混合型有源滤波器

混合型有源滤波器（精选十篇）

混合型有源滤波器 篇1

近年来,为了治理电力电子装置和非线性负载产生的 谐波,有源电力 滤波器得 到了广泛 的关注[1,2,3,4,5,6,7,8]。有源电力滤波器主要分为以下四大类:1传统的并联型有源电力滤波器[9,10],这是目前产业化的有源 滤波方案;2其他并联 型有源电 力滤波器[11,12,13],主要包括采用注入电路方式的有源电力滤波器、基于单周控制的有源电力滤波器和基于低漏抗变压器的有源电力滤波器;3混合型有源电力滤波器[14,15,16,17,18,19],主要包括并联无源和串联有源电力滤波器相结合的方案、无源和有源电力滤波器串联连接的方案和基于基波磁通补偿的串联有源电力滤波器;4统一电能质量控制器[20]。

在这些有源电力滤波器中,串联混合型有源电力滤波器采用较小容量的有源滤波器和并联无源滤波器结合完成大容量的滤波任务,可以降低成本,具有很高的性价比[21,22]。串联混合型有源滤波器中最具代表性的有两种,一种是并联无源和串联有源电力滤波器相结 合的混合 型方案,这种方案 由Peng F.Z.等人提出[14],其工作原理为:将一个电流互感器一次侧串联接在电力系统和谐波源之间,根据瞬时无功功率理论检测出系统的谐波电流,采用脉宽调制(PWM)逆变器产生与系统的谐波电流成一定比例(K倍)的谐波电压施加在电流互感器的二次侧,这样有源滤波器对谐波而言相当于阻值为K的电阻,而对基波阻抗为零。另一种是基于基波磁通补偿的串联有源电力滤波器[19],这种滤波器通过检测变压器一次侧的基波电流,并采用电压型PWM逆变器来产生一个基波补偿电流。将此补偿基波电流注入串联变压器的二次侧,当二次侧注入基波电流和电网电流中的基波成分满足基波补偿条件时, 串联变压器对基波呈现变压器一次侧漏阻抗,而对谐波呈现励磁阻抗。这两种滤波方法中,串联混合型有源滤波器不是直接补偿谐波而是起到提高系统谐波阻抗的作用,从而使谐波流入无源支路,所以一般容量不大。但是第1种有源滤波器中串联有源部分等效为一个K值的纯电阻阻抗,该值不会随着谐波次数的增加而增大,所以系统中还需要很多无源支路,而且系统对K的取值范围要求较高,设计不好可能导致系统稳定性问题。第2种方案中串联有源部分等效为一个感性阻抗,随着谐波次数的增加, 该等效感性阻抗也会随之增大,所以系统无需加很多的无源支路,但是系统对闭环电流控制的精度要求很高。

为了解决上面两种系统的矛盾,使串联有源部分呈现与谐波次数成正比的感抗,同时具有较小的逆变器容量,本文首先提出了一种新型可调电抗器的控制方式,其基本思路为:检测变压器一次侧的电压,采用一个电力电子逆变器跟踪该电压,从而产生一个可调输出的电压,将该可调电压施加到变压器的二次侧,则变压器一次侧呈现为可调电抗器。在此基础上,将该新型可调电抗器应用到谐波治理中, 提出了一种新型有源电力滤波器,其中可调电抗器串联在电力系统和谐波源之间,检测变压器一次侧的谐波电压并采用电力电子逆变器产生一个谐波电压施加到变压器的二次侧,则变压器一次侧对基波呈现变压器一次侧的短路阻抗,而对于谐波呈现为一个高阻抗,起到了隔离谐波的作用,从而构成一种高性能的有源电力滤波器。该滤波器具有滤波效果好、滤波器结构和控制简单、电力电子装置容量小等特点。

1 新型可调电抗器的原理

该可调电抗器的单相原理图如图1所示,其中包含变压器、逆变器和正弦脉宽调制(SPWM)电压控制系统,令变压器一次侧绕组AX的匝数为W1, 二次侧绕组ax的匝数为W2,一次侧与二次侧的匝比为k=W1/W2,按照变压器惯例选择正方向,该变压器的T形等效电路见图2(i2折算到变压器一次侧后为i2′)。变压器一次侧的电流为i1,检测变压器一次侧电压u1,并采用一个电压型逆变器跟踪此电压从而产生一个电压u2,将u2注入变压器的二次侧,这时变压器成为一个双边励磁系统。图1中: lf2和cf2分别为逆变器开关频率的滤波电感和滤波电容;α 为被控参数(不同于变压器的变比k)。

根据图2,可得变压器的电压方程为:

式中:分别为变压器一次侧电压和变压器二次侧折算到一次侧的电压;分别为变压器一次侧电流和变压器二次侧折算到一次侧的电 流;Z1=r1+jωl1σ为一次侧AX线圈的漏 阻抗; Z2′=r2′+jωl2σ′为变压器二次侧折算到一次侧的漏阻抗;Zm=rm+jωlm为变压器励磁阻抗。

当二次侧施加电压源与一次侧电压满足一定倍数关系时,即

联立式(1)至式(3),得到

则一次侧等效阻抗为:

二次侧等效阻抗为:

由式(6)可知,从AX端看进去,变压器呈现的阻抗为一个可变量,其大小与α 满足一定比例关系, 变压器一次侧的等效阻抗曲线如附录A图A1所示 (设此时Z1=Z2′=0.112Ω,Zm=12.56Ω)。当通过控制变压 器二次侧 与一次侧 的电压倍 数满足 -Z2′/Z1<α<1时,则有Z1<ZAX<Z1+Zm+ (Z1/Z2′)Zm。

因此,通过调节α 的大小,变压器的一次侧便会呈现一个无级可调阻抗。该原理可用于很多柔性交流输电系统(FACTS)装置和消弧线圈中,例如:在统一潮流控制器(UPFC)[20]和晶闸管控制串联电容器(TCSC)[23]中,只需连续改变系统阻抗便可以控制线路潮流。在故障电流限制器(FCL)中[24],正常运行时可调电抗器呈现很小的一次侧漏阻抗,对系统基本没有影响,当出现故障通过一定控制立即使 α=1,该可调电抗器为高阻抗,从而将故障电流限制在一定范围内。

新型可调电抗器中关键技术是电压跟踪,本文采用SPWM电压控制方式,此时可调电抗器的结构如图3所示。其中:h为霍尔电压传感器增益;β为与被控参数α 一一对应的可调增益;电压采样和滞后环节的传递函数表示为Gdi(s)=1/(1+sTdi);电压型逆 变器环节 的传递函 数GPWM(s)=KPWM/ (1+sTPWM)。

系统输入侧的导纳传递函数为:

根据系统控制原理可知α=βhKPWM根据系统控制原理可知α=βhKPWM。新型可根据系统控制原理可知α=βhKPWM。新型可调电抗器只是一个执行单元,当该可调电抗器用在某个控制系统中时,举例来说,如果要稳定变压器一次侧电压(即将变压器一次侧电压作为被控量),可检测变压器一次侧的实际值,将电力系统电压和负载一起考虑进去,通过增加调节器来进行闭环控制。

2 新型串联混合型有源滤波器的原理

图4为带有谐波负载的新型串联混合型有源电力滤波器的结 构图。图中:TV为电压互 感器;Ls为系统阻抗;Us为系统电压。无源滤波器由3次和5次LC滤波器组成,它和一个谐波源并联在一起。 串联变压器的一次侧AX串联在电网和谐波源之间,设一次侧的电压为u1,变压器二次侧和一个电压型逆变器接在一起,Ud为逆变器的直流侧电压, lf3和cf3分别为逆变器开关频率的滤波电感和滤波电容。

谐波检测电路用来检测变压器一次侧的谐波电压u1(n),以谐波电压u1(n)为参考信号,采用一个电力电子逆变器产生一个谐波电压u2(n),将u2(n)施加到变压器的二次侧,对于基波和谐波则有如下结论。

1)对于基波,由于并联变压器二次侧没有施加任何基波电压,则该并联变压器一次侧对基波呈现短路阻抗,其等效电路如图5所示。忽略掉励磁支路,谐波的等效阻抗ZA(1X)=r1+r2′+j(x1+x2′)。

2)对于n次谐波,根据式 (6),当 α=1,即时,变压器一次侧的谐波等效阻抗为ZA(nX)=Z1+Zm+(Z1/Z2′)Zm≈2nZ(m1)。

从上面分析可知,变压器一次侧对基波呈现为短路阻抗(该值很小,对系统基本没有影响),而对谐波呈现为高阻抗,基波短路阻抗远小于谐波的高阻抗,有源滤波器部分提高了系统对谐波 (而不是基波)的阻抗,起到了谐波隔离的作用,谐波电流被迫流入无源滤波器支路。该高阻抗主要表现为感抗性质,随着谐波次数的增加而增加(而不是Peng F.Z. 等人提出并联无源和串联有源电力滤波器相结合的滤波方案中的固定电阻值K),所以系统无需加太多的无源支路,具有很好的滤波效果。该新型串联混合型有源滤波器呈现如下特点:1该系统跟踪电压谐波,所以电力电子装置容量小;2系统滤波效果好,因为谐波等效阻抗不是一个电阻,而是一个与谐波成正比的感抗;3系统结构简单;4控制器设计容易,因为该系统没有采用电流闭环控制,而是采用电压开环控制,所以稳定性更容易保证。

3 系统和无源参数选择

本文提出的新型串联混合型有源滤波器由于对谐波呈现为一个感抗,其阻抗与谐波次数成比例关系,所以无须像文献[17]一样加入很多的无源支路, 在图4的单相有源滤波器原理图中仅加入了3次和5次无源滤波器,而没有加更高次谐波滤波器和高通滤波器,实际中当满足一定条件时可以省去高次谐波滤波器和高通滤波器,现分析如下。

假设谐波源为电流型谐波源,则加入上述有源滤波器后,系统对基 波和谐波 的等效电 路分别如 图6、图7所示,其中:Zs1和Zsn分别为系统基波阻抗和系统n次谐波阻抗;Zf1和Zfn分别为无源滤波支路基波阻抗和n次谐波阻抗;I为谐波源产生的n次谐波电流;为流经滤波器支路的基为系统基波电流;I为流经滤波器支路的n次谐波电流;为流入系 统的n次谐波电 流。 在图6中,Z1+Z2是变压器 一次侧的 基波漏阻 抗,而在图7中,串联变压器的谐波阻抗值用2nZ(m1)近似代替。

在图7的基波等效电路中,Z1+Z2非常小,变压器接入对系统影响很小,该电路中无源滤波器仅起无功补偿的作用,在图7的谐波等效电流中,串联变压器的等效阻抗2nZ(m1)起谐波隔离的作用,最后流入系统的n次谐波电流为:

由于Zsn2nZ(m1),由此得到:

对于单相有源滤波器,设仅选择3次和5次单调谐滤波器,其中滤波电感分别为l3和l5,滤波电容分别为c3和c5。令1/(ωc3)=9ωl3,1/(ωc5)= 25ωl5,可得到整个滤波器无源支路对n次谐波的阻抗为:

该无源支路只选择了3次和5次单调谐滤波器,要不要加3次和5次以外的最低次谐波,即7次的单调谐滤波器取决于该无源支路的7次谐波等效阻抗与谐波等效电路中系统7次等效阻抗之比,根据式(11),该无源支路对7次谐波的阻抗为:

当式(12)中的Zf7ZA(7X)时,该有源滤波系统可以不加7次及高通滤波器,对于三相系统中的无源支路设计可以按照同样的原则选取。

4 实验验证

为了验证本文提出的新型串联混合型有源电力滤波器的有效性,本文根据图4所示的单相系统原理图搭建了一套实验系统,参数分别如下:串联变压器的匝比为k=1∶1,基波短路阻抗和励磁阻抗分别为0.112Ω 和12.56Ω。谐波负载选用如图8(a) 所示的带阻感负载的二极管全桥整流电路(电流型谐波源,负载电感 量为10.5 mH,负载电阻 为5.175Ω)和如图8(b)所示的带阻容负载的二极管全桥整 流电路 (电压型谐 波源,负载电容 量为2 200μF,负载电阻为5.175Ω)。无源支路由3次和5次调谐LC滤波器组 成 (C3=40μF,L3= 28.17mH,C5=20μF,L5=20.28mH)。开关管为英飞凌 公司的FS200R12PT4,采用TI公司的TMS320F28335微控制器作为主控芯片,系统实验线电压为100V。

在进行试验时,直流母线电压来自一个不控整流器,直流电压幅值高于变压器二次侧电压的最大值。由于变压器二次侧的电压含 有一定的谐波成分,所以直流母线电压较高(实验中取50V),如果要进行闭环控制可以使逆变器输出uinv和变压器二次侧u2有个很小的相位差来产生一个很小的有功功率来提供逆变器的有功损耗。

为了证明新型并联型有源滤波器加入后系统电能质量的改善,本文针对两种谐波源分别记录了三种情况下的系统电流波形,附录A图A2、图A3和图A4为针对电 压型谐波 源的实验 波形。附录A图A5为负载突变时 系统电流 动态波形。附录A图A6、图A7和图A8为针对电流型谐波源的实验波形。

对附录A图A2、图A3和图A4三种情况 下 (不加任何滤波装置时、只加无源部分时、同时加无源和有源时)系统电流波形进行傅里叶分析可知:不加任何 滤波装置 时系统电 流的总谐 波畸变率 (THD)为87.1%,只加无源部分时系统电流THD为14.21%,同时加无源和有源时系统电流的THD为2.04%。实验结果证明了本文提出的串联混合型有源电力滤波器适合电压型谐波源的滤波。同时加无源和有源时变压器一次侧电压和电流谐波成分如表1所示,其中系统基波电流为31.38A,变压器一次侧电压基波有效值为4.57V,有源电力滤波器的容量不大。

附录A图A5为负载突变时系统电流动态波形,该电流波形与基波检测环节、负载以及无源滤波器等各个环节的动态响应直接相关,其中影响最大的是基波检测环节。本文基波检测环节采用低通滤波器,所以对动态性能有一定的影响,但是总的来说,系统的动态响应较快(1.5个周期)。

