直流系统滤波（精选八篇）
直流系统滤波 篇1
随着直流输电技术的日趋成熟,高压直流输电近年来在我国得到了广泛的应用和发展[1-3]。 换相失败是高压直流输电系统最常见的故障之一。 我国已出现多例逆变换相失败的案例[4-5]。 在换相电压反向(具有足够的去游离裕度)之前未能完成换相的故障称为换相失败[6]。 换相失败将直接导致直流侧电压下降和直流电流增大,若未能及时采取控制措施,将会引发连续的换相失败,严重时会导致功率传输中断,影响受端交流电网的运行安全[7-9]。
影响直流输电系统换相失败的主要因素有换流母线电压、换流变压器变比、直流电流、换相电抗、越前触发角、不对称故障时换相线电压的过零点相位移、换流阀的触发脉冲控制方式和交流系统的频谱特性等[10-11]。 换流变压器结构和滤波方式直接影响直流输电系统的换相电抗和交流母线电压及交流系统的频谱特性,因而对直流输电系统抵御换相失败的能力会有一定影响。 采用感应滤波技术的直流输电系统(简称感应滤波型直流输电系统)具有与传统换流变压器不同的变压器结构和滤波方式,因而对其换相失败免疫能力进行研究十分必要。
感应滤波型直流输电系统将传统直流输电系统中安置于交流母线处的无源滤波装置移植到换流变压器阀侧,同时配以新颖的变压器绕组结构,能将特征次谐波抑制于变压器阀侧,从而减少谐波流动,达到降低损耗、减少噪音和振动的效果[12-15]。
文献[16]从换相电抗的角度分析了感应滤波型直流输电系统和传统直流输电系统的不同,得出了感应滤波型直流输电系统在改善换相方面具有独特优越性的结论,但是对换相失败缺少定量的分析和实验研究。 文献[17]从换相熄弧角的角度,分析了在新型直流输电系统中阀侧无功补偿度、直流电流和换相电抗等多种因素对逆变侧换相失败的影响,并提出了新系统条件下避免发生换相失败的措施,但是所研究的内容并未体现感应滤波型直流输电系统在换相特性上的独特性,提出的预防措施也缺乏针对性。
以往对换相失败的分析多从换相电压压降和换相熄弧角的角度进行。 文献[18]针对直流输电系统的换相失败问题首次提出了换相失败免疫因子CFII (Commutation Failure Immunity Index)的概念,并将该概念应用于单极直流输电系统和多馈入直流输电系统中,更直观地表征了直流输电系统对换相失败的抵御能力。
本文在分析含有感应滤波装置的直流输电系统换相特性的基础上,研究了不同类型系统接地故障下CFII的分布情况,分析了不同的系统参数时新型直流输电系统对换相失败抵御能力的影响,最后通过动模实验验证了理论和仿真分析的结论。
1换相失败判据及CFII
发生换相失败的最主要原因是交流母线电压跌落,而其本质是逆变器熄弧角 γ 小于极限熄弧角 γmin。 本文采用的换相失败判断标准为:换流阀关断角是否小于阀去游离时间对应的最小角度。 若是, 则会发生换相失败;若不是,则不会发生换相失败。 即当熄弧角 γ<10° 时就认为发生了换相失败。
CFII是衡量输电系统发生换相失败容易程度的重要指标,其定义如下:
其中,CFII是换相失败免疫指标;Uac是交流线电压额定值;Pdc是直流额定功率;Zfault是发生换相失败的临界阻抗,即因逆变侧交流故障导致熄弧角 γ=10° 时的故障接地阻抗。 式(1)表明,CFII与交流额定线电压、直流传输额定功率和换相失败临界阻抗相关。 CFII越大,表明系统逆变侧对换相失败的抵抗能力越强,遭遇系统故障时发生换相失败的概率越小。
根据式(1),对于给定的高压直流系统,其Uac和Pdc均为给定值,要分析感应滤波技术的应用对系统换相失败免疫力的影响,只能分析系统对Zfault的影响。 目前尚无法直接通过数学方法计算求得Zfault与系统参数的关系,因此只能通过仿真法进行计算。
2感应滤波型直流输电系统及其换相特性
2.1感应滤波型直流输电系统简介
采用感应滤波技术的直流输电系统接线方案见图1。 系统主要由新型换流变压器、感应滤波器及12脉动换流器三部分组成。 新型换流变压器网侧绕组采用Y型联结,中性点引出接地;阀侧绕组由2套绕组组成,均采用延边三角形联结,每个绕组由延边绕组和公共绕组构成,在公共绕组与延边绕组连接处引出抽头,抽头处接上5、7、11和13次特征谐波滤波器。 阀侧2套绕组变比标幺值分别为1∶∠+15° 和1∶∠-15°,使得换流桥Ⅰ和Ⅱ的相电压分别前移15° 和后移15°,相角差为30°,从而满足换流器12脉动的要求。
感应滤波型直流输电系统采用与CIGRE标准测试系统相同的控制方式,其基本控制方式是:整流侧由定电流控制和 αmin限制两部分组成;逆变侧采用定关断角(γ0)控制和定电流控制。 此外,整流侧和逆变侧都配有低压限流环节(VDCOL),逆变侧还配有电流偏差控制(CEC)。
2.2感应滤波型直流输电系统换相特性
虽然无法直接计算Zfault,但是如果直流输电系统逆变侧换相特性改善,则系统发生换相失败的难度增大,逆变侧交流故障导致换相失败时的临界故障接地阻抗会变小,即Zfault变小,从而使CFII增大。 下面将重点分析感应滤波型直流输电系统的换相特性。
根据电路定律,通过电感的电流是连续的,不会突变。 因此当换相过程从一个阀导通换为另一阀导通时,由于换相回路电感Lr> 0的作用,通过阀的电流不能突变,电流转移不可能瞬间完成,即换相不能瞬时完成。 直流输电系统的等值换相电路可用图2简化表示,图中XX、XT和Xr分别代表电源等效电抗、 换流变压器漏抗和变压器换相电抗。
传统直流输电系统和感应滤波型直流输电系统的电源等效电抗和换流变压器漏抗基本没有区别, 本文重点分析它们在换相电抗上的不同。 传统换流变压器的换相电抗即为其短路阻抗,而加入感应滤波装置后,感应滤波装置将吸收5、7、11、13等特征次谐波电流,因此必须考虑谐波电流对换相电抗的影响。 图3为含有感应滤波装置的新型换流变压器的等值电路。
假定换相电流iγ = im1 + im2 + im3 ,其中im1为换相电流中基波分量,im2为5、7、11和13次谐波分量,im3为其他次谐波分量。 对于含有感应滤波装置的新型换流变压器,基波电流im1仍在回路l1中流通,而im2主要在回路l2中流通。 同时,滤波支路存在必然会影响im3的流通回路,使一部分im3在回路l1中流通,而另一部分im3在回路l2中流通。
由于滤波直流对5、7、11、13次谐波呈短路状态,而对基波呈容性,换相电流基波及各次谐波流经回路的单相等值电感大小差异很大。 而5、7、11和13次谐波换相电感远远小于未接入滤波器时的电感,其他次谐波的换相电感介于两者之间。 含有感应滤波装置的新型换流变压器的换相电抗可用式(2)进行计算[19]。
其中,ω0为基波角频率,β1为基波分量占有率,L1为基波流经回路的单相等值电感,β(6k±1)为特征次谐波分量占有率,Lγ(6 k±1)为特征次谐波流经回路的单相等值电感。
理论计算和仿真验证表明:新型换流变压器接入滤波器后,换相电抗远远小于未接入滤波器时的电抗,前者不到后者的1/3[19]。 因此,XX+ XT+ Xr的值变小,即加入感应滤波装置后直流输电系统的总的换相电抗将减小,其换相特性将改善,换相失败免疫能力也增强。 下面将通过仿真计算对感应滤波型直流输电系统的换相失败免疫能力进行分析。
3感应滤波型直流输电系统的换相失败免疫能力仿真研究
为验证含有感应滤波装置的感应滤波型直流输电系统在抵御换相失败上的优势,揭示感应滤波型直流输电系统在不同工况下的换相失败免疫能力, 本文在进行实验验证之前采用电磁暂态仿真软件PSCAD / EMTDC基于CIGRE标准测试模型建立了含感应滤波装置的直流输电模型[20],并对感应滤波型直流输电系统在不同工况下的CFII进行了研究和分析。
3.1不同故障下感应滤波型直流输电系统的CFII分布
由于换相失败是瞬态事件,因而其发生不仅受到故障水平的影响,也与故障投入的时间点密切相关。 为探寻这一规律,本文在PSCAD环境下对新型直流输电系统进行了三相接地故障和单相接地故障实验,每种故障实验均分析了电感性、电阻性和电容性3种故障在不同的时间点投入时的CFII变化情况, 如图4、5所示。
从图4可以看出,相对于电容性故障和电感性故障,电阻性故障对故障的投入时间点更为敏感,而电感性故障相对于另外2种故障对换相失败具有较低的CFII值,即发生电感性故障时更容易发生换相失败。 图5表明在不同类型的单相故障下,CFII对故障投入时间更为敏感,但是和三相接地故障相似, 除少数时间点外,电感性故障具有更低的CFII值。 对比图4和图5的结果可知,三相接地电感性故障具有最低的换相失败免疫力,即在相同故障水平下, 电感性故障更容易导致换相失败,因而可以选择三相接地电感性故障下的CFII作为衡量新型直流输电系统对不同故障的最低免疫力参数。 因而对感应滤波型直流输电系统式(1)可以用式(3)代替:
