双电机同步驱动

双电机同步驱动（精选八篇）

双电机同步驱动 篇1

以往薄膜幅宽在5.2m以下的双向拉伸(B0PP或B0PET)薄膜成套设备中,通常横向拉伸机(TDO)左右链铗的传动是由一台电机通过左右传动轴和齿轮箱及链轮驱动的;当薄膜幅宽超过5.2m后,横向拉伸机(TDO)设备宽度相应要增加,而薄膜产量的提高,除了有宽幅的拉膜设备外,还需要大幅提升拉膜设备的生产速度。但生产速度的提高,使得齿轮传动机构和连接轴的体积和质量都相应增加,若继续沿用单电机的驱动方式,使得横向拉伸机(TDO)的动态机械负载平衡性及可靠性和机加工精度都很难满足生产工艺要求。

为此,采用两台电机分别直接驱动左右齿轮箱和链轮,左右齿轮箱之间用一根传动轴刚性连接,从而降低了传动机械的转动惯量和振动幅度,提高了动态机械负载平衡性及可靠性,降低了机加工难度。但由此引出的新问题是:如何使控制系统满足驱动左右齿轮箱两台同功率电机的负载平衡和同步驱动的要求。

2 横向拉伸机(TDO)对控制系统的要求

影响薄膜质量的因素有很多,如生产工艺参数、设备加工和安装精度、生产温度及速度的控制精度、生产操作人员的技能等,都会对薄膜质量产生影响。但从薄膜成套设备的角度来看,横向拉伸机(TDO)对薄膜的质量特别是成膜率,有着直接的影响。根据薄膜生产工艺的特点,横向拉伸机(TDO)除了与整条生产线要保持速度链关系外,其本身左右链条的两台驱动电机还要保持速度同步和机械动态负载平衡的关系,否则将会出现因两台电机速度不同步,而造成两台电机承受的机械负载不平衡,出现一台电机电流过大,而另一台电机电流过小的情况。严重时还会造成变频器因电流过大而频繁出现过载保护现象,使得控制系统无法正常工作,这对控制系统和电机以及机械设备都是极为有害的。因此,要求横向拉伸机(TDO)的速度控制系统要有极高的稳速精度和动态相应品质,确保机械负载的动态平衡。

3 横向拉伸机(TDO)控制系统组成和工作原理

3.1 变频器的选择

采用一般的通用变频器给异步电动机供电时,可以实现电机无级平滑调速。但是,调速时有静差,精度不高,调速范围在h10左右,而且不能像直流调速系统那样提供很高的动态性能。所以,一般V/F控制模式的变频器不论是静态的稳速精度还是动态响应速度,都无法满足薄膜生产工艺的要求。而矢量控制变频器的特点是:采用由转子磁链决定d-轴方向的dq同步旋转坐标系,把异步电机的定子电流分解为其励磁分量和转矩分量,得到类似于直流电机的转矩模型,再采取措施把非线性系统变换成两个独立的转速和转子磁链的子系统,从而模仿直流电机分别用PI调节器进行控制。所以,矢量控制变频器有像直流调速系统那样优异的调速精度和动态响应速度以及很宽的调速范围(h100)和完备的转矩控制功能,完全能满足薄膜生产工艺要求。所以在该控制系统中选择西门子6SE70系列矢量控制变频器作为电机的速度控制调节器和转矩控制调节器。

3.2 双电机同步驱动同一负载的基本要求

两台矢量控制变频器驱动2台电机拖动同一个机械负载的基本要求是:(1)两台变频器必须保持严格的同步运行关系;(2)两台变频器之间实现动态和稳态负载的自动平衡分配。

3.3 三种基本的控制方案

下面介绍的三种基本控制方案可以满足上述的基本要求。(1)转矩跟踪控制方案1将两台矢量控制变频器的其中1台作为主动装置,另1台作为从动装置,主从两装置之间用串行方式连接成主从控制方式;在主动装置上加装一块SCB2接口板,在从动装置上加装一块T300工艺板。生产线速度链的调速信号送至主动装置,再经SCB2接口板分配到从动装置的T300工艺板上,应用T300工艺板的多电机传动控制功能通过转矩限制的软特性和补偿进行负载平衡调节,使两台变频器之间实现动态和稳态负载的自动平衡分配。该方法的缺点是要增加一块SCB2接口板和一块T300工艺板。(2)转矩跟踪控制方案2同样将两台矢量控制变频器连接成主从控制方式。生产线速度链的调速信号送至主动装置,而主动装置的转矩输出信号经主动装置的模拟量输出口X102.21.22端子送至从动装置的模拟量输入口X102.17.18端子,作为从动装置的转矩给定信号,并将主动装置设置成编码器反馈的速度闭环控制模式,而从动装置设置成带编码器反馈的直接转矩控制模式,这样从动装置输出的转矩值就紧紧跟随主动装置的转矩值,确保主从装置的同步运行以及动态和稳态负载的自动平衡分配。(3)转矩跟踪控制方案3同样将两台矢量控制变频器连接成主从控制方式。生产线速度链的调速信号经PROFIBUS总线送至主、从控制装置,再将主动装置的转矩输出信号经主动装置的模拟量输出口X102.21.22送至从动装置的模拟量输入口X102.17.18端子,作为从动装置的转矩限幅信号;实际应用时,先人为将从动装置的速度给点值设成约大于主动装置的速度给点值,使从动装置实际运转速度约大于主动装置的实际运转速度;如果没有将主动装置输出的转矩限幅信号送至从动装置的模拟量输入口,作为从动装置的转矩限幅给定信号,那么,从动装置的实际转速则大于主动装置的实际转速,所以从动装置的实际输出转矩也将大于主动装置的实际输出转矩;但从动装置因受主动装置转矩限幅信号的制约,而始终与主动装置的负载转矩保持动静态的自动平衡分配。

4 结论

根据双向拉伸薄膜横向拉伸机(TDO)设备中两台电机同步拖动同一负载的实际情况及薄膜的生产工艺要求,提出了采用两台矢量控制变频器分别驱动两台电机的转矩跟踪控制方案,其中方案二已经实验证实可行,方案三已在一条5.2m双向拉伸薄膜生产线的横向拉伸机(TDO)上得到了实际应用。经过数年的运行,证实该控制方案完全满足横向拉伸机(TDO)的生产工艺要求,控制效果良好。这些方案也可应用到冶金、起重、造纸、玻璃、装卸等行业中,需用两台电机同步运行并自动保持负载转矩平衡分配拖动同一负载的场合。同时,对其他有类似的控制要求的行业,也有很好的借鉴意义和广泛的应用前景。

摘要：本文分析了双向拉伸薄膜装备横向拉伸机(TDO)双电机刚性连接同步驱动同一负载的负载平衡控制问题,提出了采用西门子6SE70系列矢量控制变频器解决负栽平衡控制问题的具体方案,并对各控制方案进行了比较和分析,经应用证实控制效果良好,满足生产工艺要求。

双电机同步驱动 篇2

关键词：双电机;功率追踪;模糊控制器;迭代算法

中图分类号：TM343          文献标识码：A

Algorithm of coaxial dual-motor drive system power tracking

XUE Chen-Xu1*， HAN Jun-feng2， LIN Chuan1， PAN Sheng-hui1， YANG Feng1

• College of Electrical and Information Engineering， Guangxi University of Science and Technology， Liuzhou 545006 China;

2.Department of Electrical Engineering， Guangxi Technological College of machinery and electricity， Nanning 530007 China）

Abstract： Research coaxial dual-motor load power tracking. In this system， two synchronous motors speed is forced. Due to the slight difference in the two identical motor parameters， it will lead to uneven distribution of power. According to the vector control theory， the AC motor torque and motor flux decoupling induction motor. The mathematical model of dual-motor power （current）-tracking， is controlled by fuzzy controller design and iterative algorithm to solve the power to track all issues. Simulation results show that the fuzzy PID control system compared with the control iterative algorithm can improve the response speed power-tracking， and faster to achieve power balance.

