电源控制

电源控制（精选十篇）

电源控制 篇1

1 开关电源概述

开关电源是伴随着电力电子技术的进步而发展起来的, 由于具有高效节能、轻巧便捷等特点, 开关电源得到了越来越广泛的应用。开关电源的效率可达到85%以上, 与普通的线性电源相比其效率提高了近一倍, 且其可靠性也较高, 采用了体积较小的散热器和滤波元件, 具有良好的发展前途。可将开关电源分为A C/A C和D C/D C电源等类型, 其中DC/DC电源变换器已实现了模块化的设计和发展, 得到了广大用户的普遍认可。

2 开关电源发展历程

开关电源的发展已经经历了40多年, 早期开发的开关频率非常低, 且价格较高, 只能应用于卫星等少数要求电源质量较高的领域。但自20世纪60年代晶闸管相位控制模式出现后开关电源经历了较快的发展, 70年代时制约开关电源发展的瓶颈主要是效率问题, 同时由于调试工作困难而难以大规模的推广应用。70年代后期, 随着大规模集成电路技术的出现, 各种专用的开关电源芯片进入市场, 将控制电路、驱动电路、保护电路和检测电路封装在一起的模式非常有利于开关电源的发展, 由于焊点减小提高了开关电源的可靠性, 同时也由于集成化的发展是开关电源的体积减小, 为应用带来了极大的便利。

如今, 集成化的电源已被广泛应用于计算机、航天、彩色电视等各个领域, 且随着微电子技术、半导体技术的进一步发展, 功能更强大, 集成度更高的超大规模集成电路的出现, 电子设备的体积和重量仍在不断减小, 但与之相匹配的电源体积却大的多, 在现代化的电子产品中, 电源的体积要比微处理器大10倍以上, 因此, 如何缩小电源的体积就是一项非常具有意义的研究课题。相关的理论分析表明, 电源体积与其供电频率的平方根是呈反比例的, 当电源频率从50Hz提高至20k Hz后其体积将缩小400倍, 但频率的提高也会对整个电路的元器件带来新的要求, 目前超高频电源对电子器件的影响正在进一步研究之中。

我国从20世纪60年代开始就研制出了稳压电源, 20世纪70年代后期稳压电源已在我国的白电视机及中小型计算机中进行了应用, 其中主要是5V, 20~200A, 20k Hz的AC/DC开关电源, 自80年代开始进入大规模使用阶段, 此时我国已开发出了0.5~5MHz的谐振软开关电源。

至80年代中期, 我国通信电源在AC/DC及DC/DC开关电源领域中所占的比例还是较低的, 从80年代开始, 我国的通信电源开始进行大规模的更新换代, 从传统的铁磁稳压电源更换为现代的晶闸管稳压电源, 在逐步应用于办公室自动化设备中。至90年代我国又研制出了一种新型的专用开关电源, 专门保障特殊领域的电源之用, 如卫星运行过程中的开关电源及远程导弹系统中的开关电源等。多年来, 虽然我国在开关电源的应用方面已经取得了很大的进步, 但相比发达国家已较成熟的开关电源技术, 我国在集成度和使用方法上仍存在较大不足, 还应加强开关电源的研究与应用。

3 开关电源的数字控制技术

近年来, 随着数字信号处理器及编程逻辑器等技术的快速发展, 数字控制技术在诸多电力电子领域取得了广泛的应用, 这些控制领域的计算和监控任务是非常复杂的, 难以用模拟控制的方法完成较好的控制性能, 因此产生了数字控制的要求。

随着DSP等电子器件的小型化及高速化发展, 开关电源的控制也正朝着数字化的方向发展, 数字化增强了开关电源控制部分的智能化水平, 为实现动态远距离监测奠定了基础。在开关电源的市场中, 标准电源的份额正在逐步扩大, 但同时由于电源的使用是因系统不同而不同的, 因此其对某种特制电源的需求是非常强烈的, 数字化控制电源汇集了标准电源及特征电源的优点。

然而, 当前开关电源的数字化控制还停留自半数字化阶段, 对于控制器中技术难度最高的功率控制部分是现阶段还难以解决数字化控制, 这也是当前学术界研究的重点内容之一。数字化控制技术是否能在开关电源中得到推广性的应用, 主要取决于复杂控制的算法能否实现及能否满足较高的动态性能和指标等, 这将是开关电源实现数字化控制所面临的核心问题。

通过数字化控制能够提高系统的灵活性, 提高通信界面及抗干扰的能力, 但在要求较高的开关电源中, 控制精度、控制延迟及电流检测等因素是急需要解决的问题, 在保护与监控电路、及系统的通信等方面都已实现了数字化, 同时数字化也可以取代模拟电路来完成电源的启动动能, 通过特定的界面实现系统的通讯与显示功能。随着越来越多的数字控制技术应用于电源的管理, 开关电源的数字化技术必将得到广泛的应用, 数字化控制技术是开关电源控制模式的发展方向, 业界十分看好开关电源数字化发展前景。

4 电流型控制模式

开关电源的另类主要控制模式就是电流型开关电源控制, 其与数字化控制模式相比具有以下几个方面的优点。

(1) 具有较高的电压调整率, 其调整过程与线性稳压电源类似, 输入电压稍微变化即可反映电感电流的变化, 不经过任何误差的放大就可完成脉冲比较进而输出脉冲宽度, 这实际上是起到了前馈的控制作用。

(2) 具有较好的回路稳定性能和负载响应性能。由于在电感中其电流脉冲的幅值是与输出电流的平均值相关的, 因此电流型控制模式能较好地发挥电感的作用。

(3) 具有逐个检测脉冲幅值的功能, 简化了过载保护和短路功能, 提高了工作的可靠性。且由于电流型控制模式控制内环是采用电感电流峰值检测技术的, 因此可以灵敏地发现变压器或者开关管中的电流值, 避免了过载和短路对变压器及开关管的影响。

(4) 降低高频功率开关变换电路的功率损耗, 提高开关电源的效率。由于功率开关管在开通和关断时有一定的功率损耗, 但对电流控制型来说, 因内环电流参加控制, 使其较电压控制型这种单环控制更快速、准确。

(5) 具有良好的并联运行能力。由于电流控制型的内环如同一个良好的受控电流放大器, 所以使采用电流控制型的变换器可方便地并联工作, 而不其它均流措施。

5 结语

开关电源的发展趋势是高频化和微型化, 实现这一目标的主要手段是提高开关电源的控制频率, 数字化控制技术作为解决该项问题的核心技术, 具有广阔的应用前景, 同时应结合电流控制模式的优点, 实现开关电源的全数字化控制。

参考文献

[1]邹怀安.宽输入电压高频开关电源的研究与实现[D].武汉:武汉理工大学, 2005:17-19.

双电源自动转换控制器英文文献 篇2

A.Farhadi

Abstract: Undesired generation of radiated or conducted energy in electrical systems is called Electromagnetic Interference(EMI).High speed switching frequency in power electronics converters especially in switching power supplies improves efficiency but leads to EMI.Different kind of conducted interference, EMI regulations and conducted EMI measurement are introduced in this paper.Compliancy with national or international regulation is called Electromagnetic Compatibility(EMC).Power electronic systems producers must regard EMC.Modeling and simulation is the first step of EMC evaluation.EMI simulation results due to a PWM Buck type switching power supply are presented in this paper.To improve EMC, some techniques are introduced and their effectiveness proved by simulation.Index Terms: Conducted, EMC, EMI, LISN, Switching Supply I.INTRODUCTION

FAST semiconductors make it possible to have high speed and high frequency switching in power electronics 1.High speed switching causes weight and volume reduction of equipment，2but some unwanted effects such as radio frequency interference appeared.Compliance with electromagnetic compatibility(EMC)regulations is necessary for producers to present their products to the markets.It is important to take EMC aspects already in design phase

3.Modeling and simulation is the most effective tool to analyze EMC consideration before developing the products.A lot of the previous studies concerned the low frequency analysis of power electronics components

45.Different types of power electronics converters are capable to be considered as source of EMI.They could propagate the EMI in both radiated and conducted forms.Line Impedance Stabilization Network(LISN)is required for measurement and calculation of conducted interference level the EMC evaluation criterion

6.Interference spectrum at the output of LISN is introduced as.National or international regulations are the references for

7878the evaluation of equipment in point of view of EMC II.SOURCE, PATH AND VICTIM OF EMI

.Undesired voltage or current is called interference and their cause is called interference source.In this paper a high-speed switching power supply is the source of interference.Interference propagated by radiation in area around of an interference source or by conduction through common cabling or wiring connections.In this study conducted emission is considered only.Equipment such as computers, receivers, amplifiers, industrial controllers, etc that are exposed to interference corruption are called victims.The common connections of elements, source lines and cabling provide paths for conducted noise or interference.Electromagnetic conducted interference has two components as differential mode and common mode 9.A.Differential mode conducted interference

This mode is related to the noise that is imposed between different lines of a test circuit by a noise source.Related current path is shown in Fig.1

9.The interference source, path impedances, differential mode current and load impedance are also shown in Fig.1.B.Common mode conducted interference

Common mode noise or interference could appear and impose between the lines, cables or connections and common ground.Any leakage current between load and common ground could be modeled by interference voltage source.Fig.2 demonstrates the common mode interference source, common mode currents IIand the related current paths

9cm1

and cm2

.The power electronics converters perform as noise source between lines of the supply network.In this study differential mode of conducted interference is particularly important and discussion will be continued considering this mode only.III.ELECTROMAGNETIC COMPATIBILITY REGULATIONS

Application of electrical equipment especially static power electronic converters in different equipment is increasing more and more.As mentioned before, power electronics converters are considered as an important source of electromagnetic interference and have corrupting effects on the electric networks 2.High level of pollution resulting from various disturbances reduces the quality of power in electric networks.On the other side some residential, commercial and especially medical consumers are so sensitive to power system disturbances including voltage and frequency variations.The best solution to reduce corruption and improve power quality is complying national or international EMC regulations.CISPR, IEC, FCC and VDE are among the most famous organizations from Europe, USA and Germany who are responsible for determining and publishing the most important EMC regulations.IEC and VDE requirement and limitations on conducted emission are shown in Fig.3 and Fig.4

