功率自动控制系统（精选十篇）
功率自动控制系统 篇1
关键词：船舶电站,功率自动控制系统,供电品质,PLC+PPU
船舶电力系统是孤立于陆地的独立电网, 它是产生、输送、分配、使用电能的装置和用电网络的总称, 由用电设备、装配电装置、发电装置和电缆等组成。船舶电站是船舶所需的全部电能的来源, 处于船舶电力系统的核心地位。因此, 船舶电站运行的可靠性、经济性和自动化程度对保证船舶安全、经济航行有着重要的意义。但随着船舶的大型化、多功能化和自动化程度的不断提高, 越来越多的船用设备需要电能来驱动和控制, 这就使船舶电站日趋复杂、庞大, 对船舶电站提出的要求越来越高。自动化是船舶电站发展的突出标志之一, 因此, 对船舶电站的自动化系统加以研究和应用成为了十分必要和迫切的工作。为实现船舶发电机电力的自动分配, 并以多种方式监视、保护、控制和调节发电机及供配电网络, 确保船舶电站连续优质供电, 本文以某81 m电力推进内河运输船为例, 重点就基于PLC+PPU的船舶电站功率自动控制系统的设计展开探讨。
1 船舶电站的一次系统及其控制功能
电力推进内河运输船是以柴油发动机为主推进动力的适用船舶。81 m电力推进内河运输船属于大型运输船, 货船上的主要负载有推进装置、冷藏装置和货运装置等。为了使船舶电站满足负载功率的要求, 设计了3台240 k W、690 V同容量的发电机。电站母线用1台隔离开关分成2段, 每段母线上均有电源接入和馈电接出。其中, 一段母线接入1号、2号发电机, 并网接出1#冷藏集装箱变压器、1#主变压器和1号电推变频器;二段母线接入3号发电机, 接出2#主变压器和2号电推变频器。根据该电站的电气主接线, 需要设计4块主配电板, 分别为1号主发电机控制屏兼AC690 V负载屏、2号主发电机控制屏兼AC690 V负载屏、同步屏AC690 V负载屏、3号主发电机控制屏兼AC690 V负载屏。
由于电力推进内河运输船航行方式的变化和承载货物大小的不同, 船行的负载总是在变化, 发电机组的运行状况也在不断变化, 单台发电机供应全船电力需求, 或2台、3台发电机组并网运行供应全船电力需求。因此, 发电机有并网、负载转移, 机组解列等多种运行状态需要控制。
2 船舶控制系统的设计方案
2.1 对船舶控制系统的要求
根据船舶负载的功率需求, 控制系统需要实时监测和控制发电机在网运行数量, 自动处理电能分配。在供电系统出现故障时, 控制系统应采取各种措施, 尽可能保证对负载的连续供电。
控制系统应具备以下功能:①当运行机组发生Ⅱ类故障时, 系统应根据优先级在30 s内自动启动备用机组, 并完成并网、负载转移, 故障机组解列。②当运行机组发生Ⅰ类故障突然停机时, 系统应根据优先级在45 s内自动启动备用机组, 并自动完成对电网供电。③负载增大且电站超载时 (≥90%Pn, 延时30 s) , 启动备用机组, 自动并车, 自动调频调载对负载供电。Pn为单机或多机的额定功率。④负载减小且电站轻载时 (≤30%Pn, 延时5 min) , 后并车的柴油发电机组自动负载转移、解列。⑤发电机组并联运行时超载 (≥90%Pn) 报警, 延时20 s后自动卸载。⑥自动并车, 自动调频调载, 分配负荷。⑦具备报警及保护功能 (有频率、电压超标、逆功等保护) 。⑧监视主推进系统和大负载设备的启动, 为其启动和运行释放足够的功率, 或根据船舶运行工况, 发出功率使用限制信号。
2.2 船舶控制系统的设计
控制方案采用以PLC+PPU为控制核心的控制系统, 实现船舶电站的功率管理, 实现发电机组的并车、解列和调频调载等功能。图1所示为船舶电站控制系统设计。
以PLC为电站管理中心, 根据不同情况下船舶的用电需求, 在逻辑运算后, PLC发出控制指令给发电机管理模块 (PPU) , 由PPU实现发电机机组的起停、并车、解列和功率分配等功能。在此, PLC选用西门子公司的S7-300, CPU为317-2DP。根据实际需求, PLC模块包括4个数字量输入模块、2个数字量输出模块、1个模拟量输入模块和1个模拟量输出模块, 各个模块之间通过总线连接器连接。
发电机管理模块采用丹麦DEIF公司生产的PPU。每台发电机均由1台PPU控制。其中, 1#PPU对1G发电机组进行控制和监测, 其信号连接如图2所示;其余两台PPU分别控制2G和3G发电机, 信号接线图与图2相同。
3 船舶电站主要功能的实现
3.1 并车运行程序的设计
根据船上的负荷变化, 船舶发电机可能是1台投入运行, 也可能是2台或3台并列运行。当控制系统检测到电站储备功率不足时, 就会产生增机指令;与此同时, 可以检测到启动机组运行的启动条件。当启动条件满足要求时, PLC便会发出启动指令。如果检测到电气故障或机械故障, 则转向下一台机组。
投入电网并联运行的发电机组不能与电网立即接通, 否则将导致并车失败, 严重时, 将会导致全船失电, 甚至使机组受到电磁和机械的有害冲击。因此, 并车时应使合闸冲击电流最小, 以便合闸后能迅速同步并联运行。
机组并车完成时, 需要对并网运行的机组进行调频调载, 以实现负荷的合理分配。当G1、G2提供的功率满足不了船舶负载的需求时, 需要对G3实施并车运行。
3.2 解列机组的程序设计
在并网机组运行轻载的情况下, 负荷过低或机组故障会造成机组功率下降, 因此, 需要按优先级顺序解列某台机组。
在船舶电站中, 当检测到并网运行的机组负载功率低于额定功率的30%或机组出现故障时, PLC会向相应的机组发出“自动解列”指令。延时180 s后, 解列机组。在解列机组时, 当退出机组的功率小于额定功率的5%时, 该机组主开关便会分闸, 紧接着发出停机指令。机组停机电磁阀动作之前先空运300 s, 然后使机组停机。
3.3 船舶重载询问程序设计
大型的电力推进内河运输船有一些大功率设备, 启动时电流较大。如果直接启动, 可能导致在并网运行的备用机还没启动时供电网络就已崩溃, 因此必须设计重载询问模块。在大负载投入运行前, 控制系统首先判断供电负荷与启动的大功率负荷之和有无超过运行机组的最大负荷。如果没有超过, 则允许其启动。否则, 应先启动另一台备用发电机, 使储备功率达到要求后再启动。如果超过要求, 则禁止重载启动信号。重载询问模块的功能是防止重载启动的冲击电流对电网造成影响, 保证电站连续、稳定地运行。
4 结束语
总之, 随着船舶制造业的不断发展, 船舶电站的自动化要求在不断提高。由于电站是船舶的关键部位之一, 它的可靠性和灵活性将直接影响船舶航行的质量, 起着非常重要的作用。为此, 对船舶电站的自动化系统加以研究和应用是非常必要和迫切的工作。本文设计了一种基于PLC+PPU的船舶电站功率自动控制系统。实际运行结果表明, 该控制系统的应用使电力推进船舶的供电系统达到可靠性、稳定性和灵活性供电的要求, 可供参考和借鉴。但由于本文篇幅有限, 并没有一一列举需要注意的问题。因此, 在船舶电站功率自动控制系统的实际设计中, 认真分析各种不稳定因素的来源, 并采取各种有效措施是不容忽视的。
参考文献
[1]吕金华.船舶电站自动控制系统的可靠性设计[J].电力学报, 2002 (02) .
[2]樊琦.船舶电站自动控制系统的设计与研究[D].秦皇岛:燕山大学, 2014.
