高压恒流电源

高压恒流电源（精选七篇）

高压恒流电源 篇1

1. 故障经过

2006年3月18日, 02号锅炉电除尘2号电场恒流控制柜电气线路着火, 部分交流接触器、端子排和线路烧坏。2007年5月2日, 5号锅炉电除尘3号电场恒流控制柜电气设备着火, PLC、触摸屏、交流接触器等烧毁。2008年11月20日, 2号锅炉电除尘5号恒流控制柜1只电抗器外引出线路绝缘损坏, 电容器爆炸。

2. 故障分析

虽然3起故障中的L-C恒流源由上海两个厂家生产, 但检查发现故障现象相似, 均为大电流导致线路和元器件烧坏, 因此故障分析要从L-C恒流源工作原理 (图1) 入手。电网输入的交流正弦电压源UAB通过并联的15组L-C恒流变换器转换为交流正弦电流源, 经过升压、整流, 产生高压直流电源加在阴极线与阳极板之间, 形成高压沉积电场, 将流经锅炉烟道的粉尘荷电、沉积。

L-C恒流变换器等值电路见图2, 根据电工学理论, 可推导出当ZL开路时, 回路Ⅰ中发生串联谐振, I1会很大。而且故障处理时也发现故障均发生在L-C恒流变换器一次回路, 据此判断事故根本原因是L-C恒流变换器二次回路开路运行。

3. L-C恒流变换器开路运行分析

(1) 交流接触器接点接触不可靠。每组L-C恒流变换器由交流接触器控制, 接触器接点材质一般为铜, 接触面经过镀银处理, 正常情况两对接触器接点接触较好, I1和I2变化不大。但工作中接点不断受到切断电流烧蚀和损伤, 接点接触面积会越来越小, 同时受现场环境温度、灰尘腐蚀等影响, 接触面氧化速度加快, 电流回路接触电阻增大, 最终接点接触不可靠或断开。若一次回路接点KM接触不可靠, 会造成回路断电, 影响不大;但是二次回路接点KM接触不好或开路, 将使整个电路参数发生变化, I1增大并超过额定电流, 烧坏线路、电容和电抗器。

(2) 接线端子容量小, 线路压接不可靠。实际接线中, 只要串接在二次回路中的元器件故障或接触不可靠, 均会造成L-C恒流变换器开路运行。2号锅炉电除尘故障处理时, 更换烧坏的电抗器、电容和线路后, 上电试车又被烧坏, 仔细检查, 发现L-C恒流变换器二次回路中1根接线端子发热烧断, 引起L-C恒流变换器开路运行。

4. 改进措施

(1) 技术措施。

(1) 改用断流容量较大的交流接触器, 并将接触器其余两个接点分别并联到L-C恒流变换器一次、二次回路 (见图2虚线框) , 并确保可靠接触。 (2) 拆除回路接线端子, 将二次接线直接焊接, 做好绝缘措施, 减少L-C恒流变换器二次回路中间环节, 防止接线端子运行中松动发热。 (3) 正常运行时, 测量L-C恒流变换器电容电流, 根据测量电流值, 在一次回路选择安装断路器, 当二次回路开路故障时, 立即切除一次回路, 防止故障进一步扩大。

(2) 管理措施。

安排电气人员定期对电除尘恒流控制柜进行常规性检查, 使用测温仪测量温度, 发现电抗器、电容以及线路出现过热现象, 及时处理。加强控制柜所在配电室环境治理, 配电室加装空调降温, 定期对交流接触器进行清灰处理, 减少外界环境对交流接触器接点影响。在控制柜所在配电室, 增设机械操作运行人员值班, 设置两人岗位, 3班倒, 这样更有利于操作人员根据外排烟气监控数据, 对恒流源进行负荷调整, 及时发现设备异常, 进行处理。

参考文献

[1]陈钟鸣, 徐高斌.具有T-C-L变换器高精度高重复率充电电源.合肥工业大学学报, 2000 (4)

高压直流开关电源的设计与实验研究 篇2

在国内，低压通信电源较成熟，高压开关电源尚处于研究阶段。一般大功率直流开关电源输入多采用220 V交流电网，为降低对电网的谐波污染，提高输入端功率因数，一般要经过PFC级整流，然后将PFC级输出电压送入DC/DC级进行变换。但高压直流开关电源输出电压较大，会对DC/DC级产生较大影响。

此处研制的高压直流开关电源采用两级变换装置，前级220 V交流经过不控整流和APFC得到380 V稳定直流;后级选择在初级加箝位二极管的改进型ZVS移相全桥变换器，经过变压器变压和隔离，采用全桥不控整流和LC滤波，最终得到精密的240 V直流输出。设计了控制系统，选择合理的参数提高开关电源性能，并通过实验验证了设计的可行性和有效性。主电路的设计

2.1 有源功率因数校正电路

APFC采用全控开关器件构成的开关电路对输入电流波形进行控制，使输入电流成为与电源电压同相的正弦波，功率因数高达0.995,从而彻底解决了整流电路的谐波污染和功率因数低的问题。此处采用软开关单相APFC,其主电路如图1所示。

2.1.1 APFC软开关电路

图1中，为了让主开关管VQ实现ZVS,引入了辅助开关管VQx,在每一次VQ需要进行状态转换前，先导通VQx,使辅助电路谐振，为VQ创造软开关条件。VQ完成状态转换后，尽快关断VQx,使辅助电路停止谐振，电路重新以常规PWM方式运行。

2.1.2 APFC软开关谐振参数的选取

软开关APFC电路中一个重要参数就是谐振电感L1.L1可由二极管VDR的反向恢复时间tVDR来估算，取谐振电感电流iL1上升时间tr=3tVD R,则最大电流上升率可确定为：

di/dt=ILmax/(3tVDR)(1)

式中：ILmax为最大电感电流。

L1的表达式为：

东营变频器维修 http:///dybpwx

L1=Uo/(di/dt)(2)

式中：Uo为APFC输出电压。

实际选取L1=5μH.2.2 ZVS移相全桥变换器

ZVS移相全桥变换器充分利用主电路寄生参数，如开关器件的寄生电容、变压器漏感和线路电感等来实现软开关。DC/DC级选用初级加箝位二极管的改进型ZVS全桥变换器，如图2所示。变换器在一个开关周期有18种开关模态，其工作波形如图3所示。

2.2.1 移相全桥ZVS的实现

开关管零电压关断的原因是由于存在结电容，导致两端电压不能突变。零电压开通则需要足够的能量给将要开通的开关管结电容放电，给关断的开关管结电容充电，同时还要抽走变压器初级绕组中寄生电容CTR中的电荷。对于超前桥臂，该能量由谐振电感Lr和折算到初级的滤波电感Lf串联共同提供，Lf很大，所以容易实现ZVS.而对于滞后桥臂，由于此时变压器次级被短路，能量仅由Lr提供，所以滞后桥臂实现ZVS较困难。特别是负载很轻时，Lr中的能量不够完成结电容的充放电转换，滞后桥臂就不能实现ZVS.为满足滞后桥臂的ZVS,必须使Lr取值较大。

