结温测试

结温测试（精选四篇）

结温测试 篇1

国内外有多种方法对半导体照明的结温的进行检测,最直接的方法是将微型温度传感器植入LED封装模块中,在LED芯片和支架之间嵌入一个热敏电阻,通过热敏电阻和温度之间的关系式推算结温,这种测试能实时稳定地监测LED结温,但在实际应用中增加了封装级的成本[3]。另外,拉曼光谱法测试结温是基于拉曼散射谱中的谱线stokes和antistokes在不同温度下的频移来计算结温,这种方法可以得到芯片内部不同微区域的温度分布;同时LED芯片发光峰值波长也与温度之间存在一个函数关系,这两种通过光谱传感的方法由于LED芯片封装在内部,测试时需要打开透镜而导致应用上的局限[4]。目前最常用的结温测试方法是采用电学法进行测试,在一定恒流控制下,通过标定出LED正向电压或扩散电阻(阱电阻)等参数与温度之间的关系来确定结温,其中正向电压法被认为是较理想的传感参数,这种测试方法可以通过脉冲控制方式来获取动态结温温升[5]。本文基于动态测试方法搭建了结温测试电路,并分析了影响结温测试精度的因素,并针对测试误差对标定中采用的函数关系进行优化。

1 实验系统及优化

1.1 实验测试原理

结温测试电路框图如图1所示,设计两个恒流模块,一个恒流输出为LED提供热源,输出电流为350mA,一个恒流源为LED提供测试电流,输出为1mA,两路电流作用时间通过模拟开关进行控制,设计脉冲的占空比为1%,在测试电流期间对LED前向压降值进行采集,为了消除LED自身的环境温度和电性能影响,设计一个参考LED反向输出电路,使用零偏补偿电路对测试的初始值进行定标,三路信号通过求和电路耦合输出,到单片机系统进行放大、A/D转换和显示输出。

1.2 优化方法

测试电路进行测试之前,须对LED的结温-正向电压之间的关系系数K进行标定,选用某公司的1W大功率LED模块作为样品,将该样品放高低温循环箱中进行升温,测试的正向压降在低温阶段随温度升高呈线性下降,在超过120℃时压降值呈现加速下降趋势。测试曲线如图2所示,实验得出高温段的数据值需要优化,不能简单用常数K值来近似。

由肖克莱(Shockley)方程[6]进行推导可得出:

其中Vf为被测LED的前向压降,k是波尔兹曼常数,q是电子电量,n是理想因子,If是前向电流,Rs为LED的串联电阻,Ea是受主杂质活化能,C和r均为材料相关的常数。该推导式可通过泰勒展开式进行多项式分解,为便于分析,将测试数据取绝对值,根据测试曲线形态,采用二次项方程进行拟合,结果如图3所示。

采用临界温度点对标定数据分段拟合能够精确地解决结温测试过程中标定带来的误差,但同时增加了测试的工作量,且对标定的恒温恒湿箱有较高的控温要求。对不同LED模块测试标准,需要建立相应的数据库来描述K系数特性。

1.3 实验测试电路及设置

实验用电路板和测试系统分别如图4(a)、(b)所示,系统提供的最大功率为80W,脉冲占空比为1%,测试系统的电压信号通过Agilent公司的六位半的多功能万用表34410A采样输出,数据传输速率为10Sample/s,经后处理得到瞬态结温值。

为精确测试LED结温,用直径0.3mm的细铜丝连接模块的引脚,则由封装模块的引脚散热影响可以忽略,测试过程选取LED的采样延时时间在uS级,这样在测试电流与加热电流切换过程中LED芯片的热损失也近似可以忽略。为了确定结温测试的准确性,将热电偶通过焊锡连接到LED底部检测铜热沉的温度,多功能万用表在该设定的采样速率条件下,采样精度可以控制在0.3mV,根据大功率LED的电压-温度系数关系,实测的结温数据精度可以控制在0.3℃范围内。

2 实验结果

5颗同类型的LED芯片封装模块平均结温如图5所示,每颗样品的测试值如表1所示,其中参考热阻值为通过仿真得到的数据值,包括了LED模块的体热阻、接触热阻和界面热阻,同时引入了松香层和焊锡层热阻,测试数据表明样品间的一致性非常好,测试误差较小。

3 结论

论文采用电学法对半导体照明中的结温进行测试,使用脉冲调制方法测试瞬态的结温变化值,实现了结温测试的电路。提出LED模块的正向压降-温度的关系系数K是影响结温测试精度的主要因素,对不同温度段的K值进行了分段拟合,测试结果表明,同类型的功率LED模块结温一致性良好,换算得到的热阻值能够较好的与参考热阻相对应。

参考文献

[1]费翔,钱可元,罗毅.大功率LED结温测量及发光特性研究[J].光电子.激光,2008,19(2):289-292.