其中,Lmin为导致换相失败的最小三相接地电感。
文献[18]和[21]对CIGRE标准测试模型系统在不同故障情况下CFII的分布情况进行了介绍。 文献[18]指出CIGRE标准测试模型系统在三相平衡电感性故障下具有较低的CFII值,其相应的值在13.3 % 左右波动。 结合本文对感应滤波型直流输电系统在不同故障情况下CFII分布情况的分析,可得到感应滤波型直流输电系统和CIGRE标准测试模型系统在CFII分布上的相同之处是:在三相和单相故障下,相比于电阻性故障和电容性故障,电感性接地短路故障是最容易导致换相失败的故障形态。 不同之处在于:感应滤波型直流输电系统具有更高的CFII值,在发生三相平衡电感性故障时,CFII在40 % 左右波动,远高于CIGRE标准测试模型系统的13.3%。 因而可以得出结论:加入感应滤波装置后直流输电系统相对于传统直流输电系统具有较好的换相失败免疫力,更不容易受到故障的影响而发生换相失败。
3.2交流系统强度对CFII的影响
交流系统强度(SCR)也是影响系统换相失败的重要因素。 在PSCAD仿真环境中,可以通过改变电源侧的等效戴维南阻抗值来改变系统强度。 本文通过改变逆变侧电源的等效阻抗值得到了不同的SCR值,逆变侧交流母线投入电感性故障,投入时间为1.0 s,故障持续0.15 s,得到的CFII与SCR的关系曲线如图6所示。
图6表明,感应滤波型直流输电系统对换相失败的免疫能力随着逆变侧交流系统强度的提高呈线性增长趋势,这一特性与传统高压直流输电系统的特性是一致的。
3.3直流系统参数对CFII的影响
虽然换相失败主要是由交流母线电压下降引起的,但是直流侧的输送功率和阻抗对换相失败也会产生一定的影响。 直流侧平波电抗器电感值和直流传输功率(标幺值)对感应滤波型直流输电系统换相失败免疫能力的影响分别如图7和图8所示。
图7表明,随着直流侧平波电抗器电感值的增加,感应滤波型直流输电系统呈增长趋势,但是电感值超过6H以后,增长速度明显变缓,这一特性与传统直流输电系统先增加后降低的趋势[22]有明显区别。
从图8可以看出,CFII在Pdc为0.5~1.2 p.u. 这一区间从67% 递减到35%,而在Pdc小于0.4 p.u.和大于1.2 p.u. 区间基本保持恒定。 而传统高压直流输电系统的CFII随着直流输送功率的增加在10 % ~ 25 % 之间变动[22]。 从总体上看,2种直流输电系统的直流传输功率越大,CFII越小,系统越容易受外界干扰而发生换相失败,但是感应滤波型直流输电系统的CFII值整体比传统直流输电系统要高。
3.4无功补偿度K对CFII的影响
阀侧无功补偿度K[15]是感应滤波型直流输电系统设计和运行的一个重要参数,对阀侧线电压、换相电抗、直流侧电压、换相角及换流器功率因数都有一定影响[4],因而有必要分析K的变化对系统CFII参数的影响。 根据感应滤波型直流输电系统设计时的无功分配原则,阀侧5、7、11和13次感应滤波器无功补偿容量为系统无功补偿总量的2/5,即K=0.4, 其中,5/7、11/13次双调谐感应滤波器各占无功补偿总量的1/5。 因此,本文通过改变投入的逆变侧的阀侧感应滤波器的组数来得到不同的K值,再分析在不同的K值下系统CFII的变化情况。 投入不同感应滤波器时CFII的变化情况如表1所示。
从表1可以得知,随着投入滤波器数量的减少, K值呈下降趋势,同时CFII也呈下降趋势,当只投入11/13次双调谐滤波器和不投阀侧滤波器时, CFII值已与传统直流输电系统的CFII值(13.3 %)相当。 但是只投入5/7次双调谐滤波器时,CFII仍然能维持在较高的水平,这是因为在阀侧电流中含量较高的5、7次特征谐波被吸收的缘故。
4实例分析
4.1实验平台
为了验证理论和仿真分析的正确性和精确性, 本文依托如图9所示的感应滤波型直流输电动态模拟实验系统进行了实验验证。 动模实验系统主要参数为:直流侧额定电压Ud= 1 000 V, 额定功率Pd= 100 kW,采用12脉波换流,单极接线;交流系统模拟无穷大电源,两端电源为电压415 V正弦交流电,工频,传统接线方式的换流变压器整流运行,新型换流变压器及其感应滤波系统逆变运行。 逆变侧采用定电压控制,整流侧采用定电流控制。
4.2换流变压器电压波形
本文测试了图9所示的感应滤波型直流输电动模系统在投入和不投入阀侧感应滤波器时的换流变压器网侧和阀侧的电压波形,波形图如图10和图11所示。
图10和图11表明,感应滤波型直流输电系统中,5、7、11和13次谐波被抑制在换流变压器阀侧, 只在变压器阀侧绕组等值漏抗上产生压降,因而网侧电压和阀侧电压波形畸变得到较好改善。 同时,从图11(b)可以看出,感应滤波型直流输电系统接入感应滤波器后,相对于传统直流输电系统,换相角 μ 明显减小,因此系统换相得到改善,系统发生换相失败的概率减少,即CFII得到提高。
4.3不同交流系统强度下的CFII
感应滤波型直流输电动模系统的交流系统为模拟无穷大电源,为得到不同等级的逆变侧交流系统强度,实验中通过对无穷大电源串联戴维南等效阻抗来实现。 实验中投入故障的电抗为可调铁芯电抗器,其电感值从0.01~10 H可调,能满足实验需求。
故障实验中,通过观测熄弧角是否小于10° 来判断系统是否发生换相失败。 表2为在不同的逆变侧系统强度下CFII的实测值,与仿真结果基本吻合。
4.4不同直流功率下的CFII
实验中通过调节整流侧的电流来调整直流功率,在不同的直流功率下测试系统换相失败的临界电感,然后根据式(8)求得CFII值。 实验所得数据见表3,表中Pdc为标幺值。 实验结果与仿真结论一致。
4.5不同无功补偿度K下的CFII
通过改变投入的阀侧感应滤波器组数改变阀侧无功补偿度K,然后根据式(8)求得CFII值。 实验所得数据如表4所示。 实验结果与仿真结论基本一致。 随着投入滤波器的减少,系统的CFII值明显降低。
5结论
本文应用PSCAD/EMTDC仿真软件和实验室建立的动模实验平台针对不同类型故障及不同的系统参数对感应滤波型直流输电系统换相失败免疫能力的影响开展了大量的研究工作,得出如下结论。
a. 电感性故障是最容易导致感应滤波型直流输电系统发生换相失败的故障类型,感应滤波型直流输电系统对接地故障的换相失败免疫力较传统直流输电系统明显增强。
b. 感应滤波技术使感应滤波型直流输电系统具有较传统直流输电系统更好的换相电压波形,换相角明显减小,使得其CFII大幅提高,降低了系统在逆变侧交流母线故障下发生换相失败的风险。
c. 仿真和实验表明,感应滤波型直流输电系统对换相失败的免疫能力随着逆变侧交流系统强度增加、直流传输功率降低及阀侧感应滤波器的投入而增强,这对系统运行控制具有重要参考价值。
摘要：在分析感应滤波型直流输电系统换相特性的基础上,研究不同类型系统接地故障和系统参数变化对感应滤波型直流输电系统换相失败免疫能力的影响。仿真和动模实验表明:感应滤波技术的应用增强了直流输电系统对换相失败的抵御能力,系统的换相特性得到改善,系统网侧电压和阀侧电压波形畸变得到较好改善,换相角明显减小;电感性故障是最容易导致新型直流输电系统发生换相失败的故障类型,感应滤波型直流输电系统对电感性故障的换相失败免疫力较传统直流输电系统明显增强;感应滤波型直流输电系统对换相失败的抵御能力随着逆变侧交流系统强度增加、直流传输功率降低及阀侧感应滤波器的投入而增强。
直流系统滤波 篇2
选用TMS320C32的原因主要是定点DSP小数点定标变化困难，数据容易溢出，需要做繁琐的前期数值仿真来估计数据溢出的范围，而TMS320C32是浮点DSP，有效数据空间大，数值算法实现就简单多了。
基于DSP的控制板的硬件结构如图2所示。
3程序流程
主程序流程如图3所示。
为了提高控制系统的可靠性，在样机主控制程序中加入了自检功能。主控制程序流程如图4所示。
控制系统工作流程如下：系统上电复位后，TMS320C32首先进行初始化，定时器开始计时，计时时间到，进入A/D中断，程序自检，如果程序跑出了设定的范围，则返回入口处重新执行;否则，读取A/D采样的数据，将A/D采样得到的整形量转变为浮点标么值，通过谐波分离算法，将信号中的交流分量提取出来，交流分量乘以调节系数得到调制信号，将此调制信号送给PWM电路进行调制，得到有电源电力滤波器主电路的开关管IGBT的控制信号，此控制信号经过IGBT驱动电路放大后，控制IGBT的通断，产生需要补偿的谐波电流。
4仿真结果
对上述控制算法在样机系统模型上进行了计算机仿真。补偿前直流线路上的电流波形形如图5所示。补偿后线上的电流如图6所示。
