功率负载

功率负载（精选六篇）

功率负载 篇1

我台多台中波广播发射机播出功率为50k W或100k W。由于台内没有配备假负载, 发射机发生故维修好后, 要到晚上结束播音后才可以测试发射机维修后的状态、参数、指标等, 这给维护检修工作带来不安全因素。另外, 台站要更新几台全固态数字中波发射机, 在安装调试的过程中, 也需要假负载的辅助。刚好我台有大功率陶瓷电阻, 蒸汽冷凝器, 玻璃筒等备件一批, 于是决定自行设计安装一个可变阻抗的大功率中波假负载, 以适应各个机器的需求。

1中波假负载的作用和构成

1.1假负载的作用

本假负载是吸收、耗散发射机输出的射频能量, 并且基本不辐射能量的装置。假负载用于替代发射天线作为发射机的负荷, 使得发射机可以在没有接入天馈系统的情况下, 试验发射机运行情况, 测量、调整发射机的技术指标, 如失真度、频响等。

1.2假负载的构成

假负载要拥有将高频电能转变成热能且不辐射能量的功能, 就需要大功率的电阻器作为假负载的主体, 并且是尺寸远小于高频波长的电阻器。

为使发射机可以正常工作, 电阻器的阻抗应与发射机输出阻抗匹配。中波发射机工作时输出阻抗可以看成是纯阻, 而电阻器在高频状态下会存在分布电容、分布电感, 需要在电阻器上增加匹配器件, 使假负载在中波频带内与发射机匹配。

假负载除了将高频电能转换成热能的功能, 还应拥有将热能及时交换出去的功能, 也就是说假负载需要有冷却装置。

此外, 假负载还需要将接点位置是否连接到位, 自身是否工作正常等状态送到发射机控制电路, 以保护发射机以及假负载的安全。

至此, 我们知道, 完整的假负载, 需要有大功率的电阻器和相关匹配器件, 冷却系统以及相关控制保护电路。

2假负载的设计

设计目的:据现有材料 (大功率陶瓷电阻、蒸汽冷凝器、玻璃筒等) 进行设计, 实现一个50/150Ω自适应假负载, 阻抗为50Ω时功率容量要达到100k W, 150Ω时功率容量要达到50k W。

2.1主体电路

现有的陶瓷电阻材料阻值2.4kΩ、额定功率10k W。将30个陶瓷电阻两端用铜板固定, 并联成一个阻值80Ω、额定功率300k W的电阻器, 放置在一个作为蒸发锅的玻璃管中;再用16个陶瓷电阻两端用铜板固定, 并联成一个阻值150Ω、额定功率160k W的电阻器, 放置在另一个蒸发锅中。

将150Ω的电阻器接入发射机时, 假负载工作在150Ω, 额定功率为160k W;将150Ω与80Ω并联接入发射机时, 假负载工作在50Ω, 额定功率达到460k W。两种情况下假负载的额定功率均在设计功率容量的两倍以上, 保证假负载可以长期稳定工作。

2.2匹配部分

理想的情况下, 假负载在整个中波频带内都表现为纯阻阻抗, 可以满足台内各发射机的需要。但由于各种分布参数的存在, 这不容易实现。折衷的做法是各发射机在接入假负载前各自增加匹配器件进行匹配, 这种匹配方式调试起来比较简单、容易实现。

一般来说, 电阻器在中波频带中呈现感抗, 可以通过并联电容实现阻抗匹配。笔者采取各发射机各自匹配的方式进行:在各发射机的假负载接口处各自并联一个高压电容, 并在冷机、热机两种状态下调整电容参数, 实现各发射机与假负载的阻抗匹配, 满足发射机驻波比要求, 使发射机输出到假负载的高频电能量全部被吸收并转化成热能。

2.3冷却系统

根据台站实际情况笔者选用基本蒸发冷却方式。整个冷却系统包含蒸发锅、水蒸汽管道、蒸汽冷凝器, 冷却水管、平衡水箱、补水箱等。

冷却系统框图如图1, 将电阻器放置在蒸发锅内并淹没在蒸馏水中, 工作时蒸馏水被加热沸腾后蒸发, 水蒸汽沿水蒸汽管道送到蒸汽冷凝器, 并被冷凝成水, 通过冷却水管回流到蒸发锅内。蒸发锅内的水位通过平衡水箱、补水水箱进行平衡和补充。

这种冷却方式不需循环动力设备, 结构简单, 工作压力低, 容易实现, 非常合适自主安装。

2.4冷却系统的计算

基本蒸发冷却系统中, 为避免蒸馏水回流不及时, 导致电阻器裸露过热损坏的情况出现, 需要确定水蒸汽管道尺寸参数:内径及长度。

2.4.1水蒸汽管道直径的计算

基本蒸发冷却系统中, 水蒸汽管道的内径、水蒸汽管道内蒸汽流量、水蒸汽流速、冷却系统的总损耗功率关系为[1]:

式中d为蒸汽管的内径 (m) , Q为蒸汽的流量 (m3/h) , ω为蒸汽在管内的流速 (m/s) , Pz为冷却系统总耗损功率 (k W) 。

水蒸汽在管内流速ω一般在0.8~1.2m/s左右[1], 现取ω=1m/s, 冷却系统总耗损功率取为假负载设计的最大功率, 即Pz=100k W, 将数据代入 (1) 式, 得到d=0.125m。

为了选材方便以及降低蒸汽在管道内的压力, 笔者选用了d=0.16m的国标不锈钢管作为蒸汽管道。

2.4.2水蒸汽管道长度的计算

根据现有材料, 作为蒸发锅的玻璃管的内半径r=13cm, 选材时, 平衡水箱也选取内半径为13cm的不锈钢圆桶。

为确保电阻器不裸露出蒸馏水, 设计蒸发锅中水位高于电阻器最小5cm, 允许最大下降水位2cm。也就是说, 在水位下降了2cm之前, 冷却水就要回流到蒸发锅。

基本蒸发冷却系统中, 损耗功率和蒸馏水蒸发的速度关系为:

式中G为冷却系统蒸发的速度 (kg/h) , Pz为冷却系统总耗损功率 (k W) , r为标准大气压下饱和水蒸汽潜热 (k J/kg) 。

标准大气压下饱和水蒸汽潜热r=2257k J/kg[2], 冷却系统总耗损功率取为假负载设计的最大功率, 即Pz=100k W, 将数据代入 (2) 式, 得G=44.3g/s