对附录A图A6、图A7和图A8三种情况 下 (不加任何滤波装置时、只加无源部分时、同时加无源和有源时)系统电流波形进行傅里叶分析可知:不加任何滤波装置时系统电流的THD为27.86%,只加无源部分时系统电流THD为7.53%,同时加无源和有源时系统电流的THD为2.71%,系统电流为14.55A,实验结果证明了本文提出的串联混合型有源电力滤波器也适合电流型谐波源的滤波。同时,加无源和有源时变压器一次侧基波电压有效值不大,有源电力滤波器的容量同样不大。

5 结语

本文首先提出一种新型可调电抗器的新原理, 理论分析表明变压器一次侧呈现为可调电抗器。将该可调电抗器应用到有源电力滤波器中,提出了一种新型串联混合型有源滤波器,该可调电抗器串联在电力系统和谐波源之间,当检测到变压器一次侧的谐波电压并采用电力电子逆变器产生一个谐波电压施加到变压器的二次侧时,则变压器一次侧对基波呈现变压器一次侧的短路阻抗,而对于谐波呈现为一个高阻抗,变压器提高了系统对谐波(而不是基波)的阻抗,从而起到了谐波隔离的作用,谐波电流被迫流入无源滤波器支路。该新型有源电力滤波器具有电力电子装置容量小、系统滤波效果好、系统结构简单和控制器更容易设计等优点。采用电压型谐波源和电流型谐波源作为谐波源的实验结果证明了该原理的有效性。

附录见本 刊网络版 (http://www.aeps-info. com/aeps/ch/index.aspx)。

摘要：提出一种新型可调电抗器的控制方式,其基本思路为:检测变压器一次侧的电压作为参考信号,采用一个电力电子逆变器跟踪该电压产生一个可调电压,并将该可调电压施加到变压器的二次侧,则变压器一次侧呈现为可调电抗器。将该可调电抗器应用到有源电力滤波器中,提出了一种新型串联混合型有源滤波器,可调电抗器串联在电力系统和谐波源之间时,检测变压器一次侧的谐波电压并采用电力电子逆变器产生一个谐波电压施加到变压器的二次侧,当施加到二次侧的谐波电压和一次侧的谐波电压满足一定关系时,则变压器一次侧对基波呈现变压器一次侧的短路阻抗,而对于谐波呈现为一个高阻抗,起到了隔离谐波的作用。该滤波器具有逆变器容量小、滤波效果好等优点。采用电压型谐波源和电流型谐波源的实验结果证明了该原理的有效性。

有源模拟带通滤波器课程设计 篇2

电子电路仿真项目是通信工程专业教学体系中一个实践性很强的环节。它将模拟电子线

路(低频部分和高频部分)、数字逻辑电路等课程的理论与实践有机结合起来，加强学生实

验基本技能的训练，培养学生实际动手能力、理论联系实践的能力。通过本课程设计让学生

掌握电子电路系统的设计、制作、调试、仿真的方法。 二 主要器件介绍

1 滤波器

滤波器是一种对信号有处理作用的器件或电路。其主要作用是让有用信号尽可能无衰

减的通过，对无用信号尽可能大的衰减。

滤波器一般有两个端口，一个输入信号、一个输出信号，利用这个特性可以将通过滤波

器的一个方波群或复合噪波，而得到一个特定频率的正弦波。

滤波器，顾名思义，是对波进行过滤的器件。滤波，本质上是从被噪声畸变和污染了的信号中提取原始信号所携带的信息的过程。

2.滤波器的分类

2.1按所处理的信号

按所处理的信号分为模拟滤波器和数字滤波器两种。

2.2按所通过信号的频段

按所通过信号的频段分为低通、高通、带通和带阻滤波器四种。

低通滤波器：它允许信号中的低频或直流分量通过，抑制高频分量或干扰和噪声。

高通滤波器：它允许信号中的高频分量通过，抑制低频或直流分

量。 、

带通滤波器：它允许一定频段的信号通过，抑制低于或高于该频段的信号、干扰和噪

声。 、

带阻滤波器：它抑制一定频段内的信号，允许该频段以外的信号通过。

2.3按所采用的元器件

按所采用的元器件分为无源和有源滤波器两种。

2.3.1、无源滤波器：仅由无源元件(R、L 和C)组成的滤波器，它是利用电容和电感

元件的电抗随频率的变化而变化的原理构成的。这类滤波器的优点是：电路比较简单，不需

要直流电源供电，可靠性高;缺点是：通带内的信号有能量损耗，负载效应比较明显，使用

电感元件时容易引起电磁感应，当电感L较大时滤波器的体积和重量都比较大，在低频域

不适用。

2.3.2、有源滤波器：由无源元件(一般用R和C)和有源器件(如集成运算放大器)组

成。这类滤波器的优点是：通带内的信号不仅没有能量损耗，而且还可以放大，负载效应不

明显，多级相联时相互影响很小，利用级联的简单方法很容易构成高阶滤波器，并且滤波器

的体积小、重量轻、不需要磁屏蔽(由于不使用电感元件);缺点是：通带范围受有源器件(如

1

集成运算放大器)的带宽限制，需要直流电源供电，可靠性不如无源滤波器高，在高压、高频、大功率的场合不适用。

1)基本原理：

有源电力滤波器，是采用现代电力电子技术和基于高速DSP器件的数字信号处理技术

制成的新型电力谐波治理专用设备。它由指令电流运算电路和补偿电流发生电路两个主要部

分组成。指令电流运算电路实时监视线路中的电流，并将模拟电流信号转换为数字信号，送

入高速数字信号处理器(DSP)对信号进行处理，将谐波与基波分离，并以脉宽调制(PWM)

信号形式向补偿电流发生电路送出驱动脉冲，驱动IGBT或IPM功率模块，生成与电网谐

波电流幅值相等、极性相反的补偿电流注入电网，对谐波电流进行补偿或抵消，主动消除电

力谐波。

2)应用

通信行业为了满足大规模数据中心机房的运行需要，通信配电系统中的UPS使用容量

在大幅上升。据调查，通信低压配电系统主要的谐波源设备为UPS、开关电源、变频空调

等。其产生的谐波含量都较高，且这些谐波源设备的位移功率因数极高。通过使用有源滤波

器可以提高通信系统及配电系统的稳定性，延长通信设备及电力设备的使用寿命，并且使配

电系统更符合谐波环境的设计规范。

2.4 无源滤波器和有源滤波器，存在以下的区别：

2.4.1工作原理

无源滤波器由LC等被动元件组成，将其设计为某频率下极低阻抗，对相应频率谐波电

流进行分流，其行为模式为提供被动式谐波电流旁路通道;而有源滤波器由电力电子元件和

DSP等构成的电能变换设备，检测负载谐波电流并主动提供对应的补偿电流，补偿后的源

电流几乎为纯正弦波，其行为模式为主动式电流源输出。

2.4.2谐波处理能力

无源滤波器只能滤除固定次数的谐波;但完全可以解决系统中的谐波问题，解决企

业用电过程中的实际问题，且可以达到国家电力部门的标准;有源滤波器可动态滤除各次谐

波。

2.4.3系统阻抗变化的影响

无源滤波器受系统阻抗影响严重，存在谐波放大和共振的危险;而有源滤波不受影响。

2.4.4频率变化的影响

无源滤波器谐振点偏移，效果降低;有源滤波器不受影响。

2.4.5负载增加的影响

无源滤波器可能因为超载而损坏;有源滤波器无损坏之危险，谐波量大于补偿能力时，

仅发生补偿效果不足而已。

2.4.6负载变化对谐波补偿效果的影响

无源滤波器补偿效果随着负载的变化而变化;有源滤波器不受负载变化影响。

2

2.4.7设备造价

无源滤波器较低;有源滤波器太高。

2.4.8应用场合对比分析 1.有源滤波容量单套不超过100KVA，无源滤波则无此限制;

2.有源滤波在提供滤波时，不能或很少提供无功功率补偿，因为要占容量;而无源滤波则同

时提供无功功率补偿。

3.有源滤波目前最高适用电网电压不超过450V

，而低压无源滤波最高适用电网电压可达

3000V。

4.无源滤波由于其价格优势、且不受硬件限制，广泛用于电力、油田、钢铁、冶金、煤矿、

石化、造船、汽车、电铁、新能源等行业;有源滤波器因无法解决的硬件问题，在大容量场

合无法使用，适用于电信、医院等用电功率较小且谐波频率较高的单位，优于无源滤波。

3 运放741

uA741M，uA741I，uA741C(单运放)是高增益运算放大器，用于军事，工业和商业应用.

这类单片硅集成电路器件提供输出短路保护和闭锁自由运作。

这些类型还具有广泛的共同模式，差模信号范围和低失调电压调零能力与使用适当的电位。

uA741M，uA741I，uA741C芯片引脚和工作说明：

1和5为偏置(调零端)，2为正向输入端，3为反向输入端，4接地，6为输出，7接电源 8空

脚

3

基本电压正负5V正负12V正负15V。

此次电路还需要示波器等元件。

三 带通滤波器 1.1 简介

带通滤波器是指能通过某一频率范围内的频率分量、但将其他范围的频率分量衰减到

极低水平的滤波器，与带阻滤波器的概念相对。一个模拟带通滤波器的例子是电阻-电感-

电容电路。这些滤波器也可以用低通滤波器同高通滤波器组合来产生。

1.2带通滤波器的工作原理：[1]

一个理想的滤波器应该有一个完全平坦的通带，例如在通带内没有增益或者衰减，并

且在通带之外所有频率都被完全衰减掉，另外，通带外的转换在极小的频率范围完成。实际

上，并不存在理想的带通滤波器。滤波器并不能够将期望频率范围外的所有频率完全衰减掉，

尤其是在所要的通带外还有一个被衰减但是没有被隔离的范围。这通常称为滤波器的滚降现

象，并且使用每十倍频的衰减幅度dB来表示。通常，滤波器的设计尽量保证滚降范围越窄

混合型有源滤波器 篇3

该装置采取小容量APF(有源滤波器)与大容量PF(无源滤波器)相结合的结构特点，既克服了APF容量要求大、成本高的缺点，又弥补了PF动态性差、易与电网引起谐振的不足，并且具有无功补偿功能，可实现电网谐波电压含量高时安全无故障运行，使整个滤波系统获得良好的性能。大功率混合型电力有源滤波装置应用于电压等级为6KV至35Kv的配电站以及高耗电、谐波污染严重的企业。其主要性能指标如下：

该项目中的“注入式混合型有源电力滤波器的复合控制方法”，提供了一种滤波效果好、运行稳定的混合型有源电力滤波器的复合控制方法，不仅能较好地治理电网谐波电流，而且能消除电网谐波电压对有源电力滤波器的安全性造成的影响}“大功率有源滤波器的控制方法”，针对混合型有源电力滤波器直流侧电压易波动而严重影响滤波器滤波性能的技术问题，提供了一种混合有源电力滤波器的复合控制方法，有效地提高系统滤波性能及其鲁棒性和抗干扰性；“单独注入式有源电力滤波器的分频自适应控制方法”，发明了一种单独注入式有源电力滤波器，并提出了分频自适应控制方法，与有源电力滤波器传统控制方法相比，电流跟踪精度更高，补偿效果更理想；“有源电力滤波器逆变器谐波域死区效应的补偿方法”，针对有源电力滤波器中死区时间的存在导致输出电流波形失真的技术问题，提供了一种逆变器谐波域死区效应的補偿方法，使有源电力滤波器逆变器的输出端得到和理想信号相同的脉冲信号，有效地减少了输出谐波电流中主要存在的谐波成分，提高了滤波器的工作性能。

以上4项“方法”均已获得发明专利，并且，已在长沙博立电气有限公司、湖南科立电气有限公司和广州白云电气集团转化成系列产品。其产品已成功应用在江西铜箔厂、铜陵铜材厂、韶关冶炼厂、湖南省电力公司等谐波污染严重的大型企业，谐波电流畸变率分别从21％、7％、18％、15％均下降到2.5％～5％以下，解决了各企业电能质量污染严重、功率因数低的状况，显著改善了各企业的电能质量，保障了共用电设备的正常运行。

混合型有源滤波器 篇4

随着电力电子技术的发展,电网中非线性负荷所占比例日益增大,电网谐波污染越来越严重[1,2,3,4]。这给电网企业和电力用户都带来直接和间接的损失,也引起能源的浪费。为保证电网安全稳定运行,保护用户电力设备,节约电力能源,电网的谐波治理迫在眉睫[5,6,7]。有源电力滤波器是谐波治理的重要手段,其中注入式混合型有源电力滤波器(Injection Hybrid Active Power Filter,IHAPF)具备谐波抑制和大容量无功静态补偿能力,兼顾了无源滤波器和有源滤波器的长处[8,9,10]。为提高注入式混合有源电力滤波器应用范围,改善补偿性能,文献[11]提出了一种新型双谐振注入支路,文献[12]讨论了双谐振注入混合型有源电力滤波器(Double Resonance Injection Hybrid Active Power Filter,DIHAPF)特性及其在电网中的应用。DIHAPF已成为适用于中高压电力系统的新型谐波治理装置。

在已有文献的DIHAPF特性分析中,将逆变器视为控制电流控制的电压源或电流源,其输出电压或电流与控制电流成比例关系,在此基础上建立模型并进行分析[13,14]。这种模型简化了控制环节和逆变器对模型特性的影响,不能完全反映控制器对系统特性的影响。因此,考虑控制器的详细DIHAPF模型及特性分析有待深入研究。

在分析DIHAPF结构和工作原理的基础上,建立包含控制器的电压型逆变器数学模型,进而建立DIHAPF数学模型,对DIHAPF注入支路特性、系统稳定性和谐波补偿特性进行分析,着重讨论了并联谐振支路谐振频率对系统性能的影响,并提出谐振频率设计方法。仿真和实验结果证明了本文分析的正确性。

1 DIHAPF模型及工作原理

双谐振有源电力滤波器DIHAPF拓扑结构如图1 所示。图中C1、L1、C2、L2构成注入支路。C1和L1构成串联谐振支路,谐振于基波频率。C2、L2构成并联谐振支路。

