母线电容（精选六篇）
母线电容 篇1
某发电机端出口母线采用的是DURESCA DG17.5/7250型电容式母线, 放电监测采用的是PDA-IV型便携式局部放电测试仪, 该仪器需要依靠操作人员来区分外部干扰信号和内部放电信号, 具有灵敏度不高、不能实时记录和实现远传等缺点。
发生过的3次母线击穿事故中, 均观察到机组上、下导轴承油位计指示满偏, 限位开关接点动作, 导致机组现地+CXW03盘内继电器-K85、-K86或-K87动作, 发“HXX轴承油位低/高”信号, 中控室发“机械故障”信号, 计算机显示相应的信息。
以下对母线放电现象导致油位计限位开关动作的原因进行讨论、分析。
2 母线放电对油位计的影响
2.1 电容式油位计工作原理
原用的上、下导轴承油位计是FMC480Z型电容式油位计, 但该型号油位计存在着因工作电源消失导致限位开关误动作的缺陷, 现已全部更换为新一代的FM151型油位计。
FMC480Z型电容式油位计测量系统包括SILOMETER FMC480Z表计, 一个垂直安装在容器内的线性探测头及装配在探测头上的电子插件EC37Z。其技术的基础在于电容器的物理特性, 是根据电容的变化来实现油位高度测量的仪表, 电容式油位计在测量时是将线性探测头探入被测量容器的透平油中, 将线性探测头作为电容的一极, 将容器壁作为电容的另一极。
电容式油位计在工作时, 两个电极之间分别处于两种介质之中, 而这两种介质的介电常数肯定是不同的, 透平油的介电常数ε1和空气的介电常数ε2之间存在一个差, 这样同一段距离中ε1与ε2的比例不同, 加和的结果也不同。
电容式油位计测量时, ε1>ε2, 那么当油位升高时, ε1占据的比例增大而ε2占据的比例减小, 两个电极之间的总的介电常数值也就会随之增大, 而电容量也就会相应增加, 然后由EC37Z和FMC480Z检测出电容值的大小, 并转换为直流电流信号输出, 从而实现对油位的连续测量、 远传指示、记录或自动控制。
2.2 电容式母线放电的原因
电容式母线及其附件在生产和安装过程中可能存在着各种缺陷, 这是产生放电的主要原因。常见的缺陷有:母线内部绝缘局部放电, 主要是绝缘中存在缺陷, 如绝缘中有气孔、杂质等;母线终端安装不到位;母线中间接头施工时在导电层和绝缘层之间混有杂质, 绝缘层有损伤等。
2.3 母线放电影响油位计指示值
电容式油位计 (SILOMETER FMC480Z) 通过两根导线供给电子插件 (EC37Z) 直流电流。电子设备模件从该插件接收到一个与油位成比例的高频率信号, 从插件来的电流脉冲, 被叠加到电源电流上。如电容式母线本体或附件绝缘中存在一点或多点缺陷, 使该点的局部场强增强, 当其超过所处绝缘介质的耐电强度时就会发生局部放电, 并会产生幅值在100-300 mV之间的高频脉冲信号, 信号沿着母线的屏蔽层传播, 并通过母线外层屏蔽的接地线, 耦合到了EC37Z产生的高频电流上。这样, SILOMETER FMC480Z测定的电流脉冲信号不仅包括与油位成比例的高频电流, 还包括母线放电后叠加上的脉冲信号, 导致油位计指示值满偏, 发“机械故障”信号。
3 模拟试验及安装
3.1 试品的制备及安装
将更换下来的电容式油位计探测头安装在一个模仿导轴承油盆而专门制作的油桶上, 确保油桶接地可靠。按照图纸将SILOMETER FMC480Z表计与探测头正确连接, 并且将表计限位开关上限接点接到机组现地PLC盘。对油位计进行标定、调试, 向油桶中加注透平油, 使表计显示机组正常运行油位值。
另准备一根发生过局部放电的DURESCA DG17.5/7250型电容式母线, 对绝缘损伤处进行初步处理。
3.2 试验接线
在发电机端母线出口处, 用YD-30/50型试验变压器对电容式母线进行交流耐压试验, 在试验电压38kV进行20s时发生放电。与此同时, 电容式油位计指示满偏, 限位开关动作, 机组现地PLC盘发“母线放电”信号。
4 结束语
在正常运行过程中, 电容式母线的输出电流、电压有很大的波动, 因就是因为电容式母线中产生了微弱的放电现象, 但由于闪烙的幅度很小, 不足以使保护系统动作, 但这种闪烙是确实存在的。利用更换下来的电容式油位计对母线放电进行在线监测的方法是有效的, 能够及时发现母线绝缘存在的缺陷, 对机组的安全平稳的运行有着重要的意义。
摘要：对油位计限位开关误动作的原因进行了分析, 在实验室情况下对其进行工频耐压试验, 模拟了母线放电工况对油位计的影响, 并利用此影响对机端出口母线放电进行在线监测。
关键词：局部放电,电容式油位计,脉冲信号
参考文献
[1]陈尚松, 雷加, 郭庆.电子测量与仪器[M].电子工业出版社.
