MMIC X-band amplifier for TWT replacement[J]. IEEE， 1996，2：749-752.
[5] Nai-shuo Cheng，Thal-PhuongDao.A 60-watt X-band spatially eombined solid-state amplifier[J] .IEEE MTT-S，1999，2：539-542.
[6] Zhu Jun，et， al. X-band T/R module based on GaN MMICs power amplifier[J]. APSAR，2011：1-4.
[7] 蒋庐俊.X波段固态功率放大器的研究[D].成都：电子科技大学，2011.
[8] 蒋拥军.X波段大功率固态放大器设计技术研究[D].南京：南京理工大学，2006.
[9] 张 亮.X波段脉冲功率放大器的设计与实现[D].上海：上海交通大学，2009.
正如式（1）、（2）中所示，在放大器每一级推动中，第一级输出功率最大为 33dBm，增益为 20dB，当输入为 13dBm，既可以达到最大输出功率，即对于HMC478LP5放大器管子而言，只要输入达到13dBm，即可以达到最大输出功率 2W（33 dBm），同理，对于 HMC7149 而言，输入功率为20dBm 就可以达到最大输出功率10W（40 dBm）。那么功率放大器每一级都推饱和的情况下，都能使功率达到最大输出功率。
第一级15 dBm经过第一级功放达到2W（33 dBm），进行1/4功率分配器输出每一路理想0.5W（26.8dBm），足可以推动下一级的功放，使其达到输出10W（40 dBm）。经过四路合成达到46 dBm的理论值，能够达到设计要求的30W（45dBm）。
3.1 稳定性分析
微波功率放大器设计的首要任务就是考虑功率晶体管的稳定性，其工作参数一定要低于最大额定参数，包括最大额定漏极电压、最大额定栅极电压、最大额定功耗、允许工作温度和最大结温等，使放大器在工作频段内能够保持稳定。如果不稳定可能导致寄生振荡，不仅使放大器的输出信号失真影响，而且在振荡过激会烧毁放大管。由仿真设计可以知道，所选器件是绝对稳定，设计中不需要专门再对器件稳定性进行设计，只需要在偏置匹配设计中保持电路的稳定即可。
3.2 偏置保护电路的设计
偏置隔直电路在于射频功率放大器电路设计当中占有非常重要的地位，一个好的偏置、耦合电路能够很好地提供稳定的电压，设定好合适工作点，能够很好地提高功率放大器的效率。
偏置电路设计当中，我们需要关注的问题在于高频扼流圈（RFC）的设计。高频扼流圈的主要作用在于，它对于高频信号起到遏制作用，对于高频信号呈现高阻抗特性，因此，RFC 的设计我们一般采用 1/4λ高阻抗线来代替电感，用扇形电容来代替集总电容元件接地。
偏置隔直电路的设计如图2所示：
3.3 匹配电路的设计
让微波电路和系统无反射、在行波或者尽量接近行波状态的技术措施就是阻抗匹配。对于任何一个微波功率放大器设计，没有很好阻抗匹配会使电路不稳定，也会使电路效率降低和非线性失真增大。所以微波电路和系统的设计中，无论是有源还是无源网络，阻抗匹配问题都是必须要考虑的。在设计功率放大器匹配电路时，匹配电路应同时满足阻抗匹配、小驻波比、谐波衰减、线性及实际尺寸、工作的带宽等多项要求。
本文虽然选择的器件是内匹配的，但是经过仿真之后发现匹配并不能达到我们的要求，所以需要进一步的设计输入输出匹配。
第一级功率放大器的输如输出匹配设计模型和仿真结果如图3和图4所示。
从图中可以看出S11<-20dB，增益能达到20dB，驻波比VSWR1<1.3，所以匹配电路的设计符合设计的指标。
3.4 功率放大模块整体的设计
将功率放大器建模，第一级、功分器、第二级、功率合成器整体联合仿真，仿真模型和仿真结果如图5所示。
根据仿真结果可以得知，功率放大模块符合设计指标，在9.3GHz～9.4GHz频段输出功率可以达到要求，各项传输系数和反射系数符合要求。
4 总 结
本文结合微波功率放大器的设计流程，根据设计的技术指标，选用的是砷化镓（GaAs）和（GaN）材料的器件，采用多路功率组件合成的形式设计出有一个X波固态功率放大模块，能够在要求的9.3～9.4GHz的频段内，实现输入15dBm脉冲波，输出波功率达到30W，增益30dB，驻波比<1.3。
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正如式（1）、（2）中所示，在放大器每一级推动中，第一级输出功率最大为 33dBm，增益为 20dB，当输入为 13dBm，既可以达到最大输出功率，即对于HMC478LP5放大器管子而言，只要输入达到13dBm，即可以达到最大输出功率 2W（33 dBm），同理，对于 HMC7149 而言，输入功率为20dBm 就可以达到最大输出功率10W（40 dBm）。那么功率放大器每一级都推饱和的情况下，都能使功率达到最大输出功率。
第一级15 dBm经过第一级功放达到2W（33 dBm），进行1/4功率分配器输出每一路理想0.5W（26.8dBm），足可以推动下一级的功放，使其达到输出10W（40 dBm）。经过四路合成达到46 dBm的理论值，能够达到设计要求的30W（45dBm）。
3.1 稳定性分析
微波功率放大器设计的首要任务就是考虑功率晶体管的稳定性，其工作参数一定要低于最大额定参数，包括最大额定漏极电压、最大额定栅极电压、最大额定功耗、允许工作温度和最大结温等，使放大器在工作频段内能够保持稳定。如果不稳定可能导致寄生振荡，不仅使放大器的输出信号失真影响，而且在振荡过激会烧毁放大管。由仿真设计可以知道，所选器件是绝对稳定，设计中不需要专门再对器件稳定性进行设计，只需要在偏置匹配设计中保持电路的稳定即可。
3.2 偏置保护电路的设计
偏置隔直电路在于射频功率放大器电路设计当中占有非常重要的地位，一个好的偏置、耦合电路能够很好地提供稳定的电压，设定好合适工作点，能够很好地提高功率放大器的效率。
