微波光子技术

微波光子技术（精选七篇）

微波光子技术 篇1

由于电子学方法中电子瓶颈的存在使得人们把注意力更多投向了微波光子信号处理,由于电子测量系统的测频范围受限,现代战争中,雷达在信息获取和精确制导领域发挥着重要的作用,对截获的雷达信号频率进行快速高精度的测量,一直是人们研究的热点之一。传统的瞬时测频接收机采用电子学的方法,可以提供0.5～18 GHz的频率测试,结构复杂、体积庞大,造价昂贵且易受电子干扰。近年来,在电子战系统中,毫米波段(0.5～40 GHz)的信号已投入使用,传统的探测手段难以实现带宽操作,微波光子技术为瞬时测频接收机性能的提升和改进提供了可能,能够提供一个宽带测频、低损耗、抗干扰、小型便携的解决方案。利用微波光子学的方法实现微波信号的瞬时测频,能够克服电子瓶颈,适应复杂的电磁环境,有望取代传统的电子学实现方法,具有较强的应用前景。

1 原理简介

这个方案提出的基础是构建一个微波频率和功率的基本函数,然后通过对光电探测出的电信号进行处理,最后获得频率信息,为得到较大的测频范围,要求采用高速的光电探测器,增加了整个系统的成本。之后通过改进提出了一种基于微波频率到光功率映射的微波测频方案,可以省略光电探测器,直接测量光功率以得到微波频率信息,并且系统的稳定性和可靠性都很好。

提出的微波频率到光功率映射方法的配置如图1所示,关键器件是两个级联的铌酸锂调制器,且这两个调制器之间插入一个可调光时延线。通过加载合适的直流偏置,使这两个调制器工作于抑制载波双边带调制模式,输入微波信号经过一个微波功分器1/2,并通过一个微波时延线在两路微波信号之间引入一个固定的时延,然后分别加载到两个MZM上。最后,用一个光功率计监测MZM2的输出光信号。基于此配置,可以构建微波功率与光功率之间的函数关系[2]。

假设光电二极管提供光载波的电域表达式为$E(t)=\sqrt{\rho {}_0}\text{e}{}^{\text{j}\omega t}$,其中,ρ0为光载波的功率;ω为中心角频率。输入微波信号表达式为v(t)=Vcos(Ω t),其中,V为幅度;Ω为角频率,则加载到两个MZM上的微波信号为

$V{}_1(t)=\frac{V}{\sqrt{2}}\cos (\Omega t)(1)$

$V{}_2(t)=\alpha \frac{V}{\sqrt{2}}\cos (\Omega (t-\tau {}_1))(2)$

其中,α和τ1分别表示固定微波时延线的插入损耗和时延。由于MZMl工作于抑制载波双边带调制模式,故MZMl的输出光信号可以表示为

$E{}_1(t)=\sqrt{L{}_1}E(t)\sin \left[\frac{\text{π}V{}_1(t)}{2V{}_{\text{π}1}}\right]=\sqrt{L{}_1}E(t)\sin [\beta {}_1\cos (\Omega t)](3)$

式中,$\beta {}_1=\text{π}V/(2\sqrt{2}V{}_{\text{π}1})$、L1和Vπ1分别表示MZM1的调制系数、插入损耗和半波电压。用τ2表示可调光时延线与两个MZM之间连接跳线引入的总延时。则注入到MZM2的光信号可以表示为E1(t-τ2)。因此,同样工作于抑制载波双边带调制模式的MZM2的输出光信号可以表示为

$E{}_2(t)=\sqrt{L{}_2}E{}_1(t-\tau {}_2)\sin \left[\frac{\text{π}V{}_2(t)}{V{}_{\text{π}2}}\right]=\sqrt{L{}_2}E{}_1(t-\tau {}_2)\sin \{\beta {}_2\cos [\Omega (t-\tau {}_1)]\}(4)$

式中,$\beta {}_2=\text{π}\alpha V/(2\sqrt{2}V{}_{\text{π}2})$、L2和Vπ2分别表示MZM2的调制系数,操作系数和半波电压。在此考虑小信号调制的情况,即满足β1≪1和β2≪1,此时式(4)可以近似为

$E{}_2(t)=\sqrt{L{}_{1}L{}_2{\rm P}{}_0}\text{e}{}^{\text{j}\omega (t-\Gamma {}_2)}\sin \{\beta {}_1\cos [\Omega (t-\tau {}_2)]\}\sin \{\beta {}_2\cos [\Omega (t-\tau {}_1)]\}\approx \sqrt{L{}_{1}L{}_2{\rm P}{}_0}J{}_1(\beta {}_1)J{}_1(\beta {}_2)\times \{\text{e}{}^{\text{j}(\omega +2\Omega )t-\text{j}\Omega (\Gamma {}_1+\Gamma {}_2)-\text{j}\omega \Gamma {}_2}+\text{e}{}^{\text{j}(\omega -2\Omega )t+\text{j}\Omega (\Gamma {}_1+\Gamma {}_2)-\text{j}\omega \Gamma {}_2}+2\cos [\Omega (\tau {}_2-\tau {}_1)]\text{e}{}^{\text{j}\omega (t-\Gamma {}_2)}\}(5)$

MZM2的输出光信号主要含有3个频谱分量,分别位于ω+2Ω和ω。最后,计算得出监测到的光功率为

Pout=αL1L2P0J1(β1)J1(β2)[2+cos(4πf∇τ)] (6)

式中,$\nabla \tau =\left|\tau {}_1-\tau {}_2\right|,f=\Omega /2\text{π}$。显然,检测得到的光功率和输入微波频率有一定的函数关系。

尽管式(6)表征了光功率与输入微波频率的函数关系,但不能将图1所示的配置直接应用于微波频率测量,这是因为光功率还与其他一些参数相关,如LD的输出光功率P0,MZMl与MZM2的插入损耗L1和L2,调制系数β1与β2等。为设计切实可行的微波频率测量方案,需要消除这些参数的影响。为此,将两个波长通过波分复用的方式构建两个映射关系,如图2所示[2]。

提出的基于微波频率到光功率映射的微波频率测量方案配置如图2所示。在MZMl与可调光时延线之间借助一个环形器插入一个啁啾光纤布拉格光栅(CFBG),故式(4)～式(6)中的L还要包含此结构引入的时延。CFBG会引入一个与工作波长相关的群时延,则在这两个波长间引入一定的群时延差。由于采用两个波长,故在MZM2之后需要使用两个光滤波器分别滤出两个波长上的信号并测量光功率。将两个光功率计的测量结果输入到计算机中,并做相应的处理,最后获得频率信息。

用∇τ1和∇τ2,分别表示CFBG在两个波长上引入的群时延,且∇τ1≠∇τ2。为了简便,假设∇τ1<∇τ2,并定义∇Γ=∇τ2-∇τ1,可以通过调节两个波长的间隔或选择合适参数的CFBG来获得所需的∇Γ。此外调节两个LD的光输出功率使其保持相同。都用P0表示,则测量得到的两个波长的光信号功率分别是

Pout1=2L1L2P0J${}_1^2$(β1)J${}_1^2$(β2){2+cos[4πf(∇τ2-∇Γ)]} (7)

Pout2=2L1L2P0J${}_1^2$(β1)J${}_1^2$(β2){2+cos[4πf(∇τ2)]} (8)

那么,$\text{A}\text{C}\text{F}=\frac{{\rm P}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}2}}{{\rm P}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}1}}=\frac{2+\cos (4\text{π}f\nabla \tau {}_2)}{2+\cos [4\text{π}f(\nabla \tau {}_2-\nabla \Gamma )]}(9)$

2 测频实现过程

首先通过Optisystem搭建仿真系统,如图3所示。

在这个系统中,FBG作为延时器件,要设定其参数使延时达到要求,其中啁啾光纤光栅延时特性可以近似表达为

$\tau (\lambda )=\frac{2n{}_{\text{e}\text{f}\text{f}}(\lambda -\lambda {}_0)}{C\times c}(10)$