逆变器直流母线电容的作用及检测 篇2
关键词：逆变器,电容,检测
1引言
能源紧缺, 环境恶化是日趋严重的全球性问题, 人类为追求可持续发展, 正积极发展可再生能源, 太阳能作为可再生能源, 这些年来引起了各国政府和专家的日益重视。在全世界, 电能紧缺已经是一个非常严峻的问题, 拉闸、限电严重影响了人们的正常生活和企业的生产, 自去年日本发生核电站事故以后, 人们更是把目光集中到了清洁、安全、高效的太阳能上面, 用之不竭, 取之不尽的太阳能已经进入了普通人的生活, 太阳能路灯、太阳能控制器、太阳能电源、太阳能逆变器……, 这些高科技的产品, 在各行各业中发挥着它们巨大的作用, 而逆变器更是成为新能源行业的希望之星。但逆变器由于其复杂的电路拓扑结构和精确的算法, 使得许多企业和个人望尘莫及。
逆变器包括很多关键的单元, 而直流母线电容单元是逆变器很重要的一个单元, 现对逆变器直流母线电容单元的作用以及检测方法等作个分析和介绍。
2逆变器直流母线电容的作用
逆变器可看成是用直流电源供电的特殊用途的变频器, 输出频率为50Hz或与电网同步的50Hz, 其作用为吸收由逆变器产生的高频开关频率及高次谐波电流, 和逆变器升压后的储能, 以保证逆变器有稳定、纯净的直流母线电压, 这样逆变器才有干净的电能输送到电网上去。
3逆变器对直流母线电容的要求
3.1 高电压
一般大功率的逆变器, 光伏组件的输入电压为850V左右, 可以选择两只耐压为450V的电解电容串联, 这样才能保证电容的耐压值在安全范围内, 但由于电容的误差较大, 存在分压不均的现象, 所以在两只串联的电解电容的两端必须要接入两只均压电阻才能保证电容两端电压的均衡。如下图:
3.2 高耐纹波能力
逆变器的直流母线电容要能流过逆变器额定电流20%的纹波电流 (经验值) , 500kW逆变器的额定电流是1000A, 纹波电流就达到了200A, 而单个电解电容的纹波能力是10A左右, 为了能够吸收这么大的纹波电流, 就要有很多个电解电容并联才能达到吸收的效果。如上图
3.3 长寿命
在太阳能光伏发电系统中, 光伏电池板的使用寿命长达25年, 因此逆变器使用的每个器件都要求寿命超过25年, 而电解电容由于其特殊的工作原理, 会导致电解液的干涸, 寿命很难达到25年, 因此, 很多逆变器厂家把目光瞄准了寿命更长, 耐压更高的薄膜电容, 但这只是个开始, 结果还有待认证和考验。
4直流母线电容的检测
这么多电解电容并联, 有个非常棘手的问题, 就是如果其中一个电容有问题, 会导致整个母排电容有问题, 而电解电容最常见的问题就是漏电流太大, 即使世界顶级品牌的:CDE、EPCOS、黑金刚、红宝石这些品牌, 也常有漏电流过大的问题, 如上图, 当上部分并联的电容C1、C2、C3……Cn中某一个出现漏电流过大时, 会导致这些并联电容的分压电压降低, 下部分Cx1、Cx2、Cx3……Cxn并联电容的分压电压升高, 这样会使这些电容由于过压而烧坏, 在电容烧坏的瞬间, 直流电压几乎是短路为零的, 进而会导致逆变器的IGBT灌入交流电流而烧毁, 在逆变器的工作中是一个非常大的事故, 针对这种问题的预防, 设计一套检测工装, 能准确检测出电解电容的漏电流大小和电容的分压, 可有效预防此问题可能引发的严重后果。
4.1 漏电流产生分析
在25℃下, 电解电容在加额定电压下, 经过5分钟后, 通过的电流大小就是漏电流。一般情况下, 漏电流小于4mA, 就认为是合格的电解电容, 漏电流产生的原理是:电解电容氧化膜介质上依附着氯、铁、铜离子的电解液, 在施加电压时会产生微型原电池效应电流, 需要较多的电荷将其消耗掉, 这种重新形成以及修复阳极氧化膜的时候会产生一种很微小的电流称之为漏电流。
4.2 漏电流的检测原理图
直流母排电容漏电流的检测是生产制程中非常重要的一个环节, 既要做到操作方便, 又要能快速准确地判断出异常, 对产线制程提出了很高的要求, 通过多年的生产经验, 设计了一套既可准确测量, 又可满足大规模生产的测试设备, 电气原理如下:
4.3 漏电流检测原理分析
直流母排上加900V直流电压, 经并联电容C1、C2、C3……Cn/Cx1、Cx2、Cx3……Cxn和均压电阻R1、R2分压后, 送入线性光耦HCPL7840, 光耦为差分输出, 输出的电压送入CPU采样处理, 如果两路电压的差大于5V, 就准确判断出某一路里有电容存在较大的漏电流, 此检测设备在实际生产中得到了广泛的应用。
4.4 漏电流检测设备在实际应用中的案例
5结束语
母线电容 篇3
关键词：光伏逆变器,母线电容,纹波电流
0 引言
目前, 针对大功率光伏逆变器母线电容选型设计做了一些电容参数影响分析[1], 但是在系统推导上存在一定缺陷。
针对大型500k W逆变器, 从光伏逆变器输出电流出发, 提出一种新型的大功率逆变器母线电容纹波电流预估的理论模型, 利用建立的模型, 对500k W功率等级光伏逆变器中母线电容的纹波电流大小进行理论预测, 通过PSIM仿真建模和样机试制, 验证模型的准确性。此模型对光伏逆变器的可靠运行, 具有较强的应用指导意义。
1 母线电容纹波电流计算与选取
逆变器母线电容纹波电流回路模型如图1所示。
在图1中, 母线电容的纹波电流IC_bus可由下式[2]得到:
假定三相输出并网电流为理想的三相余弦波形, 相位互差120°, 即三相并网电流可表示为:
1.1 交流滤波电容电流计算