[2]Min-Ho Kim,Martin F.Schubert,Qi Dai,et al.Origin of efficiency droop in GaN-based light-emitting diodes[J].Appl Phys.Lett,2007,91:183507.

[3]Lee C Y,Su A,Liu Y C,et al.In situ measurement of the junction temperature of light emitting diodes using a flexible micro temperaturesensor[J].Sensors,2009,9(7):5068.

[4]Xi Y,Xi J Q,Gessmann T,et al.Junction and carrier temperature measurements in deep-ultraviolet light-emitting diodes using three dif-ferent methods[J].Appl Phys.Lett.,2005,86(3):031907.

[5]Quan Chen,Xiaobing Luo,Sheng Liu.Junction temperature testing system of LED design and measurement[J].7th China International Fo-rum on Solid State Lighting,2010:313-316.

结温测试 篇2

1 稳态法结温测试平台

稳态法测试结温是通过测量旁路二极管的表面结温, 采用制造商提供的热阻, 利用公式 (1) 计算得到的。

式中:Tj-二极管的结温 (℃) ;

Tcase-二极管的壳温 (℃) ;

RTHjc-热阻 (℃/W) ;

UD-二极管电压 (V) ;

ID-二极管电流 (A) 。

1.1 试验装置

将被测组件放置在环境箱中, 用热电偶控制光伏组件的表面温度, 采用直流稳压源为被测样品提供稳态电流, 直流源的正极与组件的负极连接, 使电流正向通过旁路二极管。通过0.1Ω标准电阻两端的压降控制电流的大小。

在每一个旁路二极管的两端引出电源线, 表面粘贴热电偶, 利用数字示波器MX100实现旁路二极管表面温度Tcase和正向压降UD数据的采集和记录。

1.2 测试过程

将被测组件稳定在75℃±2℃的条件下, 通过监测标准电阻两端的压降, 控制直流源的输出, 使流经旁路二极管的电流大小为STC下标称短路电流Isc±2%, 1h后进行测量, 用数据采集仪记录每个旁路二极管的温度和压降。利用公式 (1) 计算结温。

2 瞬态法结温测试平台

瞬态法利用旁路二极管发射极的正向压降UD与结温Tj在相当宽的温度范围内呈线性关系, 通过UD的测量间接测量Tj的方法。

2.1 试验装置

瞬态法结温测试的试验装置是在稳态法测试平台的基础上增加了一只阻值约14Ω的滑线变阻器 (R) 。

2.2 测试过程

将被测组件稳定在30℃±2℃, 用MX100数据采集仪监测样品温度。闭合回路, 通过标准电阻控制通过旁路二极管的电流大小为Isc±2%。断开电路, 稳态条件下, 测试旁路二极管压降的试验装置同1.1所述。使系统恢复稳定状态。

短时闭合回路后立即断开, 利用数据采集仪的单触发模式逐个采集旁路二极管两端的电压波形, 记录通电1ms时旁路二极管的正向压降UD。由于是瞬态电流, 可以认为此时旁路二极管的表面温度即为结温Tj。

分别在50℃±2℃、70℃±2℃、90℃±2℃温度下重复上述步骤。利用最小二乘法得到旁路二极管正向压降UD和结温Tj的关系曲线。在75℃下, 向组件通Isc±2%恒定电流1h, 记录旁路二极管的正向压降, 借助第一步中得到的UD-Tj曲线得到光伏组件在75℃下的结温。

3 分析与讨论

在利用稳态法与瞬态法分别对旁路二极管的进行结温测试后, 我们对实验结果进行了详细的分析比对。以下就从瞬态法测试结温的注意事项、旁路二极管数量多少对结温效果的影响以及结温测试结果的重复性与波动性这四方面来进行详细的分析。

3.1 瞬态法测试结温的注意事项

在采用瞬态法进行旁路二极管结温测试时, 由于其要求在恒定的电流下进行测试端电压, 但旁路二极管的电阻又呈现出非线性的特征, 这就使得电流不易稳定, 影响到测量结果。为此, 在测试中需要注意设置一定的线性元器件, 例如阻值较大的滑线变阻器。通过滑线变阻器, 就可以使电路在闭合的瞬间能够防止电流波动, 实现稳定的电流, 有利于示波器的采集。所提供的电压波形图会表示的非常稳定, 更利于保证测试结果的准确性。