79.For different groups of consumers different classes of regulations could be complied.Class A for common consumers and class B with more hard limitations for special consumers are separated in Fig.3 and Fig.4.Frequency range of limitation is different for IEC and VDE that are 150 kHz up to 30 MHz and 10 kHz up to 30 MHz respectively.Compliance of regulations is evaluated by comparison of measured or calculated conducted interference level in the mentioned frequency range with the stated requirements in regulations.In united European community compliance of regulation is mandatory and products must have certified label to show covering of requirements 8.IV.ELECTROMAGNETIC CONDUCTED INTERFERENCE MEASUREMENT A.Line Impedance Stabilization Network(LISN)

1-Providing a low impedance path to transfer power from source to power electronics converter and load.2-Providing a low impedance path from interference source, here power electronics converter, to measurement port.Variation of LISN impedance versus frequency with the mentioned topology is presented in Fig.7.LISN has stabilized impedance in the range of conducted EMI measurement

7.Variation of level of signal at the output of LISN versus frequency is the spectrum of interference.The electromagnetic compatibility of a system can be evaluated by comparison of its interference spectrum with the standard limitations.The level of signal at the output of LISN in frequency range 10 kHz up to 30 MHz or 150 kHz up to 30 MHz is criterion of compatibility and should be under the standard limitations.In practical situations, the LISN output is connected to a spectrum analyzer and interference measurement is carried out.But for modeling and simulation purposes, the LISN output spectrum is calculated using appropriate software.V.SIMULATION OF EMI DUE TO A PWM BUCK TYPE SWITCHINGPOWER SUPPLY

For a simple fixed frequency PWM controller that is applied to a Buck DC/DC converter, it is possible to assume the error voltage(v)changes slow with respect to the switching frequency，ethe pulse width and hence the duty cycle can be approximated by(1).Vp is the saw tooth waveform amplitude.A.PWM waveform spectral analysis

The normalized pulse train m(t)of Fig.8 represents PWM switch current waveform.The nth pulse of PWM waveform consists of a fixed component D/fs , in which D is the steady state duty cycle, and a variable component dn/f sthat represents the variation of duty cycle due to variation of source, reference and load.As the PWM switch current waveform contains information concerning EMI due to power supply, it is required to do the spectrum analysis of this waveform in the frequency range of EMI studies.It is assumed that error voltage varies around Vwith amplitude of Vas is shown in(2).e

e1

fm represents the frequency of error voltage variation due to the variations of source, reference and load.The interception of the error voltage variation curve and the saw tooth waveform with switching frequency, leads to(3)for the computation of duty cycle coefficients10.Maximum variation of pulse width around its steady state value of D is limited to D1.In each period of Tm=1/fm , there will be r=fs/fm pulses with duty cycles of dn.Equation(4)presents the Fourier series coefficients Cn of the PWM waveform m(t).Which have the frequency spectrum of Fig.9.B-Equivalent noise circuit and EMI spectral analysis

To attain the equivalent circuit of Fig.6 the voltage source Vs is replaced by short circuit and converter is replaced by PWM waveform switch current(I)as it has shown in Fig.10.ex

The transfer function is defined as the ratio of the LISN output voltage to the EMI current source as in(5).The coefficients di, ni(i = 1, 2, … , 4)correspond to the parameters of the equivalent circuit.Rc and Lc are respectively the effective series resistance(ESR)and inductance(ESL)of the filter capacitor Cf that model the non-ideality of this element.The LISN and filter parameters are as follows: CN = 100 nF, r = 5 Ω, l = 50 uH, RN =50 Ω, LN=250 uH, Lf = 0, Cf =0, Rc= 0, Lc= 0, fs =25 kHz

The EMI spectrum is derived by multiplication of the transfer function and the source noise spectrum.Simulation results are shown in Fig.11.VI.PARAMETERS AFFECTION ON EMI A.Duty Cycle

The pulse width in PWM waveform varies around a steady state D=0.5.The output noise spectrum was simulated with values of D=0.25 and 0.75 that are shown in Fig.12 and Fig.13.Even harmonics are increased and odd ones are decreased that is desired in point of view of EMC.On the other hand the noise energy is distributed over a wider range of frequency and the level of EMI decreased 11.B.Amplitude of duty cycle variation

The maximum pulse width variation is determined by D.The EMI spectrum was simulated

1with D=0.05.Simulations are repeated with D=0.01 and 0.25 and the results are shown in Fig.14 1

1and Fig.15.Increasing of D1 leads to frequency modulation of the EMI signal and reduction in level of conducted EMI.Zooming of Fig.15 around 7component of switching frequency in Fig.16 shows the frequency modulation clearly.th

C.Error voltage frequency

The main factor in the variation of duty cycle is the variation of source voltage.The fm=100 Hz ripple in source voltage is the inevitable consequence of the usage of rectifiers.The simulation is repeated in the frequency of fm=5000 Hz.It is shown in Fig.17 that at a higher frequency for fm the noise spectrum expands in frequency domain and causes smaller level of conducted EMI.On the other hand it is desired to inject a high frequency signal to the reference voltage intentionally.D.Simultaneous effect of parameters

Simulation results of simultaneous application of D=0.75, D=0.25 and f=5000 Hz that lead

mto expansion of EMI spectrum over a wider frequencies and considerable reduction in EMI level is shown in Fig.18.VII.CONCLUSION

Appearance of Electromagnetic Interference due to the fast switching semiconductor devices performance in power electronics converters is introduced in this paper.Radiated and conducted interference are two types of Electromagnetic Interference where conducted type is studied in this paper.Compatibility regulations and conducted interference measurement were explained.LISN as an important part of measuring process besides its topology, parameters and impedance were described.EMI spectrum due to a PWM Buck type DC/DC converter was considered and simulated.It is necessary to present mechanisms to reduce the level of Electromagnetic interference.It shown that EMI due to a PWM Buck type switching power supply could be reduced by controlling parameters such as duty cycle, duty cycle variation and reference voltage frequency.VIII.REFRENCES

[1] Mohan, Undeland, and Robbins, “Power Electronics Converters, Applications and Design” 3rd edition, John Wiley & Sons, 2003.[2] P.Moy, “EMC Related Issues for Power Electronics”, IEEE, Automotive Power Electronics, 1989, 28-29 Aug.1989 pp.46 – 53.[3] M.J.Nave, “Prediction of Conducted Interference in Switched Mode Power Supplies”, Session 3B, IEEE International Symp.on EMC, 1986.[4] Henderson, R.D.and Rose, P.J., “Harmonics and their Effects on Power Quality and Transformers”, IEEE Trans.On Ind.App., 1994, pp.528-532.[5] I.Kasikci, “A New Method for Power Factor Correction and Harmonic Elimination in Power System”, Proceedings of IEEE Ninth International Conference on Harmonics and Quality of Power, Volume 3, pp.810 – 815, Oct.2000.[6] M.J.Nave, “Line Impedance Stabilization Networks: Theory and Applications”, RFI/EMI Corner, April 1985, pp.54-56.[7] T.Williams, “EMC for Product Designers” 3edition 2001 Newnes.[8] B.Keisier, “Principles of Electromagnetic Compatibility”, 3edition ARTECH HOUSE 1987.[9] J.C.Fluke, “Controlling Conducted Emission by Design”, Vanhostrand Reinhold 1991.[10] M.Daniel,”DC/DC Switching Regulator Analysis”, McGrawhill 1988

[11] M.J.Nave,” The Effect of Duty Cycle on SMPS Common Mode Emission: theory and experiment”, IEEE National Symposium on Electromagnetic Compatibility, Page(s): 211-216, 23-25 May 1989.rd

一款控制模块备用电源的设计 篇3

关键词：备用电源 过欠压检测 Mulitisim

中图分类号：TL503.5 文献标识码：A 文章编号：1674-098X（2016）07（b）-0000-00

1.引言

为了防止控制模块的直流27V供电电源输出出现异常时，对控制模块造成的数据丢失、电子设备及后级负载的损害等问题，考虑一路备用电源是十分必要的[1]。本文中选用一款蓄电池作为备用电源，当供电电源输出出现中断或异常时，蓄电池仍可以持续一定时间给控制模块供电，既保证了控制模块的数据不会丢失，同时减少了对电子设备及后级负载的影响。此外，备用电源要具有对蓄电池的充电功能，还要实现27V电源与蓄电池的切换功能，以及对蓄电池充放电的过欠压检测和对供电电源的异常检测等保护功能。

2.工作原理

当27V直流电源正常时，直接给控制模块供电，同时给蓄电池组充电；当27V直流电源异常时，切换电路将电路切换到蓄电池组供电。当蓄电池组作为控制模块供电电源时，必须实时监测蓄电池组的放电电压，当电压降到设定阈值时切断电路，以免电池损坏。

在检测电路中，必须达到以下效果：27V直流电源给蓄电池组充电正常时，发光二极管D7灯亮，直至充满D7灯灭；27V直流电源异常时，电路切换到蓄电池供电，发光二极管D6开始闪亮，待蓄电池组放电至欠压D6灯灭，进行光报警，备用电路原理图如图1所示。

3.组成

本文设计中，备用电源主要由蓄电池组和监测控制电路模块两大部分组成。其中，蓄电池组主要由两个12V蓄电池串联而成，监测控制电路模块主要由充电电路、欠压检测电路、过压检测电路以及切换电路等组成。备用电源原理框图如图2。

3.1蓄电池组

铅酸蓄电池由于其制造成本低，容量大，价格低廉而得到广泛的应用[2]。但是，若使用不当，其寿命将大大缩短。因此为有效延长蓄电池的使用寿命，在本电路中主要设计了对电池充放电时过欠压的控制电路。