对DIHAPF进行简化处理,将非线性负载看成谐波电流源,同时控制DIHAPF有源部分为一个电压源,则双谐振注入混合型系统谐波域单相等效电路如图2 所示。Ush为电网谐波电压,Zs为电网谐波阻抗,Ilh为负载谐波电流,Zc为注入阻抗,Zf为基波谐振支路阻抗,Zo为平波电抗器阻抗。

根据等效电路图,由基尔霍夫电压和电流定律得:

联立式(1)~式(4),消去Ic、I1、I2、Ip,按照负载谐波电流控制方式,将有源部分输出电压控制为负载谐波电压的K倍,则有

其中

仅考虑DIHAPF有源部分输出电压作用时,系统等效电路如图3 所示。

由图3 可以得到:

设逆变器输出电压Uc到有源滤波器注入电网的谐波电流Ic的传递函数为Gout,则有

考虑电压型逆变器,并按照负载谐波电流控制方式控制时,DIHAPF系统控制模型如图4 所示。由图4 可得

由式(8)、式(9)得出电压型逆变器数学模型为

2 DIHAPF特性分析

2.1 注入支路特性

注入支路由注入部分和基波串联谐振支路(Fundamental Series Resonance Circuit,FSRC)构成。有源滤波器的有源部分经耦合变压器与基波串联谐振支路并联,故基波串联谐振支路的分压能力及逆变器输出电流能力决定了有源部分的容量。基波串联谐振支路的分压主要有电网在FSRC上的分压和注入支路调谐频率附近的谐波电压放大两部分。

IHAPF注入支路阻抗可表示为

双谐振注入式APF注入支路阻抗可表示为

其中

利用Matlab7.0 仿真软件对IHAPF注入式结构及DIHAPF注入结构进行仿真。系统仿真参数见表1。

分别对两种结构的阻抗特性及串联谐振支路电压放大倍数进行频谱分析。仿真结果如图5 所示。

2.1.1 无功静补能力分析

由图5(a)可以看出,当频率小于谐振点频率时,IHAPF注入支路阻抗呈现容性并逐渐减小,直至为零;当频率大于谐振频率时,注入支路阻抗呈现感性并逐渐增大。DIHAPF注入支路阻抗在谐振点发生突变,频率小于谐振频率时,阻抗呈现容性并逐渐增大;当频率大于谐振频率时,阻抗为感性并逐渐减小。基波频率时,IHAPF和DIHAPF注入支路阻抗均为容性,具备无功静态补偿能力;在谐振点后各频率点,DIHAPF注入支路阻抗值大于IHAPF注入支路阻抗,又因为基波串联谐振支路阻抗特性相同,故DIHAPF基波串联谐振支路分压特性较好,有效降低了有源部分承受电压。同时,由于并联电感的存在,控制了并联支路注入系统的无功,避免系统无功过补偿。

2.1.2 谐波分压特性分析

基波串联谐振支路分压能力影响注入式混合有源电力滤波器有源部分容量。用基波串联谐振支路阻抗与注入支路总阻抗的比值来分析FRSC的谐波分压特性。两种注入式结构基波串联谐振支路基波及谐波分压数据见表2。

由图5(b)及表2 可知,单独注入式APF注入支路基波电压为0.2%,然而2 次及以上谐波电压被放大,大于电网对应次谐波电压。双谐振注入式APF基波串联谐振支路承受的基波电压为0.04%,各次谐波电压也低于电网对应次谐波电压,降低有源部分工作电压,进而减小DIHAPF有源容量。

2.2 DIHAPF稳定性与谐波抑制特性

忽略电网谐波电压,只考虑负载谐波电流影响,可以得到DIHAPF谐波抑制函数为

为方便讨论,不考虑系统延时对稳定性的影响,DIHAPF系统开环传递函数为

其中

设其系统特征方程为

经过简化后的DIHAPF系统为线性定常系统。线性定常系统稳定的充分必要条件是系统的特征根均位于复平面的左半部分。因此根据DIHAPF系统开环传递函数特征根是否全部位于s域的左半平面可判断DIHAPF系统是否稳定。本文所述DIHAPF属高阶系统,其稳定性可根据系统劳斯表第一列参数的符号判断系统稳定性。

当并联支路谐振频率分别为42 Hz、44 Hz、48 Hz时,DIHAPF系统特征方程劳斯表第一列值见表3。

根据劳斯判据可知三种谐振频率下DIHAPF系统都是稳定的。

当频率小于谐振频率时,并联谐振电路总阻抗呈感性;大于谐振频率时,呈容性。所以,为保证DIHAPF具有一定的容性无功静态补偿能力,其并联谐振支路谐振频率应小于基波频率。

保证注入支路无功静态补偿能力的同时,分析并联谐振支路谐振频率对系统稳定性的影响。分别计算谐振频率为42 Hz、44 Hz、48 Hz时并联支路参数,用Matlab分析系统开环传递函数,其波特图如图6 所示。

由图6 可以看出,DIHAPF系统相角曲线有3个突变点,第一个突变点是由并联谐振支路引起,其突变频率为299 rad/s;第二个突变点是由基波串联谐振支路引起;第三个突变频率为注入支路谐振频率,并联支路谐振频率分别为42 Hz、44 Hz、48 Hz时,注入支路谐振频率分别为4 260 rad/s、3 680 rad/s、2 070 rad/s。相角稳定后,相频曲线缓慢上升后逐渐趋近于-180º。当保持其他参数不变,保证基波静态无功补偿能力的同时,并联支路谐振频率分别为42 Hz、44 Hz、48 Hz时,DIHAPF系统开环传递函数相角裕度分别为107.93º、106.21º、103.44º,由此可知,谐振频率较大时,DIHAPF稳定性较差,随并联支路谐振频率减小,系统相角裕度增大,稳定性提高。

下面分析并联谐振支路谐振频率对谐波抑制能力的影响。当保持其他参数不变,保证基波静态无功补偿能力的同时,调整并联谐振支路参数使其分别谐振在42 Hz、44 Hz、48 Hz,对DIHAPF谐波抑制能力影响如图7 所示。

由图7 可以看出,当并联谐振支路谐振频率分别为42 Hz、44 Hz、48 Hz时,DIHAPF在主要谐波频率段的增益分别约为-58.4 d B、-62.7 d B、-73.3 d B,表明谐振频率较小时,DIHAPF谐波抑制能力较差,随着谐振频率的增加,DIHAPF系统谐波抑制能力提高。

2.3 并联支路谐振频率的选择

通过对DIHAPF稳定性和谐波滤除能力的分析可知,并联谐振支路谐振频率必须小于基波频率以保证DIHAPF系统的静态无功补偿能力;当谐波频率小于基波频率时,谐振频率越小,系统稳定性越好,而谐波抑制能力越差;谐振频率越大,系统谐波抑制能力越好,而系统稳定性越差。因此,DIHAPF系统参数设计时,需要综合考虑系统稳定性和谐波治理效果,选择适当的谐振频率,以使DIHAPF系统能够兼顾稳定性和谐波治理效果。

本文选择谐振频率为44 Hz,在此参数下,DIHAPF系统相角稳定裕度为106.21º,在主要谐波频率段的增益约为-62.7 d B。

3 仿真与实验研究

为了验证上述分析的正确性和DIHAPF结构的综合补偿效果,按照DIHAPF的结构和原理,利用软件PSIM6.0 进行仿真研究。用谐波电流源等效非线性负载产生的谐波[15,16]。根据某钢铁厂的谐波治理与无功补偿要求确定DIHAPF系统参数。仿真模型由三相交流电源供电,电网模型由电压源、电网阻抗、变压器及输电线路构成,负载由负载阻抗和各次谐波电流源构成。其中,电网参数如下:三相电源线电压为35 k V,频率为50 Hz,电网等效阻抗为0.05 m H,内阻为0.001 Ω 。谐波源参数如下:5次谐波电流为28 A,7 次谐波电流为13.6 A,11 次谐波电流为8.3 A,13 次谐波电流为6 A,17 次谐波电流为3.7 A。DHIAPF参数如下:输出电感为0.2 m H,内阻0.005 Ω;基波串联谐振支路电感为14.58 m H,内阻为0.1 Ω,电容为690 μF;并联谐振支路电感为109.03 m H,内阻为0.1 Ω,电容为120 μF;耦合变压器电压比为2:1;逆变器由三相整流桥供电。仿真结果如图8 所示,其中IL为负载电流;Is为电网电流;Ich为DIHAPF注入电网的电流;Uc为逆变器输出电压。

由仿真图8 可以看出,在DIHAPF投入前,负载发出的谐波电流直接流入电网,造成严重的谐波污染。DIHAPF投入运行后,电网中各次谐波电流大幅下降,谐波污染得到有效治理。系统投入前后谐波电流数据见表4。

为进一步验证双谐振注入式混合有源电力滤波器的特性,本文在实验室研发了应用于6 k V配电网的实验样机。DIHAPF的有源部分选用三菱公司IGBT-IPM系列模块PM300CLA120 构成三相逆变桥,直流侧电容采用4 个10 000 μF的电解电容两串两并组成。系统控制器采用TMS320F28335 数字化DSP控制方案。装设输出滤波器滤除逆变器产生的高频开关谐波,本文选取电感0.2 m H。基波串联谐振支路电感为14.57 m H,电容为690 μF。并联谐振支路电感参数为25.31 m H,电容为400 μF。耦合变压器变比为2。用示波器获取DIHAPF样机投运前后的电流波形,如图9 所示。

4 结论

通过对DIHAPF特性分析与仿真实验研究得到以下结论:

(1) 基波频率时,DIHAPF注入支路阻抗值大于IHAPF注入支路阻抗,其基波串联谐振支路分压特性良好,有效降低有源部分承受电压,使DIHAPF有源容量更小,适用于更高的电压等级。并联电抗器可控制系统注入无功,避免无功过补偿。

(2) 确定并联支路谐振频率时,系统稳定性和谐波抑制能力成为矛盾。DIHAPF系统参数设计时,本文提出综合考虑系统稳定性和谐波治理效果的谐振频率设计方法。

(3) 仿真和实验结果表明DIHAPF系统具有良好的稳定性和谐波治理能力,验证了本文分析的正确性。

摘要：在分析双谐振注入混合型有源电力滤波器(Double Resonance Injection Hybrid Active Power Filter,DIHAPF)结构和工作原理的基础上,建立了DIHAPF的系统控制模型及包括控制器的电压型逆变器的数学模型。从无功功率静态补偿能力和谐波分压特性两方面分析了DIHAPF注入支路特性,同时研究了DIHAPF的系统稳定性和谐波补偿特性,着重探讨了并联谐振支路谐振频率对系统性能的影响,提出了注入支路谐振频率设计方法。将非线性负载等效为谐波电流源,在PSIM6.0软件平台搭建DIHAPF模型进行仿真验证,并通过6 k V实验样机进行了实验研究。仿真和实验结果证明了理论分析的正确性。

混合型有源滤波器 篇5

关键词：LCL滤波器；电流谐振；阻尼电阻；有源电力滤波器

中图分类号：G712文献标识码：A文章编号：1005-1422（2014）10-0132-03 一、引言

随着电力电子技术的快速发展，各种非线性功率器件的广泛应用，大量谐波和无功功率注入电网，造成系统效率降低，功率因素变差，严重影响电网和用电设备的安全运行[1]。有源电力滤波器（Active Power Filter，APF）通过向电网注入与原有谐波和无功电流大小相等方向相反的补偿电流，可以补偿电网的谐波和无功功率、提高电能质量、增强电网的可靠性和稳定性，其良好的滤波性能在国内外引起了广泛关注。[2]

为了滤除开关谐波，通常将L或LC滤波器引入APF中[3]。由于电网阻抗的不确定，L或LC滤波器有时难以获得理想的滤波效果。使用LCL滤波器能够克服由于电网阻抗的不确定性而影响滤波效果这一缺点，可以在较低的开关频率下，获得比L和LC滤波器更优异的性能。同LC滤波器一样，由于LCL滤波器是谐振电路，对系统的稳定性有很大影响，通常需要引入阻尼作用[4]。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并在详细介绍设计过程的基础上，给出了一个设计实例。通过实验，证明了所设计的LCL滤波器和采用的控制策略的可行性和性能优越性。

二、LCL滤波器设计

（一）并联型APF系统

三相三线制并联型 APF 主电路如图 1 所示。图中，Us为三相电源电压，Ui为逆变器输出电压，is为三相电源电流，iL是由非线性负载引起的负载电流，i2为补偿电流，Cdc和Udc分别表示逆变器直流侧电容的容值与电压值。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL负载。L1为逆变桥侧滤波电感，L2是电网侧滤波电感，Cf为滤波电容。

图1三相三线制并联型 APF 系统主电路

下面以我们设计的三相三线制并联型有源电力滤波器样机为例，设计输出LCL滤波器。设计所涉及的系统具体参数如下：系统的额定功率P=66kW；电网基波频率f=50Hz；电网线电压有效值UN=269V；主电路直流侧电容电压Udc=700V；额定输出电流Im=100A；主电路开关管的开关频率fsw=9600HZ；APF需要补偿的谐波次数N=60。根据以上的推导和代入相关参数，设计LCL滤波器参数如下。

（二）设计输出总电感值

并联型APF的补偿性能主要决定于输出补偿电流对于参考电流的跟踪能力，而APF的输出电感值决定了补偿电流的跟踪速度，对其性能有很大影响。在一定的直流母线电压和交流电压条件下，电感值越大，电流的纹波越小，但电感的电流变化率会变小，导致电流跟踪能力减弱，同时电感值的增大也会造成设备成本的增加；反之，电感值越小，电感中电流变化率就越大，APF的动态响应速度就越快，但电流的变化也越剧烈，容易造成系统振荡冲击，工作不稳定。实际应用中，通常在保证补偿性能的前提下，尽量选择较小的电感值。因此，根据补偿电流最大允许纹波条件决定逆变器总电感的取值为：