功率自动控制系统 篇2
摘要：提出了一种具有恒功率控制的单级功率因数校正电路。该电路功率因数校正级工作在电流断续模式，具有较低的总谐波畸变和较高的功率因数。该电路的直接能量传递方式降低了直流母线电压并且提高了电路的效率。采用恒功率控制方式使得电路具有良好的输出特性。并通过仿真和实验结果证明了电路的可行性。关键词：变换器；单级功率因数校正；恒功率控制
引言
近年来，功率因数校正（PFC）技术引起了人们的广泛关注。传统的两级PFC电路的主要缺点是成本高以及控制电路复杂。单级功率因数校正（SSPFC）变换器[1][2][3][4]，将PFC级和DC/DC级结合在一起大大降低了成本。然而，SSPFC变换器在负载变轻时存在直流母线电压过高的问题。文献[2]采用反馈线圈虽然降低了直流母线电压，但却减小了线电流的导通角，从而增加了总谐波畸变（THD）。
为了解决上述问题，确保在负载变化时降低直流母线电压和减少THD，本文提出了一种具有恒功率控制的SSPFC变换器。能量直接传递方式使得该电路在没有减小线电流导通角的情况下降低了直流母线电压。恒功率控制使得变换器的输出在输出电压高的时候可以看成电压源，在输出电压低的时候可以看成电流源，并且当输出电压在一定范围内变化的`时候，输出功率近似恒定。
1 电路工作原理
单级功率因数校正电路的原理图如图1所示。它实际上是由一个Boost变换器和一个flyback变换器组合而成的。Boost变换器工作在DCM模式，在占空比和频率恒定的情况下可以达到功率因数校正的目的。flyback变换器可以工作在DCM或CCM模式。
为了分析方便，假定整流电压在一个开关周期中为定值，电容CB足够大使得电压VB基本恒定，flyback变压器视为理想变压器，在原边并联励磁电感Lm，flyback变换器工作在CCM模式。则该电路有3种工作模式如图2所示，主要工作波形如图3所示。
工作模式1（t0－t1）t0时刻开关S导通，直流母线电压VB加在励磁电感Lm上，由于flyback变换器工作在CCM模式，则电流im线性上升可表示为
im=VB/Lm(t－t0)＋im(t0) （1）
而电感Lb工作在DCM模式，电流iLb由零线性上升，其表达式为
iLb=|Vin|/Lb(t－t0) （2）
开关S上流过的电流可表示为
isw=iLb＋im （3）
由于二级管Df反向偏置，所以线圈Ns和Np上没有电流流过。
工作模式2（t1－t2）开关S在t1
功率自动控制系统 篇3
摘要：由光伏电池的光伏特性知，随着光照强度和环境温度的变化，其最大功率点也随之改变，为了能够实时监测跟踪到光伏系统最大功率点，采用一种改进的滑模变结构控制方法进行最大功率点跟踪，该方法在传统滑模变结构控制的滑模面选择基础上加入积分运算，并且把指数趋近律与等效控制相结合，最后，通过仿真可以看出，相比传统的滑模变结构控制，该方法减小了稳态误差，使系统更加稳定，同时，加快了跟踪速度，使跟踪时间缩短了0，025s，
关键词：光伏特性；最大功率点跟踪；滑模变结构控制
DoI：10.15938/j.jhust.2016.04.020
中图分类号：TPl3
文献标志码：A
文章编号：1007-2683（2016）04-0106-06
0引言
随着当今世界人口及经济的增长，人类对能源需求量也日益增大，当今世界煤炭、石油、天然气等不可再生能源不断被消耗，能源与环境问题日益突出，这迫使人类强力寻求可再生新能源，太阳能作为可再生绿色能源之一，以其清洁无污染，取之不尽用之不竭等优点备受人们的重视。
光伏电池作为把太阳能转化为电能的模块，其具有非线性伏安特性，并且光伏电池的性能受外界环境变化影响，特别地受光照强度和温度的影响怎样更好更有效的利用光能成为了研究人员需要解决的一个重要问题也是一个难题，因此，最大功率点跟踪方法被应用到光伏系统中，能够实时监测跟踪光伏电池最大功率输出。
目前最大功率点跟踪方法主要有：干扰观测法，其控制简单，但是跟踪精度低、响应速度慢；电导增量法，其控制精确、响应速度快，但对硬件要求高，导致整个系统硬件造价也高；模糊控制法，其鲁棒性好、系统设计灵活，但是精度不高、易产生振荡现象；人工神经网络法，其控制性能好，但是响应速度慢，尚不成熟，实现较困难，综合上述方法，为了使系统响应速度快、跟踪精度高、稳定性好，并且易于实现，研究采用滑模变结构控制方法，滑模变结构控制是现代控制变结构的一种控制策略，它对于参数的不确定性具有很好的稳定性和鲁棒性，抗干扰能力强，在实际设计中，滑模变结构控制具有较好的灵敏性，并且较于其他非线性控制方法更容易实现，这使得滑模变结构广泛应用于各种非线性控制系统中，文在滑模变结构控制上利用改进的Zeta电路作为变换电路对光伏系统MPPT控制能以较小的超调量对最大功率点进行跟踪，
本文提出了一种改进的滑模变结构控制方法，它在传统滑模变结构控制设计基础上，加入积分模块到切换函数中，并且把指数趋近率和等效控制相结合，减小了系统稳态误差，使系统状态能以较大速度趋近滑动模态，缩短了到达稳定状态的时间，并且有效的抑制了抖振，最后通过实验仿真分析也验证了其优越性，
1.光伏电池模块分析
光伏系统结构框图如图l所示，由太阳能电池阵列、DC/DC控制电路、MPPT（最大功率点跟踪控制）和负载组成，
根据式（1）～（6），可得到光伏电池的光伏特性曲线，如图（3）和图（4）所示，电压与输出功率成非线性关系，随着电压的升高，输出功率先增加后递减，存在一个最大输出功率点，最大输出功率Pm随光照强度的增大而大幅度增大，随环境温度的增大而略微减小。
2.基于改进滑模变结构控制的最大功率点跟踪
光伏电池产生的是直流电源，外接DC/DC控制电路采用Boost升压转换电路，Boost电路如图所示，其主要由输入电压Vin，储能电感L，开关S，二极管D，输出电容C和负载电压R组成，
Boost电路工作于电感电流连续工作模式（CCM）时：
当开关闭合后，二极管截止，系统方程为
由光伏电池P-V曲线可以看出，随着光照强度和环境温度的变化，输出功率也随之变化，且存在一个最大功率Pm点，此时对应输出电压Vm和输出电流，LPm因此，可通过跟踪光伏电池最大功率点来获得光伏系统对应的输出电压，滑模变结构跟踪控制受系统参数及扰动变化不灵敏，动态响应快，采用滑模变结构跟踪控制能够快速、稳定地搜寻到光伏电池最大功率点，
设计滑模变结构控制器主要在于满足滑模变结构存在条件、到达条件和稳定条件三要素情况下，进行切换面函数S（X）的选择和控制率U（z）的求取，传统的滑模变结构控制器设计如下：
由于控制最终目的是获得光伏电池最大功率点对应的输出电压，一般考虑采用输出电压稳态误差作为切换面函数，但是这样不能存在稳定的滑动模态，甚至不存在滑动模态，因此，采用式（13）这种利用电感电流间接控制输出电压设计方法，使系统保证滑动模态存在，由于实际中，稳定状态时i≠ilief存在稳态电感电流误差，且动态响应较慢，为了跟踪更精确，跟踪速度更快，下面设计一种改进的滑模变结构控制，
为了减小稳态误差，在切换面函数中加入控制状态变量积分项，构建线性滑膜切换面函数：
3.系统仿真及实验分析
基于滑模变结构控制的光伏系统最大功率点联立式（18）和式（19），有：
与传统滑模变结构控制相比较，改进的等效控制实现了电压电流双环控制，使系统控制更稳定，对扰动做出灵敏的反应；切换面函数引入积分运算可以减小稳态误差，使系统控制更精确；采用指数趋近律，可以保证不管初始状态在什么位置，都能在有限时间内快速到达滑模切换面，改进滑模变结构控制的simulink仿真模型如图6所示。
由图8可知，在标况下对比系统输出电压，基于传统滑模变结构控制的系统输出电压和基于改进的滑模变结构控制的系统输出电压都不存在过冲，都能平滑趋近光伏电池最大功率点时刻系统输出的电压值；由图8（a）知，基于传统滑模变结构控制的系统在O.045s到达系统输出的稳定电压值，之后并一直保持着这个稳定值，由图8（b）知，基于改进的滑模变结构控制的系统在O.02s时就已经到达系统输出的稳定电压值，之后也一直保持着这个稳定值；由此可见改进的滑模变结构控制系统比传统的滑模变结构控制系统能够更快的跟踪到光伏电池最大功率点输出，其跟踪时间缩短了0.02s
由图9可知，当环境温度稳定在25%不变时，改变光照强度，系统的输出电压也随之变化，初始时刻的光照强度为1000 W/m2，0.15 s时降为800W/m2，O.3 s时降为600 W/m2
对比图9（a）、（b），基于传统滑模变结构控制的系统在光照强度突然变化时系统输出电压瞬时大幅跌落，然后再慢慢上升趋近于稳定电压输出值；改进后的滑模变结构控制的系统则不出现瞬时大幅跌落情况，而是逐渐趋近于稳定电压输出值；并且改进的滑模变结构控制系统比传统滑模变结构控制系统趋近速度更快更稳定。
由图10可知，当光照强度稳定在1000W/m2不变时，改变环境温度，系统输出电压也随之变化，但是变化幅度不大，初始时刻的温度为25°C0，15s时上升为40%，0.3s时上升为55°C。
对比图10（a）、（b），基于传统滑模变结构控制的系统输出电压受温度影响相对较大，而改进后的滑模变结构控制的系统输出电压受温度影响变化较小，具有更好的鲁棒性。
4.结论
通过实验仿真分析，与传统滑模变结构控制的系统相比较，改进的滑模变结构控制系统在其基础上加入积分环节，把指数趋近律控制和等效控制相结合，有效的调节了趋近滑模面时间，使系统跟踪速度更快，并且还具有更好的稳定性和消抖性，抗干扰能力强，鲁棒性好，此外，该方法不仅适合光伏系统，还适合任何Dc，Dc变换电路，应用范围广。
功率自动控制系统 篇4
中国电力需求持续快速增长,能源和负荷分布不均衡,决定了中国电网发展必然以大规模电源集中接入电网、特/超高压长距离交直流大规模电力输送为主要特点。直流输电技术的广泛应用使得电网中出现了多回直流整流侧电气距离较近、逆变侧落点集中的网架结构。南方电网西电东送通道上有4回直流线路并列运行,华中电网与华东电网通过多回直流互联;“十二五”规划中,西南地区的水电将通过多回直流送华东。规划建设的高压直流输电系统多达40回以上,交直流跨区送电通道之间运行关联程度更高、控制要求也更复杂。随着智能电网建设的推进,中国电网调度体制将向一体化调度[1]方向发展,这为多回直流以及交直流系统间的统一管理和协调控制提供了契机。