其中,λ0为啁啾光栅光纤的起始波长;C为啁啾光栅光纤的啁啾数;neff为啁啾光栅光纤的有效折射率;c为光在真空中的传播速率。

在仿真过程中设定待测微波信号的频率为0～15 GHz以步长1 GHz线性变化,这样测量出的ACF也会随之变化。

ACF与LD的输出光功率P0,MZMI与MZMZ的插入损耗L1和L2调制系数β1与β2等无关。∇τ2为第二个波长上可调光时延线与固定微波时延线引入的时延差,可以通过调节可调光时延线和选择合适参数的固定微波时延线以获得所需的∇τ2。假定∇τ2=20 ps以及∇Γ=10 ps,和ACF相对应微波频率曲线,如图4所示。

ACF理论值与测量值之间的曲线比较图,如图5所示。

可以看出,测量结果和理论之间误差较小,能够满足一般测量要求,在10 GHz之前测量结果较理想,但可以通过调节延迟时间来调节测频宽度,达到设计要求。

3 结束语

随着现阶段电磁环境日益复杂,对于测频的瞬时性以及测频精度和测频带宽的要求越来越高,但电子瓶颈的限制使得测频宽度不能达到要求,这就要把目光放在光子测频技术上,光子测频的优势使得其成为一颇具前景的微波信号处理技术,但由于研究时间较短,测频精度和方法等方面还需进一步提高、改进。

参考文献

[1]王旭.微波光子技术在瞬时测频中的应用[J].光电子科技,2010,30(4):275-278,282.

[2]胡总华.用微波光子技术实现雷达信号的顺是测频[D].新乡:河南师范大学,2011.

[3]李泽.微波光子信号处理中若干关键问题的研究[D].杭州:浙江大学,2012.

微波光子技术在瞬时测频中的应用 篇2

在现代战争中,雷达在信息获取和精确制导领域发挥着重要的作用,对截获的雷达信号频率进行快速高精度的测量,一直是人们研究的热点之一。传统的瞬时测频接收机采用电子学的方法,可以提供0.5～18 GHz的频率测试(灵敏度不高于-50 dBm),结构复杂,体积庞大,造价昂贵且易受电子干扰。近年来,在电子战系统中,毫米波段(0.5～40 GHz)的信号已投入使用,传统的探测手段难以实现如此大的带宽操作,微波光子技术为瞬时测频接收机性能的提升和改进提供了可能,能够提供一个宽带测频、低损耗、抗干扰、系统小型便携的解决方案。利用微波光子学的方法实现微波信号的瞬时测频,能够克服电子瓶颈,适应复杂的电磁环境,有望取代传统的电子学实现方法,具有较强的应用前景。

1 基于强度调制的微波频率瞬时测量

将待测射频信号调制到两个不同波长的光波信号上,通过一个传递函数为正弦函数的微波光子滤波器后[1],用分波器把两种不同波长的调制光载波信号分开,如图1所示。

不同波长的光信号被两个光电探测器分别转化为电信号,用于后续电路的处理。该系统对两个光源的中心频率有不同的要求:其中一个光源的中心频率应为滤波器的带通频率,另一个光源的中心频率为滤波器的抑制频率。这样可以得到一个线性度较好的幅度比较函数,有利于减少测试误差。经过信号处理,可得到幅度比较函数如下:

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其中:fm为待测射频信号频率,FSR为滤波器的自由频谱范围,可通过设计滤波器的不同参数获得一个合适的值。从上式可以看出,幅度比较函数仅与待测信号频率有关,因此,不受光源功率波动和待测信号功率大小的影响。实验中实现了0～20 GHz微波频率的测量,误差在±0.2 GHz之内。但该结构中,采用Sagnac环作为光子滤波器,影响了系统的稳定性,光调制器的偏置点漂移降低了测试精度,且系统不可重构,测试范围和分辨率不能调整。结构复杂,用的光学器件多,成本较高。

加拿大多伦多大学微波光子实验室的工作人员提出了一种微波频率测量带宽和分辨率可调谐的解决方案[2]。光路结构如图2所示。

用两个可调谐的光源产生载波信号,未知功率和频率的待测信号通过马-泽调制器调制到光载波上,经过一段色散光纤,对两种不同波长的载波引入不同的色散,使不同波长的调制载波信号产生不同的功率补偿,经过两个可调谐微波光子滤波器,把两个不同波长的载波信号分开,通过光电探测器获得待测微波信号功率。经后续处理,可得到仅与微波信号频率有关的幅度比较函数。采用这种方法,通过调整两载波光源的波长间隔,可以改变系统的测频带宽,而不用改变光路结构,为了取得较高的测频分辨率,需要两个载波光源有较大的波长间隔。用该光路结构实现瞬时测频,测频带宽和测频精度之间有一个平衡关系,高的测频精度往往以窄的测频带宽为代价。如果采用多个光源产生不同波长的载波,可以在保持较大测频带宽的情况下提高测量的分辨率,但会增加结构的复杂度和成本。实验中在11～13.6 GHz的频率范围内,实现了±0.02 GHz的测量误差精度。这种方法测频精度相对较高,可通过载波光源实现测频带宽和分辨率的调谐,但对载波光源的要求苛刻,测频带宽受载波光源影响较大。

Niusha Sarkhosh等人利用激光半导体放大器的非线性效应,对两个差分延时的光载波进行混频,建立微波频率与激光半导体放大器混频效应的关系函数[3],成功地实现了2～20 GHz的微波频率测量,且仅用一个低成本的直流光电探测器,降低了系统成本。

2 基于相位调制的微波频率瞬时测量

用马-泽强度调制器实现微波频率的瞬时测量,需要用复杂的电路控制马-泽强度调制器的直流偏置点,容易引入测量误差。用相位调制器取代马-泽强度调制器的测频方案[6],不用设置调制器的直流偏置点,避免了偏置点的漂移引起系统的不稳定。此外,相位调制器结构简单,插入损耗较少,更适于实际中的应用。

为进一步降低系统成本,可采用单光源产生载波信号,利用相位调制技术,通过两个不同的光路,达到瞬时测频的目的[4]。光路结构如图3所示。

用一分布反馈激光器产生载波信号,光学器件之间采用保偏光纤连接,载波信号经过半波片,调整半波片的中心轴,使其与偏振保持光纤的慢轴成45°,产生两束正交偏振连续光载波,分别沿着偏振保持光纤的慢轴和快轴传输至相位调制器,待测微波信号驱动相位调制器,产生调制载波信号,该信号经保偏耦合器分成等功率等偏振的两部分,如图3所示:上臂信号通过一段保偏光纤,调整偏光器的偏振角,使其与保偏光纤的慢轴成135°。由于差分群延迟引入的功率衰退,使得调制载波信号经历了一个低通滤波效应。低通滤波效应的表达式可表示为:

undefined

其中:f为待测微波信号频率,Δτ为偏振保持光纤引入的差分群延迟值。

下臂引入一段色散补偿光纤,调整该臂上的偏光器,使其偏振轴与保偏光纤慢轴方向一致,让只沿慢轴传输的光信号通过偏光器进入色散补偿光纤。色散补偿光纤带来的功率衰退使调制载波信号经历一个带通滤波效应,这种带通滤波效应的传递函数可表示为:

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式中:D为色散光纤带来的总的色散值,λ为载波波长。由以上分析,我们可以得到该光路结构的幅度比较函数:

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该方法结构简单,通过使用保偏光纤和色散光纤实现调制载波信号的低通和带通滤波效应,取代了昂贵的微波光子滤波器,降低了成本,由于低通和带通滤波效应有陷波频率和零频率,能够得到线性度较好的幅度比较函数。通过改变色散光纤和偏振保持光纤的长度可以改变微波频率测量范围。实验中实现了1.7～12.2 GHz的微波带宽的高精度测量,测量误差低于±0.07 GHz,能够满足现实需要。