3.2 旁路二极管数量对结温测定结果的影响

受厂家生产的影响, 在采用不同厂家生产的接线盒时, 其中所含的旁路二极管数量并不相同, 为了能够确定旁路二极管数量的多少对其结温效果也是有影响的, 在测试中应当利用同一个光伏组件作为测试样品。但分别接入两个旁路二极管和一个旁路二极管进行测试。测试结果表明, 在电池组中安装两个旁路二极管时, 结温效果更低, 这对于增长旁路二极管的使用期限, 提高光伏组件在使用过程中的安全可靠性有着很大的提高促进作用。

3.3 结温测试结果的重复性

为了能够确保结温测试结果的精确性与普遍性, 排除偶尔的测定结果可能, 在进行实验时, 不能在同一种状况下只测定一次, 而应当在同样的测量条件下多测量几次, 当这几次测量的结果没有太大起伏而保持一致时, 方可认定为测试结果有效。这就体现出了结温测试结果的重复性, 重复性好的, 测量结果更为精准。在两种测试方法中, 采用瞬态法进行测试的重复性指数较低, 而稳态性结温测试方法则具有很好的重复性, 因而从这个角度可以得出稳态法更适宜作为旁路二极管的测试方法。

3.4 结温测试结果的波动性

结温测试结果的波动性是指在一次结温测试完成并降到室温后, 在保证良好接触的条件下, 不改变热电偶、导线的连接和电压、电流的原有设置, 将样品升高至规定温度, 重新进行结温测试时所得结果的波动性。从两种实验可以得知, 稳态法结温测试的波动性很小, 稳定性较高。相反, 瞬态测试法的波动性则较大, 稳定性较差。

4 结束语

综上所述, 通过实验分析对比可以看出, 在对旁路二极管的热性能进行测定时, 选择稳态法会得到更准确可靠的测量结果, 其所表现出的重复性较高, 波动性较小, 测量结果数值较为稳定。但这是需要在确定热阻的前提下来实现的。从实验可以得知, 旁路二极管的结温测试结果确定性较低, 为此在测定其结温以确定具体的选型时, 必须要考虑到旁路二极管结温数据的不确定性。

参考文献

[1]李霏等.双极晶体管Vbe瞬态热阻测试法精度修正[J].半导体学报, 2005.

结温测试 篇3

关键词：双馈风电机组,变流器,IGBT模块,损耗,结温

0 引言

双馈风电变流器是影响大功率风电机组及入网安全稳定运行的重要环节[1,2]。由于风能固有的间歇式特征,风电机组长时间、频繁和大范围的随机出力变化,导致其电能转换单元持续承受剧烈的热应力冲击,使变流装置在风电并网运行中的可靠性变得极其脆弱,其在风电机组部件中的故障率非常高[3,4],而变流器中超过50%的故障是由于IGBT模块失效造成的[5]。

IGBT模块老化失效的根源,主要是IGBT模块内部温度的波动及不同材料热膨胀系数的不匹配,产生交变热应力,导致变流器老化和失效。虽然国内外学者对常规电力传动用变流器IGBT模块的损耗与结温特性进行了研究[6,7,8,9,10],但近期Vestas和Siemens等风电国际知名企业逐渐意识到,不同于常规电力传动用变流器,双馈风电机组机侧变流器长期处于较低的输出频率下运行,使得IGBT结温波动较为显著,其故障率远高于网侧变流器[11]。加之,双馈风电机组不同运行工况下,机侧变流器还处于整流、逆变工作模式切换运行,往往导致其变流器IGBT损耗及结温的计算和分析较为困难。基于此,结合双馈发电机输出功率特性,基于开关周期结温计算方法,建立机侧及网侧变流器在整流或逆变模式下IGBT模块损耗及结温的计算模型,并对全运行工况下IGBT模块损耗与稳态结温的变化规律及影响因素进行了分析。

1 双馈发电机输出功率特性

考虑变速恒频运行以及载荷约束特点,根据风速的不同,双馈风电机组运行区域通常可分为最大风能捕获区、恒转速区和恒功率区[12],双馈风机输出功率如图1所示。

图中,Pn为机组额定输出功率,vcut_in为切入运行风速;vsyn为机组处于同步点运行时对应的风速;vconst_nr为机组切入恒转速运行区域对应的风速;vrated为额定风速;vcut_out为切出风速。在最大风能捕获区(A-C段)时,通过风电机组最大功率跟踪策略,可使发电机转速及输出功率均随着风速的增大而增加,实现风机的最大风能捕获;在恒转速区(C-D段),通过变流器和变桨控制,可使发电机保持恒定转速运行,而输出功率则随着风速的增大而增大;在恒功率区(D-E段),通过变桨控制可使发电机保持恒转速和额定功率运行状态。因此,通过风电机组不同区域时的控制策略,可使双馈风电机组运行在最大风能捕获区、恒转速区和恒转速恒功率区,在上述区域中机侧变流器可能工作于逆变模式(A-B段)和整流模式(B-E段),网侧变流器的工作模式与此相反。

