滤波技术（精选十篇）
滤波技术 篇1
在数字信号处理中, 信号总是或多或少伴随着噪声。信号处理面临的首要问题是如何去除噪声, 恢复真实的信号。因为数字滤波技术在软件中的应用越来越被人们所关注。现今消除噪声的算法有很多种, 基于梯度最速下降法和小波降噪就是其中的两种。现代控制理论中卡尔曼滤波方法是众多算法中应用最成功的方法。
解决非线性滤波问题最有效的一种方法就是扩展卡尔曼滤波法 (Extended Kalman Filter, EKF) , 扩展卡尔曼滤波方法可以以任意精度逼近任意非线性对象, 这种方法在精度方面能够获得更符合要求的系统状态方程, 效果更好。
二、基于EKF的神经网络
(一) 网络结构。单隐层网络的结构如图1所示, 设输入层单元个数为m, 隐层神经元个数为n, 输出神经元个数为1, 设网络实际输出为y, 期望输出为d。并设隐层激活函数为f (·) , 输出层激活函数为。
(二) EKF滤波算法。假设离散非线性系统状态方程与观测方程如下:
式中, ξ (k) 和ψ (k) 分别表示系统噪声和量测噪声, 均是均值为0的高斯白噪声, 统计特性为:
所以EKF方程的状态估计公式为:
式中:
(三) EKF与前向网络结合的算法。将前馈神经网络的权值、阈值作为Kalman滤波器的状态, 网络输出作为滤波器的观测, 这样就把问题转化为状态参数的估计问题。
对于如图1所示的网络来说, 其权值阈值共有c= (m+1) n+ (n+1) l个, 令
则离散化的系统的状态方程和观测方程为:
根据上述推广卡尔曼滤波公式可以得到系统状态估计值:
式中:
三、仿真结果及分析
输入数据u为[0, 10π]上的数据点, 步长0.05, 期望响应信号d=cos (u) , 显然输入结点为1, 输出结点为1, 并选取隐层结点为7的前馈网络。利用MATLAB产生方差不等的白噪声信号分别加入原始信号产生含噪信号, 使用EKF算法训练该网络, 仿真结果如下。
仿真结果表明:经EKF算法训练的前馈网络对噪声 (白噪声信号1, R1=0.1) 污染较小的信号有良好的辨识能力, 基本可以滤除噪声信号;对于噪声 (白噪声信号2, R1=0.5) 污染较大的信号也能够较好地辨识。
四、结语
本文将与单层前馈神经网络结合的EKF算法用于数字信号滤波。经多次试验, EKF算法训练的前馈网络有较强的滤波能力, 可以消除一般噪声信号。但是EKF算法辨识的精度受噪声信号的能量影响很大, 同时网络结构以及初始值的选取对辨识的精度都会产生较大影响。
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电力系统谐波及滤波技术 篇2
摘要：主要针对电力系统谐波的危害及其检测分析技术，归纳总结了目前电力系统中进行谐波抑制常用的方法。
我们知道，在电力系统中采用电力电子装置可灵活方便地变换电路形态，为用户提供高效使用电能的手段。但是，电力电子装置的广泛应用也使电网的谐波污染问题日趋严重，影响了供电质量。目前谐波与电磁干扰、功率因数降低已并列为电力系统的三大公害。因而了解谐波产生的机理，研究消除供配电系统中的高次谐波问题对改善供电质量和确保电力系统安全经济运行有着非常积极的意义。
谐波及其起源
所谓谐波是指一个周期电气量的正弦波分量，其频率为基波频率的整数倍。周期为T＝2π/ω的非正弦电压u（ωt），在满足狄里赫利条件下，可分解为如下形式的傅里叶级数：式中频率为nω（n＝2，3„）的项即为谐波项，通常也称之为高次谐波。
应该注意，电力系统所指的谐波是稳态的工频整数倍数的波形，电网暂态变化诸如涌流、各种干扰或故障引起的过压、欠压均不属谐波范畴；谐波与不是工频整倍数的次谐波（频率低于工频基波频率的分量）和分数谐波（频率非基波频率整倍数的分数）有定义上的区别。
谐波主要由谐波电流源产生：当正弦基波电压施加于非线性设备时，设备吸收的电流与施加的电压波形不同，电流因而发生了畸变，由于负荷与电网相连，故谐波电流注入到电网中，这些设备就成了电力系统的谐波源。系统中的主要谐波源可分为两类：含半导体的非线性元件，如各种整流设备、变流器、交直流换流设备、PWM变频器等节能和控制用的电力电子设备；含电弧和铁磁非线性设备的谐波源，如日光灯、交流电弧炉、变压器及铁磁谐振设备等。
国际上对电力谐波问题的研究大约起源于五六十年代，当时的研究主要是针对高压直流输电技术中变流器引起的电力系统谐波问题。进入70年代后，随着电力电子技术的发展及其在工业、交通及家庭中的广泛应用，谐波问题日趋严重，从而引起世界各国的高度重视。各种国际学术组织如电气与电子工程师协会（IEEE）、国际电工委员会（IEC）和国际大电网会议（CIGRE）相继各自制定了包括供电系统、各项电力和用电设备以及家用电器在内的谐波标准。我国国家技术监督局于1993年颁布了国家标准GB/T14549-93《电能质量公用电网谐波》，标准给出了公用电网谐波电压、谐波电流的限制值。
如国内某轧钢厂的4000kW交流变频同步电机的调速系统，在某种工况下5次谐波含量达到15.88%，7次谐波含量达7.9%。另外，低于电网频率的次谐波和大量的分数次谐波，使电流总谐波畸变率最高时可达25.87%，电压总谐波畸变率最高时可达6.19%。远高于国家标准GB/T14549－93《电能质量公用电网谐波》，可见，谐波对电网的污染是相当严重的。高次谐波的危害
谐波污染对电力系统的危害是严重的，主要表现在：
（1）谐波影响各种电气设备的正常工作。对如发电机的旋转电机产生附加功率损耗、发热、机械振动和噪声；对断路器，当电流波形过零点时，由于谐波的存在可能造成高的di/dt，这将使开断困难，并且延长故障电流的切除时间。
（2）谐波对供电线路产生了附加损耗。由于集肤效应和邻近效应，使线路电阻随频率增加而提高，造成电能的浪费；由于中性线正常时流过电流很小，故其导线较细，当大量的三次谐波流过中性线时，会使导线过热，损害绝缘，引起短路甚至火灾。
（3）使电网中的电容器产生谐振。工频下，系统装设的各种用途的电容器比系统中的感抗要大得多，不会产生谐振，但谐波频率时，感抗值成倍增加而容抗值成倍减少，这就有可能出现谐振，谐振将放大谐波电流，导致电容器等设备被烧毁。
（4）谐波将使继电保护和自动装置出现误动作，并使仪表和电能计量出现较大误差。
谐波对其他系统及电力用户危害也很大：如对附近的通信系统产生干扰，轻者出现噪声，降低通信质量，重者丢失信息，使通信系统无法正常工作，影响电子设备工作精度，使精密机械加工的产品质量降低；设备寿命缩短，家用电器工况变坏等。
为了有效补偿和抑制负载产生的谐波电流，首先必须对含有的谐波成分有精确的认识，因而需要实时检测负载电流中的谐波分量。现有的谐波电流检测和分析方法主要基于以下几种原理：（1）带阻滤波法
这是一种最为简单的谐波电流检测方法，其基本原理是设计一个低阻滤波器，将基波分量滤除，从而获得总的谐波电流量。这种方法过于简单，精度很低，不能满足谐波分析的需要，一般不用。（2）带通选频法和FFT变换法
带通选频方法采用多个窄带滤波器，逐次选出各次谐波分量。利用FFT变换来检测电力谐波是一种以数字信号处理为基础的测量方法，其基本过程是对待测信号（电压或电流）进行采样，经A/D转换，再用计算机进行傅里叶变换，得到各次谐波的幅值和相位系数。
这两种方法都可以检测到各次谐波的含量，但以模拟滤波器为基础的带通选频法装置，结构复杂，元件多，测量精度受元件参数、环境温度和湿度变化的影响大，且没有自适应能力；后一种检测方法其优点是可同时测量多个回路，能自动定时测量。缺点是采样点的个数限制谐波测量的最高次数，具有较长的时间延迟，实时性较差。（3）瞬时空间矢量法
1983年日本学者赤木泰文提出的瞬时无功功率理论，即“p-q”理论，对电力谐波量的检测做出了极大的贡献，由于解决了谐波和无功功率的瞬时检测和不用储能元件就能实现抑制谐波和无功补偿等问题，使得电力有源滤波理论由实验室的理论研究走向工作应用。根据该理论，可以得到瞬时有功功率p和瞬时无功功率q，p和q中都含有直流分量和交流分量，即：式中分别为p、q的直流分量，即为对应的交流分量。由可得被检测电流的基波分量，将基波分量与总电流相减即得相应的谐波电流。因为该方法忽略了零序分量，且对于不对称系统，瞬时无功的平均分量不等于三相的平均无功。所以，该方法只适用于三相电压正弦、对称情况下的三相电路谐波和基波无功电流的检测。