3 采用偏振调制器的微波频率瞬时测量方法

选用两个不同波长的光源产生载波,采用一个偏振调制器和一个偏光器,对待测微波信号进行相位调制和强度调制[7],调制后的载波信号经过色散部件和后续的光信号处理,测得微波频率。这种方法不仅可以测量连续的微波信号频率,还可以测量微波脉冲信号频率,实验中实现了带宽为17 GHz的频率测量,连续微波信号的测量分辨率达到±0.2 GHz,微波脉冲信号的测量分辨率达到±0.5 GHz。但结构复杂,需要多个偏振控制器和微波光子滤波器,实现成本较高。

为进一步降低成本,拓展微波频率的测量范围,采用单一光源和一个偏振调制器,利用保偏光纤形成延迟线结构,通过调整偏光器与偏振调制器主轴角度,可以实现对调制载波信号的低通滤波效应和带通滤波效应[8],光路结构如图4所示。

这种方法结构紧凑,测频范围大,实验中实现了对连续微波信号0.5～36 GHz带宽的频率测量,整体测频精度达到±0.2 GHz,利用光纤延迟线构成微波光子滤波器对,有利于减少系统的体积、重量和成本,但在部分带宽频段测频精度不高,有待改进。

4 一种结构简单的雷达微波信号测频方法

以上的各种测频方法,相比传统的电子学测频方法有很强的优越性,但结构相对复杂,且无法实现对雷达微波信号的全频段测量。本文提出了一种基于光纤马-泽结构的测频方法,实现了雷达微波信号0～40 GHz的全频段测量。光路结构如图5所示。

采用单色宽带光源产生载波信号,马-泽强度调制器设置在最小偏置点,待测微波信号经过马-泽强度调制器调制到光载波上获得调制载波信号,调制载波信号经过由两个耦合系数不同的耦合器构成的光纤马-泽结构,该结构如图6所示。光纤马-泽结构臂长差需远大于载波光源的相干长度(单色宽带光源的相干长度在几微米量级),调制载波信号在马-泽干涉结构中不产生干涉现象,输入调制载波信号通过臂长不同的光纤路径,产生微小的延迟,通过对马-泽结构两个输出口信号的处理,可以得到一个仅与频率有关的幅度比较函数。

调制载波信号在光纤马-泽结构中非干涉传输时,其输入输出关系可以用下式表示:

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其中:I1、I2、I3、I4分别为马-泽结构输入输出的光信号强度,k1、k2分别为两个耦合器的耦合系数,undefined为待测微波信号频率,n为光纤有效折射率,c为真空中的光速,ΔL=|L1-L2|为光纤马-泽结构的臂长差。调制载波信号经过端口1进入光纤马-泽结构,经后续的信号处理,可以得到一个仅与频率有关的幅度比较函数:

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该方法的测频带宽受到光纤马-泽结构的臂长差的影响,但与耦合器的耦合系数大小无关,臂长差越短,测频带宽越宽。

图7为幅度比较函数模拟图,由图7可知,用该方法实现瞬时测频,能够满足全频段测频的要求,耦合系数的大小影响幅度比较函数的线性度和测频结果的分辨率。马-泽光纤结构工作于非干涉状态,可以减少外界环境条件变化对测频结果的影响,有利于提高测频精度,且结构简单,成本较低。

5 结束语

为适应现代电子战信号环境的变化,理想的瞬时测频接收机必须在全频段以非常高的灵敏度精确地检测各种信号,包括同时到达的信号,并能做到实时处理,同时还应该兼顾体积小、重量轻、价格低、抗干扰能力强等方面的要求。采用微波光子技术,用光学器件取代部分电子学器件实现瞬时测频,可以克服电子学器件的瓶颈,增强抗干扰能力,能极大地提升瞬时测频接收机的性能。但目前用微波光子技术实现微波信号的瞬时测频无法对同时到达的多个微波信号进行瞬时测频,测量精度还有待提高,对信号形式复杂,如频率捷变、脉冲压缩、脉冲重复频率跳变等情况,还需要进一步深入研究。此外,目前用微波光子技术实现瞬时测频的方法,系统复杂,成本较高,需要继续寻找低成本的解决方案。

参考文献

[1] Hao Chi, Zou Xihua, Yao Jianping. An approach to the measurement of microwave frequency based on optical power monitoring[J]. IEEE Photonics Technology Letters, 2008,20(14):1249-1251.

[2]Zou Xiaohua,Yao Jianping.A approach to microwavefrequency measurement with adjustable measurement rangeand resolution[J].IEEE Photonics Technology Letters,2008,20(23):1989-1991.

[3]Niusha Sarkhosh,Hossein Emami,Lam Bui,et al.Photonicinstantaneous frequency measurement using non-liner opticalmixing[C]∥IEEE MTT-S International,Atlanta,UnitedStates,2008:599-601.

[4]Zhou Junqiang,Fu Songnian,Perry Ping Shum,et al.Photonic measurement of microwave frequency based on phasemodulation[J].Optics Express,2009,17(20):7217-7221.

[5]Linh V T N,David B H.A photonic technique for microwavefrequency Measurement[J].IEEE Photonics TechnologyLetters,2006,18(10):1188-1190.

[6]Zhang Xiaoming,Hao Chi,Zheng shilie.Instantaneousmicrowave frequency measurement using an optical phasemodulator[J].IEEE Microwave and Wireless ComponentsLetters,2009,19(6):422-424.

[7]Zou Xihua,Pan Shilong.Instantaneous microwave frequencymeasurement with improved measurement range and resolutionbased on simultaneous phase modulation and intensitymodulation[J].Journal of Lightwave Technology,2009,27(23):5314-5320.

浅析微波光子学 篇3

微波光子学概念最早于1993年被提出。其研究内容涉及了与微波技术和光纤技术相关的各个领域。主要集中在两方面:一是解决传统的光通信技术向微波频段发展中的问, 包括激光器、光调制器、放大器、测器和光纤传输链路的研究;二是用光电子器件解决微波信号的产和控制问题, 主要有光生微波源、波光子滤波器、光域微波放大器、致微波电信号的合成和控制等。

2 波光子学中的关键技术

2.1 利用光学方法产生微波信号

微波通信向30-70GHz高频率的发展对传统微波器件是很大的挑战, 此时利用光学技术产生微波信号展现出很大吸引力。用光学技术产生微波的方法有多种。最简单的原理是光外差法。这种方法还需要外加稳定的微波信号源, 这增加了成本, 不利于实用化和产品化。另外一种光生微波的方法是光外调制技术。与前方法相比, 这种方法产生的微波信号的稳定性和相位噪声取决于微波调制信号和调制器, 对器件要求相对较低。

2.2 光调制器

用光纤传输微波副载波信号对光调制器提出了适应调制的新要求。直接调制技术简单, 它通过改变半导体激光器注入电流将微波副载波信号直接加载到光波上。在调制技术方面有一些灵活变通的方法, 如频率上转换法和光外差法。频率上转换法将较低频率的微波信号调制到光上传输, 在基站实现频率上转化, 得到高频微波信号。这样虽降低了光调制器的要求, 但增加了基站的复杂程度;光外差法通过传输两路具有一定频率差的光信号, 光上调制有基带信号, 在基站将两个光波拍频得到微波信号, 但这种方法将受到光纤色散的影响。

2.3 光探测器

在微波光子学中实用的光探测器必须具有与常规光通信系统要求不同的性能:一是高速率;二是高功率输出;三是在器件上直接转换为微波功率。并从微波天线发射出去。在这一器件中只有电子被利用为激活载流子, 而空穴被限制在一定的区域。