Keywords： Dual-motor; power point tracking; fuzzy controller; iterative algorithm

1  引言

双电机硬轴联接驱动同一负载时，即使同批次的相同型号电机也极难达到各项参数完全一致，因此它们所分担的负载就不可能完全相等，从而导致两个电机输出功率出现偏差，容易使其中一台电机工作在轻载状态，而另一电机工作在过载状态，造成电机过负荷。为改善这种情况，将负载进行合理分配，双电机的功率平衡问题就必须得到解决 [1]。

自从上世纪80年代 Koren提出交叉耦合控制算法之后[2]，许多专家针对“多电机协调控制”这一课题展开了一系列的研究。国内，汤杰，李志勇针对刚性硬联的双电机同步传动系统的功率分配问题提出主从控制方案[3]，在同步运行中确保功率平衡。田瑞，赵艳提出了变频器的主/从功能在多电机传动系统中的应用[4]，解决了多台电机同时驱动同一负载的功率平衡问题。张超，裴延涛提出了基于矢量控制思想的同轴硬联双电机负载平衡系统[5]，并且将交叉耦合及主从控制的概念运用于其中，从而实现双电机承担相等负载的实验目的。

上述文献均较少提及从电机功率跟踪过程中的精确的数学模型，因此对双电机功率追踪精确数学模型的算法研究是一个新的研究点。本文以双电机同轴驱动系统为对象，通过矢量控制理论，将交流异步电机的电机转矩和电机磁通的解耦，建立了双电机功率追踪系统的数学模型。在主从控制和交叉耦合的基础上，设计了模糊参数自整定PID控制器以及基于迭代算法的控制器，均获得了精确的控制效果。通过比较，模糊参数自整定PID控制器提高了响应速度，解决了功率平衡问题，改善了系统的动态性能。

2  双电机同轴运行功率不平衡的Simulink仿真

由双电机同轴运行功率平衡定义[6]可知，在双电机同轴拖动同一负载时，两台电机额定功率相同，即使两台电机的其他参数不相同时，其所分配的负载力矩也必须是相同的。选择电机为鼠笼式异步电机，在本次仿真试验中采用星型接法。电源的三路输入信号的初始相位分别设置为0°，120°，240°，电压设置为380V，频率为50Hz。在MATLAB/SIMULINK中创建双电机同轴模型，如图1所示：

图1 双电机功率不平衡仿真实验

两台电机额定功率均为15kW，其中电机1转子电阻为2.65Ω，电机2转子电阻为3.65Ω，两台电机的输出转矩差如图2所示：

图2 功率不平衡输出转矩差

如图2所示，在输入负载转矩为60NM时，电机1输出转矩为38NM，电机2输出转矩为22NM，这说明两台电机在定子电阻相差1欧姆时，两台电机输出功率相差1.7倍以上，出现了严重的功率不平衡。因此，在该系统中，必须进行功率平衡的控制。

3  双电机硬轴驱动系统数学模型的建立

系统采用主从控制方法对双电机进行控制，通过微处理器产生变频控制信号[7]，将主从电机的负载转矩（定子电流）进行比较，进而控制从电机，达到改变从电机负载转矩与主电机平衡的目的，从而通过控制从电机的变频调速过程实现两台电机的功率平衡。

3.1  变频器环节的数学模型

变频器的输入信号是控制电压Uc，通过变频器输出相应的电机定子相电压U1和电源频率f1。由于f1和U1的比值保持不变，所以变频器的频率给定信号Uc与U1的关系由变频器的加速时间确定。加速时间设为τ，可以得出在阶跃给定下的系统响应情况。当给定信号是Uc，输出响应可以分解为两个斜坡函数y1（t）和y2（t），并有：

3.2  电机环节的数学模型

在对从电机数学模型的建模过程中，为了实现电机磁通和转矩的解耦，利用矢量控制理论，通过坐标变换将交流异步电机等效为直流电动机，从而对从电机的转矩进行控制。本系统中电机环节的模型是解耦后基于电流转矩分量的传递函数[8]：

（6）

式（6）说明异步电动机的电流与电压的动态是非线性关系。为了用简单的过程说明矢量控制原理，假设如下：

电动机的负载变化非常慢，在电流调节中基本不变，可设△MZ=0;转速变化相对于电流变化非常慢，因此在电流调节中可以认为转速基本不变，可设△ωr=0。以上的假设将式（6）进一步线性化，可表示成三阶微分方程的，其形式如下：

可将它等效为直流电机电枢绕组回路方程，本式将作为转矩跟随控制的传递函数。

4  双电机同轴系统功率追踪算法的MATLAB仿真

选择主电机参数如表1所示：

表1 主电机的相关参数

为了使主从电机参数不同，这里设置从电机转子电阻为0.42Ω，其他参数均与主电机相同。根据上节建立的电动机环节数学模型及电机参数，可以得到电机的传递函数为：

4.1  基于模糊参数自整定PID控制系统的设计

根据主从电机参数及矢量控制原理解耦，其中主从电机间电压变化为4.5～5V，根据控制系统对过渡要求和专家经验，设计模糊PID控制器[9]，建立模糊规则如图3所示：

图3 模糊控制器规则

对上述系统进行MATLAB仿真，仿真实验如图4所示：

图4 同轴从电机功率跟踪系统图

仿真时间设置为3s，设置主电机输入电流200A：仿真结果如图5所示：

图5 模糊PID功率追踪

由仿真结果可知，主电机输入200A电流，从电机电流经过0.5s达到主电机90%以上的输入，经1s达到误差为0，并且动态过程线性化程度较好。

双电机同步驱动 篇3

在露天煤矿长距离皮带输送系统中, 电机驱动控制是关系到整个皮带输送系统的安全、稳定运行的关键。对电机功率、转矩、转速、同步等控制技术要求高, 控制逻辑及控制方式均复杂多变。因此, 需要根据工艺生产过程的动态特性, 经过试验, 科学设置相关技术参数, 并对控制逻辑进行优化, 充分发挥变频技术的优势, 合理进行控制组态, 形成了完整、可靠、成熟的控制方案, 已经成功地应用在了北方魏家峁煤电有限责任公司露天煤矿的地面生产系统中, 达到了理想的效果, 取得良好的经济效益和安全效益。

1 双电机驱动皮带系统组成

以北方魏家峁煤电有限责任公司露天煤矿地面生产系统105A/B皮带机为例, 皮带生产出力为2000t/h。

105A/B皮带机全长5000米, 在皮带机头部附近设置2台1120kW/690V变频调速电动机, 并在电机驱动端设置电液制动器及通过联轴器设置三级减速器, 保证皮带最大运行速度4m/s, 并可连续可调。

在电机驱动输出皮带处设置液压及绞车拉紧装置, 保证皮带松紧合适、运行平稳。

双电机布置于同平面同侧位置, 减速器输出轴驱动2台大型滚筒带动皮带运转, 保证皮带在2电机同时驱动下安全、平稳运行。

2 电机控制逻辑

三相异步电动机在接通电源瞬间, 4极电机同步转速高达1500rpm, 转子绕组与旋转磁场的相对速度很高, 故转子电动势和电流很大, 从而定子电流也很大, 可达额定电流的4-7倍, 从机械特性上看, 则在整个启动过程中, 动态转矩很大, 所以启动时间很短。然而直接启动存在以下问题:

(1) 启动电流大。当电动机的容量较大时, 其启动电流将对电网产生干扰;

(2) 对生产机械的冲击很大, 影响机械的使用寿命。

采用变频调速后, 可通过降低启动时的频率来减小启动电流。如:105皮带电机在接通电源瞬间, 将启动频率降至5HZ, 则同步转速只有150rpm, 转子绕组与旋转磁场的相对速度只有工频启动时的十分之一, 同时, 可通过逐渐增大频率以缓解启动过程, 在整个启动过程中, 使同步转速与转子转速间的转差限制在一定范围内, 则启动电流也将限制在一定范围内。另一方面, 也减小了启动过程中的动态转矩, 升速过程能保持平稳, 减小对生产机械的冲击。

105A/B电机驱动部分设备有电机冷却风机、电机制动器、减速机冷却风机、减速机润滑油泵以及电机温度、减速机温度、油压、过滤器差压等控制和检测信号。为保证主电机控制的可靠性和安全性, 将主电机的控制回路单独进行组态, 其它设备的控制亦单独组态。并在PLC控制系统中采用不同的输入输出模块进行信号处理, 避免信号的相互交叉和干扰, 提供控制系统的安全性和可靠性。

105A/B主电机启停控制回路中, 在启动闭锁回路增加事故急停按钮、皮带拉绳急停外部停机信号以及变频器内部保护信号。在停止联锁回路增加事故急停按钮、皮带拉绳急停外部停机信号以及变频器内部保护信号。事故紧急停机信号同时作用于105A/B主电机控制回路中, 保证两电机同时动作。以达到在皮带事故状态下停止电机的运行, 保护皮带系统人员及设备的安全。

3 变频器调速应用

在变频器的应用中, 有很多场合需要进行主从控制, 当一个传动设备是由两个或多个电机驱动的时候, 就需要通过主从控制来分配各个电机间的负荷使其达到均匀平衡, 以满足对传动点的控制精度。

主从应用中主传动是典型的速度控制, 而从传动是速度或者转矩控制。

(1) 当主传动和从传动的电机轴通过齿轮或链条相互固定连接时, 从传动与主传动之间不能有速度差, 从传动使用转矩控制, 其工作时只负责输出一定比例的转矩以减少主传动的负荷, 整个传动的速度控制由主传动来完成。

(2) 当主传动和从传动的电机轴通过传输带等设备柔性连接时, 从传动与主传动之间允许有细微的速度差, 从传动使用速度控制。

(3) 在一些特殊应用中从传动既需要速度控制, 也需要转矩控制, 原因是两个电机轴工作时有的时候是硬性连接, 有的时候是柔性连接, 一般有主从控制性能的变频器都有自由切换这两种控制方式的功能。

北方魏家峁煤电有限责任公司露天煤矿的地面生产系统, 因为工艺对异步电机的同步控制要求非常高, 使用的是两台电机控制同一条皮带 (柔性连接) , 所以采用的是转矩同步。

主从控制的关键技术问题是如何把主传动的速度信号或转矩信号高速和精确地传送到从传动变频器, 实现方法因产品规格型号不同会有所差别, 并且在各种应用场合中由于传动控制精度的要求不同也可以通过不同的方法来实现, 根据魏家峁煤矿实际运行情况, 接下来以AB的Power Flex700S系列型变频器为例说明主从控制的几种实现方法及其控制特点。