而我们知道, 物质质量公式M=ρV以及圆柱体体积计算公式V=πr2 H。

根据现有材料参数, r=13cm, ρ=1g/cm3, H=2cm得出蒸发锅中下降2cm时蒸发的蒸馏水质量M=3ρπr2 H=3184g, 所以冷却系统中冷却水回流时间是3184÷44.3=71.9s。根据流速表, 蒸汽在管道内的流速为0.8~1.2 (m/s) , 冷却水在管道内的流速为6 (m/s) 。

设蒸汽管道长X (m) 一般冷却水管道是蒸汽管道约1.2倍。于是有:X/0.8+1.2 X/6<71.9, 得:蒸汽管道长X<50m, 冷却水管道长1.2X<60m。

笔者根据实际情况选取水蒸汽管道的长度为11m, 冷却水管的长度为13m, 按上式计算出蒸汽和冷却水回流时间:11/0.8+13/6=16s, 远小于71.9s。

由此, 假负载在安装时采用的水蒸气管道尺寸为:内径0.16m, 长11m, 冷却水管长13m。

3结束语

按照上述设计方案安装好整个假负载系统, 实物如图2所示。将假负载分别接入50k W和100k W中波发射机, 在阻抗50Ω和150Ω情况下试验并测试发射机指标, 发射机各项参数正常, 假负载系统运行正常。实际运行情况与理论计算情况一致。

摘要：文中总结了中波假负载的作用及构成, 从台站实际情况出发, 设计出一个满足中波台站特定需求的大功率蒸发冷却假负载系统, 计算好该假负载的各部分参数;并根据理论计算结果, 进行假负载的实际安装调试。整个过程的设计原则, 计算要点, 需要注意的问题等都做了详细的介绍和总结。

关键词：中波,假负载,蒸发冷却

参考文献

[1]张学田.广播电视技术手册第六分册[M].北京:国防工业出版社, 2000.06.

功率负载 篇2

1 忽略换相过程和直流侧电流脉动时的工况

1.1 单相桥式可控整流电路

忽略换相过程和电流脉动时,阻感负载的单相桥式可控整流电路交流侧电抗为0,直流电感Ld为无穷大。

假设电源电压为:

$e=E{}_m\sin (\omega t+\alpha )(\omega t+\alpha )=\sqrt{2}E\sin (\omega t+\alpha )$ (1)

其中,Em,E分别为电源电压的幅值和有效值;α为触发延迟角。

交流侧电压和电流波形如图1所示。交流侧电流为理想方波,其有效值I等于直流电流Id,即:

I=Id (2)

根据分析,交流侧电流波形满足狄里赫利条件,将其分解为傅里叶级数,可以得出基波和各次谐波有效值分别为:

${\rm I}{}_1=\frac{2\sqrt{2}{\rm I}{}_d}{\text{π}}$ (3)

${\rm I}{}_n=\frac{2\sqrt{2}{\rm I}{}_d}{n\text{π}}(n=3‚5‚7‚\cdots )$ (4)

从式(1)～式(4)可知,交流侧电流中仅含有奇次谐波,各次谐波有效值与谐波次数成反比,且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。从图1明显可以看出,交流侧电流基波与电压的相位差φ1等于触发延迟角α,故交流侧的功率因数为:

$\lambda =v\lambda {}_1=\frac{{\rm I}{}_1}{{\rm I}}\cos \phi {}_1=\frac{2\sqrt{2}}{\text{π}}\cos \alpha \approx 0.9\cos \alpha$ (5)

其中,λ为交流侧功率因数;v为基波因数,$v=\frac{{\rm I}{}_1}{{\rm I}}=\frac{2\sqrt{2}}{\text{π}}\approx 0.9$。

1.2 三相桥式可控整流电路

忽略换相过程和电流脉动时阻感负载的三相桥式可控整流电路交流侧电抗为0,直流电感Ld为无穷大。假设电源为三相平衡电源。

交流侧电压和电流波形如图2所示。从图2可知,电流为正负半周各120°的方波,三相电流波形相同,且依次相差120°,其有效值I与直流电流Id的关系为:

${\rm I}=\sqrt{\frac{2}{3}}{\rm I}{}_d$ (6)

同样,可将电流波形分解为傅立叶级数。以a相为例,如图2所示,取电流正、负两半波之间的中点作为时间零点,则可得出电流基波和各次谐波有效值分别为:

从式(6)～式(7)可知,交流侧电流中仅含有6K±1(K为正整数)次谐波,各次谐波有效值与谐波次数成反比,且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。类似地,阻感负载的三相桥式整流电路交流侧功率因数为:

$\lambda =v\lambda {}_1=\frac{{\rm I}{}_1}{{\rm I}}\cos \phi {}_1=\frac{3}{\text{π}}\cos \alpha \approx 0.955\cos \alpha$ (8)

工程实际中,整流负载是经整流变压器接到电源上的,以上分析的交流侧电流实际上是整流交压器二次侧的线电流,那么整流变压器一次侧的线电流波形如何,波形随变压器联结方式的不同而有所不同。例如,若变压器为Y,y0联结,则一次、二次侧电压和电流的波形与相位均相同。若变压器为Y,d11联结,则由于一次侧线电压比二次侧线电压滞后30°,线电流基波和(6K+1)次正序谐波分量具有同样的相移关系,但对线电流中的(6K-1)次负序分量,其相移关系是一次侧比二次侧超前30°。假设二次侧线电压和线电流与图2波形相同,则一次侧线电流为:

$i{}_A=\frac{2}{\text{π}}{\rm I}{}_d[\sin (\omega t-\frac{\text{π}}{6})-\frac{1}{5}\sin (5\omega t+\frac{\text{π}}{6})-\frac{1}{7}\sin (7\omega t-\frac{\text{π}}{6})+\frac{1}{11}\sin (11\omega t+\frac{\text{π}}{6})+\frac{1}{13}\sin (13\omega t-\frac{\text{π}}{6})-\frac{1}{17}\sin (17\omega t+\frac{\text{π}}{6})-\frac{1}{19}\sin (19\omega t-\frac{\text{π}}{6})+\cdots ](9)$