偏置电路设计当中，我们需要关注的问题在于高频扼流圈（RFC）的设计。高频扼流圈的主要作用在于，它对于高频信号起到遏制作用，对于高频信号呈现高阻抗特性，因此，RFC 的设计我们一般采用 1/4λ高阻抗线来代替电感，用扇形电容来代替集总电容元件接地。
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3.3 匹配电路的设计
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本文虽然选择的器件是内匹配的，但是经过仿真之后发现匹配并不能达到我们的要求，所以需要进一步的设计输入输出匹配。
第一级功率放大器的输如输出匹配设计模型和仿真结果如图3和图4所示。
从图中可以看出S11<-20dB，增益能达到20dB，驻波比VSWR1<1.3，所以匹配电路的设计符合设计的指标。
3.4 功率放大模块整体的设计
将功率放大器建模，第一级、功分器、第二级、功率合成器整体联合仿真，仿真模型和仿真结果如图5所示。
根据仿真结果可以得知，功率放大模块符合设计指标，在9.3GHz～9.4GHz频段输出功率可以达到要求，各项传输系数和反射系数符合要求。
4 总 结
本文结合微波功率放大器的设计流程，根据设计的技术指标，选用的是砷化镓（GaAs）和（GaN）材料的器件，采用多路功率组件合成的形式设计出有一个X波固态功率放大模块，能够在要求的9.3～9.4GHz的频段内，实现输入15dBm脉冲波，输出波功率达到30W，增益30dB，驻波比<1.3。
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交流固态功率控制器控制技术 篇3
关键词：交流固态功率控制器,零电压开通,零电流关断,过零检测
0 引 言
在交流供电系统[1]中,为了减少对供电系统和环境的电磁干扰,要求控制系统具有使固态功率开关在线路电压过零时接通和线路电流过零时断开[2,3,4]的功能。目前普遍使用双向可控硅[5]作为固态功率开关,配以专用的过零检测专用器件实现。该方法存在着接通电压降大、自身功耗大、每次过零后都需要一次触发、触发电路有延时等弊病。在中小功率负载控制的领域有着较大的局限性。
交流固态功率控制器[6,7]是与固态配电系统相配套的控制负载通断的开关装置。具有无触点、无电弧、无噪声、响应快、电磁干扰小、寿命长、可靠性高以及便于计算机远程控制等优点。该文应用交流电压和电流的交变特性和MOSFET的寄生二极管的单向导电特性对两只反向串连的固态功率开关[8,9]进行交替控制,实现了交流固态功率控制器零电压开通零电流关断功能,并通过原理样机验证了其可行性与优越性。
1 总体框图
如图1所示,交流固态功率控制器主要完成交流负载的开通、关断及保护功能,其主要由隔离电源、隔离接口电路、控制和逻辑单元组成。
交流固态功率控制器的供电电源为+5 V,经过隔离后给内部各模块供电。控制计算机进行通过离散状态、开关命令以及通信总线接口与交流固态功率控制器交联,实现对交流负载的控制、状态监控与保护。所有信号采用磁隔离技术与外部隔离,提供了更加稳定的转化性能。
2 控制和逻辑单元
如图2所示,控制和逻辑单元是交流固态功率控制器的核心单元。其又可分为控制单元和逻辑单元两个部分。控制单元通过电压及电流采样电路可以获得交流固态功率控制器的电压及电流信息,根据电流信息进行I2T及热记忆保护。并将交流负载的状态通过SCI串行通信总线上报给控制计算机。
逻辑单元[10]主要负责状态的锁存、开关逻辑及保护逻辑。根据极性采样电路及开关命令的状态可以实现交流固态功率控制器的零电压开通、零电流关断功能。
3 交流过零控制方法
3.1 电路组成
如图2所示,采用S对S的两只增强型MOSFET、负载电流极性采样电路、线路电压极性采样电路、两个D触发器和逻辑门电路来组成一个固态功率电子开关。采用MOSFET作为开关器件具有开关时间短、无触点、功耗小、可靠性高、寿命长等优点。
2只MOSFET的漏极D分别接在交流电源进端Vin和功率输出端Vout。与交流电源进端Vin相连的MOSFET称为负控开关MOSFET,由负控D型触发器输出的驱动信号Drv-控制其接通或断开;与功率输出端Vout相连的MOSFET称为正控开关MOSFET,由正控D型触发器输出的驱动信号Drv+控制其接通或断开。Drv+和Drv-为零电平时,两只MOSFET处于关断状态,他们内部的寄生二极管具有相向阻挡特性,使交流负载处于断开状态。
电压极性采样电路检测交流电源进端Vin和功率输出端Vout之间的电压差(Vin-Vout)。当Vin>Vout时,电压极性采样电路输出信号V+;当Vin<Vout时电压极性采样电路输出信号V-。
电流极性采样电路检测交流负载回路电流的极性,通过采集采样电阻两端a点和b点间的电压差(Va-Vb)获得负载回路电流的极性。当负载回路电流方向为正时(即Va>Vb),输出信号I+;当负载回路电流方向为负时(即Va<Vb),输出信号I-。
两个D触发器的时钟信号CLK+和CLK-的逻辑表达式为:
从图2中可以看出Vin与Vout两点之间的阻抗要么非常大(负载回路断开时),要么非常小(负载回路接通时)。所以,有I+时就没有V+,有V+时就没有I+。同样有I-时就没有V-,有V-时就没有I-。因此在负载回路接通过程中,CLK+或CLK-的第一次响应是由电压极性变化引起的,第二次响应是电流变化引起的;在负载回路断开过程中,CLK+或CLK-的第一次响应是由电流极性变化引起的,第二次响应是电压变化引起的。
3.2 开通过程
假定负载回路处于断开状态,在某一时刻,控制命令要求接通交流负载回路。按照零电压开通的要求,通过检测负载回路的电压极性来获取交流固态功率开关的转换时刻。
由于负载回路处于断开状态,交流电源电压全部降在负控开关MOSFET和正控开关MOSFET上。其电压差(Vin-Vout)为零时就是交流负载回路接通的时刻。假定电压差极性由正极性变为负极性,即Vin<Vout,此时电压极性采样电路输出V-信号,而负载回路还没有电流,即I+=I-=0。V-信号经逻辑或门产生一个高电平触发脉冲CLK-使负控D型触发器输出Drv-信号,使负控开关MOSFET开通。