2.2.2 次级占空比丢失问题

东营变频器维修 http:///dybpwx

次级占空比Ds小于初级占空比Dp,其差值即为次级占空比丢失，即Dlose=Dp-Ds.占空比丢失原因是初级电流ip由正向(或负向)变化到负向(或正向)，负载电流需要一段时间，即为图3中的[t3~t6]和[t12~t15].在这段时间内，虽然初级有电压，但ip不足以提供负载电流，次级整流管全部导通，变压器初、次级短路，负载处于续流阶段，整流输出为零。这样次级就丢失了[t3~t6]和[t12~t15]这两段时间的方波电压，它与开关周期Ts的比值即为Dloss,Dloss=(t3,6+t12,15)/Ts=2t3,6/Ts,其中t3,6=Lr[ILf(t3)-ILf(t6)/K]/Uin,则可得：

Dloss=2Lr[ILf(t3)-ILf(t6)/K]/(UinTs)(3)

由式(3)可知，Dloss与Lr和iLf成正比，与Uin和变压器变比K成反比。因此，Lr的值需权衡取值，既要在尽可能宽的范围内保证软开关，又不能太大，以免造成较大的占空比丢失。

2.2.3 谐振电感的选取

滞后桥臂要实现ZVS,Lr必须满足：

式中：I为滞后开关管关断时ip的大小;Coss为开关管在Uin时的输出电容。

选择在1/3负载以上实现滞后桥臂软开关，要求输出滤波电感电流的最大脉动量△ILf为最大输出电流的20%,则：

I=(Io/3+△ILf/2)/K=4.09 A(5)

由式(4)可求出Lr>19μH,实际选择20μH.2.2.4 次级整流桥输出寄生振荡的抑制

ZVS移相全桥变换器输出整流二极管都未工作在软开关状态，存在反向恢复的过程。在输出整流二极管换流时，Lr(包括变压器漏感)和整流桥二极管的结电容及变压器寄生电容之间会发生谐振，使整流桥输出产生寄生振荡和电压尖峰。此处通过初级加箝位二极管来解决这一突出问题。为详细说明箝位二极管的抑制作用，针对图3中t∈[t7,t8]这一模态进行分析：在t7时刻，由于Lr与CVDR1和CVDR4谐振工作，使得两者的电压上升至Uin/K,此时uBC上升至Uin,C点电位变为零，箝位管VDVQ2导通，将uBC箝位在Uin,则CVDR1和CVDR4的电压被箝位在Uin /K,防止其电压继续上升，从而消除了整流桥的振荡尖峰和二极管反向恢复造成的损耗。此时，iLr=-I4,ip=iLr+iVDVQ2.到t8时刻，iVD VQ2线性下降至零，VDVQ2自然关断，模态结束。

2.2.5 变压器初级直流分量的抑制

实际电路中，开关管的开关速度或导通压降不同或开关管的驱动信号不一致时，功率转换电路便工作在不平衡状态。此时磁通变化幅度不相同，工作区域将偏向一个象限，引起磁芯单向饱和并产生过大的ip,从而导致开关管的损坏，最终使变换器不能正常工作。为了让全桥变换电路更可靠的工作，抑制变压器初级电压的直流分量采用变压器初级串接隔直电容Cb.Cb和输出滤波电感折算到初级的电感值形成串联谐振网络，谐振频率表达式如下：

东营变频器维修 http:///dybpwx

折算到变压器初级的滤波电感值LLf=K2Lf.为了尽可能让Cb充放电呈线性化，fT必须远小于变换器的开关频率fs,取fr=0.1fs,由式(6)，LLf=K2Lf及fr=0.1fs可求得Cb=1.2μF,实际取两个1μF/400 V的云母电容并联。控制系统的设计

3.1 APFC控制方案

APFC控制采用平均电流法，系统框图见图4.采用电流、电压双闭环控制，电流环使输入电流更接近正弦波，电压环使APFC输出电压稳定。

此处通过APFC控制器UCC3818实现双环控制，其输出的PWM脉冲可直接驱动开关管。双环调节器如图5所示。

通过计算电压、电流环增益和穿越频率即可确定相应PI参数，实际设计参数为：Ru=56 kΩ，Cu1=3.3μF,Cu2=0.3μF,Ri=16 kΩ，Ci1 =Ci2=1.1 nF.3.2 ZVS全桥变换器控制方案

DC/DC级采用单电压环控制模式，并在电压环基础上加上了限流环，正常情况下限流环不工作，只由电压环控制输出电压，一旦输出电流超过限流值，就由限流环工作，通过减小输出电压将输出电流稳定在限流值上。该控制通过UCC3895芯片实现，控制系统框图如图6所示。

东营变频器维修 http:///dybpwx

选择超前-滞后补偿网络实现控制，与一般滞后补偿网络相比，该网络增加了微分环节，提高了控制系统的动态性能。具体环节如图7所示。

补偿网络的传递函数Gc(s)={(1+sR2C1)[1+s(R1+R3)C3]}/{[sR1(C1+C2)][1+sR2C1C2/(C1+C2)](1+sR3C3)}.对ZVS移相全桥变换器进行小信号建模并采用零极点补偿法对参数进行设计，实际所选参数为：R1=91 kΩ，R2=4.8 kΩ，R3=2 kΩ，C1= 0.1μF,C2=0.02μF,C3=1μF.实验结果

为验证高压直流开关电源主电路结构和控制方案的可行性，研制了一台2.4 kW的实验样机。主要电路参数：APFC部分为交流220 V输入，输出直流电压380 V:ZVS全桥变换器部分，输出直流电压240 V,输出电流10 A,主功率开关管VQ1~VQ4为IXFX48N60P(48 A/600 V);输出整流二极管VDR1~VDR4为DSEI30-10A,箝位二极管VDs1和VDs2为DSEI30-06A,变压器初次级匝比为1.06,输出滤波电感Lf=300μH,输出滤波电容值Cf=56μFx8,开关频率fs=80 kHz.图8a为APFC主开关管在1/3负载时波形，其实现了软开关。图8b为APFC输出电压突加半载时的波形，由图可知，其性能较好。由1/3负载下所测波形可知，超前、滞后桥臂实现了ZVS.由(半载)变压器次级及整流桥输出电压波形可知，不加箝位二极管电压尖峰超过正常值两倍以上，添加箝位二极管后电压尖峰几乎被消除，解决了整流桥输出寄生振荡问题。可见，DC/DC级控制系统设计较合理，超前，滞后补偿环节提高了系统的动态性能。

东营变频器维修 http:///dybpwx 结论

研制了两级结构高压直流开关电源，前级采用单相有源软开关PFC,提高功率因数，合理设计谐振参数可实现软开关，降低开关损耗。控制部分采用PI调节器，具有较好性能。后级选择在初级加箝位二极管的改进型ZVS全桥变换器，实验结果证明该电路结构能够有效抑制次级整流桥输出振荡和电压尖峰，减少损耗。该方法简单，实用性较强。控制系统进行方案选择，PID参数合理设计，提高了高压直流开关电源的动、静态性能。