从式(9)可以得出:一次侧iA的波形与二次侧ia不同,但上述谐波分析和功率因数计算的结论仍然成立。

1.3 多相整流电路

假设Ⅰ和Ⅱ两个三相桥式整流电路经变压器的不同联结构成的12相整流电路。该电路一次侧绕组星形联结;二次侧有两个绕组,一个为星形联结,另一个为三角形联结,分别为桥Ⅰ和桥Ⅱ供电,三个绕组匝比为$1:1:\sqrt{3}$,即相当于桥Ⅰ和桥Ⅱ分别接在Y,y0和Y,d11联结的整流变压器上。

假设电源仍为三相平衡电源(如式(7)所示),以A相为例,则桥Ⅰ的一次侧线电流iⅠA与二次侧线电流iⅠa相同。桥Ⅱ的二次侧线电流iⅡa比桥Ⅰ超前30°,桥Ⅱ的一次侧线电流iⅡA比二次侧线电流iⅡa超前30°,故合成的网侧线电流为:

$i{}_A=i{}_{\mathrm{Ⅰ}A}+i{}_{\mathrm{Ⅱ}A}=\frac{4\sqrt{3}}{\text{π}}{\rm I}{}_d\left(\sin \omega t+\frac{1}{11}\sin 11\omega t+\frac{1}{13}\sin 13\omega t+\cdots \right)$ (10)

由式(10)可知,两个整流桥产生的5,7,17,19,…次谐波相互抵消,注入电网的只有12K±1(K为正整数)次谐波,且其有效值与谐波次数成反比,而与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。

类似地,可以得到网侧功率因数为:

$\lambda =v\lambda {}_1=\frac{{\rm I}{}_1}{{\rm I}}\cos \phi {}_1=0.9886\cos \alpha$ (11)

为减少网侧谐波,提高网侧功率因数,可以采用m个相位互差π/3m的变压器分别供电的m个三相桥式整流电路构成6m相整流电路。这时,其网侧电流仅含6m±1次谐波,且各次谐波的有效值与其次数成反比,而与基波有效值的比值是谐波次数的倒数。

2 结语

1)忽略换相过程和直流侧电流脉动时,对于阻感负载而言,单相桥式可控整流电路交流侧的谐波含量要比三相桥式的大一些,同样的触发延迟角下,其功率因数也较之低一些。只有多相整流电路可以通过增加整流器件达到减少网侧谐波和提高网侧功率因数的目的。

2)工程实际中,整流负载都是经整流变压器接到电源上的。分析表明文中所得到的一些结论对于整流变压器一次侧来说仍然是成立的,对工程实际应用具有理论指导意义。

参考文献

[1]吴竞昌,孙树勤,宋文南,等.电力系统谐波[M].北京:水利电力出版社,1988.

[2]王兆安,杨君,刘进军.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,1999.

[3]Grotzbach M,Frenkenberg W.Injected currents of AC/DC con-verters for harmonic analysis in industrial power plants[J].IEEETrans Power Delivery,1993,8(2):511-517.

功率负载 篇3

Boost变换器广泛应用于电动汽车、航空航天电源系统、LED照明、不间断电源系统等领域。近年来特别是在移动电站、电力系统功率因数校正以及新能源并网等场合, Boost变换器的重要性越来越得到体现。随之而来的是对其系统动、静态性能的要求也逐渐提高。在状态空间平均法下, Boost变换器的数学模型是一组时变非线性方程[1,2,3], 传统的控制策略是利用泰勒展开式进行局部线性化, 这种近似方法忽略了高阶非线性项, 因此是不精确的。

为了得到更好的控制性能, 研究人员做了大量的工作:文献[4-5]基于Boost电路的非线性数学模型, 提出了相应的优化控制, 提高了控制的准确性;文献[6-8]利用非线性系统的微分几何理论, 在Boost变换器仿射非线性模型基础上, 推导出对应的非线性坐标变换矩阵和状态反馈表达式, 得到Boost变换器状态反馈精确线性化模型;文献[9]通过对电路的分析, 得出了其小信号状态空间模型, 并利用模糊PI控制算法修改控制参数以提高系统的速度;文献[10]基于输入/输出反馈线性化提出一种新的非线性控制方案, 采用以非线性控制的电感电流作为内环、具有PI控制的电容电压作为外环的串级结构。这些方法较多依赖电路参数的精确性, 且控制算法实现较为复杂。

通过对数学模型 (即状态空间平均模型) 做相应的变形, 可以得到Boost变换器的能量的交换关系。在此基础上, 本文提出了一种电流内环、直流侧电容储能作为外环的反馈控制策略, 并引入了负载功率的前馈来提高电压动态响应性能以及鲁棒性。这种控制方法在PWM整流器中已有较多的应用[11,12,13,14,15,16]。本文所提算法物理意义明确, 并且在控制器的设计上将负载扰动加以考虑, 获得了更好的控制效果。

1 Boost变换器的数学模型及其功率分析

Boost变换器原理图如图1所示。

为简化分析, 假设功率开关管的导通电阻为0, 关断电阻为无穷大。当开关频率足够高时, 根据状态空间平均法得出系统的状态方程:

其中, iL、u0分别为电感电流和电容电压在开关周期内的平均值;d为主开关VT的占空比;us为直流电源输入电压;L为电感值;C为电容值;R为负载电阻。根据等功率约束关系, 由式 (1) 消去占空比d, 可得:

从上式可以看出, 等号左边为电源发出的功率, 等号右边第1项为动态过程中电容储能增加时所吸收的功率, 第2项为负载电阻的消耗功率, 第3项为电感磁场储能增加时所吸收的功率。在稳态时第1项和第3项为0。不妨令:

忽略Boost变换器的开关器件引起的损耗及电感内阻损耗后, 认为输入端的功率减去电感的吸收功率和负载电阻消耗功率等于电容吸收的功率。当直流输入电压内阻极小时, 可认为直流输入的端电压us近似不变, 结合式 (2) 、 (3) 可得:

2 基于电容储能反馈的Boost变换器的控制

为了控制Boost变换器的电容电压, 一般以电容电压作为反馈, 而电容电压与电容储能存在一一对应关系, 因此可以以电容储能为控制对象, 间接实现对电容电压的快速跟踪。电容储能表达式为:

结合式 (4) 、 (5) 得:

式 (6) 变换到s域得:

由式 (7) 可知, 电容储能EC (s) 可由电感电流iL (s) 控制, 从电容储能的能量外环中可以解耦出电流内环的给定电流。得控制对象模型如图2所示。

基于电容储能的控制策略的外环系统将电容储能EC作为整体反馈, 与给定的电容储能值相比较后产生电容充电功率给定PC*, 除以直流输入的端电压us, 产生电感电流给定值。由于电容储能与电容的充电功率构成微分关系, 即:

根据反馈控制规律, 通过控制电容的充电功率PC*就可以控制电容的储能量, 设计电容储能环的控制规律为:

其中, kEP为能量外环PI调节器的比例参数;kEI为积分参数。若将负载电阻所消耗的功率和电感储能所消耗的功率进行前馈补偿, 可以获得需要从电源吸收的总功率:

因此, 内环电感电流给定值为:

基于以上分析, 得到基于电容储能反馈和负载功率前馈的Boost变换器控制策略的控制框图如图3所示。

3 控制系统的设计

3.1 电感电流内环的设计

考虑到电流快速跟踪性能, 内环采用电流滞环。当VT导通时, 输入端电源对电感充电, 电感电流增大;当VT关断时, 电感电流对电容充电, 电感电流减小。波形如图4所示。

稳态时的开关频率为:

其中, ton为一个开关周期内VT的导通时间;toff为一个开关周期内VT的关断时间;ΔiL为电流环的滞环宽度。由式 (12) 可知, 稳态时VT的开关频率是定值。为了保证在启动时开关频率也为定值, 可以通过控制环宽的大小实现。

相对于能量外环, 采用滞环控制的电流内环具有较好的快速性, 可把电流内环等效为一个小惯性环节:

其中, τi=1/f, 为电流环等效时间常数。

实验时取u0=150 V, us=48 V, L=5 m H, ΔiL=1 A, 则稳态时开关频率f=6.528 k Hz。

3.2 电容储能外环的设计

电容储能外环采用PI调节器, 结合电流内环, 可以得到开环传递模型如图5所示。

可得开环传递函数为:

外环可按典型Ⅱ型系统设计。给定电容储能外环中频带宽hp, 由典型Ⅱ型系统控制器参数正定关系得:

一般情况下可取hp=5, 代入式 (15) 得:

由于τi=1/f=0.153×10-3s, 所以kEP=3.9×103, kEI=5.1×106。由于能量反馈表达式中直流母线电容是一个很小的值 (0.0001F) , 故kEP、kEI系数较大。

3.3 负载功率前馈的设计

当Boost变换器负载发生变化时, 由于调节器的滞后性, 负载首先与电容发生能量交换, 引起电容电压发生突变, 为了增强系统的抗干扰性能, 可以采取电阻负载功率前馈补偿的方法, 即pR功率前馈。根据功率表达式, 可写出直流侧功率的前馈估计算法:

为了消除系统的采样误差, 应该采用多周期平均值来估计负载功率, ΔT为采样周期, K为采样的次数。当采用负载功率前馈补偿后, 对Boost变换器的控制可以等效为对其的空载控制, 消除了负载的不确定性对变换器的影响。

4 实验验证与结果分析

为了验证本文提出的控制策略, 搭建了200 W的Boost变换器实验平台, 硬件电路如图6所示, 直流侧电容为1 000μF, 输入侧电感为5 m H, 负载电阻为120Ω, 输入电压采用48 V的蓄电池。实验系统中, 采样直流侧电容电压, 并计算出电容的储能量, 储能采样作为能量外环的反馈, 电流采样作为电流内环的反馈。该平台的控制芯片为Freescale公司的DSP MC56F8013, 系统时钟频率为32 MHz, 芯片内有6路AD采样和6路PWM输出。该款DSP将ADC与PWM模块关联, 通过在ADC模块中设置上下阈值来实现PWM信号的跳变, 从而实现滞环控制。该DSP的采样速率可以达到200 k Hz, 完全满足滞环控制的实时性要求。该芯片广泛用于无刷直流电机控制、调光灯镇流器、DC-DC电源、智能传感器等。

图7是传统的电压电流双闭环实验波形, 图8为本文所提出算法的实验波形。这2种控制策略采用相同的内环电流滞环宽度, 外环都按照典型Ⅱ型系统设计。

从图7和图8可以看出, 在空载启动、突加负载和带载启动3种情况下, 传统的电压电流闭环和本文所提出的控制策略的直流母线电压均能够被控制稳定在给定值 (150 V) 不变。这表明本文所提出的控制策略在稳态时可以满足系统的控制要求。

比较电压电流双闭环控制和能量-电流双闭环控制的动态响应特性, 调节时间为动态过程开始到进入稳态值±2 V的时间。可以看出, 不管从响应时间还是突加负载后电压跌落值来看, 本文所提出的算法都优于传统算法。

本文在能量-电流双闭环控制策略的基础上, 加入负载功率前馈补偿。实验中, 将估算出的功率全部前馈到能量环中。通过突加负载实验来比较无前馈补偿和有前馈补偿的动态响应特性。比较图8 (b) 与图9可得出, 采用负载功率前馈控制后, 系统的动态性能得到改善。

5 结论

本文分析了Boost变换器的数学模型和功率交换模型, 提出了能量-电流双闭环控制策略, 并给出了环路设计方法。实验结果表明本文所提出的控制策略能满足系统稳态时的控制要求, 并且较传统的电压电流双闭环控制策略启动更快, 负载扰动对输出电压的影响更小。

功率负载 篇4

波导假负载是一种匹配负载,能全部吸收输入功率的端口元件[1],在雷达发射机等电子设备的调试或试验期间常用来吸收微波功率以防止辐射。波导假负载的基本结构一般为一段终端短路波导,在其内腔中放置一块或数块吸收材料,将入射波的全部电磁能量吸收,并转换成热能而不引起反射。根据所吸收的微波功率大小,波导假负载可以分为低功率负载(≤1 W)和高功率负载(>1 W)。双脊波导假负载传输时频带比同尺寸的矩形波导宽[2],常常用于电子对抗系统中。