理论进一步发展和完善了“p-q”理论，该理论提出的检测方法解决了三相电压非正弦、非对称情况下三相电路谐波和基波负序电流的检测。
该方法基于自适应干扰抵消原理，将电压作为参考输入，负载电流作为原始输入，从负载电流中消去与电压波形相同的有功分量，得到需要补偿的谐波与无功分量。该自适应检测系统的特点是在电压波形畸变情况下也具有较好的自适应能力，缺点是动态响应速度较慢。在此基础上，又有学者提出一种基于神经元的自适应谐波的电流检测法。
对于一般的谐波检测，如电力部门出于管理而检测，需要获得的是各次谐波的含量，而对于谐波的时间则不关心，因此，傅里叶变换就满足要求。然而在对谐波电流进行动态抑制时，不必分解出各次谐波分量，只需检测出除基波电流外的总畸变电流，但对出现谐波的时间感兴趣，对于这一点，傅里叶变换无能为力。小波变换由于克服了傅里叶变换在频域完全局部化而在时域完全无局部性的缺点，即它在时域和频域同时具有局部性，因此通过小波变换对谐波信号进行分析可获得所对应的时间信息。
从以上检测方法看，基于瞬时无功功率理论的瞬时空间矢量法简单易行，性能良好，并已趋于完善和成熟，今后仍将占主导地位。基于神经元的自适应谐波电流检测法和小波变换检测法等新型谐波检测方法能否应用于工程实际，还有待进一步验证。
谐波抑制方法
在电力系统中对谐波的抑制就是如何减少或消除注入系统的谐波电流，以便把谐波电压控制在限定值之内，抑制谐波电流主要有三方面的措施：（1）降低谐波源的谐波含量 也就是在谐波源上采取措施，最大限度地避免谐波的产生。这种方法比较积极，能够提高电网质量，可大大节省因消除谐波影响而支出的费用。具体方法有： ①增加整流器的脉动数整流器是电网中的主要谐波源，其特征频谱为：n＝Kp±1，则可知脉冲数p增加，n也相应增大，而In≈I1/n，故谐波电流将减少。因此，增加整流脉动数，可平滑波形，减少谐波。如：整流相数为6相时，5次谐波电流为基波电流的18.5%，7次谐波电流为基波电流的12%，如果将整流相数增加到12相，则5次谐波电流可下降到基波电流的4.5%，7次谐波电流下降到基波电流的3%。②脉宽调制法
采用PWM，在所需的频率周期内，将直流电压调制成等幅不等宽的系列交流输出电压脉冲可以达到抑制谐波的目的。在PWM逆变器中，输出波形是周期性的，且每半波和1/4波都是对称的，幅值为±1，令第一个1/4周期中开关角为γi（i＝1，2，3„„m），且0≤γ1≤γ2≤„„≤γm≤π/2。假定γ0＝0，γm＋1＝π/2，在（0，π）内开关角α＝0，γ1，γ2，„„，γm，π－γm，„„，π－γ2，π－γ1。PWM波形按傅里叶级数展开，得
由式可知，若要消除n次谐波，只需令bn＝0，得到的解即为消除n次谐波的开关角α值。
③三相整流变压器采用Y－d（Y/Δ）或D、Y（Δ/Y）的接线
这种接线可消除3的倍数次的高次谐波，这是抑制高次谐波的最基本的方法。
（2）在谐波源处吸收谐波电流
这类方法是对已有的谐波进行有效抑制的方法，这是目前电力系统使用最广泛的抑制谐波方法。主要方法有以下几种： ①无源滤波器
无源滤波器安装在电力电子设备的交流侧，由L、C、R元件构成谐振回路，当LC回路的谐振频率和某一高次谐波电流频率相同时，即可阻止该次谐波流入电网。由于具有投资少、效率高、结构简单、运行可靠及维护方便等优点，无源滤波是目前采用的抑制谐波及无功补偿的主要手段。但无源滤波器存在着许多缺点，如滤波易受系统参数的影响；对某些次谐波有放大的可能；耗费多、体积大等。因而随着电力电子技术的不断发展，人们将滤波研究方向逐步转向有源滤波器。
②有源滤波器
早在70年代初期，日本学者就提出了有源滤波器APF（Active Power Filter）的概念，即利用可控的功率半导体器件向电网注入与原有谐波电流幅值相等、相位相反的电流，使电源的总谐波电流为零，达到实时补偿谐波电流的目的。
与无源滤波器相比，APF具有高度可控性和快速响应性，能补偿各次谐波，可抑制闪变、补偿无功，有一机多能的特点；在性价比上较为合理；滤波特性不受系统阻抗的影响，可消除与系统阻抗发生谐振的危险；具有自适应功能，可自动跟踪补偿变化着的谐波。目前在国外高低压有源滤波技术已应用到实践，而我国还仅应用到低压有源滤波技术。随着容量的不断提高，有源滤波技术作为改善电能质量的关键技术，其应用范围也将从补偿用户自身的谐波向改善整个电力系统的电能质量的方向发展。③防止并联电容器组对谐波的放大
在电网中并联电容器组起改善功率因数和调节电压的作用。当谐波存在时，在一定的参数下电容器组会对谐波起放大作用，危及电容器本身和附近电气设备的安全。可采取串联电抗器，或将电容器组的某些支路改为滤波器，还可以采取限定电容器组的投入容量，避免电容器对谐波的放大。④加装静止无功补偿装置
快速变化的谐波源，如：电弧炉、电力机车和卷扬机等，除了产生谐波外，往往还会引起供电电压的波动和闪变，有的还会造成系统电压三相不平衡，严重影响公用电网的电能质量。在谐波源处并联装设静止无功补偿装置，可有效减小波动的谐波量，同时，可以抑制电压波动、电压闪变、三相不平衡，还可补偿功率因数。
（3）改善供电环境
选择合理的供电电压并尽可能保持三相电压平衡，可以有效地减小谐波对电网的影响。谐波源由较大容量的供电点或高一级电压的电网供电，承受谐波的能力将会增大。对谐波源负荷由专门的线路供电，减少谐波对其它负荷的影响，也有助于集中抑制和消除高次谐波。
有源滤波技术综述 篇3
关键词：有源滤波 谐波 控制策略 综述
0 引言
随着电力电子装置应用的增多，越来越多的非线性负载被接入电力系统中，电能质量因此也受到了严重污染。同时，现代精密工业和商业用户的用电设备对电能质量的要求也更加严格。因此，需要一种更为有效的方法滤除电力谐波，提高电能质量。其中有源滤波器APF是系统中用来抑制谐波的主要措施，它能有效检测出负荷电流中的谐波分量，并控制电力电子器件产生与之大小相等方向相反的谐波电流，二者相互抵消达到滤波的目的。APF的应用大大提高了配电网供电可靠性及电能质量。
1 有源滤波的工作原理
采用电力滤波装置是有效滤除谐波的重要措施。滤波方式通常可分为无源滤波和有源滤波。由于无源滤波器的滤波特性受系统参数影响大、滤波范围小、性能单一、占地面积大等，难以满足某些特定场合对电能质量的要求。因此有源滤波技术也就成为了目前最具发展潜力的一种滤波技术，因为电力有源滤波器能够满足某些特定场合对电能质量的要求。APF的工作原理如图1所示。此外，有源滤波器还可作为无功补偿装置使用，调节控制策略，使APF装置发出一定量的无功功率，从而向系统中注入无功功率，有效提高功率因数。
图1 APF原理图
有源滤波器具有响应速度快、控制灵活占地面积小、施工维护方便等优点，具体特点如下：①能够实现动态补偿。可实时跟踪系统中的谐波含量，并對其进行补偿，响应速度快。②APF受电网阻抗的影响不大，有效避免和系统发生并联谐振，同时还能抑制串并联谐振。③APF的综合利用效率高。同一台装置既可用于补偿无功功率，也可用于抑制谐波电流。④不依赖于储能元件。作为无功补偿时不需要储能元件，抑制谐波时所需要的储能元件不大。
2 有源滤波的连接方式
有源滤波的连接方式有三种，分别是并联型APF、串联型APF、串-并联型APF。并联型APF的交流侧通过电抗器与负载并联，相当于一个谐波电流源。检测的信号经指令运算电路计算得出补偿电流的指令值，控制APF向系统中注入与负载总谐波电流大小相等、方向相反的补偿电流，从而实现滤波。并联APF主要适用于感性电流源型负载的谐波补偿，是目前被应用的最多的一种连接方式。串联型APF通过3个单相变压器串联在电源与负载间，相当于一个受控电压源。其主要用于改善电压质量，消除电压波形的畸变。目前单独使用的串联型APF的研究较少，国内外的研究多集中在其与LC无源滤波器所构成的串联混合型APF 上。串-并联型APF是一种新型APF，被称为统一潮流控制器（UPFC）。作为性能优异的FACTS装置，UPFC不仅可以控制线路的潮流和特性，还能够快速、独立地调节有功功率和无功功率。
3 APF的控制策略
APF控制策略的核心部分主要有：指令电流运算和电流跟踪控制两部分。指令电流运算需要实时跟踪负载电流中总谐波电流的瞬时值，依此计算出所需要的补偿电流指令值。电流跟踪控制的作用是根据补偿电流指令信号和实际电流之间的差值，得出控制补偿电流发生电路中的各电力电子器件通断的PWM信号。控制的结果应保证实际输出的补偿电流能实时跟踪指令电流的变化。指令电流运算的方法主要有以下几种。