考虑到逆变器在设计时, 交流滤波电容上的无功控制在额定的5%左右, 忽略高频谐波的影响, 从能量的角度反推流过交流滤波电容的电流, 其等效的电流值可表示为:
1.2 流过开关管的每相电流计算
由于此处的逆变器拓扑为典型的三相全桥模式, 流过上桥臂IGBT的电流大小受逆变器的软件控制算法影响, 考虑采用SPWM调制算法进行计算, 假设正弦调制波为:
式中, M为调制比, 与逆变器输出电压和直流母线电压有关, 可定义为:
假定s (t) 为SPWM三角载波信号时域函数, 由式 (4) 、 (5) 可推导出SPWM调制信号函数:
在图1中, 每一时刻流过上半桥臂每一个管子的电流值可表示为:
为了计算出可能流过上桥臂的最大电流, 忽略交流滤波电容中电流与逆变器输出电流的相位差, 将式 (2) 、 (3) 、 (6) 代入式 (7) 得:
1.3 母线上的流入上桥臂的电流值计算
母线上的电流值可由流过上半桥臂每一个管子电流等效叠加得到:
1.4 母线电容的纹波电流计算
假定光伏逆变器直流母线电容的滤波效果足够好, 输入逆变器的母线电流可近似等效为直流电流, 可得母线电流I1为:
母线电容上的纹波电流为:
将式 (11) 在一个工频周期内求取有效值得:
1.5 三相光伏逆变器母线电容纹波电流预估
以一台500k W光伏逆变器为例, 满载效率为96%, 开关频率fsw为2.4k Hz, 母线电压范围为320~580V, 电网电压按照200V (+10%, -12%) 选取, 单颗母线电容允许最大电流值为60A, 母线电容容值偏差为5%, 初始相角Φ选定为0°, 电网频率fgrid为60Hz, 选取正常范围的最低并网电压, 计算得到交流侧输出的最大电流为1709A。
为了满足逆变器在现场运行的可靠性要求, 母线电容的选取应按照实际最大纹波电流进行考量。高频开关器件在母线电容上产生的纹波电流与逆变器控制的初相角以及调制比有关[3]。此处忽略初相角的影响, 根据上述公式, 计算不同调制比M下的母线纹波电流值, 结果如表1所示。
将表1中的数据进行曲线拟合, 如图2所示。
通过对比, 当调制比M近似选取0.65时, 可得实际母线电容最大纹波电流, 波形如图3所示。
在一个周期内计算波形有效值为:
2 仿真与样机试验
2.1 PSIM仿真预测
按照500k W拓扑及参数规格要求, 建立三相光伏并网逆变器接地系统的仿真电路, 母线电压选择450V, 网侧电压选择200V, 输出满载, 仿真得到接地电流ICM的波形, 如图4所示。仿真得到母线电容电流IC_bus的有效值为1257.3A。
2.2 样机实验
初步制作试验样机, 实际测试工况为:母线电压451V, 满载下网侧电压实测206V, 网侧频率60Hz, 逆变器满载运行。采用PTE-003柔性电流环分别采集三相模块中的A相电容电流, 如表2所示。
根据表2测试的结果, 将A相电容电流实测值叠加得到A相的母线电容总纹波电流为402.6A, 故逆变器三相母线电容上的总纹波电流可近似为402.6×3=1207.8A。
样机实测值、预估值、仿真预测值三者之间的对比如图5所示。
从图5中可以看出, 提出的母线电容纹波电流计算方法得出的预估值与实测值相差39.3A, 逆变器母线电容实际的纹波电流存在三相不均, 故而可能导致预估值与实测值存在一定的偏差, 39.4A的偏差值在容许范围内。
3 结语
在满足可靠运行的前提下, 优化母线电容, 降低成本在竞争日益激烈的今天显得尤为重要。从大型光伏逆变器输出电流出发, 提出了一种新型的大功率逆变器母线电容的理论模型。此模型对光伏逆变器的可靠运行以及母线电容的优化设计具有较强的应用指导意义。
参考文献
[1]蔡晓燕, 许敬涛, 刘继茂, 等.光伏逆变器中DC-Link电容的选型计算[J].电力电子技术, 2012, 46 (4) :43-45
[2]J W Kolar, S D Round.Analytical Calculation of the RMS Current Stress on the DC-link Capacitor of voltage-PWM Converter Systems[J].IEEE Proc.Electronic Power Application, 2006, 153 (4) :535-543
母线电容 篇4
高压变频器可以实现矿用高压电动机的无级调速, 提高电动机运行效率, 提高煤矿企业的生产效率, 降低生产成本。目前H桥逆变器级联多电平高压变频器是工业上应用最成熟的多电平变频器方案, 其每相由多个低压H桥逆变器串联组成, 各H桥逆变器由一个副边多绕组的移相变压器供电。国内外关于高压变频器的研究也较多, 参考文献[1-3]研究了高压变频器的主电路拓扑, 参考文献[4-8]研究了高压变频器的矢量控制, 参考文献[9]报道了高压变频器在工控领域的典型应用。总结现有的文献报道, 几乎没有关于母线电容优化方面的研究。然而在H桥逆变器级联型高压变频器中, 为了将母线电压纹波控制在一定范围内, 母线电容容量一般都取得很大, 电容体积往往会占据H桥逆变器一半以上, 笨重且成本高。因此, 对母线电容进行优化具有较大的实用价值。本文提出了一种在基波调制信号中注入三次谐波以减小母线电容容量的控制策略, 较大程度地减小了母线电容的尺寸、重量和成本等, 同时不会对输出造成任何影响。
1 级联型高压变频器主电路拓扑结构
