数字电子技术试验

数字电子技术试验（精选十篇）

数字电子技术试验 篇1

试验机设计改装正在从初期的型号测试改装向特种试验机设计改装技术研究、试验机测试改装的设计/施工及机载专用试验系统研制3个方向发展;为了应对未来我国众多的试飞任务, 试验机数字化改装技术显得尤为重要, 它将为未来特种试验机设计研制和型号试飞任务提供高效、有力支撑。本文从技术角度提出了试验机数字化改装技术的关键要求, 以及数字化改装技术建设的核心内容, 以期为试验机数字化改装技术发展提供参考。

1 数字化改装技术要求

数字化改装技术的目标就是实现试验机改装数字化协同设计、制造, 促进试验机研制、试飞进程, 匹配国内外航空企业飞机研制的信息化、数字化新模式, 提高试验机改装水平。综合国内外航空业的发展趋势以及试验机改装设计制造的自身发展需求等多方面因素, 数字化改装技术应该具备以下几个方面的显著特点:

1) 全三维设计。全三维设计是实现数字化协同设计制造的基础条件。全三维设计是以三维实体为最终设计结果和生产依据的设计模式, 替代了原二维图样的全部功能。全三维设计技术可保证设计数据的唯一性及一致性, 设计结果直观明了并可以有效提高设计、制造效率。

2) 研制工作并行展开与传统产品开发过程并不相悖, 它同样遵循产品开发的每一个必经阶段, 而且是基于连续的信息转化实现的。研制工作并行开展就要求信息的转化伴随活动随时进行传递。

以型号新机试飞研制为例:第一, 在项目的总体研制过程中, 试验机设计、试验机改装设计、试验机制造等研制过程可以并行交叉进行;第二, 在具体的设计阶段, 试验机改装设计各系统和原机各系统的设计工作可以并行开展。设计过程中各系统之间的相互关联和相互影响不可避免, 通过互相协调适应以及各系统间实时迭代设计, 可使得设计工作最大限度的展开;第三, 设计人员可以并行开展工作。基于相同的设计技术平台, 同一系统的不同设计人员及不同系统的设计人员可以并行工作, 使设计资源得到了有效的利用。试验机改装协同设计制造充分融入到试验机研制过程中, 提高了试验机的研制效率。

3) 跨地域协同设计制造。世界航空产业正在形成研制和市场的全球数字化协同模式, 例如, 我国部分主机厂就承担了欧洲空客及波音系列飞机相关部件甚至部分重要结构件的生产制造工作。这一案例充分说明了数字化协同技术已成为飞机研制活动中重要的技术手段之一, 可以有力推动研制活动高效、精准开展。

外部的这种发展趋势也正在强有力的影响着我国的飞机研制产业, 国内飞机研制体系正在突破传统的串行封闭式研发模式。例如, 我国某型飞机研制工程项目中首先尝试采用异地协同设计、全国多地协同制造、国内外19家供应商的协同研制模式, 实现了国内外不同地域的分包商和配套商的协同工作[1]。

2 数字化改装技术建设

综合分析国内外协同设计制造现状和发展趋势, 结合试验机改装研制的特点及现阶段的具体情况, 数字化改装技术建设应该分步进行。

第一步, 进行数字化设计基础平台建设, 加强数字化设计人才队伍培养, 建立数字化改装技术规范。

通过第一步建设, 可以实现数字化改装技术的初步目标:1) 试飞机构内部实现大型试验机改装、特种试验机研制等大型项目的全三维数字化协同设计;2) 具备试飞机构与主机厂所间试验机数模顺利传递的能力;3) 培养出一支高素质的数字化设计队伍。

第二步, 在国内航空领域条件成熟时实现行业内数字化协同改装设计制造。国内在跨地域数字化协同设计制造方面只是进行了试验性的尝试, 目前还不具备行业内跨地域数字化协同设计制造的条件, 但是我国航空业正在积极努力地向实现这个目标迈进。

在数字化设计基础平台建设及数字化改装技术规范方面建议如下:

1) 数字化设计基础平台。在三维建模软件方面, CATIA作为世界航空领域三维设计的主流软件应该是最佳的选择。CATIA以设计对象的混合建模、变量/参数化混合建模以及几何/智能工程混合建模等先进的混合建模技术, 支持从项目调研、构思、详细设计、分析、模拟、装配及维护在内的全部工业设计流程, 是全球航空业界普遍使用的一个集成产品开发环境。CATIA在国内航空企业中已得到了广泛的应用。

在产品数据管理方面, ENOVIA VPM以其与CATIA在产品建模之间已紧密集成的优势成为首选数据管理软件系统, 能够实现物料管理、任务流管理、事件管理、配置管理、人员组织和权限管理等, 它能提供一个上下关联的设计环境, 便于多专业同时开展设计工作, 便于不同部门之间制定设计的优化方案, 便于开展不同配置的并行设计[2]。

在协同平台方面, 可以基于Windchill系统根据试验机设计和改装业务进行配置和二次开发, 使之成为试验机协同研制平台。Windchill是PTC公司的一个大型PLM软件, 该软件提供了近10个功能模块, 涵盖了企业级产品数据管理和协同工作平台应具备的所有功能。Windchill还提供了功能强大的工作流引擎, 能够方便地对航空企业的各种复杂工作流程进行自动化和规范化的管理和控制[3]。

对于改装数字化设计基础平台可以考虑以三维设计软件CATIA作为基本的设计工具软件, 通过ENOVIAVPM系统实现对产品数据管理以及设计过程的管理, 依靠基于Windchill系统进行二次开发的协同平台实现研制工作流程自动化和规范化的管理和控制。

数字化改装设计基础平台构架示意图如图1所示。

2) 数字化改装技术规范。波音公司根据相关标准和规范制定了BDS-600系列规范, 使参研人员在统一的规范下有序进行。我国航空企业正在建立统一的数字化设计制造规范, 已经颁布和实施了关于数字化设计制造的初步标准和规范, 可以看出我国航空业正在积极推进数字化设计制造规范化建设。因此, 作为试验机研制的一个重要环节, 数字化改装技术规范化势在必行。数字化改装技术规范应该依据我国航空业现有标准、规范的统一约定, 结合试验机改装设计特点及相关要求进行制定, 并随着行业标准的完善不断地修订, 最后形成与全行业标准规范相统一的完善的数字化改装技术规范。

3 结论

数字化技术、信息化技术对飞机的研制及业务模式产生了深刻的影响, 我国在航空领域积极推进数字化、信息化建设, 试验机数字化改装技术将是试验机设计改装的发展目标之一, 它将有力地推动试验机数字化研制进程。

参考文献

[1]王永栓, 王晓丽, 向颖, 等, 航空工业数字化协同现状与发展[J].航空制造技术, 2009, (11) :62-65.

[2]黄志文.基于CATIA、VPM的结构三维数字化设计技术[J].直升机技术, 2010 (4) :20-25.

德国媒体巨头的数字试验 篇2

当Axel Springer公司首席执行官马蒂亚斯·多夫纳（Mathias Doepfner）和几名高管3年前首次将目光投向美国时，他们手里拿的还是笔记本，而不是支票簿。

从2002年开始掌舵了10年之后，多夫纳大刀阔斧地将这家德国最大的印刷出版集团推向了数字化时代。其两家旗舰报纸《图片报》（Bild）和《世界报》（DieWelt）如今拥有欧洲最大的读者群，该集团也大手笔投资数字化公司，提高了集团的收入和利润。

然而，52岁的多夫纳担心，公司管理文化过于等级化，不具备冒险精神，一旦Google和Facebook这类聪明的美国技术公司，以及BuzzFeed和Vice这类新兴数字化媒体品牌发起挑战，它将不堪一击。

多夫纳近期在集团所在的柏林总部接受采访时表示：“我们现在非常明白这一点，集团需要加快文化转型的速度。”

多夫纳并未用高价招募大批的咨询师，而是采用了企业界的“电击疗法”。2012年夏天，他将Axel Springer的3位最资深高管送往加州开展了为期9个月的考察。他们在帕罗奥图租了间房子住了下来，并与硅谷的高管建立联系，研究美国创业文化的习惯与特点。

他们最终学到了很多。数字化活动如今为AxelSpringer创造了60%以上的收入和70%以上的营业利润。就数字化前景来说，公司领导层的决心已经表露地非常清楚了。

如今，公司正寻求将读者群扩大到全球，并野心勃勃地继续拓展业务。2015年6月起，Axel Springer抢先获取了美国Thrillist、Mic.com和Jaunt 3家数字化媒体公司的股权，并在9月以3.43亿美元的价格获得位于纽约的金融新闻网站Business Insider的控股权。

去年夏天，Axel Springe在收购《金融时报》时遇挫，在最后一轮败给出价13亿美元的日本出版商日本经济新闻（Nikkei）。不过，此举仍显示出公司对扩张的渴望。在收购Business Insider后，公司进入英语世界的势头愈发迅猛。外界揣测，Axel Springer的数字化火力才刚刚开启。

多夫纳透过办公室落地窗看着德国首都的风景，他表示：“就收入而言，10年内我们公司将实现100%数字化，我不会排除这一可能，鉴于目前美国市场的规模，我们最大的英语业务将在美国展开。”

最近，全球大型的媒体集团对新型数字化公司（然而大多实力未知）的争夺不断将其估值推向新高，有分析人士警告，Axel Springer这种以投资为导向的战略可能是场代价巨大的赌博。