高效数控恒流电源 篇3

设计并制作以DC-DC变换器为核心的数控恒流电源, 电路框图如图1所示。

要求:在输入电压Ui为15V/DC (波动范围8V～20V) 及电阻负载条件下, 使电源满足:

1.输出电流Io可调范围:200m A～2000m A;能数字设定并控制输出电流, 步进≤10mA, 要求输出电流与给定值的相对误差≤±2%;最大输出电压Uomax:10V;

2.Ui从8V变到20V时, 电压调整率SV≤4% (Io=1000mA, 负载为5Ω的条件下测试) ;

3.改变负载电阻, 输出电压在10V以内变化时, 负载调整率SR≤4% (Ui=15V, Io=1000mA, 负载在1Ω～5Ω条件下测试) ;

4.输出噪声纹波电流≤15mA (Ui=15V, Uo=10V, Io=2000mA) ;

5.整机效率η≥80% (Ui=15V, Uo=10V, Io=2000mA) ;

6.具有过压保护功能, 动作电压Uoth=11±0.5 V (Ui=15V, Io=1000mA) ;排除过压故障后, 电源能自动恢复为正常状态;

7.具有输出电流的测量和数字显示功能。

二、总体分析

1. DC/DC变换器

首先, 在输出电压为10V时, 输入电压范围为8V～20V, 这就要求DC/DC变换器必须具有升压和降压双重功能。其次, 要求整机效率大于80% (整机效率=DC/DC变换效率×恒流电路效率) , 以输出电压11V、电流2000mA计算, 5Ω负载上有10V压降, 其功率=10V×2000mA=20W, 损耗功率为2W, 单就恒流电路而言, 其效率=20W/22W×100%=90.9%。因而, 必须保证DC/DC变换器一端效率达到88%以上才能使整机效率等于80%。

2. 控制电路部分

首先, 题目要求能数字设定并控制电流输出, 这就需要使用DAC转换及与DAC输出电压具有良好线性关系的恒流源电路。其次要求步进小于10mA, 若步进为1mA, 范围按0～2000mA计算, 要求DAC需要2000分度, 必须选用具有2048分辨率以上的DAC才能满足系统要求。

综上所述, 一方面需要使用具有升降压功能的DC/DC变换器且效率要达到88%。另一方面要选用11位以上的DAC及线性度良好的恒流源电路。

三、系统设计方案

系统设计总体框图如图2所示。

输入电压经DC/DC转换后为恒流源电路、单片机控制系统以及恒压源电路供电。恒流源电路完成使输出电流稳定的功能, 单片机系统完成人机交互功能, 此外系统中也扩展了数控恒压源电路。

1. DC/DC电压转换电路方案

单端正激式变换电路因为其使用无气隙的磁芯, 铜损低, 电感量较高, 变压器的峰值电流较小, 输出电压纹波低。适用于低电压大电流的开关电源, 多用于150W以下的小功率场合。, 由于正激式开关电源电路结构简单、功率密度较高。所以本设计DC/DC电压转换电路使用单端正激式变换电路。

2. 恒流源电路方案

采用硬件闭环控制方案。硬件闭环稳流的典型电路如图3所示, 根据集成运算放大器的特性, 可计算得:IL～Vin/R1。式中IL为负载电流, R1为取样电阻, Vin为运算放大器同相端输入信号。若固定R1, 则IL完全由Vin决定, 此时无论VCC或是RL发生变化, 利用反馈环路的自动调节作用, 都能使IL保持稳定。这样就可保证恒流源具有良好的线性关系。

四、系统电路设计

1. DC/DC转换电路部分

DC/DC电源采用单端正激式开关电源, 由芯片SG3525产生PWM波, 驱动开关管IRFZ44N, 输出电压经R9、R10、R4采样后, 送至SG3525的误差放大器的反向输入端 (芯片第1脚) , 调整R10可调整输出电压的大小。若输出电压高于设定值, 采样反馈的电压将偏高, 与SG3525中误差放大器的基准电压 (芯片第2脚) 比较后, 使误差放大器输出电压偏低, 导致SG3525输出PWM波占空比下降, 从而使输出电压降低。反之亦然, 如此形成闭环控制, 最终使输出电压保持稳定。原理图如图4所示。

在此电路中, SG3525控制的PWM波频率依据数据手册中的公式f=1/Ct (0.67Rt+1.3Rd) 计算得f=99.50kHz (其中Rt=R1, Rd=0 (5、7脚之间的电阻) , Ct=C2) 。降低该频率可提高DC/DC的效率, 但同时也会加大电源纹波噪声, 频率的设定应根据自己的要求进行选择。电路中开关管Q1选用IRFZ44N, 整流管D2选用STPS30L60。

2. 恒流源电路部分

电路原理如图5所示, 使用12位的TLV5618完成DA转换, DAC 4096的分辨率充分满足电流1mA步进的要求。DAC的输出控制U5A和Q3将电压转换为相应的电流值。同时输出电流流经R20得到采样电压经U5B放大21倍后反馈给U5A, 由此形成硬件闭环控制。该闭环控制最终导致TP3的电压与TP2电压相等, 而TP3的电压值即为R20两端电压值经U5B放大后的值。因而改变TP2电压值即可改变R20两端电压, 从而控制流经RL的电流值, 故TP2为电流设定值调整。图中U5B的放大倍数=UTP3/UR20= (R26+R29) /R29=21, 也就是说当向DAC输入最大值4095时, 调整R14使VTP2=4.2V, 就可使RL输出最大电流2000mA。

在本电路中, 采样电阻选用0.1Ω/10W的电阻。其目的是为了避免采样电阻通过大电流时发热引起阻值变化, 从而影响输出电流。本电路最终使用了4个0.1Ω/10W的电阻两两并联后再串联接入电路, 从而最大程度上减少温度对电阻阻值的影响。由于前端DC/DC转换电路产生的是正电压, 因此选择LM258单电源运放。其供电电压范围0.3～32V, 输入失调电压2～5mV, 满足设计要求。扩流管使用VMOS管IRFZ44N。

同时为了便于调试, 在电路中加入了5个测试点即:TP1～TP5。TP1用于测量TLV5618的参考电压VREF, 其标称值为2.5V。DAC输出电压值可由式UO=2×VREF×DIN/4096计算。TP2和TP3用于检测输入运放U5A的同、反相端电压。TP4用于测量输出电流值。图中AIN0～AIN2为单片机内部的ADC输入端。AIN0即TP4的值可用于测量VTP3, 从而可以计算出输出电流值, AIN1和AIN2两个值之差即为负载两端的电压, 通过单片机采集AIN0、AIN1、AIN2这三个值就可以得到负载的电压、电流值, 从而在液晶上进行显示。