选取2块免维护铅酸蓄电池12V1.3AH/20HR串联使用。蓄电池组放电时间按式（1）计算[3]。

Q ……………………………… （1）

式中：

Q——蓄电池容量（Ah）（取值1.3Ah）

K——安全系数（取值1.25）

I——负载电流（A）（取值0.4A）

T——放电小时数（h）

t——蓄电池最低环境温度（℃）（取值15℃）

η——放电容量系数（取值0.76）

α——蓄电池放电温度系数（取值0.008）

由式 （1）可得电池放电时间约为2h，满足备用电源延时要求。

3.2监测控制电路模块

a）充电电路

备用电源电路原理图如图1所示， 27V直流电源由MOS管控制给蓄电池充电，在27V直流电源正常时，给控制模块供电，同时蓄电池处于充电状态，此时发光二极管D7灯亮，直至充满D7灯灭。

b）电池欠压监测电路

在蓄电池正常工作一段时间后电池电压下降，当下降到保护值（电压<20V）时，必须关闭电池供电电路，可能会影响电池寿命，甚至导致电池损坏。因此对电池电压进行监测并采取相应的保护措施是十分必要的。如图1所示，放电欠压终止由电压比较器U1B控制，电阻R7、R8串联采样充电电压接到比较器U1B的反相端，同向端接TL431提供2.5V的基准电压，当放电电压低于20V时，U1B输出高电平，Q1导通，继电器（常开）断开，蓄电池停止放电。

c）电池过压监测电路

充电过压监测是为了防止蓄电池过充，从而延长蓄电池寿命，同时也能防止过充造成不必要的危险。如图1所示，充电过压（电压﹥27.6V）终止由电压比较器U1A控制，电阻R1、R2串联采样充电电压接到比较器U1A的反相端，同向端由TL431提供2.5V的基准电压，当电池电压高于27.6V时，比较器U1A输出低电平，Q2截止，Q3导通，MOS管Q4关断，电池停止充电。

d）切换电路

当27V直流电源异常时，切换电路切换到蓄电池工作状态，实现不间断供电。由于需要通过功率器件——继电器来切换，而功率器件的切换是需要动作时间的，因此在本电路设计中，如图1所示，对控制模块电源输入端并联大电容来弥补切换中断时间时的电源供电，从而确保控制模块零中断工作。

4.结束语

通过对控制模块备用电源的合理设计，可完成备用蓄电池的充电、过欠压监测与光报警及其切换等功能，实现了对控制模块的不间断供电，提高了工作效率。

参考文献

[1] 殷小明.应急电源与备用电源的设计[J]，现代建筑电气，2012年04期

[2]吴浩亮，张明锋，陈波等.中国铅酸蓄电池行业现状与展望[J].工程建设与设计，2011年07期

基于电源控制的独立模块设计 篇4

对于电路控制系统来说, 控制模块的主要任务是根据指令稳定可靠地控制电源运行。此外, 控制模块担负着供电、监控和实时统计任务。电源控制系统连接如图1所示。

1.1 控制模块任务

控制模块的任务主要指:控制模块与计算机的信息传输;控制模块与编码器的信息传输;控制模块与接收机的信息传输;控制模块与驱动系统的信息传输;控制模块与极化控制系统的信息传输。

本系统的位置编码器选用套轴旋转变压器, PDU向旋转变压器输出激磁电压并且实时接收旋转变压器送来的数据, 编码后通过RS 232串口将编码数据发送给电源控制模块, 采样周期为20 Hz。

电源控制模块与接收机的接口:

模拟接口。接收机向电源控制模块提供误差电压、AGC电平。

数字接口。电源控制模块控制接收机频率和极化, 并采样得到接收机当前频率和极化。

1.2 电源控制模块的监控管理任务

监控与管理是电源控制模块的核心任务, 是系统可靠工作的保证。电源控制模块可对控制系统各模块的关键状态、模板端口进行检测。

检测内容:电源状态检测, 包括电源预限位、终限位、急停、方位、俯仰和第三轴插拔锁等状态。

1.3 人机接口的管理

在Windows XP环境下进行人机界面设计, 中文操作环境和提示、仪表仿真接口。在系统检测到故障信息时弹出故障显示框, 并做出相应处理。

1.4 数据存储功能

数据存储文件可实现记录系统运行所采集的多种数据。

1.5 人机界面

按照技术协议书对测角监控计算机模块的功能要求, 本着实用、可靠、先进的原则, 设计人机界面友好、便于操作和控制的画面。

主界面宏观设计框架如图2所示。

2 电源控制模块工作方式概述

电源控制模块主要方式有以下几种:待机, 速度手控, 指令位置, 程序跟踪, 自动跟踪, 收藏。

2.1 待机

系统发生故障时自动进入待机方式。在待机方式下, 制动器抱闸, 驱动被禁止。

2.2 速度手控

对电源座的方位、俯仰、第三轴实施速度控制, 是一种常用的大角度调转方式, 也可以用于手动跟踪和电源维护。

2.3 位置控制

(1) 用户命令控制是最常用的方式。在命令控制下, 方位、俯仰、第三轴均按位置环闭环方式工作。依据位置指令来源和操作使用的差异, 位置控制分为位置指令、位置增量等方式。无论哪种控制方式, 电源各轴的当前位置和指令位置都显示在显示屏上。

位置指令由面板的键盘直接输入, 主要用于电源大角度调转, 使电源准确地停在预定的位置。

(2) 位置增量

位置指令来自位置步距, 主要用于电源位置的精密调整。

2.4 程序跟踪

程序跟踪是指接收站管理分系统的调度命令、轨道预报数据并据此产生电源指向数据, 电源随动于该指令数据。在程序跟踪过程中, 可以依据接收机误差信号大小对程序跟踪轨迹实现在线修正。在非正常工作状态时, 程序跟踪是有效的执行任务的工作方式。

另外扫描功能常用来辅助捕获目标。该功能仅在位置控制和程序跟踪两种工作方式下有效。当该功能使能后, 电源将按照操作手预设的参数进行扫描运动;一旦接收机锁定或信号电平达到捕获门限, 电源控制模块将自动转入自动跟踪方式。扫描方式和扫描参数可以从前面板选择, 扫描方式分为方位扫描、俯仰扫描、15°斜向扫描三种方式[1];扫描参数包括扫描速度、扫描范围等。

2.5 收藏功能

用于把电源置于设定的收藏位置。

2.6 自动化测试

自动化测试项目有:

(1) 最大速度。以最大速度驱动电源, 记录各个整秒之间的位置差并找出最大值, 这个最大值就是最大速度。

(2) 最大加速度。以最大速度驱动电源, 并记录各个工作周期之间的位置差, 这个位置差就是每个工作周期的即时速度。计算每相邻两个周期的速度差并找出最大值, 这个最大值就是最大加速度。

(3) 收敛特性。首先在找到零点后, 偏转电源方位和俯仰转入自跟踪并记录数据, 通过记录的数据绘制实时曲线。

(4) 过渡过程。在位置指向工作方式下做阶跃响应并记录数据, 根据记录的数据绘制曲线, 通过这些数据可以计算出调整时间、超调量和电路带宽。

(5) 跟踪精度。做若干次自跟踪并记录每次跟踪后的角度数据, 根据这些统计数据计算出跟踪精度。

(6) 指向精度。首先驱动电源到某一个点后设为零点, 然后偏转电源再指向零点, 电源稳定后记录角度数据, 重复此步骤若干次后计算均值和方差。

3 电源控制模块的硬件构成

在电源控制模块设备组成上选用计算机控制系统, 根据不同需要可以选用不同模板的特点, 为系统功能的升级与扩展提供便利。Windows环境操作平台使人机界面更加灵活、友好, 支持多种编程语言和开发工具。

电源控制模块机箱采用台湾产研华工控机箱。机箱内安装有CPU主板、硬盘、显卡、A/D采集卡、D/A转换卡、通信卡、母板等[2]。

位置环带宽及加速度常数Ka能做多大直接取决于结构谐振频率的大小。位置环设计为典型的二阶系统, 其校正运算在计算机内完成。在保证跟踪精度的前提下, 尽量提高系统的动态性能。

环路带宽主要受谐振频率和阻尼系数的限制, 其关系如下:

式中:fB是电路带宽;fL是结构锁定转子谐振频率。

位置环采用复合控制方式, 以给出的速度命令作为前馈通道的命令, 本系统设计中选定穿越频率ωc=1.57, 根据以下公式确定位置环的转折频率点:

电源控制系统由于受结构谐振频率的限制, 跟踪回路带宽、加速度常数都不能做得很高。根据计算结果, 对于12 m口径的电源, 其结构谐振频率大约为1 Hz。以此为基础设计的二阶无静差电路系统, 其Ka约为1。因此为了提高跟踪精度, 减小动态滞后, 必须采用计算机辅助跟踪, 使系统的加速度常数和无静差度进一步提高。

在电源电路系统中减小动态滞后、提高无静差度的有效方法为目标速度前馈。目标速度前馈就是把目标的速度通过一个网络正馈到速度回路输入端[3]。因此, 利用站控计算机将位置引导数据按照一定的时间间隔进行处理, 产生目标位置的微分, 作为一个辅助跟踪信号, 正馈到速度回路输入端, 其原理图如图3所示。

4 轴角编码与时码模块

任务书要求轴角编码模块实时同步编码, 以20 Hz的速率串行传送电源方位、俯仰、第三轴轴角编码数据, 并需同时具备B码时频终端功能:外时统工作方式下需解调IRIG-B (DC) 码信号, 产生时间信息和本分系统所需的与B码参考码元前沿严格同步的各路同步信号;内时统工作方式下自行产生本分系统所需的各路同步信号[4]。充分考虑任务要求后, 将二者一体化设计为基于AVR单片机的以“MCU+CPLD”为主体的系统。

工程选用了AVR单片机作为系统MCU, AVR单片机是Atmel公司推出的全新配置的精简指令集 (Reduced Instruction Set CPU) 单片机。Atmel在设计AVR系列单片机时吸取PIC及8051单片机的优点, 并作了重大改进。

5 系统工作原理

为了确保轴角编码数据及解调数据的正确无误, 设计时采用了双MCU方案, 并实现了时频终端两种工作方式的自动转换, 在无外输入的状态下自动转入内时统工作方式, 有外输入时自动转入外时统工作方式, 无需人工干预[5]。