图1为某10kV级联型高压变频器的拓扑结构。该变频器由15个H桥逆变器组成。图中U1-U5, V1-V5和W1-W5分别为U相, V相和W相的H桥逆变器;T1为移相变压器;iU, iV和iW分别为电动机U相, V相和W相电流。图2为U相某H桥逆变器拓扑结构。图中id为逆变器输入侧电流, ic为电容电流, Sa和Sb为开关函数。每个H桥逆变器仅承受1/5的输出相电压和全部的输出相电流, 而H桥逆变器的设计功率为1/15的输出总功率。由于变频器输出线电压为10kV, 所以, H桥逆变器的额定输出电压为1.15kV。
级联型高压变频器不需要输入滤波器或功率因数补偿装置即可达到较高的输入功率因数。15个H桥逆变器分别接到移相变压器的15个二次绕组, 相邻的二次绕组间两两相差12°, 整体效果相当于30脉波整流, 这样即可消除29次及以下的低次谐波, 使得变频器输入功率因数达到0.95以上[2]。另外, 级联型高压变频器不需要输出滤波器就可以达到很高的输出质量。每个H桥逆变器有3个基本电平, 即-1, 0和+1。由于移相变压器的作用, 每相输出电压可产生11种电平, 即0, ±1, ±2, ±3, ±4和±5。11种电平的相电压叠加后就可以产生21电平的输出线电压, 逼近正弦波输出。
2 SPWM调制下母线电容电流计算
U相输出电压和输出电流可以分别表示为
式中:VUV为UV线电压值;IU为U相电流的有效值;ω0为输出电流角频率;φ为功率因数角。
H桥逆变器的输入电流可以表示为
式中:Sa和Sb为开关函数。
在SPWM调制下, Sa和Sb可以表示为
式中:M0为基波调制比。
将式 (2) 和式 (4) 代入式 (3) , 可得
因此, 母线电容电流ic可以表示为
3 母线电容控制策略
3.1 母线电容电流计算
三次谐波注入后, 开关函数变为
其中:
式中:Sa0, Sb0为开关函数Sa和Sb的基波分量;Sa3和Sb3为Sa和Sb的三次谐波分量;M3为三次谐波调制比。
三次谐波注入后, H桥逆变器输入侧电流变为
其中:
因此, 母线电容电流变为
3.2 不同功率因数下三次谐波注入量
为了达到最佳的电容电流改善效果, 应该最大程度地减小2ω0次谐波电流含量, 但是三次谐波注入后, 基波调制信号和三次谐波调制信号的总和调制信号f需落在区间 (-1, 1) 内。
不同功率因数下的转折调制比需要满足:
式中:pf为功率因数。
解式 (13) 可得基波转折调制比M0_cri和三次谐波转折调制比M3_cri的表达式:
当M0>M0_cri时, 为了保证f落在区间 (-1, 1) 内, 此时M3不能按照式 (14) 配置, 而应该满足:
由式 (15) 可得
综合式 (14) 和式 (16) , 可以得到三次谐波在不同功率因数下的注入量表达式:
上述公式需要在pf>0.848下适用。当pf=0.848时, M0_cri=1;当pf<0.848时, M0_cri>1, 出现过调制。因此, 三次谐波最大注入量可以表示为
根据式 (17) 和式 (18) , 可以得到不同功率因数pf下的三次谐波最大注入量曲线, 如图3所示。
4 仿真验证
4.1 仿真模型
在Matlab/Simulink环境下搭建一个1 MVA的级联型高压变频器系统, 每相由5个H桥逆变器组成。系统额定输出电压为10kV, 额定输出频率为50Hz, 开关频率为1kHz, 仿真模型如图4所示。其中图4 (a) 为高压变频器系统整体模型, 图4 (b) 为U相模型, V相和W相模型与此类似。H桥逆变器母线电容Cbus初始设计值为6.6mF。
4.2 典型负载的仿真验证
典型负载为三相异步电动机, 电动机容量为1 MVA, 额定功率因数为0.85。对SPWM调制 (M0=0.994, Cbus=6.6 mF) 与三次谐波注入调制 (M0=0.994, M3=0.439, Cbus=5mF) 这2种情况的仿真结果如图5所示。
在2种调制方式下, 二次谐波与四次谐波的相对比例为7.6和3.3。可见注入三次谐波后, 二次谐波得到一定抑制, 这使得电容容量需求下降, 减小量为 (6.6-5) /6.6=24.2%。改变调制比M0, 进行SPWM调制试验, 并按式 (17) 所示的三次谐波最大注入量调制进行仿真实验, 得到不同调制比下母线纹波电压的仿真结果, 如图6所示。
5 结语
提出了采用三次谐波注入法减小高压变频器母线电容容量的控制策略, 该控制策略具有如下特点:①不会对高压变频器的输出质量产生任何影响, 但是可以有效减小母线电容的低次谐波电流含量, 从而减小母线电容的需求量。②相比于传统的SPWM调制, 三次谐波注入法能够部分消除2ω次谐波电流分量, 同时也会引入一定的4ω次谐波电流分量, 母线电容的减小量与三次谐波最大注入量取决于功率因数以及基波调制比。
摘要：针对H桥逆变器级联型高压变频器母线电容体积大的问题, 提出了一种在基波调制信号中注入三次谐波以减小母线电容容量的控制策略。在总调制比不变的情况下, 三次谐波注入等价于将母线电容电流的低次谐波部分转化为高次谐波, 从而减小了母线电压纹波。推导了母线电容电流谐波含量与三次谐波注入量的关系, 并给出了不同功率因数下三次谐波最大注入量的表达式。Matlab/Simulink仿真结果表明, 在功率因数为0.85的典型负载下, 采用本文控制策略可将母线电容容量降低24.2%, 验证了该控制策略的可行性和有效性。
关键词：高压变频器,母线电容,三次谐波注入,典型负载
参考文献