此外, 图中还加入了声光报警电路。图中LED3 (指示灯) 和LS1 (蜂鸣器) 通过单片机控制Q2进行声光报警。

3. 人机接口

系统采用TI公司的超低功耗单片机MSP430F149作为系统控制器, 使用ZLG7290键盘管理芯片连接的4×4矩阵键盘和240×128液晶 (内含T6963C控制器) 作为系统人机接口。矩阵键盘主要有10个数字键、1个确定键, 配合液晶不同显示界面进行相应操作。具体电路如图6所示。

图中, P1为液晶接口, P3为与ZLG7290的I2C接口。P2为JTAG调试口, P5为与恒流源电路板的接口。

4. 整机效率问题研究

系统整机效率影响因素主要有DC/DC转换电路、恒流源电路和控制电路三方面, 控制电路在关闭液晶背光显示情况下, 其功耗仅为0.08W, 可忽略。下面主要说明提高前两个电路效率的方法。

(1) DC/DC转换电路

如图4所示, 该电路中变压器对电源效率影响极大, 变压器的选择是至关重要的。本电路中变压器采用EE42型铁氧体磁芯, 初级线圈采用宽17mm厚0.05mm的铜皮和绝缘层黄蜡绸一起绕制5圈, 次级线圈使用直径为0.38mm的漆包线8股并绕11圈。影响电源效率的还有开关管Q1, 调试过程中, 测试了多种VMOS管, 最终采用了IRFZ44N (其导通电阻RDS=17.5mΩ) , 相比采用IRF540效率提高了1%。整流管采用功率肖特基二极管STPS30L60 (内含两个整流二极管) , 将这两个整流二极管并联可将正向导通压降降低, 其最大正向导通电流可达2×15A。

(2) 恒流源电路

如图5所示, 电路中采样电阻选用0.1Ω/10W的电阻, 在最大输出2A电流时采样电阻功耗为0.4W, 负载功耗为20W, 极大了减小了无用功率消耗。对于扩流管Q3而言, 常见的电流源多采用达林顿管和VMOS管两种, 经过实际实验检测, 达林顿管的管压降在0.8V左右, 而VMOS管的管压降只有0.02V左右, 本电路采用了VMOS功率管IRFZ44N, 极大地减小了扩流管的功率损耗。为了提高电源效率, 需要精密地调整电路中VCC (调整图4中的R10) 。考虑到在输出电流2000mA测量时电流表压降0.4V (内阻0.2Ω) , VMOS管压降0.02V, 采样电阻压降0.2V, 负载压降10V, 因而调整VCC=0.4+0.02+0.2+10=10.62V, 最终本电路调整的VCC为11.0V。此时恒流源电路的效率为η=10V×2A/11V×2A=90.9%, 从而达到系统整机效率为80%的要求。

(3) 进一步提升电源效率

要想进一步提高本电源系统的效率可以采用以下方式:

●更换更好的变压器磁芯 (如:TDK的PC40EE42) 。

●采用导通电阻更小的开关管 (如:IRF6718, 其RDS=0.5mΩ) 。

●整流电路使用同步整流方式。

●三端稳压器换为降压型DC/DC也可以进一步提高效率。

5. 附加功能

除题目要求之外, 系统还加入了其它的附加功能, 如数控电压源、软启动、设置步进1mA、设置值掉电保存等。

五、系统软件设计

1. 软件流程图

软件流程如图7所示, 系统初始化后, 液晶主菜单上显示三种选项, 对应设置电源三种工作模式:恒流源、恒压源和恒流源软启动模式。通过键盘选择从而进入相应模式。

2. 恒流源模式

进入恒流源功能模式后, 单片机首先判断负载是否开路, 若有开路情况, 声光报警并文字提示;若无开路, 则将所设置的电流值Iset送DAC, 控制输出电流, 然后检测负载电压, 进行过压检测和保护。

将设置电流值Iset送DAC后, 检测输出负载两端电压, 如果过压则声光报警, 同时自动降低输出电流, 以进行保护, 当过压故障排除后, 恢复Iset值继续正常供电。

3. 恒压源模式 (附加功能)

单片机主要完成取电压预置数, 数据处理后送DAC转换为控制电压, 控制电压源输出电压, 检测实际输出电压值并显示。

4. 软启动部分 (附加功能)

软件自动在FLASH中取出上次关闭电源时设置的电流值, 并分十步自动控制输出电流步增至该电流值。每步进一次延时1秒, 直到系统恢复上次关闭电源时的工作状态。

六、系统测试及分析

1.系统电流步进可达1m A, 在200m A～2000m A范围内电流相对误差最大值为0.15%。在20mA～200mA内相对误差较大, 在20mA时达到最大值5%。产生误差的原因有两个方面, 一方面是电流实际输出值和设置值之间存在微小误差且电流值越小, 误差越大。另一方面, DAC转换芯片本身具有一定的非线性误差, 造成输出电流具有微弱的偏差。

2.电压调整率为SV=0.01%, 负载调整率为SR=0.081%, 输出纹波噪声为0.65mA。

3.系统整机效率为为η=80.91%

大功率LED恒流驱动电源设计 篇4

LED(Light Emitting Diode)是一种注入型电致发光半导体器件,作为21世纪最新发展的环保型光源,有着发光效率高、发光单色性好、寿命长、节能环保等诸多优点,因此被誉为“第四代光源”,随着大功率LED的研究和发展,发光效率超过100lm/W的功率型LED已经在照明行业得到了广泛的应用[1],随着技术的发展,大功率LED的特性将日趋完善,但是也存在不少的缺点,其中灯具寿命与LED寿命的不匹配是一个较为严重的问题,一般LED具有很长的寿命,利用LED设计的照明产品,其整体寿命取决于这个设计中寿命最短的部分,而一个LED灯寿命最短的就是驱动电源,因此驱动电源的好坏影响了LED灯具的应用[2]。

LED的驱动电源大多采用开关电源,比如正激式隔离开关电源、反激式隔离开关电源、推挽式开关电源、桥式和半桥式开关电源等。本文采用的是反激式隔离开关电源,通过合理的元件选择、电路设计、补偿电路设计,探索提高效率和合理的LED驱动电源的设计方法。

1 驱动电源的电路设计

该驱动电源采用反激式隔离开关电源设计,实现350mA的恒流输出,可以驱动12个1 W的大功率LED。电路整体设计如图1所示,整个电路的工作原理及工作过程是当110~265V的交流电输入电路之后经过保险丝F1和EMI滤波电路之后整流,其中的EMI电路由一个共模电感T1和两个X2型电容CX1和CX2组成。在输入端还有一个负温度效应的热敏电阻RT1,这是为了防止浪涌电流对后面的器件造成损害,当电源还没有通电时,热敏电阻的阻值很大,所以可以起到限制浪涌电流的作用;当电路正常工作后,热敏电阻由于有电流通过而发热,导致电阻会变得很小,所以正常工作后,热敏电阻的功率损耗是很小的。