与交流系统的紧急控制措施相比,利用直流系统的紧急直流功率支援(EDCPS)[2]来改善大扰动下交直流系统的稳定性,控制代价更小,控制也更快速、可靠。文献[3]利用直流功率调制实现故障回路原有的直流功率向其他直流回路转移的紧急转移控制器的设计;文献[4]分析了南方电网直流紧急功率调制的作用;文献[5]阐述了紧急功率支援的本质,并分析了紧急功率支援的数量、起始时刻和功率改变速率等因素对改善系统稳定性的影响。上述文献均指出,直流控制系统在试图增加其传输有功功率的同时,也增加了换流装置吸收的无功功率。特别是多回直流同时提升功率时,无论送端的整流站还是受端的逆变站消耗的无功功率都会大幅增加,易导致交直流电压快速跌落和振荡。
本文分析并推导了直流系统无功功率消耗和有功功率输送的比例关系,指出多回并行直流系统EDCPS时应考虑进行无功功率的协调控制,以更好地兼顾系统的电压稳定水平。
1 换流装置的无功功率特性
以逆变器为例,由文献[6]可以推出直流输送有功功率Pi和消耗基波无功功率Qi的表达式:
式中:E为交流换流母线电压;Xr为换相电抗;T为换流变的变比;δ为熄弧角;γ为换相角。
由式(2)除以式(1),可以得到如下比例关系:
γ可表示为:
式中:Id为直流电流。
将式(4)代入式(3)可知,K与δ, Xr, Id和E有关。图1给出了δ分别取15°, 20°, 25°时,|K|随Id的响应曲线(Xr取0.15, E取1.0)。
由图1可以看出,假定E保持不变,随着Id提升,|K|呈非线性增加。以δ=20°为例,Id为额定值IN时,|K|=0.56;当Id增加到1.5IN时,|K|=0.65,此时换流器消耗的无功功率较输送额定功率时增加了74%。对于整流器,可用触发角α代替γ进行分析。
EDCPS通过功率调制环节并最终通过增大直流电流指令来实现功率的提升。随着Id的增大,换流装置消耗的无功功率较系统正常运行时要大很多。特别是受端电网,由于大多是负荷中心区域,当所在交流系统无法提供充足的无功功率支撑时,将不可避免地影响交直流系统的电压稳定水平。
2 并行直流EDCPS时的无功功率协调控制
南方电网某运行方式下,假定特高压楚穗直流发生双极闭锁故障,0.1 s后切除站内无功功率补偿装置(直流控制系统模型见附录A)。在不采取紧急控制措施的情况下,由于近5 GW的潮流转移到了西电东送交流通道上,将导致部分500 kV母线电压急剧降低,并最终引发系统失稳。假定并列运行的天广、髙肇和兴安3回直流能够按1.5倍的短时(3 s)过负荷能力提供EDCPS,则可大大减轻交流通道的潮流转移压力,电网可保持稳定。表1给出了多回并行直流系统采取EDCPS措施后正常运行(场景1)和故障(场景2)时南方电网内西电东送各交直流通道在广东入口处的潮流分配情况。
图2所示为天广、髙肇、兴安3回直流提供EDCPS时逆变侧直流电压Vd的响应曲线。
通常,直流换流站无功功率补偿装置按正常满载运行时换流器消耗的无功功率配置[7,8]。当各直流系统相互间进行EDCPS时,换流器消耗的无功功率较正常运行时大幅增加,引发交直流电压均快速降低;同时,由于滤波器和补偿电容器提供的无功功率可以用换流母线电压U与容抗XC来表示,即
因此,这些装置发出的无功功率会随着U的下降而减少,这是一个正反馈过程,会进一步恶化系统运行条件。由图2可知,天广直流逆变侧直流电压在动态过程中最低降至约0.65(标幺值,下同),并发生了一次换相失败(δ<8°)。另外,由表1可知,由于直流电压无法保持在额定值,尽管直流电流整定值提高至1.5,3回直流的输送功率并没有达到预期的1.5,直流系统的EDCPS能力未得到充分发挥。
可见,多回并行直流系统的EDCPS要取得比较好的效果,仅自身具备过负荷能力是不够的,有必要针对无功功率和电压协调控制开展进一步研究。
2.1 直流换流站紧急无功功率补偿
针对3回直流动态过程中电压的跌落情况,重点考虑在天广直流配置备用无功功率补偿装置的效果。具体的补偿情况如下:假定天广直流双极输送功率提升至1.5的同时,相应地投入备用无功功率补偿装置。考虑到交流系统可提供部分动态无功功率支援,天广直流的马窝和广州换流站各按输送有功功率的50%进行紧急无功功率补偿。由图3所示的天广直流逆变侧直流电压和熄弧角的响应曲线可知,该措施的实施可以避免天广直流换流器发生换相失败,显著提高采取EDCPS措施期间逆变侧的电压水平。
2.2 保留故障直流线路无功功率补偿装置
直流发生闭锁故障后,控制系统为防止局部过电压通常会切除换流站全部或部分无功功率补偿装置。这样的无功功率控制策略对于单直流馈入系统是合理的。然而,对于多回并行直流系统,各直流换流站间电气距离通常较近且耦合紧密,当相邻的其他直流系统提供EDCPS需要大量无功功率支撑时,应从区域电网电压稳定的角度来综合考虑,充分利用这部分宝贵的无功功率资源。另外,由于这部分无功功率补偿装置始终在电网内,这样在其他直流系统紧急功率提升的初始就能有效支撑电压,提高整个电网的电压稳定水平。图4给出了楚穗直流站内无功功率补偿装置在全部切除、切除一半和全部保留3种情况下,广州换流站和穗东换流站交流母线电压的响应曲线。
仿真结果也表明,故障直流逆变侧穗东换流站处的电压会略有升高,但很快回落,电压的振荡范围在7%以内。系统内其他交流母线也未出现因保留补偿电容器而产生危险的过电压的情况。
2.3 直流功率提升量与交流通道功率转移量的协调
换流站消耗的无功功率和输送的有功功率呈非线性正比关系,通过调整健全直流系统EDCPS的提升量也可协调控制换流站附近交直流电压的稳定水平。按照表2给出的直流过负荷能力与过负荷时间的关系,下面着重考察天广直流系统EDCPS期间功率提升量对交直流电压的影响。
图5给出了天广直流功率分别提升至1.2和1.5时交直流电压的响应曲线。
由图5(a)可知,将天广直流功率提升量适当减少,故障直流线路的潮流适当多地由交流线路承担,一方面可延长直流系统的过负荷时间,另一方面能有效改善直流系统提供EDCPS初期(3 s内)逆变侧的电压水平,避免发生换相失败。由图5(b)可知,在EDCPS初期,邻近西电东送交流通道上承担的潮流转移虽会略有增加,但通道上交流母线电压并不会出现较大幅度的下降。另外,由于受到过负荷时间的限制,当天广直流功率提升至1.5时,由于3 s 后直流系统需要恢复至额定输送功率,将导致此后交流系统承担更多的潮流转移,交流通道上的电压反而会提升至较1.2稍低。
由此可见,在交直流并/混联系统中,1回直流系统发生闭锁,若单纯通过提升健全直流功率,将可能使得直流系统无功功率消耗大幅增加、换流站近区电压出现明显降低。鉴于系统无功功率就地平衡的原则,在交直流协调控制中需要考虑健全直流系统功率提升规模与交流通道功率转移规模之间的平衡问题,进而实现无功功率的合理分布,维持系统电压运行在较为合理的水平。
综上所述,由于多回并行直流系统相互间EDCPS会受到送受端电网结构、输电能力和换流站无功功率支撑能力等多种因素的制约,需根据系统的特点,选择最有效的EDCPS协调控制策略。
3EDCPS时交流系统紧急无功功率支援的探讨
尽管从控制的角度出发,受调度体制的限制,直流系统和交流系统分别运行在不同的控制中心,但是其控制的物理对象——电网却是一个密不可分的整体。通过加强交流系统对直流系统的无功功率支持,可以有效提高大扰动下交直流系统的电压稳定性。可以采取的措施如下:
1)规划设计时,可在直流落点附近就近分散设置小型环保电厂和动态无功功率补偿设备;
2)发电机等可以自适应连续调节的宝贵无功功率资源,正常情况下应保持在上调、下调均有较大裕度的中间位置,以保证应对紧急情况下系统内的动态无功功率储备充足;
3)将可供投切的交流系统并联电容器和可控静止补偿器投入运行。
图6给出了楚穗直流双极闭锁故障后,其他3回直流提供EDCPS时广东阳西电厂1号机无功功率响应曲线(曲线1),曲线2考虑了天广直流紧急投入备用无功功率;曲线3在保留故障直流无功功率补偿装置的同时,天广直流紧急投入备用无功功率。可见,当直流系统进行EDCPS时如果考虑无功功率的协调控制,在保证受端系统电压维持在较为合理水平的同时,能够有效减少受端发电机的无功出力,避免发电机的过励保护动作。
4 结语
本文结合换流装置的无功功率特性,针对多回并行直流系统相互间EDCPS时的电压跌落问题,提出了3种无功功率协调控制策略。针对某实际交直流混联电网进行了时域仿真计算,结果表明,本文提出的控制策略能够显著提高EDCPS时交直流电网的电压稳定水平,改善整个交直流系统的安全性。
多回直流并列、交直流混联输电是中国电网发展的重要特征,直流系统的控制也将从局部控制向立足于全电网的协调控制发展,同时,随着广域测量系统(WAMS)技术的发展,广域信息系统提供了大量互联电网的动态信息,这都为多回并行直流系统EDCPS的实际工程应用奠定了基础。多回并行直流系统EDCPS时如何进行交直流功率的优化分配,以保证交直流输电通道的电压均处于合理范围内,是需要深入研究的方向。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。
参考文献
[1]姚建国,严胜,杨胜春,等.中国特色智能调度的实践与展望[J].电力系统自动化,2009,33(17):16-20.YAO Jianguo,YAN Sheng,YANG Shengchun,et al.Practiceand prospects of intelligent dispatch with Chinese characteristics[J].Automation of Electric Power Systems,2009,33(17):16-20.