由于此时Vin<Vout,而正控开关MOSFET的D-S沟道还未开通且其内置寄生二极管反向截止,所以尽管负控开关MOSFET已开通,此时的交流负载回路并没有电流通过。
经过半个交流电源的周期,电压极性发生改变,负载回路就开始有正向电流。电流经过负控开关MOSFET及正控开关MOSFET的内置寄生二极管流向交流负载端。该负载回路内的正向电流在采样电阻的两端a点和b点上形成的电压差(Va-Vb>0)被电流极性采样电路检测到,并输出正向电流信号I+;
由于此时负控开关MOSFET的D-S沟道电阻和采样电阻的阻值很小,正控开关MOSFET的内置寄生二极管的正向压降相对于电源电压来说也很小,故电压极性采样电路不会输出V+信号,即V+=0。I+和V+信号经逻辑或门产生CLK+信号使正控D型触发器输出Drv+信号,控制正控开关MOSFET开通。
由于正控开关MOSFET的D-S沟道被开通,其D-S沟道间的电阻值变得很小,原来流经正控开关MOSFET内置寄生二极管内的电流就转移至从正控开关的D-S沟道流过。
至此,正控开关和负控开关都已完成开通操作,交流负载回路处于正常接通状态。
3.3 关断过程
假设负载回路已经打开,此时控制命令要求断开负载回路。按照零电流关断的要求,通过检测负载回路的电流极性来获取交流固态功率开关的转换时机。
在负载回路接通期间,没有V+和V-的信号,此时,CLK+和CLK-就只随I+或I-变化而变化。当控制命令改变为逻辑低电平以后,交流负载电流过零,电流极性从负极性变为正极性,即从a点流向b点。此时电流极性采样电路输出I+信号,I+信号经逻辑或门后产生CLK+信号。CLK+的上升沿使正控D型触发器的数据端口D上的低电平锁存并输出至其输出端口Q上形成Drv+信号,控制正控开关MOSFET断开。该正向电流从正控开关的D-S沟道转移至正控开关内的寄生二极管,使负载回路内的电流继续保持导通。
随着时间的推移该电流会逐渐减少,最后为零。当电流顺着原来变化趋势产生负极性电流时,由于正控开关的D-S沟道被关闭,其内部的寄生二极管阻挡了负极性电流,因此不能形成负向电流,负载回路关闭。而此时交流负载回路的负向电压会降在已关闭的正控开关上,使Vout>Vin,电压极性采样电路输出的负向电压V-信号就使CLK-信号有效(此时I+和I-都为零)。负控D型触发器产生Drv-信号,关断负控开关MOSFET,负控开关的D-S沟道被关闭。至此,正控开关和负控开关都关闭完毕,完成了负载回路的断开操作。
4 试验验证
根据交流固态功率控制器的原理及控制方法设计了原理样机,并进行了试验验证。试验波形见图3。
样机测试结果表明,该交流固态功率电子开关的控制方法可以实现交流负载电压及电流自然过零点开通和关断,可以有效地减少交流负载接通和断开时对供电系统及环境所产生的电磁干扰。
5 结 语
该交流固态功率控制器通过对两只固态功率开关MOSFET的D-S沟道进行异步控制,利用它们内部寄生二极管的单向导电特性,使负载回路在电压过零时自然接通,在电流过零时自然截止,具有优越的过零控制性能。通过实验室原理样机验证了其可行性,它在体积、开发周期等方面,有着其他架构所不可比拟的优越性。
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直流固态功率控制器 篇4
功率硬件在环(PHIL)仿真(也称数字物理混合仿真)技术作为电力系统仿真技术的潮流和方向,近年来在国内外引起了广泛的关注[1,2,3]。它将传统的数字仿真和物理模拟仿真的优势相结合,大大降低了试验成本,提高了仿真可信度,具有良好的发展前景。目前国内外很多实验室逐步建立了完善的数字物理混合仿真研究平台[4]。
PHIL仿真系统主要由三个部分组成:(1)实时数字仿真系统;(2)功率接口装置;(3)被测物理设备。其中功率接口作为连接硬件在环仿真数字侧和物理侧仿真的互联装置,是仿真系统拥有高可信度的关键所在,直接决定了PHIL仿真的稳定性与可靠性[5,6]。目前针对于功率接口的研究主要集中在接口算法的设计和控制策略的设计两个方面,两者分别着力于不同的角度对系统的稳定性与精确度进行改善。由于系统对功率接口的稳定性、动态性能都有较高的要求,所以在控制策略的设计中,对其直流电压控制策略设计尤为重要。
功率接口要求能量能四象限运行,常采用背靠背四象限变流器作为主拓扑,基本结构为AC/DC/AC。其中,整流部分起直流电压支撑的作用,其目标是控制直流电压稳定以保证系统的正常稳定运行。在直流电压控制方面,文献[7]采用传统的双闭环比例—积分(PI)控制,该方法实现比较简单,稳态下有较好的直流电压控制效果,但在系统存在扰动的情况下,动态性能较差,直流电压波动明显。文献[8-10]提出加大直流电容容量达到抑制直流电压波动的效果,其所需经济成本高,系统体积大,并且动态响应较慢。文献[11]提出一种前馈控制策略来抑制直流电压波动,提高系统的响应速度,减少直流电压的稳态误差,但其只通过仿真简单分析了前馈控制有抑制直流电压波动的效果,未能从理论上推导证明前馈控制的有效性。文献[12]利用小信号分析方法分析了前馈控制拥有直流电压抑制效果的原因,提出一种能够完全消除扰动的直流电压控制方法,但未考虑控制的时滞性,导致所建立的小信号模型与实际系统有所偏差,控制效果还有待商榷。
在PHIL仿真中,常面临物理侧负载扰动这一动态过程,由此引发直流电压波动,严重时可能引起功率开关器件击穿、变流器难以正常工作等失稳状况[13],对系统稳定运行提出了巨大挑战。为有效抑制负载扰动下的直流电压波动,本文考虑控制时滞提出一种基于直流输出电流前馈的直流电压改进控制策略,并给出了其前馈系数的参数设计方法。基于有功功率平衡关系,利用小信号分析方法,建立了功率接口交直流侧统一模型,并利用所建立的模型分析,证明了所提控制策略在负载小扰动情况下抑制直流电压波动的有效性。同时,提出了一种直流电容参数计算方法,证明前馈控制可以有效减少直流电容,提高经济效益。最后,仿真和实验验证了所提方法抑制直流电压波动的有效性。