从图5、图6的对比可以看出，有源电力滤波器的滤波效果是非常明显的。由于有源电力滤波器处理的信号特点和一些技术上难以克服的困难，日本等研究有源电力滤波器比较早的国家提出有源电力滤波器的性能指标，要求有源电力滤波器补偿的谐波份量占总谐波的75%及以上。从仿真结果来看，该有源滤波器的补偿效果高达93.9%。
图7和图8给出总谐波畸变率(TotalHarmonicDistortion，即THD)的对照图。在交流系统中，总谐波畸变率定义为所谐波有效值之和与基波分量有效值的比值。样机系统是面向直流的系统，系统中没有基波分量，对于总谐波畸变率的计算相应地变为所有谐波有效值之和与直流分量的比值。图7是补偿前的总谐波畸变率，图8是补偿后的总谐波畸变率。补偿了总谐波含量的90%以上，达到了有源电力滤波器的基本要求。
直流系统滤波 篇3
2009年9月以来,云广直流逆变侧双调谐交流滤波器(DT 11/24)运行中多次发生电阻基波过流保护异常动作跳闸、且两套冗余保护系统动作行为不一致的事故。这既干扰了直流系统的正常运行,严重危害了交流高压开关、高压电容器等设备的安全,也给现场维护人员带来很大困惑。
本文根据云广直流逆变侧现场运行过程中交流滤波器保护的几起异常、跳闸事故,分析了保护动作行为不一致的原因及保护装置在延时方面的问题,提出保护延时改进措施,同时在RTDS上进行了仿真试验和故障录波回放试验。
1 交流滤波器保护简介及运行实例
1.1 电阻基波过流保护的原理及配置
云广直流逆变侧交流滤波器保护功能通过数字式多微处理器系统SDR-101A继电装置实现[1]。各种类型的交流滤波器小组保护配置相同,每一小组由两套保护系统构成冗余配置,两套系统在物理和电气上完全独立。
为了保护交流滤波器组中的电阻元件,防止交流滤波器过电流损坏,交流滤波器保护中配置有电阻基波过流保护[2]。当电阻上流过较大电流并持续达整定延时后,该保护动作出口,跳开交流滤波器。
电阻基波过流保护的判据为“I>Iset”,其中I为经全周傅里叶算法计算得到的电阻基波电流[3,4]。云广直流逆变侧电阻基波过流保护过流3段的延时整定为50 ms。
1.2 运行实例
2009年9月30日,直流系统功率由700 MW调整至1 000 MW过程中,573交流滤波器电阻基波过流3段保护动作跳闸。573交流滤波器小组保护系统仅系统1出口跳闸;系统2无动作信号,也未出口。
2009年10月13日,功率调整中投入593交流滤波器,SER显示593保护系统1电阻基波过流3段保护动作跳闸信号,但593交流滤波器实际未跳开;593保护系统2无动作信号。
2009年11月10日,直流系统运行过程中发生网侧扰动,573交流滤波器保护系统1电阻基波过流3段保护动作跳闸。573交流滤波器小组保护系统仅系统1出口跳闸;系统2无动作信号,也未出口。
2 事故分析
2.1 保护动作行为分析
SDR-101A继电保护装置采用双CPU插件[5],其硬件原理简图如图1所示。
由图1可见,装置有两个完全冗余的CPU,保护判据由两个CPU独立计算、判断,两个CPU采用“与”门的出口方式。
上述异常、事故发生后,读取保护装置内故障录波。保护装置内各CPU动作情况如表1。
由表1可以看出,9月30日及11月10日573交流滤波器的两次跳闸中,保护系统1两个CPU均动作,系统1出口跳闸;保护系统2只有CPU2动作,不满足“与”门出口条件,故系统2不会出口跳闸。10月13日593交流滤波器因两套系统各只有一个CPU动作,故均未出口。
2.2 故障录波分析
根据以上分析,可以确定保护动作行为的不同是由于CPU动作的差异所致。导致CPU出现动作差异的原因分析如下。
由于交流滤波器中大量电容器件的充放电过程,在直流系统和交流系统的各种特殊工况下,如投切滤波器、直流功率调整、电网扰动等,会导致交流滤波器上流过较大的冲击电流[6,7]。图2和图3是9月30日功率调整期间573交流滤波器跳闸时,573交流滤波器保护系统1内CPU1和CPU2所记录的电阻电流波形。
对比图2和图3可见,功率调整时滤波器流过较大的瞬时性冲击电流,而同一套保护系统的两个CPU对冲击电流的录波波形相差较大。
由图1可知,SDR-101A装置的两个CPU各自有独立的采样、A/D转换模块。由于两个CPU之间没有采样同步信号,因而采样的时刻并不完全一致;在有冲击电流的暂态过程中,由于冲击电流的变化率很大,CPU之间微小的采样时差会引起较大的数据偏差,出现图2和图3之间波形上的差异。采样数据的差异直接导致全周傅氏算法的计算结果不同。
由于暂态冲击电流的作用,同一保护系统内的两个CPU感受到不同的采样值,导致计算结果存在偏差。若其中一个CPU计算结果未达到动作值,则该CPU不会动作。可以断定,这就是表1所示CPU动作不一致的原因所在。
3 存在问题及措施
3.1 存在问题
通过以上分析可知,冲击电流是导致保护动作特性不一致的根本原因。而滤波器在正常运行期间,对于如功率调整、滤波器投切等正常操作造成的瞬时性冲击应能可靠躲过,不应出现保护动作。那么为什么在实际系统中会出现保护动作出口的情况呢?
由图2可见,电阻电流Ic在达到动作定值0.24A后,仅延时19.17 ms便置动作标志位,而电阻基波过流3段延时整定值为50 ms。实际的动作标志置位时间与延时整定值不一致。
造成动作标志置位时间与延时整定值不同的原因是:保护装置从判断故障发生到继电器动作出口,其中包括了数据窗计算时间、保护逻辑判断时间、延时整定时间和继电器固有动作时间。考虑到以上几点,若按定值单的延时整定时间来置位动作标志,保护装置的实际动作时间总会大于保护的延时整定时间。特别对于短延时保护,时间偏差的相对值将会较大。
为降低时间偏差,保护装置生产厂家在延时整定值中减去一个固定时间作为延时补偿,使保护的动作时间与延时整定值相一致。
云广直流逆变侧SDR-101A系列小组滤波器保护针对延时整定值为50 ms的电阻基波过流3段保护进行了30 ms的延时补偿,因此保护动作标志置位时间为50-30=20 ms。这与图2所示19.17 ms的动作时间基本一致。
由此可见,造成交流滤波器保护多次跳闸的原因是:调整功率、滤波器组投切时,滤波器上流过的冲击电流超过电阻基波3段定值,而由于保护内部设置延时补偿,导致实际延时置位较短未躲过冲击,保护出口跳闸。
3.2 解决措施
从图2、图3可知,冲击电流为瞬时性,持续时间仅为20~30 ms。若保护延时能按照延时整定值50ms执行,则完全可以可靠躲过冲击电流,避免冲击所致的误动。针对以上情况对软件进行修改。其保护范围、动作定值均未改变,与原有保护的区别在于:取消电阻基波过流3段保护内原有的30 ms延时补偿,使实际动作标志置位时间等于延时整定值50 ms。
4 RTDS实时仿真试验分析
为了验证改进后的电阻基波过流3段保护能有效避免功率调整、滤波器组投切时的误动,在国家继电保护及自动化设备质量监督检验中心进行了多项RTDS仿真试验。
4.1 RTDS数据回放仿真结果
将几次异常、事故的数据波形通过RTDS进行回放,试验结果如表2所示。
4.2 RTDS数字仿真结果
利用RTDS实时仿真系统模拟升降直流功率试验。试验结果显示,在直流功率上升过程中,其他交流滤波器的投入会使被保护对象流过较大的冲击电流,且达到电阻基波过流3段动作定值。此时原保护程序有误动现象,新保护程序可靠不动。RTDS仿真波形如图4所示。
RTDS模拟投切滤波器组试验的结果同样显示,在交流滤波器投入时产生的冲击电流会导致原保护程序误动,而新保护程序可靠不动。RTDS仿真波形如图5所示。
4.3 仿真结果分析
由以上RTDS仿真试验结果可知,直流功率升降、滤波器组投切过程中,的确会产生冲击电流。该电流的特点是数值较大、持续时间较短,在设计及整定保护装置时,应充分考虑设定合理的延时以躲过瞬时性冲击。波形数据回放和数字仿真的实验结果均表明,修改后的保护能够可靠避免冲击电流导致的保护误动。
5 结论
保护生产厂家依据《继电保护和安全自动装置基本试验方法》检测保护动作时间,而保护装置本身存在固有动作时间。对于短延时保护,装置的固有动作时间会导致保护动作时间与整定时间之间相对偏差较大。考虑到延时整定的精度,保护厂家在延时整定值中减去固定时间作为延时补偿。云广直流逆变侧功率调整、滤波器投切时保护多次异常跳闸,原因在于设置延时补偿后,短延时保护置位时间较短,未能有效躲过冲击电流所致。
本文在分析保护的动作行为的基础上,指出延时时间与保护装置动作时间存在差异,并提出延时改进措施,进而利用RTDS数字仿真系统进行了数据回放,并模拟再现直流功率升降、滤波器组投切的过程。试验结果表明,修改后的保护可有效避免冲击电流造成的误动。
参考文献
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当前直流滤波器的作用分析 篇4
