同步伺服电动机

同步伺服电动机（精选七篇）

同步伺服电动机 篇1

高性能永磁同步伺服电动机因能够实现高速、高精度、高稳定度、快速响应、高效节能的运动控制而在伺服传动系统中得到了广泛的应用。永磁同步伺服电动机的运行工况非常复杂, 既有可能在低速区域运行, 也有可能在高速区域运行。永磁同步伺服电动机在低速区域对转矩波动非常敏感, 降低转矩波动从而提高运行的平稳性是低速运行的基本要求, 在高速运行时如何提高其输出转矩是研究的重要课题。

采用合适的高效电流控制方法[1,2,3,4], 特别是从满足低速高转矩的要求来看, 定子电流最小控制是一种比较优越的控制方法, 可在一定程度上提高电动机输出转矩, 但受电动机凸极率及弱磁率的限制, 对永磁同步伺服电动机高速运行时的作用效果非常有限。因此, 如何在当前技术经济条件下, 大幅度提高永磁同步伺服电动机调速比, 特别是提高高速运行时的输出转矩, 满足高性能永磁同步伺服系统的需要, 显然是更加迫切的问题。本文提出采用定子绕组换接的方法解决这一难题, 只要对电动机和驱动系统稍作改进, 就可以在现有条件下大幅度提高永磁同步伺服电动机的性能。

1 定子绕组串并联换接原理

定子绕组串并联换接原理:电动机定子中安置完全相同的2套绕组, 2套绕组在低速运行时串联, 在高速运行时通过开关器件转换为并联, 以提高电动机在较宽速度范围内的转矩输出能力。通过改变绕组的串并联关系, 可改变电动机的运行性能, 满足永磁同步伺服电动机的不同要求, 达到扩展运行速度范围, 充分利用电动机容量, 提高效率的目的。

根据电动机基本原理可知, 要实现对磁链的控制, 一方面可以控制永磁磁场的大小, 另一方面也可以通过改变电枢绕组的匝数来实现。永磁磁场是由永磁体产生的, 要改变其磁场是比较困难的, 而电枢绕组的匝数则可以通过改变绕组的串并联关系而改变, 实现起来相对较容易。

2 定子绕组串并联换接的实现

将电动机每相设计成2套完全相同的绕组, 低速运行时2套绕组串联, 高速运行时2套绕组并联, 其切换通过电力电子器件实现, 如图1 (a) , (b) 所示。在低速运行时, 绕组串联匝数多, 磁链值高, 电动机转矩大;高速运行时, 绕组并联匝数少, 磁链值低, 一方面电动机转折转速高, 降低了弱磁扩速的要求, 另一方面还能提高高速区域的输出转矩。图中A, B, C为绕组首端;X, Y, Z为末端;下标1为第1套绕组, 下标2为第2套绕组。

绕组切换的过程包括3个阶段, 即电流由最大值降为零的时间t1、开关器件的开闭时间t2及电流由零升为最大值的时间t3。整个换接时间为t1+t2+t3。因此, 对某一具体的系统来说, 绕组串并联换接过程具有确定的时间长度, 所以, 换接时无需检测绕组电流大小, 只需根据预定的时间进行切换即可。图2为绕组具体的连接电路, 开关器件采用IGBT (保护电路未画出) , 串联运行时每相的K1, K3断开, K2闭合;并联运行时K1, K3闭合, K2断开。并联和串联状态之间需加入一个死区时间以避免短路。

永磁同步伺服电动机绕组串并联换接运行转矩特性如图3中粗实线OE1FE2D2所示。启动时, 绕组串联沿OE1运行至E1点 (对应转折速度nbs) , 电动机电压达到其极限电压, 此时将绕组换接成并联运行, 沿FE2运行至E2点 (对应转折速度nbp) , 此过程仍然为恒转矩运行, 至E2点时电动机电压又达到极限电压, 如仍需继续提高速度, 则必须进行弱磁控制, 弱磁控制运行时电动机沿E2D2曲线运行。

3 绕组串并联换接仿真研究

3.1 绕组串并联换接的静态仿真研究

3.1.1 永磁同步伺服电动机的有限元模型

永磁同步电动机的型号为110ST-M08020, 转子采用面装式永磁体, 永磁体牌号为N35SH, 定子、转子均采用DW465_50硅钢片, 定子绕组采用星形连接, 具体参数见表1。拆解测绘后在Ansoft15软件中建模[4,5], 按照要求进行运动、激励、剖分、材料、坐标系、充磁等项目设置后即可完成建模, 作为绕组串联电动机模型。然后将其定子并联支路数由1修改为2, 即可得到绕组并联电动机模型。为了直观起见, 本文采用全模型进行分析, 完整的模型如图4所示。

3.1.2 永磁磁链与端电压

永磁磁链与端电压可通过对模型进行瞬态有限元分析获得。设定电动机转速为1 500r/min, 电流激励为零, 模拟永磁同步伺服电动机运行于反拖发电输出开路的状态, 计算出电动机永磁磁链和端电压, 如图5所示。