2 双馈风电变流器IGBT模块结温计算模型

考虑机组和变流器的控制策略、变流器工作模式及低频运行特性对变流器IGBT模块结温的影响,本节基于开关周期结温计算方法,结合双馈风电机组仿真模型,利用IGBT模块特性参数及变流器运行参数,建立机侧变流器结温计算模型。

对于三相变流器,IGBT与二极管基于开关周期的导通损耗PIC与PDC分别表示如下[13]:

式中vI、vD分别为IGBT与二极管的饱和压降;rI、rD分别为IGBT与二极管的导通电阻;i(t)为变流器输出电流;δ(t)为占空比,其计算如下:

式中“±”内的“+”或“-”分别用于机侧变流器逆变或整流模式;m为调制度;ω为角频率;Φ为交流电压和电流基波分量之间的相位角。

IGBT与二极管基于开关周期的开关损耗PIs与PDs分别表示如下[14]:

式中fs为开关频率;Eon、Eaff分别为IGBT额定条件下的单位开、关损耗;Vdc变流器直流侧电压,Vn、In分别为IGBT额定电压和电流;Erec为二极管额定条件下的单位恢复损耗。

单个IGBT与二极管的总损耗PI及PD分别表示如下:

机侧或网侧变流器功率模块的总损耗Ptot为:

机侧或网侧变流器功率模块的热模型如图2所示,则IGBT的结温TIj与二极管的结温TDj分别计算如下:

式中ZIjc(ZDjc)为IGBT(二极管)的结-壳热阻抗;ZIch(ZDch)为IG-BT(二极管)的管壳至散热器热阻抗;为变流器功率模块散热器的热阻抗;上述热阻抗分别由各自的等效热阻及热容构成,其具体参数可根据厂商提供数据获取;Ta为环境温度(本文设为50℃)。

基于上述IGBT模块开关周期结温计算模型,结合双馈风电机组仿真模型,可建立双馈风电机组机侧及网侧变流器IGBT模块的结温计算模型,其计算流程如图3所示。

由图3可知,变流器IGBT模块结温计算步骤如下:首先,基于双馈风电机组仿真模型,获取某风速下机侧及网侧变流器的运行参数,即d、q轴电流、电压及直流侧电压,进而计算电流与电压的相位角φ及变流器的调制度m;其次,根据双馈电机转速nr是否超过同步转速判断变流器工作于逆变或整流模式;最后,结合IGBT模块开关频率fsu及变流器输出电流,利用开关周期结温计算模型,即可实时计算双馈风电机组机侧及网侧变流器IGBT模块的损耗及结温。

3 机侧及网侧变流器IGBT模块损耗及稳态结温分析

3.1 机侧及网侧变流器IGBT模块损耗分析

基于双馈风电变流器IGBT模块结温计算模型,仍以某1.5MW双馈风电机组为例(参数见附录A),对其全工况下损耗的变化规律进行研究。

双馈风电机组在不同风速下运行时,机侧和网侧变流器中IGBT模块的损耗分布如图4所示。

由图4(a)可知,全运行工况下,机侧变流器IGBT模块的总损耗随风速的增大而逐渐上升,在D点达到最大值。其原因是:根据公式(1)~(5)可知,对某确定型号的IGBT模块,在模块的开关频率一定的情况下,其导通及开关损耗仅与流过IGBT模块的电流大小成正比;又由于机侧变流器输出电流随着风速的增大而逐渐上升,且在D点达到最大值。

由图4(b)可知,在AB段,即机组在亚同步状态下运行时,网侧变流器IGBT模块损耗随着风速的增大而减小;在B点,即机组在同步状态下运行时,网侧变流器IGBT模块损耗最小;在BE段,即机组在超同步状态下运行时,网侧变流器IGBT模块损耗随着风速的增大而增大,在额定风速点达到最大值。其原因与机侧变流器类似,也是由于IGBI模块的总损耗与网侧变流器的输出电流成正比,随着风速的逐渐增大,网侧变流器的输出电流先逐渐减小然后又逐渐增大,且分别在B点及D点达到最小及最大值。此外,由图4(b)还可知,B点下机侧变流器IGBT模块的损耗并不为零,其原因是:虽然此时机侧变流器输出电流的基波分量为零,但开关纹波电流依然存在,因此存在较小的由开关纹波电流产生的损耗。