①提取基波分量法。该方法的检测原理是利用模拟高阶滤波器从负载电流中提取基波分量，总电流与基波电流之差即为瞬时谐波电流。但这种滤波器设计困难，且滤波效果受系统频率和电路元件参数影响较大，目前很少采用。②基于瞬时无功功率理论的瞬时空间矢量法。该方法是目前APF中应用最广的一种检测方法，包括p-q法、ip-iq法以及d-q法。它是利用系统中基波电流分量产生的瞬时功率和d、q轴电流均为直流量，而系统中谐波电流分量产生的瞬时功率和d、q轴电流为交流量，通过带通滤波器提取出电流中的谐波电流分量。③基于FFT的数字化分析法。这种方法建立在Fourier分析的基础上，因此要求被补偿的波形是周期变化的，否则会带来较大误差。通过FFT将检测到的一个周期的谐波信号进行分解，得各次谐波的幅值和相位系数，将拟抵消的谐波分量通过带通滤波器或傅里叶变换器得出所需的误差信号，再将该误差信号进行FFT反变换，即可得补偿信号。其优点是可以选择拟消除的谐波次数，缺点是具有较长的时间延迟，实时性较差。④自适应检测法。该方法基于自适应噪声对消原理，把电压作为原始输入，经自适应滤波处理后，得到一个与负载电流基波有功分量相等的信号。负载电流与自适应滤波器输出值的差值，即为需要补偿的谐波分量和无功分量。该方法的滤波效果良好，几乎不受系统参数变化的影响，当电压波形出现畸变或偏差时仍然具有良好的自适应性。目前该方法仅处于理论研究阶段，具有很好的发展前景。
电流跟踪控制根据补偿电流指令信号和实际补偿电流之间的差值，得出控制补偿电流发生电路中主电路各开关器件通断的PWM信号，使得补偿电流能够有效跟踪指令电流的变化。常见的电流跟踪控制方法主要有：①三角载波比较方式。这是通过闭环来进行控制的一种方法，并不是把指令电流和三角波直接进行比较产生PWM波形，而是通过将指令电流和实际电流进行比较，求出偏差电流后经过放大再和三角波比较产生PWM波形。这种方法的硬件电路实现较为复杂，电流响应速度慢，跟踪误差大，功率开关器件的开关频率固定。输出电流所包含的的谐波较少，常用于对谐波和噪声要求严格的场合。②滞环比较控制方式。这是通过闭环进行控制的跟踪型PWM方式。将指令电流和实际输出电流的偏差值作为滞环比较器的输入，通过其输出控制电力电子器件的通断，从而使换流器的输出值实时跟踪补偿电流指令值。滞环比较方式的硬件电路实现简单，电流响应速度快，是一种实时控制方式。和三角载波相比，输出电压波形中不含有额定天频率的谐波分量，但输出电流中的高次谐波含量较多。若滞环宽度固定，则电流跟踪的绝对误差是固定的，电流小时相对误差较大，电流大时，器件的开关频率变高。为了减小跟踪误差，目前有文献提出一种新的滞环比较方式——根据电流大小改变滞环宽度的变环宽控制。③定周期瞬时值比较方式。该方法不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟，以固定的采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，并根据二者之间偏差的极性来控制变流电路开关器件的通断，使被控制量跟踪指令信号。这种方法硬件电路实现简单，采用定时控制方式，电流响应稍慢，器件开关的频率是变化的，但最高开关频率受到限制。
4 有源滤波技术的发展趋势
有源滤波技术作为滤除谐波、提高电能质量的重要手段，在世界范围内已经得到了广泛应用。结合近几年的研究和应用，可以总结出APF的发展趋势。
①通过采用PWM调制和可提高开关器件等效开关频率的多重化技术，实现对高次谐波的有效补偿。②考虑经济成本和效率，APF和无源滤波混合使用的滤波系统将会广泛应用于中小系统中。③随着半导体器件制造水平的提高和大容量换流器的应用，功能多元化的APF将会得到大力发展。UPFC由于能够灵活调节系统参数，综合改善电能质量，将会有很大的发展前景。
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有源滤波器关键技术研究 篇4
随着我国国民经济的飞速发展,中小功率的电力电子装置在民用领域中的使用逐渐增加,大功率非线性电力电子装置在工业系统中被大量应用,这就不可避免的造成电力系统的谐波危害加重,提高电力系统的质量已成为重要课题,而谐波问题是必须优先解决的问题。有源滤波器(APF)这种集动态谐波补偿与无功补偿两大特点的装置得到了广泛的研究[1]。随着瞬时无功功率理论的成熟,有源滤波器的研究走上实用化。
A P F的实用化关键技术很多包括:主电路设计、检测系统的设计、辅助器件的设计、起动时的加压过程、运行时的直流侧电压的稳定问题等。本文基于APF设计完整,对起动过程和运行时的直流侧电压稳定技术进行研究。对于起动过程在综合其他文章中提出的方式下提出一种新的改进起动方式。参考文献[2-4]在直流侧电压稳定方面从PI参数的选择等方面对直流侧电压的稳定进行讨论。参考文献[5]是从模糊控制的角度对直流侧电压的控制做了研究。参考文献[6]分析了模糊PI、能量PI控制方式。参考文献[7-8]结合滤波器电流跟踪控制算法获得系统参考信号的具体实现方法,从而有效地保证了直流侧电压的稳定本文从IGBT死区方面分析直流侧电压的稳定的影响并提出解决方案。
1 有源滤波器原理
有源滤波器主电路主要由逆变桥(如绝缘栅双极晶体管IGBT桥臂或智能功率模块IPM)、直流侧电容、耦合电感组成,如图1所示。目前的控制方式主要有:开环方式(检测负载电流)、闭环方式(检测系统侧电流)、复合式方式(检测负载和系统的电流)。本文采用开环方式。
其工作原理:当负载工作时,产生大量的谐波,采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq法对负载侧电流进行检测得到谐波电流ic*。通过逆变器产生大小等于ic*方向相反的补偿电流if。从而使电网侧的电流is趋向正弦波。补偿过程中有两点问题:(1)其补偿电流的输出由直流侧电容C提供,因此在系统工作时必须保证电容C上有足够高的电压。(2)在APF的稳定运行过程中,为了稳定的提供补偿电流,必须保证直流侧电压的稳定。
2 APF起动过程与直流侧电压稳定过程中的问题
2.1 起动过程中的问题
首先电流的过冲。在起动过程中,如果直流侧电压很低,为了达到预定的很高的直流电压值,在直流侧PI的控制下,必然会有很大的有功电流叠加到指令电流上,又因为桥臂上只有耦合电感,阻抗较小,造成桥臂上电流很大,这必然会对IGBT器件造成影响。其影响有几种可能:(1)IGBT器件被击穿损坏甚至导致IGBT桥臂爆炸;(2)IGBT元件电流过压使用寿命减短;(3)如果逆变器使用的是IPM模块,则会造成器件保护停止工作,导致APF不但不补偿,反而成为和负载并联的一个谐波源,进一步恶化电网的质量;(4)在起动过程中电流如果过大,会使耦合电感剧烈震动。
其次电压的过冲。当APF投入过程中,起动时直流侧电压初值和电压给定值相差太大,电压会产生很大超调。如果不采取措施,会造成直流侧电压的过冲,损坏电容,甚至使电容产生爆炸。
2.2 直流侧电压稳定过程中的问题
APF稳定运行时,直流侧电压的稳定与否很大程度上影响APF的补偿能力。影响直流电压侧稳定的原因有以下几点。
1)直流侧电压吸收或释放有功功率[3]。忽略APF本身损耗根据能量守恒可知:
Pf=CVdcdtd Vdc(1)
其中:Pf为APF的瞬时有功功率;C为直流侧电容容量;Vdc为直流侧电压值。
由式(1)得一个开关周期T内的平均值Pf
由APF的原理可得:
其中P1表示负载侧输出的有功功率的平均值;Ps表示电网侧的有功功率的平均值。当电网的输出功率一定时,由式(3)可知在补偿过程中电容会随着负载谐波的大小释放一定的有功功率,此时直流侧电压会相应的下降。为了维持直流电压达到稳定值,必然从电网中吸收有功功率,因此电压会相应地上升。此过程中如果方法不当会使电压超调过大,对APF造成影响。
2)IGBT的开关损耗和线路的阻抗造成电压的波动。首先线路的阻抗必然会造成有功功率的损耗,导致直流侧电压的下降。其次IGBT的开关过程中,电压、电流均不为零,出现重叠,因此导致开关损耗。而且开关损耗随着开关频率的提高而提高,使直流侧电压出现下降。直流侧电压的下降也会使直流侧电压从电网吸收有功功率来维持直流稳定。这必然造成波动。