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母线电容 篇5
2014年6月25日, 阵雨, 某500k V变电站设备正常运行方式。
2 母线电压互感器二次回路故障情况简介
2.1 故障经过
(1) 2014年06月25日17点18分监控系统报:“500k V母线高抗SGR751保护1 (国电南自) TV断线”动作, “500k V母线高抗SGR751保护2 TV断线”动作, “500k V母线电抗器保护1运行异常”动作, “500k V母线电抗器保护2运行异常”动作。 (2) 当值人员检查监控500k V#2母线一次电压, Ua:299k V, Ub:326k V, Uc:169k V。检查高抗保护装置, 发现“PT断线”灯亮, 液晶屏显示二次电压Ua:61.1V∠0°, Ub:69.57V∠260°, Uc:35.72V∠105°。 (3) 检查500k V#2母线电压互感器端子箱, 发现端子箱后门右下角二次电缆出现发黑烧焦的现象, 同时伴有火花和黑烟。随后发现500k V#2母电压互感器A相接线盒开始冒烟, 同时手摸引下线钢管有烫手的感觉。 (4) 当值值长向网调申请将500k V#2母线由运行转热备用。2014年18点11分, 500k V#2母线由运行转热备用;2014年06月25日9点05分, 500k V#2母线由热备用转检修。
2.2 设备外观检查情况
(1) 对端子箱电压回路电缆外观进行检查, 发现A相本体接线盒至端子箱电压二次电缆在端子箱内8芯外皮烧焦已露出裸铜线, A相本体接线盒二次电压电缆芯线已经粘连;B相本体接线盒至端子箱电压二次电缆在端子箱内4芯外皮烧焦;B相、C相本体接线盒二次电压电缆芯线未见异常。 (2) 检查端子箱及接线盒未发现任有进水现象, 端子箱内部干燥, 未发现任何进水现象。
3 母线电压互感器二次回路故障原因分析
根据电抗器保护液晶屏显示二次电压Ua:61.1V∠0o, Ub:69.57V∠260o, Uc:35.72V∠105o, 同时根据监控电压曲线, 初步分析为A相电压二次电缆在500k V2#母线电压端子箱处接地, 与N600接地点构成回路, 造成N600电位偏移, 中性点电位漂移后各相电压变化如图1所示。由于电缆过热进而发展成A相电压二次电缆绝缘下降电缆外皮烧焦。
如上图所示, 电压互感器开口三角通过电缆在电压互感器端子箱内短接。在第一时刻 (16:55) , 电压互感器开口三角B相绕组与L602相连接的电缆在PT端子箱内距离A相电缆终端头10cm处外皮绝缘降低, 发生接地短路。短路后, 电压发生变化的原因分析如下: (1) 接地故障造成500k V2#保护小室电压转接屏内500k V1#母线电压转接端子N600接地导线烧损, 中性点偏移, 而B、C两相的电压随中性点的偏移而发生变化。 (2) 接地故障点与原二次线圈接地点N600产生通路, 使得B、C两相电流互感器二次绕组中通过短路电流。如等效电路图中所示, B、C两相线圈、2号保护小室到PT端子箱电缆以及1、2号保护小室电缆都存在一定的阻值, 而此时在通路中的电流较大, 因此会在各电阻上产生压降使得B、C两相电压产生变化。 (3) 在B相、C相剩余绕组短路后, 会对保护使用的1a、1n绕组、2a、2n绕组, 测量使用3a、3n绕组产生影响, 并且短路电流使得B相、C相电压互感器中间变铁芯严重饱和, 在和一次电容组成的串联谐振回路将达到起振条件, 一次部分的过电压经中间变变换至二次侧, 综合作用的结果, 导致C相二次电压异常降低及B相二次电压的异常升高。与此同时, A相电压互感器一次、二次并无故障, 可确保A相二次电压幅值恒定。
因A相电缆的L602芯通过较大的短路电流, 使得端子箱内A相电缆温度急剧升高, 和L602芯捆扎在一起的多颗电缆芯绝缘烧损。在第二时刻 (17:20) L601芯因绝缘烧损发生接地短路, A相电压互感器剩余绕组被短接, 造成此时刻A相电压下降, 通过的电流急剧增大, 电缆过热烧损。
4 现场处理情况
(1) 500k V2号母线CVT A、B、C相高压试验, 主要进行绝缘电阻、电容、介质损耗、二次直阻、变比试验, 实验数据无异常。 (2) 根据现场检查情况及主控监控报表, 该500k V变电站母线电压互感器A、B、C相二次发生长时间短路过流。厂家认为电压互感器二次长时间过流会对中间变压器绝缘产生巨大损伤, 建议更换后返厂试验评估、维修。 (3) 综合厂家建议, 检修人员连夜将2号母线电压互感器备品拉至现场, 并进行三相更换。 (4) 更换A相、B相本体接线盒至端子箱电压二次电缆在端子箱二次电缆, 进行绝缘、极性测试无异常。 (5) 进行所有500k V#2母线电压二次回路电缆绝缘检查, 绝缘检查无异常。 (6) 增加500k V#2母线1、2#电抗器保护至故障录波器电压二次回路, 解决不能有效监视2#母线电压二次回路。 (7) 对所更换的备品进行了高压试验, 试验合格, 可以投入运行。
摘要：本文介绍了一起由于母线电压互感器二次电缆接地导致电缆烧坏, 使二次电压降低为0, 被迫500k V一条母线停运的事故处理经过, 分析了造成此次事故原因, 重点从理论和运行维护的角度进行了深入分析。
关键词：电压互感器,二次接地短路,原因分析,预防措施
参考文献
[1]内蒙古超高压供电《武川变电站2号母线电压互感器二次电缆接地事故分析报告》.