电流经过整流桥滤波之后再经过CBB电容C1滤波,然后经过功率因数校正电路,使功率因数提高到0.85~0.90之间。之后电流经过初级绕组、开关管Q1和采样电阻R6和R7到地,这就是电源输入端的主回路。通过控制主回路的电流实现恒流控制,具体的方法是通过采样电阻将输入端的电流信号转化为电压信号,反馈到PWM控制芯片的3号引脚调整芯片输出脉冲的占空比来实现。在主回路上,由于开关管在断开的瞬间初级绕组的能量无法瞬间释放而产生很大的尖峰电压,如果这部分电压无法释放将会造成开关管“打火”而烧毁,所以在初级绕组的两端还要设计尖峰电压吸收回路,这部分电路由肖特基二极管D4、电阻R4,R5和高压瓷片电容C3组成。当开关管断开的时候,二极管D4导通,初级绕组和这部分电路形成了回路,从而实现尖峰电压的吸收。

电源实现恒流控制的核心是PWM控制芯片OB2532。电阻R1和R2给芯片提供启动电流。为了提高效率,该电源有一个辅助绕组给芯片供电,辅助绕组的输出经过整流二极管D5和滤波电容C4之后形成大约20V的电压给芯片供电。同时,这个绕组还起到另外一个关键的作用———电压采样,输出电压经过R9和R10分压之后反馈到芯片的4号引脚。为了使芯片能够稳定的稳压,在芯片的5号引脚和地之间串联一个电容C8作为环路补偿。芯片的2号端口是脉冲的输出端,输出端与场效应管Q1的栅极连接以控制开关管的导通与截止。输入电压经过变压器变压之后,经过超快速恢复二极管D6整流之后由电解电容C5滤波再输出。在二极管D6上,并上电阻R11和电容C7,是由于二极管在电路工作时处在高频的开关状态,加上这部分电路可以避免二极管产生振荡。

该电源电路涉及的主要分电路的设计分述如下:

1.1 反激式开关电源

隔离反激式电源的拓扑结构典型电路如图2所示[3,4],当开关管VT1导通时,高频变压器T一次绕组的感应电压为上正下负,由于变压器的初级绕组和次级绕组的同名端相反,所以此时次级绕组的整流二极管VD1处于截止状态,初级绕组储存能量;当开关管VT1截止时,变压器初级绕组储存的能量通过次级绕组和VD1整流和电容C1滤波后向负载输出。因此,变压器在这个电路中有两个作用:当开关管导通时,变压器储存能量;开关管截止时,变压器通过磁芯将能量传递给次级绕组,供给负载。这种拓扑结构的输出功率一般在100 W以内,且有较好的电压调整率,如果需要精密控制输出电流,可以在输出回路串联采样电阻通过光耦反馈实现初级绕组和次级绕组的隔离。

1.2 开关变压器的选择与设计

变压器的设计是开关电源设计的核心,反激式的开关变压器在电路中起到两个作用:储能电感,当开关管导通时,初级绕组开始储存能量;当开关管截止时,初级绕组储存的能量通过磁芯传递给次级绕组。因此,该设计对于电感主要考虑两个方面:一是初级绕组的电感量,这决定了电源的输出功率,可通过改变绕组的线圈匝数改变电感量;二是各绕组之间的匝数比。在计算这两个参数的同时,也涉及到电源的输入功率、输出功率、效率和开关频率等问题。该设计的最大占空比为45%。效率预计为85%,输出功率为40×0.35=14 W,开关频率为60kHz,经过理论计算并考虑裕量,本设计初级绕组的电感取1.5mH。根据测试,变压器的磁芯系数为:88.7μH,所以有初级绕组的匝数为130匝。

该设计采用的是基于最大占空比的设计方法来确定变压器匝数比,经过理论计算当电源加到负载的电压40V时,再考虑输出二极管的压降0.6V,则变压器的匝数比为0.45,这里计算出来的结果是匝数比N的最小值。根据电感量的要求,初级绕组已经确定为130匝,则次级绕组的匝数为58.5匝,为了方便绕制,可将匝数取为60匝,匝数比N为0.46,对于反激式开关电源,最大占空比小于50%时,系统是固有稳定的,不用增加补偿电路。

1.3 功率因数校正电路

由于LED驱动电路中采用电感和电容等元件,引起相位漂移,所以功率因数比较低[5],一般不会超过0.6。提高功率因数不仅可以减少线路的损耗,还能减少电源产生的高次谐波对电网的污染,提高供电的质量。该设计采用的“填谷电路”(又称平衡半桥补偿电路)[6]就是无源校正电路中典型的一种,电路原理如图3所示。

该电路中的电容C1和C2采用10μF/400V的电解电容,两电容参数相同,通过电容的充放电作用,能够增加导通角,在正半周期可以将导通角扩展到30°~150°,在负半周期可拓展到210°~330°。因此通过该电路可以将功率因数从0.6提高到0.85~0.9。

2 驱动电源电路的PCB设计

一个开关电源的工作性能与电路原理的设计、元件的使用有直接的关系,但是该电源是否能正常工作,PCB的设计也是一个关键点。在合理的原理设计的基础上,作品最终的性能好坏取决于它的布线。不可避免的,PCB的走线会产生一系列的寄生参数,在PCB设计的时候要想办法减小这些参数。同时,开关电源的一些器件会产生热量,因此在PCB设计的时候也要考虑到散热问题[7]。

EMI(电磁干扰)不仅会干扰无线电系统,还会造成其他设备故障[8,9,10,11]。要减小EMI,首先要确定哪个位置可能会成为EMI源。对于一个开关电源,EMI源的中心就是场效应管,因为它处于快速的导通截止状态,因此存在尖的边沿,含有高频分量。如果高频型号太强,可以在场效应管的栅极串联一个电阻,电阻一般在10~100Ω的范围。当开关导通和截止时,这个电阻可以降低栅极充电的速度,使高速开关波形边沿变陡,高频谐波含量减小。该设计采用了一个100Ω的贴片电阻串联在场效应管的栅极和PWM芯片的脉冲输出端之间。在PCB布局的时候,开关电流的路径要尽量保持简短。另外,还要远离低频的元件,比如采样电阻。另一个会产生EMI的位置是尖峰电压的吸收电路。在开关管断开的瞬间,由于初级绕组的电流不能突变,所以会产生一个尖峰电压。该设计对这部分电路的处理时尽可能地将这部分和其他EMI源靠近。如图4所示,尖峰电压吸收电路由D4,R4,R5,C3组成,R8和Q1的栅极之间就是开关电流的路径,这部分的布局比较紧凑,就是为了减小EMI的影响。

在本电源中,可能会产生较大热量的是场效应管、输出端的整流二极管、尖峰电压吸收电路。其中,场效应管的热量比较大,所以采用散热片给它散热。其他部分主要是通过大面积的覆铜来散热。该设计采用贴片元件和插件元件结合的方式,主要是考虑到实际应用中,要尽可能地减小电源的体积,通过贴片元件和插件结合的方式可以将体积缩小1/2以下,主要是因为体积最大的变压器所在位置的底层可以焊接很多元件。同时,通过这种方式也给布线带来很大的方便,得到的打印预览图如图5所示。