3)IGBT不合理的死区设计也会造成电压的波动。如图1所示,假设现在A P F的G1、G3、G6三个IGBT管子开通正常工作,下一个过程为G1、G4、G6开通正常工作。在换流的过程有两种情况会造成直流侧电压的不稳定。(1)当死区时间过大时,G3关断,但是G4还没有开通的时间内,直流侧电压相当于通过G1、G6与电网直接相连,通过电网的A、C相回路发生放电。因为电网的阻抗很小,会使电压发生迅速放电,直流侧电压速降。(2)死区时间太小,这会造成G3关断过程还没有完成而G4就开通直接造成直通。这种情况不但会造成直流侧电压的速降,更有甚者会使IGBT管子损坏。
4)无功的交换也会造成直流侧电压的波动。
5)APF的起动过程会造成直流侧的很大波动。由于主电路电感值很小,在起动时突加很大的电压,主电路近似的处于短路状态,出现较大的冲击电流,导致直流侧电压必然出现很大的波动。
通过分析APF起动中和稳定运行时的问题,可以清楚地看出A P F的实用化关键在于直流侧的稳定,这包括:起动的充电的过程和运行过程。
3 实用技术设计方案
3.1 APF起动过程的设计
为了抑制起动过程中出现电压、电流的过冲问题,APF的起动必须采用软起动的方式。考虑APF的主电路中电感较小、直流侧电压初值和电压给定值相差不能太大,主要有以下几种方式来软起动APF。
1)直接用增加整流设备的方式。
在起动过程中采用整流设备对直流侧电容的电压缓慢地提升,使电压达到最终值。这种方式比较简单,但是增加设备,使投资增加。
2)分段起动配合PI方式:
(1)电压给定逐步升高法。
起动过程中,直流侧电压给定值Uref从预充电后电压值Uref0开始递增,每个基波周期给定值加U,n个基波周期后达到最终值,表达式为Uref=Uref0+nU。这样起动过程中电压偏差始终很小,在PI的作用下直流侧电压能平稳无超调的达到最终值。
(2)恒定电流充电法。
起动过程中,直流侧电压值小于某值时,直接使用一个平稳的小电流对直流电容充电,使直流侧电压平缓地充电。直流侧电压大于等于某值时,启用PI。这时由于直流侧电压值与给定值相差很小,在PI参数选取合适的情况下,可以做到电压平稳上升无超调。
(3)变PI参数法。
起动过程中,直流侧电压值小于某值时,PI参数选取较小的值,减缓电压较低时电压上升速度和误差累积,减小超调量。当直流侧电压大于等于某值时,调节PI参数较大,使直流侧电压稳态输出精度高。
PI控制的动态和稳态效果都很好,但因没有较为准确的APF模型,故选取PI参数不方便。
3)采用限流电阻加限幅PI的形式。
在桥臂侧加电阻,首先让电网通过IGBT反并联的二极管组成的不控整流桥对电容进行充电。按三相不控整流计算[8],当电压到三相电网的峰值2.34倍(约为520 V)时,直流侧电压不会增加。由于限流电阻的存在,此时大约500 V。这时断掉限流电阻,采用限幅的PI控制,同时起动APF带载运行。本文所谓的PI限幅控制是指当预定值与当时值的差大于限定值时,采用PI的限定值电压进行调整;当预定值与当时值的差小于限定值时采用差值控制的方式。这样即减小了上述变PI参数的复杂程序,也能使PI的调节以最快的速度达到预定值。限定值的存在使电容不会出现过冲的情况下使直流侧电压初值和电压给定值差稳定。只要适当的调整限幅值就可以使电压达到稳定无超调的达到预定值。本文APF仿真实验的起动过程采用第三种方式。
3.2 直流侧电压的稳定
本文针对IGBT死区时间的设计对直流侧电压的影响,提出了稳定直流侧电压的设计方案。由本文第2部分的分析,可知IGBT的死区时间过大时,会造成桥臂的暂时失控状态。IGBT的死区时间过小时,容易造成直通。因此必须选择合适的死区时间,其也会使APF的补偿效果更好。
假设此刻的APF逆变器桥臂的电流方向如图2所示,ifa流出,ifb、ifc流入。即G1、G4、G6开通。假设在下一时刻时,使G4关断,G3开通。即电流ifb的方向改变,电流ifa、ifc保持不变。为了防止破坏性很大的直通发生,首先要将G4关断,对于G3必须保证ifb的电流足够小,低于擎住电流,保证G4彻底关断的情况下才可以开通。根据上述的分析,可以得出:要使桥臂上下管关断与开通的过渡,必须使关断的管子的电流小于擎住电流。在使管子开通时,都会有桥臂的电流由高到低的过程,而且电流必须低到擎住电流。
基于上面的分析,可以在控制IGBT开通的过程中设计一个电流变化的判断程序来共同得到IGBT的开通控制信号。使用此种方法,可以避免直通的情况下,最大程度减小开通时间,也防止出现桥臂暂时失控的状态。因此既使直流侧电压更稳定又可以得到更好的补偿效果。具体的程序的流程如图3所示。
4 仿真与实验
为了验证本文提出的改进方案的正确性,采用电力系统仿真软件PSCAD/EMTDC对方案进行仿真验证。其拓扑结构如图1所示。仿真条件:系统侧电压为220 V,直流侧电压设定为1 000 V。仿真波形中横轴为时间轴,单位为s;纵轴为电流时,单位为k A;当纵轴为电压时,单位为k V。
图4为不采用软起动时桥臂电流i波形,图5 a)为采用本文提出的第三种软起动方式时桥臂电流i'波形。图5 b)为软起动时的电压波形。可以看出成三段式。中间稳定的部分为除掉限流电阻时电压的抬升。由图4与图5 a)可以看出:当不采用软起动时,在APF起动时桥臂上会有一个很大的电流冲击,而采用本文提出的软起动方式桥臂电流正常。不采用软起动时电流的冲击是采用软起动时的3～5倍。可以说明本文所提出的软起动方案的合理性和正确性。
因为仿真软件所有器件都是理想的情况,对于实际使用中的死区对直流侧的影响在仿真中不易仿出,因此关于死区时间对直流侧电压的影响采用搭建的实验平台来实现验证。
实验平台的直流侧采用6个450 V/6 800μF的电容。APF逆变器采用3个西门康IGBT(绝缘栅双极晶体管)桥臂搭建。为了保护器件,在不妨碍验证本文所提结论的基础上,实验中直流侧电压的预定值采用100 V。
图6、图7和图8为示波器得到的电流电压波形图。
图6为死区时间过大时电压波形图,图6 a)和图6 b)是将示波器接到传感器上得到的数据,传感器的比例为1:66。直流侧电压波形Vdc如图6 a)所示(66×1.45≈100 V)。桥臂侧经过霍尔电流传感器后二次侧的电压波形Vif如图6 b)所示。
图7为死区时间过小时直流侧电压波形图,是直接将示波器探头接到电容的正负极时的波形V'dc,这可直接看出直通的效果。
图8 a)、b)也是将示波器直接接到传感器得到的数据。桥臂侧经过霍尔电流传感器后二次侧的电压波形V*if如图8 a)所示,直流侧电压波形V*dc如图8 b)所示。
由图6和图7可以看出死区时间对直流侧的影响。当死区时间过小时,IGBT出现直通现象,直流侧电压迅速降低到零。而死区时间过大直流侧电压则不会跌到零。
图8为采用本文所提方案得到的波形,为死区时间合适时的电压波形图。直流侧虽然有毛刺,只要矫正PI的参数合理就会得到更好的直流侧电压波形。
5 结语
本文综合分析了APF实用化关键技术中起动和直流侧电压稳定方面的问题。APF的起动方面,在总结了其他参考文献之后提出了一种改进的方式。对于直流侧的稳定方面,从IGBT的死区这个新的方面进行分析,提出了一种从软件实现的方式设计死区,避免了死区时间过大或过小的缺陷。最后进行了仿真实验验证,证明所提方案的合理性。本文所提方案对APF的实用化关键技术的进一步研究有很大帮助。
摘要：研究了有源滤波器APF的起动与运行时的直流侧电压稳定两个实用化关键技术。分析了起动过程中和IGBT的死区对直流侧电压稳定的影响问题。提出了一种改进的起动方式和通过判断IGBT桥臂电流的方式设计死区的解决方案。最后用仿真软件PSCAD/EMTDC和搭建实验平台做了仿真实验验证,证明了所提方案的合理性,为APF实用化进一步的研究提供帮助。
关键词：有源滤波器,软起动,死区,直流侧电压
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滤波技术 篇5
应用数字滤波技术处理直升机地面靶试数据的研究
本文介绍在直升机地面靶试数据处理中应用FIR数字滤波器的`设计和算术平均值滤波方法,通过合理选择滤波方法和巧妙设计有效抑制干扰信号,保证了试验数据的精度.