[2]LEE R L,MELVOID D J,SZOMLAS D J,et al.Potential DCsystem support to enhance AC system performance in theWestern United States[J].IEEE Trans on Power Systems,1993,8(1):264-274.
[3]余涛,沈善德,任震.华中-华东多回HVDC紧急功率转移控制的研究[J].电网技术,2004,28(12):1-4.YU Tao,SHEN Shande,REN Zhen.Research on emergencypower shifting control of multi-circuit HVDC systems fromCentral China power grid to East China power grid[J].PowerSystem Technology,2004,28(12):1-4.
[4]徐政,高慧敏,杨靖萍.南方电网中直流紧急功率调制的作用[J].高电压技术,2004,30(11):24-26.XU Zheng,GAO Huimin,YANG Jingping.Effect of HVDCemergent power modulation in South China power system[J].High Voltage Engineering,2004,30(11):24-26.
[5]杨卫东,薛禹胜,荆勇,等.南方电网中直流输电系统对交流系统的紧急功率支援[J].电力系统自动化,2003,27(17):68-72.YANG Weidong,XUE Yusheng,JING Yong,et al.Emergency DC power support to AC power system in the SouthChina power grid[J].Automation of Electric Power Systems,2003,27(17):68-72.
[6]浙江大学发电教研组直流输电科研组.直流输电[M].北京:电力工业出版社,1982.
[7]王峰,徐政,黄莹,等.高压直流输电无功管理的原则与算法[J].电力系统自动化,2008,32(4):85-88.WANG Feng,XU Zheng,HUANG Ying,et al.Principle andalgorithms of reactive power management for HVDCtransmission[J].Automation of Electric Power Systems,2008,32(4):85-88.
功率自动控制系统 篇5
摘要：控制技术的数字化是开关电源的发展趋势。相对于传统的模拟控制技术，采用数字控制技术的功率因数校正(PFC)具有显著的优点。详细讨论了采用数字信号处理器(DSP)作为控制核心时的设计事项和方法，最后提出了数字控制技术有待解决的问题。
关键词：数字控制;数字信号处理器;功率因数校正;开关电源
引言
电力电子产品的广泛使用，对电网造成了严重的谐波污染。这使得功率因数校正(PFC)技术成为电力电子研究的一个热点。功率因数校正的目的，就是采用一定的控制方法，使电源的输入电流跟踪输入电压，功率因数接近为1。传统上，模拟控制在开关电源应用中占据了主导地位[1]。随着高速度，廉价的数字信号处理器(DSP)的出现，在开关电源中使用数字控制已成为发展的趋势[2][3][4][5][6]。
本文对实现PFC的模拟控制方法和数字控制方法进行了比较，介绍了采用数字控制的独特优点。详细讨论了采用数字信号处理器作为控制核心时的设计事项和方法。
1PFC模拟控制和数字控制的比较
功率因数校正的模拟控制方法已经使用了多年，也有现成的商业化集成电路芯片(比如TI/Unitrode的UC3854，Fairchild的ML4812，STmicroelectronics的L6561等)。图1(a)是基于UC3854的模拟控制电路结构方框图。电路采用平均电流控制方式，通过调节电流信号的平均幅度来控制输出电压。整流线电压和电压误差放大器的输出相乘，建立了电流参考信号，这样，这个电流参考信号就具有输入电压的波形，同时，也具有输出电压的平均幅值。PFC的模拟控制方法简单直接。但是，控制电路的元器件比较多，电路适应性差，容易受到噪声的干扰，而且调试麻烦。因此，模拟控制有被数字控制取代的趋势。
图1(b)是PFC的数字控制原理框图。类似于模拟方法，使用了两个控制环路：电压环和电流环。电压环通过调节平均输入电流来控制直流总线电压，电流环控制交流输入电流使之跟踪输入电压。控制过程由DSP完成，通过DSP的`软件来实现电流和电压的调节。
数字控制方法具有以下几个优点：
1)通过软件调整控制参数，比如，增益和带宽，从而使系统调试很方便;
2)大量控制设计通过DSP来实现，而用模拟控制器是难以实现的;
3)在实际电路中，使用数字控制可以减少元器件的数量，从而减少材料和装配的成本;
4)DSP内部的数字处理不会受到电路噪声的影响，避免了模拟信号传递过程中的畸变、失真，从而控制可靠;
5)如果将网络通信和电源软件调试技术相结合，可实现遥感、遥测、遥调。
现在，数字控制PFC方法已经在深入研究。文献[7]提出了一个基于模拟仪器公司ADMC401的数字控制PFC方案，如图2所示。为了实现数字控制，模拟控制变量〔包括输入电流iL(t)，输入电压vin(t)和输出电压vo(t)〕必须转换成数字量。将模拟控制变量除以他们相应的参考值(，和)，得到相对值,再由ADC变换器将获得的相对值转换成数字量。其中iL,n，vin,n，vo,n分别表示相应的第n个采样值。
数字控制器包括一个电流环和一个电压环。对于电流环，将指令输入电流减去输入电流iL,n所得的电流误差ie,n输入到电流环数字PI控制器。最后，将控制器输出的占空比Dn输入到PWM产生单元，控制开关S的通断。对于电压环，PFC变换器的输入电导期待值ge,n与输入电压vin,n相乘，得到指令输入电流iL,n*。
2数字控制的实现
在实现一个电力电子系统的实际数字控制器时，需要考虑大量的因素，比如，控制处理器的选择，采样算法和采样频率的确定，PWM信号的产生，控制器和功率电路之间的连接，硬件设计和控制算法的软件实现等。这些因素都会对系统的性能产生很大影响，需要细心设计和实际实验。
2.1微处理器的选择
在设计控制系统时，微处理器的选择需要考虑很多的因素，诸如功能，价格，硬件设计的简单性和软件支持等。现在，已经有多种内嵌有PWM单元和A/D转换等控制外设的DSP芯片可供选择(比如TI的TMS320C2XX系列，AD的ADMCXXX系列，Motorola的DSP56800等)。以TI公司的TMS320C2XX系列为例，它拥有很多良好的特性，比如，多个独立可编程的时钟，50ns指令周期，16位并联乘法器，两通道多路复用的10位A/D转换器，还有片内RAM和EEPROM等。这使得它成为实现功率变换系统数字控制的首选。如果需要进一步降低成本，可以选择STmicro?controller的8位DSPST52x420。
2.2采样算法和采样频率的选择
在设计数字控制器时，选择合适的采样频率起着重要的作用，因为，采样频率直接影响到可完成的功能和数字控制系统的可靠性，因此，它应该在合成控制器之前确定。对于更高的系统带宽要求，应该使用更高的采样频率。然而，采样频率的提高也对字长和数字控制器的计算速度提出了更高的要求。工程设计的目标总是使用更低的采样频率来达到给定的设计要求。
由于Boost变换器的输入电流含有大量谐波。因此，采样频率必须远高于开关频率，输入电流才能不失真地还原。由于开关频率已经很高(>20kHz)，要采用更高的采样频率是困难的，而且，处理器也来不及处理相应的控制计算任务。而使用比较低的频率将产生频谱重叠。虽然可以在A/D转换前加入前置滤波，但是，这样又需要更高的带宽。因此，采样频率选择与开关频率同步，这样，开关纹波就成为隐性振荡，不会在还原信号中出现。这种采样方法在一个周期中只采样一次，称为SSOP(singlesamplinginoneperiod)方法。采用这种采样方法时，有一个采样点确定的问题。电感电流在开关的瞬间存在电流尖峰，如图3所示。显然，应该避免在开关点进行采样，否则系统将不能正常工作。在PFC应用中，输入电流必须跟踪输入电压，而且输出电压要保持恒定，PWM信号将在一个大的范围内变动，因此，这个问题变得更加突出。