3 结语

本文给出了一种大功率LED恒流驱动电源的设计方案,该方案包括了涉及到的元器件选择、总体电路设计、关键电路设计、开关电源变压器的参数设计、电源的PCB设计等。经过实际电路运行测试,本电源在通电之后输出参数正常:输出电压为41.8V,电流为338mA,设计的要求是输出电压42V,输出电流(350±20)mA;在220V输入的情况下,电源的输入电流是75.6mA;功率因数为0.86,该驱动电源正常驱动了12个1 W的大功率LED灯,运行稳定,效率较高,为LED灯具的设计提供了一个可行的恒流驱动电源设计方案。

摘要：为了驱动高功率LED,设计了一种基于隔离反激式原理的恒流驱动开关电源。该设计主要包括反激式开关电源电路的设计、开关电源变压器的选择和设计、功率因数校正电路的设计以及相关的各种保护电路的设计。综合考虑EMI和散热问题,对该电源进行了恰当的PCB设计并完成了实物制作,对该电源进行了输出测试和功率因数测试实验,实验结果表明该电源功率输出稳定,输出电压为41.8V,电流为338mA功率因数为0.86,并成功点亮了12个1 W的大功率LED。该设计对大功率LED的应用具有一定的参考价值。

关键词：大功率LED,恒流驱动电源,开关电源,功率因数校正

参考文献

[1]王国宏.半导体照明大功率LED进展[J].新材料产业,2004(6):26-29.

[2]张春红,冯永建,郑鹏峰.大功率LED驱动器设计[J].厦门大学学报:自然科学版,2009,48(1):55-58.

[3]卢灿.反激式开关电源变压器设计[J].集成电路通讯,2004,22(1):23-25.

[4]李大伟,邓翔,杨善水.用于大功率LED驱动的单端反激恒流源设计[J].电力电子技术,2009,43(7):84-86.

[5]王学芝,王永初.新型功率因素校正电路的开关电源设计方案[J].华侨大学学报:自然科学版,2007,28(1):15-18.

[6]沙占友,马洪涛.基于填谷电路的恒流式LED高压驱动电源的设计[J].电源技术应用,2009,12(8):27-31.

[7]杜丽华,蔡云枝.PCB的热设计[J].现代电子技术,2002,25(8):85-87.

[8]潘宇倩,白东炜.电磁干扰的产生及PCB设计中的抑制方案[J].航天器工程,2007,16(3):125-129.

[9]俞海珍,冯浩.电磁兼容技术及其在PCB设计中的应用[J].计算机工程与科学,2004,26(4):80-82.

[10]蔡辰辰,陆元成,邱荣斌.反激式开关电源的变压器电磁兼容性设计[J].华东理工大学学报:自然科学版,2007,33(4):589-592.

原油电脱水恒流电源设备的研制 篇5

1 主要特点

1.1 由于主回路采用LC耦合输出方式。

所以该电源恒流特性好, 抗干扰能力强, 允许负载持续或突然短路, 负载短路时, 输出电流仍维持额定值。

1.2 由于主回路中含有并联电容, 所以提高了电源的功率因数, 从而节约了电能。

1.3 由于主回路不采用晶闸管, 便输出波形为正弦波, 不干扰电网。

1.4 由于控制回路采用晶闸管调压技术, 使输出电压、电流能够连续可调。所以, 电源的调节平稳, 可控性高。

1.5 具有稳流、稳压控制环节, 过流及过压保护措施, 以及声光报警功能。

2 技术指标

2.1 输入电压:单相380V、50Hz

2.2 供电侧恒流点设置 (20~150A) 可调

2.3 变压器额定容量:50k VA、380V/30k V、200A/1.9A

2.4 脱水电场电压为直流:0~30k V, 交流0~15k V连续可调

3 工作原理

原油电脱水恒流电源设备电路框图见图1

3.1 主回路工作原理

电流 (380V) 经LC耦合输出, 到变压器原端, 变压器副端。经高压硅堆整流后到脱水器的相应极板即可进行原油电脱水。通过改变主回路电感的电感量, 就可以改变加到脱水器上的电压, 进而控制电场强弱, 以达到最佳脱水效果。

3.2 控制回路工作原理

控制电路主要由降压变压器, 两只晶闸管元件反向并联组成的交流开关。桥式整流元件, 稳压电源, 集成晶闸管触发电路, 脉冲输

出电路, 调节控制回路, 过流保护线路等组成。

其主要控制原理为:调整控制回路调节器的输出信号, 可控制移相触发电路的移相, 集成触发电路的触发脉冲经脉冲变压器隔离后, 去触发控制电路中两只反并联的晶闸管, 借此调节晶闸管输出电压和电流, 桥式整流后的电流电压和电流, 主回路中电感的电感量, 最终调节脱水电场的电压和电流。

由于主回路中LC特殊输出方式的存在, 所以单就主回路本身的输出特性而言, 其恒流特性已经很好, 控制电路中的稳流控制环节, 只是为了再提高系统性能, 起到双保险的作用。

稳流工作原理为:电流取样信号与电流铝定信号进行比较后 (闭环负反馈) , 决定了调节器的输出电压, 所获得的移相脉冲控制晶闸管的导通角, 进而调节主回路中电感的电感量, 以保证主回路输出工作在恒流状态。电压给定 (开环控制) 则决定了输出电压的大小。当脱水过程中出现水链现象及水淹电极而造成系统过流时, 过流保护电路通过调节器来封锁触发脉冲, 以保护主回路中的元件免遭损坏。当故障排除后, 脉冲封锁自动解除, 系统进入恒流工作状态。当过流超过过流保护电路的调节能力时, 过流保护电路会切断主电路, 并发出声光报警信号。

4 实验结果

基于大功率直流恒流电源的研究 篇6

恒流源是能够向负载提供恒定电流的电源。所谓“恒流”并不是电流值绝对不变。只是这种变化非常小, 在工作范围内可视为基本稳定。现代电子技术的广泛应用, 促进了对恒流源的需求。例如, 大电流高精度恒流源在白光灯照明、蓄电池的快速充电器、电气触点微电阻测量、实验室等领域有着多方面的应用。

1.1 检测技术

在电流表校准过程中, 将被测表和标准表并联在恒流源两端, 通过调整恒流源输出至标准表刻度值, 来检测被校表量程是否准确。电路参数直流电阻的测量, 特别是小电阻测量, 阻值不大而对精度要求又高。若用电桥测量, 精度虽高但操作较繁, 而采用标准精密恒流源测量则可以大大简化测量过程, 可以在工厂中进行大量检测。

1.2 电真空及大功率照明器件

示波管、显像管等电真空器件的灯丝电阻很小, 若采用稳压源, 则在通电瞬间会形成大电流尖峰, 缩短灯管寿命。若采用恒流源供电, 在灯丝由冷变热的过程中保持电流恒定, 可以延长灯管寿命。