3.2 机侧及网侧变流器IGBT模块稳态结温分析

基于双馈风电变流器IGBT模块结温计算模型,仍以某1.5MW双馈风电机组为例(参数见附录A),对其全工况下稳态结温的变化规律进行研究。

为了进一步对全运行工况下IGBT模块稳态结温的变化趋势进行分析,将各风速下,机侧及网侧变流器IGBT模块稳态结温的平均值及波动幅值,如图5所示。

由图5(a)可知,稳态结温受风速大小变化的影响极为明显,首先,在B点附件区域,机侧变流器IGBT模块结温的平均值及波动幅值最大,此时IGBT及FWD结温的平均值在80℃~90℃左右,结温波动幅值在60℃~80℃左右;其次,在DE段,结温的平均值及波动幅值也较大,此时IGBT及FWD结温的平均值在67℃~73℃左右,结温波动幅值在18℃~28℃左右;最后,在其余工况下IGBT及FWD结温的平均值在53℃~59℃之间,结温波动幅值在15℃以下。

由图5(b)可知,在BE段,机侧变流器IGBT模块结温的平均值及波动幅值最大,此时IGBT及FWD结温平均值在60℃~65℃左右,结温波动幅值在2.5℃~4.3℃左右;此外,在B点附近区域,结温平均值达到最小值,接近于环境温度50℃,结温波动幅值接近于0℃。

另外,将图5(a)与(b)对比分析可知,网侧变流器IGBT模块的结温波动幅值远小于机侧变流器结温波动幅值;且在B点附件区域,网侧及机侧变流器IGBT模块结温特性存在明显差异,机侧结温的波动幅值达到全工况下的最大值,而网侧结温的波动幅值却为全工况下的最小值。

4 结束语

本文所得结论主要有:

(1)机侧变流器IGBT模块的损耗随风速的增大而逐渐上升;而网侧变流器IGBT模块的损耗随风速先减小后增大;且各工况下,双馈风电变流器IGBT与FWD损耗大小极不平衡。

(2)机侧变流器IGBT模块稳态结温的波动幅值远大于网侧变流器IGBT模块稳态结温的波动幅值,且在同步风速附近区域,机侧变流器IGBT模块稳态结温的波动尤其剧烈。

附录A:

双馈风力发电机组的主要参数如下:额定功率为1.5 MW;额定电压为690 V;直流侧电压1 150 V;额定频率为50 Hz;额定转速为1 800 r/m;定子电阻Rs为0.007 06 pu;转子电阻Rr为0.005pu;定子漏感Lsl为0.171 pu;转子漏感Lrl为0.156 pu;定、转子互感Lm为2.9 pu;同步转速点风速为9.325 m/s;恒转速区起始点风速为11.3 m/s;恒功率区起始点风速为12.3 m/s;切出风速25m/s;

结温测试 篇4

自2001 年模块化多电平换流器 ( MMC) 的概念由德国慕尼黑联邦国防军大学的Marquardt教授提出以来, 凭借其自身损耗低、谐波畸变小、可扩展性高、易于构建多端直流网络等显著优势[1,2], 逐渐取代了两电平/三电平换流器在高压大容量柔性直流领域中的应用。目前, 基于该技术的在建柔性直流工程最大输送容量已达3 × 1 000 MW[3]。

换流器的损耗是评估柔性直流输电系统性能的重要指标。基于两电平/三电平换流器的损耗计算方法已相对成熟, 文献[4-5]给出了正弦脉宽调制、空间矢量脉宽调制等不同策略下两电平换流器损耗的解析计算方法。与两电平换流器类似, 绝缘栅双极型晶体管 ( IGBT) 特性、换流器拓扑结构和调制策略等同样是影响MMC损耗的主要因素。对于影响损耗的最直接因素IGBT特性来说, 借助器件详细物理模型来计算损耗的方法并不可取[6], 而利用数据手册中IGBT静态特性和动态特性近似计算损耗的方法被业界广泛采用[7]。文献[8-10]详细分析了模块化多电平换流器的拓扑结构和运行机理, 建立了精确描述其输出电压/电流特性的数学模型。文献[11-13]分别将最近电平逼近、载波移相调制和空间矢量脉宽调制等多种策略用于MMC, 以实现交直流变换过程中数千个级联子模块的非同步投入/切出控制。然而, 无论采用哪种调制策略, 换流过程中子模块电容不断被充电/放电, 为保持电容电压平衡, 各子模块投入/切出状态随机、控制独立。因而, MMC与两电平/ 三电平换流器的换流机理区别较大, 损耗计算方法无法直接套用。