作 者：蔡明 杨丛青 CAI Ming YAN Cong-qing 作者单位：中国直升机设计研究所,景德镇,333001刊 名：直升机技术英文刊名：HELICOPTER TECHNIQUE年，卷(期)：“”(4)分类号：V216.1关键词：直升机 地面靶试试验 抑制噪声
并联有源滤波器与无源滤波器的研究 篇6
关键词:有源滤波器;无源滤波器;混合型有源电力滤波器
在各种有源电力滤波器中单独使用的并联型有源电力滤波器是最基本的一种,也是工业中应用最多的一种。与无源滤波器相比有源滤波器有很多优点,但由于使用电力电子开关,因此有源电力滤波器成本高,要在配电系统中广泛推广还有困难。有源电力滤波器的成本的与容量成一定的比例关系,因此对于一定容量的非线性负载,如果能减小有源电力滤波器的容量就可以减低成本。为此人们提出了将无源滤波器与有源滤波器结合起来组成混合型有源电力滤波器(Hybrid Active Power Filter-HAPF),其基本思想是利用LC滤波器分担有源滤波器的部分补偿任务。它一方面克服了单独使用无源或有源滤波器的不足,另一方面又可以有效降低有源滤波器的容量,从而可以有效降低成本。
一、并联有源滤波器与无源滤波器的连接方式
并联型有源电力滤波器与LC滤波器混合使用的方式又可分为两种:一种是有源电力滤波器与LC滤波器并联;另一种是有源电力滤波器与LC滤波器串联。
图1所示为并联有源电力滤波器与LC滤波器并联方式的两种形式。图1(a)的方式中,有源电力滤波器与高通滤波器均与谐波源接入并联电网,两者共同承担补偿谐波的任务,高通滤波器主要补偿较高次的谐波。这里,高通滤波器,一方面用于消除补偿电流中因主电路中器件通断而引起的谐波,另一方面它可消除补偿对象中次数较高的谐波,从而使得对有源电力滤波器主电路中器件开关频率的要求也可以有所降低。
这种方式中,由于LC滤波器只分担了少部分补偿谐波的任务,故对降低有源电力滤波器的容量起不到显著的作用。图1(b)的方式,LC滤波器包括多组单调谐滤波器及高通滤波器,承担了绝大部分补偿谐波和无功的任务。有源电力滤波器的作用是改善整个系统的性能,其所需的容量与单独使用方式相比可大幅度降低。但是从理论上讲,凡使用LC滤波器均存在与电网阻抗发生谐振的可能,因此在有源电力滤波器与LC滤波器并联使用的方式中,需对有源电力滤波器进行有效的控制,以抑制可能发生的谐振。
图2所示为并联有源电力滤波器与无源滤波器串联方式。该方式中,无源滤波器由调谐在5、7和11等次的单调谐滤波器,或者一个高通滤波器并联构成,谐波和无功功率主要由无源滤波器补偿,有源电力滤波器的作用是改善LC滤波器的滤波特性,它只需补偿LC滤波器未能补偿的谐波,并克服LC滤波器易受电网阻抗的影响、易与电网阻抗发生谐振等缺点。然而,在这种方式中,有源电力滤波器不用承受交流电源的基波电压,而且只需要提供很小的补偿电流,因此,其所需装置容量不是很大。
二、并联混合型有源电力滤波器的补偿原理与补偿特性
根据图2,可以画出并联混合型有源电力滤波器的单相等效电路[10],如图3所示,其中ZS为系统阻抗,ZF为LC滤波器的总阻抗(为讨论方便,下面将系统和LC滤波器的基波阻抗记为ZS和ZF,而谐波阻抗记为ZSH和ZFH),uS、uAF分别表示系统电压和APF输出电压,iS、iL、iF分别表示系统侧电流、负载电流和滤波器支路电流。
采用电流比例控制,控制APF的输出电压等于系统侧谐波电流的K倍,即
uAF=KiSh
这里将有源滤波器等效为一个受控电压源,则整个电路为线性电路,可以利用迭加原理对图4进行分析。
在理想情况下,通过控制混合型滤波器中有源部分的输出电压即可达到补偿谐波的目的。此时,由于无源滤波器在谐波下的阻抗很小,使得有源滤波器的输出电压uAF也很小,使其容量仅占整个滤波器容量很小的一部分,整体的成本得以下降。同时,当无源滤波器和电力系统之间的并联阻抗在某次谐波下接近无穷大时将会发生并联谐振,有源滤波器的投入使得无源滤波器支路对各次谐波阻抗均为零,不会达到并联谐振的条件,可以抑制并联谐振的发生;当无源滤波器和电力系统之间的串联阻抗在某次谐波下接近零时,只要它们之间有一定的谐波电压就会导致谐波放大,发生串联谐振,有源滤波器的投入使无源滤波器和电力系统串联阻抗之间的谐波电压为零,可以有效地抑制串联谐振。
乳粉成分检测中数字滤波技术研究 篇7
滤波方法是抑制干扰的一种有效途径,尤其在数据采集等工业现场应用中,被测信号中往往夹杂着由于随机干扰而存在的无用成分。为了提高被测数据的准确性,可以采用滤波器过滤掉信号中的无用成分,提高信号质量。滤波器一般分为模拟滤波器和数字滤波器,硬件滤波措施是使用较多的一种方法,技术比较成熟,但同时也增加了设备,提高了成本,而且电子设备的增加有可能带来新的干扰源,而且在低频和甚低频时实现是比较困难的。在实际应用中多采用数字滤波器代替模拟滤波器用于克服随机误差,采用软件滤波算法不需增加硬件设备,它具有高精度,高可靠性和高稳定性的特点。
乳粉成分检测仪是以激光散透比理论为检测理论依据的高精度乳粉成分检测设备。根据系统噪声波形特点,比较算术平均滤波、加权滑动平均滤波、自适应滤波三种滤波算法对系统噪声进行抑制处理,经验证三种滤波算法都使测量结果的精度达到了实验要求,尤其是自适应滤波算法更适合本系统。
1 系统信号获取
乳粉成分检测原理框图见图1所示,其中光强检测模块电路性能的好坏直接影响到检测结果的准确性,所以此模块电路的设计至关重要。光强检测的传感器是可以把光强信号转换为电信号的光敏传感器,但是光敏传感器转换过来的电信号往往比较微弱,故此需要经过前置放大电路的放大。
根据此乳粉成分检测仪的实际检测情况,电流信号往往只有几个微安。微弱的光电信号很容易湮没在错综复杂的电信号中,对它进行放大、转换都比较困难,所以一定要用增益比较高、抗干扰能力比较强的前置放大电路对光电流信号进行前置放大。
光电流信号在经过前置放大电路放大后,以电压信号的形式输出。本着高精度检测乳粉成分的功能要求,此输出的电压信号需要使用高精度的A/D转换器来转换成数字信号。
2 算术平均值滤波算法
算术平均滤波是要按输入的N个采样数据xi(i=1～N),寻找这样的一个y,使y与各采样值之间偏差的平方和最小,即使
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由一元函数求极值原理,可得
undefined
上式即为算术平均滤波的基本算式。
通过编程实现算术平均滤波算法,在乳粉分析仪系统中应用,波形图见图2所示。
3 加权滑动平均滤波算法
在算术平均滤波和滑动平均滤波算法中,N次采样值在输出结果中的比重是均等的,即1/N。用这样的滤波算法,对于时变信号会引入滞后。N越大,滞后越严重。为了增加新的采样数据在滑动平均中的比重,以提高系统对当前采样值中所受干扰的灵敏度,可以采用加权滑动平均滤波算法。它是前面介绍的滑动平均法的一种改进,即对不同时刻的数据加以不同的权,通常越接近现时刻的数据,权取得越大。N项加权滑动平均滤波算法为:
undefined
其中,y为第n次采样值经滤波后的输出,xn-i为未经滤波的第n-i次采样值,C0,C1,…,CN-1为常数,且满足如下条件:
C0+C1+…+CN-1=1 (4)
C0>C1>…>CN-1>0 (5)
通过编程实现加权滑动平均滤波,在乳粉分析仪中应用,波形图见图3。
4 自适应滤波算法
通过图2-3可以看出,虽然滤波效果比较好,但是还存在一定的噪声。为此,提出采用如下的方法进行滤波。
假设不含噪声的信号为s(k),噪声信号为n(k), 那么原始输入信号为d(k)=s(k)+n(k)。由于s(k),n(k)和滤波器输出值y(k)在统计上都是平稳的, 且n(k)的平均功率为Pn, 那么均方差为
E[e2(k)]=E[(d(k)-y(k))2]=
E[(s(k)-y(k))2]+Pn (6)
当滤波器完全消除噪声时, 即y(k)-s(k)=0时,有:
E[e2(k)]min=Pn (7)
但实际上式(7)为理想结果, 可以采用最小均方LMS算法求得滤波器的最佳权估计, 以使检测信号得到改善。可求得滤波器输出的均方误差为
J=E{eundefined}=e{sundefined}-2PTW+WTRW (8)
P=E{d(j)s(j)} (9)
R=E{s(j)sT(j)} (10)
对于一个平稳的输入,P和R是常数, 因此J是权向量W的二次函数。自适应滤波器就能根据采样得到的信号对权值进行在线估计, 本系统采用20世纪60年代初由Winrow和Hoff提出的最小均方误差(LMS)算法,该算法因具备计算量小,易于实现等优点在实践中被广泛应用。基于最速下降法的最小均方误差(LMS)算法的迭代公式如下:
y(n)=WT(n)*X(n) (11)
e(n)=d(n)-y(n)=d(n)-
WT(n)*X(n) (12)
W(n+1)=W(n)+2μe(n)*X(n) (13)
式中,W(n)为n时刻自适应滤波器的权矢量,W(n)=[w0(n),w1(n),…,wN-1(n)]T,N为自适应滤波器的阶数,X(n)为n时刻自适应滤波器的参考输入矢量,由最近N个信号采样值构成:
X(n)=[x(n),x(n-1),…,
x(n-N+1)]T (14)
其中,d(n)是期望的输出值;e(n)为自适应滤波器的输出误差调节信号;μ是控制自适应速度与稳定性的增益常数。
通过试验得出的波形见图4所示。从波形可以明显地看出采用自适应滤波算法后, 抗干扰措施得到了显著的提高, 达到了预期的效果。
5 结束语
在乳粉检测仪设计中,应用本文介绍的三种滤波算法数据取得了良好的滤波效果,满足系统精度要求,其中自适应滤波算法精度最高。