接收外部20 Hz同步信号作为轴角编码数据管理MCU外部中断源, 在中断服务程序中完成角度数据的采集、编码及串行输出;另一片MCU对IRIG-B (DC) 码时间信息进行软件解码, 实现两种工作方式的自动转换功能, 同时管理与外部设备的串行通信 (20 Hz) 和显示控制, 而IRIG-B (DC) 码秒同步信号的提取及各同步信号的产生由一片CPLD完成。此外, 两片MCU之间由串行通信进行信息的传递。

轴角编码数据管理MCU实时将角度数据送解调MCU (20 Hz) , 由解调MCU将编码角度数据每帧数据加时标输出 (20 Hz) [6], 即送上位机的每帧数据中既包含当前方位、俯仰角信息, 又包含当前时间信息, 有效避免了上位机由于接收数据漏帧或同步信号受干扰而引起的角度数据与时间信息不匹配的问题, 为数据处理时测角数据的正确性提供了很好的保证。同时, 轴角编码数据管理MCU还与上位机进行通信, 可以对编码角度方便地进行零值标定:MCU接收上位机传送的零值标定角度写入内置E2PROM, 将编码角度加上E2PROM中的零值标定角度即可。

触摸显示屏在驱动机柜门板上镶嵌使用, 设计中选用了PWS6600C-S触摸屏作为显示操作元件, 其界面美观, 可操作性好[7]。多界面切换功能, 可方便地实现零位调整、匹配值更改、内时统时间调整以及粗精码的显示功能。ADP6软件强大的巨集指令应用方式, 使人机得以经由内部巨集指令 (Macro Function) 功能执行数值运算、逻辑判断、流程控制、数值通信、数值转换、计时器、计数器、自定通信指令操作等[8]。

6 电源控制模块软件设计思想

软件是电源控制模块不可缺少的组成部分。从某种意义上讲, 它是电源控制模块中最重要的组成部分。软件的质量是电源控制模块研制是否成功的关键。因此, 在电源控制模块的研制设计中, 按照《军用软件开发规范》GJB2786-96的标准[9]开展软件设计工作, 对软件的开发要做到思想重视、严格要求, 坚持软件工程化开发与管理, 确保软件开发质量。

7 结语

电源控制模块的设计将严格按照工程的要求, 认真做好用户的需求分析、概要设计和详细设计, 制定完整的计划和标准, 确保所开发的电源控制模块满足各项技术要求, 并在此基础上完成电源控制模块的调试、测试、验收等。

电源控制模块的主要任务是指挥协调硬件设备完成相应的功能。宏观上讲, 电源控制模块的功能主要有电源控制功能、设备监控功能、信息显示功能、网络通信功能、数据存储功能等。

参考文献

[1]俞海珍, 冯浩.电磁兼容技术及其在PCB设计中的应用[J].电子机械工程, 2004 (4) :80-82.

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[8]王勇, 付凤平, 安琪.解析EPS电源原理及实际应用[J].电源技术应用, 2013 (10) :35-37.

电源控制 篇5

摘要：介绍多功能实时时钟芯片X1228的内部结构、功能、特点以及在开放式实验室管理系统中电源控制器部分的应用。

关键词：实时时钟 I2C接口 单片机 电源控制器

引言

X1228是美国XICOR公司最新推出的实时时钟(RTC)芯片。与其它RTC芯片相比，X1228除有基本的时钟和报警功能外，还有4K位E2PROM存储器和复位输出、电压监控、看门狗定时、频率输出等功能。

X1228可以准确地用秒、分、时、日、星期、月、年来显示时间和日期，具有世纪字节，解决了两千年问题，自动实现闰年调整;有2路报警，可设置为按秒、分、时、日、月和星期任意组合的定时报警;还有1个可编程的频率输出引脚(PHZ)，用于输出一个固定频率的方波信号;内部的4K位E2PROM存储器，可用于存储用户的设置参数或其它数据，其内容在电源失效时不会丢失;采用I2C总线与单片机接口，一次可传送多个字节的数据，数据传送的速率为400kHz;内部有电源监控电源监控电路，用于监测电源电压，并能在上电和掉电时输出复位信号，片内的看门狗定时器可编程为3个超时时间和关闭，还提供一个备用电源输入引脚(VBACK)，接一电池作为备用电源，可在主电源(VCC)失效时保证芯片正常工作和时钟的连续运行。X1228因其计时准确、体积小、功能强，且与单片机接口方便、性价比高，在我们研制的开放式实验室管理系统电源控制器中得到了有效的应用。

图1 X1228内部结构框图

1 X1228的内部结构及工作原理

实时时钟芯片X1228的内部结构如图1所示，按功能基本分为实时时钟及报警、存储器和复位监控电路3个主要部分。

1.1 实时时钟及报警

X1228对时钟和报警的访问和设置都是通过时钟/控制寄存器CCR来实现的。CCR分为五个部分：

①报警寄存器0(Alarm 0)为8字节，地址0000H～0007H，非易失性E2PROM存储器;

②报警寄存器1(Alarm 1)为8字节，地址0008～000FH，非易失性E2PROM存储器;

③控制寄存器(Control)为4字节，地址0010H～0013H，非易失性E2PROM存储器;

④实时时钟(RTC)为8字节，地址0030H～0037H，易失性RAM存储器;

⑤状态寄存器(Status)为1字节，地址为003FH，易失性RAM存储器。

实时时钟(RTC)外部仅使用1个32.768kHz晶体来保持年、月、星期、日、时、分和秒的精确的内部表示。启动读命令并指定对应于RTC寄存器的地址可以读RTC，也可以通过写RTC寄存器来设置时间和日期。模拟微调寄存器ATR(低6位)用来调整X1和X2引脚间的片内负载电容，为5～39.5pF，这将使晶体选择有较大的余地。数字微调寄存器DTR(低3位)用来调整RTC的误差，达到长时间的高精度。

(本网网收集整理)

两组报警寄存器的结构与内容和RTC寄存器相同，只是增加了使能位(在MSB位)。通过使能位和实时寄存器的设置，可以确定报警时间。例如：在表1中，通过把EDWn、EHRn、EMNn使能位置“1”，并把DWAn、HRAn、MNAn报警警察寄存器置为星期三8：00AM，即把X1228设置为每星期三8：00AM报警。当把EHRn、EMNn使能位置“1”，并把HRAn、MNAn报警寄存器置为9：15PM时，即把X1228设置为每天9：15PM报警。设置EMOn，并结合其它使能位和特定的报警时间，用户可以把X1228设置为每年同样的时间报警。控制寄存器INT中位IM为中断方式位，“0”为中断方式，“1”为脉冲方式;位AL1E和AL0E分别用来使能报警中断信号IRQ的输出;位FO1和FO0为可编程频率输出控制位，用来选择PHZ引脚上的振荡频率输出。

表1 时钟/控制寄存器CCR映像表

地址名称D7D6D5D4D3D2D1D0范围003FHSRBATAL1AL000RWELWELRTCF 0037HY2K00Y2K21Y2K20Y2K1300Y2K1019/36HDW00000DY2DY1DY00～60035HYRY23Y22Y21Y20Y13Y12Y11Y100～990034HMO000G20G3G12G11G101～13HDT00D21D20D13D12D11D101～310032HHRT240H21H20H13H12H11H100～230031HMN0M22M21M20M13M12M11M100～590030HSC0S22S21S20S13S12S11S100～590013HDTR00000DTR2DTR1DTR0 0012HATR00ATR5ATR4ATR3ATR2ATR1ATR0 0011HINTIMAL1EAL0EF01F00XXX 0010HBLBP2BP1BP0WD1WD0000 000FHY2K100A1Y2K21A1Y2K20A1Y2K1300A1Y2K1019/20000EHDWA1EDW10000DY2DY1DY00～6000DH未使用，默认为RTC年字节(YR)000CHMOA1EMO100A1G20A1G13A1G12A1G11A1G101～12000BHDTA1EDT10A1D21A1D20A1D13A1D12A1D11A1D101～31000AHHRA1EHR10A1H21A1H20A1H13A1H12A1H11A1H100～230009HMNA1EMN1A1M22A1M21A1M20A1M13A1M12A1M11A1M100～590008HSCA1ESC1A1S22A1S21A1S20A1S13A1S12A1S11A1S100～590007HY2K000A0Y2K21A0Y2K20A0Y2K1300A0Y2K1019/200006HDWA0EDW00000DY2DY1DY00～60005H未使用，默认为RTC年字节(YR)0004HMOA0EMO000A0G20A0G13A0G12A0G11A0G101～120003HDTA0EDT00A0D21A0D20A0D13A0D12A0D11A0D101～310002HHRA0EHR00A0H21A0H20A0M13A0D12A0D11A0M100～230001HMNA0EMN0A0M22A0M21A0M20A0M13A0M12A0M11A0M100～590000HSCA0ESC0A0S22A0S21A0S20A0S13A0S12A0S11A0S100～59

状态寄存器SR中位BAT为“1”，表示由电池VBACK供电，硬件置位/复位;位AL1、AL0为报警指示位，“1”为发生报警，状态寄存器读操作复位读标志;位RWEL为寄存器写使能锁存，位WEL为写使能锁存，上电时均为“0”，禁止状态。注意：要对CCR或存储器进行任何非易失性写操作，须首先写“02H”至SR，将WEL位置“1”，其次写“06H”至SR，将RWEL和WEL都置“1”，然后才能写实际数据到CCR或存储器。

1.2 复位监控电路与看门狗定时器

X1228电源控制电路接收从Vcc和VBACK引脚输入的电源，当Vcc

看门狗定时器可通过向BL寄存器中WD1、WD0这两位的“写入”，设置为3种不同超时间隔或不工作，“00”为1.75s，“01”为750ms，“10”为250ms，“11”为不工作。看门狗启动时，必须在规定间隔内对它进行刷新，方法是在SCL线为高时SDA线产生下降沿。如果看门狗在规定间隔内没有被刷新，则RESET脚变为有效。注意：如果使用开始条件来刷新看门狗定时器，必须跟着一个结束条件以复位X1228。