图中m1为定子绕组串联的电动机, m2为定子绕组并联的电动机。从图5可看出, 定子绕组串联时, 电动机永磁磁链和端电压幅值分别为0.1 Wb和64.27V;定子绕组并联时, 电动机永磁磁链和端电压的幅值分别为0.05Wb和32.13V。可见定子绕组由串联变换至并联, 电动机永磁磁链和端电压均变为原来的1/2。

3.1.3 输出转矩

低速区域电动机输出转矩分析采用施加电流激励的瞬态有限元模型, 对于低速区域可选取375, 562.5, 750r/min三个速度点进行分析, 对应不同的速度将相电流设置为不同的角频率即可得到输出转矩曲线, 如图6所示。从图6可看出, 在不同转速下, m1电动机输出转矩均为4.4N·m, m2电动机输出转矩均为2.2N·m。因此, 在低速恒转矩区域, 电动机输出转矩主要受极限电流的限制。当极限电流一定时, 绕组串联运行有利于提高电动机转矩输出能力。

高速区域的输出转矩仿真比较复杂, 为了保证串、并联时电动机均处于弱磁区域, 要在转速高于绕组并联电动机转折速度的区域进行比较实验, 选取3 750, 4 500, 6 000r/min三个速度点进行分析。施加电压激励, 对应不同的速度将电压设置为不同的角频率即可得到输出转矩。对于电压激励, 功率因数角不同, 电动机的输出转矩是不同的, 在此应当比较最大转矩。因此, 将功率因数角设置为可变参数, 对功率因数角进行参数化扫描分析, 以求出不同功率因数角对应的输出转矩, 并取其中最大值进行比较。表2为部分结果, 其中带阴影的数据为最大转矩。从表2可看出, 在高速区域, 绕组无论采用串联还是并联的形式, 随着转速的增大, 输出转矩均明显降低, 但在相同转速的情况下绕组由串联变换为并联后输出转矩明显增大。因此, 在高速区域将电动机绕组由串联切换至并联, 对于提高电动机的转矩输出能力效果是很明显的。

3.2 绕组串并联换接的动态仿真研究

动态仿真采用Matlab软件, 由于Matlab自带的电动机模型不支持仿真过程中改变参数, 因而重新构建电动机模型。只要将电动机的转速反馈引入到电枢电流q轴分量、d轴分量计算模块以及转矩计算模块, 当到达切换速度时能够自动修改电动机参数即可。将转速调节器参数、电流调节器参数、逆变器参数、负载大小等固定不变, 为了简便起见, 电流控制算法固定为id=0算法。

3.2.1 空载工况下的串并联切换研究

将负载转矩设为零, 为了对比, 同时将m0 (串并联换接) , m1 (绕组串联) 和m2 (绕组并联) 3个电动机的切换结果画在同一张图上, 如图7所示。

从图7 (a) 可看出, m0电动机最高运行转速和m2电动机基本一致, 较m1电动机最高运行转速增大一倍。速度高于切换点的区域, m0和m2电动机特性曲线的斜率相同, 说明输出转矩相等。

从图7 (b) 可看出, m0电动机在切换点以前, 其电流曲线和m1完全重合, 在切换点处发生跃变, 大幅增加至和m2电动机电流曲线重合, 同时电流的波动幅度明显增大。

从图7 (c) 可看出, m0电动机在切换点以前, 其电压随着转速的增大线性增大至极限电压, 电压曲线和m1电动机电压曲线完全重合, 在切换点处发生跃变, 大幅下降至和m2电动机电压曲线重合, 然后继续随转速的增大线性增大至极限电压。

从以上分析可见, m0电动机在切换点以下的转速绕组串联运行时, 其特性和m1电动机一致, 在切换点以上的转速绕组并联运行时, 其特性和m2电动机相似。绕组串并联切换技术利用了低速区域绕组串联输出转矩大, 高速区域绕组并联运行极限转速高2个方面的优势。

3.2.2 负载工况下的串并联切换研究

将负载转矩设定为额定转矩 (2.2N·m) , 在额定负载工况下对串并联切换电动机m0进行仿真研究, 结果如图8所示。在额定负载和空载下, m0转矩-转速、电流-转速、电压-转速曲线基本重合, 区别在于转速-时间曲线最高转速略有不同, 从空载时的4 632r/min降至额定负载时的4 133r/min。转速-时间曲线不重合, 表明额定负载下加速的时间变长;另外, 负载的大小对于切换点的确定没有任何影响, 切换点对应的速度不变, 但由于运行时的速度发生了变化, 因而切换点处对应的时间不同了, 所以, 确定切换点时不能以时间为依据, 而应当以速度或转矩为依据。

4 结语

论述了永磁同步伺服电动机绕组串并联换接的实现方法。通过仿真研究得出以下结论:绕组串并联换接可以在兼顾低速与高速性能的前提下, 大幅度扩展永磁同步伺服电动机的运行速度范围, 较好地解决了同一台电动机既要求低速大转矩, 又要求高速大功率这一矛盾。在伺服系统工艺条件许可的情况下, 绕组串并联换接是扩展其运行速度范围的有效方法之一。

参考文献

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[4]王成元, 夏加宽, 杨俊友, 等.电机现代控制技术[M].北京:机械工业出版社, 2006.