大功率波导假负载的设计与小功率波导假负载不同,需要考虑热量的发散问题,这是因为当微波功率被吸收转换为热能以后,大功率波导假负载自身温度会上升,导致微波器件的热形变,而该形变足以影响其电气性能,因此在设计时需要考虑真实的多物理场工作环境。多物理场双向耦合及交互作用分析,对于大功率波导假负载的设计至关重要,可以提高产品的一次性成功率。这里所谓的多物理场耦合,指的是电磁场、热场、应力场之间的耦合;所谓双向耦合,指的是首先通过高频电磁仿真软件求解电气性能,然后采用有限元分析软件对其进行热力学仿真,将分析计算后的形变结果再返回至高频电磁仿真软件中,最终得到基于温变特性的电气性能。

我们设计的是一种接口为WRD650、工作频率为6.5~18.0GHz、电压驻波比不超过1.15、平均功率为200 W的大功率双脊波导假负载,并且受到安装空间的限制,其外形尺寸不得超过200 mm×50mm×50mm。

1 结构设计

1.1 吸收体结构设计

电磁波在传播过程中遇到两种不同波阻抗的媒质分界面时,在分界面上一部分电磁能量被反射,形成反射波;另一部分电磁能量透射,形成透射波[3]。电磁波在大功率波导假负载中传播遇到楔形微波吸收体时,在其劈面上形成反射与透射。一般劈面的长度取λg/2的整数倍,其中λg为波导波长,这样可以使吸收体在斜面上每一点引起的电磁波反射都能被其相距λg/4的另一点引起的反射抵消,进而使波导系统得到良好的匹配[4]。

WRD650型双脊波 导截面如 图1所示,a=18.29mm,b=8.15 mm,s=4.39 mm,d=2.57mm。通过计算可以 得到基模TE10模的截止 波长λcTE 10 =57.1 mm[5]。 。 波导) , 其中 λ 0为自由空间波长 , λ0=c / f , c为光速,f为频率。根据公式可以得到WRD650型双脊波导在起始频率、中心频率和终止频率的波导波长。

由于WRD650型双脊波导的带宽较宽,在整个工作频率范围内其波导波长的范围也较宽,因此在设计吸收体时只 能优先考 虑中心频 率f=12.25GHz的波导波长(λg≈27.1mm)。一般说来,微波吸收体的劈面越长吸收效果越好,但考虑到产品总长度为200mm,在劈面长度设计时取中心频率λg/2的10倍,约为136 mm。此外为了达到更好的吸收效果,采用两片吸收体分别放置在双脊波导的两个内腔中,单个内腔 截面的宽 为 (a-s)/2=6.95mm,高为8.15mm,因此初步设计楔形吸收体的宽度为6.8mm,高度为7mm,如图2所示。

1.2 散热片结构设计

电磁波被吸收体吸收转化为热能后,大功率波导假负载自身温度升高,使双脊波导管变形,进而可能导致其电气性能下降,因此需要对假负载配置散热片进行迅速有效的散热。热能的传递有三种基本方式:热传导、热对流与热辐射[6]。受使用环境的限制,本产品只能采取自然冷却的方式进行降温。在自然冷却的情况下,热量从吸收体到散热片外表面主要是热传导,而从散热片外表面到四周的空气主要是热辐射。为简化计算,假设热量最终全部由吸收体传导至散热片外表面,再由散热体外表面辐射至空气中。由斯忒藩—波尔兹曼定律可知,散热片表面的辐射热量Q1为:

式中ε为散热表面黑度;A为散热片的表面积;σ为斯忒藩—波尔兹曼 常量,σ = 5.67 × 10-8W/(m2·K4);T1和T2分别为散热片表面和环境的热力学温度。

由式(1)可知,提高散热效率有两种方式:a.对散热片进行表面处理,以提高表面黑度,增强辐射换热;b.提高散热片的表面积。综合考虑加工难易度、重量、成本等因素,一般选用铝制散热片,提高铝表面黑度的常用表面处理方式为黑色阳极氧化处理。增加散热片表面积的有效方法是采用肋片结构。受外形尺寸200mm×50 mm×50 mm的限制,同时还要为波导法兰盘的紧固件安装预留出空间,设计了外形尺寸为180 mm×50 mm×24 mm的上、下两片散热片,截面如图3所示。其中,肋片部分的结构设计综合考虑了肋片间隔、角度和厚度等因素。避免肋片间隔太小引起空气对流降低,肋片间隔太大或肋片过厚引起肋片数量减少而导致的散热表面积降低,肋片过薄使得肋片传热到顶端的能力变弱等问题的出现。

当输入功率为200 W,在达到热平衡时单位时间内散热片需要辐射的能量Q1为200J,上下两片散热片的总表面积A约为142 000mm2,环境温度T2取20 ℃,散热表面黑度取理想黑体的发射率,ε=1,则由式(1)可计算得到热平衡时散热片的表面温度T1约为151 ℃。通过理论计算得到该温度数值后,在设计过程中需考虑整个产品中的温度短板,即粘结在吸收体和双脊波导管内壁之间的密封胶的选取。

2 多物理场双向耦合仿真

在吸收体初始结构尺寸的基础上,利用高频电磁仿真软件HFSS对其进行仿真优化,以确定最佳尺寸,最大程度 减小反射。 在HFSS中建立WRD650型大功率双脊波导假负载的三维模型,如图4所示。由于散热片并不影响波导假负载的初始电气设计,因此为降低运算时间,在电磁仿真计算时,隐去散热片部分。通过反复仿真计算和优化,得到当吸收体长度为166mm时,其在工作频率范围内的最大电压驻波比最佳(不超过1.03),仿真曲线如图5所示。

吸收体吸收电磁波后将其转换为热能,使大功率假负载的温度升高。为了考量温升对假负载机械和电气性能产生的影响,本文利用有限元分析软件ANSYS对其进行 热力学仿 真。 在ANSYS Workbench平台下,将优化后的假负载HFSS三维模型无损链接至Mechanical模块中,将200W平均功率作为载荷施加到假负载上,在达到热平衡后,其温度分布如图6所示。由温度分布云图可以看出,双脊波导法兰盘处最高温度约为197 ℃,散热片的最高温度则约为160℃,这与理论计算值较为接近。法兰盘处温度最高是因为预留了紧固件安装位置,因而此处没有散热片可以进行更好地散热。