2.4 微波光子滤波器

微波光子滤波器是光子信号处理技术的重要内容。在电域内处理信号受频带和采样频率的限制, 处理速度和精度都受到影响, 称为电子“瓶颈”。微波光子滤波器提供了一种解决传统“瓶颈”问题的新方法。输入的射频 (RF) 信号通过调制器调制到光信号上, RF信号的处理在光域进行, 最后通过光接收器输出滤波后的微波信号。采用这种方法的优点是:低损耗、高带宽、不受电磁干扰、重量轻和支持高采样频率, 使用波分复用技术还提供了空间和波长并行处理的可行性。随着ROF系统研究的入, 微波光子滤波器在通信系统中别是在毫米波ROF系统中得到应用。

2.5 模数转换器

模数转换器在微波光子学提出的方法称为光学时间拉伸。光学时间拉伸的基本原理是利用光子处理过程减慢电信号速度以改善电域中的模数转换器。光处理过程有3步:波长一时问转换、波长域处理、波长一时间映射。转换后的慢速电信号可用常规模数转换器进行变换。

2.6 光域微波放大器

利用常见的掺铒光纤放大器的增益和光与微波的相互作用可在光域实现对微波信号进行放大。光信号经掺铒光纤放大器放大后被光带通滤波器滤除自发辐射噪声, 最后输入光接收机恢复出放大后的微波信号。

3 应用领域

微波光子学最早的系统应用是年代末在位于美国洛杉矶北面韦沙漠中的“深空网络”。

近年来微波光子学作为一门新兴的交叉学科, 微波学有着广泛的应用前景。除了在电视、ROF通信和雷达中的应用微波光子学未来可能的应用还包播、无线多媒体业务、高清视频吉比特无线局域网、个域网、光探测量和射电天文学等, 并可期待赫兹技术、高灵敏度传感和量子分配等领域获得进一步研究发展。

参考文献

[1]JAGER D Microwave photonics[M].SMITHS D, NEALE R F Optical in-formationTechnology Edinburgh, Germany:Springer, 1993.

[2]CAPMANY J.NOVAK D.Microwave photonics combines two worlds[J].naturePhotonics, 2007.

微波光子技术 篇4

关键词：灵活有效载荷,一体化,微波光子

0 引言

卫星有效载荷是各种军事和民用信息处理的中继,在未来需要承载各种军事和民用信息的处理和传递,包括:电子侦察、预警、定位、导航、气象和各种多媒体业务通信等[1]。此外,由于不同国家和地区采用的通信体制不同,现有通信载荷中大量组件都需要单独设计,通用性很差。如果继续采用传统的单一波段、单一功能、单一体制的射频技术和系统,上述多功能集成将是多种电子装备简单叠加而成的多功能的系统或体系,带来大体积、超重量和高功耗等一系列问题,造成电子信息平台无法在卫星有效载荷这一特殊环境中实现。

欧空局为了提高其在国际市场的竞争力,萌发了“灵活有效载荷”的概念:1波束覆盖的灵活性;2频率规划的灵活性;3发射功率的灵活性;4路由颗粒度的灵活性;5可利用软件再定义电子设备功能。然而,随着未来军用及民用侦察、干扰、探测、通信等使用的频率覆盖范围的扩大,信号参数多变,信号形式也日益复杂,各种信号的传输、交换、处理和调度变得尤为复杂。未来新型卫星载荷需要更苛刻的多频段、多功能综合处理能力和资源管理功能,而传统的电域处理已经遇到信号处理频段、带宽和灵活性等问题。

微波光子技术的发展使人们意识到:依赖其宽带、低损优势,微波光子技术将成为新的模拟信号处理平台[2]。光巨大的带宽以及光波导(尤其是光纤)超低损耗的传输,是其实现通道一体化的物理保证。光纤的损耗只有0.2 d B/km;光载波的频率在1 550 nm处接近200 THz,因而几十GHz的带宽在射频波段看来是超宽带,在承载到光载波之后成为窄带信号。微波光子技术在针对超宽带射频信号的传输和处理等关键技术方面,已经表现出优异的、超越传统射频信号处理技术的性能。

本文针对传统微波技术通用、可重构的技术瓶颈,论证基于微波光子的一体化、可重构卫星转发系统架构,探索宽可调谐本振及分发技术、全光变频技术、光控波束形成技术和射频光交换技术等微波光子技术的潜在应用价值。

1 卫星有效载荷发展趋势

1.1 波束数量、工作频段不断增多

当前宽带卫星系统大都采用多点波束,相对传统的宽波束而言,点波束可以使波束能量更加集中,并且通过波束间频率复用可使系统容量大大增加。此外,为了适应卫星移动通信、话音、广播电视和宽带等不同的业务需求以及可灵活地分配星上资源,需要未来GEO等骨干载荷具有多频段处理能力。在民用上,不仅可方便地利用卫星的多种频率资源,获得更大的业务灵活性,而且在不同雨衰条件下,多频段备用手段可保证系统工作的可靠性。在军事上可按需求为作战单元提供频率可变的、基于任务的军用和商用连通能力,支持数据、图像、视频和话音通信。

1.2 不断向高频化、宽带化发展

近年来随着网络技术的飞速发展,宽带已经在很大程度上融入我们的日常生活。而宽带业务和应用的爆发式发展,尤其是“物联网+”概念的提出,反过来促进了宽带卫星技术的发展。目前传统的波段频率资源已近枯竭,且可用带宽仅有500~600 MHz,还远不能满足大容量传输的需求,而更高的Ka频段频率资源丰富,可用带宽高达3.5 GHz,是理想的宽带卫星通信波段。

1.3 可根据地面需求实时在轨重构

现有多频段、多波束卫星在入轨以后,其单端口的技术状态基本固定。一旦投入使用,针对不同波束业务需求,难以灵活地对卫星工作频率、带宽等资源进行重新分配。然而在卫星使用期间,业务的不断改变,甚至轨道位置或归属权的改变,都需要卫星的工作频率、处理带宽做出相应调整。目前卫星载荷的设计寿命一般在15年左右,而此期间通信技术已发生了日新月异的变化,传统卫星通信载荷难以适应通信技术的发展速度。

1.4 透明转发与处理转发的混合柔性转发

转发器分为透明转发器与处理转发器。透明转发器便于适应不同的用户体制和组网要求,具有简单和灵活的特性。处理转发器具有星上接收信号再生、动态调整并有效地利用系统容量、建立星际通信链路实现卫星星际联网等优点。计划中的大部分系统将采用星上处理和交换,以提高频谱和卫星资源的使用效率。但处理转发器复杂程度高于透明转发器数个量级,同时在极高频率下,星上处理在目前技术水平下实现也较为困难,从经济和技术的角度推测,在今后一段时期内将呈现透明转发器和处理转发器构成混合载荷的发展趋势。

2 微波光子技术国外发展现状

2.1 美国

美国DARPA从2000年开始有计划、成体系地开展了基于微波光子的综合、一体化射频前端技术研究,覆盖了微波信号产生、传输、处理和控制等方面,形成了从基础机理到系统应用的完整发展规划[3]。系统性地开展了一系列课题研究:模拟光信号处理(AOSP)、超宽带多功能光子收发组件(ULTRA-T/R)、可重构的微波光子信号处理器(PHASER)、大带宽光子带宽压缩技术(PHOBIAC)、高线性光子射频前端技术(PHOR-FRONT)、适于射频收发的光子技术(TROPHY)、适于射频收发的光子技术(TROPHY)、光子型射频收发(P-STAR)和光任意波形产生(OAWG)。

2012年美国Harris公司提出了一种宽带通用软件无线电平台,可以对执行的任务在轨重配置,大大增加了载荷应用的灵活性。值得注意的是,Harris公司在提出的架构中采用了微波光子变频器来提高射频前端的宽频带适应性和模拟信号处理性能[3],并完成了PCI板卡式的小型化集成封装,如图1所示。