Enders Analysis创始人克莱尔·恩德斯（ClaireEnders）表示：“Axel Springer大批量的收购，都是拿数字化做赌注，如今的数字化公司虽然以成倍价格售出，其失败率仍然很高。许多公司实际上只是昙花一现。”Enders Analysis是一家位于伦敦的独立媒体和电信行业研究公司。

多夫纳指出，公司之所以在《金融时报》的竞购战中退出，就是其能够掌控投资底线的证明。

他说：“过去十年间，我们—直是非常节制的买家，碰到不划算的买卖，也是要走开的。”

即便如此，与德国政治高层交往密切的家族帝国Axel Springer仍表现出强烈的投机倾向。2012年，多夫纳与Airbnb创始人布莱恩·切斯基（Brian Chesky）在爱达荷州太阳谷的一次技术企业家大会上碰面，时隔几周后便投资了该房屋共享网站，这是其完成的第一笔对美交易。

“Airbnb的成长潜力和简洁的商业模式让我大为吃惊。”多夫纳说。除了金融投资，Axel Springer主要的房地产门户Immonet还与Airbnb德国分公司达成了营销合作伙伴关系。

Airbnb的投资恰逢Axel Springer在硅谷早期试验，多夫纳表示，这次投资是有意让其管理团队成员“跳出舒适区”。自此，公司为其管理人员正式开创了奖学金计划，还在加州帕罗奥图成立了永久办公室。

多夫纳说：“我想让人们进入学生模式，通过这种非常奇怪的模式，人和人之间会产生许多情谊，从文化层面来看，这非常有突破性。”多夫纳是位训练有素的贝斯手，曾在法兰克福大学和波士顿伯克利音乐学院学习音乐和戏剧。

对《图片报》主编凯·狄克曼（Kai Diekmann）而言，这一体验意味着一场革新。狄克曼曾是位典型的德国媒体总监，他习惯穿着定制西装，气定神闲地在杂乱无章的角落办公室工作。51岁的他从帕罗奥图回到《图片报》的柏林新闻室后依然精神抖擞，不同的是身着连帽衫，脚踩运动鞋，还蓄起了大胡子。

他还给员工们带来了一条明确信息：“我告诉他们，要准备好犯错误，还要发现，错误是成功的前提。”（从那之后他就刮掉了胡子，切换到商务休闲风格。）

狄克曼承认，让员工们拿已是德国最成功的媒体品牌来作试验，起初确实充满挣扎。然而相比其220万的发行量，该报纸30万的付费订阅用户数仍显得微不足道，数字化投资还是重中之重。而Axel Springer的新闻编辑室也在朝着移动和社交媒体阅读的方向发展。

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狄克曼在谈及多夫纳时表示：“我不清楚他当时是否知道自己给文化带来了如此巨大的变化。”瑞典：银行也不要现金了 Liz Alderman 金丹

创新使数字支付变得更简易，让整个瑞典都开始改变。这也是现实的需求，因为瑞典很多银行已经不再接受或支付现金。

在瑞典的斯德哥尔摩，教民将自己的宗教税“什一奉献”用手机转账给教会;无家可归的乞讨者拿着移动刷卡器;就连ABBA博物馆如今也将现金看做是上个世纪的古董，不接受纸币和硬币。

很少有哪个地方和瑞典一样如此迅速地迈向了不用现金的未来，它已经完全被App和信用卡支付所带来的便利所吸引。

瑞典是个以技术为导向的国家，创造了音乐流媒体服务Spotify和手机游戏“糖果传奇”（Candy Crush）。

在ABBA博物馆，“现金正渐渐被淘汰，我们不想还使用现金，这样会被甩在时代后面。”ABBA乐队前成员比约恩·奥瓦尔斯（Bjorn Ulvaeus）说。他将乐队遗留下来的影响力创建了一个庞大的商业帝国，其中就包括这家博物馆。

但不是每个人都乐于接受。瑞典推行电子支付引起了消费者组织和批评人士的警觉，他们警告这将对隐私安全构成更大威胁，并加剧互联网高级犯罪的发生。根据瑞典司法部的数据，2014年，电子诈骗案件数量攀升至14万例，比10年前的数字增加了一倍还多。

“这可能会成为一种潮流，”瑞典警察总局前总监、国际刑警前主席比约恩·埃里克森（Bjorn Eriksson）说，“但当一个社会开始走向非现金支付时，会面对各种各样的风险。”

但是像奥瓦尔斯一样支持非现金支付的人认为，个人安全才是一个国家实现无现金化的重要原因。他之所以现在只用信用卡和电子支付，就是因为他儿子在斯德哥尔摩的公寓多年前两次被窃。

“那时总会有一种不安全感，”奥瓦尔斯表示，他现在兜里一点现金都不拿。“这让我想到：一个完全不使用现金的社会该是什么样子，小偷无法销赃该是怎样的呢？”

纸币和硬币消费如今只占瑞典经济的2%，而美国和欧元区这一数据分别是7.7%和10%。根据欧睿国际（Euromonitor International）的数据，瑞典2015年的消费者支付仅有20%是通过现金实现，而全球其他地区的平均水平为75%。

银行卡在瑞典依然大行其道——2013年，信用卡和借记卡交易量达到了24亿笔，而15年前的数据为2.13亿。但即便是银行卡也面临着激烈的竞争，因为越来越多的瑞典人在每日的交易中都已使用App了。

在瑞典大型银行（包括瑞典北欧斯安银行、瑞典银行和北欧联合银行等）一半以上的分行里，银行库里都没有现金存款，也不接受现金开户。它们称这可以打消抢劫的念头，提高银行的安全保证。

根据国际清算银行的数据，瑞典2014年的银行金库库存（包括纸币和硬币）已从2010年的87亿瑞典克朗（约合66.77亿元人民币）下降到36亿瑞典克朗（约合27.63亿元人民币）。由瑞典银行财团控制的提款机正以数以百计的速度削减，这在农村地区更为明显。

埃里克森现在是瑞典私人安保公司协会的领导，该协会是一个游说组织，服务的是那些专为现金转账业务提供安全服务的公司。他指责银行和信用卡公司试图“将现金挤出市场”，不但可以为银行卡和电子支付铺平道路，还能赚取手续费。

“我不认为这是它们自己就可以决定的事情，”他说，“它们利用自己的市场力量，真的就能够把瑞典变成一个不用现金的社会吗？”

瑞典政府不会试图阻断这种无现金化的趋势。更有可能的是，它在税收方面还是受益者，因为电子交易都有迹可循;而在希腊和意大利这样仍严重依赖现金的国家，逃税仍然是个大问题。

瑞典银行家联合会的官员雷夫·特罗根（LeifTrogen）承认，银行的确从无现金化的革命中赚取了大量的手续费。但是因为银行和企业在利用现金从事商业活动时也要产生费用，所以减少现金的使用也具有金融意义，特罗根说。

这种变化甚至在瑞典经济领域中最不可能波及的角落都泛起了涟漪。

65岁的斯特凡·维克伯格（Stefan Wikberg）作为信息技术工人失业后已经4年无家可归了。但现在他不仅有地方住，还做着为慈善组织Shuation Stockholm销售杂志的工作，他注意到几乎没人还携带现金了，所以也开始使用移动刷卡器来收钱。

“现在人们是摆脱不掉这些了。”维克伯格说。他手里拿着个牌子，上面写着“接受Visa、万事达信用卡、美国运通”。“有人会说，‘我没有零钱’，我就跟他们说，可以刷卡支付，甚至可以通过短信。”他说。自从两年前启用刷卡器，他的销售额增长了30%。

尽管有如此多的便利，甚至有些坚持从中获利的人也能看到无现金化社会的不足之处。

“瑞典一直走在技术的前沿，所以可以轻松上手。但政府总会知道你在于什么。”移动刷卡器制造商iZettle的创始人雅各布·德·吉尔（Jacob de Geer）说。

但对于音乐大亨奥瓦尔斯来说，这种担心过于杞人忧天了。“这是一种乌托邦式的想法，但我们已经很接近了。”他在一个热狗摊儿停了一下准备买点零食。但是当他准备付款的时候，刷卡器却坏掉了。

“对不起，”小摊贩说，“你得付现金了。”

数字电子技术试验 篇3

工程实施技术路线 (电视) :基于卫星传输链路 (卫星传输链路为主, 地面光纤分配为辅) , 实现中央电视台12套电视节目的分发 (分为两个TS流) ;为防止版权溢出, 电视节目采用CA加扰;各地通过卫星接收, 使用两个频点, 进行单频网或多频网覆盖;信源编码采用AVS+/DRA编码;信道采用国标地面数字电视 (DTMB) 标准。

图1所示为基于卫星传输链路的DTMB单频网的系统框图。前端是几个AVS+编码器, 编码器把12套节目编码完以后, 有一个复用器, 有两个TS流, 有一个CA加扰, 为了防止版权的溢出, 然后通过单频网适配器, 通过卫星调制器, 通过卫星传输链路到发射台站, 用接收机来收, 再解扰, 再用地面数字电视发射机进行发射。由多个位于不同地点、处于同步状态的发射机组成的地面数字电视覆盖网络, 网络中的各个发射机以相同的频率、在相同的时刻发射相同的 (码流) 已调射频信号 (比特) , 以实现对特定服务区的可靠覆盖, 要求频率、时间、比特同步。

当前卫星链路传输面临以下挑战: (1) 卫星加扰传输的大延时是否超出原有单频网适配器的最大设计值? (2) 卫星调制器的引入破坏了单频网TS流分配的“透明传输”要求; (3) 节目加扰造成的新困惑, 如“双环嵌套”难题。