通过模拟量输入输出口 (AI/AO) 连接实现主从控制。Power Flex700S型变频器的控制板上集成有可编程的两个回路的AI (模拟量输入口) 和两个回路的AO (模拟量输出口) , 在主从应用中主传动的速度或转矩信号可以通过AO口转换成标准的4&20mA信号输出, 而从传动则是通过AI口接收主传动发来的速度或转矩给定值, 这样就可以实现经济实用的主从控制应用。

在主传动中可以应用Power Flex700S型变频器内的965参数, 由内部把速度转换成十进制数据当作从传动的给定值, 连接到929参数中。在从传动中若其是作为速度控制则把模拟输入口数据值通过光纤连接到速度给定连接量27参数中, 若其是作为转矩控制则把数据值通过光纤连接到转矩给定连接量319参数中, 或者也可以将数据进行处理后再连接到相应的连接口。至于变频器的运行命令或联锁控制则可以通过变频器的数字量输入/输出接口来实现, 从而实现主从控制。其控制特点:简单实用, 不需要投入其他的硬件设备就可以实现两个变频器间的主从控制, 模拟量的输出口分辨率为10bit+sign, 输入口分辨率为11bit+sign, 响应时间为5mS左右, 若是增加软件滤波时间则响应时间也会跟着增加, 此方法对于速度较低、控制精度要求不是很高的主从控制来说相当方便实用, 其主要的缺点是模拟信号较容易受电磁干扰, 并且A/D和D/A转换器也会有零点漂移, 在实际应用中需要特别注意。

(1) 通过通讯模块连接实现主从控制

Power Flex700S型变频器的控制板上两个有用于扩展的插口, 通讯模块可以直接插在上面使用, 变频器通过通讯板可以作为从站和PLC等主站进行数据交换, 通过PLC完成两台变频器的主从控制, 其接线原理图如下 (见图1) 所示:

在该应用中主从传动的速度或转矩分配是由PLC来完成, PLC根据两个传动的控制特点把计算好的速度或转矩值周期性地发送给变频器, 变频器根据接收到的控制命令和给定值进行高精度的速度或转矩控制。控制特点:controlNer是一控制层网络、数据的传送速率快, Power Flex700S变频器通过通讯方式可以进行32位的数据处理, 通过PLC的控制两台变频器可以实现高精度的主从控制, PLC可以通过controlNer通讯方式中的同步功能使两台变频器的运行命令和速度或转矩给定值实现同一时间接收, 从而实现高精度和响应快的主从控制。该种控制方式要求为每台变频器配置一块controlNer通讯模块, 并且需要对PLC等上位机进行软件编程才能实现控制。所以特别适合在已经配置有controlNer通讯网络的大中型传动中使用。速度同步是做不到真正意义的线速度同步, 只能做到角速度同步。但因为存在一些机械误差, 电机误差, 机械磨损等因素, 使电机运行一段时间启动困难等问题。如果主从电机的线速度相差很大, 就会造成其中速度快的电机出力过大, 使出力大的电机带着出力小的电机运行, 出力小的电机按着自己的速度运行, 抵制出力大的电机快速运行, 导致皮带过紧, 这种情况在实际生产中是不允许的, 因为这会造电机发热烧毁或皮带撕裂等, 造成经济损失, 影响企业的效益。

在电源进线柜, 三相690VA.C电源在10kV/690V变压器副边分别采用△与Y接方式引入, 以便产生12脉冲的电压信号, 改善电源波形, 减少对供电系统的谐波干扰。变压器副边采用高阻接地, 以保护变频器的安全运行。

两台主电机的同步控制是通过105aVFD03柜与105bVFD03变频器控制柜通信方式实现的。我们设定了以105a电机为主方式, 105b电机为跟踪方式。在105aVFD03柜中设置好频率给定方式、频率速率、频率上下限等主要技术参数以及电机功率、额定转速、电流等设备参数。

在未连接减速机及皮带的状态下, 分别对105a、105b电机进行了单电机运行试验。经过多次模拟试验, 确定变频器及电机的最小、最大运行频率, 以及加减速运行速率、运行曲线等相关技术指标。在单电机运行方式下, 未进行两台电机的同步试验, 因为两台电机之间没有联系, 电机转矩亦很小, 不能作为参考数据实现同步。

为确保两台电机同时运行时同步, 在接入减速机及空皮带情况下, 重新核实变频器所有设置参数, 确认无误后, 进行空载试验。首先, 在未投入转矩平衡状态下, 投入转速平衡功能, 掌握主副电机的运行特点, 观察辅电机的跟踪特性, 在不同的给定转速情况下, 汇出副电机的跟踪曲线, 进行分析判断。最终确定皮带空载情况下变频器的最佳设置参数1。其次, 在在未投入转矩平衡状态下, 投入转速平衡功能, 掌握主副电机的运行特点, 观察辅电机的跟踪特性, 在不同的给定转速情况下, 汇出副电机的跟踪曲线, 进行分析判断。最终确定皮带空载情况下变频器的最佳设置参数2。结合上述两种运行方案, 确定在皮带空载情况下最优设置参数, 投入运行试验。经过24小时连续运行考验, 在0、25%、50%、75%、100%各工况下, 变频器运行稳定, 各项技术指标完全满足生产需要, 转速调节灵活、跟踪情况良好、启停特性优异, 充分发挥了变频器的优良性能, 为皮带系统的安全运行奠定了坚实的基础。

通过皮带系统带负荷试验, 变频器在空负荷、半重载、重载情况下运行稳定, 未发生两电机异步运行带来的皮带拉扯及撕裂现象, 保证了地面生产系统的安全、稳定运行。

4 结束语

变频器在大功率双电机同步驱动系统中的应用, 解决了在长皮带输送生产系统中平稳启动、停止及安全运行的问题, 实现了负荷调整的连续性和稳定性。

永磁同步电机驱动器的研制 篇4

与传统的电励磁电机相比,稀土永磁同步电机具有结构简单,运行可靠,体积小,损耗小,效率高等显著优点。因而应用范围极为广泛,几乎遍及航空航天、国防、工农业生产和日常生活的各个领域[1]。此外,随着电力电子技术的高速发展,IGBT等功率开关器件逐步取代SCR为主的功率器件,而且朝着高性能化、模块化、小体积化发展[2]。

目前中小功率的永磁同步电机驱动器多采用IPM或IGBT作为功率器件,但是这些功率模块大都按照工频电压设计,电压等级较高。针对某些低电压的场合(如电动汽车等),选择这种模块势必会造成很大的功率冗余,驱动器体积增大,成本增加,不利于驱动器的产品化。采用低电压、大电流的MOSFET作为功率器件,恰恰能够解决这个问题。

本文以电动汽车驱动用永磁同步电机为控制对象,设计实现了一套基于DSP+MOSFET结构的永磁同步电机驱动器,并实现了PMSM的矢量控制算法。

1 PMSM矢量控制系统原理

永磁同步电机按其转子结构可分为面装式和嵌入式两类。其中面装式是将永磁体安装在转子表面,嵌入式是将永磁体插入到转子内部。电机运行时,按照一定的控制方法向定子绕组中通入对称三相交流电流,产生旋转磁场。该旋转磁场作用于转子磁场,产生有效磁拉力,实现转子旋转。在此,将采用矢量控制方法实现永磁同步电机的有效驱动,矢量控制原理框图如图1所示。

矢量控制的基本思路是坐标变换[3]。以产生同样的旋转磁动势为准则,通过3/2变换将三相坐标系上的定子电流iA,iB,iC变换为两相静止坐标系的电流iα,iβ;再经同步旋转变换,将其转换为两相旋转坐标系下的电流id,iq。控制直流量id,iq即实现了对电机的解耦控制。所以永磁同步电机转子的位置检测是矢量控制解耦的必要条件。具体位置检测方法见第3节。

建立三相永磁同步电机的d-q轴模型后,得出三相永磁同步电机的转矩方程为

Tem=p[Ψfiq+(Ld-Lq)idiq] (1)

式中:p为极对数;Ψf为永磁体产生的磁链;Ld,Lq为d,q轴电感;id,iq为d,q轴电流。

在此考虑驱动面装式永磁同步电机,其d轴和q轴电感近似相等,因永磁体产生的磁链是恒定的,所以控制q轴电流即可控制转矩[4]。

电动机电流矢量的控制方法有多种,包括: id=0控制,cos φ=1控制,恒磁链控制、最大转矩电流比控制等,其中以id=0控制方法最为简单,采用这种方法时,定子电流中只有q轴分量,且三相电流合成矢量和d轴垂直。由于q轴电流等于三相电流合成矢量与它和d轴之间夹角正弦值的乘积,所以面装式转子磁路结构的永磁同步电机此时能够获得最大的转矩。由此可知,采用这种电流控制方法需要在系统建立时就进行转子初始定位,以保证三相电流合成矢量和d轴垂直。

2 驱动器硬件设计

永磁同步电机驱动器硬件分为控制电路,功率电路,信号调理电路,保护电路和辅助电源5部分。硬件结构框图如图2所示。

2.1 控制电路

驱动器采用TI公司生产的TMS320F2812 DSP作为主控制器,该处理器运算速度快,频率最高可达150 MHz;该处理器片上资源丰富,集成了适合电机数字控制的带死区编程的PWM模块、A/D模块和QEP模块等[5]。驱动器使用EVA的6路PWM信号驱动功率单元,死区时间为6.4 μs;使用3路A/D通道采集电压、电流,使用QEP模块进行速度和转子位置检测。