1.3 存储器访问

X1228支持I2C总线协议，与CPU的连接很简单。如图2所示，AT89C51为主器件，X1228为从器件。SCL为串行移位时钟输入，P3.4接SCL模拟时钟信号;SDA为串行数据输入输出，P3.5与SDA相连以实现AT89C51与X1229的数据通信。X1228工作在中断方式，由IRO引脚定时发出中断信号，作为AT89C51 INT1的输入信号。

主器件在发出开始条件后必须接着输出一个地址字节。从地址字节的高4位是标识位，规定了访问E2PROM阵列还是访问CCR，“1010”表示访问E2PROM阵列，“1101”表示访问CCR;从地址字节的位3～位1是选择位(I2C器件级联时使用)，X1228这3位总是“111”;从地址字节的最后一位R/W位定义操作类型。

块保护控制寄存器BL中位BP2、BP1、BP0决定了E2PROM存储器阵列中哪些块是写保护的，“000”表示“无写保护”，“001”表示地址0180H～01FFH写保护，“010”表示地址0100H～01FFH写保护，“011”表示“全地址写保护”，“100”表示地址0000H～003FH(第1页)写保护，“101”表示地址0000H～007FH(前2页)写保护，“110”表示地址0000H～00FFH(前4页)写保护，“111”表示地址0000H～01FFH(前8页)写保护。

对X1228存储器的访问有随机读、顺序读、当前地址读和字节写、页写等，其操作均与标准I2C总线器件相同，在此不作重述。

2 X1228在电源控制器中的应用

为了充分利用实验室资源，让学生能够自主选择实验内容与时间，从而激发学生积极参与科学实验的兴趣，提高分析问题、解决问题的能力，同时也为了缓解近年来高校扩招对实验室的压力，实现高校部分实验室的开放式管理势在必行。我们研制的开放式实验室管理系统，再配上有经验的指导教师精心制作的实验教学课件，为实验室的无人值守化管理提供了物质基础。该开放式实验室管理系统由一个管理中心和一个门禁控制器及若干个实验组电源控制器组成，系统框图如图3所示。学生进入开放式实验室做实验，必须先刷卡，得到允许后方可进入。若实验时间超过预定时间(前10分钟发提示警告信息)，则实验组仪器设备的供电会自动切断。

管理中心由1台计算机、报表打印机和管理软件组成。完成的功能有：①IC卡的发放、实验室仪器设备配置情况和实验安排情况预置;②通过门禁控制器获取实验学生的.有关信息，根据存储在机内的仪器设备使用配置情况及预置的实验安排情况，决策该学生当前是否能参与实验并分配实验组号;③向门禁控制器回发信息;④若允许学生进入实验室，则发指令至相应的实验组电源控制器，以便及时为该组仪器设备供电;⑤对学生实验时间、仪器设备使用情况进行存储管理，为实验指导教师掌握学生实验情、实验技术人员进行仪器设备的维护维修提供依据;⑥各种报表输出。

门禁控制器主要负责：①对学生所持有的IC卡刷卡，以获取与实验有关的信息，通过RS485总线传输至上位机，以决定是否允许该学生进入实验室;②接收上位机发来的允许否信息，通过LCD显示器显示并执行;③学生实验完毕，需再次刷卡，并通过门禁控制器所携带的小键盘，对实验组仪器则认为该实验在规定时间内未完成，需重做。

实验组电源控制器主要是接收上位机指令，控制每个实验组仪器设备的供电情况，并在预定实验结束时间的前10分钟向学生发提示报警信息。

在实验组电源控制器中，我们采用了AT89C51单片机控制实时时钟芯片X1228(如图2)来实现对每个实验组仪器设备的供电情况定时控制，采用OCMJ2X8的LCD显示模块显示实时时间。AT89C51从串行口接收来自PC的2字节命令，由P1.5输出高电平，通过一只固态继电器(SSR)SAP4010来接通220V交流供电电路;接收8字节BCD码，写入X1228的RTC寄存器，对X1228进行校时;从串行口接收8字节写入Alarm0来设置X1228的报警输出，在单片机的外中断1服务程序中，通过P3.2口接的1只有源讯响器，在预定实验结束时间的前10分钟向学生发提示报警信息;实验时间到，P1.5输出高电平，通过SAP4010切断220V交供电电流。管理中心上位机与电源控制器之间采用MAX3082构成的RS485总线进行通信。因总线上允许最大节点数为256个，故完全能满足实际应用需要。

结语

电源控制 篇6

摘要:文章首先分析了电力机车对DC110V电源的性能要求和技术指标,采用零电压开关(ZVS)PWM全桥变换电路作为主拓扑电路设计了一种新型的机车控制电源。其次对所设计的软开关电源的主电路进行了参数计算及关键元器件的选型。最后对所设计的电路建立了PSPICE环境下的仿真模型,仿真结果表明该设计是正确和有效的。

关键字:移项控制变换器;零电压开关;PWM

中图分类号:TM91文献标识码:A文章编号:1006-8937(2009)10-0028-02

1引言

在铁路牵引动力中,电力机车具有其他机车无可比拟的优势。电力机车的控制电源为直流110V,供机车低压控制电路使用,另外再给机车蓄电池充电 ,并经逆变,整流,滤波,产生+15V、24V、48V、电压,分别供给司机台信号显示屏、仪表照明及三项设备之用。

国内现在广泛采用的电力机车和电动车组用DC110V控制电源是相控式晶闸管直流稳压电源,它与机车蓄电池并联充电,为机车控制电路提供DC110V的稳定电压。该DC110V电源装置的工频整流变压器原边从主变压器辅助绕组的副边输入396V单相交流电源,次边输出为220V,经晶闸管半控桥整流器整流,并通过由平波电抗器滤波电容器和蓄电池组并联组成的LC滤波电路滤波后,输出110V±5%直流电压,电压脉动有效值≤5V。其工频整流变压器及直流滤波电抗器非常笨重,使得整个电源柜的体积和质量都大(为400kg以上),这对减小电力机车的质量和缩小有限的设备安装空间都是不利的。

随着电力电子技术的进步,传统的直线线性稳压电源发展到现在的高频直流开关稳压电源,数字高频开关电源在体积、重量、效率等指标上,都远远优于相控电源,因此用大功率高频开关电源来替代传统的相控电源已成为一种发展趋势,相控整流电源必将被开关电源所取代。

2机车DC110V电源系统的性能指标

设计标准采用国家和铁道部相关标准。 既要为电力机车提供控制电源,又能为机车蓄电池充电。其中还应包括了过压、欠压、过流、短路、过热等保护功能。机车用DC110V电源的技术指标如下:

①电源额定输入电压。

输入电压:AC396V,输入电压变化范围:277.2V～495V。

②控制电源输入电压。

控制电源电:DC110V,电源变化范围:DC77V～DC137.5V。

③输出电压。

标称输出电压范围:直流110V;输出电压变化范围:108.9V～111.1V。

④输出纹波电压有效值。

输出纹波电压有效值≤2V。

⑤标称输出电流。

标称输出电流:75A。

⑥输出电流限制值。

输出电流限制值≤82.5A。

⑦转换效率。

额定工况下,转换效率≥90%。

⑧主要功率散热器温升。

主要功率散热器温升≤40K。

⑨电源工作频率。

电源工作频率f≥20KHz。

⑩开关电源柜输入电压和欠压的保护功能:当输入交流电压小于277V时或大于496V时,开关电源柜停止输出。

3机车开关电源的结构方案

开关电源结构图如图1所示。

其电路的工作过程为:机车变压器输出的396V交流电经整流滤波变成高压直流电送入功率变换电路(DC/DC),功率变换电路在控制电路的检测控制下通过脉冲宽度调制控制原理(PWM)输出稳定的直流电压。控制电路自动对电源输出电压和电流进行数据采样,并与用户给定数据进行比较,然后根据设置的调整算法控制开关调整电路,使电源输出电压符合给定值。控制电路在调整电源输出电压的同时还要检测电路的输出电流,当输出电流超过给定值时,就启动保护电路,实现保护功能。

4机车控制电源变换器主电路拓扑及工作原理

图2为ZVS-PWM变换器的主电路。

全桥电路的控制方式一般分为四种:双极性控制方式;有限双极性控制方式;不对称控制方式;移项控制方式。从实现大功率变换器的小型化和轻量化的角度来看,移项控制方式具有更多的优越性。移项控制方式的拓扑结构简洁,与普通全桥电路相比仅增加了一个谐振电感,成本和电路的复杂程度基本没有增加。移项控制方式简单,开关频率恒定,利于电源滤波器的优化设计,而且实现了开关管的零电压开关,减小了开关损耗,从而可以提高开关频率,其元器件的电压和电流应力小,电压应力为电源电压Vin,电流应力与传统的全桥电路一样,等于折算到原边的负载电流。

4.1超前桥臂软开关的实现

在t0时刻前,Q1和Q4同时导通,VAB=Vin,原边电流流过Q1和Q4。在t0时刻先关断Q1,原边电流从Q1中转移到C1和C3支路中,给C1充电,同时C3被放电。由于有C3和C1,Q1是零电压关断。在这个时段里,陋感LIK和滤波电感Lf是串联的,而且Lf很大,因此可以认为原边电流ip近似不变,类似一个恒流源。这样C1的电压线性上升,同时C3的电压线性下降。在t1时刻,C3的电压下降到零,Q3的反并二极管D3自然导通,此时开通Q3,Q3就是零电压开通。同样当Q3关断时,其工作原理完全类似。

4.2滞后桥臂的软开关实现

当Q4关断时,原边电流从Q4中转移到C2和C4支路中,给C4充电,同时C2被放电。由于有C2和C4,Q4是零电压关断。当C2的电压下降到零,Q2的反并二极管D2自然导通,此时开通Q2,Q2就是零电压开通。同样当Q2关断时,其工作原理完全类似。在此开关过程中C4电压增加,VAB为负电压,使DR2也导通,将变压器副边短接,变压器原边电压为零,VAB电压全部加在漏感上,使原边电流减少,如果漏感能量太小,Q2就难以实现零电压开通。