同步伺服电动机 篇2

随着现代科学技术的飞速发展,卫星通信广泛应用于国民经济的各个领域,在人们的生产及生活中起着不可替代的作用。卫星通信系统中,天线伺服系统的主要任务是保证卫星天线的主轴可靠、稳定地旋转,提供精确的角位置测量数据,在转动部分和固定部分之间传输电源能量和遥感数据、工程遥感数据和遥控指令[5]。

本文针对卫星天线的工作特性和要求提出一种以数字信号处理器(DSP)为控制芯片,采用空间电压矢量控制的三相交流永磁同步电机伺服系统,实现天线控制系统速度外环和电流内环闭环控制的数字化及变频调速。该伺服系统与传统卫星天线的调速方法相比,具有运行特性好,速度稳定,精度高的优点。

1 永磁同步电机的矢量控制

对于卫星天线的伺服驱动系统进行分析和研究,针对系统的要求和特点,交流永磁同步电机作为伺服电机是一种更合理的选择。永磁电机具有电机体积小、无电刷、免维护、转动惯量小、响应速度快、效率高、功率密度高等其他电机所不具有的优点。所以,十分必要分析永磁同步电机特性,建立永磁同步电机的数学模型。永磁同步电机在dq轴系的电压方程为:

转矩方程为:

usd为定子端电压的d轴分量;usq为定子端电压的q轴分量;isd为定子电流的d轴分量;isq为定子电流的q轴风量;ω为电机转速。ψf为永磁磁链;p为发电机极对数。

对于表贴式永磁同步电机,采用id=0矢量控制。定子电流只有q轴分量,且定子磁动势空间矢量与永磁体磁场空间矢量正交,电机转矩中只有永磁转矩分量,此时电机的电磁转矩方程为:

从电磁转矩公式得出,转矩是关于q轴电流的线性方程,定子电流与转子永磁磁通互相独立解耦,使控制系统简单,转矩特性好。

基于svpwm的id=0控制的调速系统结构如图1所示。伺服系统具有速度环和电流环闭环结构。系统的控制原理是通过位置检测元件得到电机转动角度的反馈,经过计算得到电机的转速n,完成速度外环的控制。将n与给定转速nref比较后经速度PI调节器输出iq*,将实际的三相电流经过电流采样环节得到反馈的三相电流,再经过三相坐标到两相静止坐标变换及两相静止坐标到两相旋转坐标变换得到iq,id电流,将iq,id电流再分别与iq*和id=0进行比较,差值经过PI调节器得到uq*和ud*,再经过两相旋转坐标到两相静止坐标变换得到uβ和uα,由这两个电压分量进行SVPWM控制,由两个分量确定合成的电压矢量,判别扇区,实现扇区内两相邻电压矢量及零矢量的作用时间计算,完成矢量切换点计算,输出SVPWM波形。在本文中,伺服系统的控制是利用DSP控制软件完成的。DSP控制系统软件不但可以实现系统高精度和高效率的控制,同时可大大减少系统成本,使系统简化,减少外部干扰。

2 DSP数字控制系统

为了达到高精度的伺服驱动性能指标,系统采用TI公司生产的适用于电机控制的数字信号处理器(DSP)TMS320F2812。该芯片是32位高性能定点数字控制芯片。时钟频率可达150MHZ,能够满足高速的处理要求和实时控制。根据系统基于svpwm的id=0的控制方法的结构框图和设计要求,本文建立了系统软件控制流程图,如图2所示永磁同步电机伺服控制流程,包括软件实现转子位置角检测的实现流程和SVPWM控制的算法流程。

2.1 转子位置角检测和速度检测

在数字控制的调速系统中,转子位置对于整个系统的运行性能起着关键的作用,只有精确的位置测量才能实现位置和角度的无误差跟踪。在本系统中,转子位置角的检测采用增量式光电编码器作为传感器,产生正交编码脉冲(正交脉冲是两个频率可变,但是固定90°相位差的脉冲序列),然后通过DSP的编码脉冲电路(QEP)对其解码和计数。TMS320F2812每个事件管理模块(EVA和EVB)都具有正交编码脉冲电路,该电路被使能后,引脚CAP1/QEP1和CAP2/QEP2接收脉冲,可通过两路正交脉冲先后顺序判断转动方向,根据脉冲个数确定电机转子位置角度。

正交编码脉冲电路对编码器输入脉冲的上升沿和下降沿进行计数,为通用计数器提供计数时钟输入。计数器计数时钟是编码器线数四倍频后的值,如图3所示。QEP1和QEP2是编码器直接输入脉冲,CLK为计数器计数时钟,DIR为方向。

根据得到的转子位置信息进行转速计算。本文根据编码器线数和转速环节采样时间及控制指标三方面进行衡量,对于速度计算采用M法,即通过单位时间转过的角度大小来计算速度。M法的原理为:

其中K1=1/fb(T),fb为基本频率(用于标幺化),T为假设的采样时间周期。由上述的表达式可以看出上式相当于一个纯微分环节的计算,因此为了减小由于纯微分引起的噪声放大,在本设计中添加了一个一阶低通数字滤波器优化速度。一阶低通数字滤波器的连续时间域表达式为:

式中fc为截至频率,为自行设定参数。将其离散化可得软件实现的一阶低通滤波器数学表达式为:

在实验中,通过对M法做适当的处理,不仅使M法在高速具有较高的精度,在低速运行时,也满足精度要求。

2.2 SVPWM信号的软件实现

SVPWM的算法实现合成矢量所在扇区的判断,及所在扇区相邻基本电压矢量和零矢量的作用时间计算,结合DSP内部的比较电路和PWM电路最终产生带死区补偿的SVPWM信号。TMS320F2812的每个事件管理器都有三个带可编程死区的比较单元,每个比较单元都产生两路对称的PWM信号输出,可用于控制逆变器的上下桥臂,因此三个比较单元共可以产生三对对称的PWM信号,可实现对三相逆变器的控制。DSP内部的PWM电路方便地通过软件对其可编程死区寄存器进行配置来实现死区,这样可以避免使用模拟器实现死区时间,也就不存在模拟器件的特性漂移和偏差问题,使系统的控制更加可靠。

2.3 定子电流的检测

对于整个调速闭环系统,电流环是其中的核心环节,闭环系统需要及时获得准确的实际电流,以实现电流的实时跟踪。为了满足系统电流环的响应速度,本文中电流检测环节采用霍尔电流传感器,将电流信号转换成电压信号,经过滤波电路放大成0~3V区间内变化的模拟电压信号,输入到DSP芯片内的A/D模块变换得到数字信号。TMS320F2812片上集成有两路相对独立的带流水线的A/D转换器。每路各有一套采样保持电路、A/D转换内核和8路模拟信号输入选通电路。总共可以实现16路模拟信号的采样。对模拟和数字的转换启动后,排序寄存器可以自动进行排序,根据软件设定的转换通道,自动完成转换。对转换后的处理本设计采用查询方式。这样可以减少中断次数,使系统的顺序控制可靠性高。

3 伺服系统的性能分析

对于永磁同步电机伺服系统,完成了TMS320F2812DSP为核心的系统硬件的设计制造和软件调试,对整个系统的性能进行实验研究和分析。实验电机采用400W电机,基本参数见表1。

对本文设计的卫星天线伺服系统的静态特性,超调量,速度比等主要性能指标进行测试。

静态特性,指转速调节线性误差。以300转为步长给定从0到3000转总共10个测定点,由实验的测试结果得出线性误差≤±0.08%,满足卫星天线伺服系统≤±0.1%的性能指标要求。

超调量,对于测定点下的速度超调量进行计算均≤10%,满足卫星天线伺服系统对于超调量≤15%的性能指标要求。

速度比,调速使电机最高稳定运行转速为3000转/分,最低转速为1转/分,因此调速比λ=3000/1=3000,满足卫星天线伺服系统调速比的性能指标。

在实验平台上实现了基于SVPWM的id=0控制的伺服系统,系统的调制频率为12KHz。设计中的死区时间是通过软件设定的,信号通过硬件电路由于电力电子器件的影响最终触发开关管的触发脉冲的死区时间小于设定值,为了保证安全,对最终的触发脉冲进行测量以确定其死区时间,波形如图4所示;转速阶跃的相应曲线如图5所示;不同转速情况下电机的转速和相电流波形如图6和图7所示;额定转速情况下线电压波形如图8所示。

从转速的波形和电流的波形可以看出,转速稳定,能快速稳定地跟踪给定值。不存在振荡和失步的现象,响应时间短,基本没有超调。从实验结果证明以TMS320F2812为主控芯片设计的PMSM伺服控制系统有效可靠,有良好的动态响应性能,能达到卫星天线的伺服驱动系统的性能要求,具有实际应用价值。

参考文献

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[5]赵汉表.基于DSP卫星天线伺服控制系统设计[D].西北工业大学,2009.

天线伺服系统多电机同步控制研究 篇3

在高精度天线系统中,齿隙对系统的定位精度、快速性和稳定性等指标有很大的影响,因此需要采用双电机或多电机电消隙驱动系统[1]。双电机电消隙的基本原理是用2个相同的电机通过各自的减速装置驱动同一个负载,通过力矩偏置和力矩均衡电路去控制电机的工作状态,在负载转矩较小时,2个电机输出方向相反的力矩。一个电机的工作状态为主动电动机状态,另一个电机的状态为被动制动状态,这2种状态随着负载力矩的方向变化而发生转变,并且这种变化是平滑连续的,这样就可保证负载的低速运转平滑且无齿隙出现。随着负载力矩的增大,被动状态的电机也变为主动状态,2个电机共同拖动负载[2]。