已有的多电平换流器损耗计算方法分成两类:其一, 基于系统仿真或试验数据后处理的计算方法[14,15,16,17,18]; 其二, 基于系统主参数预处理的计算方法[19,20]。文献[16]分析了基于阶梯波调制策略的MMC损耗, 但是在计算开关损耗时忽略了电容平衡控制带来的附加投切。文献[17-18]在PSCAD/EMTDC仿真环境中自定义损耗计算模块, 实现了系统暂稳态特性与损耗的同步计算。然而, 第一类方法对仿真或试验的依赖性太大, 在工程前期方案设计和系统综合评估中难以应用。文献[19]提出了一种依据换流器运行工况和脉冲调制模式复现各开关器件电压和电流波形的方法, 但只适用于特定调制策略。文献[20]提出了一种基于分段解析表达式的计算方法, 但在附加开关损耗时需针对每个附加开关点单独计算。文献[21]中采用开关器件中的平均值电流与有效值电流实现了损耗快速计算, 但计算时将开关器件工作区间默认为半个工频周期, 导致有功传输模式下损耗计算误差较大。此外, 上述文献在计算结温时都忽视了开关器件工作区间断续性的特点, 所计算的平均结温并不能真实反映器件工作状态。

本文在文献[21]的基础上, 分析了开关器件实际有效工作区间, 解析出的导通电流平均值和有效值表达式更加贴合实际, 使得整个功率运行区间内损耗分析更加准确; 然后对开关器件静态特性和动态特性分别进行线性与多项式拟合, 分析影响通态损耗/开关损耗的关键参数和修正方法, 推导其通态损耗和开关损耗解析表达式; 接着, 根据MMC子模块开关器件工作状态不连续的特点, 详细分析每个工频周期内开关器件的结温波动特性, 提出了最大运行结温的修正方法; 最后, 通过算例分析验证了方法的正确性、有效性与便捷性。

1 MMC工作原理

图1 为三相MMC主电路图, 三相六个桥臂上各由一个阀电抗器Ls以及一系列相互级联的子模块 ( sub-module, SM) 串联而成。子模块是MMC的基本功率单元, 它包含两个IGBT模块S1 和S2、储能电容 ( 电容值为C) 、保护晶闸管SCR等主要元器件。当S1 被触通后, 子模块输出高电平, 子模块投入; 当S2 被触通后, 子模块输出低电平, 子模块切出。由于IGBT芯片耐受反相电压的能力较弱, IGBT模块一般都集成了具备快恢复能力的反并联二极管芯片, 如S1 中包含IGBT T1 和二极管D1。图1 中PCC表示公共连接点。

MMC每个桥臂的所有子模块按照一定规则周期投切, 堆叠成接近正弦的输出电压。以逆变工作状态为例, 图2 是MMC的a相交流出口电压和上桥臂电流波形示意图, 电流正方向如图1 所示。桥臂电流中有两种分量, 一种是由正极直流母线流向负极直流母线的直流电流, 另一种是分布于上下桥臂中的交流相电流。理想情况下, 直流电流在三相单元中平均分配、交流相电流在上下桥臂中平均分配[22]。a相交流出口电压ua和上桥臂电流iau可写为:

式中: Um和Im分别为a相交流出口电压和电流的幅值; Idc为直流电流; ω 为基波角频率; φ 为a相交流出口电压与电流的相位差。

换流站正常运行时, 在一个工频周期内, 子模块电容器经历了充电与放电过程。为保持电压稳定, 电容器充电电荷与放电电荷相等, 即

式中: ΔU为相邻两个工频周期开始时刻子模块电容电压差值; iT1和iD1为子模块内IGBT T1 和二极管D1 的导通电流; T0为工频周期。

2 IGBT模块工作电流

准确计算IGBT模块导通与开关时刻的电流是计算模块损耗的基础。本文将引入子模块投切占空比的概念, 推导了IGBT模块中IGBT、二极管工作电流的解析表达式。

以下分析中, 假设换流器对称性良好、各桥臂子模块数量足够多且电容电压平衡得到有效控制。首先定义nij为桥臂子模块投入占空比, 它表征生成所需桥臂电压uij时每个工频周期内子模块处于投入状态的时间与工频周期的比值[22], 记作:

式中: uij为第i相j桥臂两端电压; uΣCij为第i相j桥臂所有子模块电容电压USM的和; u, l表示上、下桥臂。

根据基尔霍夫电压定律 ( KVL) , a相上桥臂和下桥臂子模块投入占空比nau和nal分别为:

式中: m为调制比, 且m = 2Um/ Udc。

从而, 子模块中S1 和S2 中的电流为:

为了更好地估算换流器全控型器件的热应力, IGBT T1 与T2、二极管D1 与D2 中的电流应力必须分别计算。如图2 所示, a相上桥臂电流波形在相角为 θ, π + 2φ - θ, 2π + θ 时分别过零。由于器件仅具备单向通流能力, T1 和D2 的有效工作区间是 ( π+ 2φ - θ, 2π + θ], T2 和D1 的有效工作区间是 ( θ, π+ 2φ - θ]。由式 ( 6 ) 和式 ( 7 ) 可以计算T1 电流平均值和有效值。

式中: δ = φ - θ; F1 ( δ) = cos ( φ - δ) + cos ( φ + δ) ; F2 ( δ) = sin ( φ - 2δ) - sin ( φ + 2δ) ; F3 ( δ) = 9cos ( φ -δ) + 9cos ( φ + δ) - cos ( φ - 3δ) - cos ( φ + 3δ) 。

同理, 可列写T2, D1, D2 器件导通电流的平均值和有效值如下:

3 IGBT模块损耗

IGBT模块的损耗主要来自于IGBT通态损耗、IGBT开关损耗、二极管通态损耗和二极管反向恢复损耗, 而IGBT断态损耗、二极管断态损耗和二极管开通损耗均相对较小, 可以忽略。

3. 1 IGBT通态损耗

IGBT的通态压降取决于门极驱动电压VGE的大小。正常工作时, VGE足够高, 使IGBT工作于饱和区, 当导通电流大于0. 1 倍标称电流时其通态压降与导通电流基本呈线性关系。线性拟合IGBT静态特性, 则通态压降VCE和集电极电流IC存在如下关系:

式中: VT0和RCE为IGBT导通特性曲线拟合参数。

IGBT的通态损耗Pcon, T可以按式 ( 15) 计算。

将式 ( 14) 代入式 ( 15) , T1 和T2 的通态损耗Pcon, T1和Pcon, T2可简写为:

3. 2 IGBT开关损耗

IGBT开通和关断过程中, 会同时耐受高电压和大电流, 产生很高的损耗。用二次多项式拟合IGBT动态特性, 则开关损耗Esw与集电极电流IC存在如下关系:

式中: aT, bT, cT为IGBT开关损耗特性曲线拟合参数。

需要注意的是开关损耗是以每一次开通和关断的能耗来量化的。一个工频周期内开关能耗的和与工频周期的比值即是IGBT的开关损耗Psw, T, 可以按式 ( 18) 近似计算。采用此方法近似时, 开关频率fS越高, 所得到的开关损耗误差越小。

式中: N为一个工频周期内IGBT的开关次数; Esw为单次开关能耗; fS为开关频率。

将式 ( 17) 代入式 ( 18) , 开关损耗Psw, T1和Psw, T2可简写为:

IGBT数据手册中每项参数都有特定的测试条件, 在进行损耗计算时并不能直接拿来使用。考虑门极电阻和IGBT集射极电压的影响, 开关损耗可进行如下修正:

式中: Unom为IGBT数据手册测试条件中IGBT集射极电压; kT为IGBT门极电阻影响因子, 且kT= Esw ( Rg) /Esw ( Rg, nom) , 其中Esw ( Rg) 为实际应用中IGBT门极电阻对应开关能耗, Esw ( Rg, nom) 为IGBT数据手册中开关能耗标称值。

3. 3 二极管通态损耗与反向恢复损耗

二极管损耗计算方法与IGBT类似, 略去推导过程, 只给出结果:

式中: VD0和RD为二极管导通特性曲线拟合参数;aD, bD, cD为二极管反向恢复损耗特性曲线拟合参数; Pcon, D1, Prec, D1, Pcon, D2, Prec, D2分别对应D1 和D2 的通态损耗与反向恢复损耗; kD为二极管门极电阻影响因子, 且kD= Erec ( Rg) /Erec ( Rg, nom) , 其中Erec ( Rg) 为实际应用中二极管门极电阻对应开关能耗, Erec ( Rg, nom) 为二极管数据手册中开关能耗标称值。

4 IGBT模块结温波动与等效

采用平均损耗功率Pavg, x、等效热阻抗模型Rth ( j-c) , x和Rth ( c-h) , x是计算IGBT模块结温Tvj, avg, x的常用方法[21] ( x = T, D, 其中T代表IGBT, D代表二极管; 后文中如无特殊说明, x的含义均与此相同) , 有