1 功率接口小信号建模
本文所提的功率接口采用的主拓扑为三个单相H桥结构背靠背变流器,其结构图如图1所示。其中左边整流部分别起单位功率因数控制和直流电压支撑的作用,控制直流母线电压Udc稳定,保证系统正常运行。
传统的功率接口的整流控制多为PI双闭环控制,外环为直流电压控制,内环为交流电流控制[14,15],其控制框图如附录A图A1所示。
根据图1,在整流器单位功率因数控制下,忽略输入电感内阻和变流器有功损耗,依据有功功率平衡原理,稳态工作下有:
式中:urms和irms分别为电网电压、电流的有效值;udc为直流电容电压;id,ic,i0分别为直流输入电流、直流电容电流、直流输出电流。
利用小信号分析法对静态工作点进行分析,令
式(3)中大写字母符号为各自变量在静态工作点的稳态值,而带符号Δ的变量为各自变量在静态工作点的增量(扰动量)。将式(3)代入式(1)和式(2)可得系统稳态工作点下有:
联合式(1)和式(3),有
将式(4)代入式(5)可得:
ΔurmsΔirms和ΔudcΔid是两个增量相乘,相对其他量数值较小,忽略这两个高阶分量,可得:
同理,结合式(2)至式(4)可得:
令RL=Udc/I0为稳态工作时直流输出端的等效负载阻抗,由此可将图1简化,如附录A图A2所示。
附录A图A1所示的传统整流器PI双闭环直流电压控制中,根据文献[16],当开关频率足够高,忽略电感内阻,电流控制环可等效为一个一阶惯性环节,如式(9)所示。
式中:K为电流环的闭环增益;T1为电流环惯性时间常数;iref为电压外环输出的参考值。
对式(9)进行静态工作点的小信号分析并代入式(7)可得:
结合传统的双闭环控制,考虑所有扰动量的整流器小信号模型如图2所示。
由图2可得:
式中:kp和ki分别为比例、积分系数。
根据图2小信号模型可得,在双闭环控制下,直流电压波动有如下关系:
式中:Zref,Zu,Zl的表达式见附录B式(B1)。
由式(12)可知,直流电压会受直流电压参考值扰动、电网电压扰动和负载扰动的影响而产生波动。从负载端扰动考虑,直流电压波动大小又受到直流输出电流扰动大小、直流电容以及负载等效阻抗变化的影响。
2 基于前馈控制的直流电压控制改进
在数字物理混合仿真中,当被测物理设备接入、脱离系统或设备功率变化时,由于功率接口的控制系统有时滞,尤其是电压外环的PI控制动态响应较慢,整流输入功率难以及时跟上负载功率的变化,此时直流电压产生波动,严重时会引起系统失稳跳闸,大大影响了仿真的稳定性与可信度。本节针对这一问题,对直流电压稳定控制提出了改进。
根据图1,直流端有功功率可表示为:
式中:Pin为整流输出有功功率;Pout为逆变输入有功功率。在忽略开关损耗和电感内阻的情况下,Pin可表示为整流输入有功功率,Pout可表示为负载功率。
设直流电容上的功率为Pc,根据有功功率平衡原理,可得直流端的功率平衡等式为:
将式(2)代入式(13)可得:
由式(13)和式(15)分析可得,当负载功率Pout突变时,根据电路原理,电容电压不会瞬时突变,此时负载功率的变化体现在逆变输入电流i0的变化,此时i0是一个对直流电压产生影响的扰动量。
根据自动控制原理,将前馈控制应用于扰动系统中可以克服扰动对控制目标的影响[17],其本质是一种开环控制的方式,因此在反馈控制的基础上引入前馈控制的复合控制既能对负载扰动进行补偿,又能保证其控制系统的稳态性能。
结合图2所建立的小信号模型,基于直流输出电流i0前馈提出一种考虑控制时滞的直流电压控制。其小信号控制框图如图3所示,其中Km为前馈控制系数。
根据图3可得加入前馈控制的直流电压表达式为:
在负载扰动的动态过程中,直流电压参考值uref和交流电压有效值urms不变,即Δuref=0,Δurms=0。此时直流电压波动仅和直流输出电流i0变化有关。由式(16)可知,Zl*的存在导致直流电压受直流输出电流i0的扰动而波动。理想状况下,只要使Zl*=0,就可以完全消除负载扰动对直流电压的影响。此时有:
对其作拉氏逆变换,可得其时域模型有:
式中:T1δ′(t)和δ(t)为延时环节时域表达式。
可以发现,Km的值是一个随时间变化的非线性变量,这在实际中是不可实现的,因此理论上设计一个能完全消除负载扰动的前馈系数是不可能的。考虑到电流内环的调节时间较短,小于20ms,因而可略去式(19)的第1项,对负载扰动作近似补偿。可得
根据附录B式(B1),不加前馈控制的整流器直流侧输出阻抗Zl见附录B式(B2)。
联立式(17)、式(20)和附录B式(B2),前馈控制下直流侧输出阻抗表达式见附录B式(B3)。
取直流电容C=0.01F,惯性时间常数T1=10ms,直流电压Udc=400 V,负载额定功率16kW,外环控制参数kp=1,ki=100,电流环增益,电网电压有效值Urms=220V。画出Zl和Zl*的频域特性曲线如附录A图A3所示。
由附录A图A3频域特性曲线可知,加前馈控制比不加前馈控制时的直流输出阻抗大大减少,前者大约为后者的一半,表明前馈控制可以有效地抑制负载扰动引起的负载电流变化对直流电压的影响,提高了系统的稳定性。但由于电流环控制时滞的影响,前馈控制不能完全消除扰动,这与实际系统相一致。
3 前馈控制下直流电容设计
在考虑负载扰动的状况下,直流电压的波动大小会随着直流电容的大小变化而变化。而根据式(15)可知,直流电压波动大小和电容值大小呈负相关关系,即在负载功率变化一定下,电容越大,直流电压波动就越小。
对于功率接口,在最严重扰动情况下由有功功率输入、输出不平衡引起直流电压波动应当在允许范围内,并据此对直流电容值进行设计。负载扰动中,最严重的情况应该是从空载突变到满功率负载Pmax这一动态过程[18]。
在被测设备从功率为零的空载到满载Pmax的突变瞬间(t=0),直流电容电压下降,直流电压控制外环输出一个电流参考量与直流输出电流前馈量相加作为内环参考值,电流环将跟踪外环输出参考值,提高交流输入电流,从而提高直流输入功率。由于双闭环PI控制本身具有时滞,直流输入电流id无法突变。其动态过程如附录C图C1实线所示。