高压直流换流站换流器运行产生的噪声源, 会经换流站的电气设备和输电线路传播, 既可按交流电网 (通过换流变压器) , 也可按直流线路 (通过平滑电抗器) 的方向传播, 并在电力线载波频率范围内产生高频干扰。虽然传播具有一定的衰减, 但是如果在交流和直流输电线路出线上的载波频段噪声水平不能满足规定的要求, 则必须采取一定的技术措施。加装PLC滤波器就是为了抑制载波频率噪声对本站交流、直流输电线路出线上和邻近输电线路上载波通信系统引起的干扰。
2 概念阐述
2.1 电力线载波通信
电力线载波通信英文全称为Power Line Cartier (PLC) , 是一种以已有的电力线作为通信信道, 进行语音或数据传输的特殊通信方式。它将载有信息的高频信号调制在电流上, 用电力线进行传输, 接受信息的调制解调器再把高频信号从电流中分离出来, 传送到计算机或电话, 实现信息传递。该技术问世于20世纪20年代左右, 至今已经有近90年的发展历史。由于PLC技术既不需架设专用通信线路, 也不用经过无线电管理委员会的许可, 具有高度的可靠性和经济性, 曾在电力系统通信中占据主导地位。近年来, 电力线载波通信技术出现较快的发展, 特别是中/低压电力载波通信的技术开发及应用亦出现了方兴未艾的局面。电力线载波通信这座被国外传媒喻为“未被挖掘的金山”, 正逐渐成为一门电力通信领域的热门专业。
2.2 高压直流滤波器
高压直流输电工程中在直流侧的谐波引起设备中谐波电流, 都会造成这些设备的附加发热, 增加了设备的额定值的要求和运行费用;直流侧谐波的最大危害是对直流线路和接地极线路走廊附近的电话明线线路的干扰。在通过电力线路的谐波电流将通过感应作用在邻近的电话线上产生谐波电势, 对通信系统产生干扰。流过电力线路大的谐波电流可能在邻近的弱信号线路上产生感应电势, 从而造成人员伤亡或设备损坏。一般具有架空线路的直流工程都配置直流滤波器, 而无输电线路的背靠背工程和全电缆工程可不考虑直流滤波器, 直流滤波器一般连接于高压极母线与接地极之间。
2.3 高压直流PLC滤波器
高压直流PLC滤波器主要是由直流电容器组与结合滤波器构成, 是连接于高压极母线和接地线之间, 主要作用是滤除载波通信中30kHz～300kHz频域中的特征谐波信号, 并兼直流侧滤波作用。
2.4 高压直流PLC滤波器用电容器组
高压直流PLC滤波器用电容器组是PLC滤波器的主要组成部分, 是这次的重点介绍对象。其进线端与高压极线连接, 出线端连接调谐装置;此电容器组是由单台流电容器、连接线、支柱绝缘子、钢构架等组成;主要特点是电气性能稳定、电容器场强低、噪音低、单位储能材料成本高, 结构紧凑, 不装设保护。
3 载频噪声和PLC滤波器等效电路
直流换流站的载频噪声干扰, 是换流站交直流换流运行由换流阀点火引起的电压开断和在阀、换流器回路及阀连接导线中的冲击电流产生的, 其干扰电流沿着换流变压器和开关场传播至交流架空电力线路以及经平滑电抗器至直流架空电力线路上, 因而产生高频干扰噪声, 其频率范围覆盖30～500kHz。载频噪声将对交流和直流架空电力线路上的PLC通信系统产生干扰。
实际的载频噪声是干扰噪声功率频谱作为激励源计算的, 其方法是采用计算机程序PSP ICE实现数字模拟。整个换流站的回路通过一个等效电路图来描述, 即等效电路元件模拟换流站回路器件, 这些器件决定和影响载频噪声的传播。以此等效电路图为基础, 通过应用基尔霍夫定律得到其电路相关节点的噪声水平, 等效电路元件的技术参数需重点考虑换流站回路器件的高频特性。交流PLC滤波器位于换流变压器与开关场母线之间, 直流PLC滤波器位于直流线路出线侧。
4 PLC滤波器在换流站的应用
4.1 交流PLC滤波器
贵广直流工程某换流站交流出线按开设电力线载波考虑, 由于换流站电气布置不同, 从换流阀噪声源经过电气设备至开关场的载频衰减也不同, 某换流站实际衰减曲线如图1, 该曲线是没有安装PLC滤波器的情况。
PLC滤波器必须在全频率范围内抑制噪声干扰。当单级滤波器不能覆盖载波全频段时, 可通过多级滤波器作为解决方案。典型的交流PLC滤波器结构如图2所示。整个滤波器在最大配置的情况下由并联电容C1、C2和电抗器L1、L24部分组成。
直流换流站换流变压器的不同或者换流变压器与交流场的距离不同, PLC滤波器设计也不同。某换流站交流PLC滤波器的主要参数如下:C1=30nF, L1=1.5mH, C2=30nF, L2=1.5mH。PLC滤波器产生的衰减效应如图3所示, 虚线为所需衰减值, 实线为PLC的实际衰减值。在整个频率范围内, 其实际衰减结果比所需衰减值高。
4.2直流PLC滤波器
由于贵广直流工程直流线路上没有开设电力线载波通道, 因此需考虑与相邻电力线产生的耦合干扰。500kV线路的耦合问题, 这是因为它们: (1) 具有与直流线路最长的平行长度; (2) 与直流线路最近的线路间距; (3) 距离换流站很近, 换流器噪声没有或非常小的线路衰减。
实际耦合到相关交流线路的耦合噪声功率曲线如图4所示, 在整个频率范围的噪声功率低于规定的限值, 最坏的情况出现在20km平行并交叉角为70°的线路, 主要耦合发生在线路交叉部分, 而线路平行部分只产生了很小的附加影响。
实际上安装了直流PLC滤波器, 使其噪声功率水平值比上述规定的值低10d B, 具有一定的富余度。
直流滤波器的结构如图5所示。滤波器设计需主要考虑规定的噪声限值与线路耦合噪声功率在30～100kHz及约270kHz处非常接近的情况, 因此滤波器调谐元件设计为在这些频段上使上述2条曲线的间隔增加, 使其在满足限值标准的基础上留有一定的余量。最终直流PLC滤波器参数为:C1=20nF, L1=0.2mH。
实际工程中, 由于输电线路的衰减, 换流器噪声将随离换流站距离的增加而衰减, 所以实际情况会更进一步改善。线路衰减的典型值由IEC663标准给出, 其值依频率变化, 在0.02～0.05d B/km之间。
5 结束语
直流滤波器典型接地故障分析 篇5
换流器工作过程中会在直流侧产生谐波, 造成直流侧设备发热, 邻近通信系统受到干扰, 当谐波水平超出一定范围时, 理论上还会造成直流保护系统误动, 因此在具有架空线路的直流工程中均配置有直流滤波器, 用以改善直流系统运行性能, 保证邻近通信系统通信质量。由此可见, 直流滤波器的运行稳定与否, 直接影响到直流输电系统的可靠性。
目前, 对换流站直流滤波器及其保护动作行为的分析研究已有不少。文献[1]分析了直流输电系统在不同运行方式下对直流滤波器保护的影响, 并重点讨论了差动保护和不平衡保护在实现过程中需要注意的问题, 有效地解决了直流滤波器保护在灵敏性与可靠性之间的矛盾。文献[2]基于宝安换流站一起直流滤波器保护误动事件, 分析了直流滤波器差动保护的特点以及特殊运行方式对直流滤波器差动保护的影响, 并指出因直流滤波器首末两端CT的暂态特性不一致以及CT饱和等因素, 差动保护动作时间需与保护滤波算法相配合。文献[3]通过对三调谐滤波器故障仿真建模, 指出特高压直流输电工程中, 在直流滤波器高压端 (或直流极线) 接地以及操作波侵入直流极线这两种故障情况下, 直流滤波器各设备均会承受最苛刻的应力, 故这两种故障类型对于确定直流滤波器各设备的暂态定值具有决定性作用。关于直流滤波器的研究基本上侧重于直流滤波器的参数配置以及保护误动作的分析与完善, 未涉及直流滤波器故障对直流保护系统的影响以及影响产生的根源, 因此从电路角度对换流站直流滤波器各种典型接地故障进行分析, 研究故障期间故障电流回路以及直流保护系统对故障的响应情况, 不仅可以为直流滤波器故障排查提供理论基础, 而且对工程设计也具有一定的指导意义。
1 直流滤波器本体结构
在电路原理及元件组成上, 换流站直流滤波器与交流滤波器其实是相同的, 均通过电容、电抗及电阻等元器件的不同组合来形成谐振回路, 从而滤除相应的谐波分量, 如图1所示。目前, 在已投运的直流工程中, 较常见的为具有或不具有高通特性的单调谐、双调谐和三调谐无源滤波器, 其它型式的直流滤波器仅应用于个别直流工程。下文将提到的直流滤波器均指直流无源滤波器, 其结构如图1所示。
2 直流滤波器接地故障分类
直流滤波器本质上由电容器和电抗器等元器件组成, 但是两者的电气特性完全不同, 对于不同的接地故障点, 故障电流回路就可能存在较大差异, 导致直流保护系统对故障的响应也有所不同。另外, 接地故障点位于首、末两端CT测量范围内或外, 直流保护系统感受到的电气特征也完全不同。鉴于此, 可将直流滤波器接地故障分为直流滤波器差动保护区外接地故障 (图2中K1点) 和直流滤波器差动保护区内故障 (图2中K2~K6点) 。另外, 根据故障点两侧的电气特性, 又把差动保护区内故障细分为电容器两桥臂间引线的接地故障 (K6点) 、电容器与电抗器间引线的接地故障 (K3点) 、电抗器与电抗器间引线的接地故障 (K5点) 。