1 双电机消隙体制

基于上述消隙原理,结合大量的实际应用,目前常用的消隙体制基本上分为2种:单速度环消隙和多速度环消隙[3],下面以双电机消隙系统为例,对两体制进行简单的分析。

1.1单速度环消隙体制

在过去的工程应用中,一般采用图1所示的双电机消隙模式,即:单速度环、双电流环消隙体制。

从图1中可见,此种消隙模式是2套驱动系统共用1个速度调节器(速度环控制器),2个电机的测速机输出相加作为该速度环的速度反馈(即和速反馈)[4]。力矩偏置电路根据速度环控制器的输出分配力矩到2个独立的电流环给2个电机施加大小相等、方向相反的偏置力矩,以起到消除传动齿隙、提高系统性能的作用。

单速度环消隙系统是最为经典的消隙模式,这种消隙模式经过了多年的研究和大量的实践检验,优点是理论成熟、技术实用可靠。但它也存在明显的缺点,首先,该系统的构造是基于电流环的,要求专门设计速度环。其次,这种消隙模式存在差速振荡的可能,不仅会降低系统精度和稳定性,而且会大大增加传动系齿轮的磨损,必须用差速反馈来进行抑制[5]。

1.2双速度环消隙体制

随着科技的发展,工业控制领域涌现出大量的驱动产品,这些产品都是带有电流环和速度环的独立驱动单元,性能强大,生产调试方便,使用灵活。同时作为成熟的货架产品,在订货周期、技术支持、可靠性和经济性等方面都有巨大的优势。

在消隙应用场合,如果仍然采用单速度环消隙体制,则只能使用其电流环以内的电路和功能,而速度环路需要重新构造。因此,随着需求的增加和研究的深入,近年来出现了双速度环路的消隙体制。双速度环消隙体制原理如图2所示[4]。

由图2可见,双速度环双电机驱动系统中的2个电流环及2个速度环均是完全独立的。力矩偏置信号是从2个速度调节器的输出取出作为力矩偏置电路的输入,然后与双电流环、单速度环的双电机驱动系统一样,把力矩偏置电路的输出分别引入到2个电流环,给2个电机施加大小相等、方向相反的偏置力矩,以起到消除传动齿隙的作用。

由于2个速度环的电机输出都是啮合在同一级大齿轮上,所以2个电机最终输出的速度是一样的。但实际工作过程中,由于2个调速环的参数存在一定差异,所以其输出力矩会出现两极分化的现象(由于校正积分器的作用,一个正向输出最大,一个反向输出最大),力矩均衡电路的作用就是对输出力矩进行分配,使2个电机平均输出力矩驱动天线。其原理就是取出2个速度环的输出电流差,作为负反馈分别输入到2个速度环的输入端,通过环路调节器的作用,使2个速度环的输出转矩(电流)逐渐趋于一致。

这种消隙模式的优点是:2个电机分别由各自独立速度环控制、调节,可以自行抑制差速振荡;并且不需要自行设计速度环,可以直接使用货架驱动产品外加力矩偏置和均衡电路即构成消隙系统,构造比较灵活;

从图2可见,力矩偏置信号需要从电流环输入端注入,因此在选择驱动器时,除了需要电流反馈输出信号外,还需要驱动器具备电流环辅助输入功能,对驱动器的选择来说仍有一定的局限性。

1.3双速度环消隙体制的改进形式

通过实验发现,如果对这2个速度环分别施加大小相等而方向相反的速度命令即Ugv1 =-Ugv2,则输出的速度显然等于0的。但每个速度环输出的力矩不为0,而是大小相等、方向相反对顶输出的,如果环路中有积分器,积分作用会使驱动器饱和输出,即一个电机会正向全力输出,另一个会反向全力输出。

由于力矩均衡电路的作用,积分器的饱和会被抑制,最后的力矩输出会在一个与给定线性相关的值上得到平衡,即2个速度环分别输出大小相等、方向相反的力矩,而速度维持不变。

这种平衡的力矩正是双机消隙所需要的,因此可以通过图3所示的改进的双速度环双电机直流驱动系统实现消隙。

力矩偏置信号也由速度环的输入端注入,由于其大小相等,方向相反,所以不会影响系统的速度输出,而只会产生消隙偏置力矩。

综上所述,采用图3的消隙体制,在速度环输入端既可以通过施加速度命令控制消隙系统的转速,又可以施加力矩偏置命令控制消隙偏置力矩。

这样的体制最大的优点就是消隙系统构造更加简单,驱动器的选择范围大大扩展,只要是具有速度环和电流环,有电流反馈输出端的驱动器,都可以组成双电机消隙系统。

2多电机同步消隙

传统的多电机消隙系统是建立在双电机消隙基础上的,一般都是配置2的整数次方个电机,即2、4、8、16个电机,以瀑布形式,先两两相消、再两两相消,直到最后。这种方式的最大缺点就是系统配置死板,冗余性差,对整个驱动链的结构设计造成一定的束缚。而且一旦某个电机故障,会造成整个消隙链结构性的崩溃,如果不进行重新配置或维修,系统将无法正常工作。重新配置的话,按照2的整数次方原则,要停止包括故障电机在内的一半电机的工作,用另一半驱动天线,牺牲了一部分工作正常电机的驱动能力。