式中: Pavg, T为IGBT的平均损耗功率; Pavg, D为二极管的平均损耗功率。

然而, 实际运行的结温在一个工频周期内是脉动的, 其最高运行结温Tvj, max, x高于平均结温Tvj, av, x。为了尽可能逼近实际运行结温, 必须对平均损耗功率加以修正。本文基于采样控制理论中的一个重要结论“冲量相等而形状不同的窄脉冲作用在具有惯性的环节上时, 其效果基本相同”, 提出了一种基于子模块投切占空比的损耗功率修正方法, 将有效工作区间内平均损耗功率替代整个工频周期上的平均损耗功率, 如图3 所示。修正后的平均损耗功率Pmod, x可由下式计算:

从而IGBT模块的最高运行结温可以按式 ( 24) 进行估算。

式中: Rj, x和 τj, x为IGBT或二极管的瞬态热阻参数, 它们可以从IGBT模块数据手册中获取; 一般来讲阶数n = 4; Th为散热器表面温度。

5 算例分析

采用的算例系统: 换流器为MMC拓扑结构, 直流电压为 ± 160 k V, 最大输送有功功率为500 MW, 通过联接变压器与220 k V交流电网相连接, 额定调制度为0. 75 ~ 0. 95。计算中涉及的其他参数如下:PCC额定电压为220 k V, 子模块额定电压为1. 6 k V, 每桥臂子模块串联数为216, IGBT模块型号为5SNA 1500E330305, 开关频率为150 Hz, 桥臂电抗Ls= 60 m H, 联接变压器容量为530 MVA, 联接变压器一/二次额定电压为220 k V/167 k V, 联接变压器短路阻抗为15% , 联接变压器分接头为 ± 8 ×1. 25% , 散热器热阻为8 K / k W, 冷却介质温度为50℃ 。

实际运行时, 电网对换流器功率运行区间有一定的要求, 因而换流器主要控制目标一般是PCC处的有功功率P和无功功率Q交换, 如图1 所示。基于附录A图A1 最大允许功率运行区间[23], 分析与评估换流器的损耗特性更贴近工程实际, 也更具备指导意义。

图4 分别给出了子模块中IGBT T1 与T2、二极管D1 与D2 导通电流的平均值和有效值, 它们的曲线形态基本一致。以有效值为例, T2 导通电流有效值在换流器最大有功逆变状态时达到极大值, 在最大有功整流状态时达到极小值, 而二极管D2 与T2表现出完全相反的趋势。值得一提的是, S2 中T2与D2 的电流取决于PCC处所交换有功功率的大小与方向。同样地, S1 中T1 与D1 导通电流有效值与PCC处所交换无功功率的变化趋势基本一致, 且吸收无功功率时电流有效值略大于发出无功功率时。

器件导通电流平均值/有效值与交换功率所表现出的对应关系正是换流器内在运行特性的直接反映。在换流器传输有功功率时, 桥臂电流的直流分量以恒定方向流经子模块中S2, T2 和D2 在实现交直流功率变换中承担主要角色。而换流器发出/吸收的无功功率, 主要是由子模块电容器能量的释放/存储来实现的, 且S1 中T1 和D1 承担主要角色。T1 和D1 导通电流的平均值基本相等、有效值大小相当, 这与稳态工况下每个工频周期内子模块电容充电电荷与放电电荷相等的工作特性一致。

图5 给出了换流器损耗及其分布特性。整个功率运行区间内, 换流器的整体损耗维持在传输功率的0. 65% ~ 0. 90% 的水平上。换流器通态损耗大于开关损耗, 但功率因数角在 φ = π/2 和3π/2 时 ( 即静止同步补偿器 ( STATCOM) 运行模式) 二者差值较小。STATCOM运行模式下, 桥臂电流不含直流偏置, 各器件电流平均值/有效值相当, 换流器整体损耗低。随着传输有功功率的不断增大, 桥臂电流直流偏置量逐步增大, S2 的损耗显著增大。D2 的损耗在最大有功整流状态时达到极大值, 而T2 的损耗则在最大有功逆变状态时达到极大值。

图6 分别给出了子模块IGBT模块的结温及其修正后的结果。开关器件的结温与其损耗特性基本一致: STATCOM运行模式下, S1 与S2 的结温比较接近; 有功传输模式下, S2 的结温高于S1, 且功率越大, 二者结温的差距越大。因而在子模块冷却系统设计时, 串联水路入水口的首选是S2 的散热器。根据本文提出的结温修正办法, 在最大有功整流状态时二极管D2 的最高运行结温比平均结温大3. 5℃ , 在子模块冷却系统设计时必须加以考虑。

虽然本文是基于ABB公司所生产的IGBT模块5SNA 1500E330305 进行分析计算的, 但该方法同样适用于压接式IGBT。

6 结语