2.2 功率电路

针对纯电动汽车的蓄电池供电方式,功率回路主要将蓄电池输出的直流电流转换成三相交流电流,用于驱动交流三相永磁同步电机。实验电机参数为:PN=3 kW,UN=48 V,IN=78 A。

在蓄电池输出回路中并联8只1 000 μF/100 V电解电容组成汇流母线排,起到了储能、吸收纹波、抑制浪涌电压的作用。

功率器件采用IR公司的MOS管IRFP2907,漏极电流209 A,漏源击穿电压75 V,通态电阻4.5 mΩ[6]。为了保证足够的电流容量,本驱动器采用双管并联结构。即由12个MOSFET组成三相逆变桥。其中MOSFET的驱动电路如图3所示,采用推挽电路形式实现。考虑到大功率MOSFET的控制要求,驱动电路采用+15 V和-9 V作为MOSFET的开启和关断电压,可以有效地开通和关断MOSFET。驱动电路中的隔离保护电路采用TLP250实现。针对系统中控制信号开关频率的要求,TLP250具有的25 kHz开关频率完全能够保证触发脉冲具有足够快的上升和下降速度;其内部的推挽结构电路,也保证了驱动电路的驱动能力。

在电力电子功率器件的应用电路中,一般都要设置缓冲电路,以避免器件在开关的过程中遭受过量的di/dt,dv/dt或瞬时功耗造成的危害[7]。驱动器采用了RCD型缓冲电路来保护功率器件。如图4所示。

2.3 信号调理电路

电机运行时,驱动器需要进行转子位置、速度、电流和电压量的检测。

电机驱动系统中采用的检测转子位置和速度的方法主要分为有传感器法和无传感器法两类。位置传感器又分为绝对式光电编码器、增量式光电编码器、霍耳传感器和旋转变压器。在此采用ZKD-12-2500BM/2P-G05L型增量式光电编码器进行转子位置和速度检测。该编码器能够以差分信号形式输出A,B,Z等多路信号,其中A,B相为正交信号,每转产生2 500个脉冲,Z相信号每转产生1个脉冲。驱动器使用SN75175芯片将光电编码器输送的差模信号转换成共模信号,然后经过波形整形和光电隔离后送到DSP的QEP模块。

驱动器使用LEM公司的HTR50SB型霍耳传感器进行电流检测。传感器将-120～+120 A交流电流(峰峰值)信号转化成-10～+10 V电压信号。由于DSP的AD模块的输入电压范围为0～3 V。所以信号必须经过调理。传感器输出信号首先经过比例、滤波电路变换成-1.5～+1.5 V信号,再使用加法器与基准源产生的1.5 V信号相加后得到0～3 V信号,送到DSP的AD模块。

驱动器采用LEM公司的LV28-P型电压传感器进行母线电压检测。配置10 kΩ/5 W外部工作电阻,将0～100 V原边电压信号转化成0～25 mA副边电流信号。通过100 Ω精密测量电阻将电流信号转化成0～2.5 V电压信号,然后经过滤波、跟随后送到DSP的AD模块。

2.4 保护电路

保护电路主要检测系统是否有过压、欠压和过流现象的发生,使系统及时做出响应,保护功率器件。本驱动器采用3级保护措施:1)母线上安装陶瓷熔断器,如果有过流发生及时切断母线电流;2)使用窗口比较器将传感器输出电压信号和设定阈值进行比较输出,如果超出范围,输出故障信号,驱动SN74HC245封锁所有PWM脉冲信号;3)在软件中判断系统是否有过流欠压故障产生,一旦发生故障,立即跳转程序,关闭PWM脉冲输出。

3 驱动器软件设计

驱动器软件分为主程序软件和中断程序软件两部分。

主程序设计主要完成系统的初始化,包括:变量的初始化、系统时钟的初始化、定时器的初始化、I/O口的初始化、SCI初始化和A/D模块初始化等部分。主程序流程图如图5所示。

矢量控制的主要过程都是在定时器1的下溢中断程序中进行,中断周期200 μs,中断程序流程图如图6所示。运行矢量控制算法之前,首先要对永磁同步电机转子进行初始定位。在实际应用中,通常采用给定子通一个沿着A相轴线的直流电的方法,迫使永磁转子转到A相轴线位置,同时保证了三相电流合成矢量和d轴垂直。初始定位完成后,立即把用于捕捉编码器脉冲的计数器清零,然后不断根据计数器计数值和码盘线数计算出转子相对零点位置,这样就实现了电机运转过程中的转子位置检测。在电机运行的过程中还需要不断对转子位置信息进行修正,避免累积误差。这一过程是利用EVA模块捕捉编码器Z脉冲信号并引起中断,在中断服务子程序中修正脉冲计数个数实现的。

驱动器还开启串行通信中断。串行通信中断程序主要是接受上位机指令,并对指令进行辨识,做出响应。

4 实验结果及结论

采用PN=3 kW,UN=48 V,IN=78 A,nN=1 500 r/min的三相永磁同步电动机进行实验。实验中采用转速、转矩双闭环调节方式,速度环比例系数kp=1.5,积分系数ki=0.02;电流环比例系数kp=0.15,积分系数ki=0.60。转速设定值为1 500 r/min,空载启动转速响应波形如图7所示。电机稳态时间为200 ms,稳态误差为±3 r/min。

使用磁粉制动器作为负载,对系统进行加载测试,电机处于1 500 r/min时,突加10 N·m负载扰动,系统能够很好地克服扰动,稳定前转速误差在±15 r/min之内,稳定时间在300 ms之内。加载后稳态A相电流波形如图8所示。稳态AB线电压波形如图9所示。

使用功率分析仪对驱动器进行测试,系统效率可达97%。

本文针对低电压大电流型永磁同步电机,提出了一种高效的推挽驱动电路来驱动MOSFET进行功率逆变,同时使用全数字矢量控制方法对电机进行调速控制。采用3 kW永磁同步电机进行闭环调速实验,系统运行稳定,鲁棒性好。通过测试系统的动态性能和逆变效率,证明了该驱动器的可行性和高效性。该驱动器适合驱动高尔夫球场电动车、电动游船等,具有很好的实际意义。

参考文献

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[2]李宏.电力电子设备用器件与集成电路应用指南[M].北京:机械工业出版社,2001.

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[5]苏奎峰,吕强,耿庆锋,等.TMS320F2812原理与开发[M].北京:电子工业出版社,2005.

[6]IR.IRFP2907 Datasheet[Z].2000.

双电机同步驱动 篇5

压电叠堆具有输出力大、频率响应速度快、输出位移大、换能效率高、可采用相对简单的电压控制方式等特点在机械制造、超精密加工、生物工程、医疗科学、光纤对接、光学微处理系统和航空航天等领域得到了广泛应用[1]。

非共振型压电电机使用压电叠堆作为激振元件,压电叠堆在直流电压下产生大变形用以驱动电机。压电叠堆具有比较大的电容, 一般几百nF以上,驱动过程中, 对电源的带负载能力要求较高,如何实现比较好的驱动效果为研究热点[2,3,4]。在产生压电叠堆的驱动信号时,一般采用先产生方波,再对输出的方波信号进行滤波方式,这对滤波器提出了较高的要求,需配备相当大的电感,在实际应用中不适用。实验室常用的信号发生器可以生成良好地正弦波信号,但一般只能输出一路信号,若是采用多个信号发生器组合输出多路信号,将不能保证两两之间的相位差。针对自行研制的新型压电直线电机,提出了基于可编程片上系统(PSOC3)的驱动电源,在进行电路仿真后搭建了实际电路板并进行了相关实验,取得了较好的驱动效果。

1 驱动要求

本研究所研制了一种新型的双驱动足非共振压电直线电机,其定子结构如图1所示。将两个驱动足并排放置可构成双驱动足。驱动足底部装有两组压电叠堆,压电叠堆一端由支架固定,另一端贴在驱动足上。当对压电叠堆施加交变电压时,由于逆压电效应,压电叠堆端部产生位移,带动驱动足工作。当施加在两组压电叠堆上的两路驱动信号为正弦信号且相位差为90°时,两组压电叠堆产生相应的正弦波位移。由于两组叠堆空间上也相差90°,所以这两个位移在驱动足上进行合成,可使驱动足顶端形成椭圆运动。将两个相同的驱动足并排放置,通过控制驱动信号的相位差,分别控制四组压电叠堆,可使两个驱动足交替驱动。

根据负载特性以及电机的运行机理提出了对驱动电压的总体要求:

a.为了防止压电叠堆退极化,驱动信号应带有正向直流偏置,输出电压范围0～150 V;

b.为交替使驱动足交替运行,四路正弦电压两两相位差为90°,且相位差稳定;

c.根据压电叠堆的位移频率特性,工作频率选定在0～3.5 kHz[5];

d.由于负载呈容性特性,所以驱动电源输出级要有较大的电流输出能力。

2 驱动电源总体设计

图2为双足非共振压电直线电机驱动电源的原理框图,由信号产生、运算缓冲、功率放大、直流升压四部分组成。其中,信号产生模块由Cypress公司的第三代嵌入式控制器PSoC3实现;直流升压模块用来获得较高直流电压为功率放大电路供电;运算缓冲模块用来缓冲和放大信号;功率放大模块采用分流电路以提高驱动电源的带负载能力。