2.1多电机、多速度环直接组合的同步消隙模式

在学习借鉴成熟消隙、同步技术的基础上,成功地将数字化的多电机、多速度环直接组合的同步消隙模式应用于北京密云50 m及上海65 m天线伺服系统中,取得了满意的效果。50 m伺服系统中,方位最大加速度0.015°/s2,最大速度0.3°/s,伺服跟踪精度优于6 rms,完全满足指标要求。

其设备配制如图4所示。

从图4中可见,多电机同步控制在PCC[6]中实现,PCC接收ACU速度控制命令,经同步控制后分别对各驱动器发送速度控制命令PCC与驱动器之间采用CAN总线通信[7,8,9],处理周期为8 ms。各个驱动器保留独立的电流环、速度环。由于各驱动环路的细微差别会引起力矩发散现象,通过设计PCC的力矩均衡算法来解决,力矩偏置也由PCC向各速度环注入。这种设计的优点是响应快、抗扰力强以及多电机工作时配置灵活,电机或驱动器故障时可以随时抛开故障的速度环,实时对系统进行重新配置,保证其继续完成工作。

由于是各速度环直接由PCC控制和组合,所以电机的配置不必遵循2的整数次方原则,甚至不必采用偶数个电机进行消隙。其组合原则如下:

① 如果是偶数个(2n个)电机,则一半(n个)电机施加正力矩偏置,另一半(n个)施加负力矩偏置;

② 如果是奇数个电机(2n+1个),则n个电机施加正力矩偏置,n个电机施加负力矩偏置,另外1个电机则不施加力矩偏置;

③ 电机组合可以随意,但根据传动链的机械结构进行对称组合的方式会得到更好的效果。

总之,只要保证有数目相同的电机输出大小相等、方向相反的偏置力矩,就能实现消隙功能。

2.2通用力矩均衡同步消隙算法

力矩均衡同步消隙算法的基本原理就是将某个速度环的电流输出值与整个系统的电流输出平均值进行比较,将其差值负反馈给速度环,用以抑制环路参数离散造成的电流发散,同时,通过速度环输入端注入消隙偏置电流。通用的PCC力矩均衡算法描述如下:

假设为2n台电机进行组合,则速度环i的速度给定为:

$V{}_i=V{}_s-F*({\rm I}{}_i-\frac{{\displaystyle \sum _{i=1}^{2n}{\rm I}}{}_i}{2n})+(-1){}^i*{\rm I}{}_{\text{b}}$。

若为2n+1台电机进行组合,则采用下面的公式:

$V{}_i=V{}_s-F*({\rm I}{}_i-\frac{{\displaystyle \sum _{i=1}^{2n+1}{\rm I}}{}_i}{2n+1})+(-1){}^i*{\rm I}{}_{\text{b}}$,

$V{}_{2n+1}=V{}_s-F*({\rm I}{}_{2n+1}-\frac{{\displaystyle \sum _{i=1}^{2n+1}{\rm I}}{}_i}{2n+1})$。

其中:

Vs:速度设定值(从ACU接收);

Vi(i=1,2,…2n):经力矩均衡分配的速度命令值,发送给驱动器;

Ii(i=1,2,…2n):驱动器电流反馈,驱动器上报给PCC;

F:均衡系数,控制同步控制调整速度;

Ib:偏置电流值。

3 结束语

多电机、多速度环直接组合的驱动模式是一种新颖的多电机消隙模式,其主要优点在于:

① 多速度环、多电机通过数字化力矩均衡算法直接组合,配置简单、组合方便;② 偏置力矩在速度环输入端注入(而不是一定要在电流环输入端注入),大大拓宽了驱动器的选型范围;③ 具有故障冗余功能,个别电机故障时可实时降额工作。

目前,该技术已成功地应用于北京密云50 m及上海65 m天线的伺服控制系统。该技术的工作原理、稳定性和可靠性已得到了充分的理论分析和试验验证。

摘要：详细介绍了一种应用于大型天线系统的多电机同步控制系统的设计。可编程计算控制器PCC通过CAN总线与驱动器DC590通信,采集驱动器电流反馈,经同步消隙控制算法后向各支路驱动器输出速度控制命令。驱动器采用独立的速度环,在50 m及65 m射电望远镜天线伺服系统应用中取得了良好的伺服控制精度。PCC可以根据驱动器状态灵活配置驱动器工作组合,提高了系统的可靠性。

关键词：伺服系统,同步控制,CAN总线,PCC

参考文献

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[8]蔡春根,张华强,任秀云,等.CAN总线技术在数字伺服系统中的应用[J].微特电机,2005(7):40-42.