3 直流滤波器接地故障特征分析
3.1 高压侧电流互感器与刀闸间引线接地故障
3.1.1 故障概述
故障前, 直流系统双极大地、全压、额定功率正常运行。整流站极1直流滤波器高压侧电流互感器与刀闸间引线 (图2中K1点) 发生接地故障后, 直流极保护中极母线差动保护动作, 直流滤波器保护中差动保护启动。
3.1.2 故障电流回路分析
因直流滤波器装设于每极的直流极母线与中性母线间, 且高压极母线与K1点属于同一个电气点, 故直流滤波器高压侧电流互感器与刀闸间引线接地故障与高压极母线接地故障具有相同的故障回路和故障特征。
对于K1点接地故障, K1点的电位会迅速降为零, 即K1点与接地极处于同一电势点, 故直流电流从高压阀组流出后在K1点形成分流, 绝大部分直流电流通过K1点直接流入接地极, 然后从接地极引线分支回流至本站中性母线及低压阀组, 如图3所示。故障电流回路可通过比较故障时刻各电流的大小来进行分析和验证。
根据故障录波图, K1点发生接地故障后, 极1直流线路电流IDLH与极1直流高压母线电流IDCH、极1中性母线电流IDCN、极1接地极母线电流IDLN的幅值明显不等。选取故障后某时刻各电流的数值进行分析, 如IDLH=2 010A, IDCH=6 681A, IDLN=7 072A, 极2接地极母线电流IDLN_OP=2 981A, 接地极引线分支1电流IDEE1=-2 133A, 接地极引线分支2电流IDEE2=-2 128A (IDEE1、IDEE2为负值表示电流从接地极引线分支流向中性母线) , 考虑到不同CT之间暂态特性不完全一致以及CT的采样误差, 则有IDCH=IDLH+|IDEE1|+|IDEE2|, IDLN=IDLN_OP+|IDEE1|+|IDEE2|。故障电流的这一数值规律与图3所示的故障电流回路完全相符, 因此上述故障电流回路分析合理。
3.1.3 保护动作分析
(1) 直流滤波器差动保护。因K1点位于直流滤波器高压侧电流互感器与刀闸间引线部分, 此时直流滤波器保护测到的故障电流仅为一个穿越性电流, 即差流为零, 故直流滤波器差动保护仅启动而不动作。
(2) 极母线差动保护。极母线差动保护的保护范围是阀厅穿墙套管CT至直流线路CT间的直流极母线和平波电抗器等设备, 当检测到电流差值后按定时限动作, 包括闭锁换流器、跳开换流变交流进线断路器、进行极隔离。
由图3可知, 在故障过程中因K1点的分流作用, IDCH≠IDLH, 故极母线差动保护检测到差动电流。根据保护动作方程式|IDCH-IDLH|>max[0.3p.u., 0.2×max (IDCH, IDLH) ], 当差动电流大于制动电流时, 极母线差动保护动作。如图4所示, PBDP_DIFF、PBDP_RES1分别为极母线差动保护的差动电流和制动电流, PBDP_TRIP1为极母线差动保护动作信号。
3.2 电抗器间引线接地故障
3.2.1 故障概述
故障前, 直流系统双极大地、全压、额定功率正常运行。整流站极1直流滤波器L2、L3电抗器之间引线 (图2中K5点) 发生接地故障后, 直流极保护中中性母线差动保护动作, 直流滤波器保护中差动保护动作。
3.2.2 故障电流回路分析
K5点发生接地故障时, 电容器的存在导致阀组高压侧电流IDCH无法向K5点提供故障电流;但是电抗器的“通直”电气特性使得K5点对IDLN进行分流, 一部分电流经K5点入地, 而另一部分则继续流向低压侧阀组, 如图5所示。故障电流回路可通过分析故障时刻的故障波形得以验证。
根据故障录波图, K5点发生接地故障后, IDLN与IDCN、IDCH、IDLH的幅值明显不等。在直流保护启动后约5ms, IDLH=1 304A, IDCH=1 285A, IDCN=1 277A, IDLN=2 602A, IDLN_OP=2 721A, 直流滤波器末端电流IF1T4=1 316A, IDEE1=IDEE2=55A, 考虑到不同CT之间暂态特性不完全一致以及CT的采样误差, 则有IDCN=IDLN-IF1T4, IDLN=IDLN_OP-|IDEE1|-|IDEE2|。故障电流的数值规律与图5所示的故障电流回路完全相符, 因此上述故障电流回路分析合理。
3.2.3 保护动作分析
(1) 直流滤波器差动保护。因K5点位于直流滤波器L2、L3电抗器之间, 故发生接地故障后, 中性母线的电流会分流至K5点, 从而导致直流滤波器保护检测到较大的差动电流。根据差动保护动作方程式 (式中Ih、Itro分别为直流滤波器首、末端电流) , 直流滤波器差动保护动作, 如图6所示。
(2) 中性母线差动保护。中性母线差动保护的保护范围是阀厅内中性端CT至中性母线出口CT之间的直流中性母线等设备, 当其检测到电流差值后按定时限动作, 包括闭锁换流器、跳开换流变交流进线断路器、进行极隔离。
由图6可知, 在故障过程中因K5点的分流作用, IDCN≠IDLN, 故中性母线差动保护检测到差动电流。根据中性母线差动保护I、II段保护动作方程式|IDCN-IDLN|>0.2+0.2×max (IDCN, IDLN) 、|IDCN-IDLN|>0.07+0.15×max (IDCN, IDLN) (式中, 各变量的量纲均为标幺值) , 当差动电流大于制动电流时, 中性母线差动保护动作。如图7所示, NBDP_DIFF为中性母线差动电流, NBDP_RES1、NBDP_RES2分别为中性母线差动保护的I、II段制动电流, NBDP_TRIP1、NBDP_TRIP2分别为中性母线差动保护I、II段跳闸信号。
3.3 电容器上下桥臂间引线接地故障
3.3.1 故障概述
故障前, 直流系统双极大地、全压、额定功率正常运行。整流站极1电容器上下桥臂间引线 (图2中K6点) 发生接地故障后, 直流滤波器保护中差动保护动作。
3.3.2 故障电流回路分析
因K6点位于电容器上下桥臂之间, 且电容器有“通交阻直”电气特性, 故故障发生后, 直流电流无法向K6点提供故障电流, 直流电流仍按原方向流向逆变站, 如图8所示。
根据故障录波图, IDLN、IDCN、IDCH、IDLH幅值完全相等, 不存在分流现象, 即对于直流电流而言, 不存在故障电流回路。
3.3.3 保护动作分析
(1) 直流滤波器差动保护。因K6点位于高压电容器上下桥臂之间, 故发生接地故障后, 上桥臂的电容电流基本保护不变, 而下桥臂的电容电流则跃变为电容器的放电电流, 从而直流滤波器保护检测到较大的差动电流。根据差动保护动作方程式··, 直流滤波器差动保护动作。
(2) 直流极保护。当K6点发生接地故障后, 因电容器“通交阻直”电气特性, IDLN、IDCN、IDCH、IDLH幅值及下降趋势完全一致, 故极母线差动保护和中性母线差动保护均不动作。
3.4 保护动作对比分析
(1) 当接地故障点位于直流滤波器差动保护区外 (图2中K1点) 时, 故障期间流过直流滤波器首末两端CT的故障电流则为大小相等、方向相反的穿越性电流, 差流为零, 故直流滤波器差动保护不动作。
(2) 若接地故障点位于直流滤波器差动保护区外 (图2中K2~K6点) , 则故障电流会从直流滤波器首末两端CT流向故障点, 当差动电流大于制动电流时, 差动保护动作。
(3) 因感性元件有“通直阻交”电气特性, 故接地故障点任意一侧在电路特性上表现为感性 (图2中的K3和K5点) 时, 直流电流会在接地故障点形成新的电流回路, 即故障电流回路, 导致中性母线差动保护动作。
(4) 本文的故障电流回路及保护动作分析虽然是针对整流站极1直流滤波器进行的, 但是其分析方法和结论同样适用于整流站极2直流滤波器和逆变站极1、极2直流滤波器, 区别仅在于形成分流的电流量不同。
(5) 当直流滤波器发生典型接地故障 (图2中K1~K6点) 时, 直流保护系统的动作情况分析见表4。
(6) 从3.1及表1的故障特征分析可知, K1、K2及K4所代表的故障区域与高压极母线或中性母线属于同一电气点, 当这些区域发生接地故障时, 其故障特征与高压极母线或中性母线接地故障十分相似。因此, 在只有极母线差动保护或中性母线差动保护动作时, 若要快速定位故障设备, 则需综合分析直流极保护和直流滤波器保护的故障波形, 才能区分故障点在高压极母线 (或中性母线) 还是在直流滤波器。
4 结束语