参考文献
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地磁滤波导航技术的研究现状 篇8
然而, 导航精度不高, 难以满足需求, 严重制约了地磁导航的发展和工程应用。地磁场描述精度、磁场测量技术和导航算法是决定导航精度的关键因素[10—14]。现阶段对此的研究程度相差较大。地磁场是一个构成复杂的系统, 虽已发展了很好的主磁场和异常场模式[15], 但诸多非线性扰动成分还有待深入研究。导航算法是当前研究的重点[16], 按照地磁数据处理方式分为地磁匹配和地磁滤波两个方向:前者原理简单, 可断续使用, 对初始误差要求低, 精度高, 但需存储大量地磁数据, 尚处于初始研究阶段;后者对初始误差要求高, 导航精度和收敛速度与航迹有关, 是处理非线性和未知扰动问题的一种有效技术, 常用于导航系统中, 相对比较成熟。磁场测量技术有了飞速发展, 国内中科院空间中心赵华团队已研制出具有世界级水平的高精度三分量磁强计 (分辨率0.1 n T) [17]。因此, 寻求合适的导航算法处理地磁场中的非线性扰动成分是地磁导航中亟待解决的基础问题。本文分析了地磁导航中滤波导航技术的研究现状, 为下一步开展深入研究明确了方向。
1观测系统的描述
飞行平台上测量的磁场矢量可表述为
等号右边从左至右分别为地球主磁场、地壳异常场、变化磁场、运动平台剩磁和探测数据噪声[18], 各部分的典型特征参见表1。BG (r) 项可认为在导航过程中稳定不变, 国际地磁导航领先国家如美国、英国和德国, 基本上每两年更新一次地球主磁场模式, 以获得较高的导航定位精度, 为地磁导航提供参考基准。BA (r) 项也认为在导航过程中稳定不变, 其在地表附近的空间分布具有典型不规则特征, 受一些大的地质活动如地震、火山等的影响会产生突变, 国家地震局每五年进行一次区域磁场测量, 为地表附近运动载体提供参考基准。BD (r, t) 项包括感应磁场和外源场 (平静变化、磁暴和亚暴) , 平静变化可以通过模型进行预测, 磁暴和亚暴随行星际空间的扰动变化剧烈[19], 如图1所示, 磁场强度变化大且形态复杂, 其物理机制尚不十分清楚, 目前还难以进行精确建模, 也不可能对磁暴和亚暴进行高精度预报, 是地磁导航的主要误差来源之一。BR (t) 项在运动平台上的强度远大于参考基准, 磁场导航定位精度不高与运动平台受到的剩磁干扰较大有关, 但这种扰动仅随时间呈规律性变化, 可以通过硬件和软件相结合的方式进行处理, 其处理技术现已获得突破性进展[20]。BN (r, t) 项远小于变化磁场, 在研究超高精度地磁导航时需要考虑, 目前可以采取忽略此项的方式。
综上所述, 变化磁场的处理是获得高精度地磁导航的关键所在。对于变化磁场, 只能采用非线性系统进行描述, 尤其是在地磁扰动剧烈的磁暴和亚暴期间。因此, 需选择合适的滤波算法消除变化磁场的干扰, 从而提高导航定位精度。
2地磁滤波导航技术的研究现状
目前地磁滤波导航技术中主要的滤波算法有扩展卡尔曼滤波 (extended Kalman filter, EKF) [21—24]、无迹卡尔曼滤波 (unscented Kalman filter, UKF) [25,26]、粒子滤波 (particle filter, PF) [27,28]、自适应卡尔曼滤波 (adaptive Kalman filter, AKF) [29,30]和联邦滤波 (federation filter, FF) [31]等。
2.1基于EKF算法
EKF算法是针对传统KF算法无法处理非线性问题而较早提出的一种改进方法[32], 将非线性问题局部线性化, 算法简单, 广泛应用于非线性系统。但有以下不足[33—36]:线性化误差会引起不稳定, 强非线性时易造成滤波发散;求解复杂、计算量大;初始状态影响大, 系统噪声和测量噪声的统计特性不准确时估计误差大。EKF是在地磁导航定位中应用最早、最广的算法, 国内外科研工作者开展了大量的研究。Psiaki等[37]率先基于EKF技术采用地磁标量强度进行低轨道航天器定轨。之后, 美国戈达德航天中心基于地磁矢量和EKF技术进行了卫星导航仿真研究[38]。Deutschmann和Bar-Itzhack[39]基于EKF算法利用地磁矢量和陀螺仪信息得到航天器的姿态、位置误差分别小于1°和4 km。2004年, 美国戈达德航天中心基于EKF和伪线性卡尔曼滤波混合算法, 利用地磁矢量和太阳敏感器信息进行实时、自主导航的飞行实验[40]。国内, 赵敏华等[41]针对磁强计量测噪声为有色噪声伴常值干扰的特性, 提出了一种基于EKF的地磁导航改进算法, 收敛性和稳定性较好, 克服了EKF算法的发散问题。荣思远等[42]提出采用基于残差正交性质的EKF容错滤波算法, 实现了地磁导航中野值的即时修正和故障诊断, 算法具有较强的鲁棒性。孙中豪等[43]对基于地磁场标量和矢量的卫星自主导航进行了仿真研究, 初值误差较小时, EKF算法可得到中等定轨精度, 但初值误差较大时定轨精度差。郭才发等[20]基于EKF算法针对磁暴环境中地磁导航的适用性进行了研究, 仿真结果表明在磁暴的初相、恢复相的中后段以及中等强度以下的磁暴全过程仍可采用地磁进行导航定位, 导航精度在200 m以内, 满足飞行器中程制导的精度要求。杨斌等[44]针对低轨道通信卫星的特征和系统要求, 分别基于EKF和UKF算法, 利用地磁矢量研究卫星姿态, 通过估计精度、收敛时间及运算量的对比, 认为EKF算法较优。此外, 还有高阶截断EKF、迭代EKF等等, 在一定程度上解决了EKF算法存在的问题, 使得EKF算法在地磁滤波中得到更为有效的使用。
2.2基于UKF算法
UKF是基于EKF算法的一种改进算法, 用采样方法近似非线性分布[45,46]。算法简单, 计算量小, 收敛快, 对噪声适应能力强, 估计精度优于EKF算法, 适用于高斯环境强非线性系统[47—49]。但对初始状态比较敏感, 系统噪声相关信息的不确定性以及状态模型扰动异常等都会影响UKF算法的精度。UKF算法因其优越性在地磁导航中得到越来越广泛的应用[50—53]。王向磊等[54]基于UKF算法利用地磁场进行卫星自主导航研究, 得到中等定轨精度, 收敛性和稳定性较好, 一次定轨时间约为0.002 6 s, 满足系统实时性的要求, 优于EKF。胡正东等[55]基于UKF算法利用地磁异常场对飞航导弹巡航段地磁导航的研究也表明UKF算法有比EKF算法更高的导航精度。施桂国等[56]基于UKF算法, 以地磁矢量和高度值作为观测量, 分别采用高、低阶地磁场模型和不同强度的地磁观测噪声进行导航研究, 结果表明观测噪声强度越小导航精度越高, 同时地磁场模型误差较小时导航精度较好。针对UKF算法存在的问题, 诸多学者提出了相应的改进方法。徐广晨等[57]对基于UKF的模糊自适应卡尔曼滤波算法在惯性/地磁导航中的应用进行了仿真研究, 结果表明模糊自适应卡尔曼滤波算法可以有效地提高组合导航精度。吴萌等[24]将自适应估计原理引入到UKF算法中, 能够很好地抑制初始化误差、系统噪声不确定性和环境磁异常扰动对导航的影响, 提高了地磁导航系统的定位精度和可靠性, 优于自适应EKF算法。
2.3基于PF算法
PF算法是基于Monte Carlo的贝叶斯采样估计方法[58—64], 采用空间随机样本, 独立于系统的模型, 在处理非线性非高斯时变系统方面具有独特的优势, 但当选择的重要性函数与真实后验概率差异较大时估计效果不佳, 计算量大, 难以满足系统实时性的需求[62]。韩国学者采用PF算法获得了与EKF差不多的卫星定轨精度, 但收敛性好于后者[65]。也有学者提出基于UKF算法和PF算法的UPF (unscented particle filter) 算法, 先用UKF算法结合新的观测数据产生重要性函数, 再运用PF算法进行滤波, 克服了PF和UKF算法的不足, 适用于强非线性非高斯环境, 且与EKF、UKF和PF算法相比, 估计误差小、稳定性好、收敛快[66]。
2.4基于AKF算法
AKF是实现最优滤波的一种技术, 在进行滤波的同时, 对未知或者变化的模型信号和噪声统计特性不断地进行估计或者修正, 从而提高滤波的精度, 降低了模型误差[67—71]。国内外许多学者对其展开了大量研究[72—80], 也与EKF和UKF算法相结合被应用到地磁滤波导航技术中, 在此不再赘述。
除上述主要算法外, 还有一些新方法被应用到地磁导航中, 如刘明雍将联邦滤波算法应用于惯导、地磁导航、多普勒速度声纳的组合导航中, 提高了定位精度;韩国学者利用模拟退火法和最速下降法对比地磁矢量观测值与地球主磁场模型计算值, 得到定位误差为2.34 km。
主要存在的问题:仍处于探索研究和仿真阶段, 停留在中等导航精度;计算量与滤波精度难以兼顾;采用简单的地磁场模型 (偶极磁场模型或主磁场模型) , 较少考虑变化磁场的影响, 或将其当作观测噪声, 实际的变化磁场要复杂得多。
3地磁滤波导航算法分析
由于当前变化磁场的观测模型难以准确建立, 只能以非线性系统来描述变化磁场并对其展开研究。非线性系统中应用最广泛的便是EKF和UKF算法, 或者基于二者的改进算法, UKF明显优于EKF。在算法实现上, EKF和UKF都是线性卡尔曼滤波方法的变形和改进形式, 因此受到线性卡尔曼滤波算法自身条件的限制或者外界条件的影响, 如若系统状态不满足高斯分布滤波性能较差, 促使人们进一步去改进算法。基于PF与UKF的UPF算法, 克服了PF和UKF各自的不足, 适应于强非线性非高斯系统。自适应滤波技术在处理未知或时变系统模型具有一定的优势。因此, 可以考虑UPF与自适应滤波技术相结合来解决磁暴和亚暴期间的地磁导航问题。相信随着计算机技术的进步, 组合算法必将获得更高的滤波精度而被广泛应用。