母线电容 篇6
多电平逆变器因其开关器件耐压要求低、承受的du/dt小、输出电压的总谐波畸变率低、电磁干扰小等特点,在工业中具有广阔前景,成为研究热点。混合型多电平拓扑是在二极管箝位型[1,2]、飞跨电容型[3,4]和级联型[5,6]这3种经典的多电平拓扑的基础上发展起来的一类新型多电平拓扑[7,8,9,10]。这类拓扑能够克服经典多电平拓扑的不足,并具有新的特点。
文献[7]提出的混合箝位拓扑通过系统中增加悬浮电容的方式平衡了直流母线电压,克服了二极管箝位拓扑需要复杂的控制方式才能够平衡母线电容电压的缺点[11,12,13,14]。文献[8]中的拓扑以飞跨电容三电平拓扑为基本单元,采用级联的方式将其连接,构成了电容箝位型混合拓扑。文献[9]采用了二极管箝位三电平拓扑为基本单元,以级联的方式构成了新的混合型多电平拓扑。文献[6]提出的一种混合箝位多电平拓扑将二极管箝位型和飞跨电容型多电平拓扑进行了有机结合。由于通过硬件改进实现了直流母线电容电压自动平衡,该拓扑可节省控制芯片的资源,降低了对控制芯片的要求。该拓扑还具有倍压输出的功能,即输入电压仅为输出电压的1/2,这样可以减小输入侧变压器的成本。在器件数量方面,文献[6]所提的拓扑与传统的五电平二极管箝位拓扑相比,减少了6个箝位二极管;与五电平飞跨电容拓扑相比,减少了5个电容;与级联型拓扑相比,该拓扑对输入侧变压器的要求较低,有利于降低成本。当该拓扑拓展至更高电平时,不需增加复杂的控制方式便能够实现母线电容电压平衡。由于该拓扑能够实现电压电流四象限运行,所以适合多种应用场合。
在对文献[6]的拓扑进行实验中发现,采用通用控制方式[15]时,直流母线电容存在幅值较大的冲击电流。这将严重影响电容的寿命,增加系统损耗,降低系统的可靠性。本文通过对混合箝位型多电平拓扑工作原理的探究,寻找到产生冲击电流的原因,提出一种改进的三相PWM控制方法,可有效减小冲击电流的幅值。通过数学计算求得控制方式中的最优组合,可将冲击电流降至最低。通过Saber工程软件仿真和搭建样机验证了改进控制方式的有效性。
1 混合箝位型多电平逆变器拓扑
1.1 基本结构
图1为文献[6]提出的混合箝位五电平逆变器拓扑,图中Udc表示一个直流母线电容所承受的电压。单相拓扑包括电容电压平衡电路和四电平二极管箝位电路。在三相系统中,每个桥臂共同并联至相互串联的2个直流母线电容。
电容电压平衡电路部分包括6个箝位开关管和3个悬浮电容。箝位开关管可以分为2组,VTc2、VTc4、VTc6属于组Ⅰ,VTc1、VTc3、VTc5属于组Ⅱ。相同组的开关管控制信号完全相同,不同组的箝位开关管控制信号互补:如果组Ⅰ的开关管导通,则组Ⅱ的开关管关断,电容电压平衡电路处于状态A;如果组Ⅱ的开关管导通,则组Ⅰ的开关管关断,电容电压平衡电路处于状态B,见图1。在状态A中,平衡电路的4个输出端(1)—(4)可以输出+2Udc、+Udc、0和-Udc;在状态B中,平衡电路的4个输出端可以输出+Udc、0、-Udc和-2 Udc。2种工作状态交替即形成了五电平输出。
四电平二极管箝位电路由6个箝位二极管VD1—VD6、6个主功率输出开关管VT1—VT6和3个悬浮电容组成。根据文献[16],每次有相邻3个主功率输出开关管导通,且VT1与VT4、VT2与VT5、VT3与VT6这3对开关管的控制信号互补。箝位电路能够将每个器件箝位至直流母线电容电压Udc,也能够为正向或负向电流提供通路。
1.2 PWM控制方式
调制方式采用的是文献[15]提出的混合箝位拓扑的通用控制方式。图2为主开关VT1、VT2、VT3和箝位开关管VTc1的载波波形,um代表调制波。与传统PWM控制[17]的载波形态不同,在通用调制方式中,每个开关器件的调制波位于2个载波带。对于箝位管VTc1的载波,其载波处于非相邻的2个载波带,所以产生了载波过渡线段AB和CD。若调制波与载波过渡线段相交,则箝位开关管会发生一次状态改变,电容电压平衡电路的工作状态也会相应改变。
图3为采用通用调制方式时,三相桥臂箝位开关管的载波波形(uVTc1A、uVTc1B和uVTc1C)及其控制信号,um A、um B和um C分别表示A相、B相和C相的调制波。可以看到,由于三相箝位管的载波相位相同,它们的载波过渡线段位置也相同,当调制波与载波过渡线段相交时,三相箝位开关管会同时发生状态改变。如图3底部的箝位管控制信号,“3”表示在同一时刻三相箝位开关管同时发生动作。
1.3 混合箝位多电平拓扑的电容电压自平衡
混合箝位多电平拓扑因为其电容电压平衡电路可以自动实现直流母线电容电压平衡,而不需要复杂的控制方式。