针对挑战1, 进行卫星传输链路的延时和抖动测量, 方法A:卫星链路传输延时基本在250ms左右 (248.5~249.3ms) , 不同的卫星接收机存在较小的差异, 由于测量时间较短的关系, 卫星传输链路的抖动并不明显。方法B:测试得出的系统传输链路延时为252~255ms, 不同卫星机顶盒和CA解扰/未解扰的不同有一定的偏差。得出结论, 即使考虑到我国各地的地理位置差异, 卫星传输延时也与现有地面数字电视单频网技术要求中的1s要求有相当大的差距, 即通过卫星传输链路进行节目分发的方式可以满足地面数字单频网的组网要求。

针对挑战3, 采取两种实验方法进行解扰实验。试验一:使用码流播放器播放含4套加扰节目的码流;码流播放器输出的基带信号直接作为两台接收机的输入;CAM/接收机对码流中的节目解扰后输出;码流仪对解扰后的码流进行录制, 并对录制好的码流进行16进制比对。试验共计进行了5次TS码流录制, 录制后的TS文件的大小分别为:999MB、787MB 824MB、851MB、476MB。试验结果是5次比对的结果均为两份码流完全一致。得出结论:不同的CAM卡/接收机对于相同的输入码流, 其输出也相同。试验二:使用码流播放器播放提前准备的含4套加扰节目的码流, 码流播放器的输出作为单频网适配器的输入, 其输出的基带信号直接作为两台CAM/接收机的输入, CAM/接收机对码流中的节目解扰后输出, 码流仪对解扰后的码流进行录制, 并对录制好的码流进行16进制比对。试验结论, 解扰后的码流可保证SIP间隔均匀。

解决挑战2所面临的问题, 进行以下尝试。尝试一:设备能否不改?得出在“透明传输”模式下, 即卫星调制器关闭码率适配功能之后, 卫星调制器需要输入TS流码率保持绝对恒定, 试验时不同厂家的三台设备中只有一台勉强满足这一要求。在对单频网适配器提出约束要求 (码率输出绝对稳定, 输出ASI时钟与外参考锁定) 的前提下, 不修改当前单频网适配器和激励器也可以完成建立基于卫星链路的地面数字电视单频网组网工作。尝试二:对现有设备进行软件升级。在卫星调制器打开码率适配功能, 关闭PCR修改功能的条件下, 现有单频网适配器和地面数字电视激励器厂家可以通过代码升级的方法, 在不改变其现有硬件平台的基础上, 增加相应的特定空包插入和恢复功能, 实现地面数字电视单频组网覆盖目标。

基于卫星传输链路的DTMB单频网组网开路验证测试, 得出:在相同的测试区域, 大塔和491台单独覆盖时, 业务均有不同程度的覆盖盲区;在大塔和491台两部发射机同时开机时, 若两部发射机工作于单频网不同步状态, 则相互造成较大的干扰, 原先单独开机时能正常接收的区域大大缩小;在大塔和491台两部发射机同时开机, 且两部发射机工作于单频网同步状态时, 测试区域中业务可用度达到了98%以上, 远超过之前三种工作状态, 证明单频组网成功。

飞碟技术试验 篇4

目前对飞碟的试验研究主要有以下几种情况：

仿制圆盘形飞行器

这类技术试验研究的主要目标是仿制外形为圆盘形的飞行器，力求从外形上接近观察到的飞碟，以此希望获得更佳的飞行性能。而其动力装置仍是目前常用的喷气式发动机或活塞式发动机。从动力系统看，这类飞行器与我们现在的各种飞机相比并没有实质性的进步。

进行新的动力来源研究

由于设想飞碟的动力并不是燃油等化学产品，一些人从假想出发，进行一些新的动力来源研究。这类研究内容以研究磁能占大多数。他们假设飞碟是以磁能为动力，进行各种磁能装置的技术研究，或研究磁能发电机，或研究磁能转换器。

还有一些寻找其他动力源的研究，比如正负电子的碰撞、光能的应用、其他基本粒子的演化等等。但这些基本都停留在假说阶段上。

进行反重力项目的研究

设想飞碟具有反重力装置，或者具有零质量等等。反重力是一个十分诱人的科研题目。但是，到目前为止人们连引力波是否存在也没有搞清楚，至于重力的本质是什么、重力传递的机制是什么更不清楚，因此研究反重力问题恐怕是无从下手。在反重力项目上如果会有什么进展，恐怕也是非常遥远的事情了。

综观对飞碟的技术研究，其特点在于，从一些假说出发，或以某些启示为出发点，通过试验去证实这些假设，并达到预想的结果，来求得科技上的飞跃。

但是，在进行这一类技术试验研究中，应当注意以下几个问题：

第一，技术试验必须有其可重复性，并有相应的数据和现象产生，绝不能带有偶然性。所以，研究者应当重视实验事实和理论上的联系，及时地研究一些新颖的现象，并做出理论上的结论。没有理论支持的现象会是盲目的，也是没有前景的。比如，对磁能的研究，由磁场转变为能量是如何产生的?其过程中磁力是否产生衰减?这些方面须及时总结，不要闹出“永动机”那样的笑话，白白耗废人力和财力。

第二，幻想不能代替现实，科学技术的发展总体是一步一步前进的。这其中可能有飞跃，但不可能跨越必要的步骤。比如有人说爱因斯坦的相对论还要发展，还要完善，如果是这样，这种发展和完善也是一步一步走的。正像在研究哥德巴赫猜想1＋1的过程中，也是从证明1＋9、1＋8、……直至1＋2，是一步一步前进的。地球上目前科技水平的发展也是要一步一步前进的。所以，一些技术试验要考虑目前科学技术的水平。

第三，一些技术试验研究是建立在“飞碟是外星球宇宙飞船”的假说上。一旦这一假说站不住脚，那么建立在其上的一些理论也就会同时垮掉。

数字电子技术试验 篇5

智能变电站中应用电子式互感器或常规互感器就地数字化方式进行采样, 能有效避免外界环境干扰、电流二次开路、电压二次短路、传输损耗、电缆多点接地影响等问题, 而且可以实现信号采集的共享化, 具有一定的优越性。数字采样引入了数据处理、传输和等待所需的固有延时, 其与相位误差是2个不同的概念, 并带来了跨间隔数据同步的新问题[1]。

本文从数字采样环节出发, 解释额定延时的组成及与相位误差的区别, 阐述了采样同步的不同实现方式, 提出了额定延时的测试方法, 最终给出数字采样工程应用建议。

1 数字采样环节

1.1 采样环节构成

常规变电站中电流、电压模拟量通过电缆方式接入保护、测控、计量等二次装置, 由各二次装置实现模拟量的采集。由于模拟量电信号在电缆中的传播速度接近光速, 因此可认为电流、电压传输是没有延时的[2]。

智能变电站中保护、监控、计量系统的采样通过电子式互感器或“常规互感器+合并单元”的方式实现。采样环节由原来的保护、测控、计量等装置前移并分散到各电子式互感器或就地采样的合并单元完成, 如图1所示。电子式电流互感器 (ECT) 、电子式电压互感器 (EVT) 通过采集模块将一次电流、电压量转换为二次数字量信号, 再由合并单元进行同步、合并等处理, 然后输出标准格式的采样值 (sampled value, SV) , 以点对点方式传输给保护装置, 以网络方式传输给监控、计量、相量测量单元 (PMU) 装置。实际工程应用中间隔的保护、测控装置一般还需要母线电压, 母线电压级联至间隔合并单元后统一输出。

若采用常规互感器就地数字化模式, 则没有独立的采集模块, 如图1中母线电压互感器 (TV) 所示, 常规互感器二次输出直接接入合并单元, 模拟量采集功能在合并单元实现, 其他环节与电子式互感器采样相同。

1.2 额定延时组成

电子式互感器采集模块或合并单元采样都需经过模/数 (A/D) 转换、数据处理以及传输等环节, 需要一定的时间。因此, 智能变电站的数字采样, 从一次电流、电压输入至保护装置最终接收到SV需要一定的延时[3]。数字采样延时td典型值由图1所示的各部分组成:采集模块的采样环节延时tds;采集模块数据发送及传输延时tdt;合并单元级联所需等待时间tdw;合并单元的数据处理时间tdM;合并单元发送SV及传输所需时间tdst。对于常规互感器就地数字化模式, 不存在独立采集模块, 减少了tdt, 采样环节延时tds包含在合并单元数据处理时间tdM中。这些延时环节中, 采集环节tds、合并单元数据处理环节tdM以及等待环节tdw所需的时间是整个采样延时的主要部分, 一般可达到毫秒级。而数据发送和传输延时tdt和tdst相对来说非常小, 一般只有微秒级。

采集模块和合并单元的采样、等待、数据处理环节一般基于定时中断完成, 定时中断一般是采样周期的整数倍, 因此这些环节所需的时间是可知的。合并单元等待环节一般设计为在可控范围内, 可根据实际情况进行调整, 调整间隔为采样周期。而采集模块或合并单元的数据发送和传输延时具有一定的不确定性, 但这部分延时非常小, 对整个采样环节的总延时影响较小[4]。因此, 电子式互感器或合并单元的采样延时是设计可知的, 只在设计值的一个小范围内波动, 称之为“额定延时”, 可将其作为一个特定参数提供给用户。目前, 单个电子式互感器或合并单元的采样额定延时在1ms左右, 2个合并单元级联时的采样延时达到1.5~2ms。