研制的微波光子变频器具有4 GHz的瞬时带宽,射频覆盖至45 GHz以上,变频损耗小于15 d B,杂散抑制出色,能够同时满足地面站和空间应用。Harris公司已经在地面站的应用演示中证明了传输一定距离后的高频模拟信号经过微波光子变频器,能够直接下变换后使用数字接收机成功接收。

2.2 欧洲

多频段、多波束的通信卫星载荷(包括多频段转发器和多波束天线)也属于一体化射频系统的范畴。欧空局(ESA)在基于微波光子技术的新型卫星载荷方面进行了大量的研究。针对提升星上数据交换能力,ESA开展了以光子技术为基础的Optical Technologies for Ultra-fast Signal Processing on Silicon Platforms(OTUS)计划,目的在于实现一种能支持Tb/s级容量的交换技术,以支持星上包交换和突发交换应用。该交换载荷计划可承载100个子波束,具有ns级交换延时。

针对多波束的大容量通信卫星信号处理能力,ESA进行了微波和数字信号的光学处理(Optical Handling of Microwave and Digital Signals)项目研究,主要利用微波光子技术完成卫星转发的功能,如图2所示。该结构已经实现了Ka波段到C波段的下变频、26 GHz范围内可调的本振产生、4×4无阻塞光射频交换矩阵的射频转发。目前欧空局已经完成了系统级的地面演示验证试验,并即将进行在轨实验。在这些应用中,涉及到光生微波技术、光子射频变频技术和光子射频交换技术等典型的微波光子技术。

3 面向灵活有效载荷的微波光子关键技术

3.1 宽可调谐光生本振及分发技术

本振是卫星通信转发系统中必不可少的射频器件,为各波束接收通道、发射通道提供本振频率源。由于卫星通信向多制式、多频段方向发展,往往需要多个、不同频率本振源。基于传统微波技术的本振源仅能前置于射频端,因此造成整个系统的体积重量功耗大大增加。

基于光学方法产生本振源不仅可以实现宽带可调谐,并可利用光纤低损、轻柔的特点实现光生本振的中心化、集中共享和大范围分发。大量关于光生微波技术的方法、方案被论证和报道。各种光生微波方法和方案基于原理的区别可大致分为光倍频技术、光电振荡环技术和光学差频技术等。

最简单的光倍频法[5]是通过马赫曾德调制器的非线性原理,将调制到光波上的微波信号产生多个边带,再利用这些边带的差拍产生倍频信号。由于光边带具有完全项目的随机相位,因而相位差异导致的差拍噪声影响被抵消,进而产生高纯谱的微波、毫米波信号。

使用光外差的方法产生射频本振信号[6,7],在原理上比较简单,即使用2个激光器,输出光波之间的频率差为所需射频本振信号的频率。2个光波同时被1个光电探测器接收,在光电探测器上差频,输出的电信号就是所需要的本振信号。光外差法产生的信号频率只受到光电探测器响应带宽的限制。而且2个光波的功率都能转化为射频信号的功率,所以光外差系统产生的射频信号有着较好的信噪比。光外差法产生射频信号实现的关键与难点在于如何获得2个稳定的光波。如果使用2个独立的激光器作为光源,要产生稳定的射频信号是比较困难的。光学相位锁定技术光注入锁定技术被广泛地使用。

光电振荡器(OEO)[8]通过微波和光器件组合成光电混合结构的振荡环路实现自注入锁定,光纤环路产生时间延迟,用来获得产生低噪声高质量的信号所需的品质因素。不过这种早期的OEO存在光纤长度过短则相位噪声较高,光纤长度太长则起振模式间隔太密的矛盾,为了解决这一问题,人们又提出了同时使用长光纤和短光纤形成双环路OEO的结构来降低相位噪声的方法[9]。在这种双环结构的OEO中,起振的模式间隔由短光纤环路决定,相位噪声则由长光纤环路决定,双环振荡器可以得到模式间隔大且相位噪声低的振荡信号。基于锁模激光器与OEO的耦合的锁模振荡器(COEO)[10],以锁模环路作为选模谐振腔,这种结构的OEO具有锁模激光器光源和OEO的双重功能,微波信号具有极低的相位噪声。

3.2 全光变频技术

频率变换模块是通信卫星载荷中重要组成部分。卫星要实现与地面的双向通信,需将上行频率变换至下行频率,以避免信号间的干扰。随着通信容量的增加,卫星通信频段覆盖L、S、C、Ku和Ka等多个频段,尤其是随着现代卫星通信的频段提高至Ka波段以上,微波混频器变频带宽难以覆盖所有频段,且各个射频端口之间隔离度差,混频易出现杂散频率分量;采用先下变频处理后再上变频的多级变频处理方式会造成系统动态范围降低。

基于光学混频的频率变换技术[11]具有宽带和端口间隔离度高等优点,且能够直接单级变频,避免多级变频导致的动态范围降低。目前已有微波光子混频方案主要采用外调制方式,根据调制器的位置结构分为调制器串联型和调制器并联型。调制器串联时会产生很多杂波分量,这就要求系统采用高性能高带外抑制比窄带滤波器来滤除杂波分量,而现实中的滤波器并不理想,很多杂波分量都会残留,导致PD输出的拍频结果出现大量干扰,给接收机对信号的识别和解调带来困难,并对其他频点的信号造成干扰。而调制器的并联结构在不增加调制器的基础上,明显减少了杂波。同时通过在上下两光路引入光滤波器可进一步减少无用光谱分量,降低变频系统杂散。同时结合波分复用技术,提供了多通道并行变频和完全分离的功能。该方案可通过几个承载不同本振频率的光载波通过WDM系统并入同一根光纤,使用一个电光调制器实现并行下变频,大大简化了系统结构。

3.3 光控波束形成技术

目前许多应用卫星设计寿命可以达10年以上。而用户数量及业务需求却以日新月异的速度在变化。因此,对卫星载荷及天线系统提出了可在轨动态重构的技术要求。另外一些特殊的应用场景,也要求相控阵天线实现在轨重构,重新修改卫星波束覆盖参数。然而,传统相控阵天线采用电相移器来实现波束的扫描,存在体积大、质量大、传输损耗高和易受干扰等不足,尤为重要的是由于受孔径效应与渡越时间的限制,无法实现大宽带波束控制,阻碍了其在星上实现高频段多波束扫描的应用。光控波束形成技术[12,13]采用光纤或集成光波导结构的光延时网络,可使光载微波信号获得真时延。

较为成熟的光控波束形成主要有基于光纤物理长度延时和色散机制延时两种。

1基于光纤物理长度机制的光纤延时技术己经逐步进入了工程应用阶段。然而随着雷达工作频率的增加,所需的延时分辨率也越来越高,基于光纤物理长度的延时技术需要进一步减小最短光纤长度,同时对光纤的切割精度提出了更为苛刻的要求。

2色散光纤延时(尤其是以高色散系数光子晶体光纤为传输介质)和光纤光栅延时(布拉格光纤光栅、惆啾光纤光栅等)均是基于色散机制的延时技术,这些延时线的延时分辨率和系统性能相对于物理长度延时方案有了进一步的提高。然而,基于色散机制的延时技术为了实现高的延时分辨率,通常需要大范围、快速、连续可调激光光源或需要附加温度、应力等调谐控制装置,而这将大大增加微波光子波束形成系统的复杂程度和成本。

基于集成波导微环谐振腔延时特性的光真时延技术[14]是目前国际较为前沿的微波光子波束形成发展方向。波导微环谐振腔利用其对光波的谐振效应,可使光波在微环谐振腔内往返多次传输从而对光波产生一定的延时,通过合理设计微环谐振腔结构和级联数目可以达到对延时量的良好控制。该方案采用先进的光刻技术,其延时分辨率可以达到ps量级,这一精度有望满足越来越高的雷达工作频率要求,同时利用光子集成技术可将调制器、光延时线和光电探测器等集成到同一芯片上,可进一步减小光延时系统的体积,降低功耗,提高系统性能。其优势有望在微波光子波束形成技术领域发挥重大作用。