4地磁滤波导航技术发展的关键技术
针对地磁滤波导航技术的研究现状, 可以从以下几方面进行完善。
4.1提高磁传感器测量精度
滤波精度与所采用的磁传感器类型相关。三轴磁传感器能直接获得地磁矢量, 以此导航滤波精度高;若采用高精度广泵磁力仪或质子磁力仪, 只能得到地磁标量强度, 需优化载体的飞行轨迹。因此, 磁传感器测量技术的发展会对地磁导航滤波算法的精度提高起到至关重要的作用。
4.2提高地磁场描述精度
当前的地磁场模型缺乏对变化磁场的准确描述, 提高对变化磁场的描述精度和处理技术是关键。
4.3提高滤波算法初值精度
滤波算法受初值精度影响大, 需选择合适的初值或者提高初值精度。
4.4优化载体的飞行轨迹
地磁滤波过程中地磁传感器的不完善导致观测信息有限, 系统不完全可观测, 可以通过优化载体的飞行轨迹提高导航精度。
4.5多种算法组合滤波
针对单一算法的缺陷, 采用组合滤波算法能够实现算法间的互补。
4.6发展组合导航技术
在当前地磁场模型精度的基础上, 仅利用地磁信息进行导航, 定位误差在几千米到几十千米之间;若联合其它观测信息, 则定位误差可降至几百米到几千米。发展组合导航技术, 优势互补。
5结束语
地磁导航是当前国际导航领域的一大研究热点, 滤波算法是影响最终导航精度的关键因素。针对磁暴和亚暴观测模型较难准确建立的研究现状, 提出UPF和自适应滤波技术相结合的滤波算法发展方向。考虑地磁场自身复杂多变的特点, 单一依靠地磁导航终难获得高精度, 组合导航技术才是导航领域未来的发展趋势。随着导航理论、地磁场理论和测量技术的不断进步, 地磁导航技术必将获得极大的发展和更为广泛的应用。
摘要：变化磁场是地磁导航的主要误差来源之一。选择合适的滤波算法消除变化磁场干扰是提高导航精度的关键。分析了运动平台上磁场观测系统的物理特征, 综述了地磁滤波导航技术的研究现状, 针对存在的问题提出了解决方法, 并展望了地磁滤波导航技术的发展趋势。
基于多相滤波结构的整数倍内插技术 篇9
一个数字信号处理系统为了便于信息编码、传输和存储,或是为了节省系统资源以及实现有不同速率要求的系统兼容,往往需要不同的采样率。另外,从宽带信号中提取出窄带信号以及在宽带信号中构建窄带信号这2个方面的应用也日益重要,而这2个方面应用所需的基本信号处理方法就是变换数据速率,即多速率信号处理。多速率信号处理是进行采样率变化的理论基础,其实质就是用数字信号处理方法直接改变信号的采样速率,即对信号进行抽取或内插。
对数据进行降低采样速率的处理,这个过程叫做抽取,把提高信号采样速率的过程叫做内插。但无论设计抽取器还是内插器,都要面临着处理高速率数据的问题。在高数据速率的情况下设计窄带滤波器意味着快速运算以及耗费更多的硬件资源,半带滤波器、级连积分梳状滤波器和多相滤波器恰恰是解决抽取、内插时面临的处理高数据速率的有效方法。
1 多速率信号处理
首先讨论整数倍内插运算的原理。插值运算主要作用是增加采样频率,采样率提高L倍,也就是在2个相邻采样点间插入L-1个样点,同时不能改变原信号的频谱形状,并保证在原信号的通带外不能存在其他频率成分。如果信号为x(n),内插后输出为:
内插器输出信号c(k)的Z交换为:
对某个序列进行整数倍内插,相当于对原序列在时域进行扩展,经过内插大大提高了时域分辨率,内插后的信号频谱为原频谱经L倍压缩后得到的谱。如果信号采样率提高了L倍,必然会在频域产生L-1个镜像,这些高频分量要依靠低通滤波器滤除,才能保证信号内插后不出现畸变。数字滤波器可以用常系数线性差分方程来描述:
其系统函数为:
由于有限冲激响应(FIR)数字滤波器具有稳定、严格的线性相位等优点,所以在实现多抽样率系统时多采用FIR结构来设计滤波器。
在多速率信号处理中,多相滤波的核心思想就是滤波和整数倍的采样速率转换在一个级联结构中分段实现,这样,多相滤波器能工作在低的采样率下,而产生高采样率的输出信号,降低了对数字滤波器的实时性要求,且保证结果不发生频谱混叠。
2 数据速率转换中的滤波器
半带滤波器非常适合于实现D=2M倍的抽取或内插,半带滤波器具有如下性质:
H(ejω)=1-H[ej(π-ω)]; H(ejπ/2)=0.5;
h(n)=0 n=±2,±4,…,n≠0。
半带滤波器的冲激响应h(n)除零点外所有偶数点全为零,由此可见,半带滤波器卷积计算时乘法次数只有一半的计算量。
级连积分梳状滤波器即CIC滤波器,CIC滤波器由积分器和梳状滤波器2个基本的功能模块级连组成。积分器差分方程为:y(n)=x(n)+y(n-1)。
梳状滤波器是一个奇对称的FIR滤波器,差分方程为:y(n)=x(n)-x(n-D),D为梳状滤波器的阶数,也是抽取或内插的倍数。那么,CIC滤波器的冲激响应为:
。
由CIC滤波器冲激响应可以看出,这种滤波器与输入信号卷积时只有加法没有乘法,大大减少了硬件运算时间。CIC滤波器可以实现D不是2M倍的抽取或内插,一般与多级半带滤波器级联来实现高效滤波。
多相滤波器的所有分支都是一个全通滤波器,其相邻分支滤波器的相位差为1/D,因此多相滤波可以实现整数倍和分数倍抽取、内插。另外,可以将多相滤波的实质理解为按照相位均分的关系把数字滤波器的传递函数分解成若干不同相位的分支,每个分支分别实现滤波,那么每一分支路滤波器的系数由原来的N个减少为N/D个,这样就大大减小了计算量。通常采样的带宽越宽对不同信号的适应性就会更好,而且采样率高对提高采样量化的信噪比和分辨率是十分有效的。但是这样会使ADC后的数据速率很高,增加后续信号处理的难度,多相滤波技术的提出恰好解决了降低处理速率的难题,从而达到对信号实时处理的要求。
3 多相滤波实现内插方法
3.1 网络结构的等效变换
多抽样率网络中实现多相滤波要运用网络的等效变换把乘法运算尽量安排在低抽样率的一侧,这样每秒钟内的乘法次数最少,运算效率最高。可以证明,先零值内插再用H(z
假设抽取D倍,内插L倍,输入原采样序列为x(n1T1),输出为y(n2T2),传递函数与零值内插级联的等效变换图如图1所示。
3.2 多相滤波技术
滤波器多相分解也称为多相表示,设FIR滤波器的冲激响应为h(n),则其Z变换为:
对Z变换求和式展开,可以得到抽取器的多相滤波结构为:
如果令
那么
Ek(zD)称为H(z)的多相分量,上式称为H(z)的多相表示。那么同理Q=N/L时,内插器的多相滤波结构如下:
根据内插器的等效关系可以得到内插器的多相滤波结构如图2所示。
由图2可知,此时低通滤波器处于内插器之前,也就是说数字滤波是在提速之前进行的。利用多相分解把原型滤波器分解为几个阶数较小的子滤波器,每个支路滤波器RL(z)的阶数只有原来的1/L,这样滤波器结构得到简化,并且提高了运算精度,降低了硬件复杂度。
将多相内插滤波器和多相抽取滤波器相结合后就可以实现分数倍抽取、内插,并进一步提高运算效率。多相滤波中的FIR滤波器既可以设计为低通滤波器也可以设计为带通滤波器,其原理是完全相同的。FIR滤波器常用设计方法主要有频率采样法、窗函数法和切比雪夫等波纹逼近法。
4 多相滤波的应用
一个信号转发系统实现框图如图3所示。首先对中频信号高速采样,然后经过上变频将信号变到一个高中频上再D/A输出即实现信号转发。
为了有效地降低对混频后的谐波抑制滤波器的要求,D/A前一般都要提高基带的采样率,这也是内插处理经常运用在有上变频运算场合中的原因。通过内插提高采样序列的点数,可以减小D/A输出信号的失真程度,但同时对FPGA运算速度的要求又是相当高的,主要表现在低通滤波器位于内插之后,也就是说数字滤波器是在较高采样率条件下进行的,这无疑大大提高了对运算速度的要求,对实时处理是极其不利的。
在该系统中数字功能全部采用Xilinx公司的FPGA实现,D/A的速率也就是内插器的工作频率达到了315 MHz,而数据速率高于300 MHz时,在FPGA中已经无法直接实现内插后的FIR低通滤波器,由于多相滤波器能在低的采样率下输出高采样率信号,此时必须采用基于滤波器的多相分解技术,通过改变内插的位置来降低数字滤波器的处理速度。这里,由于数据速率过高,上变频采用了多路并行变频处理方案。
5 结束语
随着数字信号处理的迅速发展,在现代数字系统中往往不会是从输入到输出都保持单一的采样率,于是多采样率信号处理发展为数字信号处理中一个重要的分支,并广泛应用于通信、数字信号处理、天线及雷达等领域,多速率信号处理使得对信息操作的灵活度有很大提高,其应用前景十分广阔。
多速率信号处理中的多相滤波技术不仅能够实现分数比倍数的抽取和内插,在基于软件无线电的宽带数字信道化接收机中,采用重叠一半多相滤波的信道化接收机就可以实现针对大带宽、跳频信号的全概率接收。此外,基于多相滤波的数字正交下变频也可以方便地在较低采样率下快速实现中频数字化,是一种非常理想的下变频方案。
摘要：为了有效提高数字信号处理的实时性,经常要进行整倍数采样率的转换。简要介绍多抽样率信号处理理论及内插原理,在此基础上介绍了3种高效滤波器的特点,探讨了多相滤波网络结构的等效变换和多相滤波的设计理论。重点推导并给出了基于多相分解的内插多相滤波器的工作原理和结构以及实际工程应用,这种滤波器结构算法简单,并且最大限度地减少资源消耗、降低系统复杂度,提高运算速度,对工程实现具有较大的实用价值。
关键词：数字信号处理,多速率信号处理,内插,多相滤波
参考文献
[1]宗孔德.多抽样率信号处理[M].北京:清华大学出版社,1996.