根据附录C电容最小值推导可知,电容的最小值与调节时间T成正比。在不加负载前馈控制下,电流的调节时间将包括电压外环的调节时间Tv与电流内环调节时间T1。而电压外环的动态响应速度要远远小于电流内环动态响应速度[19],即TvT1,因此有
式中:Cvmin为不加前馈控制时的直流电容最小值;Cfmin为加入前馈控制时的直流电容最小值。
可以证明,加入前馈控制比不加前馈控制有更好的直流电压稳定裕度,降低了直流电容取值的下限,提高了经济效益。
4 仿真与试验
4.1 仿真分析
为了验证前馈控制在负载扰动下对抑制直流电压波动,提高功率接口的系统动态性能的有效性,利用MATLAB/Simulink搭建了功率接口的仿真模型,分别对传统与改进控制方式下负载扰动的动态响应性能进行了仿真。仿真参数见附录D表D1。
图4表示的是两种负载扰动情况下加前馈控制与不加前馈控制直流电压波动大小比较。其中0.3s时负载功率从16kW突减到12kW,0.6s时负载功率从12kW突增到16kW。可以看出,传统双闭环控制下,负载功率突减时直流电压波动的幅值为36V,负载功率突增时直流电压波动幅值为37V。加入前馈控制后负载功率突减、突增直流电压波动幅值大大减少,分别为10V和9V,而且其值相对于直流电压400V的稳态值是非常小的量。
综上可以证明,基于前馈控制的直流电压控制在负载扰动情况下抑制直流电压波动效果显著,同时也验证了本文小信号分析方法的正确性。
为评价两种控制方式下直流电容的选择,结合式(21)进行仿真验证。在相同负载功率变化和直流电压波动的情况下,加前馈和不加前馈两种控制方式下所需的电容大小对比如图5所示。
从图5分析可知,加前馈与不加前馈两种控制方式在负载扰动下直流电压波动幅值都大约为95V,然而不加前馈控制所需的直压电容为4 800μF,而加入前馈控制所需直压电容仅为1 700μF,表明使用基于前馈控制的直流电压控制能够大大减少对直流电容大小的要求,有效降低功率接口的硬件成本。
4.2 试验分析
为进一步验证本文研究内容的正确性与有效性,搭建了PHIL仿真实验平台,如附录A图A4所示。其中数字实时仿真装置采用实时仿真器(real time digital simulator,RTDS),功率接口为自主研发的100kVA大功率电力电子装置,被测设备为一额定功率为22kW光伏逆变器[20],试验参数其他与附录D表D1的仿真参数一致。
图6所示为光伏逆变器功率突降时两种控制效果比较(功率突增控制效果比较图见附录A图A5),所测波形分别为直流电压Udc、功率接口交流输入电流Is和负载电流Iout。对比图6(a)和(b)可知,在系统负载突降时,不加前馈控制会使直流电压迅速上升,导致直流电压过高,并且恢复稳定的时间较长,交流输入电流跟踪上负载电流延迟时间为三个基波周期,即0.06s;加入前馈控制后,直流电压上升很慢,几乎没有波动,并且能快速恢复至稳定工作状态,交流输入电流跟踪上负载电流延迟时间为一个基波周期,即0.02s。因此可以证明,前馈控制可以提高系统响应速度,有效抑制负载扰动所引起的直流电压波动,提高系统的稳定性。
5 结语
本文提出一种基于直流输出电流前馈的直流电压控制策略,通过提升直流电压控制响应速度,有效抑制PHIL仿真系统中负载扰动引起的直流电压波动。利用小信号分析方法从理论上证明了前馈控制的有效性,并给出前馈系数的参数设计方法。提出一种所需最小直流电容参数计算方法并证明前馈控制可以减少所需直流电容下限值,提高经济效益。为验证所提方法的有效性,搭建MATLAB/Simulink仿真模型进行对比分析,并将其应用到PHIL实验平台功率接口中,结果表明,本文所提控制策略能够有效抑制负载扰动下的直流电压波动,降低所需直流电容最小值,有较强的工程实践价值。
由于电流内环控制时滞影响,本文所提控制策略仍不能完全消除直流电压波动。如何调节前馈控制系数来补偿电流内环时滞影响将是进一步研究的方向。
直流固态功率控制器 篇5
本文设计的驱动控制器用于伺服控制系统中, 拖动高速油泵旋转, 额定功率2.5KW, 即满足油泵正常工作所需功率, 峰值功率为4KW, 功率密度达到2Kw/Kg。
1 系统总体结构及功能
系统总体结构由DSP控制电路、电压采样电路、功率驱动电路、霍尔信号调理电路、电流采样电路及DC/DC电路、以及RS422通信接口电路组成。
系统的核心是DSP主控电路模块, 该模块主要负责产生电机驱动波形、处理由电流检测电路和转子位置检测电路送来的反馈信号并控制电机的运动状态, 电压采样电路采集电池的电压, 据此可以判断电池的工作状态, 同时将该数据发送至上位机进行检测, 功率驱动电路将DSP产生的PWM进行放大, 驱动电机工作。电流采样电路采集电流信号, 送至DSP, 通过软件进行过流软保护。RS422负责DSP与上位机的通信, 包括接受上位机发送的启停机命令, 以及向上位机发送电机工作状态参数。
2 控制器硬件设计
2.1 控制电路
DSP选用MicroChip公司的DSPIC30F4012, 该DSP芯片是该公司专为电机控制设计的16位DSP芯片, 支持5V供电, 电平兼容CMOS电平, 且有6路硬件PWM产生器, 产品工作温度可到-40℃~+125℃, 储存温度可达-65℃~+150℃。
DSP采集电机本体位置传感器上的霍尔器件产生的三组相位互差120°的方波信号, 计算电机转速, 当电机超速及采集到过流信号时, 采用PWM斩波进行调速, 由于电机工作时电流较大, PWM频率过高时, 功率管的开关损耗会远远超过静态功耗, 因此PWM频率选择为2~5k Hz。
2.2 驱动电路
大功率电路由功率器件及驱动电路组成, 目前大功率器件主要有三类:MOSFET、IGBT、IPM模块, IGBT由于存在电流拖尾现象, 驱动电路设计较复杂, 在此不宜采用, IPM由于内部集成了驱动部分, 具有使用简单的特点, MOSFET需单独设计驱动电路, 电路相对复杂一些, 由于国内没有大功率器件的生产能力, 该类型器件主要依靠进口, 一般只能采购到工业级产品, 但MOSFET可选到军温产品, 因此方案设计采用MOSFET开关管进行驱动。