L总Udc8fswimax=Udc8fsw·20%Im=7008×0.2×9600×100

=0.45mH

其中，imax为开关频率处谐波电流允许的最大脉动，一般取20%的额定输出电流Im。

（三）确定逆变器侧电感L1和网侧电感L2的电感量

·问题探讨·并联型有源电力滤波器输出LCL滤波器的设计已有论文证明，若L1和L2均分总滤波电感量，则滤波器有最佳的滤波效果。考虑到逆变桥纹波电流由L1决定，较高的纹波电流将导致功率模块和电感较大的损耗；而电网侧电感L2过大，会降低APF的动态性能。因此，在谐振频率和无功要求都满足时，L2取值应尽量小。所以，L1比L2应适当取大。通常，为总滤波电感量的60%～70%是较为合理的。综合考虑滤波效果和纹波电流影响，我们取L1和L2的电感量分别为：

L1=0.6L总=0.6×0.45=0.27mH

L2=0.4L总=0.4×0.45=0.18mH

（四）确定滤波电容Cf

电容Cf支路对基波和低频谐波呈现出高阻抗，但是对于高频谐波呈现低阻抗，高次谐波流经电容支路会产生无功电流，注入的无功电流与电容值成正比，导致系统侧功率因数下降；系统的谐波电流衰减比与电容值成反比，电容值越大系统的谐波衰减比越小，但是电容值的增大带来的负面影响是不可忽略的，减小谐波衰减比可以利用其他的参数配置来实现。选取电容的原则是电容值应该选择地尽量小，以保证它带来的影响可以完全忽略。电容的选择与系统的额定功率有关，通常经验上将系统额定功率的百分之五作为滤波电容引起的无功功率的阈值，不超过该阈值即可：

Cf5%P3×2∏fU2N=0.05×660003×2×3.14×50×2692

=48μF

其中，P为系统的额定功率；f为电网基波频率；UN为电网线电压有效值。

另外，滤波电容Cf的取值将影响整个LCL滤波器的谐振频率fres。一方面，要使LCL滤波器取得一定的高频衰减特性，谐振频率fres应足够低，即当总滤波电感一定时，滤波电容Cf在满足无功要求时，应尽量大。另一方面，经过LCL滤波器除了有高频开关谐波外还包括补偿的低次谐波。当fres过小时，低次谐波电流将通过LCL滤波器得以放大，使补偿效果变差。为避免电网电流畸变，fres应该尽量取高值。对于其他场合应用的LCL滤波器，一般要求谐振频率位于10倍基频和一半开关频率之间。但在APF中，这个设计规则显然需要修改，要求谐振频率位于APF补偿的最大谐波频率和一半开关频率之间，谐振频率应尽量靠近开关频率的一半，以保证在高频衰减的同时，避免低次谐波被放大。

Nf=3000Hzfres=12∏L1+L2L1L2Cffres2=4800Hz

其中，N为APF需要补偿的谐波次数；f为电网基波频率；fres为APF开关频率。

由式可得滤波电容Cf的取值范围为10.19μFCf26.08μF。

综上所述，滤波电容取为Cf=15μF。

（五）确定阻尼电阻Rd

当总电感和滤波电容确定之后，LCL滤波器的谐振频率可以确定：

fres=12∏L1+L2L1L2Cf

=16.28×0.45×10-30.27×10-3×0.18×10-3×15×10-6

=4131Hz

阻尼电阻Rd加入滤波电容支路是为了衰减 LCL 滤波器的谐振峰值，降低谐振对系统性能的影响。如果Rd选择过小，抑制系统谐振的能力不足，主要体现在衰减谐振峰值的能力，而且导致系统损耗上升；增大电阻Rd，虽然可以一定程度上减小系统的损耗，但是却带来了对高频段谐波衰减能力降低的弊端，同时也降低了开关谐波的衰减比。一般将Rd选取为谐振频率处电容阻抗：

Rd=12∏fresCf=12×3.14×4131×15×10-6=2.57Ω

根据计算，可将阻尼电阻取值为Rd=2.5Ω。

三、实验结果

为了验证设计的LCL滤波器的有效性，进行了实验研究，系统参数与设计中的一致。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL=20Ω负载，直流电压参考值设为700V。APF谐波检测方法为传统瞬时无功功率法，直流侧电压环采用 PI 控制，电流控制采用基于 PI 的SVPWM调制控制策略。[5][6]

图2为未接入 APF 进行谐波补偿时电源电流波形。由图可知，补偿前电源电流发生严重畸变，为非正弦波形，含有大量谐波分量，总的谐波畸变率（THD）为 29.45%。从波形上看，符合三相不控整流带电阻负载的特征。

图2补偿前电源电流波形图3为投入 APF 后稳态时系统的电压和电流波形。由图可看出，APF 直流测电压控制环和电流控制环均能正常工作，APF 直流侧电压很好的稳定在预设的700V，波动很小。APF 输出的补偿电流很好地补偿了系统谐波，电源电流经补偿后接近正弦波，其 THD 值由 29.45% 降至 4.95% ，改善了电源电流质量，达到国标标准。实验结果证明，采用本文所提出的LCL滤波器设计方法和控制策略，APF 能输出谐波补偿电流，同时对开关谐波有很好的滤除效果，使 APF 取得理想的补偿效果。

（a）稳态时负载电流和 APF 直流侧电压（b） 稳态时 APF 输出补偿电流和补偿后的电源电流

图3 稳态时系统的电压和电流实验波形

四、结论

LCL滤波器是一种滤除逆变器开关谐波的有效手段，为了避免LCL滤波器发生电流谐振，通常需要加入阻尼电阻。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并结合实例详细介绍了设计过程。实验结果证明了所设计的LCL滤波器能有效的抑制开关谐波，保证了APF 的补偿效果。

参考文献：

[1]李战鹰，任震，杨泽明.有源滤波装置及其应用研究综述[J].电网技术，2004，28（22）：40-43.

[2]顾建军，徐殿国，刘汉奎，公茂忠.有源滤波技术现状及其发展[J].电机与控制学报，2003，7（2）：126-132.

[3]武健，何娜，徐殿国. 重复控制在并联有源滤波器中的应用[J].中国电机工程学报，2008，28（18）： 66-72.

[4]雷一，赵争鸣，鲁思兆.LCL滤波的光伏并网逆变器有源阻尼与无源阻尼混合控制[J].电力自动化设备，2012，32（11）：23-27.

[5]王志平，谢运祥，王裕. 基于反馈控制的矩阵整流器研究[J].自动化与信息工程，2013， 34（1）： 34-40.

[6]乐江源，谢运祥，张志，陈林. 三相有源电力滤波器精确反馈线性化空间矢量PWM复合控制[J].中国电机工程学报，2010， 30（15）： 32-39.

Nf=3000Hzfres=12∏L1+L2L1L2Cffres2=4800Hz

其中，N为APF需要补偿的谐波次数；f为电网基波频率；fres为APF开关频率。

由式可得滤波电容Cf的取值范围为10.19μFCf26.08μF。

综上所述，滤波电容取为Cf=15μF。

（五）确定阻尼电阻Rd

当总电感和滤波电容确定之后，LCL滤波器的谐振频率可以确定：

fres=12∏L1+L2L1L2Cf

=16.28×0.45×10-30.27×10-3×0.18×10-3×15×10-6

=4131Hz

阻尼电阻Rd加入滤波电容支路是为了衰减 LCL 滤波器的谐振峰值，降低谐振对系统性能的影响。如果Rd选择过小，抑制系统谐振的能力不足，主要体现在衰减谐振峰值的能力，而且导致系统损耗上升；增大电阻Rd，虽然可以一定程度上减小系统的损耗，但是却带来了对高频段谐波衰减能力降低的弊端，同时也降低了开关谐波的衰减比。一般将Rd选取为谐振频率处电容阻抗：

Rd=12∏fresCf=12×3.14×4131×15×10-6=2.57Ω

根据计算，可将阻尼电阻取值为Rd=2.5Ω。

三、实验结果

为了验证设计的LCL滤波器的有效性，进行了实验研究，系统参数与设计中的一致。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL=20Ω负载，直流电压参考值设为700V。APF谐波检测方法为传统瞬时无功功率法，直流侧电压环采用 PI 控制，电流控制采用基于 PI 的SVPWM调制控制策略。[5][6]

图2为未接入 APF 进行谐波补偿时电源电流波形。由图可知，补偿前电源电流发生严重畸变，为非正弦波形，含有大量谐波分量，总的谐波畸变率（THD）为 29.45%。从波形上看，符合三相不控整流带电阻负载的特征。

图2补偿前电源电流波形图3为投入 APF 后稳态时系统的电压和电流波形。由图可看出，APF 直流测电压控制环和电流控制环均能正常工作，APF 直流侧电压很好的稳定在预设的700V，波动很小。APF 输出的补偿电流很好地补偿了系统谐波，电源电流经补偿后接近正弦波，其 THD 值由 29.45% 降至 4.95% ，改善了电源电流质量，达到国标标准。实验结果证明，采用本文所提出的LCL滤波器设计方法和控制策略，APF 能输出谐波补偿电流，同时对开关谐波有很好的滤除效果，使 APF 取得理想的补偿效果。

（a）稳态时负载电流和 APF 直流侧电压（b） 稳态时 APF 输出补偿电流和补偿后的电源电流

图3 稳态时系统的电压和电流实验波形

四、结论

LCL滤波器是一种滤除逆变器开关谐波的有效手段，为了避免LCL滤波器发生电流谐振，通常需要加入阻尼电阻。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并结合实例详细介绍了设计过程。实验结果证明了所设计的LCL滤波器能有效的抑制开关谐波，保证了APF 的补偿效果。

参考文献：

[1]李战鹰，任震，杨泽明.有源滤波装置及其应用研究综述[J].电网技术，2004，28（22）：40-43.

[2]顾建军，徐殿国，刘汉奎，公茂忠.有源滤波技术现状及其发展[J].电机与控制学报，2003，7（2）：126-132.

[3]武健，何娜，徐殿国. 重复控制在并联有源滤波器中的应用[J].中国电机工程学报，2008，28（18）： 66-72.

[4]雷一，赵争鸣，鲁思兆.LCL滤波的光伏并网逆变器有源阻尼与无源阻尼混合控制[J].电力自动化设备，2012，32（11）：23-27.

[5]王志平，谢运祥，王裕. 基于反馈控制的矩阵整流器研究[J].自动化与信息工程，2013， 34（1）： 34-40.

[6]乐江源，谢运祥，张志，陈林. 三相有源电力滤波器精确反馈线性化空间矢量PWM复合控制[J].中国电机工程学报，2010， 30（15）： 32-39.

Nf=3000Hzfres=12∏L1+L2L1L2Cffres2=4800Hz

其中，N为APF需要补偿的谐波次数；f为电网基波频率；fres为APF开关频率。

由式可得滤波电容Cf的取值范围为10.19μFCf26.08μF。

综上所述，滤波电容取为Cf=15μF。

（五）确定阻尼电阻Rd

当总电感和滤波电容确定之后，LCL滤波器的谐振频率可以确定：

fres=12∏L1+L2L1L2Cf

=16.28×0.45×10-30.27×10-3×0.18×10-3×15×10-6

=4131Hz

阻尼电阻Rd加入滤波电容支路是为了衰减 LCL 滤波器的谐振峰值，降低谐振对系统性能的影响。如果Rd选择过小，抑制系统谐振的能力不足，主要体现在衰减谐振峰值的能力，而且导致系统损耗上升；增大电阻Rd，虽然可以一定程度上减小系统的损耗，但是却带来了对高频段谐波衰减能力降低的弊端，同时也降低了开关谐波的衰减比。一般将Rd选取为谐振频率处电容阻抗：

Rd=12∏fresCf=12×3.14×4131×15×10-6=2.57Ω

根据计算，可将阻尼电阻取值为Rd=2.5Ω。

三、实验结果

为了验证设计的LCL滤波器的有效性，进行了实验研究，系统参数与设计中的一致。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL=20Ω负载，直流电压参考值设为700V。APF谐波检测方法为传统瞬时无功功率法，直流侧电压环采用 PI 控制，电流控制采用基于 PI 的SVPWM调制控制策略。[5][6]

图2为未接入 APF 进行谐波补偿时电源电流波形。由图可知，补偿前电源电流发生严重畸变，为非正弦波形，含有大量谐波分量，总的谐波畸变率（THD）为 29.45%。从波形上看，符合三相不控整流带电阻负载的特征。

图2补偿前电源电流波形图3为投入 APF 后稳态时系统的电压和电流波形。由图可看出，APF 直流测电压控制环和电流控制环均能正常工作，APF 直流侧电压很好的稳定在预设的700V，波动很小。APF 输出的补偿电流很好地补偿了系统谐波，电源电流经补偿后接近正弦波，其 THD 值由 29.45% 降至 4.95% ，改善了电源电流质量，达到国标标准。实验结果证明，采用本文所提出的LCL滤波器设计方法和控制策略，APF 能输出谐波补偿电流，同时对开关谐波有很好的滤除效果，使 APF 取得理想的补偿效果。

（a）稳态时负载电流和 APF 直流侧电压（b） 稳态时 APF 输出补偿电流和补偿后的电源电流

图3 稳态时系统的电压和电流实验波形

四、结论

LCL滤波器是一种滤除逆变器开关谐波的有效手段，为了避免LCL滤波器发生电流谐振，通常需要加入阻尼电阻。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并结合实例详细介绍了设计过程。实验结果证明了所设计的LCL滤波器能有效的抑制开关谐波，保证了APF 的补偿效果。

参考文献：

[1]李战鹰，任震，杨泽明.有源滤波装置及其应用研究综述[J].电网技术，2004，28（22）：40-43.

[2]顾建军，徐殿国，刘汉奎，公茂忠.有源滤波技术现状及其发展[J].电机与控制学报，2003，7（2）：126-132.

[3]武健，何娜，徐殿国. 重复控制在并联有源滤波器中的应用[J].中国电机工程学报，2008，28（18）： 66-72.

[4]雷一，赵争鸣，鲁思兆.LCL滤波的光伏并网逆变器有源阻尼与无源阻尼混合控制[J].电力自动化设备，2012，32（11）：23-27.

[5]王志平，谢运祥，王裕. 基于反馈控制的矩阵整流器研究[J].自动化与信息工程，2013， 34（1）： 34-40.