3.4 射频光交换技术

通信卫星使用波束天线形成多个点波束实现对整个服务区的覆盖,点波束能够有效地提高卫星天线增益,在各波束之间通过频率的再利用,实现任一点波束区域的用户信息与其他波束区域的用户信息进行交换。在今后一段时期内,卫星通信载荷将呈现透明转发器和处理转发器共存的发展趋势。微波矩阵由于体积、重量过大,隔离度实现困难,很难适用于星上环境。基于微波光子技术的卫星转发器概念最早由欧空局在SAT’NLIGHT计划中提出。由微波光子技术实现的低噪声射频前端将天线接收的射频信号调制到光载波上,通过光下变频后进入光交换模块,完成交换后再进行光电转换,通过射频发射模块传输。由于光信号在光纤传输过程中几乎不会产生串扰,因此隔离度明显优于传统射频开关系统。

微波光子技术采用光学开关矩阵实现射频信号在转发系统输入和输出端口间的交叉连接和切换[15]。采用光学开关矩阵完成射频交换的方式,任意功能组的信号可以上变频到任意频率,且可以被路由到任意一条链路输出去或同时发送到所有链路,实现多种频率和功能重构组合,具有极大的带宽和频率平坦性,且射频信号间具有极高的隔离度,不会给射频信号造成非线性和相位噪声的恶化。此外,采用光子射频交换,利用光的宽带、低串扰特性,其高频、带宽不受限,可实现射频的大容量交换。

4 结束语

微波光子技术 篇5

自从把微波技术和光子技术的优势融合后所形成的一门新兴的学科—微波光子学 (Microwave Photonics, MWP) 由于具有带宽大、体积小、重量轻、损耗小、抗电磁干扰、低色散等多方面的优良特性, 在电子战、雷达、ROF无线通信、射电天文和有线电视 (CATV) 等军事和民用方面都获得了广泛的应用[1,2,3,4]微波光子链路 (Microwave Photonic Link:MPL) 作为微波光子学的基石, 主要完成微波信号和光信号之间互相转换及传输任务。

超长无中继微波光传输系统具有端到端直达通路, 线路中间无光放大器或光电转换器等中继设备, 与传统的微波光传输系统相比是一种十分重要的微波光子系统, 比如超长距离分布式雷达采用光子技术的优势, 同时将基站和天线的之间的距离延长了几十倍, 相比短距离传输不仅提高了抗打击的能力, 还可有效解决通信线路经过沙漠、沼泽以及海底等无人区的问题, 大幅度降低中继站的建设与维护成本。

然而, 随着传输距离的延长, 怎样降低链路中器件设备所引起的噪声、如何减小超长距离传输对光信号的功率衰减、怎样克服色散导致信号周期性衰落以及怎样降低非线性效应对信号传输的影响等等, 一直都是超长距离无中继微波信号传输所面临的技术难点。并且目前很多学术研究及工程应用都是针对数字领域超长无中继系统, 研究模拟的超长无中继微波光传输的相关报道非常少。因此, 探讨低噪声、大动态的MPL超长传输的可行性将为以后的学术研究及工程应用提供理论指导。

2 超长距离无中继微波光子链路系统分析

2.1 超长距离无中继微波信号传输的受限因素

虽然超长距离无中继的光信号在光纤中传输的损耗很低 (0.2d B/km) , 但在电光转换 (E/O) 以及光电转换 (O/E) 的过程中仍然会引入损耗, 同时也还会出现非线性失真和大量的噪声, 同时, 随着传输距离的延长, 若进入光纤光功率太大, 达到受激布里渊散射 (stimulated Brillouin scattering, SBS) 的阀值[5], 会导致大部分的输入光信号在光纤传输过程中被转换成后向传输的斯托克斯光, 前向传输的信号光则被非线性地衰减, 并且超过一定的阈值时, 光纤的出射功率不随入射功率的增加而增加, 反而下跌。由于不同频率的光信号在光纤中传输具有不同的群速度, 从而具有不同的传输时延, 最终引起色散, 随着传输距离增加, 色散现象会导致信号波形失真, 其累积效应最终将会严重影响微波信号的传输质量。综上所述, 如果不对链路进行优化, 将会出现严重的性能下降。因此, 为了保证信号超长链路传输的可行性, 超长距离微波光链路的设计所采取的关键技术是至关重要的。

2.2 超长距离无中继微波信号传输的关键技术

2.2.1 调制方式

超长距离无中继微波光传输系统根据调制方式不同, 可以分为直接调制和外部调制两种方式。

直接调制方式是将微波信号携带的信息转变为电信号直接加在半导体激光器上, 对光信号进行调制, 然后已调信号经过一段长的光纤链路传输, 最后经光电探测器解调恢复出成原始微波信号。直接调制链路的优点是简单、经济以及容易实现, 也是目前短距离光纤通信中广泛应用的链路结构。但是, 在光纤自身的色散效应作用下, 直接调制链路会引起啁啾与调制频率成正比, 展宽传输谱, 进而限制传输距离。

相比于直接调制方式而言, 外部调制的结构虽然复杂, 不易控制, 但是外调制可以提供很宽的调制频率, 同时避免直接调制链路中的信号失真较大和调制速率低等问题, 除此之外, 外调制方式可以解决直接调制链路中半导体激光器的频率啁啾“chirp”效应, 实现长距离的通信。对于外调制方式的微波光子链路所采用的电光调制器一般采用目前使用最为广泛的铌酸锂晶体的马赫-曾德尔调制器 ( (Mach-Zehnder Modulator, MZM) ) 。

2.2.2 光放大技术

集中式放大的掺铒光纤放大器 (Erbium-Doped Fiber Amplifiers, EDFA) 自诞生以后, 成为了光通信发展的一个“里程碑”。由于EDFA的泵浦效率高、工作性能稳定以及技术成熟, 同时, 带宽很大, 且增益曲线非常好, 进而在模拟和数字领域的应用已经相当成熟, 解决了链路中微波信号传输距离受光纤损耗的限制。另外, EDFA可用作超长距离微波光子系统光发射机的功率放大器、在线中继放大器以及光接收机的前置放大器。然而相比数字超长距离而言, 模拟的超长距离微波光子链路的容忍度要差很多, 假设在链路中间级联多个E D F A将会使链路中积累很多自发辐射噪声 (ASE) , 从而降低信噪比。拉曼放大器 (Raman Amplifier, RA) 在数字领域超远距离 (Dense Wavelength Division Multiplexing, DWDM) 通信系统中的广泛应用主要是因为它可以放大EDFA所不能放大的波段实现全波段放大、增益介质是传输光纤本身可对光信号进行在线放大、噪声系数较低等优点[6], 从而大大提高系统的光信噪比 (OSNR) 。因此我们可以借鉴拉曼放大器在数字超长无中继传输中的优势将其应用在模拟超长距离无中继微波光传输系统中。

2.2.3 色散补偿技术

在超长距离微波信号传输系统中, 光纤自身的色散效应会导致信号功率周期性衰减, 同时色散还会引起传输信号波形失真, 限制传输带宽, 进而影响信号质量, 并且传输信号频率的提高和传输距离的增大都会使这一效应更加突出。因此在超长距离传输系统中, 色散是限制模拟光信号传输的主要原因。在模拟超长距离光传输中, 为了尽可能减小色散对系统信号的影响就必须采取一定的手段, 比如使用目前最多的色散补偿模块 (Dispersion Compensator Module, DCM) 来抵消掉一些负色散, 同时通过色散补偿器补偿色散量时, 必须准确的计算链路所需要补偿的距离, 同时色散补偿器在链路中的放置位置也很重要, 只有准确计算以及放在合适的位置, 才能保证对链路既没有欠补偿, 也没有过补偿浪费成本, 从而提高链路的性能指标, 达到我们的设计目标。