1.3 采样同步实现

智能变电站中, 继电保护系统为保证可靠性采用点对点的直接采样方式, 采样延时即为电子式互感器或者合并单元的延时, 稳定且可测, 采样同步由保护的插值重采样实现, 不依赖于外部同步信号。而监控、计量、PMU等系统一般采用网络方式采样, 采样延时随着网络延时的不确定性而变化, 只能直接依据采样序号处理数据, 对SV有同步性的要求, 需要电子式互感器或者合并单元输出同步的数据。

电子式互感器或合并单元的多路电流、电压之间采样同步实现方式也有依赖外部同步信号和插值重采样2种[5,6,7], 下面具体介绍2种方式的实现。

当依赖外部同步信号采样时, 如图2 (a) 所示, 合并单元将外部同步信号发送给每个采集模块, 不同采集模块都基于同步信号在同一时刻进行采集[8,9], 0序号SV对应为外部同步信号时刻的一次输入量。采集模块经过一定的延时后将采样数据通过FT3发送至合并单元, 延时td1和td2一般为采样周期的整数倍。合并单元根据采样序号即可得到同步的数据, 并根据实际等待、处理时间形成最终额定延时td。合并单元和采集模块都是依赖外部同步信号进行采样处理的, 易于实现跨间隔同步采样, 不同间隔额定延时可能不同。

当采用插值重采样实现数据同步时, 如图2 (b) 所示, 合并单元可接收外部同步信号, 也可不接收外部同步信号, 且与采集模块之间没有同步信号的联系, 采集模块依据自身的时钟独立采样, 不同模块之间采样时刻并不同步, 进行异步采样。采集模块经过一定延时将异步的数据通过FT3发送给合并单元。合并单元通过延时补偿将多组异步的采样数据平移到同一时刻标度, 然后根据自身时钟信号以插值计算方式对数据进行重采样, 形成新的同步采样序列, 其采样序号依据自身时钟信号而定, 与原有采样模块的采样序号无关, 0序号SV对应为合并单元整秒时刻的各采集模块一次输入量, 从而实现了多个采集模块之间的数据同步。

合并单元根据采集模块的数据延时, 自身等待、处理以及发送的时间计算出数字采样从一次信号输入到最终输出SV的延时td, 并将其包含在SV报文中与SV一起发送。保护装置接收到多个合并单元的SV后, 根据各自的延时td以及保护自身的时钟信号对采样数据进行与上述类似的延时补偿、插值重采样等处理, 实现不同合并单元之间的数据同步[10]。由于保护装置、合并单元和采集模块都不依赖外部同步信号进行采样处理, 提高了采样同步可靠性。

2 额定延时与相位误差异同

数字采样环节输入与输出之间存在一定的相位偏移Δφ, 如图3所示。这一偏移由传递函数带来的相位误差φh和数字采样带来的固定群延时td引起的相位偏移φd两部分组成, Δφ=φh+φd。前者主要由电子式互感器一次传感元件或合并单元小电流互感器 (TA) 、小TV的相位传变特性, 以及电阻、电容组成的低通滤波电路特性决定;后者由数据处理、插值等待、传输等延时决定。

额定延时和相位误差都将引起数字采样的相位偏移, 但二者是2个不同的概念。额定延时指:从一次输入到相应SV输出的时间差, 对于基于外部同步的采样, 即为同步信号时刻与0序号SV发送时刻的时间差td, 如图4所示。相位误差是指:基于外部同步的采样, 0包接收时刻的SV相位与同步信号时刻输入量相位之差, 即φh=φo-φi。图中:φo为SV中0包相位;φi为同步信号时刻输入量相位;0包实时相位差φdr=φo-φi-2πftd。

额定延时是数字采样必需的处理时间, 不可避免, 设计时就可相对确定, 其大小不会随输入量的变化而改变。同一产品, 其额定延时是基本固定的, 只有微小的差别。

相位误差是信号传变的固有特性, 与输入信号频率有关, 是非确定量, 会随着输入量变化、外界环境影响以及传感元件老化而改变。电子式互感器或合并单元的相位误差本身可能不大, 但个体间差异性可能较大, 只能在实际工程中具体测得。相位误差测量应该基于外部同步采样进行, 比较某一时刻的输入量与相应采样序号SV之间的相位差[11]。

相位误差只要符合规定要求, 引起的采样相移比较小, 实际应用过程中不需处理这个偏差。额定延时一般都在毫秒级, 甚至可达2 ms, 引起的相位移达10°~36°, 直接采样应用必须对其进行补偿。

3 额定延时测量

额定延时是数字采样对于保护“直接采样”应用的一个重要指标。工程应用中必须对数字采样的额定延时进行校核, 以确保继电保护系统应用的正确性。额定延时校核时需要实际测量SV的延时, 并与SV报文中给定值进行比较, 实测值与给定值间的差值应在合理范围之内。额定延时的测量有间接法和直接法2种。

3.1 间接法

间接法是目前工程应用中比较普遍的一种测试方法, 测试系统如图5所示, 是在工频输入且合并单元无外部同步信号情况下比较SV接收时刻的SV相位与此时刻输入量相位之间的差φdr, 再将相位差转换为时间并取反而间接得到数字采样的延时, 即

但是此方法测得的延时并非真实的采样额定延时, 而是采样环节整体相位偏移, 还包含了相位误差带来的时间差, 如图4所示。此方法测得的延时实际值为:

图4所示的φh<0°, 即输出相位滞后输入, 因此式 (2) 计算得到tdr>td。若φh>0°, 则式 (2) 仍然成立。工程应用中, φh比较小, 额定输入时一般在60′以内, 因此可忽略其影响, 间接法测得的延时即认为是数字采样的额定延时。由于φh随输入量变化而不同, 一般在额定输入附近其值最小, 因此采用间接法测量额定延时应在额定输入附近进行。

图6给出了间接法测量额定延时的结果曲线。此电子式互感器给定额定延时为1 761μs, 而实际测得额定延时最大值为1 771.3μs, 最小值为1 768.2μs, 平均值为1 769.9μs, 实测平均值比给定值大8.9μs。另实测此电子式互感器额定输入时相位误差平均值为-8.5′, 转换为时间为-7.87μs。若考虑相位误差影响, 此电子式互感器额定延时应比1 769.9μs小, 更接近给定值。

间接法测量额定延时可以在测量采样准确度时同时进行, 但其测量结果具有一定的偏差, 相位误差的变化对其结果有影响。

3.2 直接法

为避免间接法的不足, 可以根据额定延时的含义直接对其进行测量。电子式互感器或合并单元基于外部同步信号进行采样时, 每个采样点的一次输入时刻可根据外部同步信号计算得出, 采样序号为i的SV一次输入时刻为ts+i/f, 其中ts为外部同步整秒时刻, f为采样频率。因此, 测出SV报文的精确接收时刻, 再根据其一次输入时刻即可直接得出采样的额定延时。

直接法测试额定延时时, 如图7所示, 将被测电子式互感器或合并单元对时同步, 同时测试仪也对时同步, 测试仪接收SV报文时给其标注精确的接收时间标识, 为了测试简单, 测试仪解析采样序号为0的SV报文接收时间标识, 由于此报文的采样点对应一次输入时刻为整秒, 因此其接收时间中秒以下的值即为数字采样的额定延时。此方法要求测试仪的对时精度及报文时间标注精度非常高, 对其硬件要求比较高。实际工程应用中, 测试仪可采用报文记录分析仪, 其时间标注及对时精度一般均可优于1μs, 而电子式互感器或合并单元的对时精度也在1μs以内, 因此, 直接法测得的额定延时误差可控制在2μs以内。

图8给出了直接法测量额定延时的结果曲线。此电子式互感器给定额定延时为1 761μs, 而实际测得额定延时最大值为1 767μs, 最小值为1 762μs, 平均值为1 764.2μs, 实测平均值比给定值大3.2μs, 而且额定延时的波动范围比较小, 符合报文发送、传输不确定因素的特点。

由图8和图6可以看出, 直接法测得额定延时比间接法更准确, 更接近SV报文中给定值。

4 工程应用建议

数字采样在智能变电站得到广泛应用, 其对继电保护、监控、计量、PMU等系统带来了影响, 其可靠性和准确性直接关系到后端应用的正确性。数字采样在工程应用中应注意以下几点。

1) 数字采样的额定延时和相位误差是2个概念, 在应用中二者都需要测量, 而且测量方法不相同。随着智能变电站的推广, 应在相关标准规范中完善并区分二者的技术指标和测量方法。

2) 数字采样的额定延时直接影响保护装置差动功能的数据同步性, 工程应用中必须保证额定延时的正确性。

3) 合并单元之间SV级联增大了额定延时, 甚至使额定延时加倍, 采样环节增多也影响采样的可靠性。因此, 工程应用中应尽量减少合并单元之间的级联。

4) 采用DL/T 860.92格式的SV报文中数据通道可以根据工程应用而配置。数据通道的多少直接影响SV报文长度, 对其传输延时及接收处理具有一定影响。工程应用中应尽量配置各SV报文的通道数目接近, 以保证SV的传输、处理时间相同。

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数字电子技术试验 篇6

当今世界广播领域数字化的技术标准层出不穷, 如欧洲的DAB、DRM以及美国的HD Radio。其中DAB大多应用于III波段和L波段, DRM应用于30MHz以下的中短波广播波段, 也可应用于调频波段广播, HD Radio既包含调幅波段广播也包含调频波段的广播。上述这些数字广播标准除了HD Radio进行了实际播出, 其他的技术标准均处于试验播出的阶段。但这些数字化音频广播技术方案以其良好的频谱利用率、高效的信息传输率和良好的音频接收质量将逐步取代模拟声音广播。每个音频广播系统都有自己的特点和优势, 如下表所示, 表1为各数字音频广播标准的基本参数。由于数字音频广播大多基于OFDM技术, 因此各广播技术又有许多共同点。