3 驱动电源模块设计

3.1 信号产生模块

稳定、可调的输入波形是驱动器的关键之一,现利用可编程片上系统(PSOC3)硬件配置灵活的特点,设计了基于存储器变换技术波形发生器,其线路简单,无需偏置电路,调试方便,而且是可编程的,可根据实际需要方便的修改波形。顶层模块设计原理框图如图3所示。

波形存储器存储的是带偏置的正弦波信号波形离散后的数字量,更改存储器中的波形数据即可改变输出信号偏置范围。当偏置正弦波信号一个周期内取256个样点,即用256个基准时钟脉冲形成完整的一个周期的正弦波波形,而量化等级也取256(对应于8位)时,产生的正弦比失真度仅为1%左右[6]。增加采样点数和量化等级可进一步降低失真度。为了提高CPU利用率,采用DMA进行数据传输。DMA 传输对于高效能嵌入式系统算法和网络是很重要的。DMA 组件使数据能传输至存储器、组件和寄存器,并从其中传出。控制器支持 8 位宽、16 位宽和 32 位宽的数据传输,并且可以进行配置,以在具有不同字节序的源和目的地之间传输数据。drq终端使得硬件(Timer)能够发出DMA请求,同时由应用程序编程接口函数对DMA的Channel和Td进行设置,数据便可以由存储器传输至DA转换器。

对输出波形进行调频有以下两个方法,一:更改Clock的Frequency设置;二:通过UART模块与PC机通信,利用void Timer_WritePeriod ()对Timer的周期进行更改。

为输出相位差分别为90°的四路偏置正弦信号,只要将对应的编码值依次偏移

90°,得到四张波形编码真值表。把这四个编码值表固化在波形存储器即可。改变偏移量即可实现输出信号的调相。只要外部的时钟频率稳定,四路输出信号的频率也是十分稳定的。即使时钟频率发生变化也不会影响输出信号之间相位差。

3.2 直流升压模块

由于本部分升压程度较大,所以放弃使用斩波电路。正激、反激电路由于漏感较大,使得输出电压纹波较大,而推挽电路驱动电路简单,且任何时候最多只有一个开关元件工作,对于输出相同的功率,开关损耗比较小,适合低电压输入高电压输出升压电路,设计选择推挽电路作为直流升压电路。直流升压电源工作原理为:由于驱动电路作用,两个功率开关管交替导通,使得低压输入变为交流输入,再由高频变压器升压后获得高压交流电,最后经高频变压器二次侧进行整流滤波,获得高压直流输出,控制电路将调整占空比,保持输出电压的稳定。

3.3 运算缓冲级

由于驱动电路的输入信号来自D/A转换器,没有带负载能力,因此,为保证输入信号不失真,后置电路必须是高输入阻抗电路,需选用高输入阻抗低噪声通用运算放大器组成输入缓冲。LM318运算放大器是美国国家半导体公司生产的通用型运放系列中速度最快的器件。与其它种类的通用型运放相比具有电压转换速率高、频带宽、输出动态范围大、较完善的保护电路等突出优点。考虑到叠层压电叠堆为大容性负载(500 nF),运算放大级增加了一个缓冲放大器。这种方法有助于电容负载与运放输出的隔离,同时两级放大也增大了驱动电路的频率范围(运算放大器的增益带宽积为常数)。通过改变运放增益,可以方便地调节输出电压。

3.4 功率放大级

功率放大级是决定整个高压放大器的一个关键,与双极性晶体管相比,功率MOSFET具有线性度好好、基极驱动功率小 饱和压降低、无二次击穿等优点,因此在高压中应选用MOSFET作为放大管。由于N沟道MOSFET较易实现高压,而P沟道MOSFET相对较难,且价格较贵,因此采用低栅极电荷N沟道MOSFET管[7,8,9],功率放大电路如图4所示。静态工作点的设置使MOSFET管工作在线性放大状态。

由于电源输出为偏置正弦波,所以可将电源电压分解成傅里叶级数,看作由恒定直流分量和正弦交流分量的叠加。

因为电容不通直流,直流电压全加在电容两端,所以输出的直流电压就是偏置电压。

对于交流分量

$X{}_C=\frac{1}{2\pi fC}$;$\left|{\rm Z}\right|=\sqrt{R{}^2+X{}_C^2}$。

所以交流输出为

$U{}_2=\frac{U{}_1}{\left|{\rm Z}\right|}X{}_C$。

为保证输出波形幅值基本不衰减,需满足 ,电机每个压电叠堆电容为500 nF,设定最高频率为2 kHz,则可以进一步确定R5值。在R5值确定的情况下,若要提高该驱动电路的频率范围必须进一步提高该电路的最大输出电流,所以设计了分流保护电路。R3、R4、Q1和Q2 构成分流保护电路,当输出电流增大到一定数值,R3、R4上的电压达到晶体管开启电压,Q1、Q2就会导通,实现为功放管分流。

4 仿真及实验

4.1 电路仿真

为分析所设计驱动电路的幅频特性和相频特性,本研究借助于multisim软件进行了仿真分析,仿真结果如图5所示。

上半部分是电路的幅频特性,下半部分是电路的相频特性。通过仿真结果可以发现,在低频范围内,幅频特性曲线和基本水平,说明电路增益稳定,相频特性曲线基本水平,说明输入输出相移为零,可以满足驱动要求。当频率高于2 kHz时,输出和输入之间产生比较大的相位差,当频率高于10 kHz时,输出波形幅值衰减比较大,实际放大倍数减小,所以该放大电路适用于低频下的应用。

4.2 实验

根据本课题组设计的电源搭建了电源样机如图6所示。

在驱动信号频率1 kHz,电压峰峰值80 V,并且带有+50 V直流偏置的条件下,进行了实验研究,驱动器输出波形如图7所示。

从实验波形可见,四路输出波形峰峰值为80 V,相位两两相差90°,并且带有+50 V的直流偏置,输出波形失真较小。

在驱动信号频率1 kHz,电压峰峰值80 V的条件下,由激光干涉仪测得电机输出位移时间特性曲线如图8所示。从实验结果可以知道,电机的双驱动足在四路信号激励下有效地实现了对导轨的交替驱动。

5 结论

本文设设计并制作了一种基于可编程片上系统(PSOC3)的电机驱动器。该驱动器能够产生带直流偏置四路两两相位差

90°的正弦波功率信号,仿真结果和实验结果验证了该驱动器可以满足双驱动足式非共振压电直线电机的驱动要求,实现了双驱动足的交替运行。

摘要：设计了一种基于可编程片上系统的新型驱动器。根据非共振压电直线电机的驱动要求,设计了四路相位差分别为90°的正弦信号发生器。采用嵌入式芯片作为主处理器,结合直接内存存取数据传输技术,增大了输出信号的频率范围,提高了嵌入式系统的效率。设计了运算缓冲和线性功率放大电路,并对该电路进行了幅频特性分析。将设计的驱动器应用于非共振压电直线电机,电机驱动足交替运行,驱动信号稳定。

关键词：非共振,交替驱动,直接内存存取,线性放大

参考文献

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[7] Gray P R,Hurst P J,Lewis S H.模拟集成电路的分析与设计.4版.张晓林,译.北京:高等教育出版社,2003

[8] Allen P E.CMOS模拟集成电路设计.2版.冯军,译.北京:电子工业出版社,2005

双电机同步驱动 篇6

传统的绞车一般采用交流异步电动机通过变速箱驱动,结构复杂,成本高,效率低。解决问题的最直接方法是直驱绞车技术,但同时对绞车电机提出了低转速、大转矩等更高的要求。针对这一课题,我们进行长达1 a的试验分析,最终确定使用稀土永磁同步电动机作为绞车电机,使用西门子S120变频调速系统进行控制的解决方案。

该套装置于2011年5月初在大庆10523钻井队使用10口井,对绞车的井架起升和下放工况、起下钻工况、能耗制动工作情况、自动送钻工作情况等项目进行了工业性试验。试验验证:主要设计目标达到了现场使用的要求,简化了传动结构,增加了控制精度,提高了传动效率,降低了能耗。

2 电机技术分析

稀土永磁同步电机的转子是由永磁环经过多级充磁后制成,定子是由带齿的磁极加上集中绕组构成。而稀土永磁材料具有很高的磁能级,其剩磁也特别高,从而可缩小电动机的体积,提高工效。

下面分析稀土永磁同步电机同其它电机比较的优缺点。

稀土永磁同步电动机的启动力矩、过载能力和效率均比三相异步电动机高,如表1所示。

稀土永磁同步电动机具有体积小、重量轻、高效节能等一系列优点,如表2所示。

稀土永磁同步电动机功率因数要比异步电动机的高,与电励磁的同步电动机相比节省直流电流,具有结构简单、运行可靠的优点。因此,对钻机绞车的负载工况节能效果十分显著。

经试验分析、数据计算,最终确定采用的稀土永磁同步电机(TYCD-TC-320)参数为:额定频率36.7 Hz,额定功率320 k W,防护等级IP54,额定电压三相AC 600 V,绝缘等级H级,额定电流428 A,极数40,额定转速110 r/min,效率95%,最高转速260 r/min,重量6 400 kg。