同时,在Mechanical中仿真计算出如图7所示的由于假负载温度升高而引起的热形变。散热片的热形变并不会影响假负载的电气性能,故隐去。由热形变分布图可以看出,假负载波导腔体的热形变已达到十分之一毫米数量级,形变最大值约为0.6mm,甚至超出了零件加工允许的误差范围,极有可能会导致假负载电气性能出现下降。由于在实际使用中法兰盘和前端接口是刚性连接,在仿真计算时将法兰盘端设置为固定端,因此才会有法兰盘端温度最高,但热形变却最小的仿真结果。

为了得到假负载 发生热形 变后的电 气性能,将Mechanical中计算的热形变分析数据流 返回至HFSS中做进一步分析,求解得到基于热仿真结果的具有温变特性 的电气性 能,电压驻波 比仿真曲线如图8所示。由仿真曲线可以看出,当加载200W平均功率后,该WRD650型大功率双脊波导假负载的电压驻波比性能较加载功率前常温状态时有所恶化,最大值约为1.08,但仍然可以满足设计要求。

3 试 验

由以上分析可知,该WRD650型大功率双脊波导假负载的设计满足其主要性能指标。按照设计将其加工成实物,采用Agilent 8757D标量网络分析仪对其回波损耗进行了测试,图9为测试结果。由测试结果 可知,在6.5~18.0 GHz频率范围 内,WRD650型大功率双脊波导假负载的回波损耗不小于25.88dB,即电压驻波比不大于1.107。需要指出的是,电压驻波比的实测值和仿真结果有一定差距,主要原因是吸收体的实际电磁参数与软件设置的电磁参数可能存在差异,以及各个零件在加工时不可避免地存在误差,使得假负载的反射增加、电压驻波比增大。

在频率为12.5GHz、平均功率为200 W条件下,让该WRD650型大功率双脊波导假负载连续工作2h,对其进行功率测试。加载功率后,假负载散热片外表面最高温度约为170 ℃,这与理论计算和双向多物理场耦合的仿真结果都基本吻合。停止加载功率后,立即对假负载的电气性能进行复测,其回波损耗与 功率试验 前相比有 所减小,最小值为23.86dB,即电压驻波比的最大值为1.137,图10为实测结果。

4 结 论

功率负载 篇5

随着当今社会对能源及环保的要求日益提高,分布式发电技术体现出极大优势与潜力,可实现一次能源多元化、节能并减轻环境压力[1,2,3,4,5,6,7]。在各种分布式发电单元中,多数一次能源发出直流电或高频电,均需通过逆变器并入电网(配网或微电网)或带负载,故不同类型及不同运行方式下的特性可通过直流侧加以体现。因此,若以分布式发电单元的电特性为研究重点,可采用斩波器对某一类型分布式发电单元(如微型燃气轮机发电单元)直流侧的电特性进行模拟,既可在一定精度范围内再现该发电单元在不同工况和运行模式下的电特性,又可暂时忽略一次能源部分,是一种方便、经济的研究方法。

在系统并网情况下,可将其视作PV或PQ节点;对本地负载(或单独带负载)而言,则相当于一恒定电压源,故自直流侧看去,本质即为调节系统功率。同时,提高直流侧电压,亦可改善系统稳定性[8],并减小逆变器压力,因此,采用升压型Boost斩波器模拟系统直流侧特性较为合适。

在此对Boost型斩波器的非线性状态方程及小扰动模型进行详细分析,以此为基础,给出一种较为实用的数字控制方法,并通过实验结果验证了该方法的有效性。

1 斩波器建模

图1所示即为采用受控源等效电路法所得电流连续模式下(通常情况下如此)的Boost斩波器模型[9]。

图中,Ui为输入电压,Uo为输出电压,is为电感电流,io为输出电流,D为占空比,P为负载功率。

由图1所示模型可得其状态方程如下:

由式(1)可知,此系统为标量控制的二阶仿射非线性系统,状态变量为输出电压Uo及电感电流is,控制变量为占空比D。上述方程可表示为向量形式:

在负载功率不变的情况下,将上述非线性方程近似线性化,可得系统小扰动模型为

即

令,则线性化后的状态方程可表示为

取输出向量y=[Uo io]T,由图1可知,系统输出方程为

将其近似线性化,得:

令,则线性化后输出方程可表示为

Δy=HΔx+FΔu

系统结构如图2所示。

2 控制器设计

由上述线性状态方程可得占空比增量ΔD与输出电压增量ΔUo之间的传递函数:

由图1可知,输出电压Uo与输出电流io关系为io=P/Uo+UosC,其增量式可以近似地表示为,因此,如文献[10]中所述,恒功率负载在小扰动情况下呈负阻特性。

如传递函数GUoD(s)所示,由于恒功率负载的负阻特性,使得分母一次项系数为负,故系统开环不稳定,且为非最小相位系统;同时,斩波器本身为二阶系统,只以电压为输出难以保证系统完全能观(此时矩阵H=[1 0]T),故只靠PI调节的单电压环难以满足对系统动态性能的要求。

在系统功率变化过程中,直流侧特性较为复杂[11],上述系统模型成为时变模型。为保证系统稳定,且使其获得较好的动态特性,应引入电流环。根据反馈形式的不同,主要可分为峰值电流模式[12,13]、电荷模式[14]、平均电流模式[15]。为精确控制输出电流,并消除分频振荡现象,一般采用电荷模式或平均电流模式。

可将电压环作外环,电流环作内环,令电流环截止频率远大于电压环截止频率,则电流环相当于电压环的快速随动系统,其系统设计及恒功率负载特性可见文献[15]。

下面以状态空间结构图2为基础,采用输出反馈控制法,即输出电流、电压环相互独立,各自的控制信号经加权求和后,转换为占空比输出,控制框图如图3所示。

由图3可知,系统控制信号增量为

式中k1、k2和τ1、τ2分别为输出电压增量ΔUo、电流增量Δio的比例系数、积分时间常数;K1、K2为电压、电流控制输出的加权系数。

设系统参考输入信号不变,即,且令,M=[K1k1 K2k2],N=[K1/τ1 K2/τ2],则有Δu=-MΔy-NΔx'。

下面分析系统的数字控制。

系统定时器采用连续增/减计数模式,周期值固定。周期匹配时进行数据采样,在后半周期内进行数据处理,并将控制信号转换为比较寄存器的值,在定时器计数值为零时将其载入,形成下一周期PWM输出。图4即为系统PWM输出与数据采样的时序关系图。