5基于单片机控制方案的设计

本电源利用零电压零电流PWM软开关理论,以高性能微控制器为控制核心,组成数据处理电路。DSP类单片机速度够高,但目前价格也很高,从成本考虑,占电源成本的比例太大,不宜采用。单片机中AVR系列最快,具有PWM输出,因此控制电路采用ATmega128单片机,利用芯片自带的ADC及硬件PWM模块,完成外部数据的采集、移相脉冲的形成。控制系统通过I/O输出端口OCO,OC2,OC1A,OC3A分别输出4路有相位差的PWM信号控制功率转换开关IGBT的导通与关断时间,通过设置寄存器ICR1A和ICR3A来改变占空比,完成对输出电压的稳定,通过单片机内部的10位A/D转换模块完成对开关电源输出电压和电流的采样,通过系统软件实现了过压、过流保护及限流功能。采用闭环控制系统,开关电源工作时,采用电压反馈由PWM控制实现对输出电压的稳压功能,控制闭环为电压环。单片机把给定值与传感器采集的信号进行比较,产生误差信号。根据PID控制算法设置ATmega128产生不同移项角的PWM波信号,经过IGBT的专用驱动模块,控制开关调整电路电压输出。

DC110V电源软件主要完成软启动、对外部数据的采集、闭环系统调节器的PID参数计算、移相脉冲的形成、过压过流保护以及等工作,系统软件主要包括故障判别子程序、中断检测子程序、计算子程序等。

在初始化过程中,先是将ATMEGA128各个输入端口复位,初始化完成后,开中断程序。若有中断请求则响应,否则进行数据采样并读取给定值,然后进行数据处理,计算PWM的占空比,输出相应控制;若有欠压、过压、短路或过流情况发生,则进行故障处理(如图3)。

6电源电路的仿真分析

针对以上设计的电路,采用了PSPICE软件对电路做了仿真分析,在所设计的ZVS PWM DC/DC全桥变换器主电路中加入了4个激励源,这4个激励源按4节计算出来控制时间参数设置,分别驱动4个IGBT,图4为PSPICE软件模拟控制该电源变换器的仿真电路。

该电源电路的PSPICE仿真实现了IGBT的零电压开关,验证了文章电源设计的正确性。

参考文献:

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电源控制 篇7

利用流光放电理论的污水处理设备大都采用交直流耦合电路, 其基本由直流电源、交流电源和作为负载的反应器等组成, 耦合电路的原理如图1所示。

为使反应器在流光放电模式下工作, 不仅需对交直流控制电路参数进行反复调节, 直流电源调节参数为直流电压, 交流电源调节参数为交流电压幅值和频率, 而且调节往往需要较长时间。通过对交直流耦合电路以及模糊控制理论的分析, 采用流光放电率作为可控量化指标对脉冲电源进行控制。流光放电率的大小能够表征反应器实现流光放电的程度, 并且通过控制可使交直流耦合电路中的交直电压加载于反应器上, 满足反应器流光放电的基本条件。

1 交直流耦合电路的分析

交直流耦合电路中有关参数:阻容等效的反应器R=106Ω、C=10-12F;C1=5×10-9F;L1=120×10-3H;L2=1×10-3H。

1.1 低、高频交直流电压在反应器上的叠加

1.1.1 交流电源在低频时, 交直流电压在反应器上的叠加作用

交流电源单独作用时, 反应器电压输出与交流电源电压输入的传递函数为:

G2 (s) =RC1L1s2/[RCC1L1L2s4+C1L1L2s3+ (RCL1+RCL2+RC1L1) s2+ (L1+L2) s+R] (1)

交流电源输入为Umsin (ωt) , 电压幅值Um为20×103V、频率f为100Hz时, 反应器输出的电压响应为:

Uj1 (t) =307.8e-99.984tcos (4.0821×104t-π+1.5708) +0.3974e-4.999×105cos (3.1621×107t+1.5391) +4.7398cos (628.3152t+1.5707) (2)

直流电源单独作用时, 反应器电压输出与直流电源电压输入的传递函数为:

G2 (s) =R/[RCC1L1L2s4+C1L1L2s3+ (RCL1+RCL2+RC1L1) s2+ (L1+L2) s+R] (3)

直流电源电压为100V时, 反应器输出的电压响应为:

Uz1 (t) =100e-99.984tcos (4.0821×104t+π-0.0025) +1.6665×10-4e-4.999×105cos (3.1621×107t-0.0475+100) (4)

电压幅值为20×103V、频率f为100Hz的交流电源与100V的直流电源在反应器上叠加的波形如图2所示。

1.1.2 交流电源在高频时, 交直流电压在反应器上的作用

交流电源输入为Umsin (ωt) , 电压幅值为100V、频率f为20×103Hz时, 反应器输出电压响应:

Uj2 (t) =36.2962e-99.984tcos (4.0821×104t+π-1.5654) +0.3974e-4.999×105cos (3.1621×107t+1.5391) +111.8462cos (1.2566×105t-1.5691) (5)

高频时, 交流电压频率为20×103Hz、幅值为100V, 而直流电源电压为100V时, 反应器上交直流叠加的电压响应波形如图3所示。

分析看出, 交直流耦合电路能够实现直流和交流电压在反应器上的叠加;交流输入频率不同, 反应器上获得的交流电压响应幅值差异很大:当交流电源低频时, 即使交流幅值很大, 反应器上获得的交流电压响应幅值也很小;当交流电源高频时, 反应器上获得的交流电压响应幅值较大。

1.2 反应器交流电压幅值与电源频率关系

在Matlab环境下, 反应器交流电压幅值与电源频率关系如图4所示。

由图4示出, 反应器交流电压幅值与电源频率呈非线性变化。当电源频率上升到某一频率值时, 反应器上将获得一个交流电压幅值很高的数值。这是电路系统谐振造成的[2,6]。反应器上的交流电压幅值与交直流耦合电路中的元件参数及其结构有直接的关系[3]。

1.3 流光放电率

设反应器上的正弦交流电压为Umsin (ωt) , 则交流电压上升率为du/dtUmωcos (ωt) , 其关系如图5所示。

令一个交流周期内反应器上交流电压上升率大于2×108V/S的时间段与该电源周期的比值为ρ, 则undefined。其中, ts为一个交流周期内交流电压上升变化率大于2×108V/S的时间段;T为电源交流周期。

ρ表示一个交流周期内的流光放电时间, ρ越大则在一个周期内流光放电时间越长。

电压上升率du/dt>2×108是流光放电的要求, 当du/dt=2×108时, 求得各时间点为:

undefined

故电压上升率大于2×108V/S的范围为tn

即,

undefined

将有关数学表达式代入undefined, 得:

undefined

由图5及公式 (9) 示出, 交流电源频率f、反应器交流峰值电压Um与电压上升率之间有如下特点:

1) 流光放电率小于0.5;

2) 流光放电率最大值出现在反应器交流电压正负峰值的中点处, 而最小值出现在反应器交流电压的正、负峰值点处;

3) 流光放电率与反应器交流峰值电压Um和交流电源频率f呈非线性关系。

2 模糊控制器的设计

模糊控制器设计的目的:

1) 实现“流光放电率”作为量化指标的控制;

2) 交直流脉冲电源的模糊控制策略实现, 如图6所示。

2.1 硬件设计

根据模糊控制器输入变量的多少, 模糊控制器可分为:一、二、三维模糊控制器和多维模糊控制器。在本设计方案中, 被控对象为四阶, 故不能选用一维模糊控制器;三维模糊控制器动态特性要求特别高, 且控制器结构复杂, 推理运算时间长, 故不采用[4]。

设计过程中采用二维模糊控制器, 将流光放电率、电源频率作为模糊控制器输入, 模糊控制器输出为反应器上的交流电压幅值。

2.2 软件设计

软件设计往往根据实际制定表格进行输入、输出模糊集的设计, 使设计的模糊控制器的输入和输出与表格内容相符。电源频率、流光放电率和反应器电压幅值已给出, 见表1。

表1具有以下特点:

1) 表格中数值右上角最小, 左下角最大。

2) 表格中数值密度很不均匀, 在流光放电率为0.15～0.4之间, 反应器电压幅值小;而在流光放电率为0.45附近, 反应器电压幅值很大。这决定了模糊控制器输出隶属函数的非对称性和不规则性。

采用重心法和最大隶属度相结合的方法确定各输出三角隶属函数的“二脚一峰”, 并通过仿真动态模糊系统对各输出三角隶属函数的“二脚一峰”进行修改和校正[4]。

软件设计分为输入模糊集确定和输出模糊集确定:

1) 输入模糊集的确定

输入交流电源频率的模糊集论域为:[14, 20 ];输入模糊集及其相应的各三角隶属函数 : SF (交流电源频率小) trimf (x, [14, 14, 17];MF (交流电源频率中) trimf (x, [14, 17, 20 ];LF (交流电源频率大) trimf (x, [17, 20, 20 ]。

输入流光放电率的模糊集论域为:[0.15, 0.45];输入模糊集及其相应的各三角隶属函数:NR (流光放电率小) trimf (y, [0.15, 0.15, 0.3];MR (流光放电率中) trimf (y, [0.15, 0.3, 0.45];LR (流光放电率大) trimf (y, [0.3, 0.45, 0.45]。

2) 输出模糊集的确定及反应器电压幅值的模糊规则

输出反应器电压幅值的模糊集论域为:[1.8, 14.55];输出模糊集及其相应的各三角隶属函数 : VS (反应器电压幅值较小) trimf (z, [1.8, 1.8, 2.2];S (反应器电压幅值小) trimf (z, [1.8, 2.55, 2.8];M (反应器电压幅值中) trimf (z, [2.1, 2.85, 10.15];L (反应器电压幅值大) trimf (z, [2.8, 10.15, 14.55 ];VL (反应器电压幅值较大) trimf (z, [7.5, 14.55, 14.55]。

根据模糊规则的设计标准, 建立反应器电压幅值的模糊规则见表2。

3 仿真与实验的结果及分析

3.1 模糊控制器的仿真结果及分析

在动态仿真模糊系统窗口Input中, 输入电源频率、流光放电率具体数值, 则有相应的反应器电压幅值输出, 如图7所示。

图7示出的控制规律与由专家知识构造的表1一致 (精度为0.1) , 这说明通过模糊控制能够实现流光放电率作为量化指标的控制。

3.2 利用SimPowerSystems模块搭建进行的仿真结果及分析

参数设置:直流电源电压 2800V;交流电源电压1600V、频率20×103Hz;流光放电率0.15阻容等效的反应器:R=106Ω、C=10-12F;C1=5×10-9F;L1=120×10-3H;L2=10-3H。