1.3 实验装置和医疗器械

在许多医疗诊断仪器中, 如CT断层扫描仪和超导磁源成像仪中的磁场均要求很稳定, 否则会造成严重的测量误差。如果采用稳压电源, 由于电磁铁线圈工作时发热等原因会使其阻值改变, 因而供电电流变化, 导致磁场不稳定。如果采用恒流源供电就能克服上述缺点。因此, 凡是要求磁场十分稳定的装置, 就必须采用恒流源供电。所以, 在核物理实验装置中, 如粒子加速器、质谱仪、β谱仪以及云雾室, 都必须采用恒流源供电。

1.4 工厂除尘装置

恒流源技术被广泛应用在在电除尘行业。如水泥厂的立窑收尘、回转窑尾电收尘、钢铁行业的结烧收尘、有色冶炼行业的电收尘等场合几乎全部使用恒流源。恒流源供电特性呈“正反馈”, 即输出电功率大小与除尘器所需电功率大小成正比。当除尘器某时刻粉尘浓度变大, 要使除尘效率保持不变, 需要电源同步增大输出功率。正由于恒流源输出电流恒定, 而输出电压随负载大小变化而变化, 当粉尘浓度变大时, 则恒流电源输出电压也同步增大, 所反映在除尘器上即电源输出电功率是同步增大。

2 传统恒流源的实现方法

2.1 传统恒流源实现方法主要有以下三种:

(1) 采用差分放大器构成的恒流源, 包括镜像电流源、微电流源等。在集成电路中可为放大电路提供偏置电流。

(2) 集成运算放大器构成的恒流源, 分为负载浮置 (负载两端均不接地) 和负载接地恒流源。

(3) 由三端稳压器件构成的恒流源, 具有体积小、价格低、可靠性较高, 便于大量生产。

上述传统电流源主要应用在集成电路芯片或小功率电路中, 所提供电流较小。

2.2 大功率恒流电源组成及实现方法

传统恒流源输出功率小, 效率较低, 而在电镀、电除尘、开关器件检测等场合需要大电流高效率的电源。一般的工频开关电源, 频率较低 (50Hz左右) , 普遍采用工频变压器, 当功率上升时, 变压器体积和重量都急剧上升;且由于采用硬开关, 功率管开关损耗大, 电源输出效率低 (75%左右) 。而本设计采用高频变换器, 输出频率在80k Hz左右, 采用的高频变压器体积小、重量轻, 可大量节省有色金属;且采用软开关技术, 减少功率管开关损耗, 大大提高了电源输出效率 (90%-95%) 。

2.2.1 大功率直流恒流电源的组成部分

(1) 输入模块:主要有输入高频滤波电路、整流滤波电路;

(2) 变换器模块:主要有全桥变换器、移相控制电路、PWM产生电路、开关管驱动电路、隔离高频变压器等;

(3) 输出模块:主要有同步整流电路、输出滤波电路;

(4) 检测控制模块:主要有单片机、键盘及数码管电路、电流电压采样电路;

(5) 辅助模块:主要有过流过温保护电路、辅助电源电路。

2.2.2 大功率直流恒流电源实现方法

系统输入为市电220V±15%, 在输入模块的抗电磁干扰滤波器 (EMI) 滤去电网杂波, 经过全桥整流和滤波电容后输出较平直的工频直流电 (约300V) 。在变换器模块, 50Hz工频直流电通过全桥变换器后变换到80k Hz的高频直流电。再经隔离变压器与输出模块的同步整流电路连接, 经输出滤波电路滤去高频杂波, 输出1-5V, 10-100A恒流直流电。采样反馈电路通过分流器对输出电流采样, 将反馈信号传送到UC3875移相控制芯片, 实现电流负反馈, 以达到恒流输出目的。同时输出电压和电流经AD转换输入到单片机, 并通过7段数码管显示。系统可通过一个滑动变阻器使输出电流在10-100A连续可调, 并可通过键盘设定或手动调节滑动变阻器连续调节输出电压。系统内还设置有过流过温保护电路, 保障系统安全运行。

2.2.3 输入整流滤波电路设计

输入整流滤波电路包括过压保护模块、抗电磁干扰滤波电路、全桥整流电路、滤波电容。

(1) 过压保护电路:电路中所产生的过压主要是雷击和电网电压尖峰, 而二者中雷击产生的高电压危害最大。雷击时产生的高压加在压敏电阻RV1、RV2、RV3上时, 其阻值降低, 形成大电流通路, 将高压产生的能量导地。当电流过大, 则保险丝F1、F2烧毁, 保护后级电路。

(2) 抗电磁干扰滤波电路:由电感L1和电容C2、C3、C4组成的滤波网络不仅可以抑制电网产生的噪声及纹波干扰电源内部信号, 也可防止电源本身产生的高频噪声回送到电网中。而电源开启瞬间产生的大电流则通过热敏电阻RT1耗散, 随温度升高RT1阻值降低, 耗散能量逐渐减小。

(3) 全桥整流电路:采用四个二极管组成的全桥整流电路, 具有输出电流纹波较小, 效率高的特点。可在输入波形的正负半周同时进行变换,

(4) 滤波电容:整流桥输出的有纹波电流经C5、C6滤波后可以得到平直的直流电流, 且C5值越大, 输出纹波越小。

摘要：传统恒流源多采用运算放大器和三端稳压器件等线性调整式元件, 在大电流低电压场合应用时损耗较大, 电源效率很低, 且在50Hz工频下工作时, 变压器的体积笨重, 规模化投产则消耗大量有色金属资源。介绍了一种用于测量导通阻抗很小的开关型器件的大功率直流恒流直流电源的设计方法。该电源输出电压为1-5V可调, 电流输出为10-100A连续可调, 整机效率达到90%, 减小了大电流时整流管的损耗;具有显示及手动设定输出值功能, 方便快速测量。

高压恒流电源 篇7

超磁致伸缩材料(giant magnetostrictive material,简称GMM)是一种新型高效的电(磁)能—机械能转换功能材料,它在室温和低磁场下能产生很大的磁致伸缩应变。利用GMM的磁致伸缩效应开发的超磁致伸缩驱动器(giant magnetostrictive actuator,简称GMA)具有输出力大、输出位移大、响应速度快、结构简单、体积小等优点[1,2],近年来,在精密、超精密加工领域越来越体现出其广阔的应用价值。

驱动电源技术是超磁致伸缩驱动器应用研究的关键技术之一,电源性能的优劣将直接决定驱动器静态和动态使用特性[3,4,5]。本文针对驱动器对驱动电源的性能要求,设计和研制了一种大功率、高精度、能用DSP数字电路双向控制的恒流驱动电源。

1 GMA的驱动原理与驱动电源特点

1.1 驱动器结构及驱动原理

采用国产GMM棒材为主要元件,根据超磁致伸缩材料的驱动特性及磁路原理,研制了超磁致伸缩驱动器[6],其结构简图见图1。

该驱动器工作原理可简述为:当激励线圈通有电流时,由电磁感应原理将产生驱动磁场,从而驱动GMM棒的伸长或缩短,通过输出顶杆,对外将产生输出位移。此外,通过给偏置线圈施加适当的电流,产生所需的偏置磁场,以消除“倍频现象”;通过预压机构对超磁致伸缩材料提供合适的预压力,提高机磁耦合系数和磁致伸缩系数;带螺旋沟槽的套筒、进水口和出水口构成一个循环的冷却水回路,可带走驱动器工作时所产生的热量,降低温度变化对驱动器工作的影响。