3 控制器软件设计
主程序流程图:
考虑到启动时间和稳速精度的要求, 需要电机迅速启动, 因此对电机的启动及稳速有必要进行优化。在本方案中采用积分分离PI控制算法。在普通的PD数字控制器中引入积分环节的目的, 主要是为了消除静差、提高精度, 但在过程的启动、结束时, 短时间内系统输出会有很大的偏差, 会造成PI算法的积分累计, 最终引起系统较大的超调, 甚至引起系统震荡, 而引入积分分离PI控制算法, 既保持了积分作用, 又减少了超调量, 使得控制性能有了较大的改善。具体实现如下:
1) ξ<0设定阈值。
2) 当偏差时|e (k) >ξ|, 即偏差比较大时, 采用P算法, 可避免较大的超调, 又使系统有较快的响应。
3) 当|e (k) ﹤ξ|, 即偏差比较小时, 采用PI控制, 保证系统的控制精度。
写成计算公式, 可在积分项乘一个系数β, β按下式取值:
采用位置式PI算法, 写成积分分离形式即控制量:
式中, e (k-1) , e (k) 分别为第k-1, k次采样周期的输入输出偏差, u (k) 为控制输出。
4 试验结果分析
电机拖动油泵启动, 在3s内达到额定转速, 完成油泵的建压。符合油泵的启动工作的要求, 同时转速基本保证在12000rpm以下, 不会对油泵轴承造成损害, 因此该控制器可以很好的驱动电机工作, 而满足工作对象的实际需求。
5 结论
本文设计了一种小型大功率无刷电机控制器, 成功运用在伺服控制系统中, 小型大功率的电机及控制器作为今后电机的一个重要发展方向, 如何提高电机及控制器的功率比, 即效率是一个需要深入研究的课题, 由于大功率而造成的散热、大电流问题, 需要通过进一步的研究, 改进设计来解决这些问题。
摘要：针对小型大功率直流无刷电机发热严重、滤波困难等难题, 本文设计了一种基于DSP的小型大功率直流无刷电机控制器, 并成功应用在伺服控制系统中。
关键词：直流无刷电机,控制器,设计
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直流固态功率控制器 篇6
电压源型换流器VSC(Voltage Source Converter) 可以对有功功率、无功功率独立控制,控制方式灵活多变。 基于VSC的直流输电具有潮流翻转无需改变直流电压极性的优点,更加适于建立直流输电网络［1］。 基于VSC的多端直流输电VSC-MTDC(VSC based Multi-Terminal Direct Current)在无源网络供电、新能源并网、大型城市直流配电等领域具有广阔前景［2-3］。 模块化多电平换流器MMC(Modular Multilevel Con- verter)作为一种新型VSC结构,相比于低电平的VSC具有低次谐波含量小、开关频率低、损耗小的优点。 而且MMC具有的模块化结构易于扩展,子模块的串联也降低了单个电容器承受的电压,使其更适用于高电压场合［4］。
VSC-MTDC系统稳定运行需要换流站间的配合以实现功率的平衡及直流电压稳定,现有文献围绕该点开展了大量的研究。 VSC-MTDC输电系统控制方法有主从控制［5］、直流电压偏差控制［6］以及直流电压下垂控制［7］等。 主从控制中主换流站采用定直流电压控制,作为平衡节点平衡系统有功,维持直流电压恒定;其余换流站则采用定有功功率控制。 直流电压偏差控制为主换流站退出运行后,主后备换流站检测到电压偏差信号后切换到定直流电压控制方式作为新的平衡节点。 直流电压下垂控制则是通过功率与直流电压下垂特性使多个或者全部换流站承担功率平衡及电压稳定的功能。 下垂控制虽然使直流系统的稳定性提高,但采用下垂控制的换流器实际输送功率会随着直流电压的偏离而小于其参考值, 使直流系统设计容量得不到充分的利用。
针对含有VSC-MTDC的交直流混联系统的潮流计算问题,已经有较多的文献对其进行论述。 文献[8-9]对混联系统的统一潮流计算方法进行了研究, 并通过算例验证了提出的统一潮流计算方法的有效性。 文献[10-11]对包含VSC-MTDC的交直流混联系统的状态估计及最优潮流计算方法进行了研究。 文献[12]分析了VSC-MTDC系统中下垂控制对直流输电线路电压降落及潮流计算的影响,并推导了采用下垂控制的直流系统潮流计算的解析表达式。 然而以上文献均未考虑因功率控制方式不同而带来VSC-MTDC的潮流计算结果的差异性, 未就通用性更强的潮流计算方法进行研究。
本文首先提出了MMC外环有功控制器通用模型,基于该模型推导了直流网络潮流计算方法。 为了充分利用系统资源,提高直流网络的实际输送容量, 提出了根据期望输送功率计算功率参考值的方法。 最后通过PSCAD / EMTDC时域仿真模型仿真计算与潮流计算的结果对比,对本文所提出潮流计算及直流功率参考值计算方法的有效性进行验证。
1 MMC控制原理
MMC常见控制器结构如图1所示。 其中Idc、Udc分别为直流线路的电流、电压;Pdc为直流传输功率。 MMC通过dq解耦的方法实现了有功功率与无功功率的独立控制,其中d轴控制有功,q轴控制无功。 外环功率控制提供内环电流控制所需的电流参考值idref及iqref,内环控制通过控制换流器电压输出值uref, 使电流快速跟踪其参考值［13］。
MMC-MTDC中换流器的外环功率控制器d轴常采用的控制方式包括:定直流功率控制、定直流电压控制、直流电压偏差控制以及直流电压下垂控制[14,15,16,17,18]。其中直流电压下垂控制采用的控制量有直流电压一次[12](τ=1)和直流电压二次[14](τ=2)2种。图2为外环有功控制器的通用模型,可以通过参数的设置实现各种控制方式。其中Ku为电压比例系数;Kp为功率比例系数;τ为直流电压指数系数。当Kp=1、Ku=0时为定有功功率控制;当Kp=0、Ku=1时为定直流电压控制;对于下垂控制则需根据系统特性选取合适的Kp、Ku(一般可选取Kp=1、Ku=1/ρdc,其中ρdc为直流下垂常数)。直流电压偏差控制一般为采用定直流电压的主换流器退出运行后由主备用换流器承担直流电压稳定功能的控制方式,由于2种情况下系统结构已经发生变化,可以根据图2中的通用控制模型分别对其进行建模。