在直流电源电压为2800V;交流电源电压1600V 、频率20×103Hz ;流光放电率为0.15时, scope显示器显示的最大值为:4602V;最小值为:998V。理论计算的最大值为:2800+1600×1.117897=4588.6V;最小值为:2800-1600×1.117892=1011.4V。

理论值与显示数值基本一致, 误差由计算精度引起的。

3.3 实验结果及分析

实验中, 硬件电路主要元器件型号及参数如下:

单片机:PIC16F877;光电耦合器:TLP521;驱动芯片:IR2113;反应器:1×10-7F;脉冲电源电路中电容器C1:1×10-6F;脉冲电源电路中电感L1:1.1823×10-4H;场效应管Mosfet:IRFP160LC;续流二极管:1N5822等。

反应器交直流电压叠加波形测试:交流电压由脉冲电源的逆变电路提供;在实验室条件下, 直流电源电压由直流稳压器提供。示波器显示出, 交流电压单独作用在反应器上的电压波形, 如图8所示;交直流电压在反应器上叠加波形, 如图9所示。

图8示出, 反应器上的电压波形为正弦交流电压, 其频率为700Hz。图9示出, 交流电源电压与直流电源电压能够在反应器上实现交直流电压叠加。实验波形表明, 脉冲电源电路能够满足反应器在流光放电模式下工作的交直流电压叠加条件。

4 结论

基于交直流耦合电路、模糊控制理论以及流光放电条件的分析, 采用流光放电率作为可控量化指标对脉冲电源进行控制, 使交直流耦合电路中的交直电压在反应器上实现叠加, 满足反应器流光放电的条件。仿真和实验结果表明, 该方案可行、有效。

摘要：通过对脉冲电源电路的研究, 采用了流光放电率作为控制系统的量化指标;将流光放电率用于模糊控制能够达到对污水处理设备进行控制的目的, 使交直流耦合电路中的交直流电压在反应器上实现叠加。仿真及实验结果表明, 该方案有效、可行, 具有良好的推广价值。

关键词：交直流耦合电路,流光放电率,量化指标,模糊控制

参考文献

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电流控制双PWM焊接电源研究 篇8

1 双PWM焊接电源工作原理

1.1 基本结构

双PWM焊接电源的基本结构包括主电路和控制电路两部分。若按照该系统的功能来划分, 则其可分成功率因数校正功能的前级和弧焊控制功能的后级两个方面, 其中前级的核心设备是整流器, 同时配以相应的控制电路, 而后级则是围绕弧焊逆变器为核心设备, 同样配以相应的控制电路作为恒流源, 即为双PWM焊接电源的基本结构。当三项交流电经过整流后, 电流便成为高压直流, 然后通过逆变器将高频交流变压器降压, 再经过整流滤波后变成平滑直流电以供焊接使用。所以, 在这个过程中, 对于焊接方法的选择必须准确合理, 因为很多焊接方法都会有金属的熔滴过渡发生, 而焊接电源与一般电源的负载性质不同, 所以电源的输出短路状态是焊接电源的关键点, 因此必须要求你变焊机有较为理想的短路电流控制功能。

1.2 直接电流控制策略

对于双PWM焊接电源, 前级的整流控制可采用两相同步旋转坐标体系下固定开关频率对电流进行直接控制, 而控制策略保持双闭环控制策略不变, 外环设为电压环, 内环则为电流环。与传统的三相静止坐标系下控制策略不同的是在电流内环中, 网侧电流信号要经过Park部分进行变换, 而电压外环PI调节器的输出为有功电流参考值, 其与有功电流的差值输送到PI控制器。为达到网侧电流正弦化、并实现单位功能的目的, 将控制网侧无功的电流值设定为零, 所以, 无功电流的参考值亦为零, 待遇无功电流作差值后输送到PI控制器。内环的PI控制器输出要经过解耦计算, 然后才能输送到SVPW调制模块中进行相应调制, 再输出固定开关频率的脉冲信号, 进而控制开关管的断与通。

2 双PWM焊接电源的仿真模型

在Matlab/Simulink模块下搭建双PWM焊接电源系统仿真模型, 根据仿真分析得出, PWM整流器控制策略的选择十分重要, 它直接关乎焊接电源连入接入网点的电能质量, 以及其应用效果, 采用双闭环控制将电流引入电流内环控制, 是电压外环的随动系统, 因此整个控制效果明显。此外, 为满足焊接电源负载动态要求, 在矢量的调制上, 亦具有较低电流波纹的特点, 所以可有效降低输入电流谐波。研究证实, 调整电压环控制参数, 可将脉冲负载调制中产生的输入电流畸变控制在合理的范围内, 所以其效果不言而喻。

3 双PWM焊接电源试验波形分析

根据上述理论内容, 可在其基础上开发一台3kw级的三相双PWM焊接电源样机。其中, 该机的整流模块选用7MB150N-120型智能型功率模块, 其控制芯片选用TMS320F2812型芯片, 其具体的电气参数如下, 交流电压设定为110u/V, 滤波电感设定为4.4L/m H, 直流电容设定为660C/μF, 直流电压设定为320u/V, 空载电压设定为70u/V, 开关频率设定为5Kf/Hz。

根据双PWM焊接电源的设备选用, 对其采用矢量调制的直接电流控制策略, 通过中断程序实现整流控制, 具体步骤如下, 即 (1) DC中断入口; (2) 采样信号调理; (3) 电网电压空间矢量角度计算; (4) 调用电压控制环子程序; (5) 调用功率控制环子程序; (6) 调用SVPMN调制程序; (7) 差生PWM波; (8) 中断返回。

根据上述原理, 对样机进行试验和测试以确保其可靠性, 选用的测试设备为TEKTRONIX示波器和HIOKI电力质量分析仪。测试内容即样机的稳态负载测试和脉冲负载试验。静态负载即输出功率在恒定的情况下进行的测试, 即采用电阻箱模拟负载进行的测试。经过对样机的测试结果得出输入电流谐波收到了较好的抑制作用。其实测功率因素达到了99.4%, 而二级管整流的功率因数仅为63.9%。因此, 可以说样机达到了有效控制谐波抑制效果的目的, 对功率因素的校正起到了控制作用。另外, 在试验中, 鉴于阶跃负载响应可有效反应样机系统的动态响应性能, 因此在试验中使用焊锡丝来模拟焊条焊接时, 必须仔细观察样机阶的跃响应对动态负载的适应性程度。若样机的动态响应较快, 过度过程相较稳定, 则表明样机具有良好的动态响应性能, 即可充分满足负载变动的需求。本文的双PWM焊接电源结构可有效抑制由电路结构造成的电流畸变, 虽然脉冲负载所产生的电流畸变无法消除, 但是影响明显降低, 测试结果与预期及仿真原理基本一致, 其不仅有良好的功率因数校正效果, 并且功率因素达到了99%以上, 此外, 其对于输入电流谐波的有效抑制亦十分明显, THDi可控制在15%左右。鉴于本双PWM焊接电源的前级采用的全控器件, 且附加的DSP控制部件, 成本相对较高, 但其降低电网污染和保证焊机的稳定性和可靠性是不容置疑的, 尤其是大功率全控器件模块化及专用DSP的生产, 其成本必然会不断下降, 而双PWM逆变焊接电源也自然得到广泛的应用和良好的发展前景。

摘要：电网污染已经越发得引起人们的重视, 随着相关谐波限制标准的出台和推广应用, 用逆变焊机进行功率因数校正进行抑制谐波已经成为发展潮流, 所以本文从双PWM焊接电源的工作原理出发, 对构建其仿真模型及波形试验进行了分析。

关键词：电流控制,双PWM焊接电源,研究

参考文献

[1]刘暲, 宫成, 万健如.直接电流控制双PWM焊接电源[J].焊接设备与材料, 2012, 41 (7) :39-40.

UC3863控制的并联谐振电源 篇9

尽管转换器损耗将会减少不平衡负载电流的影响, 但有效负载的平衡对于多相结构的操作是必须的。有效负载平衡经常运用每个变换器的控制变量来使每个输出电流相等或相近。然而, 在谐振变换器中, 控制变量就是开关频率应该相等[7]。因此, 设计多相交错的LLC-SCR, 需要负载电流可以实现自动共享[6,7,8,9]。

1 并联LLC谐振通信电源的电路组成

LLC谐振变换器的电路主要由整流桥、PFC电路、DC/DC变换、输出整流滤波电路以及控制反馈保护回路等环节组成, 是一个完整的闭合系统。LLC谐振电源的系统如图1所示。

其中, PFC电路是由UC3863芯片为核心控制芯片构成的电路, 在整流电路后加入LCC谐振, 输出直流电压稳定在300 V。DC/DC变换电路采用LLC谐振电路, 利用电路发生谐振时, 电流或电压周期性过零点, 使得开关器件在零电压或零电流条件下开通或关断, 从而实现软开关, 达到降低开关损耗的目的[4]。

2 控制芯片UC3863

图2-3所示为控制芯片UC3863的内部结构框图与外围电路。查其数据手册可知, UC3863是一款零电压准谐振变换器变频控制芯片, 可以产生最小10kHz到最大1MHz之间的可变的频率信号。

Vcc电压低于UVLO的上限值时芯片输出为低电平。只有超过上限值时, 5V电源才会工作提供电源输出。故障软启动电路具有软启动和重启延时的功能, 以及提供了一个精密参考, 可设定VCO的最大、最小频率分别为:

选择合适的R1, R2及C1的值就可以确定芯片实际运行频率范围。死区由R3和C2来确定, 根据数据手册给出的最小死区时间等式:tmin=0.3R3C2, 就能算出死区时间。