本系统针对各种数字音频广播技术的共同特点, 搭建了一个通用的发射与接收软件无线电平台。在该平台上可以对任何数字音频广播系统进行仿真和验证, 不需做大量的工程修改工作, 只需在软件上简单地对算法模块进行增减或参数调整, 就能对各种音频广播标准和音频业务进行实现和验证。

2 数字音频广播通用平台的整体架构

对于任何一种数字声音广播的SDR专用平台, 都由软件部份和硬件部份组成。因此作为一个通用的SDR平台, 也需由软件部份完成基带数据信号的处理工作, 由硬件部份完成基带数据信号到射频模拟信号的转换工作。系统框图如图1所示。

其中, 软件部份的实现在PC-Intel双核处理器平台上完成, 用基于VC6.0编译软件完成用户界面的设计和绝大部份基带数字信号和指令的处理。硬件部份是由与PC机接口兼容的专用上、下变频板卡组成, 通过该板卡可以将基带信号转换成射频模拟信号, 或对模拟信号进行采样并下变频到数字基带信号, PC机和板卡则是通过PXI接口对指令和数据进行传输和交互。

考虑到SDR平台通用性的设计, 由于每个数字音频广播标准都有自己的特点, 如音频编码方式、逻辑帧结构、信道编码方式、符号映射方式等, 因此绝对的通用是不实现的, 设计的关键在于如何使整个系统的结构最优, 在今后需要软件版本更新, 算法性能改善时, 不需要对结构做大规模的调整和工程变动。考虑到有些算法模块具有一定的通用性, 如收端的同步、均衡等信号检测算法, 对于这些共性部份, 只需简单地修改配置参数或用开关的方式实现不同算法模块的选通替换, 在仿真和验证不同的标准和业务模式时, 工程师所需的额外工作量最少, 修改效率最高。因此通用性的设计主要体现在整个系统结构设计。

本系统采用分层的思想来设计整体软件结构, 可分为7层, 如图2所示。

用户界面层根据用户的要求运行整个系统, 通过用户界面层可配置各种业务模式、传输方式和调制方式等。应用服务层包括各种音频广播标准下的声音业务, 用户也可根据需要添加数据业务。复用层根据用户配置信息将不同的声音业务和数据业务复用到一个逻辑信道中。传输层包括不同的传输模式, 生成不同标准下的基带信号。调制解调层在不同的频段下发射不同调制方式的广播信号。在整个系统的前端是硬件抽象层, 可以对硬件平台中的处理模块进行参数设置, 如数字上变频频率, 采样钟频率等。还需要编写硬件板卡的驱动程序, 对板卡的中断机制, 板卡中RAM的读写指针等进行操作。

3 数字音频广播收发系统中的软件子系统设计

由前面的介绍可知, 数字音频广播的发射与接收系统均由软件子系统和硬件子系统构成, 根据系统7层模型, 可把不同层次中的处理任务分配到软件子系统各处理单元和硬件子系统各处理单元中。本系统将用户界面层、应用服务层、复用层、传输层和调制解调层的一部份功能放在软件子系统中完成。其余的, 如基带信号的内插、抽取变速率采样以及上、下变频和数模/模数转换等处理工作放在硬件子系统中完成。

由于软件子系统需完成的数字信号处理工作量较大, 因此对软件结构的设计是整个通用平台设计的难点与重点。为了保证系统的运行效率和实时性, 本系统软件部份的设计充分运用了多线程技术, 即在一个线程池中创建多个线程, 每个线程执行一个任务, 多个任务并行执行, 提高处理效率。其中主线程为运行中的界面线程, 在main () 函数中创建, 优先级最高。其他线程通过界面事件触发方式启动执行, 各执行线程以流水线的模式将整个基带处理过程分为若干个时间上相当的线程段, 从流水线的起点线程开始, 如发端的音频编码线程, 收端的数据接收线程开始, 数据连续地输入到各线程中, 流水线中的各线程以重叠的方式执行。

本系统发端软件可分为4个线程, 收端可分为6个线程, 其线程结构如图3、4所示。

发端线程分别为:界面线程, 用于传递用户指令, 显示数据处理结果;音频编码线程, 包括音频编码模块;基带信号处理线程, 包括FEC模块、符号映射、插入导频和IFFT等算法模块;数据输出线程, 负责将产生的基带信号写入板卡, 并且要保证数据的实时性、连续性和准确性。收端线程分别为:界面线程, 配置用户指令及显示数据处理结果;数据接收线程, 负责将基带数据从板卡中连续地读到PC机中;误差补偿线程, 包含频率补偿模块、采样钟补偿模块, 完成对基带数据中由信道及板卡引起的数据中的误差的补偿;捕获线程, 包括符号定时频率偏移粗同步模块, 完成系统在初始状态时对数据中由信道或板卡所引起的偏差的粗估计。跟踪解调线程, 包含FFT解调模块、均衡及细同步模块、解FEC模块, 完成基带数据的进一步检测与估计和主业务信道数据流的解调与提取;音频译码线程, 包含音频译码模块。从图3、4可以看出, 无论发端还是收端, 除了界面线程, 其他线程都采用了流水线处理模式, 即在时间上并行运行, 对数据流进行顺序处理运算。界面线程为主线程, 程序自开始时刻自始至终地运行着, 用户不但可以通过界面参数的传递控制整个系统的运行, 也可用于数据运算结果的显示, 但数据运算结果的显示会对界面的运行效率有一定的影响, 也会对其他线程的执行造成一定的影响, 因此必须对数据运算结果的显示做一定的统筹安排。在这里采取了等时间隔数据显示的方法, 即并不是将每个解调帧的数据都用来显示, 而是在一定的时间间隔内将解调数据传输到界面上显示。

4 基于多线程技术的系统设计要素

作为不同数字音频广播标准的通用软件平台, 多线程的设计要充分考虑三点。

(1) 线程结构的稳定性

对于不同的音频广播标准和数据声音业务, 要求所设计的线程结构是不变的。对于不同的标准, 只需替换线程中对应的算法模块即可。如DRM中的信道编码为MLC, DAB为卷积编码, 两个标准的交织算法也不一样, 因此在运行时可采用开关选通的方式, 对FEC模块中的相应算法进行替换。再如收端的软件结构, 如图4分为捕获和跟踪两个部份, 初始状态下, 数据经过补偿线程, 进入捕获线程对数据进行粗同步, 当粗同步达到稳定时系统转到跟踪线程, 捕获线程挂起, 跟踪线程对数据中剩余的偏差进行细同步, 并在一定范围内跟踪数据中信道的变化。大部份的数字音频广播接收系统都遵循捕获跟踪相互切换的过程, 只是在具体算法上有一定的差异, 因此接收端的捕获、跟踪线程的线程结构和激活唤起的运行顺序要保持不变。

(2) 线程间的负载平衡。

为了充分发挥多核处理器中每个处理器核心的潜在处理能力, 必须保证系统中的各个部份能均衡地分布到各个CPU上运行, 也就是说工作量要在多个线程间均匀分配, 使其达到高的加速系数。在本系统中导致负载不平衡的原因主要是某个线程处理的数据量过大, 如收端算法中的时域补偿模块, 时域补偿模块的功能是将估计出来的频率偏差在时域上补偿到数据中, 由于补偿算法对每个样点都要进行处理, 需要补偿的数据量过大, 这就会造成该模块的延时过长, 解决的方法是:在考虑到补偿相位连续性的前提下, 将需补偿的基带数据拆分成多个数据块, 用功能相同的多个并行执行线程同时对这些数据块进行补偿。

(3) 线程间的同步。

由前所述, 数字音频广播的收发软件子系统使用流水线的数据处理方式, 因此每个执行线程间的相互关系为生产者和消费者, 即每个线程是前一线程的消费者, 也是后一线程的生产者。数据通过生产者和消费者之间的共享BUFFER中传递。

为了保证线程间数据传递有序进行, 须运用有效的同步机制。本系统使用的是全局BUFFER和安全队列回调函数的方式使两个线程间获得同步。即两个线程间共享一个BUF-FER和安全队列, 前一个线程将每次计算得到的数据写到BUFFER中, 并产生一标志位FLAG, 写入安全队列, 后一线程捕捉到安全队列中的FLAG, 判断是否满足回调函数的条件, 满足则启动该线程, 并将BUFFER中的数据读出, 不满足则继续捕捉FLAG。通过对安全队列中FLAG的读写, 控制线程启动的时间, 使得两线程对数据的读写达到平衡。程序中控制流程如图5所示。

5 数字音频广播收发系统的硬件平台

本系统的硬件部份由一块上变频板卡和下变频板卡组成, 如图1所示, 这两块板卡各自带有一个RF射频模块, 可接收发射150k Hz-2.7GHz的模拟信号。上变频板卡中有专用的DUC模块, 可以对PC机输出的基带信号进行数字上变频处理, 输出3k Hz-20MHz的中频信号, 最后由RF模块输出模拟广播信号。下变频板卡用10bit的AD对接收的模拟信号进行采样, 并用数字下变频NCO对数字信号进行下变频变换, 最后将基带数据输出到PC机上完成软件部份的数字信号处理。这两块板卡需要在软件上运行相应的指令, 这部份工作在硬件抽象层完成, 如图2所示, 用指令调用硬件板卡的驱动程序, 设置板卡读写数据的中断, NCO输出频率、RF频率和AD采样率等。