混合型有源滤波器 篇6

随着各种非线性负载的广泛使用,电力系统谐波污染日趋严重,严重影响到电网和电气设备的安全经济运行。目前,消除谐波的方法主要有无源滤波器(PPF)、有源滤波器(APF)和混合型滤波器[1,2,3,4,5]。传统的滤波方法是采用基于谐振原理的PPF,但其只能滤除设定次数的谐波,且易与电网产生串并联谐振。APF能动态治理各次谐波,因而成为谐波滤除的发展方向。单独使用的APF由于受功率器件容量的限制,在中高压系统中的应用存在一定困难,因此,结合APF和PPF优点的混合型滤波器得到了迅速发展[6,7,8]。一种较典型的混合型拓扑结构为并联混合型注入式APF[8],其在原有混合滤波器基础上又设计了基波谐振注入电路,可以进一步减小APF承受的基波电流,从而进一步减小APF的容量。但是,上述的混合滤波器结构所用到的器件多,器件的维护和相互协调复杂,而且初期投入成本相对也较高,从而在一定程度上限制了它的广泛应用。

本文在对APF研究现状及典型拓扑结构进行详细分析的基础上,从产品化与经济性的角度考虑,提出一种适用于高压大功率应用场合的新型混合型APF拓扑结构。

1 新型混合型APF的拓扑结构

1.1 整体拓扑结构

新型混合型APF的拓扑结构如图1所示,由三相4开关电压型逆变器、滤波电感、耦合变压器、PPF注入支路等几部分构成。直流侧电容和三相4开关电压型逆变器构成有源部分。PPF组对系统中的主要谐波进行抑制以及进行一定程度的无功补偿。由于基波串联谐振电路谐振于基波频率,其基波阻抗近似为0,相当于基波电流的短路通道,所以流过注入支路的基波电流都将流入该网络,而不会流入耦合变压器和逆变器,同时,PPF承担电网电压,这样就减小了APF承担的基波电压和电流。逆变器的输出端接有滤波电感,以滤除开关器件通断造成的高频毛刺。

新型混合型APF由电容进行无功功率的静态补偿,由有源部分和无源部分共同抑制谐波。这使得新型混合型APF兼具较大容量的无功补偿能力、大容量的谐波抑制能力和较小的逆变器容量。APF的逆变器采用三相4开关结构,减少了开关器件及相应检测器件、功率模块散热单元和控制执行器件等的使用,大大降低了成本及逆变器的损耗。

1.2三相4开关逆变器结构原理

三相6开关逆变器是应用最多的一种拓扑结构,本文采用三相4开关逆变器以简化电路结构,将三相桥臂的一相换成电容桥臂,即将直流侧电容换成2个容抗相等且容抗值为原来2倍的电容,逆变器其中一相从直流侧2个电容的中点引出,见图2。

逆变器的交流侧电压方程为:

$\begin{array}{l}U{}_{\text{a}\text{c}}=s{}_{\text{a}1}U{}_{C{}_1}-s{}_{\text{a}2}U{}_{C{}_2}(1)\\ U{}_{\text{b}\text{c}}=s{}_{\text{b}1}U{}_{C{}_1}-s{}_{\text{b}2}U{}_{C{}_2}(2)\\ U{}_{\text{a}\text{b}}=U{}_{\text{a}\text{c}}-U{}_{\text{b}\text{c}}(3)\end{array}$

式中:UC1=UC2=Udc/2。

从式(1)～式(3)可以看出,只要控制其中两相电压,就可间接控制另一相电压。Uac和Ubc有3个电压级:Udc/2,0和-Udc/2。Uab则有5个电压级:Udc,Udc/2,0,-Udc/2,-Udc。

直流侧电压方程为:

$\begin{array}{l}U{}_{C{}_1}=\frac{s{}_{\text{a}1}{\rm I}{}_{\text{s}\text{a}}+s{}_{\text{b}1}{\rm I}{}_{\text{s}\text{b}}}{\omega C{}_1}(4)\\ U{}_{C{}_2}=-\frac{s{}_{\text{a}2}{\rm I}{}_{\text{s}\text{a}}+s{}_{\text{b}2}{\rm I}{}_{\text{s}\text{b}}}{\omega C{}_2}(5)\end{array}$

系统方程表示为:

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{\text{s}\text{a}}=\frac{U{}_{\text{s}\text{a}}-U{}_{\text{a}\text{c}}-U{}_{\text{c}n}}{\omega L}(6)\\ {\rm I}{}_{\text{s}\text{b}}=\frac{U{}_{\text{s}\text{b}}-U{}_{\text{b}\text{c}}-U{}_{\text{c}n}}{\omega L}(7)\\ {\rm I}{}_{\text{s}\text{c}}=\frac{U{}_{\text{s}\text{c}}-U{}_{\text{c}n}}{\omega L}(8)\end{array}$

式中:Ucn为直流侧中点与交流侧中点之间的电压。

由于本文假定供电系统三相对称,则有

$U{}_{\text{c}n}=-\frac{U{}_{\text{a}\text{c}}+U{}_{\text{b}\text{c}}}{3}(9)$

根据系统方程可以得到逆变器的等效电路,如图3所示。

2 新型混合型APF的滤波原理

本文采用输出建模法来建立新型混合型APF的电气模型,即通过讨论装置输出的电压—电流关系来建立模型,把整个装置等效为电压源或电流源,得到与系统连接时的状态方程。根据此方法对图1进行简化处理,假设电源谐波电压为US,电网阻抗为ZS,将负载看成谐波电流源IL,而将电压型逆变器看成电压源UF,同时假设隔离变压器为理想变压器,其电压变比为k∶1(网侧电压与阀侧电压之比),Z1由网侧等效输出滤波电抗与基波串联谐振电路阻抗并联组成,Z2为PPF组成的等效阻抗。新型混合型APF单相电气模型如图4所示。

由图4,根据基尔霍夫电流和电压定理,有

$\{\begin{array}{l}U{}_{\text{S}}=U{}_{\text{L}}+{\rm I}{}_{\text{S}}{\rm Z}{}_{\text{S}}\\ {\rm I}{}_{\text{S}}={\rm I}{}_{\text{L}}+{\rm I}{}_{\text{F}}\\ kU{}_{\text{F}}+{\rm I}{}_{\text{L}0}k{}^2{\rm Z}{}_{\text{L}0}+{\rm I}{}_{\text{F}}{\rm Z}{}_2=U{}_{\text{L}}\\ {\rm I}{}_{\text{F}}={\rm I}{}_{\text{C}}+{\rm I}{}_{\text{L}0}\\ {\rm I}{}_{\text{C}}{\rm Z}{}_1=kU{}_{\text{F}}+{\rm I}{}_{\text{L}0}k{}^2{\rm Z}{}_{\text{L}0}\end{array}(10)$

化简方程组(10)并消去变量UL,IL0,IF,IC得:

K1kUF+(K2+ZS+Z2)IS-(K2+Z2)IL-US=0 (11)

式中:

$\{\begin{array}{l}{\rm K}{}_1=\frac{{\rm Z}{}_1}{k{}^2{\rm Z}{}_{\text{L}0}+{\rm Z}{}_1}\\ {\rm K}{}_2=\frac{k{}^2{\rm Z}{}_{\text{L}0}{\rm Z}{}_1}{k{}^2{\rm Z}{}_{\text{L}0}+{\rm Z}{}_1}\end{array}$

由式(11)可得:

${\rm I}{}_{\text{S}}=\frac{({\rm K}{}_2+{\rm Z}{}_2){\rm I}{}_{\text{L}}+U{}_{\text{S}}-{\rm K}{}_{1}kU{}_{\text{F}}}{{\rm K}{}_2+{\rm Z}{}_{\text{S}}+{\rm Z}{}_2}(12)$

由式(12)可知,通过合理控制电压型逆变器输出谐波电压UF的大小,可有效降低电网谐波电流IS的含量。本文根据负载谐波电流来控制,即控制UF=KIL。由图4和式(11)可得:

$\{\begin{array}{l}kU{}_{\text{F}}{\rm K}{}_1+({\rm K}{}_2+{\rm Z}{}_{\text{S}}+{\rm Z}{}_2){\rm I}{}_{\text{S}}-\\ ({\rm K}{}_2+{\rm Z}{}_2){\rm I}{}_{\text{L}}-U{}_{\text{S}}=0\\ U{}_{\text{F}}={\rm K}{\rm I}{}_{\text{L}}\end{array}(13)$

化简为:

${\rm I}{}_{\text{S}}=\frac{{\rm K}{}_2+{\rm Z}{}_2-k{\rm K}{\rm K}{}_1}{{\rm K}{}_2+{\rm Z}{}_{\text{S}}+{\rm Z}{}_2}{\rm I}{}_{\text{L}}+\frac{1}{{\rm K}{}_2+{\rm Z}{}_{\text{S}}+{\rm Z}{}_2}U{}_{\text{S}}(14)$

由式(14)可反推出采用本文控制策略时的单相等效电路,如图5所示。

由图5可知,这种控制策略本质上等效于通过控制APF在改善PPF的谐波阻抗特性的同时又增大了电网谐波阻抗,从而可极大提高滤波效果。

3 脉宽调制(PWM)信号的产生

本文利用基于三相瞬时无功功率理论的ip-iq法获取指令电流,以指令电流与实际补偿电流之间的差值作为调制信号[6],采用改进的三角波比较法进行控制以得到PWM控制信号,即调制信号经过比例—积分(PI)控制器后先进行限幅,然后再与高频三角载波相比较,从而得到逆变器开关器件所需要的控制信号,如图6所示。由于本文所用的逆变器只需4个绝缘栅晶体管(IGBT),因此所需的电流检测电路器件和控制电路器件相比传统的三相6开关逆变器也相应减少,从而节约了成本。PWM信号产生电路如图6所示。

4 仿真和实验

4.1 仿真验证

利用PSIM软件搭建如图1所示系统仿真模型,电网电压为110 kV,频率为50 Hz,经过1个变比为110∶38.5的变压器与非线性负载相联。系统只设计了5次和7次PPF,具体参数为:5次PPF的电容为20 μF,电感为20.3 mH;7次PPF的电容为11 μF,电感为18.8 mH。基波串联谐振电路的电容为690 μF,电感为14.57 mH,电阻为0.1 Ω。输出滤波器电感为2 mH。逆变器直流侧采用全桥整流获得直流电压。对本文提出的基于三相4开关逆变器的新型混合型APF进行仿真,仿真波形如图7所示。用传统的三相6开关逆变器替换三相4开关逆变器而其他结构不变构成滤波器进行仿真,并对滤波效果进行了比较,仿真波形如图8所示。

由图7可以看出:未投入滤波装置时的电网电流、电压波形都产生了畸变,从电流和电压的相位有偏差可以看出产生了无功功率。补偿前各次谐波含量如表1所示,可知5次和7次谐波最严重。

投入本文提出的新型混合型APF后,谐波被较好地抑制了,电流、电压波形得到改善,如图7(c)和(d)所示。补偿后各次谐波含量如表1所示,可知5次和7次谐波得到较好抑制。从电流和电压的相位偏差大大减少,可以看出无功也得到较好补偿。直流侧电压也比较稳定。而由图8可知,用基于传统逆变器的滤波装置仿真得到的结果与本文提出的滤波器得到的结果相一致。

4.2 实验验证

为作进一步验证,在实验室中搭建了综合补偿装置。逆变器采用三菱公司生产的智能功率模块PM300-DSA120,其额定电压为1 200 V,额定电流为300 A,只用其中的2对开关管构成逆变器的A相和B相,直流侧采用2个10 000 μF/1 000 V的电容,构成逆变器的C相;控制部分以DSP2812为核心。无源部分由5次、7 次滤波支路构成。逆变器的整流电路采用全桥整流模块。非线性负荷由可控整流电路模拟;电流数据由FLUKE电能质量分析仪进行采集, 图9所示为实验中获得的补偿前后电流波形。

从图9可以看出:投入本文所提出的新型混合型APF后,电网电流波形由畸变波形改善为接近正弦波,电流中的谐波分量大大减少;直流侧电压比较稳定。

5 结语

本文提出的基于三相4开关逆变器的新型混合型APF与传统的基于三相6开关逆变器混合型APF相比,所用器件大为减少,逆变器损耗降低。仿真结果表明,所提出滤波器的滤波效果和无功补偿效果与传统的混合型APF效果一致。实验也验证了所提出的滤波器有较好的滤波效果。今后可以进一步研究更适合该装置的电流检测算法和控制方法,以进一步提高装置的性能,降低成本。

参考文献

[1]罗安.电网谐波治理和无功补偿技术及装备[M].北京:中国电力出版社,2006.

[2]刘飞,邹云屏,李辉.一种用于高压混合有源电力滤波器的复合控制方法[J].电力系统自动化,2004,28(21):58-61.LIU Fei,ZOU Yunping,LI Hui.A novel combined controlalgorithm for the hybrid active power filter applied to highvoltage grid[J].Automation of Electric Power Systems,2004,28(21):58-61.

[3]王莉娜,付青,罗安.工厂供电系统谐波谐振的抑制[J].电力系统自动化,2001,25(10):41-44.WANG Lina,FU Qing,LUO An.Damping of harmonic inindustrial power system[J].Automation of Electric PowerSystems,2001,25(10):41-44.

[4]MADTHARAD C,PREMRUDEEP REECHACHARN S.Active power filter for three-phase four-wire electric systemsusing neural networks[J].Electric Power Systems Research,2002,60(2):179-192.

[5]赵曙光,焦李成,王军宁,等.混合滤波系统中无源滤波器的自适应进化设计方法[J].电力系统自动化,2004,28(2):54-57.ZHAO Shuguang,JIAO Licheng,WANG Junning,et al.Adaptive evolutionary design of passive power filters in hybridpower filter systems[J].Automation of Electric PowerSystems,2004,28(2):54-57.

[6]舒泽亮,郭育华,连级三.基于FPGA的APF控制器的硬件结构优化[J].电力系统自动化,2006,30(18):55-60.SHU Zeliang,GUO Yuhua,LIAN Jisan.Hardwarearchitecture optimization for FPGA based active power filtercontroller[J].Automation of Electric Power Systems,2006,30(18):55-60.

[7]王兆安,杨君,刘进军,等.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,2006.