换流站直流滤波器在结构上由电容、电抗和电阻等元器件组成, 因此接地故障点位于不同位置时, 故障点两侧势必会呈现不同的电气特性。结合容性元件与感性元件对直流电流的通断特性以及直流保护的动作情况, 可以推断出各典型接地故障点在故障过程中对直流电流的影响, 从而绘制出故障电流回路, 为直流滤波器故障特征分析及保护动作分析提供理论基础。此外, 分析结果对于迅速排查设备故障原因及分析较为复杂的接地故障过程也具有一定的借鉴意义。
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换流站直流滤波器短路故障特征分析 篇6
短路故障是±500kV及以上电压等级换流站直流滤波器的常见故障。短路故障发生后, 故障点电流急剧增加、极母线保护或极中性母线差动保护动作等, 不仅使设备因承受巨大短路电流而受损, 而且将导致换流站单极或双极闭锁, 影响电网安全稳定运行, 因此快速判断故障类型并及时、准确地处理故障十分必要。根据某±500kV换流站发生的几起故障实例, 本文给出了直流滤波器不同位置发生接地短路和电容器组桥臂短路的简单分析方法, 以供同行参考。
1 直流滤波器短路故障的基本特征
1.1 直流滤波器常见短路故障简介
当超高压直流输电工程的换流站处于双极大地运行方式时, 直流滤波器连接于每一极的极高压母线与极中性母线之间, 起到滤除直流侧谐波的作用。运行中的直流滤波器不仅承受着高电压, 而且由于其滤波特性将流过大量谐波电流, 导致设备的绝缘水平面临严峻考验。短路故障是直流滤波器最常见的故障之一, 主要指设备或连线接地短路。接地短路故障常发生在直流滤波器首端电流互感器T11与高压侧刀闸之间引线 (图1的F1) 、电容器组与电抗器L1之间引线 (图1的F2) 、电抗器L2与低压侧刀闸之间引线 (图1的F3) 、电容器组内部 (图1的F4) 。
1.2 接地短路
(1) 直流滤波器首端电流互感器T11与高压侧刀闸之间引线发生接地故障 (故障点为F1) 。因F1点在电流互感器T11外侧, 流过直流滤波器首末两端的故障电流大小相等、方向相反, 差流接近为零, 故F1点接地故障时直流滤波器差动保护不动作, 只能由过电流保护等后备保护动作来切除故障。但F1点接地短路后, 高压母线阀侧电流IDCH在F1点形成分流, 有故障电流IF从F1点流入大地, 故极1高压母线阀侧电流IDCH>极1高压母线线路侧电流IDLH, 如图2所示。当IDCH与IDLH的差值满足保护判据时, 极高压母线差动保护动作。
(2) 电容器组与电抗器L1之间引线发生接地故障 (故障点为F2) 。F2点位于直流滤波器差动保护范围内, 故障期间故障电流从直流滤波器首末两端电流互感器流向故障点, 满足保护判据, 直流滤波器差动保护动作。F2点接地后, 因电感“通直阻交”特性, 极中性母线电流IDCN会在故障点F2流入大地, 故中性母线线路侧电流等于中性母线阀侧电流与故障电流之差, 即IDLN=IDCN-IF, 如图3所示。一旦满足IDLN<IDCN, 将导致极中性母线差动保护动作。
(3) 电抗器L2与低压侧刀闸间引线发生接地短路故障 (故障点为F3) 情况与F2点发生接地短路时故障特征类似, 在故障点分流作用下, 部分直流电流流过电抗器后从F3点流入大地, 导致IDLN=IDCN-IF, 从而造成极中性母线差动保护动作。如果故障点在直流滤波器差动保护范围内, 还会导致直流滤波器差动保护动作。
1.3 电容器组内部短路故障
电容器组内部短路故障主要是电容器组桥臂接地短路 (故障点为F4) 、桥臂内的电容器短路。由于高压直流输电系统的直流滤波器中, 电容器组的每支桥臂通常由几十个电容组成, 因此整段桥臂发生短路的概率较小。
当桥臂有N个电容 (1<N<桥臂总电容数) 短路时, 桥臂阻抗值会改变, 将有不平衡电流直接流经不平衡电流互感器T12, 最终流向尾端电流互感器, 如图4所示。当不平衡电流的幅值大于不平衡保护判据时, 电容器组不平衡保护动作。
2 故障实例分析
2.1 实例一
故障前, 某±500kV换流站 (整流站) 处于双极大地运行方式, 双极功率控制, 双极功率为3 200MW, 站间通信正常, 控制保护系统无异常信号发出。某时, 极1直流滤波器电容器C1的C11桥臂和C21桥臂之间引线发生接地故障 (故障点为F4) , 最终导致极1闭锁。故障发生后, 典型SER为:P1DFPA比率差动动作、P1DFPA闭锁极、P1DFPA P1DFPA_大电流接点闭锁输出、S1P1PCP1紧急停运等。故障暂态波形如图5所示。
故障F4点位于差动保护范围内, 故障期间故障电流从直流滤波器首末两端电流互感器流向故障点, 当差流超过保护定值时, 差动保护动作。但F4点位于C11桥臂和C21桥臂之间, 由于电容器存在“通交阻直”的特性, 此期间在F4点不会形成明显的分流, 因此接地故障发生后, 直流电压、电流逐步降为零。又因IDCH、IDCN、IDLH、IDLN下降速率一致, 且在F4点不形成分流 (如图6所示) , 故直流保护不动作。此时, 只能依靠直流滤波器保护发出的ESOF信号隔离故障点。
2.2 实例二
故障前, 某±500kV换流站 (整流站) 处于双极大地运行方式, 双极功率控制, 功率参考值为3 200MW, 站间通信正常, 控制保护系统无异常信号发出。某时, 电流互感器T11与高压侧刀闸之间引线发生接地故障 (故障点为F1) , 最终导致极1闭锁。故障发生后, 典型SER为:P1DFP A电抗过电流启动、S1P1PPR1A/B极母线差动保护 (87HV) I段动作、S1P1PCP1B线路再启动保护第一次原压重启请求移相、P1DFPA P1DFPA_大电流接点闭锁输出、极1极保护A/B系统27du/dt动作、行波保护动作、极1极控A系统收到对站ESOF信号等。故障暂态波形如图7所示。
因F1点在电流互感器T11外侧, 流过直流滤波器首末两端的故障电流大小相等、方向相反, 差流接近为零, 故F1点发生接地故障, 直流滤波器差动保护不动作, 此时只能由后备保护动作来切除故障。因F1点发生接地故障, IDCH在F1点形成分流, 故整流站极1高压母线IDCH≠IDLH, IDCH与IDLH的差值满足保护判据, 直流高压母线差动保护动作。另外, F1点与接地极形成通路, 使流入故障点的电流从F1点和接地极引线回流至极1中性母线, 因此极中性母线线路侧电流等于接地极线路电流与对极中性母线线路电流之和, 即IDLN=IDEE1+IDEE2+IDLN_OP, 如图8所示。
3 结束语
当接地故障点位于直流滤波器差动保护区内 (直流滤波器首端电流互感器T11与尾端电流互感器T13之间) 时, 因故障电流从直流滤波器首末两端电流互感器流向故障点, 差流大于制动电流, 故差动保护动作。
直流滤波器在物理构造上主要由电容器C1和电抗器L1、L2组成, 电容器和电抗器在电气特性上不一致, 除了接地故障点在电容器C1两桥臂之间以外, 故障点均会对直流电流进行分流, 导致直流极高压母线差动保护或直流极中性母线差动保护动作。
当桥臂单体电容器发生短路时, 并联桥臂之间容抗值不等, 导致部分特征谐波流向不平衡电流互感器。当不平衡电流与尾端电流的比值及延时满足不平衡保护的报警或动作定值时, 不平衡保护报警或动作。
参考文献
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有源滤波器在高压直流输电中的应用 篇7
我国用电负荷与发电能源的分布很不均衡, 东部地区负荷多而能源少, 西北、西南地区能源多而负荷少。在能源中心建立大火电、水电基地, 大容量、远距离将电能输送到负荷中心是解决该矛盾的较好途径。这就需要建立全国能源传输通道, 进行“西电东送、南北互供、全国联网”的部署。高压直流输电可远距离、大容量传输电能, 适合大区电网非同步互联, 具有功率损耗小, 线路造价低, 功率调节迅速灵活, 不存在系统稳定性问题等优点, 在国内外得到了广泛应用。
高压直流输电的换流站通常采用的是12脉动换流装置, 脉动次数越多, 谐波含量越小。然而想要依靠增加脉动数来继续减小谐波, 其控制系统会非常复杂, 投资也会大幅增加, 而滤波效果却增加的不明显。12脉动换流装置在直流侧产生的谐波电压、谐波电流主要是12k次, 在交流侧产生12k±1次特征谐波。谐波电流在系统中引起谐波电压, 降低了系统的电压质量, 并带来其他危害[1]。由于静电感应, 电磁感应及传导耦合, 线路上的谐波电流还会干扰通信线路上的传输信号, 其带来的电磁污染产生的过高可听噪声易使附近居民或工作人员感觉烦躁不安[2]。因此, 研究如何消除直流输电线路对邻近通讯线路的干扰, 有效抑制HVDC中的谐波, 具有重要的实际意义。然而目前广泛采用的无源滤波器 (PF) 却有自身无法克服的弊病。会产生谐波放大, 并且即使不出现谐振, PF的滤波效果也十分有限[3]。本文从APF的滤波原理、混合型APF、控制策略几个方面进行了分析, 论述了其在HVDC系统中作为补偿装置的可行性。