以单相情况下的电容C1为例。假设系统已处于稳定工作状态,直流母线电容和悬浮电容的电压均为Udc,且电压平衡电路在状态A,系统通过(3)端经四电平二极管箝位电路输出+Udc。这样,C1与C4并联,共同为负载提供能量。能量输出造成C1的电压下降,而此时其他电容因为不处于能量输出回路,而保持电压不变或通过直流母线充电而略微上升。状态A与状态B交替出现,所以在下一时刻,电压平衡电路通过箝位管的状态改变而进入状态B。在状态B中,C1与C3并联,两者会发生电荷转移,以保证电容两端电压相等且直流母线将对C1充电。如此,虽然C1的电压有升有降,但在一个周期内,实现了电压的动态平衡。拓扑中其他电容电压的平衡原理相同。
2 直流电容冲击电流的产生机理
2.1 通用调制方式下单相系统中直流母线电容的冲击电流
通过上文分析,电容电压平衡电路通过改变电容的并联方式,可以实现电压的动态平衡。然而,在并联的过程中,电荷需要在短暂的时间内完成转移,因而产生了冲击电流。这种电流频率高、幅值高,当流经电容后,会使电容发热情况加重,大幅降低了电容的使用寿命,也降低了系统的可靠性。
首先分析单相系统中流经直流母线电容的冲击电流。图4为电容C1、C3、C4的电压和流经电容C1的电流。当箝位管VTc1的控制信号ug VTc1由低变高时,表示组Ⅱ的开关管由关断转为开通,电路转为状态ug VTc1B,电容C1与C3发生并联动作。并联后,由于两者电压不同,会产生冲击电流,以实现电荷转移。可以明显看到,当电容C1与电容C3的电压相差较大时,冲击电流的幅值也会增大;而当两电容电压相差较小时,冲击电流也会减小。
由于C1与C3并联时,C1的电压高于C3,所以两者并联时C1放电,产生正向的冲击电流;C1与C4并联时,C1的电压低于C4,两者并联时C1被充电,产生负向的冲击电流。所以,如果能够减小电容的电压纹波,那么悬浮电容和直流母线电容的电压差值会减小,冲击电流也会减小。
2.2 通用调制方式下三相系统中直流母线电容的冲击电流
由2.1节的分析可知,发生并联的电容电压差值是影响冲击电流大小的重要因素。如果能够减小电容之间的电压差值,就可以有效地减小冲击电流。
图5为三相系统中,电容C1与A相悬浮电容C3A的电压纹波和流经电容C1的电流波形。可以看到,C1和C3A的电压差与图4相比明显减小,流经电容C1的电流幅值与图4中的电流幅值相比也明显减小。这是因为与单相系统相比,三相系统有3个桥臂的悬浮电容,直流母线电容被箝位的次数增加,所以电压的波动减小,冲击电流的幅值也随之减小。
通过对电容电压平衡电路的分析可知,当调制波与箝位开关管的载波相交,箝位开关管发生动作,会使母线电容被悬浮电容箝位。在调制波与箝位开关管载波相交的时刻中,有些时刻只有某一相的箝位管发生动作,而另外某些时刻,有两相或者三相的箝位管同时发生动作(见图3),后者称之为“动作重叠时刻”。在一般控制方式下,由于每相箝位管的载波完全一致,特别是当调制波与载波过渡线段相交时,产生了大量的“动作重叠时刻”,这使得三相系统中直流母线电容被悬浮电容箝位的次数减少,增加了电容充电或放电的时间,进而增加了母线电容与悬浮电容的电压差,导致产生过高的冲击电流。
图3说明三相系统中,采用通用调制方式时,会产生大量的“动作重叠时刻”。
3 改进的PWM控制方法
3.1 改进的PWM控制方法原理
由于通用调制方式中重叠的载波过渡线段产生了大量“动作重叠时刻”,改进的PWM控制方式更改了B、C相的载波过渡线段的位置,以减小“动作重叠时刻”的数量。图6为采用改进PWM控制方法后,三相系统中“动作重叠时刻”发生的次数。可以看到,尽管箝位管的载波形态没有发生改变,但由于B、C相的载波初始状态与A相载波不同,使得在同一时刻下,三相载波不再相同,三相的载波过渡线段也不再重合。这就避免了“动作重叠时刻”的大量产生。
改进的PWM控制方式以A相箝位管载波过渡线段为参考,B相和C相的箝位管载波过渡线段可以设置与A相载波过渡线段相差某个相位以减少“动作重叠时刻”的数量。这样,在每一时刻,仅有某一相的箝位管动作,即一相的悬浮电容箝位母线电容,母线电容被箝位的次数增加,电容电压更接近Udc,电压纹波降低,冲击电流也会得到限制。图4中有12个动作重叠时刻,每个时刻均有三相箝位管一起动作,即如果与理想情况(每次只有一相箝位管动作)相比,通用调制方式下直流母线电容被箝位的次数少了30次。而图6中,在采用改进的控制方式后,在相同的时间内只产生了6个“动作重叠时刻”,每个时刻只有两相箝位管一起动作,直流母线电容被箝位的次数比理想情况少了6次,即改进的控制方式可以明显增加母线电容被箝位的次数。
图7为三相系统中,采用通用调制方式和改进调制方式时流过C1的电流,在改进调制方式中,B相箝位管的载波过渡线段与A相的相差200μs,C相箝位管的载波过渡线段与A相的相差500μs。由于拓扑的对称性,文中只以母线电容C1为例。可见,采用改进调制方式后,流过C1的电流减小至100 A以下,说明改进调制方式能够有效减小冲击电流。