基于以太网的同步伺服通讯协议设计 篇4

随着电机伺服驱动技术的不断发展,分布式多轴同步伺服系统得到了越来越广泛的应用。分布式多轴同步伺服系统由若干个独立的伺服控制器组成,只是各个伺服控制器节点需按照一定的拓扑结构连接成网络,通过特定的通讯方式,保持各节点的同步运行。

本文提出了一种同步伺服通讯协议:在常规以太网的基础上,通过加入脉冲同步信号来实现伺服传动的同步性。以下简称为 EtherPSP(ethernet pulse-synchronized protocol),即以太网脉冲同步协议。

2 基本原理

以太网(Ethernet)是一种计算机组网技术。IEEE制定的IEEE 802.3标准给出了以太网的技术标准。它规定了包括物理层的连线、电信号和介质访问层协议的内容。以太网是当前应用最普遍的局域网技术。以太网的标准拓扑结构为总线型拓扑,但目前都使用交换机(Switch)来进行网络连接和组织,这样,以太网的拓扑结构就成了星型[1]。在1个以交换机来进行连接的局域网中,所有报文的发送都要经过交换机转发至目标节点。由于交换机的“存储-转发”机制,当交换机在极短时间内收到多个报文时,首先将报文进行存储,然后按照先后顺序依次转发至各自目标节点,这样,排队等待转发的报文就会经历一个不确定的延时后才能被发送至目标节点[1]。这使得以太网通讯技术在实时性要求很高的场合上的应用受到限制。

在1个小型的孤立局域网内,如果各节点均按照1个固定的时间间隔发送固定长度的UDP(user datagram protocol)报文,那么报文传输的最大延时是可以计算的。例如,在由8个节点组成的孤立的局域网中(嵌入式节点常用10Mb/s带宽网络),规定各节点均周期性发送74字节(42字节报文头部、32字节数据)长度的UDP报文,那么交换机引入的报文发送接收的可能最大延时为

${\rm T}{}_{\text{d}\text{e}\text{l}\text{a}\text{y}}=\frac{74\times 8\text{b}\text{i}\text{t}\text{s}}{10\text{Μ}\text{b}\text{i}\text{t}\text{s}/\text{s}}\times 8=473.6\text{μ}\text{s}(1)$

考虑到节点内部报文处理时间Tproc(实测在100μs以内),那么,在这个局域网中,要保证各节点的报文在T0周期内得到顺利传输,需满足:

T0≥Tdelay+Tproc (2)

本文提出的EtherPSP的基本原理如下:

1)主节点以T0为周期使用独立通道广播发送同步脉冲信号,作为该网络中的同步时钟信号,各个节点按此同步信号作为各自的控制周期;

2)主节点同时使用常规以太网发送组播命令报文,包含各节点伺服控制信息;从节点发送单播报文反馈各自的状态信息。T0已满足式(2),所有收发过程在1个T0周期内完成;

3)从节点以当前周期执行前一周期指令的操作方式,实现网络内各节点的同步运行。

3 方案设计

采用与以太网一致的星型结构作为EtherPSP网络的拓扑结构,这样可以继承以太网通讯的大部分特性。同时,规定网络中的某个节点为同步基准节点(主节点),其余节点为从节点。如图1所示。

在物理层传播介质上,采用连接局域网最常见的UTP(unshielded twisted pair)双绞线作为EtherPSP网络连接线,使用常规以太网交换机作为EtherPSP网络中心节点。UTP双绞线有4对(8根)数据线,其中2对(4根)数据线用作以太网数据的传输,剩余2对空闲中的1对数据线用来传输同步脉冲信号。这样,既保证了2种信号互相隔离互不干扰,又简化了线路连接,同一条网线即可同时传输2种不同的信号,而且,同步脉冲信号也使用隔离变压器进行隔离,继承了以太网各节点保持电隔离的优点。

每个节点均需配置终端信号处理模块,如图2所示。将以太网信号和同步脉冲信号整合到1条网线中。在交换机侧,集中配置1个同步信号交换模块,如图3所示。分离各条网线中的以太网信号和同步脉冲信号:同步信号通过隔离变压器进行耦合,而以太网信号直接送入交换机/路由器。

这样,网络中的各节点可以无阻碍的发送和接收以太网报文,主节点发出的同步脉冲信号可以无延时地被从节点接收。

4 测试网络硬件连接

测试用EtherPSP网络按图1所示的拓扑加以组网。

节点1作为主节点,由TMS320F2812 DSP芯片外扩RTL8019AS芯片构成。RTL8019AS是一种全双工即插即用的10Mb/s以太网控制器,它在1块芯片上集成了RTL8019内核和1个16kB的SDRAM存储器。它支持UTP,AUI,BNC和PNP自动检测模式,支持外接闪烁存储器读写操作,支持I/O口地址的完全解码。其接口符合Ethernet2和IEEE802.3标准,广泛应用于工业现场控制领域[2]。

节点2,3,…,N等由TMS320F28035 DSP芯片外扩ENC28J60芯片构成。ENC28J60是带有行业标准串行外设接口(serial peripheral interface,SPI)的10Mb/s独立以太网控制器,符合IEEE 802.3的全部规范,采用了一系列包过滤机制以对传入数据包进行限制。与主控制器的通信通过2个中断引脚和SPI实现,数据传输速率高达10Mb/s,可以广泛应用于各类嵌入式系统,非常方便地实现以太网通讯[3]。