3 LLC变换器参数的设计

由于并联LLC变换器是由两个接近一样的单一LLC谐振变换器组成, 所以在参数设计上, 只用计算单一变换器的参数, 与之并联变换器参数与其基本一致。假设输入电压范围:Vminin=255 V, Vmaxin=420 V;额定输入电压:Vnomin=400V。输出电压电流:Vo=50V, Io=20A;输出功率:Po=1kW;谐振频率fr=100kHz;开关频率fs。

①理论变压器的变压比

其中, Vd为二极管压降0.7V

②最高、最低输入电压增益

③输出负载电阻和等效负载阻抗

计算品质因数Q, 开关最大频率fmax、最小频率fmin以及谐振网络主要参数

设定k=3

根据计算, 选定主要器件的参数。

4 传统LLC谐振变换器与负载并联LLC谐振变换器

传统LLC变换器的输出负载是经变压器传送给输出电路, 而单一的输出负载浪费了电路的转换功率, 而负载并联LLC谐振变换器通过负载输出模块的并联, 极大的提高了电路的功率利用效率, 是比较重要的研究方向。

以下通过传统LLC谐振变换器与所提出的负载并联LLC谐振变换器的电流电压波形进行比较, 突出所提出的变换器的优点, 如图4-13所示。

通过观察比较两者的波形可以得出负载并联LLC变换器的优势:

①谐振电容的电流应力减少, 可以提高整个电路的输出功率。

②漏磁电感的电流比较稳定, 不会产生振幅的偏移。

③可提高输出电压的快速性和稳定性, 这反映出电路本身容易控制。

本文所涉及的LLC变换器的PWM所采用的均是隔离驱动。隔离驱动的好处是:隔离驱动操作和运行起来比较安全, 操作者不容易触电。单相对于非隔离驱动来说其效率低, 成本较高, 安装麻烦。非隔离驱动操作起来就不是那么不安全, 容易触电, 但其效率较隔离驱动来说比较高, 成本比较低;而在开关电源领域, 大部分是采用隔离式驱动的控制方式。脉冲信号的传输是信号与能量的传递, 因此容易受到电路间的干扰, 这就要做好器件间的隔离。驱动电路中常要解决控制电路和主电路之间的隔离设计优良的驱动电路能改善功率晶体管的开关特性, 从而减小开关损耗, 提高整机的效率及功率器件工作的可靠性。

5 LLC在超薄电源设计中的应用

LLC拓扑由于其半导体器件全部工作于软开关状态, 因此具有高效率, 低EMI的优点, 是超薄电源设计的首选拓扑, 已经被广泛应用于超薄电视机电源和超薄适配器的设计中, 如图14所示。

LLC拓扑在超薄电源中应用的好处, 如下所示:

选用高品质, 细长型电解电容。优化控制环路的响应, 一直输出波纹。

采用软开关拓扑, 提高开关频率, 采用扁平磁芯设计变压器和电感。

采用软开关拓扑, 提高电源的效率。合理布局, 采用适当的散热措施。

采用软开关拓扑, 减小EMI滤波器的体积以及减小EMI滤波器的损耗。

LCC谐振变换器综合了串、并联谐振变换器的特点, 有更好的调节性和负载适应性, 适合超薄电源的工作特点, 当开关频率调节在槽路谐振频率上时, 谐振变换器工作在电流源状态, 因此当负载短路时, 能保持电流值不变, 给系统提供了保护, 而当负载断路时, 谐振变换器能在负载两端得到高压。

LLC谐振变换器作为电流源工作时, 能实现零电压开通, 减小了开关损耗。

LLC谐振变换器由于具有电流源特性, 不需与间隙申联大电感来限流, 提高了动态响应能力, 能满足超薄电源精加工的要求。

6 结束语

本文介绍了基于UC3863控制的并联LLC谐振变换器。首先对变换器的并联方式进行了比较。然后又分析了整个电路的工作原理以及并联LLC谐振变换器的好处, 其各个主开关管均能实现软开关, 减少了开关损耗。经过对半桥零电压准谐振电路的调试及实验结果表明UC3863具有开关频率高, 效率高, 外围电路简单, 体积小, 性能稳定可靠等优点。最后通过仿真分析, 验证了此设计的可行性和结论的准确性。正是由于它工作于软开关状态, 因此具有高效率, 低EMI的优点, 已经被广泛应用于超薄电视机电源和超薄适配器的设计中。但由于LLC变换器工作频率高, 它激磁电感值较小, 造成空载时损耗较大。这是应用中遇到的挑战。

摘要：分析了并联LLC谐振变换器的特性, 并做了开关顺序并联与交错并联情况下变换器特性的比较, 以UC3863芯片为核心控制芯片的开关电源, 电路采用半桥结构的LLC谐振电路, 这种模式很少被提出, 通过实验证明了可行性和实用性, 大大提高了LLC的工作效率。通过对各器件参数的理论计算, 运用SABER仿真软件对变换器电路进行仿真和分析。文中以300V电压输入, 12V-18V输出电压为例, 2.5kW, 500kHz并联LLC谐振变换器设计和仿真来进行模型分析, 从而总结出并联LLC谐振变换器相对于传统单一LLC谐振变换器的优点。仿真结果验证了设计的可行性与结论的准确性。

关键词：超薄电源,LLC谐振,UC3863,ZVS

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煤矿直流设备控制装置试验电源研制 篇10

一、整流技术

变流电路用于实现电能 (交流 (AC) 和直流 (DC) ) 之间的变换, 属于电能转换过程常用的电路。根据电能输入输出形式不同, 变流电路可以分为AC-DC转换、AC-AC转换、DC-DC转换和DC-AC转换。本文涉及的变流电路为AC-DC, 即整流电路, 其目的是将交流电转变成直流电, 为煤矿直流设备控制装置试验提供电源。传统的整流装置大部分采用二极管不可控整流技术或晶闸管相控整流技术, 这类技术控制过程简单、效率较高, 但功率因数较低, 且输入电流的谐波含量比较高, 对电网具有不良的影响。本文选用四个绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) 两两串联Q1、Q2及Q3、Q4串联后并联组成桥式整流单元 (如图1所示) , 并设计RCD缓冲电路避免瞬态操作电压对IGBT管的冲击, 降低IGBT的开关损耗, 保护整流单元安全、可靠运行, 在IGBT关断过程中, 电容C通过二极管充电, 吸收关断过程产生的du/dt, 在IGBT开通后, 电容C两端的电压通过电阻R放电。

二、控制单元设计

煤矿直流设备控制装置试验电源控制单元用于实现电源的控制和保护, 主要由操作面板、处理器、IGBT驱动单元、显示单元、电压和电流检测单元等组成, 其中操作面板用于控制指令的输入;处理器是整个控制系统的核心, 用于实现数据的计算、处理、实验过程控制和输出电压调节;IGBT驱动单元用于驱动IGBT可靠导通和关断;显示单元用于显示电源的电压、电流、状态等信息;电压和电流检测单元用于检测电源的电压、电流信号, 并将信号进行隔离放大处理后发送给处理器。

2.1电压反馈电路

煤矿直流设备控制装置试验用电源需要稳定、准确的电压输出, 并且要根据不同型号产品的需求调节电压幅值, 所以需要设计可靠的电压反馈电路, 处理器计算反馈值与需求值之间的偏差, 然后对输出电压进行动态调节, 保证试验电压的准确性。由于电源输出电压最高可达600V, 所以不能从端口直接获得电压信号, 设计由大功率电阻分压后得到处理器AD可以接收的电压信号。为了保证电路的稳定性, 在电路中加入一个高输入阻抗的电压跟随器来获取电压信号。电压反馈电路如图2所示, 图中C5作用是滤除信号中的杂质, 稳点电路输入电压, 减小信号漂移, 通常选取高频无感电容。电阻R5、R6起到分压作用, 电压反馈电路测量电压等于电阻R6两端电压, 其电压值为总电压的R6/R5+R6。稳压二极管D5和电容C6起到保护作用, 防止运放输入电平高于其供电电压。

2.2电流检测电路

煤矿直流设备控制装置过载试验是在额定电流的1.6倍、3倍和5倍条件下进行, 试验过程对电流值具有明确要求, 所以试验电源应该具有稳定、可靠的电流检测电路。为了降低主电路对电流信号的干扰, 提高电流检测的精度, 选用基于霍尔效应电流传感器采集母线电流。CS600E2型电流传感器原边额定输入电流600A, 原边测量电流范围0~±1000A, 响应时间小于等于5μs, 工作电源为±15V, 传感器输出电压范围0-4V。传感器输出信号经过隔离和LM324组成的电压跟随其处理后发送给处理器的AD转换引脚, 电路检测电路原理图如图3所示。

2.3温度保护电路

直流电源内的整流开关管和变压器在工作过程中产生的热量会导致工作环境温度升高, 影响控制系统的稳定性, 此次除了采取常规散热措施外, 还需要设计温度保护电路对电源的温度进行控制和动态调节。温度控制电路工作过程:电源上电后温度保护电路开始工作, 当温度值高于设定值时, 热敏电阻阻值变大, 这时在运放M的同相输入端电压高于0V, 信号经过放大后输出到N, 使得运放的同相输入端电压高于反相端, 运放输出+5V的电压驱动场效应管导通, 热电制冷器开始工作降低系统温度, 当温度达到正常温度时场效应管截止, 热电制冷器停止工作。

同时, 系统设置有温度采集电路, 处理器对高精度温度传感器的信号进行计算处理, 并发送给显示屏进行系统温度实时显示。

三、结论

矿用直流架线电机、矿用蓄电池车辆是我国中小煤矿井下主要的运输设备之一, 其安全性直接关系到煤矿安全生产工作能否顺利开展, 本文设计的煤矿直流设备控制装置试验电源满足国家标准要求, 符合矿用直流设备控制装置检验需求, 具有输出稳定、安全可靠等特点。

摘要：本文在分析煤矿安全生产状况和直流电源原理基础上, 将电力电子技术和微处理器控制相结合设计矿用直流设备试验电源, 主要包括整流单元和控制单元, 其中控制单元主要包括电压反馈电路、电流检测电路和温度保护电路, 所设计的试验电源可以按照标准要求实现直流设备恒压、恒流试验操作。

关键词：煤矿,直流设备,试验,控制技术

参考文献

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