由图4可知,控制信号输出滞后数据采样半个PWM周期(TPWM),可据此得出系统状态方程的离散形式:

Ts(=TPWM)即为采样周期。

令Δu(k-1)=ΔX"(k),依次代入式(7)、式(6)、式(4)和式(2),并将其离散化,即可得系统离散状态方程为

其中,。由于,欲使此矩阵可逆,需满足is0K2k2≠1,否则可采用广义逆矩阵,即求取二阶满秩阵P、Q,使,则其广义逆矩阵即为。

记(I+FM)-1=R,此时离散状态矩阵可表示为

该矩阵为6阶方阵,为保证系统状态稳定,需保证其特征值皆小于1。可根据矩阵各主子行列式值皆小于1来判定,从而确定6个参数K1、K2、k1、k2、τ1、τ2的取值范围。

引入输出反馈数字控制器,使状态数增多,应保证各状态皆稳定。

由于分布式发电系统中一般采用电压源型逆变器,故对直流电压要求较高,电压控制信号的权重应大于电流控制信号。此外,亦可将电流控制信号视作电压控制信号之负载补偿,电流控制器在某种情况下可采用比例控制。在理论分析基础上,最终应通过仿真及系统调试确定较优参数。

此外,当系统功率发生变化时,系统成为离散线性时变系统,且与不全为零,此时的控制参数及加权系数更应审慎决定。

以斩波器输出模拟分布式发电单元直流侧特性,故较之状态反馈,采用输出反馈控制更为合理。

3 实验结果及分析

系统以TMS320LF2407DSP为控制器,电压环采用PI调节,电流环采用比例控制;功率源负载采用带输出电压环、以电阻为负载的斩波器;电感值为0.7 mH,电容为2个400 V/3300μF电解电容串联,开关频率为10 kHz。

图5即为负载为升压斩波器,功率固定为2kW,输出电压由100 V变为200 V时的波形。

由图5可见,系统响应时间约为50 ms,电流出现负超调,为非最小相位系统特性。

图6为输出电压为200 V不变,功率由2.5 kW降为2 kW时的波形。

由于系统电压环为比例积分控制,而电流环为比例控制,且电压控制信号权重大于电流,故系统在恒压模式下电压特性较硬。

Boost斩波器负载一般为电压源型逆变器,由于其只能起降压作用,故从直流输出侧看去,可代之以降压斩波器。图7即为负载为降压斩波器,功率由3 kW升至7 kW,输出电压由250 V升至350 V时的波形。

由于降压斩波器输入电流不连续,输出电容均压电阻较大(5.1 kΩ),故系统稳态输出电流波动较大;同时由于输出功率变化,系统模型为时变模型,故在动态过程中电流波形有振荡。

此外,当系统功率提高时,由于系统的非线性特性,电压环的积分系数应适当减小,否则输出电压、电流会出现较大超调,甚至影响稳定性。

4 结语

本文对Boost斩波器采用输出电压、电流独立双闭环的控制方法,简单实用,可靠性较高,通过系统在恒功率、恒压、变压变功率情况下的实验波形,验证了该控制方法的有效性。

功率负载 篇6

关键词：直流微网,双向变换器,恒功率负载,离散映射,分岔

0 引言

在配电系统中,直流微网对于满足电能质量要求以及可再生能源的集中利用具有重要作用[1]。事实上,由于可再生能源的集中利用以及系统中直流电子负载的增多,使得人们越来越多地关注和研究直流配电方式,从而建立了更为高效的供电系统。直流微网运行灵活,既可以和主电网连接起来并网运行,也可以运行在孤岛模式下。此外,由于直流微网系统中应用新一代功率变换器,使得直流分布式发电比交流分布式发电具有更高的效率[2]。因此,直流微网发展十分迅速。

直流微网是利用多级功率变换器把多种负载和发电源连接起来的结构[3]。直流微网的级联拓扑结构以及对DC-DC变换器的严格控制,使得变换器的输入端呈现出恒功率负阻抗特性,而一般的线性控制技术不适合控制这种非线性负载,变换器的使用可能导致输出电压和电流出现分岔现象[4,5]。参考文献[6]中对Buck闭环电路进行了仿真,通过改变输入电压和电容参数得到不同的分岔和混沌相图。参考文献[7]中对Buck闭环电路进行了分析,并通过实验得出了分岔和混沌相图。

本文对电网运行于孤岛模式时,恒功率负载条件下连接在储能设备两端的DC-DC双向变换器的工作特性进行分析,通过简化直流微网系统模型,用数学方法建立DC-DC变换器在不连续工作状态下的离散映射,推导出迭代方程,并计算出理论上稳定工作状态下反馈系数的范围,最后通过仿真和实验发现了DC-DC变换器电路中输出电压和电感电流的分岔和混沌现象。

1 直流微网简化模型

直流微网结构如图1所示,其主要由4个基本部分组成:(1)连接在直流微网和主电网之间的三相DC-DC双向变换器,其通过隔离开关连接到直流母线上;(2)储能设备(用蓄电池表示);(3)分布式发电源(用光伏电池表示);(4)阻性负载和恒功率负载。蓄电池通过Boost双向变换器连接到直流母线上,Boost双向变换器有2 个作用:控制蓄电池能量流动和维持直流母线电压稳定。由于双向变换器两端为非线性负载阻抗,可以将之等效为恒功率负载,据此来分析直流母线电压的非线性特性[8,9]。

当直流微网脱离主电网、运行在孤岛模式下时有2个主要的电源:(1) 光伏电池,通常运行在最大功率点跟踪(MPPT)模式下。(2) 蓄电池,它通过Boost双向变换器连接到直流母线上。光伏电池的输出取决于天气状况,但是对于稳定的气候条件,在一段时间内可以认为光伏发电源向微网中注入恒定的功率,即可以视之为恒功率电源(CPSs),功率用Ps表示,恒功率负载功率用PL表示。此外,蓄电池的动态特性很慢,可以视之为直流电压源。因此,本文不考虑这2个电源的动态特性。