3 超长距离无中继微波光子链路系统传输的解决方案

根据前面的分析可建立如图1所示的基于外部调制方式的超长距离无中继微波光子链路, 从激光器出来的光信号作为载波被加载在马赫-曾德尔调制器 (Mach-Zehnder Modulator, MZM) 上的微波信号所调制, 然后已调信号经过一段超长距离光纤传输, 经过拉曼放大器 (RA) 分布式放大后, 最后从探测器中恢复出微波信号。

图1采用一个EDFA做发射模块输出端的功率放大器, 提高发送功率, 延长传输距离, 通过控制MZ调制器的偏置点结合EDFA集中式放大来解决增益提高, 噪声降低二者能够兼容的问题, 同时也能很好的抑制受激布里渊散射 (SBS) 。

当光信号经过一段超长距离的光纤传输后, 采取EDFA和拉曼放大器 (RA) 混合放大来增加光功率预算, 提高系统的光信噪比 (OSNR) , 延长信号的有效传输距离。鉴于色散补偿模块 (DCM) 可以周期性地使链路上累积的色散接近零的优势, 从尽量减小非线性效应的角度出发, 考虑到DCM具有附加损耗, 若放在混合放大前面将降低放大器的输入驱动光功率, 劣化系统的CNR指标, 本文将DCM放在EDFA的后面接收端的前面增加放大器的输出光功率的同时还可以弥补DCM模块的附加损耗, 来减小色散对系统指标的影响。

4 结语

本文对超长距离微波光传输系统中的关键技术进行了探讨, 提出了集中式放大和分布式放大技术、外部调制技术以及色散管理等解决方案, 通过掺铒光纤放大器与拉曼放大器相结合的放大技术以及色散补偿色散的手段来延长微波信号的传输距离。另外, 为了保证系统的可行性, 需要对传输链路选择合适的器件, 比如配置光发射机时应选用SBS阈值较大大、光源线宽较窄的外调制光发射机, 发射机的SBS阈值越大, 则可以提高进入光纤光功率, 进而增大传输距离。理论上说明了方案的可行性, 为实际应用提供了一定的指导。

参考文献

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[4]杨大伟.基于DWDM技术的光纤CATV[J].光纤与电缆及其应用技术.2005 (4) :16~18.

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微波光子技术 篇6

随着国家天基信息领域的快速发展, 对卫星通信的能力的要求不断提高, 卫星有效载荷的数量及处理带宽不断增加, 传统的微波传输技术难以满足星上的处理要求[1]。

近年来, 基于微波光子技术的宽带卫星有效载荷技术的研究和工程试验得到了快速的发展。微波光子技术[2]是结合了微波器件和光电子器件两大学科优点的新兴交叉学科, 利用光子学手段在光域上进行微波信号的产生、传输与处理, 有效解决了微波域的技术瓶颈, 具有处理带宽大、损耗低、抗电磁干扰能力强等特点[3]。

本文在介绍微波光子技术的原理及其系统结构的同时, 介绍了微波光子信号处理过程中所使用到的关键技术, 最后给出微波光子技术在卫星载荷工作系统中的应用现状及相关发展前景。

1 微波光子系统的基本构成

微波光子技术是指能够将微波信号或承载信息的微波副载波信号调制到光载波上进行传输的一种信号处理技术, 利用光电子器件解决微波信号的产生和控制问题, 图1给出了微波光子信号处理系统的基本结构图, 主要包括电光转换模块、光信号处理与信息传输模块以及光电转换模块。

2 微波光子技术在卫星载荷系统中的潜在应用

微波光子技术在卫星载荷系统中存在着广泛的潜在应用价值, 主要包括在微波信号的光学生成技术、微波光子变频技术、微波光子滤波技术、以及光控波束形成技术等多个不同的技术领域当中的应用。

2.1 微波信号光学生产技术

利用光学技术完成微波信号的产生有很多种方法, 其中最简单的方法主要为电光调制倍频法, 主要通过利用的光外调制技术来实现的, 一般情况下使用的外调制器都是强度调制器或者相位调制器。如果调制的方法采用线性调制的方式, 那么就可以产生频率大小两倍于调制频率的微波信号。如果在调制过程中采用的是深调制技术的方式, 就可以产生频率大小四倍于调制频率的微波信号。利用光外调制技术产生微波信号的优势在于, 其可以通过对调制信号频率的控制来实现信号频率的可调谐性。

2.2 微波光子变频技术

微波变频是通信系统中信号处理重要环节, 微波光子变频技术的工作原理是, 通过采用光子学的技术手段, 来完成微波信号与本振信号在光域内的混频工作, 再经“一次变频—光电探测”就可获得所需要的目标频段微波信号, 最后通过利用光波分复用技术从而达到实现多目标频段同步变频的目的。如果在设计过程中将系统的本振信号光学馈送单元以及微波光子变频单元进行集成, 就可以有效减少卫星载荷系统的体积、同时进一步对系统的工作性能进行优化。目前阶段常见的能够实现微波光子变频技术的手段主要有:基于强度调制器级联、基于光电探测器非线性效应以及半导体光放大器非线性效应等。

2.3 微波光子滤波技术

输入的射频 (RF) 信号通过调制器调制到光信号上, 经过1×N路功分器之后, 对每一路光信号进行等差光延时, 使得RF信号可以在光域上完成信号的处理工作, 最后通过使用光接收器对滤波完成后的射频信号进行输出。目前阶段下, 针对微波光子滤波器的研究工作主要集中在如何通过设计新的滤波器结构, 从而获得负滤波系数, 以及如何实现带通的可调节性与频谱响应形状的可重构性等几个研究方向上。

2.4 光控波束形成

如何实现高频段、区域多波束扫描是未来卫星通信存在的重要问题之一, 而相控阵天线技术就是能够有效解决该问题的一项关键技术[4,5]。目前传统的相控阵天线通过控制电移相器, 进而来控制天线的波束形成与扫描工作, 光控相控阵雷达通过使用光实时延时线代替传统的微波移相器来获得真时延 (True Time Delay, TTD) , 完成大的瞬时带宽的波束形成与扫描工作, 从而实现在瞬时大带宽信号条件下信号无失真地向空间辐射或被阵列接收。光相控阵天线与传统的相控阵雷达相比其体积较小、质量较轻、信号传输损耗较低同时抗电磁干扰能力也更加优秀[5]。

2.5 星载光交换技术

法国国家太空研究中心 (CNES) 和Alcatel Space对基于光开关的卫星有效载荷转发器进行了实验评估, 其原理如图2所示:天线阵列接收的上行链路微波信号经过下变频调制到光载波上, 利用光学方法按照需求交换至不同的用户, 亦可形成所需要的天线波束, 同时还能够在光域内使用混频器来完成微波信号的下变频处理工作。天线接收单元在接收到微波信号后使用低噪声放大器对信号进行放大处理, 之后将其输入电光调制器中完成调制工作。从而将射频微波信号调制到光载波之上, 进一步利用光放大器对光信号进行放大处理, 同时通过由光交换矩阵组成的交叉连接器来实现信号的路由选择。最后经过光电探测器将系统中传输的光信号转换为射频微波信号进行输出, 并且利用传统的微波方法来完成信号滤波、上变频以及高功放等信号处理工作, 同时使用微波天线将射频信号发射出去。这项技术与传统的微波载荷相比, 可以实现灵活、宽带、可重构多波束形成以及通信转发。

4 结语

微波光子信号处理的相关技术在卫星通信系统中已显示出其独特的技术优势和广阔的市场前景, 目前阶段欧、美、日等多个发达国家与地区以及世界上诸多研究机构的学者和研究人员都已经充分认识到这种基于微波光子技术的卫星有效载荷系统是一项能够促进未来卫星宽带、多功能发展的重要研究方向, 这项技术同时也是实现下一代天基卫星通信组网系统的关键技术。随着各国对星上微波光子技术应用的研究的不断深入与进步以及科研结构实用化和工程化能力的不断提升, 基于微波光子技术实现宽带通信卫星载荷系统的不断发展将为卫星通信带来实质性的突破。