为了保证在每次开关周期中确定一个固定的采样点，而且远离开关点，一个简单的设想就是在两个尖峰之间(上升沿或者下降沿)的中点进行采样，即采样平均电流。但是，当上升沿或者下降沿非常窄的时候(即开关的占空比非常窄或者非常宽)，采样信号的准确度仍然会受到开关噪音的影响。如图4所示，如果采用上升沿采样，当导通时间较长时〔图4(b)〕，采样点(Ai)是可靠的，反之是不可靠的〔图4(a)〕。为了克服这个缺点，采用改进的采样算法。这个算法同样是同步采样，但是，采样边沿的选择取决于开关的导通时间。如果导通时间大于关断时间，选择上升沿;反之采用下降沿。这样便很好地避免了开关噪声的影响。而且算法本身简单，计算量少。如图5所示。
2.3PWM信号的产生
为了叙述方便，定义一个开关周期的起点p，如图6所示。对大多数数字PWM单元来说，占空比的值应该在开关周期开始之前装载入寄存器，因此，控制变量的采样应该在p点之前准备好，以便控制算法的计算及时完成。这里采用平均电流控制，选择采样点，得到每个开关周期的输入平均电流测量值。
理想的采样点si和实际采样点sr之间有一个时间延迟τd。τd由两个原因造成，一个是在信号链中低通滤波器产生的相移，另一个是开关S的开关指令和实际开关动作之间的延迟。这样，留给处理器完成控制计算的时间就是τc。延迟τd和计算时间τc共同决定了反馈环路的延迟。
式中：Ts为开关周期。
使用顶点规则采样PWM方法产生开关指令。如图7和图8所示。对于输入信号u在平衡值附近的小偏移，顶点规则采样PWM的响应可以描述为
|gPWM(jω)|=cos(ωTo)(2)
∠gPWM(jω)=wTs/2(3)
式中：To是稳态时开关导通时间的一半。
因为，期望的电流环的带宽在1kHz到10kHz之间(开关频率为50kHz)，PWM的增益趋于统一。因此，顶点规则采样PWM的传输函数可以近似为
2.4电流环和电压环的数字PI控制器
电压环和电流环都包括PI控制器。参看图1，一个数字PI控制器可以表达为
un=A0xn+A1xn-1+un-1(5)
或者
gPI(z)=U(z)/X(z)=(A0z+A1)/(z-1)(6)
等效模拟控制器的传输函数是
gPI(s)=U(s)/X(s)=KPI(1+1/stPI)(7)
因为采样频率有限，当一个模拟转换函数采样生成离散时间函数时，如果模拟函数包含了频率高于1/2采样频率的分量，会发生重叠效应，如图9所示。
为了消除高频分量(频率大于fs/2)的影响，使用Tustin规则
s=2/Ts(z-1)/(z+1)(8)
那么数字控制器的参数A0和A1和模拟等效参数KPI和τPI的关系为
3结语
在功率因数校正领域，模拟PFC控制是当前的工业选择，数字控制是今后的发展方向。将DSP控制应用到功率变换器中有很多优点，比如降低了元器件数量和成本，适应性好，产品升级方便，开发周期短等。而且随着数字控制器的广泛应用，成本有潜力变得更低。使用DSP实现数字控制，需要考虑处理器的选择，采样算法，PWM信号的产生，控制器的设计等多方面的因素。
功率自动控制系统 篇6
(1.青岛远洋船员职业学院 机电系，山东 青岛 266071； 2.上海海事大学 物流工程学院，上海 201306)
0 引 言
在人类发展过程中，能源一直扮演着重要的角色，尤其是在能源危机和环境污染问题越来越突出的今天.光伏(Photo Voltaic, PV)发电、风力发电和核能发电具有巨大的发展潜力，代表着我国能源发展的战略方向.[1-2]太阳能是一种无污染、清洁、取之不尽、用之不竭的能源，利用其进行大规模光伏发电，不但绿色环保，而且对解决我国能源紧张问题具有重大意义.[3-4]
传统的光伏发电系统最大功率点跟踪(Maximum Power Point Tracking, MPPT)方法有：恒定电压法、扰动观察法和电导增量法.文献[5]提出反复递减步长扰动观察法，即每次扰动方向改变时就减小固定的步长值，该方法的缺点在于初始步长和步长变量的选取影响跟踪的速度和精度.文献[6]提出基于黄金分割法的变步长扰动观察法，即每次扰动后缩小电压区间，逐渐逼近最大功率点，该方法的主要缺点是电压区间的选择需要根据现场情况反复调试.文献[7]提出非线性控制的智能方法——模糊逻辑控制，该方法的局限性在于其有效性在很大程度上取决于使用者的经验或控制工程师能否选择正确的误差计算.
文献[5-7]对加负载的电路进行分析，仅考虑MPPT控制算法的选取，即快速准确地跟踪光伏电池的最大功率点，尽可能减小该点处的震荡损耗，没有考虑并网发电中的直流母线稳压的问题.本文设计两级式单相光伏并网发电系统MPPT控制，考虑MPPT控制算法和系统直流母线稳压设计两个方面.其中，MPPT控制算法选取分级式变步长扰动观察法，直流母线稳压采用电压电流双闭环控制.
1 控制策略的选择
两级式单相并网发电系统主要由前级DC/DC变换器和后级DC/AC逆变器组成.相对于单级式结构而言，两级式结构具有DC/DC变换器环节，可在较大范围内改变逆变器的输入电压.两级式结构控制难度较低，易于实现，因此在目前并网运行的光伏发电系统中得到广泛应用.
两级式单相光伏并网系统具有两个单独的功率变换环节，分别实现MPPT控制和逆变并网功能，因此有两种控制策略，分别为基于后级逆变器的MPPT控制和基于前级变换器的MPPT控制.基于后级逆变器的MPPT控制系统结构见图1.前级通过控制Boost开关管的占空比实现母线电压稳定，后级则实现MPPT控制和并网逆变控制.在整个系统中，前后级的控制响应速度要保持一定的协调，确保能量传输的动态平衡.为此，在设计时，前级变换器的响应速度应快于后级逆变器的响应速度.基于前级变换器的MPPT控制系统结构见图2.前级通过控制开关管的占空比实现MPPT控制，后级则实现直流母线稳压和并网逆变控制.为避免功率堆积在直流母线上，要求该系统电压外环控制响应快于MPPT控制响应.
图1 基于后级逆变器的MPPT控制系统结构
图2 基于前级变换器的MPPT控制系统结构
采用后级逆变器MPPT控制，可以较快地实现母线电压的稳定，但是对最大功率点的跟踪是通过前级的稳压控制间接实现的，因此前后级之间存在较大耦合作用，影响MPPT控制性能.相比较而言，采用前级变换器MPPT控制，对最大功率点的跟踪由Boost变换器直接进行搜索实现，且存在母线电容缓冲，因此前后级之间耦合作用小，可取得较好的MPPT控制性能.但该方案存在直流母线电压的波动问题，可通过增大电容或采用光伏电池电压前馈控制进行抑制.[8]
根据上述对两种方法的比较，本文选取前级变换器MPPT控制方案.该方案前后耦合作用小，控制精度高，两级系统中各级变换器具有相对独立的控制目标和功能，有利于系统的模块化设计与集成.
2 控制方法的选择
2.1 前级DC/DC变换器
前级DC/DC变换器采用Boost升压电路，通过采样得到的光伏电池输出电压UPV和输出电流IPV进行MPPT计算，得到光伏电池的输出电压参考值UPV_ref，其初始值可设定为0或参考光伏电池给定的最大功率电压值Um，运行后的调整变化依据MPPT算法进行.将光伏电池的输出电压UPV与UPV_ref进行比较，经PI调节器后生成脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation, PWM)信号控制开关管，实现MPPT控制；DC/DC变换器采用电压电流双闭环控制[9]，其控制结构见图3.图中:G1(s)为电压环PI调节器；G2(s)为电流环PI调节器；UDC为直流母线电压.
图3 DC/DC变换器控制结构
由光伏电池特性曲线可知，光伏电池的输出功率受光照强度和温度等条件的影响.为确保光伏电池的输出功率最大，提高光伏电池的利用率，必须进行MPPT控制.本文选用分级式变步长扰动观察法[10]，其基本思想是：首先给光伏电池电压一个扰动量，然后观测光伏电池输出功率的变化及其变化斜率k(即k=(P(k)-P(k-1))/(U(k)-U(k-1))，根据k选定扰动步长，要求在接近最大功率点时k越小步长越小，使得跟踪更精准.因此,以k=1为界限，当|k|≥1时，认为功率点仍远离最大功率点，继续采用较大的固定步长，即ΔU=ΔU0;当|k|<1时，认为功率点已经靠近最大功率点，根据此时的功率变化选取新的扰动步长，即ΔU=|k|ΔU0.再根据功率变化的趋势判断下次扰动的方向并不断扰动，直到系统最终工作在最大功率点附近.该方法既可保证跟踪速度，又可提高跟踪精度，其流程见图4.
2.2 后级DC/AC逆变器
后级DC/AC逆变电路要实现电流跟踪和直流母线稳压两个功能，因此采用电压、电流双环控制结构.电流内环控制进网电流，保证进网电流为正弦波并与电网电压同频同相;电压外环控制直流母线电压，通过电压外环得到进网电流基准，实现直流母线电压稳定，从而实现整个光伏发电系统的稳定.
图4 改进扰动观察法流程
双闭环结构可以提高系统的动态性能和稳态性能，其系统控制框图见图5.