设光伏电池发出功率Ps和负载消耗功率PL之和为P,即P=Ps+PL,规定Ps<0,PL>0。在孤岛模式下,直流微网简化模型如图2 所示,其中C为母线对地电容,L为传输线电感,rc为电容寄生电阻。

从简化模型可得直流母线电流ibus和等效负载Req公式:

式中:Vo为母线电压(负载电压);R为负载阻抗。

对于不同的负载,Vo-ibus特性曲线如图3 所示,其中箭头表示负载阻抗R的变化方向。当P≤0时,阻抗微增量dVo/dibus>0,即电压的增加(减小)会导致电流的增加(减小);当发出功率小于负载消耗功率即|Ps|<PL时,也即P>0 时,尽管瞬时阻抗总是正的(Req>0),但是阻抗的微增量却是负的(dVo/dibus<0),这就是恒功率负载的负阻抗特性。

2 DC-DC双向变换器精确离散映射

根据参考文献[10],将恒功率负载等效为一个闭环Buck电路,恒功率负载的等效模型如图4 所示。本文不计开关管、电感和电容寄生电阻消耗的能量,通过闭环调节使得R0两端的电压V′o恒定,从而使得功率P=V′o/R0恒定。

对于Buck电路而言,根据输入功率和输出功率相等以及输入电压、输出电压和占空比之间的关系,即UiIi=UoIo和Uiγ=Uo(γ 为占空比),由戴维南定理可求出其输入等效电阻Ri=R0/γ2,即可以将恒功率负载看作一个非线性电阻,将电路进一步等效为图5,其中iL为电感电流;Vc为滤波电容电压;Vref为电压反馈参考电压;D为电路稳定工作时开关的占空比;dn为第n个开关周期动态占空比。当电路稳定工作时,dn=D,Δdn为第n个开关周期的占空比变化量。

令x=[VoiL]T,变换器工作在不连续运行模式时,电路有3 种不同的线性工作模态:(1) Q1导通,Q2关断,此时电感储存能量。(2) Q2开通,Q1断开,此时电感释放能量,给电容充电,并为负载供电。(3) Q1和Q2关断,电感能量完全释放,下一个周期还没有到来,电流断续。其状态方程如下:

式中:E为输入电压;tn为第n个周期Q1导通时间;t′n是第n个周期Q1关断、Q2导通时间;t″n为从Q1和Q2关断到下一个周期到来的时间;tc为模态1的工作时间;td为模态2的工作时间;te为模态3的工作时间。

式(3)的系数矩阵如下:

由图5可得第n个开关周期占空比:

式中:k为反馈系数;xn=Vc(tn)=Vc(nT),其中Vc(tn)为第n个周期负载电压,T为开关管周期。

在每个开关周期进行1次状态变量的采样,得到序列x(tn+1),其离散迭代方程为

式中:τ为时间变量;I为泰勒级数常量;ξ为泰勒级数变量。

取序列x(tn+1)泰勒级数前3项得到近似的离散迭代方程(式(9)),这在一定程度上可以简化对DC-DC双向变换器稳定性的分析,同时其精确度也满足本文的要求。

当tn<t<t′n时,电感电流iL以斜率E/L增加到最大值imax;当t′n<t< t″n时,电流以斜率(u-E)/L减小到0,所以有

式中:u为输出电压变量。

由式(3)—式(6),可将式(7)近似简化为[11]

在闭环系统中,最基本的要求是保持系统的稳定性。当任何干扰叠加到稳定工作点时,都应该最终减小到0。通常判断点X处是否稳定,主要考虑点X处 Δxn+1泰勒级数的展开式:

如果扰动比较小,在x=X处,∂f(x)/∂x的幅值决定系统的稳定性。在x处的偏导用λ 表示。为了简化分析,假定0<dn<1,则在稳定点的邻域内,可以忽略扰动饱和非线性的影响。对于一个稳定的闭环系统,有一个与之对应的反馈值k,且偏导数λ的绝对值小于1,结合式(11)可得

本文关注λ=-1时的分岔情况,此时若λ继续减小,则X点处有可能发生谐波振荡,因此λ=-1时,反馈系数的临界值为

3 仿真结果

仿真参数设置:频率f=3kHz,输入电压E=17V,输出电压Vo=31V,R=10.8Ω,P=90 W,L=205μH,C=222μF,rc=0.15Ω,D=0.33。恒功率负载中,V′o=20 V,R0=10 Ω,γ=V′o/Vo=0.606,由于输出电压基本维持恒定,所以在恒功率负载等效模型中,由式(12)可计算出:

式中dn=D-k(xn-X)。

对式(15)求偏导可得

由式(16)可以计算出k=0.062。离散迭代方程仿真结果如图6所示,初始时反馈系数k较小,系统处于稳定状态。当k=0.06时,电压出现分岔现象。随着反馈系数k的增大,每个反馈系数k对应2个电压值,由图6可以看出,电压波动虽然不大,但分岔现象已经很明显。继续增大反馈系数k,电压值将出现四周期分岔现象,最后进入混沌状态,无规律可循。

4 实验结果

为了更直观地调节反馈系数,反馈环节采用闭环模拟电路。二级Buck电路只需保持功率恒定即可,因此采用较为方便的数字PI闭环控制。实验电路如图7所示。

图7中反馈系数k计算公式为

式中:Rf为调节比例电阻;R1,R2为分压电阻;R3为运算放大器输入电阻;VH,VL分别为锯齿波的峰值和谷值。

实验波形如图8所示,左侧为输出电压和电感电流的波形图,右侧为电压电流的关系相图。初始时,反馈系数较小,系统处于稳定状态,只有一个极限环,随着反馈系数的增加,逐渐出现周期分岔现象,最后进入混沌状态。

实验结果验证了随着反馈系数k的变化,电压和电流从稳定逐渐过渡到分岔及混沌状态的过程。由于设计电路时存在寄生参数,会产生一定系统误差,使得实验波形与仿真波形不能够完全吻合,但不影响本文的实验结果。

5 结语

分析了直流微网的结构和特点,并将其简化成恒功率负载模型;对DC-DC双向变换器工作状态进行分析,建立了不连续模态下的离散映射,理论上计算出电路稳定运行时反馈系数的变化范围。通过仿真和实验验证了理论推导的正确性。在直流微网系统中应该选择合适的参数,以免出现分岔乃至混沌等不稳定现象,使得系统失衡甚至崩溃。

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