6 总结

本文提出了一种基于数字音频广播标准的软件无线电通用平台, 在这个平台上我们可以对各种数字声音广播进行仿真, 也可以将各种声音业务和数据业务嵌入到该平台上进行实验。该平台由软件子系统和硬件子系统组成, 图6为数字音频广播系统试验平台的实物图, 图7为由数字音频广播发射平台发出的中心频率为99.949MHz, 带宽为100k Hz的数字调频广播信号, 图7为发端的用户界面, 图8为收端的用户界面。本系统应用VC来实现数字音频广播系统中的基带信号处理算法, 实现的重点是设计出一套即稳定又灵活的软件子系统, 并且能提供灵活丰富的人机交互界面, 通过对多线程技术的充分应用和软件收发系统结构的设计, 既能保证系统的实时性, 还能做到算法模块的灵活替换。最后, 将硬件平台的功能模块抽象到软件上, 在软件上运行指令控制硬件平台的各功能模块。有效地对各种音频标准进行验证, 极大地缩短系统开发周期, 才能在标准层出不穷的今天具有较强的竞争优势。

摘要：本文将针对各种数字音频广播标准提出一种通用的软件无线电 (SDR, Software Defined Radio) 的发射与接收平台, 使各广播标准均能在这个通用平台上得到验证和仿真。在该平台上, 我们不但可以对声音广播的多种业务模式进行试验, 而且随着市场的需求, 还可以对日新月异的广播技术进行跟踪和研究。

数字电子技术试验 篇7

1 系统硬件设计

1.1 技术参数

电源输入:单相交流220V±10%, 50HZ;输出直流电压:0~120V;

输出电流:0~20A;开关频率:100KHZ;整机效率:η≥90%。

1.2 主功率电路

主电路拓扑结构采用移相全桥ZVZCS变换器, 由输入不可控整流滤波电路、ZVZCS逆变桥、高频变压器和全波输出整流滤波电路等组成, 具有低损耗高效率的特性。输入的交流市电经EMI滤波器整流滤波得到脉动的直流电, 经ZVZCS PWM变换电路[1]后再整流滤波得到所需的直流电。闭环控制回路由采样电路把采集到的电压电流信号送入DSP主控制器中, 并与基准值比较, 依据比较结果采用PI算法调节PWM信号输出, 进而来控制功率开关管IGBT的开关, 以此来达到输出稳定电压电流的目的。

1.3 控制电路

1.3.1 采样电路设计

采用LEM公司LV28-P、LA28-NP霍尔传感器[2]。测电压时原边串联一个较大的电阻, 从而把电压信号变成了电流信号, 副边将会感应出相应电流, 当副边电流通过采样电阻时产生压降, 进而映射出需检测电压或电流的大小, 并实现了电气隔离。

1.3.2 保护电路设计

本设计由输出过压和过流保护、输入欠压保护和过热保护等组成。保护信号如有一路发生异常, 光耦隔离器TLP521的管脚“4”则由高变为低电平, 进而TMS320F2812[3]的管脚“PDPINTA” (下降沿有效) 电平被拉低, DSP产生中断, 进而关断PWM输出保护电路。

2 软件设计

采用模块化程序设计, 实现控制系统的全数字化。移相PWM脉冲的生成由事件管理EV模块全比较器完成。根据拓扑设计要求, 驱动同一桥臂两个IGBT的脉冲信号180°互补[4,5], 且必须设置一定的死区时间, 本变换器设置为0.8μS。前臂IGBT的脉冲信号超前于滞后臂一个移相角, 且在闭环控制系统下0~180°内实时调整。开机系统初始化, 对各寄存器进行赋值, 初始化并设置比较单元, 由A/D采样电路得到的电压电流信号反馈给TMS320F2812, 调用PI算法子程序调节PWM占空比得到稳定电压和电流的目的, 实现闭环控制。当有中断信号产生时, 调用相应的中断子程序, 中断执行完毕后, 返回中断入口地址, 继续执行原来的主程序。

3 实验结果

本设计的难点和重点在于软开关技术的实现, 当超前臂实现ZVS、滞后臂实现ZCS时, 整机效率才会有很大提高。

下图所示为超前臂实现零电压开关ZVS波形, 当S1的门极驱动电压Vge到来时, 开关管S1两端漏极电压Vce已经基本上降到零, 实现了零电压开通;当门极驱动电压信号Vge关断时, 漏极电压Vce已近似变为零, 实现了零电压关断。图中的门极驱动电压Vge波形有些失真是因为使用隔离探头测量造成的结果。

2为滞后臂零电流开关ZCS波形, 由于滞后臂两个开关管的电流不方便测试, 所以直接测量原边电流波形来代替流过滞后臂IGBT电流波形。当门极驱动信号电压Vge到来时, 原边电流已经为零, 实现了零电流开通;当驱动信号Vge关断时, 原边电流已经降低至零, 实现了零电流关断。由于采用了饱和电感和隔直电容, 滞后臂IGBT在开通和关断时, 流过的电流接近于零, 因此大大减小了其开关损耗。

4 结论

本文研制的试验电源体积小、重量轻、效率高、操作简单且便于携带, 双闭环PI控制的电压电流特性好, 整机可靠性高, 精度符合设计要求, 完全满足日常调试检修用, 大大提高了工作效率。

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数字电子技术试验 篇8

近年来，国内外出现了少量FRP界面粘结性能的数字图像相关方法研究[1,2,3,4]，但都是从外贴FRP加固的方法进行试验和理论研究，而FRP嵌入式界面粘结特性的数字图像相关方法的研究还没有看到过。本文在现有的研究基础上，设计了CFRP板嵌入式加固混凝土试件的单剪式直接拉拔的试验方案，并自行设计了混凝土试件固定端的夹具，配合万能材料试验机进行拉拔试验，利用数码照相机采集被测物变形前后的数字图像，经过数字图像相关计算得出各观测区域(Area Of Interest，简称AOI)的位移与应变，分析界面的应力、应变、破坏规律和粘结滑移关系。

本文结合数字图像相关方法，对经过CFRP嵌入式加固的混凝土试件进行轴向拉拔试验，通过CCD采集加载前后不同时刻的图像，并转换成数字图像存于计算机，再用Vic-2D软件对图像进行相关运算，计算出加载端、固定端、沿CFRP嵌入长度方向计算点的局部位移和应变。

1 试验概况

1.1 试件设计

试验设计尺寸150 mm×150 mm×300 mm的矩形混凝土试件，在混凝土试件的纵向正中间开一个矩形槽，并在槽中注入环氧树脂作为粘结材料，将CFRP板条放入槽正中与混凝土试件相粘结。CFRP板条采用板宽为20 mm，板厚为4 mm，对应100 mm和200 mm的粘结长度。

试件混凝土强度等级按C20级设计。混凝土设计配合比为:水泥∶砂∶石子∶水=1∶2∶3.67∶0.56，水泥采用P.O32.5级普通硅酸盐水泥，砂采用赣江中砂，石子最大粒径为25 mm。

CFRP板条抗拉强度为2 460 MPa，受拉弹性模量为147 GPa，伸长率为1.45%。

试验中采用的粘结胶为美以达M500碳纤维胶，采用改性环氧、固化剂及活性助剂配制而成，可作为碳纤维底胶和混凝土的界面剂使用。环氧树脂与固化剂按混合重量比3∶1的比例配比使用。抗拉强度为42.5 MPa，受拉弹性模量为2 580 MPa，与混凝土正拉粘结强度为2.5 MPa。

1.2 试验装置

拉拔试验在华东交通大学结构工程重点实验室电液式伺服万能材料试验机上进行，并利用数字图像采集仪同步采集拉拔过程中试件变形前后图像。夹具立视图见图1，加载及测试装置见图2。

1.3 试验方法

试验以0.5 mm/min的速度加载，在进行加载前，首先将试件放置于自行设计的夹具[5]中并固定好，再放置于材料试验机上，摆放好位置，下夹头夹紧;再升至顶端距50 mm左右的位置，上夹头夹紧。此时利用数字照相机拍摄第一张相片作为参考图像，并设置数字图像采集的频率，本文为了得到比较精密的数据，设置以每秒五张的速度进行数字图像的采集。试验完成后，利用基于数字图像相关基本理论的Vic-2D软件程序进行图像后处理分析计算。

2 试验结果与分析

2.1 试件表面应变场分布

本文以槽宽尺寸为14 mm，粘结长度为200 mm的试件为例分析CFRP板—混凝土粘结界面应变分布。

图3中三幅应变云图分别为拉拔荷载10 k N,20 k N,40 k N附近的εyy应变场。通过对Y方向正应变εyy应变全场的分析，可以发现随拉拔荷载的不断增加，试件表面应变云图颜色变化层次较多，说明加载过程中，应变变化剧烈，且两端颜色接近于比色卡的极值，根据本试验所使用的数字图像相关方法程序Vic-2D程序所规定竖向位移Y方向，向下为正，向上为负，体现为受拉应变。同时，随拉拔荷载的增加，试件两端极值颜色区域向中间靠近、颜色逐渐变深，说明变形是随荷载增加而逐渐增加的。

图4中三幅应变云图分别为拉拔荷载10 k N,20 k N,40 k N附近的εxy应变场，通过对剪应变εxy应变全场的分析，可以发现随拉拔荷载的不断增加，试件表面应变云图颜色变化层次较多，说明加载过程中，应变变化剧烈。随拉拔荷载的增加，试件两端极值颜色区域向中间靠近、颜色逐渐变深，说明变形是随荷载增加而逐渐增加的。当荷载加至30 k N左右(极限)时，观察第3幅应变云图，可见粘结界面上端出现一处应变较高的深色区域，说明随荷载增加，这个区域将会发生界面脱粘，荷载在此区域传递减少，应变随之减小，此区域界面首先进入塑性。此区域应变与周围粘结界面区域有较大的差别，这种较大的应变差使得CFRP板—粘结胶界面有较大的应力集中现象发生。