混合型有源滤波器 篇7

近年来,大量非线性负荷投入电力系统运行引起的电能质量问题备受关注。F.Z.Peng提出的串联混合有源滤波器(SHAPF)得到了广泛的关注。SHAPF同时兼有无源滤波器与有源滤波器的优点,可以对谐波和无功功率的有效补偿[1]。SHAPF的控制电路是保证有源电力滤波器输出的补偿电压跟踪其指令电压的变化。因此本文将生物免疫反馈原理和模糊控制理论相结合完成了模糊免疫PID控制器,并将其应用到串联混合型有源滤波器的控制中。

1模糊免疫PID的控制系统

用模糊免疫PID控制方法来实现对谐波电压的实时跟踪抑制,如图1所示。模糊免疫自适应PID控制器的结构如图2所示。

该控制器用模糊免疫实时调节PID控制器的KP,用模糊控制器在线整定KI和KD,使被控对象有良好的动静态性能,从而实现自适应控制。

1.1免疫反馈算法

如图3所示,免疫反馈基本原理如下:

在免疫系统中当抗原侵犯机体时,将信息传递给T细胞,而T细胞分化为增强细胞TH和抑制细胞TS共同刺激B细胞,以产生相应的抗体消除外来抗原[2]。当抗原较多时体内的TH细胞也较多,而Ts细胞却较少,因此会产生较多的B细胞。反之,体内的Ts细胞增多,而B细胞随之减少。经过一段时间间隔后,免疫反馈系统趋于平衡。

1.2模糊免疫PID控制器的设计

基于免疫反馈原理[3],提出如下假设:假设第k代的抗原数量为ε(k),由抗原刺激增强细胞TH的输出为TH(k),抑制细胞Ts对B细胞的影响为TS(k)。则B细胞接受的总刺激S(k)为:

S(k)=TH(k)-TS(k)=(k1-k2f(ΔS(k)))ε(k) (1)

将免疫反馈机理应用到控制中,可以设计如下控制规律:

u(k)=K(1-ηf(u(k),Δu(k)))e(k)=KPIe(k) (2)

抑制细胞Ts的抑制量f(u(k),Δu(k)),是关于u(k)、Δu(k)的非线性函数。其比例系数K(1-ηf(u(k),Δu(k)))随控制器输出的变化而变化。将免疫反馈机理与PID控制相结合,则增量式免疫PID控制器的输出为:

u(k)=u(k-1)+KPI(e(k)-e(k-1))+K1e(k)+

KD(e(k)-2e(k-1)+e(k-2)) (3)

1.3非线性函数的模糊化

本文用一个模糊控制器来实现免疫反馈规律中的非线性函数f(u(k),Δu(k))[4]。u(k)和输出的变化△u(k)的模糊量分别表示为正(P)、零(Z)、负(N)和正(P)、负(N);输出为非线性函数f(u(k),Δu(k))的模糊量,分别表示为正(P)、零(Z)和负(N)。用常用的加权平均解模糊化方法得到模糊控制器的输出f(u(k),Δu(k))。

1.4模糊免疫PID控制器积分和微分参数的模糊自调整

变量e,ec,ΔKI ,ΔKD的模糊子集均定义为{负大,负中,负小,零,正小,正中,正大},即{NB,NM,NS,ZO,PS,PM,PB}[5]。由实际操作经验和PID参数整定规则,得到对ΔKI和ΔKD两个参数整定的模糊控制表如表2和表3所示。

2仿真

SHAPF的系统仿真模型如图4。模糊免疫PID控制系统如图5。利用Matlab/Simulink软件进行仿真实验。仿真参数设置如下:三相电压有效值为220 V;等效负载为三相不控整流供电的容性负载,电容为4 000×10-6F,电阻为20 Ω。逆变器直流端电压为Udc=500 V;逆变器开关频率为20 kHz;输出耦合变压器CT变比为1∶1。

仿真波形如图6和图7所示,分别为a相谐波电压和a相跟踪电压。

电源电流在加入SHAPF前后仿真波形如图8和图9所示。

3结论

设计完成基于模糊免疫PID控制的串联混合型有源滤波器。用Matlab/Simulink进行了建模仿真,仿真结果证明了提出的基于模糊免疫PID控制的SHAPF有更好的电压跟踪控制性能,提高了控制器的自适应能力和鲁棒性,从而能更好的有效的抑制谐波。

摘要：将模糊PID控制和免疫调节机理相结合,设计了一个用于串联混合型有源电力滤波器的模糊免疫PID控制系统。通过MATLAB/S imu link软件仿真,仿真结果表明:设计的新型模糊免疫PID控制器可以滤除谐波,完成抑制谐波的作用,并且与传统方法相比具有一定的优越性。

关键词：串联混合型有源滤波器,模糊免疫PID,仿真计算

参考文献

[1]王兆安,杨君,刘进军.谐波抑制和无功功率补偿(第二版).北京:机械工业出版社,2002

[2]王宁,任光.船用锅炉水位模糊免疫自适应PID控制器及仿真.大连海事大学学报,2006;32(1):1—4

[3]丁永生,任立红.一种新颖的模糊自调整免疫反馈控制系统.控制与决策.2000;15(4):443—446

[4] Euntai K.Anewapproach to numerical stability analysis of fuzzy con-trol systems.IEEE Trans on Systems,2001;31(1):107—113

并联混合有源滤波器复合控制策略 篇8

随着电力电子技术的广泛应用, 电力系统中的谐波问题日益受到学术界的关注。无源滤波器 (PF) 以其结构简单、成本低以及运行维护方便在谐波和无功补偿方面应用较多, 但其补偿效果依赖于负载特性, 还可能发生谐振。并联型有源滤波器 (APF) 能够克服PF的缺点[1,2,3,4,5,6,7]。然而, APF由于造价昂贵、设备维护复杂以及大容量化实现困难等原因难以推广使用[8,9,10,11]。

由PF和APF组成的混合APF (HAPF) 被提出, 有利地克服了二者的缺点。PF支路不经过耦合变压器与APF串联构成的混合滤波系统, 具有控制和结构简单、耐高压、容量大以及滤波效果好等特点。其中, PF滤除主要的谐波电流和补偿无功, APF改善补偿效果。由于基波电压由PF承担, APF的容量减小, 降低了成本[12,13,14,15]。本文将广义积分PI控制器与基于虚拟电感的指定消谐前馈控制算法结合起来提出了一种新的复合电流控制策略, 应用于HAPF控制系统。实验结果证明所提控制策略是可行的和有效的。

1 HAPF系统

图1给出了HAPF系统的单相结构图, 其中us为电网电压, Zs为电网阻抗, CF和LF分别为单调谐支路的电容和电感, Cd为逆变器直流母线电容。

HAPF是在一个并联PF支路中不经过耦合变压器直接串入PWM变换器, 用于改善PF支路的滤波特性、抑制负荷电压畸变以及校正负荷功率因数的动态漂移。PF对某几次谐波调谐, 提供低阻抗通路;APF被控制成电压源, 对谐波电流而言, 相当于在电网侧串接了一个大电阻, 迫使谐波电流流入PF支路。另外, 基波电压降落在PF支路上, APF不承受基波电压, 容量和成本大幅降低。

2 控制策略

本文将广义积分 PI 控制器与基于虚拟电感的指定消谐前馈控制算法相结合提出了一种新的复合控制策略, 如图2所示。

对于变化的负载, 广义积分器需要数个周期才能实现谐波电流的精确跟踪。因此, 基于广义积分的 PI 控制器的动态补偿性能不是十分理想。为弥补这一缺点, 可将基于广义积分 PI 控制器与基于虚拟电感的指定消谐前馈控制算法结合起来构成复合控制策略, 使 HAPF 取得更优异的性能, 保证了 HAPF 既有良好的动态性能又有较小的稳态误差。

2.1 比例控制

并联 HAPF 最基本的控制方式是电源谐波电流反馈控制, 即:

UAPF=RpIsh (1)

HAPF 控制系统的等效电路图如图3所示。

(a) HAPF 系统 (b) HAPF 系统等效电路

根据图3可以得到对谐波电流衰减率的表达式:

$\frac{{\rm I}{}_{\text{s}\text{h}}(s)}{{\rm I}{}_{\text{L}\text{h}}(s)}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{F}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}}+{\rm Z}{}_{\text{F}}+{\rm K}{}_{\text{p}}}(2)$

对谐波电流相当于在电网侧串

联一个大电阻 Rp, 只要 Rp 足够大, 就可有效衰减谐波。但考虑到控制系统稳定性的问题, Rp 受到限制。图4显示了在采用式 (2) 所示的控制方式时的谐波电流衰减率 (A=Ish/ILh, n为谐波次数, 下同) , 除了无源支路调谐频率外, HAPF 对其他次谐波电流的衰减并不理想。为此, 在比例控制的基础上引入了广义积分控制器[14]。

2.2 广义积分迭代控制算法

2.2.1 迭代控制算法

对有源滤波器而言, 只需要考虑有限的几次谐波 (5, 7, 11, 13, 17, 19) 。由于无源支路调谐在7次谐波频率处, 因此, 得到广义积分控制器如图2所示。

本文应用了广义积分迭代控制算法, 重复利用以前的控制信息, 减少了计算量。对角频率为 ω 的谐波的广义积分控制量为

$U{}_{\text{c}}(s)=\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{s}}(s)\frac{{\rm K}{}_{\text{i}}s}{s{}^2+\omega {}^2}(3)$

对广义积分器通过 z 变换进行离散化处理, 可得:

Y (k) =2 Y (k-1) cos ωT-Y (k-2) +

Ki[E (k) -E (k-1) cos ωT] (4)

式中 T=1/fs, fs是采样频率。

为了消除控制延迟对 APF 补偿效果的影响, 有必要对广义积分器输出进行超前预测控制。由于广义积分控制器的输出信号是正弦波, 因此, 可以很容易通过对其进行相位补偿达到消除控制延迟的影响。

定义uca、ucb 和 ucc 分别为三相广义积分器的控制输出, 转换到两相静止坐标系下, 可得:

$\left[\begin{array}{l}\mathit{u}{}_{\text{c}\text{α}}\\ \mathit{u}{}_{\text{c}\text{β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{l}\mathit{u}{}_{\text{c}\text{a}}\\ \mathit{u}{}_{\text{c}\text{b}}\\ \mathit{u}{}_{\text{c}\text{c}}\end{array}\right](5)$

式中 uc α和 uc β 相位差90°。

因此, 可以很容易对控制输出进行预测, 补偿控制延迟, 方法如下:

$\begin{array}{l}\mathit{u}{}_{\text{c}\text{α}}^{´}=\mathit{u}{}_{\text{c}\text{α}}\cos \phi -\mathit{u}{}_{\text{c}\text{β}}\sin \phi \\ \mathit{u}{}_{\text{c}\text{β}}^{´}=\mathit{u}{}_{\text{c}\text{β}}^{´}\cos \phi +\mathit{u}{}_{\text{c}\text{α}}\sin \phi \end{array}(6)$

式中 φ 是超前预测的角度。

2.2.2 广义积分迭代算法的稳态无差特性分析

控制方式为

UAPF (s) =GA (s) Ish (s) (7)

GA的传递函数为

GA (s) =${\displaystyle \sum _{h=5‚11‚13‚17‚19}}$$\frac{{\rm K}{}_{\text{i}}s}{s{}^2+\omega {}^2{}_h}(8)$

式中 ωh为谐波角频率。

令$G{}_{\text{o}}(s)=\frac{{\rm Z}{}_{\text{L}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}}+{\rm Z}{}_{\text{L}}+G{}_{\text{A}}(s)}$, 将式 (8) 代入, 可以看出, Go (s) 含有6个零点, s=hω (h=5, 7, 11, 13, 17, 19) , 因此, 可得:

Go (hω) =0 (9)

即Ish (hω) =0, 流入电网的 h 次谐波电流为零。

可以看出, 电源电流谐波不含有 h 倍基波频率的信号, 即对这些频率的信号, 广义积分控制器可以实现无差控制, 能够保证随着时间的推移, 有源滤波器的输出电流对参考电流的跟踪误差趋近于零。式 (8) 的波特图如图5所示, 可以看出, 指定次谐波都得到了有效衰减。

2.3 基于虚拟电感的指定消谐前馈控制算法

基于虚拟电感的指定消谐前馈控制算法见图6, 其基本思想是:在指定谐波频率处通过适当的控制, 使 APF 等效成一个“虚拟电感”, 与 PF 发生串联谐振。假定 PF 支路调谐于 n1 次谐波频率处, 希望 PF 能“虚拟”调谐于 n2 处, 则“虚拟”调谐电感 Ln 为

$L{}_n=\frac{1}{\omega {}^{2}C{}_{\text{F}}}$$\frac{1}{n{}_2^2}-\frac{1}{n{}_1^2}$ (10)

$n{}_1=\frac{1}{\omega \sqrt{L{}_{\text{F}}C{}_{\text{F}}}}‚n{}_2=\frac{1}{\omega \sqrt{(L{}_{\text{F}}+L{}_n)C{}_{\text{F}}}}$

(a) HAPF 系统 (b) HAPF 系统等效电路

基于上述控制思想, 可得有源部分控制策略为

UAPF=G (s) ILh (11)

式中 G (s) =LnnsHn (s) ;Hn (s) 为谐波检测环节的

传递函数。

以自适应滤波法为例, Hn (s) 为

${\rm H}{}_n(s)=\frac{{\rm K}s}{s{}^2+{\rm K}s+(n\omega ){}^2}‚{\rm K}=100$

此时, 可得电源谐波电流衰减率为

$\frac{{\rm I}{}_{\text{s}\text{h}}}{{\rm I}{}_{\text{L}\text{h}}}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{C}\text{F}}+{\rm Z}{}_{\text{L}\text{F}}+G(s)}{{\rm K}+{\rm Z}{}_{\text{s}}+{\rm Z}{}_{\text{C}\text{F}}+{\rm Z}{}_{\text{L}\text{F}}}(12)$

采用虚拟调谐的方法, HAPF 可以只采用一条单调谐支路, 同时对多次谐波进行有效补偿。以7次单调谐支路与 APF 构成的 HAPF 为例, 图7显示了基于虚拟电感的指定消谐前馈控制算法的谐波衰减情况 (n为谐波次数) 。