图5 后级双闭环控制框图
将直流母线电压UDC与参考电压UDC_ref比较,经电压环PI调节器G1(s)调节后作为电流内环的参考值与入网电流IL比较，再经过电流环PI调节器G2(s)的调节后进行全桥逆变，根据功率守恒原理实现电压外环控制.[11]
在控制器参数设计时需要注意的是，内环调节器的响应速度应大于外环调节器的响应速度.这是由于电压外环和电流内环的主要作用分别为维持系统稳定性和电流跟踪,若电流内环响应过慢，则电流的谐波分量较大，很可能不符合入网电流要求;若电压外环响应过快，则轻微的直流母线波动就会使系统不稳定.[8]电流内环为快回路，当其响应足够快时，可忽略响应较慢的电压外环的影响.其内环控制框图见图6.
图6 忽略电网扰动的电流内环控制框图
根据图6可以得到传统L型输出滤波器并网电流闭环控制系统的闭环传递函数为
式中:Kip和Kii为电流内环PI调节器参数;KPWM为逆变桥等效环节增益.为使系统有理想的动态稳定性及较快的响应，可将系统设计为二阶系统.PI调节器的参数用二阶最佳工程设计法整定.PI调节器参数的计算值是一种理论指导值，在实际调试中需要对PI调节器参数予以适当调整.[12]
取适当的Kip和Kii，通过PI调节器对相位裕度和截止频率进行适度调整，观察加入比例调节器且比例为1时闭环的阶跃响应和加入PI调节器时闭环的阶跃响应，见图7.由图7可以看出，加入PI调节器后响应变快，系统的动态响应得到优化.
图7 电流闭环阶跃响应对比
由于电流内环的动态响应远快于电压外环，为简化系统的控制结构和分析，在设计电压环调节器时可以将电流内环的控制等效为一个二阶系统.[13]假设电网电压幅值为Ug，并网电流有效值为Ig，直流侧母线电压和电流分别为UDC和Iin.根据功率守恒原理，有UDCIin=UgIg/2.令KRMS=Ug/(2UDC)，则Iin=KRMSIg.根据直流侧电压和电流关系，可得
式中:C为直流母线电容值;UC为直流母线电容电压，UC=UDC.由此可得电压外环的控制框图，见图8.
图8 电压外环的控制框图
根据图8可得,增加PI调节器后电压外环的开环传递函数为
Gvo(s)=
为方便控制器的设计，参考电流内环的PI调节器的参数设定思路，当在低频段幅频特性满足一定条件时，可以把电压外环的闭环传递函数进行降阶处理，使得电压外环近似为一个二阶系统，再根据二阶系统的特性选取适当的截止频率和阻尼系数，整定PI调节器参数.
取适当的Kvp和Kvi，可以得出增加PI控制环节后的系统伯德图，见图9.从图中可以看出，截止频率为48.5 Hz，相角裕度为35°.
图9增加电压PI控制时的伯德图
3 建模仿真
表1 光伏电池参数
运用PSIM 9.0对两级式单相光伏并网发电系统进行建模仿真.采用PSIM 9.0自带的光伏电池模块，其各项参数见表1.
仿真中设定:母线电压(400±10)V;开关管频率f=20 kHz;最大功率点跟踪的调节频率100 Hz;工作在标准状况下.当t=0.5 s时，将光照强度由1 000 W/m2变为700 W/m2.仿真结果见图10.图中，Pcell为光伏电池输出功率，Pmax为光伏电池最大功率.由图10可以看出，经过短暂的调节后，系统趋于稳定.由图10(c)可以看出，当t=0.5 s时，Pmax由3.3 kW跃变为2.051 kW，Pcell仅在该时刻出现较大波动，但调整迅速，与Pmax几乎一致.
(a)电感电流
(b)直流母线电压
(c)光伏电池功率
稳定时的仿真波形见图11.由图11(a)可以看出，电感电流(IL1)波形为标准正弦波，且相位与电网电压相位一致.由图11(b)可以看出，系统稳定时，Pcell波动在10 W内，UDC符合(400±10)V的要求，稳压效果良好.
(a)电感电流
(b)直流母线电压
(c)光伏电池功率
4 结 论
设计在两级式单相光伏并网发电系统中的MPPT控制策略，采用基于前级变换器的MPPT控制系统结构，其中MPPT控制算法采用分级式变步长扰动观察法，直流母线电压稳压及入网电流跟踪采用电压外环、电流内环的双闭环控制.3 kW光伏发电系统的仿真验证表明，该控制结构及控制方法可以快速实现MPPT及直流母线稳压，并且入网电流波形可满足并网需求.
参考文献：
[1]HUA C, SHEN C. Comparative study of peak power tracking techniques for solar storage system[C]//Applied Power Electronics Conf Exposition, 1998. IEEE, 1998, 2: 679-685.
[2]冯垛生, 张淼, 赵慧, 等. 太阳能发电技术及应用[M]. 北京: 人民邮电出版社, 2009: 1-28.
[3]KITANO T, MATSUI M, XU D. Power sensorless MPPT control scheme utilizing power balance at DC link-system design to ensure stability and response[C]//Ind Electron Soc, 27th Annual Conf IEEE. IEEE, 2001, 2: 1309-1314.
[4]BRAMBILLA A, GAMBARARA M, GARUTTI A,etal. New approach to photovoltaic arrays maximum power point tracking[C]//Power Electronics Specialists, 30th Annual Conf IEEE. IEEE, 1999, 2: 632-637.
[5]LIU F, ZHOU Y, YIN J,etal. An improved MPPT arithmetic and grid-connected control strategy for single-stage three-phase PV converter with LCL filter[C]//Ind Electro Applications, 3rd IEEE Conf. IEEE, 2008: 808-813.
[6]SHAO R, CHANG L. A new maximum power point tracking method for photovoltaic arrays using golden section search algorithm[C]//Electr Comput Eng, Canadian Conf. IEEE, 2008: 619-622.
[7]苏海滨, 王光政, 王继东. 基于模糊逻辑双环控制的光伏发电系统最大功率跟踪算法[J]. 电力系统保护与控制, 2010, 38(21): 215-218.
[8]张兴, 曹仁贤. 太阳能光伏并网发电及其逆变控制[M]. 北京: 机械工业出版社, 2010: 181-228.
[9]刘玉朋, 夏东伟, 何占宁. 光伏发电系统中双环电流模式Boost变换器的研究[J]. 低压电器, 2011(17): 24-27.
[10]LUO Fang，XU Pengwei，KANG Yong,etal. A variable step maximum power point tracking method using differential equation solution[C]//Ind Electron Applications, 2nd IEEE Conf. IEEE, 2007: 2259-2263.
[11]KOBAYASHI K, TAKANO I, SAWADA Y. A study of a two-stage maximum power point tracking control of a photovoltaic system under partially shaded insolation conditions[J]. Solar Energy Mat Solar Cells, 2006, 90(18): 2975-2988.
[12]SANDROLINI L, ARTIOLI M, REGGIANI U. Numerical method for the extraction of photovoltaic module double-diode model parameters through cluster analysis[J]. Applied Energy, 2010, 87(2): 442-451.
一种CDMA系统功率控制新算法 篇7
:对于CDMA系统而言, 由于无线通信网络频谱资源紧张、传输信道不可靠而且用户具有移动性。如果能很好的控制发送功率就可以减小同信道干扰, 提高系统容量以及延长移动用户的电池寿命。而功率控制的实现目前有两种思路:一是可以看成一种优化问题, 即, 在所有链路的信干比均大于某个目标值, 确保服务质量的前提下, 尽可能最小化用户发射功率。另外一种思想是基于博弈理论, 将分布式功率控制看作一类非合作博弈, 各用户努力最大化自己的效用函数或最小化自己的代价函数, 并以此为目标来控制资源的分配而不考虑其它用户[1,2]。
本文从博弈论入手, 对代价函数进行分析, 构建一种无源控制框架, 从而得到一种新的移动台功率更新算法, 实现了CDMA上行链路功率控制系统的稳定性控制。
1. CDMA功率控制的无源理论分析
为简化分析, 考虑一个单小区无线通信系统, 假设系统共有K个移动用户, 不考虑小区间存在的干扰, L表示系统扩频增益, h1表示用户i的链路增益, 信道为高斯信道, 为σ2接收端的信道噪声功率, 用户i的发射功率表示为pi, 用户发送的最大功率为Pmax, 根据博弈理论可以构造用户代价函数为;
上式 (2) 中, ui是用户效度参数, p1 (pi) 表示用户的价格函数, 对上式求导, 考虑实际发送功率应为非负值, 故:移动台功率更新由下式确定:
则:包含基站和移动台的功率控制系统可采用下面原理框图表示:
证明:对前向系统, 构造能量函数:
而上式右端小于零, 故, p*为全局渐进稳定点取值[5]。进一步, y*为对应的全局渐进稳定时的取值。恰当选择正、实转移矩阵A、B、C、D前向链路可进一步变换为图2。
通过以上分析, 由图2可得到新的移动台功率更新算法:
2. 仿真分析
假定无线系统包含1个基站, 6个移动台, 小区半径为1000, 用户在小区中随机分布;信道噪声均值为0, 方差σ2=0.01, 用户初始发射功率Pmax=1000, 链路增益hi=1/ (i+1) , i=1, 2…N, 用户参数ui=100。通过仿真可见, 新的更新算法有很好收敛性, 到达平衡点的迭代次数 (图6中迭代50次) 远小于传统算法的迭代次数 (图5中150次) ;同时, 调整功控算法中不同的A、B、C、D值, 可实现不同的系统性能。充分体现了这种算法设计的灵活性, 仿真结果如下:
3. 总结
本文基于无源控制理论, 得到CDMA系统一种新的上行链路功率控制算法, 并对算法进行了数值仿真和分析, 证明了该算法的有效性和收敛性;今后工作是研究反向链路的无源特性, 并分析该算法的鲁棒性。
参考文献
[1]Yu Wen.Passive equivalence of chaos in Lorenz system[J].IEEE Transaction on Circuits and Systems-I:Fundamental Theory andApplications, 1999, 46 (7) :876-878.