2.2 界面沿CFRP板埋入长度计算点应变

图5为界面应变计算点位置分布图，图6给出了试件不同荷载作用下CFRP板—粘结界面竖直方向正应变εyy沿CFRP板嵌入长度分布情况。εyy在离加载端附近时为最大值，为压应变;随沿CFRP板嵌入长度增加即离加载端稍远处，εyy逐渐减小，在计算点11点～13点之间减小到0，然后应变变号为拉应变又逐渐增加，在CFRP板嵌入末端达到拉应变最大值。说明沿CFRP板嵌入端和嵌入末端是界面破坏的危险区域，在离加载端较近的压应变使得界面混凝土基体压碎破坏;离加载端更远的拉应变则使CFRP板—粘结界面拉裂破坏，最终导致脱粘，从破坏过程中的末端空腔即可知。图7为试件在不同荷载作用下CFRP板—粘结界面剪应变εxy沿CFRP板嵌入长度分布。可以发现，不同荷载下剪应变εxy最大值都分布在CFRP板嵌入端即靠近加载端附近;随着离加载端越远，CFRP板—粘结界面剪应变εxy逐渐减小。除此之外，可以发现最大剪应变εxy并非出现在离加载端最近的计算点处，这是由于加载前，夹具上端有小部分空腔，直到增加荷载到一定值时，试件整体上移，随后固定于夹具内，因此部分剪应变最大值出现在计算点2～4之间。再者，在计算点9～17之间界面应变方向和大小变化复杂，这是由于混凝土材料内部结构的多相性、不均匀性和非连续性，导致界面内部微观变形的不协调性，这种微观变形的应变局部化又必然导致CFRP板界面剪切破坏的局部化的现象发生。

3 结语

通过采用数字图像相关方法，对CFRP嵌入式加固混凝土拉拔试验中CFRP板及混凝土基体的位移和应变场进行全场测量和分析，利用与之相配套的Vic-2D软件，计算出了CFRP板加载端、固定端和沿CFRP板埋入长度方向各计算点的位移和应变。加载初期加载端部分迅速受力产生应变，自由端及粘结长度中后段并没有明显的应变变化。但随着荷载的不断增大，距加载端远部的应变值也迅速增大。荷载达到一定值时加载端出现微裂缝，发生了应力重新分布，微裂缝破坏点向自由端方向发展。根据对比分析，与已有常用测量方法测量所得结果较为相符。证明了数字图像相关方法在FRP嵌入式界面研究中的可行性与优越性。

摘要：通过采用数字图像相关方法和单剪式直接拉拔相结合的试验方法,直接测量了18个经过CFRP嵌入式加固的混凝土试件在轴向拉拔过程中全场及界面的位移分布,应用Vic-2D软件计算出界面的相对位移与相对应变,并分析研究了界面的变形和破坏规律,指出数字图像相关方法在FRP嵌入式界面研究中的可行性与优越性。

关键词：数字图像相关方法,CFRP,嵌入式加固

参考文献

[1]施嘉伟,朱虹.数字图像相关法测量FRP片材与混凝土界面的粘结滑移关系[J].土木工程学报,2012(10):13-22.

[2]杨勇新,岳清瑞,胡云昌.碳纤维布与混凝土粘结性能的试验研究[J].建筑结构学报,2001,22(3):36-42.

[3]孙伟,何小元.数字图像相关方法在土木领域中的实验研究[J].南京航空航天大学学报,2009,41(2):271-275.

[4]赵燕茹.钢纤维混凝土界面应力传递及脱粘过程的细观力学研究[D].呼和浩特:内蒙古工业大学博士学位论文,2008.

数字电子技术试验 篇9

20世纪60年代，电视改变了人们的生活，出现了“电视一代”；80年代，电脑改变了人们的工作方式，促成了“电脑一代”；90年代，互联网改变了人们获取信息的方式，诞生了“网络一代”。进入21世纪，数字化的生活方式将无处不再，最终会全面进入每个人的家庭，数字家庭的浪潮已经汹涌澎湃。

传统的数字家庭中心之争：PC中心论、TV中心论及SetBox中心论，其优势和劣势都很明显，就单一产品而言都难以独自承担数字家庭的重任。近年来市场上出现了另一产品逐渐承担了数字家庭越来越多的功能和责任，这就是数字可视对讲。传统的楼宇可视对讲产品逐渐往数字化，网络化、智能化的方向发展，可视对讲产品除了担当可视对讲、遥控开锁、报警等功能外，还实现了远程视频监控、异动报警、门禁、三表抄送、信息发布、智能家居控制、上网及视频点播甚至手机联动等增值服务。这类产品大多内置了性能强大的Soc处理器和触摸TFF显示屏，尤其标配的网络功能，给产品带来了更多的想象空间，将越来越多的融合PVR、DPF数码相框、可视电话、媒体播放器等数字媒体功能。数字可视对讲悄悄地充当了数字家庭另一中心的角色。

可视对讲发展趋势

可视对讲经历了从模拟黑白、彩色到数字化的历程，向着网络化和智能化的方向发展，并逐渐融合多种媒体功能。模拟可视对讲(黑白、彩色)，音视频通过同轴电缆传输，控制信号通过单片机总线传输，其技术特点决定着产品有着先天的缺点，而数字化网络传输带来的不仅仅是通过将音视频及所有控制信息均通过一根网络线传输克服了模拟传输带来的弊端，更为重要的是为用户增添了更为实用的增值业务。下表所示为模拟对讲与数字对讲的对比。

今后数字可视对讲的发展更多的是融合了智能家居控制，逐渐成为智能家居的控制中心，同时也会将越来越多的附加功能加入其中。

数字可视对讲技术原理及框图

数字可视对讲系统的构成，一般包含这么几个模块：室内机，梯口机、交换机、管理机等。

访客来访，通过梯口机拨号呼叫指定的室内机，梯口机通过将访客的影音信息数字化后编码压缩传送给指定的室内机，室内机接收到网络传输过来的影音信号进行解压缩显示，确定访客身份后，按动开锁键开启梯口的门锁。同时，梯口机和室内机之间还实现了VolP，两个终端可实现双向语音对讲，为业主辨别来客身份提供进一步沟通、确认之需要。

在两个室内机或室内机与管理机之间，系统则提供了双向的视频及语音传输功能。在功能实现上，梯口机、管理机都可以归结为室内机。室内机的功能最为全面，实现音视频的压缩传输、接收解压缩显示和回声抵消功能，同时可作为各项网络增值业务的实现终端。本文以海思半导体的多用途媒体网络处理芯片Hi3510为例介绍室内机的构成。Hi3510是海思半导体针对媒体压缩/解压缩处理、网络传输、VolP多功能混合应用市场开发的处理芯片，已广泛应用于可视电话、网络摄像机、网络视频服务器及数字可视对讲等产品上。从Hi3510应用于数字可视对讲的系统框图中，我们可以看出完整的信号处理元素和流程。

以Hi3510为核心，配备图像传感器作为影像输入源，视频信号通过ITU656接口输送给Hi3510，Hi3510对数字视频进行压缩处理，经过PHY将数据以TCP/IP包传输到目的地，同时，Hi3510对通过PHY传送的TCP/IP包进行解码、缩放，通过RGB888接口送至TFR Module显示；为方便用户进行选择操作，可通过SPI接口及GPIO实现触摸屏和按键功能；语音数据则通过一颗音频Codec进行AD编码后通过FS总线送往Hi3510处理，Hi3510不仅仅需要对语音作压缩处理以备传输，而且还需要实现双向语音传输所需的回声抵消功能、唇音同步以及按键的双音多频DTMF等。多达两个的USB1.1接口提供了丰富的个人存贮界面，各种影音即可通过网络传输也可通过USB及USB转SD存贮至本地，以便需要时播放。若需扩展WIFI无线传输，另一个USBl，1接口可提供成本低且易实现的USB转Wi－Fi方案。

技术核心：视频压缩、语音处理、网络传输

未来多媒体产品的核心不外乎：音视频压缩，语音处理和网络传输三大部分。无论是从PC娱乐、SetBox，还是Digital TV以及任何多媒体产品都可以看到这三大要素的踪影。作为数字家庭中的新秀，这三要素也是构成数字可视对讲系统的基础。

由于历史原因，早期的数字可视对讲的视频编码格式多为H.263，其目的是为了和可视电话兼容。H.264作为H.263的升级版本提供了更大的压缩比和更好的网络适应性。基于此，越来越多的数字可视对讲产品采用H.264标准作为视频压缩的格式。H.264最大特点是对带宽的要求很低，在同等的还原图像质量的情况下，H.264要比MPEG－4节省50％以上的码率。同时，H.264在设计之初就考虑到了在不同网络资源下的分级编码传输。H.264具有较强的容错能力，在质量不稳定的网络环境中，可以得到比MPEG4编码视频更好的质量。当然，H.264带来的好处不是免费的、更高的压缩比和良好的网络适应性能，而是处理算法的复杂化，对处理器提出了更高的性能要求。