参考文献

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微波光子技术 篇7

关键词：微波光子滤波器,马赫-曾德干涉仪,光纤环,传递函数

0 引 言

微波光子滤波技术是将宽带射频信号调制到光载波上,在光纤系统中实现滤波的一种有效的射频信号处理方法,它能够克服电子瓶颈对采样率的限制(能达到100 GHz以上),与典型微波滤波器(如微带、声表面波等)相比,具有低损耗、损耗不随频率变化和抗电磁干扰等优点[1,2]。这一技术已在射电望远镜、雷达以及移动通信等系统中得到应用[3]。随着光纤通信技术的发展,相应光器件的成本不断降低,MPF(微波光子滤波器)将成为高频微波滤波的主流技术,在现代通信系统中具有广阔的市场前景[4,5]。MZI(马赫-曾德干涉仪)是MPF中的典型结构,用于产生时延和光谱分离[6,7]。基于MZI的MPF能够得到很高的Q值,且有助于复杂结构MZI的设计[8]。但采用上述文献中的MZI结构,难以实现一些典型结构的滤波器,如切比雪夫、巴特沃斯型滤波器的设计[9,10]。本文采用一臂附有光纤环的MZI级联结构,给出了实现带通巴特沃斯MPF的详细过程。首先根据带通巴特沃斯滤波器频谱的具体要求,得到其传递函数,再利用所需滤波器的各零点和极点数值进一步计算出光纤传输系统的各项结构参数。然后对所设计的级联MZI带通巴特沃斯MPF进行仿真验证。最后,通过数值计算给出级联MZI中耦合器的耦合系数、光纤环长及臂长差的取值对MPF微波频谱的影响。

1 带通巴特沃斯MPF

所设计的MPF的指标如下:中心频率为1.5 GHz,通带下截止频率为1.49 GHz,通带上截止频率为1.51 GHz,阻带上截止频率为1.4 GHz,阻带下截止频率为1.6 GHz,带内波动为1 dB,带外抑制为30 dB。选择抽样频率为中心频率的2.5倍,把带通频率变换为相应的低通频率,阻带抑制最小为30 dB,通带波纹最大为1 dB。巴特沃斯低通滤波器的幅度平方函数为

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式中,N代表滤波器的阶次,为正整数;Ωc 为截止频率。根据式(1)计算滤波器的阶数N,将N所对应的低通滤波器原型的传输函数归一化为H(j0)=1,把低通传输函数变换回带通滤波器传输函数,此时得到的是一个2N阶巴特沃斯模拟带通滤波器的传输函数,采用双线性变换,按照前面给定的滤波器的技术指标,得到MPF的传输函数为

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将上述传输函数写为零点和极点的表达式,即

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式中,zi 、pi (i=1,2,3,4)分别为零点和极点。传输函数的4个零、极点的具体数值由表1的前两列给出。

所设计的带通巴特沃斯MPF的幅度响应如图1所示,Z域上的零点、极点如图2所示。

2 一臂附有光纤环的MZI的微波传递函数

带通巴特沃斯MPF的实现可以通过级联一臂附有光纤环的MZI来实现。一臂附有光纤环的MZI结构如图3所示。

图中,I1、I2 分别为输入信号强度,I3、I4分别为输出信号强度。其传递函数由下式给出:

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式中,k1、k2、k3分别为耦合器的耦合系数,undefined为传播常数,f为微波信号频率,n为光纤有效折射率,c为真空中的光速。考虑到时延的统一性,定义L为光纤环的基准长度,其数值大小决定了传递函数单位时延的大小,改变光纤环的基准长度,将改变MPF频谱的中心频率。δL是在光纤环基准长度的基础上附加的长度, l=L+δL为实际光纤环的长度,ΔL=l1-l2为MZI的臂长差。由式(4)可知,附有光纤环的MZI的传递函数为单极点和单零点,H13的极点为

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零点为

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由单级MZI的零、极点公式可以看出,系统的极点只与耦合系数k3和MZI的臂长差引起的相位差ϕ有关。极点幅值为(1-k3), k3越小,极点越接近单位圆,表现在频谱上,滤波器带宽越窄,滤波器的Q值越大。而系统的零点位置受k1、k2、相位差ϕ以及臂长差ΔL的同时影响。k1、k2、ϕ和ΔL的变化将共同影响整个滤波器频谱的形态。

3 级联MZI带通巴特沃斯MPF的实现

一臂附有光纤环的MZI仅有一个零点和一个极点,按照式(3)设计要求的带通巴特沃斯MPF需4个零点和4个极点,因此,我们采用4个附有光纤环的MZI级联,如图4所示。

其传递函数为

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式中,Hi为各MZI的传递函数,由式(4)给出。根据表1前两列给出的4个零点和4个极点的目标数据,由式(5)、式(6)计算得到各级联MZI的结构参数。计算过程如下:

(1) 根据抽样频率确定基准环长,统一传递函数中z的取值,各级MZI中的光纤环长为li=L+δLi(i=1, 2, 3, 4)。

(2) 根据表1中其相应的极点值由式(5)确定各级MZI中的k3和ϕ,由ϕ值进一步确定各级MZI中的光纤环长。

(3) 将k1和k2取固定值0.5,根据式(6)计算出各级MZI的臂长差。至此,级联MZI带通巴特沃斯MPF的所有结构参数均已确定,具体数据已在表1中给出。

按照零点、极点计算出的环长和臂长差值精确到微米量级,考虑到制作精度和工艺问题,选取干涉仪结构数据为毫米量级。对具有表1所示参数的4个级联一臂附有光纤环的MZI进行仿真验证。该过程是先给定数字巴特沃斯滤波器参数,反推出MPF结构,所以计算机仿真为带通巴特沃斯MPF设计的逆过程。得到的归一化强度传输谱如图5所示,与目标谱图1比较,符合滤波器的初始设计要求。实际谱图与目标谱图的形状略有差别,该差别可归因于所选取干涉仪结构数据为毫米量级引起,在实际操作中可通过精确控制参数量级减小与目标谱的差别。考虑到耦合器的耦合系数和光纤环长在制作过程中存在一定的偏差,我们通过数值计算分别给出耦合系数和光纤环长在设计值附近不同取值条件下的传输谱。k11分别取0.45、0.50和0.55,由式(7)、式(4)得到其传输谱如图6所示。中心频率处幅值随不同的耦合系数取值发生改变,分别为0.84、0.88和0.85,其余指标不受耦合系数取值变化的影响。将级联MZI中基准光纤环长上下各改变2 mm,进行数值计算,得到相应的微波传输谱如图7所示,带通滤波器的中心频率发生漂移,因此,在制作时为精确控制滤波器的中心频率,光纤环可通过采用机械拉伸的方法实现长度的可调,同时,也能够利用这一特性,实现可调谐带通MPF。为了实现可调谐特性,还可以在光纤环中放置一工作在反射模式的线性啁啾光纤光栅,由于线性啁啾光纤光栅的不同位置的反射波长不同,通过改变入射光载波的波长可实现滤波器自由频程的调谐。

4 结束语

通过给定滤波器的带宽、通带纹波和阻带衰减等参数,我们给出了级联MZI带通巴特沃斯MPF的设计过程。采用数字滤波器设计方法给出带通巴特沃斯滤波器的传输函数;根据传输函数的零点、极点选择4个级联MZI结构,按照零点、极点的取值计算出各级MZI的结构参数。仿真结果表明,其传输谱与初始设计要求一致,充分说明了这一方法的可行性。进一步研究各级MZI的结构参数对传输函数的影响,结果表明,传输谱的幅度随耦合系数的变化而变化,滤波器的中心频率随光纤环长的变化而变化。据此,可以通过熔融拉锥、压电陶瓷等机械拉伸的方法改变光纤环长,实现带通可调谐微波滤波器。

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