3 电机控制技术分析

3.1 变频调速控制原理

图1显示了1台永磁同步电机的电路图(单相)。永磁同步电机具有一个永久磁场。因此,一旦转子开始转动,电机就会产生一个电压。定子绕组中因转子的转动而感应的EMF(电磁力)与转子转速成正比。

图2显示额定转速范围内,变频器的输出电压V与转速成正比,EMF也与转速成正比,在变频器的输出电压V与电机的EMF之间保持平衡,ΔV=0。

在电机的额定转速以上,变频器输出电压V保持恒定,但电机的EMF仍随转速成正比增加。变频器必须输出电压与弱磁范围内较高的电机EMF之间的平衡,除了产生转矩的有功电流之外,还必须通过变频器向定子绕组补充无功电流,削弱由转子感应而生成的磁场,并通过产生电压ΔV来保持电机中的电压平衡。弱磁范围内的转速越高,需要的弱磁无功电流就必须越大。因此在深度弱磁范围内运行时,需要选择更大功率等级的变频器。

3.2 变频调速方案

由稀土永磁同步电机参数可以看出,电机的额定转速为110 r/min,恒功率最高转速为260 r/min,最高转速为300 r/min,因此如果要求电机运行在260 r/min,必须进行深度弱磁,弱磁深度为额定转速的2.37倍。如果运行在300 r/min,则弱磁深度为额定转速的3.73倍。如此深度的弱磁在变频器故障时,变频器的补偿电压ΔV消失,运转的电机就会产生一个与速度成正比的电压,这么高的电压加到变频器上,会瞬间损坏变频器,为了避免此类故障的产生,增大了变频器的功率,也增加了制动单元的容量,在变频器的输出端增加了输出接触器用以断开故障时变频器与电机的连接,同时将电机的最高转速限制在246 r/min范围内,以减少深度弱磁情况下的风险。另外永磁同步电机的控制必须采用有编码器反馈的控制方案,在无编码器速度反馈时几乎不可用。具体选型方案见表3。

4 现场应用情况

2011年5月初,稀土永磁同步电机投入正式使用,测试结果表明,所有项目均满足设计要求。在井架起升和下放工况、起下钻工况、自动送钻、能耗制动等试验都达到了施工需要,无异常现象,如表4所示。

5 结论

本系统充分考虑了稀土永磁同步电机和绞车电力拖动系统的特点,使用西门子SINAMICS-S120变频器,选择矢量控制方式和最大转矩控制方法,对转矩扰动和速度扰动都有良好的动态性能,特别是具有良好的低速性能,实现了绞车无减速箱传动,满足了绞车电力拖动的要求。

不足之处:永磁同步电机由于存在深度弱磁控制的不足,可以考虑通过增加永磁同步电机的额定转速,使弱磁深度降到2倍以内的方法解决。

摘要：针对石油钻机直驱绞车的特殊要求,采用稀土永磁同步电机驱动方式,西门子S120变频调速控制模式,使绞车的控制更加的平稳,简化了驱动单元,提高了驱动效率。主电机通过变频调速系统操作,可实现提升和下放钻具、恒钻速或恒钻压自动送钻、处理井下事故等功能。试验情况表明:在现场施工过程中,电机反应迅速准确、低转速可以输出较大转矩、短时过载能力达到160%,温升正常。截止到2013年5月1日,该稀土永磁同步电机已无故障累计运行10 950 h。

双电机同步驱动 篇7

随着船舶电力推进、机车牵引、多电飞机和核电站水循环系统等对功率等级和可靠性要求越来越高, 多相电机调速系统因具有低压大功率输出、低次谐波含量少、转矩脉动小, 动、静态性能稳定, 系统可靠性和容错性高[1,2,3,4]等优点而倍受关注。

本文以双三相永磁同步电机 (PMSM) 为研究对象, 采用矢量控制技术研究其调速性能。由于空间矢量调制技术 (SVPWM) 电压传输比高, 能够合成任意位置和大小的电压参考矢量, 方便数字化实现, 因此广泛应用于交流调速系统中。文献[5]基于5相电压型逆变器分析了载波PWM调制和空间矢量PWM调制技术, 并根据零矢量在一个PWM周期内分布情况得出不同的SVP-WM调制方法。文献[6]分别讨论了SPWM、5次谐波注入PWM以及SVPWM调制技术, 分析在各种PWM调制下输出电流的畸变特性。

双三相永磁同步电机在自然坐标系下的数学模型经过空间解耦变换, 变换到αβ-xy-o1o23个正正交平面上, 得到电机解耦数学模型, 并且电机机电能量转换只与α-β平面分量有关, 与x-y平面分量和o1-o2零序分量无关。由于传统两矢量SVPWM调制技术只考虑了α-β平面电压参考矢量的合成情况, 而并未考虑x-y平面电压参考矢量的合成情况, 且x-y平面电压参考矢量不为零, 产生较大5, 7次电流谐波分量, 定子铜耗增加, 影响电机调速性能[7,8,9,10,11,12]。因此采用两种4矢量SVP-WM调制技术, 结合id=0的矢量控制方法, 在Matlab/Simulink中对双三相永磁同步电机调速系统进行仿真研究, 验证两种4矢量SVPWM调制技术的可行性和有效性。

2 双三相永磁同步电机矢量控制

2.1 双三相永磁同步电机数学模型

双三相永磁同步电机是一个多变量、强耦合、非线性系统, 分析十分复杂。通过坐标变换可以实现电机模型的解耦, 在3个二维子空间中分析电机特性。根据磁势幅值不变和功率守恒的原则, 将自然坐标系下的电机模型变换到αβ-xy-o1o2 3个正交平面上, 6相静止坐标系到两相静止坐标系的变换矩阵如下式所示:

式中, 前两行对应α-β平面, 其中的基波和6k±1 (k=2, 4, 6, …) 次谐波映射到α-β平面, 在电机中产生圆形旋转磁势, 参与机电能量转换;中间2行对应x-y平面, 其中6k±1 (k=1, 3, 5, …) 次谐波映射到x-y平面, 它们不产生旋转磁势, 与机电能量转换无关, 被称为广义的零序分量;最后2行对应o1-o2平面, 3k (k=1, 2, 3, …) 次谐波映射到o1-o2平面, 称为零序谐波分量[1,2,15]。

由于只有α-β平面参与机电能量转换, 因此只需将α-β平面分量进行旋转变换即可, 变换矩阵如下式所示:

于是得到双三相永磁同步电机在dq同步旋转坐标系下的数学模型[1,13]。

电压方程:

磁链方程:

电磁转矩:

运动方程:

式中:Rs为定子电阻, Ω;id, iq分别为直轴励磁电流和交轴转矩电流, A;Ud, Uq分别为直轴和交轴电压, V;Ld, Lq分别为直轴电感和交轴电感, m H;Ψd, Ψq分别为直轴和交轴磁链, Wb;Ψf为转子永磁体磁链, Wb;ω, ωm分别为电角速度和机械角速度, 且ω=npωm (rad/s) ;np为电机极对数;J为转动惯量, kg·m2;B为粘性摩擦系数。

2.2 双三相永磁同步电机矢量控制

由电磁转矩表达式 (5) 可知, 采用id=0的矢量控制策略时, 电磁转矩只与交轴转矩电流iq有关, 矢量控制系统如图1所示。通过电流传感器检测双三相永磁同步电机的相电流, 经过式 (1) 和式 (2) 变换后得到电机励磁电流分量id和转矩电流分量iq, 分别与给定励磁电流分量和转矩电流分量做差, 经过PI调节得到dq同步旋转坐标系下的电压参考矢量Ud*Uq*, 再经过旋转变换得到αβ静止坐标系下的电压参考矢量Uα*Uβ*, 最终通过SVPWM调制模块得到控制逆变器的开关信号SABCXYZ, 达到控制电机目的。

3 4矢量SVPWM算法

3.1 空间电压矢量分布

双三相永磁同步电机定子绕组由2套对称三相绕组构成, 电机负载采用隔离中性点星形连接, 其中ABC为第1套对称三相绕组, 中性点用N1表示, XYZ为第2套对称三相绕组, 中性点用N2表示, 2套绕组之间相差30o (电角度) 。6相电压源型桥式逆变电路拓扑结构如图2所示, 逆变器共有26=64种开关状态, 即64个空间电压矢量, 其中60个为非零电压矢量, 有4个为零电压矢量。

在α-β平面、x-y平面, 每一种开关状态对应的电压矢量可由式 (7) 和式 (8) 确定, 空间电压矢量分布如图3所示。由于每一种开关状态确定的电压矢量在o1-o2平面的投影为零, 因此对于双三相PMSM, 电压参考矢量是一个4维矢量, 要对其进行完全控制, 至少需要4个基本电压矢量和1个零电压矢量[8,12]。

式中, α=30o; 为相电压, 可由下式确定:

式中:νk O为逆变桥臂与直流电源假想中性点O之间的电压, νk O=0.5Udc (k=A, B, C, X, Y, Z) 。

3.2 基本电压矢量的选取及时间计算

因为只有α-β平面电压参考矢量参与机电能量转换, x-y平面电压参考矢量只与电机谐波有关, 产生定子铜损。因此在选择基本电压矢量时应该遵循以下原则[3,14,15,16]:1) 使α-β平面合成电压参考矢量幅值最大, 以提高直流母线利用率;2) 使x-y平面合成电压参考矢量幅值最小, 减少定子铜损。以扇区2为例阐述SVPWM调制原理。