若控制系统设计有效,由于PI控制器的作用,控制误差信号e在稳态条件下应为0,即:
2通用潮流计算算法
对于多端直流系统,由节点电压方程可得:
其中,Ydc为直流网络节点导纳矩阵。 式(2)中电流各项可以分别表示为:
流入直流网络的功率可以表示为各节点电压与电流的乘积,即:
其中,表示向量对应序号的元素分别相乘。 式(4) 中功率各项可以分别表示为:
直流功率与直流电压的雅可比矩阵Jdc可表示为:
将式(5)代入式(6)可得:
直流功率修正方程可以表示为:
为了使潮流计算具有通用性,根据图2中控制器的通用模型,由直流功率与直流电压组成的联合变量W表示为:
联合变量目标值Wref可以表示为:
联合变量与直流电压的雅可比矩阵JW可以表示为:
其中,diag(V)是由列向量V扩展成的对角阵,V的各元素与对角矩阵对角线上对应序号元素相等,对角矩阵其他元素为0。 由式(1)可得:
由式(11)及式(12)可得联合变量W的修正方程为:
综上所述,可得直流网络通用潮流计算求解算法,详述如下。
a. 潮流计算初始化。 以外环d轴功率控制器直流电压参考值作为节点电压初值U（0）dc,k = 0。
b.收敛条件判断。根据计算得到的Udc(k),联立式(4)、(9)及(12)计算ΔW(k)。如果max{ΔW(k)}<ε满足,表明潮流计算结果收敛,潮流计算结束;如果不满足,则继续步骤c。
c.求解修正方程。根据式(7),求解雅可比矩阵及式(11),由ΔUdc(k)=JW-1(k)ΔW(k)计算电压修正量。
d.修正各节点电压。Udc(k+1)=Udc(k)+ΔUdc(k),返回至步骤b。
3功率参考值修正方法
下垂控制利用直流电压的下垂特性,将直流网络中的功率突变由多个或者全部换流站共同承担,避免主从控制由单个换流站承担功率变化可能造成可调容量不足的问题。 当采用下垂控制时,换流器实际输送功率会随着直流电压的偏离而小于其参考值, 使直流系统的传输容量得不到充分的利用［12］。 为了提高直流电网实际输送功率,需要根据传输功率期望值对直流功率参考值进行修正,然而现有文献未对该问题开展研究。 本文结合通用潮流计算,设计了一种按照期望传输直流功率值计算功率参考值的方案。
3.1仅含下垂控制的参考值修正
在直流网络中,一般会选取连接交流系统较强或者设计容量较高的换流站作为系统的主换流站。 该类换流站作为功率调整的平衡节点,其下垂控制器会选用较大的Ku参数,将该类节点编号为n。 假设直流系统中各点期望的传输功率为P*(该期望功率可以由以减小网络损耗为目标的交直混联系统的最优潮流计算得到［15］),则以潮流计算为基础的功率参考值计算方法如下。
a. 潮流计算。 以P*为参考值,即Pref= P*;采用本文提出的通用潮流算法计算Pdc及Udc。
b. 定义系统各变量的降维矩阵及向量为:
c. 计算电压偏差。 由前n - 1个节点的功率偏差计算直流电压偏差值,如式(15)所示:
d. 直流电压修正。 修正后各节点直流电压值为:
e. 功率参考值修正。 根据式(4)重新计算系统直流功率Pdc_new。
f. 由式(1) 得到修正后的直流功率参考值计算公式,如式(17)所示。
3.2含有定直流电压控制的参考值修正
对于系统中含有定直流电压控制的VSC-MTDC系统,将定电压控制节点编号设为n,假设各节点期望传输功率为P*,则计算参考值可采用如下步骤。
a. 参数设定。 将除定直流电压控制外的其他节点设置为定功率节点,其功率参考值为实际需要传输值Pref= P*。 令潮流计算控制参数为Ku= [0,0,…, 0,1]、Kp= [1,1,…,1,0] ,即以主从控制方式计算系统潮流分布。
b. 潮流计算。 采用本文提出的通用潮流算法计算Pdc及Udc。
c. 修正功率参考值。 对于非定直流电压节点Kp不等于0,因此其直流功率参考值可由式(18)计算。
由于定功率节点可以看作为Ku= 0的下垂控制节点,仍然可以按本节方法修正功率参考值。
4仿真计算
为了验证本文设计潮流计算及功率参考值计算方法的有效性,在PSCAD / EMTDC仿真平台上搭建了201电平MMC-MTDC输电系统［18］,其结构如图3所示。 该系统交流额定电压均为220 k V,直流额定电压为 ±200 k V,额定传输功率均为600 MW,直流输电线路阻值为0.01 Ω / km,仿真步长为20 μs。 在MATLAB上实现本文提出的潮流计算及功率参考值计算程序,潮流计算收敛判断参数 ε 设置为0.01 MW。
4.1通用潮流计算校验
为了校验本文提出的直流电网通用潮流计算算法的正确性,分别对主从控制、τ=1的下垂控制及τ= 2的下垂控制3种工况下潮流计算的结果与采用相应控制方式的PSCAD / EMTDC模型仿真结果进行对比。
a. 主从控制。 取通用控制器参数Ku= [0,0,0,1]、 Kp=[1,1,1,0]、τ= 1。 即MMC4采用定直流电压控制, 其余换流器采用定直流功率控制。 当控制系统功率及电压参考值设为Pdcref= [600,-500,400,-500]MW、 Udcref=[400,400,400,400]k V时,潮流计算及PSCAD / EMTDC仿真结果记录如表1所示。
b.τ= 1的下垂控制。 取通用控制器的参数Ku= [50,45,50,60]、Kp= [1,1,1,1]、τ= 1。 当控制系统功率参考值及电压参考值分别设为Pdcref= [600,-500, 400, - 500]MW、Udcref=[400,400,400,400]k V时, 潮流计算及PSCAD / EMTDC仿真结果记录如表2所示。
c.τ= 2的下垂控制。 取通用控制器参数Ku=[0.05,0.04,0.05,0.06]、Kp=[1,1,1,1]、τ= 2。 当控制系统功率参考值以及电压参考值分别设置为Pdcref= [600 , -500 ,400 , -500 ]MW 、Udcref= [400 ,400 ,400 , 400]k V时,潮流计算及PSCAD仿真结果记录如表3所示。