[2]John T.Wen and Murat Arcak.A Unifying Passivity Frameworkfor Network Flow Control IEEE Transactions on Automatic Control, Feb2004, Vol.49 Issue p162-175, 13p;DOI:10.1109/TAC.2003.822858; (AN12464154)
功率自动控制系统 篇8
本系统综合利用PLC技术、组态王技术、高精度数据采样和处理技术, 通过对发射机和机房环境进行自动监控, 可取代人工操作, 实现对设备的精准控制, 保证大功率短波发射机安全、高效地运行。
2 系统架构设计
本系统由上位机、下位机 (PLC) 及附属硬件电路3部分组成。上位机远程读取并处理下位机现场数据, 完成对设备运行状态的实时监测、故障报警、日志记录与历史数据查询等功能。同时, 负责向下位机发送系统控制指令。用户可以在上位机进行系统管理、参数设置、模式切换等操作。下位机负责对现场数据进行采集 (如水温、水压、室温和开关量等) , 并对控制对象 (如冷凝器风机、室内 (室外) 风阀电机、水洗风机/水泵等) 进行半/自动控制, 同时负责向上位机传送设备运行状态数据。自动化改造中保留了原有手动现场控制功能, 自动/手动模式可切换。采用手动模式时, 使PLC自动控制失效。系统结构见图1。
3 上位机系统设计
上位机监控系统采用组态王Kingview6.55编程, 该软件提供了良好的人机交互界面。以动画形式实时显示设备运行状态, 提供了功能强大, 方便易用的报警窗口、实时趋势曲线、报表和图库系统等。拥有丰富的设备驱动程序和灵活的数据链接功能。该软件将所有下位机分别看作不同的外部设备。运行过程中, 该软件通过驱动程序与外部设备交换数据。工作人员在上位机界面进行操作时, 直接发出控制指令, PLC接到指令信号后, 控制相应继电器动作, 进而驱动被控设备。同时, PLC将接收到的操作完成信号和实时运行状态信号送到上位机系统显示。数据库使用SQLServer 2000。上位机监控系统主要完成对系统运行状态的监测及半自动/自动控制。主要功能如下。
3.1 监控功能
上位机监控系统分为半自动/自动两种控制模式进行监控, 可点击切换按钮在两种模式下进行切换。自动控制状态下, 由下位机 (PLC) 进行控制;同时, 向上位机提供监测数据。半自动控制时, 可通过点击相应设备开关来进行操作。监控界面见图2。
3.2 报警功能
当采集数据与设置的报警阈值相符合, 即系统运行不正常时, 系统会通过屏幕显示报警和本地语音报警发出告警信号, 提示用户进行人为干预。
3.3 报表统汁和查询功能
系统能按预先规定的格式和内容, 定时进行日、月、年各种报表的统计处理。工作人员可随时查询实时数据报表和历史数据报表。
3.4 用户管理功能
系统对不同层次和职责的使用人员, 分别设置不同的访问操作使用权限, 避免未授权的人员随意修改参数设置或者查看。而授权需要进行分级控制, 不同级别的用户只能进行自己这个级别内所允许的操作, 防止越权操作, 保障系统的安全性。
3.5 系统参数设置
用户可以根据设备运行情况及环境参数的变化对相关设置进行修改, 以达到设备安全、可靠运行的目的。
4 下位机系统设计
4.1 下位机软件设计
下位机程序使用CX—Programmer 5.0编写。
下位机软件设计主要包括以下3个功能模块, 分别是控制模块、故障告警模块、显示模块。各模块功能如下。控制模块:在手动、自动、半自动3种状态下均可实现对室内、室外风阀, 卷闸门, 水洗风水泵, 水洗风风机, 轴流风机等的精确控制。故障告警模块:当发生主、备水泵互倒, 水位过低, 室内、室外风阀开、关超时, 卷闸门开关超时等状况, 系统发出告警指示。显示模块:将采集到的实时数据准确显示在监控界面。具体包括发射机水温, 冷凝器室温湿度, 后厅温、湿度, 前厅温度, 室外温度, 室内、室外风阀运行状态, 水洗风风机、水泵运行状态, 发射机水泵运行状态, 轴流风机运行状态, 配电室温、湿度, 排风机运行状态, PLC时间显示, 系统时间显示等。
下位机自动恒温控制流程见图3。
4.2 下位机硬件设计
考虑到本系统工作在大功率、强磁场的环境下, 对于硬件选型和设备安装要求很高。为了减小强磁场对设备正常运行带来的干扰影响, 在实现系统功能的同时, 要根据相关知识及实验结果在线路的电气设计、线路敷设、接地设计、器件安装等方面优选出最佳方案。下位机硬件选型见表1。下位机硬件结构见图4。
5 抗干扰措施
由于短波发射机房处于高频环境, 本系统调试及试运行期间, 信号的干扰问题尤为突出, 通过分析解决, 已经正常运行, 现将采取的抗干扰措施总结如下。
5.1 开关量抗干扰措施
上/下位机采用RJ45网络通讯方式, 数字信号抗干扰能力强。使用带隔离、抗干扰能力强的PLC数据采集模块并将其置于屏蔽机箱内。对现场数据就近采集并做数字化处理, 在远程实施控制的“分布式采集-集中控制”模式。
5.2 模拟量抗干扰措施
采样数据中发射机冷却系统温度数据干扰最为严重, 通过示波器可以看出有明显的高频干扰。通过使用带屏蔽层双芯线缆, 屏蔽层与地连接。并且在PLC模块端和取样端分别加装高频滤波器及幅度滤波器后正常。
对发射机冷却系统水位传感器所在的水箱外壳用宽铜皮进行高频接地, 彻底解决水位传感器被干扰严重的问题。
5.3 电源抗干扰措施
PLC和24VDC开关电源来自大型UPS供电, 有效排除来自电源的干扰。从模块端到取样端直接用双芯屏蔽线连接, 观察数据, 效果良好, 干扰明显减少。
对于长距离供电线路, 其中寄生的射频干扰不能忽视。通过设计合理的供电电路, 尽量缩短线缆, 有效降低了干扰的存在。
6 总结
核反应堆功率调节系统控制特性研究 篇9
1 控制方案和原理
反应堆功率调节系统的主要任务是通过功率调节来抑制反应堆的反应性扰动, 保证反应堆的功率维持在一个相对高效、稳定的水平上。经多次理论和实践研究表明, 以反馈为基础的半实物反应堆闭环控制系统PID控制方案能够在一定程度上提高核反应堆的功率, 是目前最优的选择。
2 系统结构
半实物反应堆闭环控制系统的结构主要包括反应堆模拟器、控制器和棒控接口电路三大部分。反应堆模拟器采用了1台PC机, 通过Matlab的实时代码生成器生成反应堆的动态特征;控制器的主要功能是监测当前核功率的测量信号, 将功率值按照预定的调节算法进行计算并比较功率值, 最后产生控制棒的操作信号, 其计算方法通常是PID控制算法;棒控接口电路的工作原理是在接收到控制棒的信号后输出转动控制信号、转速控制信号和转向控制信号, 其中, 转速控制信号在0~20 m A模拟量之间, 从而通过一系列的输出动作完成限制核反应堆功率动态偏离的任务, 达到维持一定功率水平的目的。
3 仿真试验
半实物反应堆闭环控制系统是在数字模型的基础上按照偏差比例P、微分D和积分I来实现系统控制, 主要包括实时化的堆芯模型、步进电机、步进电机驱动器和功率调节装置。除了堆芯以外, 其余设备均与实际反应堆一样。
3.1 调节棒位置对PD参数的影响
在本次半实物反应堆闭环控制系统的试验反应中, 我们将反应堆的维稳功率即额定功率设置为20 MW, 所需要达到的试验效果是在其他PD参数保持不变的情况下, 对由调节棒位置的变化所引起的功率调节系统控制特性进行研究, 其结果如图1所示。
从图1中可以看出, 在功率相同的条件下, 调节棒的位置对系统控制的特性有较大的影响。将控制棒在有效区域内的增大比例缩放, 缩小微分的作用会更加明显, 更能够达到维持一定功率水平的性能目标。因此, 也可以考虑让调节棒在不同区域采用不同PD参数将相关的影响降到最小, 甚至无影响。
3.2 控制器参数对调节的影响分析
控制器参数对系统控制特性的试验分析可以从比例的作用入手。在相对固定的1 MW情况下, 通过设定相对稳定的微分作用对斜坡扰动和阶跃扰动的响应图进行分析。根据试验结果, 当比例值Kp=40时, 控制时间和斜坡阶跃响应的超调量满足试验需求;在微分作用的试验中, 当Td=1.7时, 所产生的静态偏差最小, 振动次数也最小, 符合给定的控制目标。
3.3 负扰动和正扰动的影响分析
在区别负扰动和正扰动的试验中, 正扰动的影响可通过调节棒位置的改变、燃耗的调节、控制参数比例的调节来达到预期试验目标;而在负扰动控制效果的试验中, 则可以采用相同的PD参数, 加入正、负阶跃扰动和斜坡扰动, 其控制特性相同, 且完全能够满足目标需求。由此证明, 负扰动的功率调节系统控制特性较之正扰动稍好。
4 结束语
上述试验过程和结果表明, 控制棒在不同区域内的不同位置引起的反应不同。要达到最好的控制效果, 实现最佳的调节性能, 就要改变控制器的参数。在PD参数值相同的情况下, 燃耗不同也能够达到自动控制的性能指标。由此, 燃耗对功率调节系统控制特性的影响并不大。总之, 要充分发挥系统控制的特性, 就必须对多方面因素进行综合考虑, 达到各种技术指标, 对反应堆功率调节系统的设计和运行起到最为直观的效果。
摘要：新型研究反应堆的功率自动调节系统缺乏相应的设计基础参数和依据。核反应堆的功率调节系统还需要在无经验借鉴的情况下, 通过半仿真试验对反应堆功率调节形同的控制参数和控制性能进行研究, 从而得到最优化的控制参数及其与棒位、燃耗之间的关系, 以及正负扰动对功率调节系统控制性能的影响, 为反应堆功率调节系统的设计和投入使用奠定基础。
关键词：核反应堆,功率调节系统,半仿真试验,调节棒
参考文献
[1]黄超群, 张承维.专家PID控制在流量系统中的仿真与分析[J].现代机械, 2011 (3) :3-4.