1 有源滤波器
有源滤波器系统由两大部分组成:指令电流运算电路和补偿电流发生电路。
其基本工作原理是, 检测补偿对象的电压和电流, 经指令电流运算电路计算得出补偿电流的指令, 信号经过放大后, 得出补偿电流, 此电流与需要补偿的谐波电流幅值相等方向相反, 两者相互抵消, 最终得到期望电流[4]。数学表达式为:
交流系统的电流畸变主要是由非线性负载引起的。而直流滤波, 是希望滤除负载中直流分量以外的所有纹 (谐) 波分量, 这些纹 (谐) 波分量主要是由直流电源 (一般是由交流电源整流获得) 中的纹波电压分量在负载中引起的。而通过傅里叶分析可知, 直流系统中的纹波分量也是由各次谐波分量构成的。在这个意义上讲, 交流系统和直流系统中抑制谐波的目的是相同的:抑制不希望在电源或负载中出现的谐波分量。
有源滤波器有并联和串联两种接入方式。其中并联方式是应用的最多的一种, 其主要用于补偿可以看作电流源的谐波源。而串联型主要用于补偿可看作电压源的谐波源[5]。由于整流变换器直流侧谐波等效为谐波电压源, 参照谐波源与有源滤波器补偿效率的相关结论, 理论上对于直流端电压谐波, 串联型APF有较好的治理效果[6]。然而串联型APF意味着器件将承受与高压直流输电系统相同的高电压, 大电流, 这又使得绝缘困难, 成本增加。直流APF的提出和研究时间没有交流APF那么长, 因此目前是将APF应用在整流桥的直流侧进行滤波。
为了改进其电路特性, 可以将APF与电容电感 (无源滤波器) 串联后, 并入系统, 形成一种混合型滤波器, 这样APF在高压直流输电中承受的电压和电流都会降低, 其容量将大大减小。如果能先用无源滤波器滤去主要的低次谐波 (12次、24次) , 再用APF将滤去没有滤净的谐波, 就能充分发挥二者优势, 提高整体的滤波效果。
APF的控制策略如图1所示:
在图1中, d轴q轴的参考相量i1dh、*i*1qh分别为:
其中, i1dh、*i*1qh为电网中需要补偿的谐波电流的d轴和q轴参考值。i*1d、i*1q为高压直流输电系统根据自身情况或电网调度需求和电网交换的有功、无功功率电流的参考值。为稳定直流电压的d轴参考值。
从以上分析可知, d轴参考电流i1def包括有功电流参考值i*1d、电网中需要补偿的d轴谐波电流的参考值i*1dh和直流电压外环加入的d轴参考值。q轴参考电流i1qref包括无功电流参考值i*1q、电网中需要补偿的q轴谐波电流的参考值i*1qh。采用直接电流控制, 换流器交流电流完全追随参考电流变化时, 就可以完成有功功率、无功功率和谐波三个量的协调控制, 实现在传递功率的同时完成滤波的功能[7]。
2 结束语
有源滤波器与无源滤波器构成混合滤波器, 可以对高压直流输电直流侧谐波电流进行更严格的过滤, 不但效果非常理想, 还可以使有源滤波器承受更低的电压、电流, 降低对容量的要求。
摘要：高电压直流输电技术在远距离大容量输电的任务上担当了重要角色。然而其两侧换流站由于存在很多大容量换流阀, 使得注入系统的谐波非常严重, 严重影响了电能质量和运行稳定性。而现在大多使用的滤波设备都是传统的无源滤波器, 由于其调谐频率的限制, 仍会有其他次谐波注入系统, 而用有源滤波器 (APF) 则能有效改进滤波效果。本文阐述了APF的工作原理及其适用限制, 提出了使用混合型APF进行滤波的方案。通过此方案可以在控制成本的同时, 提高滤波效果。
关键词：有源滤波器,高压直流输电,换流,谐波
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直流系统滤波 篇8
关键词：高压直流输电,双调谐滤波器,阻尼电阻,性能指标,稳态定值
0 引言
交流滤波器的设计应综合考虑技术、经济因素,保证其推荐的配置方案在各种运行工况下都能满足相关的性能和定值要求。阻尼式多调谐滤波器由于具有滤波范围广、失谐灵敏度低、高频阻尼性好等优点[1,2],被广泛应用在现代高压直流工程中,尤其是电话谐波波形系数要求较高的场合。
目前,关于阻尼式调谐滤波器的电容、电感参数计算已有较多论述[3,4,5,6],其基本思想是首先忽略电阻的影响,将滤波器简化为无阻尼的LC电路,然后根据滤波器在调谐频率处阻抗为0[3,4]的条件或将多调谐滤波器等效为多个单调谐滤波器的方法[5,6]来确定电容和电感值;然而,对阻尼电阻的并联位置和大小应该如何选取却较少涉及,通常凭借工程经验采用反复试算的方式确定,因而有较大盲目性。由于交流滤波器的设计需要核算的工况很多,凭借工程经验采用反复试算的方式确定并联电阻会导致计算量的激增。实际工程计算发现,并联阻尼电阻位置、大小选取的不同,会直接影响滤波器的阻抗频率特性,容易导致对高频阻抗特性敏感的电话谐波波形系数超标,严重情况下会减弱滤波器在调谐频率附近的滤波能力,引起电压畸变率超标,恶化电能质量;同时,还会造成滤波器应力变化,如果选择不合理会导致部分滤波器应力过大,影响避雷器的型式选择和方案布置,增加制造成本。因此,分析和总结阻尼电阻对滤波器性能和定值的影响规律,进而优化电阻的位置和大小,对工程设计有重要意义。值得指出的是,尽管本文是以双调谐滤波器为例说明阻尼电阻的选取原则,但其研究方法和思路同样适用于三调谐滤波器。
1 阻尼式双调谐滤波器
双调谐滤波器等效于2个并联的单调谐滤波器,可以同时消除2个不同频率的谐波,而且其中只有一个谐振回路需要承受全部的冲击电压,损耗低、占用面积小、投资省、便于备用和维护,是目前直流工程采用最普遍的滤波器形式[1,2,7]。无阻尼双调谐滤波器是由串联谐振电路C1,L1与并联谐振电路C2,L2串接而成。实际工程中,为实现较好的高频特性或避免因谐振引起低压元件的定值过高[8],一般需要并联1～2个电阻。添加并联电阻的基本原则是:不能过分改变调谐点附近的阻抗频率特性(否则会导致性能超标);损耗不可过大,尽可能减少运行或制造成本。
双调谐滤波器的通用结构如图1所示[9],阻尼电阻可以选择性地安置在R1,R2,R3这3个位置,以达到满足系统性能的同时降低元件应力的要求。上述3种电阻位置在以往的直流工程中都曾采用过,如附录A表A1所示,其中,采用阻尼电阻并联在R1位置的较多。
不同位置、不同大小的阻尼电阻都会影响滤波器的阻抗频率特性。以无阻尼双调谐滤波器DT11/24为例,其基本参数为:C1=1.839 μF,C2=4.789 μF,L1=15.070 mH,L2=11.156 mH。通过改变并联电阻的位置和阻值来观察阻抗频率特性曲线的变化,在同一位置时阻值分别取0.3 kΩ,1.0 kΩ,1.7 kΩ,如图2所示。
结合图2所示的不同阻尼电阻下的阻抗滤波器阻抗频率特性可以总结出如下结论:
1)R1越小,则滤波器在第2个调谐点附近的阻抗越大,且其高次阻抗越小。
2)R2越小,则滤波器在第1个调谐点附近的阻抗越大,在并联回路谐振频率附近的阻抗越小。
3)R3越小,则滤波器在第1个调谐点附近的阻抗越大,在并联回路谐振频率附近的阻抗越小,高频阻抗越小,在第2个调谐点附近的阻抗越大但变化不十分明显。使用R3的滤波效果近似等价于同时安装R1和R2。
2 基于性能要求的选取原则
2.1 性能指标
交流滤波器主要为特定频率的谐波电流提供呈现低阻抗的并联通道,从而限制母线电压畸变和减少通信明线干扰。性能计算用于考核不同工况下其换流器产生的谐波滤除效果,不考虑系统外部影响,即忽略系统母线背景谐波的影响。通常考虑的主要指标如下。
1)n次谐波电压畸变率Dn:
式中:Un为换流器谐波电流产生的n次谐波相对地电压均方根值;U1为相对地工频电压均方根。
2)总谐波电压畸变率Dtot:
3)电话谐波波形系数KTHFF:
式中:kn=50n/800;pn=CCITT/1 000;CCITT为噪声加权系数。
整理后的pn,knpn与频率的关系曲线见图3。
典型工程的性能指标限制见附录A表A2。
值得指出的是,表征各次谐波的干扰效应衡量“人耳—话机”灵敏度响应的指标有2种:KTHFF和电话干扰系数λTIF。前者主要在欧洲地区应用,后者在北美地区广泛使用,二者之间差别较小,存在λTIF≈4 000KTHFF的关系[10]。中国一般采用欧洲的做法,最常用的是KTHFF[1]。
2.2 性能计算模型
由于给定运行工况后U1已知,且其他参数均可通过查表或技术标准获取,故求取各项性能指标最大值的关键在于求取单次最大可能的谐波电压。母线上的n次谐波电压Un是换流器产生的谐波电流In在系统谐波阻抗Zsn与滤波器阻抗Zfn并联形成的等效阻抗上的压降:
式中:Ysn和Yfn分别为系统和滤波器的谐波导纳。