3.2 改进控制方式的最优计算
首先,以A相载波过渡线段为时间基准参考,将B相载波过渡线段与A相载波过渡线段的相位差定义为“pd AB”,将C相载波过渡线段与A相载波过渡线段相位差定义为“pd AC”。随着pd AB和pd AC的变化,B相和C相的箝位管控制信号将发生变化,“动作重叠时刻”的数量也将随之改变。
由于对pd AB和pd AC进行恰当的选择可以减少“动作重叠时刻”发生的数量,增加母线电容被箝位的次数,减小电容电压纹波,最终减小冲击电流,所以需要寻找到最优的pd AB和pd AC的组合值,当B相、C相箝位管载波与A相箝位管载波的相位差为此最优值时,“动作重叠时刻”的发生次数最少,母线电容能够获得最多的箝位次数,冲击电流也最小。
根据上文的分析,电容并联方式的更改导致了冲击电流的产生。前一次并联动作产生的冲击电流没有消失之前,不可以发生第2次电容并联动作,否则会导致2次冲击电流叠加,产生幅值更大的冲击电流,所以两相箝位管载波过渡线段的时间差必须要大于某个时间长度。假设混合箝位多电平系统中的直流母线电容容值为2 000μF,如果线路的寄生电阻约为50 mΩ,冲击电流的峰值会达到100 A,这样需要数十微秒的时间让冲击电流降至10%以下。所以直流母线电容2次被箝位的时间间隔可以设置在90μs左右,以满足以上要求。另外,如果载波频率为fc,那么pd AB和pd AC的值均不能超过1/fc。
本文载波频率为1 000 Hz,当考虑以上几点要求后,以100μs为pd AB和pd AC的变化增量。通用调制方式即为pd AB=pd AC=0μs的情况。为寻找到可以将冲击电流降至最小的pd AB、pd AC值,采用了Mathematica工程数学软件。pd AB和pd AC从0μs变化至900μs,以100μs等距递增,共有100种不同的相位差组合方式,利用Mathematica编程求取每种组合下“动作重叠时刻”发生的次数。最优的pd AB和pd AC组合值对应的“动作重叠时刻”总数最少。
图8为计算一种组合A相与B相之间所产生的“动作重叠时刻”次数的程序流程图。图中,tA记录了A相箝位开关管的动作时刻,tB、tC记录了B相、C相箝位管的动作时刻,θ为B相与A相的相位差。对每相时间数据进行比较,如果2个时刻的时间间隔小于设定的阈值,则说明产生了一次“动作重叠时刻”,并记录此时刻于nA,C相与A相之间的“动作重复时刻”计算方法与此相同,同时三相箝位管同时动作的时刻只记作一次“动作重叠时刻”。最后在Sum中记录了该组合情况的“动作重叠时刻”总数。
图9为计算结果。当pd AB=0.4 ms、pd AC=0.7 ms时,发生的“动作重叠时刻”次数最少,为1次。
4 仿真与实验验证
为了验证改进PWM控制方式的可行性,本文利用Saber工程软件仿真,并搭建实验样机进行实验。实验与仿真参数相同,如下:调制比M=0.85,载波频率fc=1 000 Hz,基波频率f0=50 Hz,直流侧电压为1 200 V,阶梯期望电压为300 V,阶梯数为5,直流母线电容为2 200μF,悬浮电容为2 200μF,每相负载(星形)为23Ω。
仿真中采用pd AB=0.4 ms,pd AC=0.7 ms,即B相箝位开关管载波过渡线段与A相相差0.4 ms,C相载波过渡线段与A相相差0.7 ms,仿真结果由图10给出。与图5采用通用调制方式的C1电压、电流相比,图10中的电容电压最高值由大于305 V降低至303 V,波动更小;冲击电流正向峰值由135 A降低至38 A,减少了71.9%;负向峰值绝对值由140 A降低至42 A,减少了70%。
图11为采用改进控制方式和最优相位差组合后电容C1的电流实验波形。与图12中采用通用调制方式相比,冲击电流的正向峰值由21 A降低至12A,负向峰值绝对值由75 A降低至20 A,减小幅度分别为42.9%、73.3%。可以看到,改进控制方式有效地抑制了冲击电流的幅值。
改进控制方式对输出的相电压、线电压的谐波含量没有造成影响。图13为实验C相电压输出波形。在文献[10]中,调制比为0.8时输出相电压的THD为38.7%,采用改进PWM控制方式后,输出相电压的THD为35.6%。
另外,搭建的实验样机中的线路寄生参数(如杂散电感等)会对冲击电流有抑制效果,所以实验结果比仿真结果有所减小。但是混合箝位型多电平系统通常应用于中高压的工业环境中,为了减少损耗,系统的线路寄生参数会设计得尽量小,此时实验结果会更趋近于仿真结果。仿真结果与实验结果均表明,改进PWM控制及其最优组合较好地减小了流经直流母线电容的冲击电流。
5 结论