多通道光功率自动监测系统的设计 篇10
光纤通信行业的迅猛发展, 光纤入户 (FTTH) 的持续推进, 目前3G/4G网络的改造, 推动了相关光纤传输检测设备的升级换代。光传输系统中光纤链路损耗直接影响光纤通信系统的传输质量, 对于光纤链路损耗的实时监测是保证光纤通信系统正常工作的前提。目前, 大芯数光缆应用日趋广泛, 随之而来的光分支器件 (特别是光分路器) 的通道也日渐增多, 因此亟需具有多路监测功能的光纤测试设备。光功率计是最基本的光纤检测设备, 它与激光光源的组合可以测试光分支器件的插入损耗和光纤光缆链路的损耗, 由此本文提出了一种多通道光功率自动监测系统的设计方案。
1系统的设计指标
该多通道光功率自动监测系统的设计原理是通过采集高分光比分路器分出的一小部分光功率进行分析, 从而在不间断光通信的情况下, 达到监控工作线路光功率变化的目的。该系统的设计指标是可以实现最多16路的光功率实时监测, 有效地解决多芯光缆以及多路分支器件在机械和环境试验时的光功率自动监测问题, 同时系统还具有双波长实时切换以及温度实时显示的功能。为了能够对光纤链路损耗进行实时监测, 光纤测试设备必须有较高的精确度和稳定度。此外, 该系统工作波长为1310nm/1550nm, 功率测量范围为0~70dBm, 功率测量准确度为±0.2dB, 插入损耗分辨率为0.001dB, 光源输出接口类型为FC/APC, 光源输入接口类型为FC/2.5mm万能, 工作温度范围为0~45℃。
2系统的组成
2.1硬件组成
该多通道光功率自动监测系统的实物照片如图1所示。该系统的硬件组成如图2所示, 主要由光开关模块、多路光电二极管模块、多路跨阻抗程控放大器模块、温度传感器模块、模数转换器模块、单片机数据处理模块等组成。
两个不同波长光源分别输入光开关, 通过光开关可无需重新拆接线路就能实现对双波长光源的切换, 从而实现在不同波长下对工作线路的监测。为了能在测试过程中快速实现双波长监测, 选用的光开关响应速度可达ps级。多路光电二极管模块的主要作用是将光信号转换成电信号, 采用的光电探测器InGaAsPIN管具有较快的响应速度、较高的分辨率与灵敏度、超高的转换效率以及较低的暗电流等特性, 从而确保光电转换的高可靠与高效率。多路跨阻抗程控放大器模块的主要作用是将经过多路光二极管转换后获得的电流信号转换成电压信号, 并对电压信号进行进一步斩波、检相、放大、滤波处理, 并通过电子开关组输入模数转换器, 以便后期单片机处理。温度传感器 (AD590) 模块的主要作用是将温度信号转换电流信号, 通过I/V变换器转换成电压信号, 经过电子开关组输入至16位模数转换器, 经计算校准处理得到温度数据, 使系统实现温度实时显示。模数转换器模块的主要作用是将电压信号进行模数转换, 将多路模拟信号转换成多路串行数字信号。其核心器件16位模数转换器具有自动校准和自动补偿功能, 可保证模数转换精度和可靠性。如果采用单片机对整个模数转换过程进行控制, 可进一步提高模数转换精度。单片机数据处理模块的主要作用是将模数转换后的数字信号进行滤波处理, 同时通过浮点运算和对数运算, 将每一路实时采集到的光功率数据、参考光路光功率数据和温度数据通过RS232接口送至计算机进行后续处理并实时显示出来。
2.2软件程序
该多通道光功率自动监测系统的软件由多种程序组成, 包括多路光功率自动监测主程序、数据存储子程序、温度检测子程序、RS232串口子程序、显示子程序等。多路光功率自动监测主程序是该系统软件的核心, 流程如图3所示, 其对系统采集的多路光功率Ii进行实时监测, 同时对光源的光功率波动Iref进行修正, 最后将修正后的Itol与温度检测子程序产生的Itemp通过RS232串口输出到计算机。
3系统稳定度的控制
IEC标准和YD/T标准均对光纤、光缆、光 器件在机械和环境试验过程中的损耗变化量的监测提出了严格要求[1,2], 我们参考IEC标准中的相关规定“只有 在机械试 验过程中 光纤损耗 变化≤0.03dB, 才可以判为无明显变化”, 故提出该多通道光功率自动监测系统稳定度的设计要求为:短时间 (15min) 稳定度应优于0.01dB, 长时间 (>8h) 稳定度应优于0.02dB。图4为该多通道光功率自动监测系统联机调试时搭建的具体测试框图。在系统本体的稳定度调试过程中, 我们将分路器各输出端直接短接到多通道自动监测系统功率计端口, 同时我们选取其中1路作为参考光路。
调试中发现影响该系统稳定度的因素主要有光源、光分路器以及连接方式等。我们采用的光源是EXFO公司的半导体激光器 (LD) , 虽然该光源有自动功率控制电路和自动温度控制电路, 但在长时间使用过程中难免还会有光源波长与输出功率的波动。参考光路的采用就是将光源波动对系统稳定度的影响消除。此外, 在调试过程中, 我们发现光分路器的PDL (偏振相关损耗) 、TDL (温度相关损耗) 和接头端面类型均对系统的稳定度有很大的影响。尤其是光分路器的PDL, 其对环境应力的敏感性也特别大, 当光分路器本体或其连接跳线受到环境应力 (触碰、压迫、弯曲等) 时, PDL会明显增大, 从而导致系统稳定度的劣化, 因此应确保光分路器本体及其连接跳线不受环境应力的影响。为了改善分路器TDL的影响, 我们将传统的熔融拉锥型分路器改为玻璃基 离子交换 型分路器, 且其PDL小于0.05dB。此外, 当光分路 器的接头 端面采用FC/APC时, 系统的稳定度明显比采用FC/PC时要好。这是因为APC采用带倾角的斜面, 即使光纤折射率分布不均匀, 反射光不会从原路返回耦合面。因此, 接头端面采用FC/APC。经过上述改进, 最后该多通道光功率自动监测系统稳定度的实测曲线如图5所示, 可见其短 时间 (30 min) 最大稳定 度约为0.005dB, 优于设计要求的0.01dB, 长时间 (16h) 最大稳定 度约为0.016dB, 优于设计 要求的0.02dB。
4结论
基于在光纤通信领域多年积累的测试经验对该多通道光功率自动监测系统进行了设计, 并制作了成品, 在实际调试和使用过程中也完全达到了设计要求。该系统可实现光纤光缆及其组件的损耗过程监测, 特别适合光纤入户、网络改造以及光网融合等领域的应用。随着光纤产品的推陈出新、层出不穷, 对光纤传输检测设备的精度、稳定度以及测试工作效率提出了挑战。目前国内外多路光功率计较少, 而且具有自动监测功能的几乎没有, 该系统填补了上述国内光纤测试领域的空白, 具有一定的经济效益与社会效益, 由此申报了国家发明专利, 并获得了国家专利局 的正式批 复并公开 (专利公开 号:CN103438995A) 。
参考文献
[1]IEC.IEC 60794-1-2—2003光缆第1-2部分:总规范光缆基本试验规程[S].2003.
【功率自动控制系统】相关文章：
自动功率电平控制06-04
无功功率自动补偿控制器使用说明书04-26
挖掘机液压系统功率控制方式及性能分析09-11
功率双向控制06-16
功率解耦控制06-18
功率控制稳定性06-10
直流固态功率控制器05-25
风功率预测系统设备08-09
大功率远程供水系统05-16
基于模糊控制的光伏发电最大功率点跟踪10-10