1.2 控制系统设计及驱动电源特点

为了实现超磁致伸缩驱动器控制的稳定性与智能化,设计了如图2所示的控制系统。系统以TMS320F2812型DSP为控制核心,通过控制D/A模块输出控制电压信号,从而控制双向可控恒流驱动电源去驱动GMA,而GMA输出的位移信号可通过A/D模块反馈到DSP中处理,实现了闭环控制。可见,驱动电源起到了连接驱动器与控制核心器件DSP之间的桥梁作用,既要稳定、快速地驱动GMA,又要对DSP经D/A输送过来的信号作出快速、精确的反应。

根据GMM的驱动特性以及对GMA的控制要求与性能指标,驱动电源除了要求具有编程可控功能,从而可采用一定的控制算法减小系统误差,提高系统性能和自动化程度以外,驱动电源还应满足以下几点:①驱动电源应是一个在较大范围内连续可调的双向恒流源,由驱动负载线圈产生正负方向可变的磁场,并与偏置磁场叠加出驱动磁场,以满足超磁致伸缩驱动器的工作要求;②由于超磁致伸缩驱动器控制精度较高,要求驱动电源的稳流特性和线性度要好;③超磁致伸缩材料对外加控制信号的响应速度主要取决于驱动电源输出电流的响应速度,因此驱动电源应具有较高的频响;④驱动电源的负载为电感线圈,因此输入信号与输出信号存在一定的相位差,应采取一定措施进行超前补偿,同时应选用高耐压器件,并有保护电路,以抑制对开关电源的操作产生的瞬态反相高压,避免损坏元器件。

2 双向可控恒流驱动电源的设计

2.1 电路设计与分析

图3为根据连续调整型恒流源原理[7]所设计的双向可控恒流驱动电源的电路原理简图。

驱动电源的实际负载为驱动器线圈,在图3中负载线圈用电感L与电阻RL表示。由于负载为电感线圈,为防止自激振荡,在其两端接入电容C进行超前补偿;为了提高恒流源的稳定度等性能,选用了大功率达林顿管MJ11032和MJ11033作为调整管VM1和VM2,并使其组成互补对称电路;4个放大器(A1、A2、A3和A4)均选用低温漂、高精度运算放大器LM358,且A1接成电压跟随器的形式,以提高电路的输入阻抗;采样电阻RS采用了温度系数和时效变化都很小的锰铜丝线绕精密电阻。

设Io、IS、IC分别为流过L、RS、C的电流;ZL为L和RL的等效阻抗;ZC为C和RC的等效阻抗;Ui1为A1的输入电压,Uo3为A3的输出电压;US为RS的电压。由基尔霍夫电流定律可得:

IS=Io+IC 。 (1)

且有:

ICZC=IoZL 。 (2)

由运放特性U+=U-可得:

undefined。 (3)

联立式(1)、式(2)、式(3)得:

undefined。 (4)

将undefined代入式(4)得:

undefined。 (5)

式(5)就是恒流源输入与输出的向量表达式,当角频率ω=0(即直流)时,变为:

undefined。 (6)

式(6)就是恒流源的静态输出特性表达式,选取合适的阻值可以使:

undefined(或者常数) 。 (7)

其中,undefined为A3放大电路的电压放大倍数,只要选择精密电阻阻值R5=R8=100 kΩ,R6=R7=10 kΩ,即可实现预期的10倍放大功能;同时选择RS为0.1 Ω/5 W的锰铜丝线绕电阻,R1～R4均选用1‰精度、阻值为1 kΩ的金属膜精密电阻。这样就能实现Io=Ui1。

运放A4设计成减法电路,设A4的正端输入即控制输入为Ui,负端输入电压为Ub,则:undefined。如取R9=R10,则有:Ui1=2Ui-Ub。在设计中调节Ub使其为4 V,则总的电路输入输出关系就为:Io=2Ui-4。因此当由DSP控制的D/A模块输出(DAOUT1)在0 V～4 V变化,则恒流源输出电流就在-4 A～4 A变化,从而实现了恒流源的双向可控。

2.2 电源实验测试

实验中驱动器激励线圈电感量为15 mH,其静态电阻为1.55 Ω(实测),采用四位半精度的数字万用表测出恒流源的输入电压与输出电流,获得的实验数据见表1。

图4为依据表1的数据所作的恒流源的输入、输出关系的“定度曲线”以及用最小二乘法进行回归得到的拟合直线,定度曲线偏离其拟合直线的程度就是非线性度。

由实验数据求得的拟合直线方程为:

Io′=2.011 8Ui′-4.026 5 。 (8)

定度曲线和拟合曲线的偏差为:

Δ=Io-Io′=Io-(2.011 8Ui′-4.026 5) 。 (9)

将实测的各点值代入,即可求得在Ui=3.898 V,Io=3.839 A时输出电流与拟合直线间的偏差值最大,为Δmax=0.023 6 A,根据输出电流的最大值为Imax=4.011 A,可得恒流源的非线性度仅为(Δmax/Imax)·100%=0.59%。而表征恒流源静态性能最重要的参数即为非线性度,由此可知所设计的恒流源的输出、输入间能保持理想的线性关系,性能良好。

当然实验中也对恒流源的其他静态性能进行了测试,测试结果表明电源的电压调整率(小于1‰)、负载调整率(小于3‰)、时漂(小于6 mA)、纹波电压(小于15 mV)都达到了很高的性能指标。

3 结论

本文在分析了超磁致伸缩驱动器的驱动原理和驱动电源特点的基础上,设计了一种双向可控的恒流驱动电源,该电源能够输出-4 A～+4 A范围的双向直流调节信号,其输出电流既可通过手动调节,又可通过DSP控制芯片控制,实现了程序自动控制,具有一定智能化。对电源的实验测试结果表明,该驱动电源的线性度高、工作稳定,具有良好的静态特性,能够满足超磁致伸缩驱动器的工作要求。

参考文献

[1]Jenner A G,Smith R J E,Wilkinson A J.Actuation andtransduction by giant magnetostrictive alloys[J].Mechatronics,2000,10(4-5):457-466.

[2]夏春林,丁凡,路甬祥.超磁致伸缩材料驱动器实验研究[J].电工技术学报,1999,14(4):14-16.

[3]杨兴,贾振元,武丹,等.基于功率MOSFET的超磁致伸缩执行器驱动电源[J].压电与声光,2001,23(1):33-36.

[4]傅龙珠,狄瑞坤,项国锋.稀土超磁致微致动器驱动电源实验研究[J].机电工程,2002,19(6):46-49.

[5]李国平,林君焕,潘晓彬.超磁致伸缩执行器的驱动电路及接口设计[J].航空精密制造技术,2007,43(4):32-34.

[6]马志新,周志平.基于超磁致伸缩材料微位移驱动器的原理及实验研究[J].现代机械,2009(2):19-21.