方式1:选择α-β平面与电压参考矢量相邻的幅值最大的4个基本电压矢量来合成电压参考矢量νref, 且在α-β平面内幅值最大的矢量对应在x-y平面内幅值最小, 如图4所示。

方式2:选择α-β平面2个幅值最大的电压矢量和同相位的2个幅值次大的电压矢量作为基本电压矢量来合成电压参考矢量νref。α-β平面上两个幅值最大的矢量在x-y平面幅值最小, α-β平面上幅值次大的2个矢量在x-y平面幅值不变, 仍为次大矢量, 如图5所示。

对于最大4矢量SVPWM调制技术, 设PWM周期为Ts, 4个基本电压矢量ν45, ν44, ν64, ν66作用的时间分别为T1, T2, T3, T4, 零矢量作用时间为T0, 且有T0=Ts-T1-T2-T3-T4。根据电压参考矢量和4个基本电压矢量在α-β坐标系中的投影关系, 可以求解出4个基本电压矢量的作用时间, 为了保证每个扇区矩阵具有统一的形式, 可以在α-β平面和x-y平面中假定一个辅助坐标系αk-βk和xk-yk, 其中αk, xk为扇区的角平分线, βk, yk分别与αk, xk垂直。且αk轴与α轴的夹角为k× (π/6) , xk轴与x轴的夹角为k× (5π/6) , k为扇区号 (k=1, 2, 3, …, 12) 。于是得到:

式中: 分别为电压参考矢量在αk-βk坐标系和xk-yk坐标系下的投影; 分别为4个基本电压矢量在αk-βk坐标系和xk-yk坐标系下的投影。

由于xk-yk平面不参与机电能量转换, 令 为零, 即xk-yk平面合成电压参考矢量为零。因此, 由式 (10) 解得最大4矢量调制方式各个基本电压矢量作用时间, 如下式:

对于2个最大矢量和2个次大矢量调制方式, 设PWM周期为Ts, 4个基本电压矢量ν65, ν64, ν44, ν46作用的时间分别为T1, T2, T3, T4, 零矢量作用时间为T0, 且有T0=Ts-T1-T2-T3-T4。同样可以由式 (10) 求得各个基本电压矢量作用时间, 如下式:

当T1+T2+T3+T4>Ts时, 对各基本电压矢量作用时间作如下调整:

4 仿真验证

在Matlab/Simulink中建立双三相永磁同步电机的仿真模型, 对基于空间最大4矢量调制的矢量控制和基于最大2矢量与次大2矢量的矢量控制进行仿真分析。永磁同步电机仿真参数为:电机额定功率P=3 k W, 额定相电压U=220 V, 定子电阻R=1.45Ω, 极对数np=4, 转子永磁体磁链Ψf=0.175 Wb, 电机转动惯量J=0.085 kg·m2, 阻尼系数B=0.05 N·m·s/rad, 直轴电感Ld和交轴电感Lq均为8.5 m H, 仿真结果如图6~图8所示。

图6~图8中给出了最大2矢量、最大4矢量、2个最大矢量与2个次大矢量SVPWM控制策略的仿真波形, 电机给定恒转矩负载TL=30 N·m。由最大2矢量SVPWM控制策略的仿真波形可以看出, 电机初始给定转速为450 r/min, 在0.4 s时转速给定值为750 r/min, 此时电磁转矩正向脉动, 电磁转矩大于负载转矩, 电机加速直到达到给定转速750 r/min, 电磁转矩恢复到30 N·m;在0.7 s时, 电机给定转速变为-300 r/min, 此时电磁转矩产生负脉冲, 电磁转矩小于负载转矩, 电机减速并反向, 直到达到给定转速-300 r/min, 电磁转矩恢复到30 N·m。同样可以分析得到最大4矢量, 最大2矢量和次大2矢量SVPWM的转速和转矩变化一致, 3种SVPWM算法都能获得很好的动静态性能。

在抑制电流谐波方面, 由于最大2矢量SVP-WM只对α-β平面电压参考矢量进行控制, 而并未对x-y平面电压参考矢量进行控制, 从图6d看出, 逆变器输出A相电流中包含大量的5次、7次谐波电流, 导致电流波形畸变, THD值高达24.08%, 电机发热量大, 易烧坏定子绕组, 因此传统的2矢量SVPWM控制策略不适合用于双三相PMSM的控制。而最大4矢量SVPWM控制算法和最大2矢量与次大2矢量SVPWM控制算法均同时对α-β平面和x-y平面的电压参考矢量进行控制, 并且使x-y参考电压矢量幅值最小, 大大减少了5次、7次谐波的产生, 解决了电机发热严重问题。从图7c、图7d和图8c、图8d A相电流波形及其频谱分析可知, 最大4矢量SVPWM控制策略的电流波形正弦性好, THD值为4.56%, 而最大2矢量和次大2矢量SVPWM控制策略的电流波形正弦性也很好, THD值只有3.96%。就电磁转矩脉动而言, 最大2矢量SVPWM转矩脉动大, 在给定负载转矩的±6.7%范围内波动, 最大4矢量SVPWM控制算法的转矩脉动范围为±3.68%, 而最大2矢量和次大2矢量的转矩脉动最小, 仅为±1.67%。

5 结论

双电机同步驱动 篇8

永磁同步电动机(permanent magnet synchronous motor,PMSM)具有结构简单、运行可靠、转矩脉动小、效率高等优点,被广泛应用于中小容量的交流调速和伺服系统中[1,2],特别是PMSM应用到液压驱动系统中,提高了液压系统的性能,减小了液压系统的噪声和振动等[3]。但由于交流伺服电动机自身是一个多变量、非线性、强耦合的系统,且在运行过程中,容易受电机参数变化和负载扰动等不确定因素的影响。因此,设计一个高性能的矢量控制成为科学工作者研究的重点。

高性能PMSM控制是利用磁场定向和状态解耦,使PMSM像直流电动机一样,独立控制转矩和磁通。为了提高系统的抗扰性能,文献[4]将降阶观测器引入到电流调节器的输入端,作为速度调节器前馈补偿,使系统具有优良的抗扰性能。文献[5]设计了以定子磁链、电机转速和转子位置为状态变量的扩展卡尔曼观测器,减少了直接转矩控制的转矩脉动。文献[6]在线性化模型基础上设计了负载转矩观测器和H∞鲁棒控制器,提高了系统抗电机参数变化和负载扰动的性能。文献[7]采用自适应滑模观测器估计转子位置和转速,克服了电机参数变化和负载扰动对系统的影响。以上这些控制算法复杂,计算量大,不易于工程实现。本文提出了工程易于实现的负载观测器和模型跟踪控制两种方案,分别对系统干扰进行观测补偿,仿真对比表明,采用模型跟踪控制,既能提高系统的动静态性能,又能增强系统的抗扰性能。

1 PMSM驱动系统数学建模

在假设磁路不饱和,不计磁滞和涡流损耗影响,空间磁场呈正弦分布的条件下,当永磁同步电机转子为圆筒形,在两相同步旋转坐标系下的等效电感对称(Lsd=Lsq=L),采用转子磁链定向控制,PMSM在同步旋转坐标系下的数学模型为

$\left[\begin{array}{c}\dot{i}{}_{\text{d}}\\ \dot{i}{}_{\text{q}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R}{L}& n{}_{\text{p}}\omega {}_{\text{r}}\\ -n{}_{\text{p}}\omega {}_{\text{r}}& -\frac{R}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}i{}_{\text{d}}\\ i{}_{\text{q}}\end{array}\right]+\frac{1}{L}\left[\begin{array}{c}u{}_{\text{d}}\\ u{}_{\text{q}}-n{}_{\text{p}}\psi {}_{\text{r}}\omega {}_{\text{r}}\end{array}\right](1)$

$\dot{\omega }{}_{\text{r}}=\frac{{\rm T}{}_{\text{e}}-{\rm T}{}_{\text{L}}-B{}_{\text{f}}\omega {}_{\text{r}}}{J}(2)$

${\rm T}{}_{\text{e}}=\frac{3}{2}n{}_{\text{p}}\psi {}_{\text{r}}i{}_{\text{q}}(3)$

式中,ud、uq分别为旋转坐标系下的定子电压;id、iq分别为旋转坐标系下的定子电流;Lsd、Lsq分别为旋转坐标系下的定子等效电感;R、L分别为定子电阻、电感;ωr为电机转子角速度;ψr为永磁体产生的磁链;Te为电磁转矩;TL为负载转矩;np为极对数;Bf为黏性摩擦因数;J为转动惯量。

2 干扰抑制策略研究

2.1 负载观测器

负载观测器将外部力矩干扰及模型参数变化造成的实际对象与名义模型输出的差异等效到控制输入端,即观测出等效干扰[8]。在控制中引入等效的补偿,实现对干扰的抑制。该方法能有效抑制系统的非线性环节的不良影响,使系统线性化,同时对外部扰动和参数变化具有很强的鲁棒性。带负载观测器的PMSM控制系统如图1所示。