系统运行方式或网络结构的变化对系统谐波阻抗的影响十分显著,而滤波器设计需满足所有工况下的性能指标,故一般采用包络法将所有合理的谐波阻抗点包起来。基于实际谐波阻抗的幅频、相频特性差异,通常用扇形阻抗图表示低次谐波阻抗,用圆形阻抗图表示高次谐波阻抗[11,12],见附录A图A1(a)和图A2(a),附录A图A1(b)和图A2(b)是相应阻抗映射到电导—电纳平面上的导纳表示。
特定工况下,换流器产生的谐波电流In已确定[13,14],要想得到最大的电压畸变率,只需使目标函数|Yfn+Ysn|取最小值,即当滤波器支路与系统阻抗呈并联谐振状态时电压畸变最严重,这就是目前交流滤波器性能计算采用的谐振阻抗模型[15,16]。
2.3 阻尼电阻对性能指标的影响
由图2可以看出,阻尼电阻主要影响双调谐滤波器调谐频率、谐振频率及高频附近的阻抗特性,而对低频下的阻抗特性几乎没有影响。所以,阻尼电阻的位置、阻值变动对低次(2～10次)电压畸变率没有改善或恶化的效果。通常,整流站由于系统运行条件苛刻,需额外配置高通滤波器(HP3,C型滤波器)或采用三调谐滤波器来滤除低次非特征谐波。
由图3看出,噪声加权系数曲线随着频率逐渐增大;换流器产生的特征谐波一般比由不对称因素引起的非特征谐波高1～2个数量级,而目前直流工程普遍配置双调谐滤波器如DT11/24(A型滤波器)和DT13/36(B型滤波器),已经将40次以下的特征谐波滤除,故KTHFF的超标通常是由47次和49次谐波引起的。为了解决这一问题,通常将并联电容器串联一个小电感,并将调谐次数定在48次,用于改善滤波器的高次滤波性能。实际中的滤波器投切原则是优先投入调谐滤波器或高通滤波器,在大负荷条件下基于无功的要求才会投入并联电容器,所以通常KTHFF超标或最恶劣的情况出现在低负荷水平,尤其是只投入1个A型滤波器和1个B型滤波器(或1个A型滤波器、1个B型滤波器和1个C型滤波器)的情况。
为了进一步理解阻尼电阻对KTHFF的影响,对式(4)进一步变形:
式中:Gsn,Bsn,Gfn,Bfn分别为系统和滤波器的谐波电导和电纳。
由于系统高次谐波阻抗圆覆盖的范围较大,在低负荷水平下高次电压畸变率取得最大值时一般满足:
故高次电压畸变率主要取决于滤波器电导,有
因此,滤波器在高频下的电导越大,则KTHFF越小。
2.4 工程算例
以国内某±800 kV直流工程孤岛运行方式为例,其基本配置为4组DT11/24、4组DT13/36、2组HP3和8组并联电容器,计算工况为功率正送、双极、直流全压、直流高阻和两侧交流电压取最大值550 kV,功率输送水平从额定功率的10%开始,以额定功率的5%为步长,直到额定功率的120%。以不同的阻尼电阻校核滤波器的性能结果如表1所示。
DT13/36在不同阻尼电阻下的高频电导如图4所示。
由表1和图4可知,如果阻尼电阻过小(如0.1 kΩ),尽管此时的高频电导较大,但由于已严重影响滤波器在调谐点附近的阻抗频率特性,可能导致多项性能指标超标;随着阻尼电阻逐渐增大,调谐点附近的阻抗变小,但高频电导减少,在某一点处KTHFF达到最小值;之后随着阻尼电阻继续增大,KTHFF将变大甚至超标。在同样的阻值条件下,R1的位置最优,R3次之,R2最差。虽然R1=0.1 kΩ时的性能指标最优,但会带来损耗过大等定值问题,所以实际工程采用的是R1=0.5 kΩ,此配置下各项性能指标与R1=0.1 kΩ时十分接近。
综上,可以总结基于性能指标的阻尼电阻选取原则为:
1)阻尼电阻过小会影响滤波器的调谐能力,过大则恶化其高频特性且容易失谐,但对低次阻抗特性几乎没有影响,选取范围在0.5～2.0 kΩ为宜,当然,实际参数选择需要结合具体工程的系统条件进行判断。
2)如果KTHFF要求较高,则优先选择安装在R1位置上,R3次之,R2效果最差。
3 基于稳态定值考虑的选取原则
3.1 稳态定值计算
稳态定值计算在性能计算的基础上进行,用于计算各个元件上可能出现的电压和电流的最大值,其考核的目的是为滤波器制造和避雷器配置提供重要参数依据,保证设备在运行时的安全可靠,同时使之具有良好的经济性。
稳态定值计算通常需考核以下指标[1]:
1)最高持续运行相电压:
2)热稳定电流:
3)决定爬电距离的最高电压:
4)滤波电阻Rf上的功率损耗:
元件定值由2个部分组成:一是换流器谐波引起的应力;二是背景谐波引起的应力。计算前者时假设系统阻抗与滤波器阻抗发生并联谐振,计算后者时假设系统阻抗与滤波器阻抗发生串联谐振,然后对二者进行叠加确定最终的元件应力[1,11]。为了使设计保留足够的裕度,定值计算考虑的各种条件比性能计算更苛刻,如电容器考虑的初始失谐度和故障造成的失谐考虑得更严重、投切组合和投入组数考虑得更恶劣、系统稳态频率偏差更大等,如果实际工程考虑的其他系统条件(如阻抗圆)也同样很苛刻时,会导致滤波器各个元件上的定值很高,尤其是并联回路中的低压元件定值。
由图2可知,R2或R3对滤波器谐振频率附近的阻抗特性有影响,可通过分流减少进入滤波器并联回路的谐波电流,以降低低压元件L2,C2上的稳态定值,但电阻本身损耗通常较大;而R1并联在L1上,故对进入并联回路的谐波电流没有分流作用,电阻损耗较小。阻尼电阻不宜过小,否则损耗过大,运行成本提高;但也不能过大,否则尽管能降低损耗,但降低元件定值的效果也随之变差,甚至可能引起KTHFF超标。
3.2 工程算例
采用与2.4节相同的测试工程,考虑所有的运行工况,包括功率输送方向、运行接线方式、直流电压水平、线路电阻高低以及两端交流系统电压水平等,同时计及系统频率偏差、元件失谐等因素,分别考核DT13/36阻尼电阻安装在不同位置和选择不同阻值时对该型滤波器各元件定值的影响。限于篇幅,只列出部分定值结果,如图5～图8所示。
图5和图6给出的是电容器和电感器上的最高持续运行相电压,这是选取电容器及配置避雷器的重要参数指标。可以看出,C1作为高压电容器,需要承受较高的电压应力,而C2上的电压应力要小得多,且随着阻尼电阻值的改变,C1上的电压应力相对变化不大。双调谐滤波器的避雷器通常配置在L1的低压端和高压端,采用接地方式[17],根据两点对地的最高持续运行相电压,如图5(b)和图6所示,可以进一步确定避雷器的相关参数。由图5(b)和图6可知,对于C1而言,在同样阻值条件下选择R3时其电压最小,选择R2次之,R1最差;而对L1而言,阻尼电阻选择在低阻抗(≤0.5 kΩ)时,电压应力由小到大依次为R3,R2,R1,而选择在高阻抗时则变为R1,R3,R2。
热稳定电流是选择电感器的重要参数,目前工程限值约为1.5 kA,显然,本文测试算例的定值并不算大。从图7可知,并联回路中L2上的电流应力大于串联回路中L1上的电流应力,而R1的阻值变化对L2上的电流应力几乎没有影响,在系统条件恶劣时可能导致定值过大。此时需考虑安装R2或R3以降低定值,且阻值越小效果越明显。
由图8可知,阻尼电阻较小时,R2或R3消耗的功率很大,随着阻尼电阻增加,其消耗的功率逐渐减少;同样阻值条件下,R1消耗功率最少,R2次之,R3最差。R2在1.0～1.5 kΩ范围内的功率损耗大致等价于R3在1.5～2.0 kΩ范围内的功率损耗。
当然,稳态定值计算通常考虑的是极端恶劣条件下的定值限值,理论计算值远大于实际中长期正常运行下的定值,不过其仍是设备参数选择、配型的重要依据。综上所述,可以总结基于稳态定值的阻尼电阻选择原则为:
1)如果L,C上的定值在合理范围内,则基于功率损耗的原因,阻尼电阻优先选择安装在R1上,阻抗在0.5～1.0 kΩ为宜。
2)如果L,C上的定值较大,可考虑将阻尼电阻安装在R2或R3位置上,由于阻值过小则损耗过大,阻值过大则效果不佳,因此,R2以1.0～1.5 kΩ为宜,R3以1.5～2.0 kΩ以宜。
4 结语
滤波器设计本身是一个反复试算并不断优化的过程,需要考虑的条件工况十分多且计算量很大,阻尼电阻的选取更是严重依赖设计者的工程经验。本文经过分析总结出了以下选取原则,在实际工程中结合具体条件灵活运用,可以很好地提高滤波器设计的效率。
1)在定值结果不大的前提下,基于性能指标尤其是KTHFF限制的考虑,优先选择安装在R1位置,阻抗不宜过低,在满足性能指标的条件下,电阻越大则滤波效果越好且损耗越小,但容易失谐,以0.5～1.0 kΩ为宜。
2)如果低压元件定值过高且KTHFF要求不高或系统高次谐波阻抗圆范围不大,则考虑安装在R2位置,以1.0～1.5 kΩ为宜。
3)如果基于性能和定值2个方面的原因,可考虑安装在R3位置,以1.5～2.0 kΩ为宜;如果R3位置仍无法同时满足性能和定值的要求,在滤波器安装空间允许的情况下,可考虑同时安装R1和R2。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。