由表1—3的对比可知,在不同的工况下本文设计的潮流计算方法计算得到的结果与PSCAD / EMTDC模型仿真计算的结果都高度一致,表明本文设计的通用潮流计算方法针对多种控制方式均具有有效性。
由表2、表3可知,对于采用下垂控制的直流系统实际输送功率小于其参考值。 如果直接按照期望传输功率设置功率参考值,那么直流系统的传输容量将得不到充分利用。
4.2功率参考值修正方法校验
工况1为仅含下垂控制节点。 系统通用控制器参数Ku=[50,45,50,60]、Kp=[1,1,1,1]、τ= 1。 当控制系统功率期望值及电压参考值分别为P*=[600, - 500,400, - 500]MW、Udcref= [400,400,400,400]k V时,功率参考值计算结果以及采用该功率参考值的PSCAD / EMTDC模型直流传输功率仿真结果记录如表4所示。
MW
工况2为含有定直流电压节点和定功率节点。 系统通用控制器参数Ku=[0,45,50,1]、Kp=[1,1,1,0]、 τ=1,即节点1为定有功控制节点,节点2和节点3为下垂控制节点,节点4为定直流电压控制节点。 当控制系统功率期望值及电压参考值分别为P*=[600, - 500,400,- 500]MW、Udcref= [400,400,400, 400]k V时,功率参考值计算结果以及采用该功率参考值的PSCAD / EMTDC模型直流传输功率仿真结果记录如表4所示。
表4对本文设计的功率参考值修正方法的有效性进行了验证。 由表4可得在2种工况下PSCAD / EMTDC模型仿真计算得到直流实际传输功率与期望传输的功率相等,即本文方法能够通过参考值的修正使直流系统按期望功率传输。
4.3动态仿真结果验证
为了进一步验证本文提出的功率参考值修正方法在电网动态调整过程中的有效性,在PSCAD / EMTDC时域仿真模型上进行了仿真实验。 测试仍然采用图3所示的MMC-MTDC系统,其控制参数选为Ku=[50,45,50,60]、Kp=[1,1,1,1]、τ=1。
实验1:直流系统期望传输功率P*=[600,-500, 300,- 400]MW,1 s前控制系统功率及电压参考值设定为Pdcref= [600,- 500,300,- 400]MW、Udcref=[400, 400,400,400]k V,1 s后采用本文计算方法得到的功率参考值Pdcref=[ 678.91,- 580.66, 386.04,- 452.31] MW。 各换流器直流输出功率的仿真结果对比如图4所示。
1 s前系统运行于传统的下垂控制方式下,以期望传输功率作为参考值。 由图4可知,由于功率与电压的联合作用,该方式下直流系统实际输送功率小于其参考值,直流系统的传输能力没有得到有效利用。 1 s后采用本文提出方法对功率参考值进行修正,修正后直流系统能够按照其预先期望的功率传输,系统总的传输功率得到明显的提升。
实验2:1 s前直流系统期望传输功率P*= [600, - 500,300,- 400]MW,1 s后该期望传输功率变化为P*= [600,- 500,- 300,200] MW,即MMC3发生了功率反转。 直流系统的功率参考值均由本文提出的修正方法得到,直流电压的参考值设定为Udcref= [400, 400,400,400]k V。 采用下垂控制的各换流器直流传输功率仿真结果如图5(a)所示。 图5(b)为主从控制方式下同样动态过程传输功率仿真结果, 其中MMC4采用直流电压控制,MMC1和MMC2分别保持其功率参考值600 MW与- 500 MW不变,1 s时MMC3的功率参考值由300 MW变化为- 300 MW。
由图5(a)可以看出,调整前后直流传输功率均能够按照期望的功率传输。 采用本文提出的修正方法后,由于MMC1及MMC2期望传输功率不变,其传输的有功功率在动态过程中基本不变;功率调整仅在期望功率发生变动的MMC3及MMC4之间进行, MMC3传输功率由300 MW变化为- 300 MW。 在调整的过程中直流传输功率未出现不稳定现象,表明本文提出的方法在动态过程中也是可靠的。 该调整过程的仿真结果与图5(b)采用主从控制系统的仿真结果一致。
以上实验说明本文提出的方法能够使采用下垂控制的直流输电系统达到主从控制的效果,使直流传输功率按照其期望值进行传输,充分利用了直流系统的传输能力;而且本文提出的方法保留了下垂控制的基本特性,使其在暂态过程中能够充分利用功率和电压联合控制的缓冲作用来减小对各直流换流站的冲击。
5结语
本文首先提出了MMC外环有功通用控制模型, 并基于该模型推导直流网络潮流计算方法。 通过多种控制方式下PSCAD / EMTDC时域仿真模型与潮流计算的结果对比,验证了本文设计潮流计算的通用性及计算结果的准确性。
为了提高直流系统利用率,提出一种根据预期输送功率修正功率参考值的方法。 针对2种不同的工况计算了功率参考值,并将计算结果分别代入PSCAD / EMTDC时域仿真模型,仿真结果表明各换流器均能按预期功率传输,验证了本文提出方法的有效性。
摘要：基于电压源型换流器的多端柔性直流输电(VSC-MTDC)所采用的外环有功控制方式会对直流系统潮流分布造成影响。首先提出了电压源型换流器外环有功控制通用模型,该模型基本涵盖了常用的外环有功控制方式。基于该模型推导直流网络潮流计算方法。采用直流电压下垂控制的换流器其直流输送功率会与参考值偏离,为了提高直流系统输送能力,提出了根据期望输送功率对直流功率参考值进行修正的方法。最后通过PSCAD/EMTDC时域仿真模型与潮流计算的结果对比,对所提出潮流计算及直流功率参考值修正方法的有效性进行验证。结果表明所提出的功率参考值设定方法可以使采用下垂控制的多端直流系统按期望功率传输。
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