[2]杨小牛,楼才义,徐建良.软件无线电原理与应用[M].北京:电子工业出版社,2001.
一种可调滤波器的设计技术 篇10
关键词：ECCM,可调滤波器,波导腔,耦合带宽法
0 引言
在现代电子干扰和电子侦察以及防止其他环境干扰的电子战中,通信系统必须有灵活多变的抗干扰手段,快速改变无线信道或频率是其中之一。因此,可调滤波器、可调双工器便成了系统快速改变通信频道的核心部件与分机,用于提升通信设备的ECCM能力[1]。
目前,对于固定频段腔体滤波器的设计,众多的三维电磁场仿真软件,如: mician、waspnet等给出了设计的集成模型,射频工程师们也在不断提出耦合系数法、散射参数法等一系列简单、操作性强的实践方法。但均无法解决可调滤波器在整个频段范围内的保持带宽恒定、幅频及驻波特性不恶化的现实问题。本文在理论分析的基础上,基于耦合带宽法,通过合理选择滤波器腔间的耦合结构,用HFSS进行三维电磁场仿真分析和优化处理,实现了一种X频段波导形式的可调滤波器的设计,仿真结果表明,完全满足工程要求,性能优良。
1 腔体滤波器工作原理
腔体滤波器作为一种普通的二端口网络,在电路中的作用是有选择性地让某些频段通过或者截止。两路或者多路滤波器可以组成双工器或多工器,达到信号分离或迭加的使用要求,同时有效抑制带外的干扰。
按照频率响应特性,滤波器可以分为4种基本类型[2]: 低通滤波器( LPF) 、高通波器( HPF) 、带通滤波器( BPF) 和带阻滤波器( BEF) 。
一般通信系统中最为常用的是带通滤波器,只允许有用信号通过,而其余无用信号,无论是本站自干扰信号还是有意干扰信号,均被有效滤除,这对于通信设备的良好接收起到非常重要的作用,是对付电磁干扰的最有效手段。对于可调滤波器来说,不但具有上述特点,而且可以根据频率配置灵活改变通带频率,因此成为军事通信最重要的抗干扰措施之一。
2 滤波器结构选择
按照结构形式,滤波器可以分为交指、梳状线、同轴和波导等形式,波导形式根据端口形状又分为矩形波导、圆波导。这几种形式中波导腔体的尺寸较大,但Q值高,插入损耗小,适合用于设计大功率的射频前端器件。
当谐振腔体内的介质有损耗,或腔壁有损耗时,就成为了有耗谐振腔,定义谐振腔的固有品质因数为:
式中,Wm为第m个模式谐振腔内的总储能; Pm为第m个模式谐振腔内的损耗功率即单位时间内的耗能; ωm为第m个模式的固有频率。
对上式作一简单分析,假设频率一定,传输的功率一定,则可以通过降低功率损耗来提高谐振器的Q值,要想降低谐振器单位长度的损耗功率,应使波导截面的周长尽可能小,同时截面积尽可能大,圆波导就符合这一特点,因此圆波导比矩形波导的Q值要高,而同轴腔谐振器由于内导体的大损耗,与波导谐振器[3]相比,同轴腔谐振器的Q值较低。但圆波导加工实现的难度较大,因此本文选择矩形波导作为滤波器的结构形式。
3 耦合带宽法
所谓的耦合带宽法是基于耦合带宽的概念提出的针对可调滤波器设计方法。
用耦合系数法[4,5]设计直接耦合腔体带通滤波器时,主要解决以下3个问题: 谐振腔的频率、外界Q值和腔间的耦合系数。
关于滤波器的设计理论已经相当成熟,可以很方便地得出以上参数的理论值,然后运用仿真公式,在HFSS中建立模型,仿真并优化后得到最终的设计结果。
实际上,对于耦合带宽法,前2个问题与耦合系数法是一样的,只是设计对象变成了可调滤波器,难度和复杂度均大幅提高。而第3个问题要解决的是全频段内带宽一致的问题,用耦合带宽的概念取代了耦合系数,下面分别对以上3个问题进行阐述:
1谐振器的频率。对于固定腔体滤波器,腔体的尺寸决定了谐振器的频率; 而对于可调滤波器,就需要建立一种结构,在其他变量固定的情况下,设定一个性能和结构上均容易实现的变量,此变量的变化,用来满足对频率调谐的要求。
2外界Q值[6]。在全频段内,外界端口参数Tmax本身就是常数。这样,可调滤波器的仿真过程,实际上就是在f0任意变化时,通过结构模型中的各个变量的数据处理来“拟合”2个常数真值的过程。
3腔间的耦合参数[7]。对于可调滤波器来说,当中心频率f0在可调范围内连续可变,就需要计算对应于抽样频率的多组耦合参数,然后对这些频率点进行结构仿真和优化,并最终得到整个频段内均符合要求设计结果。
基于这个思路,提出“耦合带宽”的概念,计算公式为:
式中,Jij为腔间耦合系数; f0为对应的谐振频率。当滤波器的驻波带宽Bw一定时,各个耦合带宽Bij便成为确定的常数。在三要素结构仿真时,Bij成为各个变量优化目标真值。
4 设计实例
4. 1 指标要求
本文设计的可调滤波器要求的频率调谐范围在7. 75 ~ 8. 55 GHz之间,工作带宽要求为50 MHz以上,对于偏离中心300 MHz的抑制度要求为65 d B以上,带内插入损耗要求为1. 5 d B以下。应用场合在射频前端作为双工收发滤波器,因此会有大功率的要求。
根据上述指标要求,腔体形式选为波导腔,波导型号为BJ84,宽边a = 28. 499 mm,窄边b =12. 624 mm,滤波器的腔数n根据抑制度的要求选为4。
4. 2 调谐杆的选择
可调滤波器采用在波导H面( 窄边) 插入电容销钉来作为调谐杆这样一种E面的不连续性来调整频率,如图1所示。不同的调谐杆的频率调谐范围和覆盖所有频率的调谐行程是保证电调滤波器实现整个设计和减小加工精度要求的关键。
腔体长度选定为f0= 8. 5 GHz时的二分之一波导波长减去两端耦合结构影响的修正量,经过编程计算为19 mm。这样建立谐振器模型,仿真得到当调谐杆直径D = 5. 2 mm时,可以满足覆盖全频段的要求,调谐行程约为12 mm,对调谐精度的要求不高。D = 5. 2 mm调谐深度和频率关系如图2所示。
4. 3 耦合结构的选择
在整个调谐范围内,频率从低到高变化,因此选择耦合结构时,需要使得耦合系数的变化与频率的值成反比,从而耦合带宽Bij恒定,达到可调滤波器带宽恒定的目标。
通过分析波导[8]加载理论以及丰富的设计经验,最终选定的腔间耦合结构如图3和图4所示的“齿”、“牙”相间的形式。
4. 4 仿真结果
按照耦合带宽法,对指标要求的可调滤波器进行理论计算和三维电磁场建模和仿真。其中“齿”、“牙”的宽带为4. 4 mm,其他的尺寸如图5所示。仿真曲线如图6所示。
结果显示,对于高、中、低3个频点,如上图f =7. 8 GHz、f = 8. 15 GHz、f = 8. 5 GHz,带宽分别为61 MHz、62 MHz、61 MHz,偏离中心频率300 MHz抑制度分别为74 d B、67 d B和70 d B。整个频段内带宽变化≤2 MHz,偏离中心频率300 MHz的抑制度最小为67 d B; 由于仿真时选择的导体为理想导体,通带内插入损耗仿真值为0. 1 d B,所以插入损耗值根据腔体的Q值进行计算,小于1 d B。完全满足4. 1节指标的要求。
5 结束语