$\left[\begin{array}{l}\mathit{i}{}_{\text{L}\text{h}\alpha }\\ \mathit{i}{}_{\text{L}\text{h}\beta }\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{l}\mathit{i}{}_{\text{L}\text{h}\text{a}}\\ \mathit{i}{}_{\text{L}\text{h}\text{b}}\\ \mathit{i}{}_{\text{L}\text{h}\text{c}}\end{array}\right](13)$

其中, iLhα 和 iLhβ 相位差90°。因此, 根据式 (11) 可以得到APF 参考电压:

unaα=-LnωninLhβ, unaβ=LnωninLhα (14)

其中, unaα 和 unaβ相位差90°。根据三角函数的性质, 很容易对采样和控制延迟进行补偿, 方法如下:

$\begin{array}{l}\mathit{u}{}_{\text{a}\alpha }^{n^{\prime }}=\mathit{u}{}_{\text{a}\alpha }^n\cos \phi -\mathit{u}{}_{\text{a}\beta }^n\sin \phi \\ \mathit{u}{}_{\text{a}\beta }^{n^{\prime }}=\mathit{u}{}_{\text{a}\beta }^n\cos \phi +\mathit{u}{}_{\text{a}\alpha }^n\sin \phi \end{array}$

(15)

其中, φ为超前预测的角度。

图8显示了系统参数改变对电流衰减率的影响。

3 实验结果

按照图1所示, 以三相不控整流带电阻和电感负载作为谐波电流源组成的实验电路, 具体参数如下:电感4 mH, 电容50 μF, 电网阻抗0.5 mH, 开关频率5 kHz, 电网线电压380 V, 直流母线电压200 V。

图9是 HAPF 投入过程的电源电流和直流母线电压的实验波形。直流母线电压很快就达到参考值, 基本上对电网电流没有产生冲激。图10是稳定运行时负载电流和电网电流波形及其频谱的实验波形, 可见谐波得到了有效抑制, 电源电流波形近似为正弦波。

实验结果证明采用本文所提控制策略, HAPF 能够取得理想的补偿效果。

4 结论

本文将广义积分 PI 控制器与基于虚拟电感的指定消谐前馈控制算法结合起来提出了一种新的混合有源滤波器复合控制策略。其中, 前馈控制的基本思想是:在指定频率处将 APF 控制成一个“虚拟电感”, 与PF发生串联谐振, 为谐波电流提供一个低阻抗通路。前馈控制动态性能良好, 但稳态性能不够理想;广义积分器能够无稳态误差地跟踪特定频率的正弦信号, 但对于变化的负载跟踪性能不佳。因此, 复合控制策略保证了HAPF既有良好的动态性能又具有较小的稳态误差, 而且能够对谐波进行分次补偿。

混合型有源滤波器 篇9

随着越来越多的非线性负载应用到工业生产中,电网受到的谐波污染日益加重,因此,对电网谐波治理的研究逐渐受到重视[1,2]。无变压器并联混合型有源电力滤波器(TLS-HAPF)是一种新颖的有源滤波器拓扑[3],该拓扑由较小容量的有源滤波器和一组单调谐无源滤波器不经耦合变压器直接串联形成。在这种拓扑结构中,无源滤波器分担了大部分的电网基波电压,因此,与之串联的有源滤波器可以工作在较低电压等级下,从而降低了整套系统的成本,特别适用于补偿高压大功率谐波源。由于该拓扑结构中无源滤波器仅使用了一组并且经常选用7次单调谐滤波器,故系统对其他次谐波的吸收能力变弱,这使得系统在使用常规有源电力滤波器的控制方法时难以取得满意的效果。

针对该问题,一些学者进行了深入的研究。文献[3,4]提出电源电流反馈控制加5次负载谐波电流前馈控制的控制策略,使电源电流中的5次谐波电流大大减少,但是该策略需要对负载电流和电网电流同时采样,增加了系统成本;文献[5]在常规控制策略中引入广义积分器以增强补偿效果,但是在电网频率改变时滤除指定次谐波的效果会变差;文献[6,7]将滑模控制应用到这种拓扑结构中,但是存在系统功率管开关频率不固定等问题,增加了滤波的难度;文献[8]提出了一种使用比例—积分(PI)控制器的控制策略,实现了dq轴的解耦,使得输出电流能够更好地跟踪参考值;文献[9,10]将重复控制和复合控制方法应用于该拓扑结构中,也取得了不错的控制效果。以上控制方法均将TLS-HAPF视为线性系统处理,忽略了其本质非线性,因此,在系统受到扰动时会产生电流畸变,甚至引发不稳定。

无源性理论将一个动态系统视为一个能量转换装置,通过重新分配系统的能量和注入非线性阻尼,使系统在满足无源性条件的情况下达到要求的性能[11]。无源性理论是研究非线性系统稳定性的重要工具,这是一种全局定义且全局稳定的控制方法,无奇异点,使控制器的设计得到了一定的简化,并且提高了系统的鲁棒性[12,13]。文献[11,12,14]将无源性控制应用到常规并联有源滤波器中,取得了较好的控制效果。

本文提出将无源性理论应用到TLS-HAPF的控制中,以获取更好的静态和动态性能。在分析TLS-HAPF系统构成及工作原理的基础上,建立系统数学模型,通过注入阻尼获得原系统的伴随系统及跟踪偏差的动态方程,论证系统的严格无源性,给出控制框图并将其应用到系统控制中。

1 系统组成与建模

1.1 系统组成

图1给出了TLS-HAPF的系统电路图,其中vS为电网电压,iS为电网电流,iL为负载电流,LS为电网阻抗。TLS-HAPF由有源滤波器和一组无源滤波器直接串联而成,其中单调谐无源滤波器由滤波电抗L、电抗寄生电阻R、滤波电容C组成;有源滤波器为三桥臂电压源型逆变器,Cdc为直流侧电容,Vdc为该电容两端电压,iF为有源滤波器输出电流,vF为电容C上的电压,VkM为各桥臂中点对M点的电压,k=1,2,3。这种拓扑简化了无源滤波器组,仅使用一组单调谐无源滤波器代替。另外,该拓扑结构还省略了常规并联混合型有源滤波器中的隔离变压器,这进一步减小了系统体积,降低了成本。

在这种拓扑结构中,单调谐无源滤波器通常选用调谐在7次的单调谐滤波器[4],这主要是因为相比于调谐在5次谐波的滤波器,该滤波器对11次、13次谐波的阻抗更低,在同样的有源滤波器增益下系统滤波性能更好。

同时,该滤波器中电抗和电容的取值应该综合考虑,既要保证电感值足以滤除有源逆变器开关谐波,又要保证电容值可以使有源滤波器直流电容侧电压足够低。

1.2 系统建模

在TLS-HAPF工作的过程中,可以自身建立并保持直流侧电容电压稳定,为完成该目标仅需在无功轴上加上一个表示直流电压变动的控制量即可[13],本文研究内容为电流的跟踪控制技术,故在对系统建模时不再考虑直流侧电容电压的波动。首先在abc静止坐标系下建立系统模型。定义切换函数式为:

$C{}_k=\{\begin{array}{l}1\text{S}{}_k\text{导}\text{通},\text{S}{}_{k^{\prime }}\text{关}\text{断}\\ 0\text{S}{}_k\text{关}\text{断},\text{S}{}_{k^{\prime }}\text{导}\text{通}\end{array}(1)$

式中:k=1,2,3。

则可得各桥臂中点对M点的电压VkM=CkVdc。观察图1可知,应用基尔霍夫电压电流定律可得式(2):

$\{\begin{array}{l}v{}_{\text{S}1}=L\frac{\text{d}i{}_{\text{F}1}}{\text{d}t}+Ri{}_{\text{F}1}+v{}_{\text{F}1}+C{}_{1}V{}_{\text{d}\text{c}}\\ v{}_{\text{S}2}=L\frac{\text{d}i{}_{\text{F}2}}{\text{d}t}+Ri{}_{\text{F}2}+v{}_{\text{F}2}+C{}_{2}V{}_{\text{d}\text{c}}\\ v{}_{\text{S}3}=L\frac{\text{d}i{}_{\text{F}3}}{\text{d}t}+Ri{}_{\text{F}3}+v{}_{\text{F}3}+C{}_{3}V{}_{\text{d}\text{c}}\\ i{}_{\text{F}1}=C\frac{\text{d}v{}_{\text{F}1}}{\text{d}t}\\ i{}_{\text{F}2}=C\frac{\text{d}v{}_{\text{F}2}}{\text{d}t}\\ i{}_{\text{F}3}=C\frac{\text{d}v{}_{\text{F}3}}{\text{d}t}\end{array}(2)$

整理上式,可得系统在abc静止坐标系下的状态方程为:

$\{\begin{array}{l}\frac{\text{d}i{}_{\text{F}1}}{\text{d}t}=-\frac{R}{L}i{}_{\text{F}1}-\frac{v{}_{\text{F}1}}{L}-\frac{C{}_{1}V{}_{\text{d}\text{c}}}{L}+\frac{v{}_{\text{S}1}}{L}\\ \frac{\text{d}i{}_{\text{F}2}}{\text{d}t}=-\frac{R}{L}i{}_{\text{F}2}-\frac{v{}_{\text{F}2}}{L}-\frac{C{}_{2}V{}_{\text{d}\text{c}}}{L}+\frac{v{}_{\text{S}2}}{L}\\ \frac{\text{d}i{}_{\text{F}3}}{\text{d}t}=-\frac{R}{L}i{}_{\text{F}3}-\frac{v{}_{\text{F}3}}{L}-\frac{C{}_{3}V{}_{\text{d}\text{c}}}{L}+\frac{v{}_{\text{S}3}}{L}\\ \frac{\text{d}v{}_{\text{F}1}}{\text{d}t}=\frac{i{}_{\text{F}1}}{C}\\ \frac{\text{d}v{}_{\text{F}2}}{\text{d}t}=\frac{i{}_{\text{F}2}}{C}\\ \frac{\text{d}v{}_{\text{F}3}}{\text{d}t}=\frac{i{}_{\text{F}3}}{C}\end{array}(3)$

继而,为简化系统模型,将在abc静止坐标系下的系统模型转化到dq同步旋转坐标系下。转换后得到的系统状态方程如式(4)所示:

$\{\begin{array}{l}L\dot{x}{}_1=-Rx{}_1+L\omega x{}_2-x{}_3-d{}_{\text{n}d}V{}_{\text{d}\text{c}}+v{}_{\text{s}d}\\ L\dot{x}{}_2=-Rx{}_2-L\omega x{}_1-x{}_4-d{}_{\text{n}q}V{}_{\text{d}\text{c}}+v{}_{\text{s}q}\\ c\dot{x}{}_3=x{}_1+c\omega x{}_4\\ c\dot{x}{}_4=x{}_2-c\omega x{}_3\end{array}(4)$

式中:x=[x1,x2,x3,x4]T=[id,iq,vcd,vcq]T,其中id,iq,vcd,vcq分别为在同步旋转dq坐标系下的有源滤波器输出电流和交流电容上的电压;ω为电网电压角频率;dnd和dnq分别为dq坐标系下的开关量;vsd和vsq分别为dq坐标系下的电网电压分量。

此时,系统的控制目标为在控制量dnd和dnq的作用下使输出电流的dq分量id和iq跟踪上系统检测到高次谐波电流的dq分量,下文将使用无源性理论获得控制量以实现电流跟踪。

2 基于无源性理论的控制器设计

2.1 无源性理论

考察如下的一个非线性系统:

$\{\begin{array}{l}\dot{\mathit{x}}=\mathit{f}(\mathit{x})+\mathit{g}(\mathit{x})\mathit{u}\\ \mathit{y}=\mathit{h}(\mathit{x})\end{array}(5)$

式中:u和y分别为系统的输入和输出信号;f(0)=0;h(0)=0。

对于该系统,有如下定义。

定义1 对于式(5),若存在半正定的函数V(x),使得

V(x(T))-V(x(0))≤∫${}_0^{{\rm T}}$yT(τ)u(τ)dτ ∀T>0 (6)

对于任意的输入信号u都成立,则称式(5)所示系统是无源的。V(x)称为能量存储函数,简称存储函数,式(6)称为耗散不等式。

定义2 对于无源的式(5)所示系统及能量存储函数V(x),若存在正定函数Q(x),使得耗散不等式

V(x(T))-V(x(0))≤

∫${}_0^{{\rm T}}$yT(τ)u(τ)dτ-∫${}_0^{{\rm T}}$Q(x)dτ ∀T>0 (7)

对于任意的输入信号u都成立,则称式(5)所示系统是严格无源的。显然,由上述定义可知,无源性是与系统的外部输入、输出信号相关的概念。视V(x)为系统在时刻t所具有的能量总和,则式(6)的左端就代表系统从初始时刻t=0到T时刻的能量的总增量。因此,式(6)的物理意义就在于它表明系统的能量由初始时刻t=0到目前时刻T的增长量总是小于外部注入的能量的总和,这就意味着无源系统的运动总是伴随着能量的损耗[15,16,17]。对于无源或者严格无源的式(5)所示系统,如果存在光滑可微的存储函数V(x)满足式(6)或者式(7),即有

$\dot{\mathit{V}}(\mathit{x})\le \mathit{y}\mathit{u}\forall t\ge 0(8)$

考虑u=0的情况,此时式(5)变化为:

$\{\begin{array}{l}\dot{\mathit{x}}=\mathit{f}(\mathit{x})\\ \mathit{y}=\mathit{h}(\mathit{x})\end{array}(9)$

与式(8)对照可知,此时对于无源或者严格无源的式(9)所示系统,如果存在光滑可微的V(x)满足式(6)或者式(7),有

$\dot{\mathit{V}}(\mathit{x})\le 0\forall t\ge 0(10)$

即对于u=0的情况,满足式(10)即可证明系统的无源性。

2.2 无源控制器设计

设xiref(i=1,2,3,4)是闭环系统稳定运行状态,定义$\tilde{x}{}_i=x{}_i-x{}_{i\text{r}\text{e}\text{f}}$为系统的误差状态量,则由式(4)得到系统的伴随系统为:

$\{\begin{array}{l}L\dot{x}{}_{1\text{r}\text{e}\text{f}}=-Rx{}_{1\text{r}\text{e}\text{f}}+L\omega x{}_{2\text{r}\text{e}\text{f}}-x{}_{3\text{r}\text{e}\text{f}}-\\ d{}_{\text{n}d}V{}_{\text{d}\text{c}}+v{}_{\text{s}d}+\alpha {}_1\tilde{x}{}_1\\ L\dot{x}{}_{1\text{r}\text{e}\text{f}}=-Rx{}_{2\text{r}\text{e}\text{f}}-L\omega x{}_{1\text{r}\text{e}\text{f}}-x{}_{4\text{r}\text{e}\text{f}}-\\ d{}_{\text{n}q}V{}_{\text{d}\text{c}}+v{}_{\text{s}q}+\alpha {}_2\tilde{x}{}_2\\ c\dot{x}{}_{3\text{r}\text{e}\text{f}}=x{}_{1\text{r}\text{e}\text{f}}+c\omega x{}_{4\text{r}\text{e}\text{f}}+\alpha {}_3\tilde{x}{}_3\\ c\dot{x}{}_4=x{}_{2\text{r}\text{e}\text{f}}-c\omega x{}_{3\text{r}\text{e}\text{f}}+\alpha {}_4\tilde{x}{}_4\end{array}(11)$

式中:αi∈R+(i=1,2,3,4),为可调节的注入阻尼系数。

用式(4)减式(11),可得原系统的误差模型为:

$\{\begin{array}{l}L\dot{\tilde{x}}{}_1=-R\tilde{x}{}_1+L\omega \tilde{x}{}_2-\tilde{x}{}_3-\alpha {}_1\tilde{x}{}_1\\ L\dot{\tilde{x}}{}_2=-R\tilde{x}{}_2-L\omega \tilde{x}{}_1-\tilde{x}{}_4-\alpha {}_2\tilde{x}{}_2\\ c\dot{\tilde{x}}{}_3=\tilde{x}{}_1+c\omega \tilde{x}{}_4-\alpha {}_3\tilde{x}{}_3\\ c\dot{\tilde{x}}{}_4=\tilde{x}{}_2-c\omega \tilde{x}{}_3-\alpha {}_3\tilde{x}{}_3\end{array}(12)$

对于误差系统,选择存储函数为:

${\rm H}=\frac{1}{2}(L\tilde{x}{}_1^2+L\tilde{x}{}_2^2+c\tilde{x}{}_3^2+c\tilde{x}{}_4^2)(13)$

对存储函数求微分,可得

$\dot{{\rm H}}=L\tilde{x}{}_1\dot{\tilde{x}}{}_1+L\tilde{x}{}_2\dot{\tilde{x}}{}_2+c\tilde{x}{}_3\dot{\tilde{x}}{}_3+c\tilde{x}{}_4\dot{\tilde{x}}{}_4(14)$

将式(11)、式(12)代入式(14)并化简,可得

$\dot{{\rm H}}=-(R+\alpha {}_1)\tilde{x}{}_1^2-(R+\alpha {}_2)\tilde{x}{}_2^2-\alpha {}_3\tilde{x}{}_3^2-\alpha {}_4\tilde{x}{}_4^2\le 0(15)$

由式(10)可知,式(14)表明该误差系统是严格无源的。此时,由式(4)可得到系统的动态控制器如式(16)所示,控制框图如图2所示。

$\{\begin{array}{l}d{}_{\text{n}d}=\frac{1}{V{}_{\text{d}\text{c}}}(-L\dot{x}{}_{1\text{r}\text{e}\text{f}}-Rx{}_{1\text{r}\text{e}\text{f}}+L\omega x{}_{2\text{r}\text{e}\text{f}}-\\ x{}_{3\text{r}\text{e}\text{f}}+v{}_{\text{s}d}+\alpha {}_1\tilde{x}{}_1)\\ d{}_{\text{n}q}=\frac{1}{V{}_{\text{d}\text{c}}}(-L\dot{x}{}_{2\text{r}\text{e}\text{f}}-Rx{}_{2\text{r}\text{e}\text{f}}-L\omega x{}_{1\text{r}\text{e}\text{f}}-\\ x{}_{4\text{r}\text{e}\text{f}}+v{}_{\text{s}q}+\alpha {}_2\tilde{x}{}_2)\end{array}(16)$

需要说明的是,在式(16)中,$\alpha {}_1\tilde{x}{}_1$和$\alpha {}_2\tilde{x}{}_2$为注入阻尼,其大小将影响控制器的输出。按照最优控制规律的要求,需要使用可选的最大阻尼以使系统能量快速衰减从而保证具有良好的动态响应。但在实际系统中若选择的注入阻尼过大,切换函数的纹波会增加,这会明显影响脉宽调制的比较过程,甚至引起切换函数饱和[18]。为合理选择注入阻尼系数,本文首先通过仿真确定其取值的大致范围,然后再通过实验来最终确定。依据所选择的仿真和实验的参数,本文遵循上述过程确定α1=α2=5,即下文的仿真和实验均使用此参数。

3 仿真结果及分析

应用本文提出的控制策略,在MATLAB/Simulink下建立模型并进行仿真。将电网线电压设置为10 kV,电网电抗为0.1 mH,有源滤波器输出滤波电容和滤波电感分别为41 μF和5 mH,三角载波频率为10 kHz。

图3为静态环境下的系统仿真波形,自上而下分别为a相系统电网电压、负载电流、补偿后的电网电流和有源滤波器输出电流。由图可知,在非线性负载的作用下负载电流畸变较大,总谐波畸变率(THD)达到23.41%,其中5次谐波和7次谐波含量分别为21.42%和7.47%,如图4(a)所示。经有源滤波器补偿后,电网电流THD降低到1.17%,其中5次谐波和7次谐波含量仅为0.78%和0.37%,如图4(b)所示,补偿效果优异。

无源控制的优越性还表现在对动态环境即负载变化剧烈时系统的控制效果上,图5所示为其仿真波形,非线性负载在0.2 s处加载至原来的2倍,在0.3 s处去载变回原始值。由图可知,无论是加载还是去载过程,电网电流均可以在一个周期内迅速达到稳定,没有出现较大的冲击电流。

4 实验验证

为进一步验证本文提出的控制方法,搭建了一台TLS-HAPF的实验系统,见附录A图A1。控制系统核心为TI公司的数字信号处理(DSP)芯片TMS320F2812,主要完成控制策略的计算、软件锁相、软件保护和脉宽调制脉冲的产生等工作;外围电压电流采样电路由LEM霍尔传感器LA55-P和LV25P等与2片6通道16位高精度AD转换器ADS8561实现;主功率器件采用三菱智能功率模块PM100CL1A120,并为该模块设计了驱动电路;另外,整套实验系统还设置了完善的硬件保护电路、预充电电路和散热电路等。实验系统所接电网线电压为190 V,输出滤波电容为62.9 μF,滤波电感为3.5 mH,三角载波频率为10 kHz。

附录A图A2为使用本文提出的无源性控制理论后由Tek DPO2024示波器采集到的实验波形,作为对比,附录A图A3为使用常规PI控制时得到的系统波形。

可以看出,无源控制补偿后的电网电流在负载电流变化剧烈之处仍能保持较好的补偿效果,而在PI控制补偿后的电网电流则毛刺较多。

使用Tek TPS2014 示波器所带谐波分析软件分别对负载电流和2种控制下的电网电流进行频谱分析,见附录A图A4至图A6。其中,负载电流THD为18.9%,5次和7次谐波含量分别为16.42%和7.445%;使用本文提出的无源性控制理论补偿后的电网电流THD仅为3.11%,5次和7次谐波含量分别为1.879%和0.334%;使用常规PI控制补偿后的电网电流THD为5.68%,5次和7次谐波含量分别为2.954%和1.045%。

5 结语

本文提出一种新颖的基于无源性理论的TLS-HAPF的控制方法。仿真和实验证明在该方法作用下,系统可以较好地补偿非线性负载引起的谐波电流,并且在负载变化剧烈的情况下仍能保持良好的补偿性能。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

摘要：无变压器并联混合型有源电力滤波器(TLS-HAPF)是一种新颖的具有较强实用性的拓扑,特别适用于高压大功率系统。文中在分析该拓扑结构主电路构成和工作原理的基础上,提出将无源性理论应用到该拓扑的控制中以获取更好的静态和动态性能。首先在固定abc坐标系下建立了TLS-HAPF模型,为简化模型将其变换到同步旋转dq坐标系下;继而通过注入阻尼获得原系统的伴随系统及跟踪偏差的动态方程;然后通过选取存储函数并对其求导证明系统的严格无源性;最后通过伴随系统得到系统的无源控制器,给出了控制框图并将其应用到系统控制中。仿真和实验结果验证了所提出的无源性控制的正确性。

混合型有源滤波器 篇10

前言

伴随着计算机技术与电力电子技术以及运动控制技术的飞速发展，电力电子器件在这样的环境中也发生着巨大的转变。根据国内外的研究背景来分析，变频技术正在朝着小型化、多功能的方向发展，而电力电子器件也从半控器件、全控器件、功率模块一直发展到现在的智能功率模块。智能功率模块具有集成度高和体积小的特点，其在有源滤波器装置中的应用能够有效保护电路以及控制电压。本文研究了IPM的电路设计，并分析了其具体应用。

一、IPM智能功率模块的概述

智能功率模块是由高速和低功率的电子芯片以及优选的门级驱动和保护电路共同构成的。由此看来，其具有开关速度快和功耗低的特点。智能功率模块中每一个晶体管的驱动电路都设计出了最佳的驱动条件。和传统的晶体管模块相比，IPM在系统性能以及可靠性方面都有了很大程度的提高[1]。

IPM应用于有源滤波器当中能为内建中的保护电路提供4种保护功能，分别是过流保护、短路保护、欠压保护以及过热保护功能。在实际的工作当中，如果IPM模块中体现出一种保护电路的动作，整个滤波器的驱动单元就会关闭门极电流，同时传输出一个故障信号，有效保护整个电路。

二、IPM智能功率模块的电路设计

智能功率模块的电路设计主要包含了三个方面内容，分别是驱动电路部分、缓冲吸收电路部分以及保护电路部分。

在实际的智能功率模块中，有一种R型的智能功率模块，在其内部一共装有7个晶体管，并在1200V/75A的条件下运行。由于智能功率模块内部装置了驱动电路，因此和普通晶体管驱动的电路设计相比而言，外部驱动的电路设计则更加简洁。之所以出现这种简便的装置，根本原因在于驱动电源以及光耦接口中电路的设计[2]。

值得注意的是，智能模块功率对驱动电路的输出电压有着十分严格的要求，这种严格的要求具体体现在：首先，驱动电压的范围为（1±10%）×15V，如果电压小于13.5V的话将会发生欠压保护的现象，电压如果高于16.5V的话将会产生损坏内部零件的情况。其次，驱动电压要相互隔离，以此避免地线的噪声相互干扰。最后一点，驱动电流输出端滤波的总体电容量不能过大，因为当所寄生的电容超过了100pF时，噪声的干扰将会有可能在错误的情况下触发到内部的驱动电路[3]。

在缓冲吸收电路的部分中，智能功率模块所产生电压的主要原因是存在着关断浪涌电压和续流二极管恢复浪涌电压。关断浪涌电压是指在关断的瞬间流过晶体管的电流时产生瞬态的高压，而当续流二极管恢复到反向的阻断能力时就会产生和关断浪涌所相似的浪涌电压。因此，为了保护晶体管就必须使用到缓冲吸收电路，缓冲吸收电路可以用来控制晶体管等功率元件的关断浪涌电压以及续流二极管恢复浪涌电压，从而在减少对开关损耗的同时能够使功率元件的功率达到极限。

三、智能功率模块的具体应用

驱动电路IPM（Intelligent Poewr Module）智能功率模块是主电路和控制电路之间的一个接口，该接口的作用是确保驱动电路的稳定，而稳定的驱动电路对有源滤波器（APF）整个装置的运行、可靠性能以及安全性能都有着十分重要的意义。在功率的驱动电路当中，保护电路是不可或缺的一项功能，完整的系统保护不能够仅仅依靠智能功率模块当中的内部保护功能，在实际的运行当中还需要借助外围的保护电路。IPM（Intelligent Poewr Module）智能功率模块内部保护功能在其发生故障的时候会有效输出一个故障的信号，外围的保护就是在故障信号处理的基础上提供保护措施[4]。

在传统的有源滤波器（APF）中，所采用的是电感和电容的元件来运行，这种元件组成具有很大的弊端，比如说其具有占用的体积大、受到参数的影响比较大以及补偿性差的缺陷等，故传统的有源滤波器仅仅能够抑制住固定次数的谐波。而应用IPM（Intelligent Poewr Module）智能功率模块在有源滤波器（APF）中，在很大程度上会提升其运行的能力，同时产生出高速的输出冲脉。如果在实际的运用中能够使用多种结构来进行串联或并联的工作，将会得到更多的控制点，输出的波形也会更加明显[5]。

结论：目前，在我国的电力有源滤波器（APF）中，智能功率模块IPM（Intelligent Power Module）的应用极为广泛。将由绝缘栅双极型晶体管（IGBT）构成的智能功率模块IPM应用在有源滤波器（APE）中，可以有效简化电路中的设计，减少相关的智能功率控制环节，从而大幅度提高电路系统的安全性及可靠性。所以，只要在电路设计时注意对智能功率模块IPM相关电路的设计，就能更好的完善电路中的智能功率控制系统。

参考文献

[1]袁涛，郑建勇，康静.IPM智能功率模块电路设计及其在有源滤波器装置中应用[J].电力自动化设备，2011，05（19）：88-91.

[2]曾伟，程汉湘.《电力自动化设备》2007年著者索引（第27卷第1～12期）[J].电力自动化设备，2011，12（21）：113-121.

[3]刘建，吴春芳，朱约章，IGBT-IPM智能模块的电路设计及在SVG装置中的应用[J].国外电子元器件，2014，03（22）：40-44.

[4]吴国亮，邹秀斌，孙斌.IPM智能功率模块在高精度惯导测试设备中的应用[J].计算机测量与控制，2010，10（10）：2247-2249-2252.

[5]范瑞祥，罗安，李欣然.并联混合型有源电力滤波器的系统参数设计及应用研究[J].中国电机工程学报，2011，02（09）：106-111.