图1中Gc(s)为速度调节器,G1(s)为电流环闭环传递函数。根据干扰不变性原理推导得出:D1(s)=G2(s),D2(s)=1/G3(s)。实际系统中观测干扰值和实际干扰存在误差,所以在观测值后串入低通滤波器Q(s)。Q(s)的设计是干扰观测器设计中的一个重要环节。为了使Q(s)/(G1(s)G2(s)G3(s))正则,Q(s)的相对阶数应不小于G1(s)G2(s)G3(s)的相对阶数。低频时干扰观测器对干扰具有很好的抑制能力,但对噪声非常敏感。高频时对噪声有很好的抑制作用,但对干扰没有抑制作用,所以Q(s)带宽设计应在干扰观测器的鲁棒稳定性和干扰抑制能力之间折中。

设G1(s)G2(s)G3(s)的名义模型为Gn(s),则G1(s)G2(s)G3(s)=Gn(s)(1+Δ(s)),式中Δ(s)为可变的传递函数。由鲁棒稳定性定理知,干扰观测器Q(s)鲁棒稳定的充分条件是

‖Δ(s)Q(s)‖∞≤1 (4)

低通滤波器为

$Q(s)=\frac{3\tau s+1}{\tau {}^{3}s{}^3+3\tau {}^{2}s{}^2+3\tau s+1}(5)$

其中τ=0.001。通过Q(s)的设计,可满足鲁棒性要求。

2.2 模型跟踪控制

模型跟踪控制(model following control)是一种工程简化的外扰观测控制器[9,10,11,12],其原理如图2所示。图2中F1(s)、F2(s)、F3(s)构成模型跟踪控制器,控制器中电流给定值i*q经过F1(s)环节,近似得到电机的电磁转矩$\widehat{{\rm T}}$e,$\widehat{{\rm T}}$e再经过F2(s)环节得到没有外扰条件的电机角速度$\widehat{\omega }$r,用该角速度与实际的角速度相减,求出受扰影响的角速度变化量$\widehat{\omega }$c,$\widehat{\omega }$c经F3(s)环节作为外扰电流补偿量加入到电流给定值中,消除外扰影响。

为了消除负载对电机输出转矩的扰动影响,外扰角速度$\widehat{\omega }$c变换到电机转矩,再换算到电流给定值,应经过G3(s)、G2(s)和G1(s)的逆,即理想的补偿控制器F3(s)应设计为

$F{}_3(s)=\frac{1}{G{}_1(s)G{}_2(s)G{}_3(s)}(6)$

可以看出F3(s)存在微分环节,在工程实现中会引入噪声,实际应用往往把F3(s)简化为一个比例环节,直接将观测到的外扰角速度加权送入电流给定值相加补偿外扰力矩。根据转矩电流观测器原理构造控制器:$F{}_2(s)=G{}_2(s)=n{}_{\text{p}}\psi {}_{\text{r}},F{}_3(s)={\rm K}{}_3‚F{}_1(s)=G{}_1(s)=\frac{1}{\frac{1}{k^{\prime }}s+1}$。

由图2可以写出:

$\omega {}_{\text{r}}(s)=\frac{1}{1+G{}_{\text{Κ}}(s)}[G{}_{\text{Κ}}(s)\omega {}_{\text{r}}^{*}(s)-G{}_{\text{a}}(s){\rm T}{}_{\text{L}}(s)(7)$

$\begin{array}{l}G{}_{\text{a}}(s)=\frac{G{}_3(s)}{1+G{}_1(s)G{}_2(s)G{}_3(s)F{}_3(s)}\\ G{}_{\text{Κ}}(s)=G{}_{\text{c}}(s)[1+F{}_1(s)F{}_2(s)F{}_3(s)]\\ \frac{G{}_1(s)G{}_2(s)G{}_3(s)}{1+G{}_1(s)G{}_2(s)G{}_3(s)F{}_3(s)}\end{array}$

将已知条件代入,得

$\begin{array}{l}G{}_{\text{a}}(s)=\frac{\frac{1}{{{\rm K}}^{\prime }}s+1}{Js(\frac{1}{{{\rm K}}^{\prime }}s+1)+n{}_{\text{p}}\psi {}_{\text{r}}{\rm K}{}_3}\\ G{}_{\text{Κ}}(s)=\frac{{\rm K}{}_{\text{ω}}n{}_{\text{p}}\psi {}_{\text{r}}(\tau {}_{\text{ω}}s+1)[Js(\frac{1}{{{\rm K}}^{\prime }}s+1)+{\rm K}{}_3]}{\tau {}_{\text{ω}}Js{}^2(\frac{1}{{{\rm K}}^{\prime }}s+1)[Js(\frac{1}{{{\rm K}}^{\prime }}s+1)+n{}_{\text{p}}\psi {}_{\text{r}}{\rm K}{}_3]}\end{array}$

可以推导出负载力矩TL(s)与电机角速度ωr(s)之间的传递函数为

$\begin{array}{l}G{}_{\text{L}}(s)=-[\tau {}_{\text{ω}}Js{}^2(\frac{1}{{{\rm K}}^{\prime }}s+1){}^2]/\{\tau {}_{\text{ω}}Js{}^2(\frac{1}{{{\rm K}}^{\prime }}s+1)[Js(\frac{1}{{{\rm K}}^{\prime }}s+\\ 1)+n{}_{\text{p}}\psi {}_{\text{r}}{\rm K}{}_3]+{\rm K}{}_{\text{ω}}n{}_{\text{p}}\psi {}_{\text{r}}(\tau {}_{\text{ω}}s+1)[Js(\frac{1}{{{\rm K}}^{\prime }}s+1)+{\rm K}{}_3]\}(8)\end{array}$

当负载扰动为单位阶跃和单位斜坡函数时,系统的稳态误差分析表达式为

$e{}_{\text{s}\text{s}}(s)=\underset{s\to 0}{{\displaystyle \lim }}s{\rm T}{}_L(s)G{}_L(s)=0(9)$

虽然模型跟踪控制并不能实现扰动不变性控制,但当负载扰动为恒值、阶跃、斜坡函数时,仍可实现稳态误差为零的控制。

3 仿真和实验分析

本文对以上的干扰抑制策略进行了仿真研究。电机参数为:额定转矩70 N·m,额定电压380V,额定转速1500r/min,额定功率13.2kW,转动惯量0.011kg·m2,极对数4,永磁体产生的磁链0.186Wb,定子电阻0.325Ω,旋转坐标系下等效电感3.3mL,电机能承受三倍额定转矩。首先对电机进行空载仿真研究,图3所示为在0.01s给定阶跃转速1000r/min下的PMSM空载动态响应特性。

1.未加干扰抑制的双PI控制 2.引入负载观测器的补偿控制 3.模型跟踪控制

从图3所示的动态响应特性曲线可以看出,采用模型跟踪控制的上升时间为0.02s,超调量为0.2%,而采用负载观测器和双PI控制的上升时间为0.03s,超调量为0.9%,即基于模型跟踪控制的PMSM动态性能指标优于负载观测器和双PI控制的PMSM动态性能指标。

接着,对系统施加一阶跃干扰进行仿真研究,在0.1s时刻给电机一个阶跃力矩干扰,观测系统的响应特性,图4、图5和图6分别给出了电机运行在1000r/min,负载力矩分别为60N·m、120N·m和180N·m时的阶跃扰动以及在不同控制方式下的电机抗扰动态特性。

1.未加干扰抑制的双PI控制 2.引入负载观测器的补偿控制 3.模型跟踪控制

1.未加干扰抑制的双PI控制 2.引入负载观测器的补偿控制 3.模型跟踪控制

1.未加干扰抑制的双PI控制 2.引入负载观测器的补偿控制 3.模型跟踪控制

由仿真数据得出的PMSM不同控制方式下的动态性能指标如表1所示。在同样的参数设置下仿真,双PI控制和负载观测器控制受负载扰动后,动态速降大,恢复时间长,且存在稳态静差;模型跟踪控制动态恢复时间和前两种一样,但动态速降小,不存在稳态静差,相对于负载观测器控制,抗扰能力大大提高。

对基于模型跟踪控制的PMSM驱动系统,进行了基于dSPACE平台半实物仿真实验。dSPACE系统以DS1103DSP处理器板为核心,通过大量的I/O,实现系统的数据采集和控制。对电机空载和驱动液压泵带负载分别进行了实验,在带负载时,液压泵负载相对于电机来说可以看成负载扰动,图7所示是在转速设定值为1000r/min下的PMSM空载和带负载的动态响应特性。

从实验数据可以看出,PMSM空载上升时间为0.025s,与仿真数据基本一致,由于液压系统的滞后特性,造成PMSM驱动液压泵动态效应特性有0.01s滞后,但两种情况下系统超调小,稳态运行平稳。

4 结语

针对系统易受外扰的影响,提出了易于工程实现的负载观测器和模型跟踪控制两种干扰抑制策略,通过两种补偿控制与没补偿的原系统进行对比可知,在PMSM驱动控制系统中,模型跟踪控制能有效抑制系统外扰,改善系统动态性能,提高系统跟踪控制精度。

摘要：针对永磁同步电动机驱动液压系统中参数易变、滞后、负载扰动等非线性因素造成的系统性能下降的问题,采用负载观测器、模型跟踪控制两种干扰抑制策略分别对干扰进行估计,补偿扰动对系统的影响。仿真和实验结果表明,模型跟踪控制动态响应时间短,动态速降小,抗扰能力强,具有良好的稳态鲁棒性,跟踪控制精度高。

关键词：永磁同步电动机,观测器,模型跟踪控制,抑制

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