为了适应网络传输的特点，语音也需要低带宽、高音质的音频编码标准。日常所常见的MP3、AAC等多媒体音频格式不能很好的适应语音网络通信的要求。语音网络通信使用的更多的是G.7xx和AMR(Adaptive Multi-Rate)语音编码，以便在有限带宽下提供多路数的语音数据业务。例如，G.729是一种高效的压缩编码技术，可将经过采样的64kb/s话音以几乎不失真的质量压缩至8kb/s，非常适合在VoIP系统中使用；AMR主要用于移动设备的音频，压缩比比较大，但相对其他的压缩格式质量比较差，由于多用于人声通话，效果还是很不错的。同时为了支撑双向语音对讲业务，语音处理模块仍要提供对回声抵消、唇音同步、噪声抑制、双音多频DTMF的支持。普通的多媒体处理器往往只能提供单一的语音处理功能，因此应用在数字可视对讲上的处理器需提供更为灵活和强大的语音支持。

海思半导体Hi3510芯片灵活的多核架构，满足了视频H.264的复杂编码和音频多种压缩格式的要求，同时内置双MAC，可方便配置带路由功能的网络，降低eBOM。

内置的H.264/263硬件加速器完成视频编解码算法，保障了流畅的视频画面，对H.263的兼容使得采用Hi3510为主芯片的设备可兼容早期的可视电话系统，实现多终端对接。32位的语音DSP，在提供从MP3、WMA到G.7xx,AMR多种语音编码处理的同时，支持回声抵消、噪声抑制、唇音同步等处理需求。主频220MHz的ARM处理器，可实现更多增值业务，IE浏览、数码相框、信息发布均在ARM上完成。Hi3510以ARM+Audio DSP+H.264/263硬件加速的多核处理架构并配备丰富的通信接口，如MAC、UART、USB等。

结语

数字电子技术试验 篇10

随着我国工业的飞速发展,对轴承的质量要求越来越高。在生产过程中,对轴承质量的测试制定了各项指标,特别是轴承在模拟现场工况情况下的寿命和性能试验,在其质量评定中占据了很重的份量。在轴承寿命强化试验机上通过强化加载激出缺陷破坏来获得轴承的寿命,测试的关键是在测试过程中的模拟加载形式,目前国内的试验机大部分仍采用机械模拟方式或功能试验,存在加载机构占用空间大、不能无级调节载荷和动态变载荷的不足[1]。本文针对现有轴承寿命强化试验机存在的缺陷,设计了一套由嵌入式单片机系统控制的变载荷数字式液压自动加载轴承试验装置,该系统采用数字阀液压系统加载、嵌入式单片机系统控制,可实现对试验轴承的无级调节恒力加载和动态变载荷循环加载。

1 电液控制系统设计

为满足工业应用要求、更好地模拟轴承实际工况、提高控制系统精度,本系统采用步进电机驱动的数字式控制阀[2]改变试验机的载荷,引入PID闭环控制方式,以嵌入式单片机系统为控制单元。

1.1 系统总体结构

变载荷数字式加载试验机电液控制系统以步进电机驱动的数字式控制阀为压力载荷调节器件,控制试验机液压缸的压力,实现加载试验机的载荷谱控制;以嵌入式单片机系统为控制核心,配有步进电机的驱动模块、试验机载荷压力与试件温度等参数采集模块、信号调理和A/D转换模块、液晶显示和指令输入按键模块以及与上位PC机的通信模块等,整个系统的结构组成见图1。系统工作原理为:液压缸负载腔的压力(或试块承受的压力)信号通过压力传感器(或力传感器)转化为电信号,经过信号放大器调理后由A/D电路转化为数字信号送给单片机;单片机读入载荷控制指令和液压缸工作载荷数据,经过PID控制算法处理后,算出电磁阀的开口增量数据输出给步进电机环形分配器,分配器控制步进电机驱动器驱动步进电机,并带动微小流量阀阀芯转动给定的角位移,调节微小流量阀的输出流量,从而控制试验机的加载压力,实现无级调节恒力加载或多种形式的动态变载荷循环加载。另外,为能实时记录试验机试验过程中的载荷变化和试件温度随压力的变化情况,系统加入了温度采集模块和数据记录模块。

1.2 硬件系统组成

按变载荷数字式加载试验机电液控制系统的总体结构框图设计要求,并考虑到尽量简化硬件电路,系统选用了AD公司带有8路12位AD输入的单片机ADuC812作为核心控制单元[3]。为测量试验机压力,系统选用压力传感器专业生产企业瑞士Huba公司的Huba511系列压力传感器,其测量范围如下:绝对压力0Pa～2.5MPa,对应输出4mA～20mA电流信号。为实现模拟信号的数字化转换,系统选用了精密差分放大器INA105组成电流/电压调理电路,将4mA～20mA电流信号变换成0.8V～4V的电压信号,调理后的信号可直接输入ADuC812的AD0脚。系统中试件温度测试采用同样方法,选用电流型温度传感器经调理后接AD1脚。为简化混合式步进电机驱动装置,系统采用软件实现步进电机的环形分配,由ADuC812的P1口直接输出环形分配信号,经三态缓冲器后送步进电机功率驱动电路(步进电机驱动电路采用标准的双H桥电路,这里不再赘述)进行功率放大,控制步进电机调节电液阀的开口位置,以控制试验机的压力。此外,系统选用了128×64的液晶屏来显示系统加载方式、时间、压力、温度等参数信息;系统配置了4个按入键用于现场操作;系统配有RS232通信接口,实现和上位PC机串行通信,可上传试验数据,下载动态变载荷加载曲线数据;系统配置了实时时钟芯片DS1302,为系统提供实时时钟标准;系统设置了EEPROM芯片24C256,可保存采集试验数据。整个系统的硬件电路见图2。

2 变载荷数字式加载系统控制软件设计

由于系统集成了二路AD数据采集功能,需实现PID数据处理、混合式步进电机环形分配处理、数据显示与保存、现场操作和对上位PC机通信等多个任务,为防止任务发生冲突,提高系统的可靠性和稳定性,系统采用了适合51系统单片机的嵌入式实时多任务操作系统RTX51 tiny,并在Keil环境下调试完成。

2.1 基于RTX51 tiny嵌入式操作系统的程序设计

针对8051系列嵌入式系统的多任务实时操作系统RTX51,与复杂、有严格时间限制的软件相比,设计过程进一步简化,RTX51 tiny可以在所有51系列的单片机上运行。RTX51能将系统的各种资源(内存、外围模块等)在多个应用中做灵活的分配,各个任务同时执行,并通过任务之间的信息传递来协调多个任务。RTX51是通过轮叫调度(Round-Robin)方式来实现多任务,占用8051的一个定时器资源,由定时器中断信号驱动定时程序来实现控制[4]。在变载荷数字式加载试验机电液控制系统中,针对系统的功能要求,设定6个特定操作任务(RTX51最多支持同时运行16个任务),分别是:①实时时钟管理;②AD数据采集;③PID数据处理和混合式步进电机环形分配;④数据显示与保存;⑤键盘扫描;⑥任务管理。建立的相应功能函数为:void clock (void)-task-CLOCK{},void adinput (void)-task-ADINPUT{},void pidmot (void)-task-PIDMOT{},void display (void)-task-DISPLAY{},void keyread (void)-task-KEYREAD{},void command (void)-task-COMMAND{}。基于RTX51 tiny的多任务创建程序如下:

2.2 变载荷数字式加载的实现方法和控制流程

根据对轴承寿命强化试验机的理论研究和实验测试,动态变载荷(循环加载、递进式加载、脉动加载等)加载方式更有利于激出缺陷破坏来获得轴承的寿命[5]。为实现动态变载荷加载,本系统设计了参数式加载和列表式加载两种形式:①对有规律的载荷,如正弦波、脉动波、三角波等,可通过设定相关参数给出载荷变化时间函数,如正弦波加载可设定周期、最大加载压力和试验时间,通过数值化离散计算,得到离散的压力与时间(即P-t)的数值表;②对列表式加载形式,可直接将P-t数值表通过上位PC机传入单片机中。控制系统按时间驱动原则从数值表中读出对应给定压力值并与从AD0口采集的试验机实时压力数值比较,并加入离散化的PID控制算法,通过工程整定法确定其中的比例K、积分Ki和微分Kd 3个常数,求出步进电机位移值,经环形分配后输出到P1口。控制采用负反馈改变数字式电磁阀的开口,修正试验机的压力,将压力偏差控制在允许误差内。

在按时间驱动实现变载荷数字式加载时,关键是采样周期T的确定。T一方面受整个系统的频响特性和稳态误差要求,不能过大;而另一方面采样周期过短会增加计算机的运算量,受到计算机的运算速度限制。在本系统设计时,针对电液试验机是个大惯量系统、相对频响特性较低的特点,采样周期T选为1ms,每个周期采样14点,采样频率14kHz,适应系统所选单片机ADuC812工作速度。系统的变载荷数字式加载程序框图见图3。

3 结论

变载荷数字式加载试验机电液控制系统中实时时钟管理、AD数据采集和液晶显示等功能模块都有经典的模块可参考,这里不再赘述。整个系统由于采用了高效的CPU芯片和嵌入多任务操作系统,使系统具有结构简单、控制精度高、可靠性好、抗污染能力强等特点,如果将本设计推广到现有的轴承试验机上,将取得良好的经济效益和社会效益。

参考文献

[1]周井玲,吴国庆,吴磊,等.轴承球疲劳试验机测控系统设计[J].机床与液压,2006(12):143-145.

[2]王成宾.电液数字阀的单片机控制[J].太原科技,2006(4):52-53.

[3]陈静,彭云鹃,肖纯,等.基于ADuC 812的液压监控系统[J].武汉理工大学学报,2005(10):97-99.

[4]胡大可.基于单片机8051嵌入式开发指南[M].北京:电子工业出版社,2003.