同步脉冲信号的发送和接收由DSP控制MAX485芯片完成[4],并使用20F001N变压器进行隔离。主节点和从节点的终端处理模块硬件是通用的,差别在于DSP控制MAX485是发送还是接收同步脉冲信号。同步信号交换模块的各端口也是对等的。

将上述各节点用网线接入同步信号交换模块,并转接到标准以太网交换后,就构成了1个以太网脉冲同步网络-EtherPSP。

5 软件流程

根据式(1)和式(2)的分析计算,在当前EtherPSP测试网络中,主节点以T0=1ms为周期产生一硬的宽度为2.5μs的同步脉冲信号,并发送74字节长度、包含各节点伺服控制信息和顺序流水号的以太网UDP报文。T0满足式(2)的条件,故可保证在一周期内所有发出的UDP报文均可被所有节点接收。

EtherPSP的软件流程分主、从节点来讨论。

DSP启动后,首先进行初始化工作,其中启动EtherPSP包括初始化以太网和同步脉冲收发配置。主节点要配置1ms的定时中断,作为系统的同步时钟基准,从节点要配置接收同步脉冲的外部中断和故障监测用的CPU定时中断。随后进入后台循环等待。

主节点的正常周期过程如图4所示。主节点按照周期T0=1ms定时中断:发送硬同步脉冲信号;以太网UDP组播方式发送固定长度的控制报文(当前测试网络中,规定控制报文长度为74字节,其中42字节为报文头部,32字节为数据,包括各个节点的位置或者速度的给定值);再接收来自网络中从节点的以太网报文,并作处理。

从节点的正常周期过程如图5所示。从节点接收同步脉冲信号触发外部中断,进入工作周期:用上一周期接收到的指令,作为当前周期的指令,执行电机伺服功能模块,完成伺服同步控制;收发本周期的以太网报文,计算出新的位置给定值,等待下一周期的同步信号来完成同步过程。如报文中还有其他非同步控制指令,立即执行相应的功能,如转变运行模式、停机等。最后,从节点通过以太网UDP单播的方式将节点状态反馈给主节点。

此外,从节点还设置1个周期为T1=10ms的CPU定时器中断服务,用于故障处理。正常状态下,从节点每次收到同步脉冲进入新的工作周期时,将CPU定时器计数值重置,保证下一同步脉冲和工作周期到来之前不会触发CPU定时器中断服务(T1>T0)。当EtherPSP网络运行出现故障时,比如线路断开、节点故障等,会导致部分节点无法与网络正常通讯。如果从节点在10ms时间段内没有收到同步触发脉冲进入工作周期,就会触发CPU定时器中断,即认为该节点处于离线故障状态,可立即转入应急模式,采取停机或其他适当的措施。

6 结果测试

EtherPSP网络运行中,分别采集了主节点发出和从节点收到的同步脉冲信号。测试结果见图6。

图6a中,CH1为主节点发出的脉冲波形,CH2为从节点收到的脉冲波形。图6b中,CH1和CH2为2个从节点接收到的脉冲波形,显示从节点收到的同步脉冲信号时间上保持了一致。

图6c是对图6a时间坐标展开所示,显示主节点发出的同步脉冲的上升沿和从节点收到的脉冲的下降沿有约100~150ns的延时。对于伺服同步的应用而言,硬件上的这个延时可以接受。当然,各个从节点的软件处理过程要保持一致性,避免引入不等量的软件延时,影响最终的同步性。

由于EtherPSP网络中所有节点的同步脉冲信号均经过隔离变压器进行隔离耦合,当节点的个数逐步增加时,受脉冲收发器的驱动能力所限,脉冲信号会有一定的波形畸变。图6d是当EtherPSP网络带7个从节点时的波形,CH1为经过脉冲收发器(MAX485)整形后的脉冲波形,CH2为从节点接收到的隔离变压器上的波形。虽然经过隔离后的脉冲波形有较大畸变,但是经过脉冲收发器处理后依然能够保持原样。

当EtherPSP网络规模不断增大,需要多个交换机级联时,会增加存储-转发的次数,增加以太网报文的收发延时。实测表明,交换机级联的影响不大,报文发送接收的最大延时主要与网络中总的报文发送数成正比关系,符合式(1)的表述。

7 EtherPSP与SERCOS协议对比及结论

目前,SERCOS(serial real-time communication specification,串行实时通讯协议)是工业领域中实时数据通讯协议的国际标准,专门用于工业机械电气设备的控制单元与数字伺服装置之间。它全面而严格的定义了物理层、数据链路层以及数据交换的报文结构等内容,并给出了大量数据结构和过程命令,可用于操作控制单元、伺服装置及相关机械设备。SERCOS协议被欧洲各国及美国和日本的数控系统和伺服系统制造商广泛接受,开发和生产符合该协议的产品,应用领域也从最初的数控机床扩大到各类数控机械[5]。

SERCOS接口采用环形拓扑结构,每个节点通过“一进一出”两根光纤依次串联,形成数据单向流通的环形通讯网络。如图7所示,每个环路由1个主站和若干个从站构成,主站的功能是将控制电报发送到网络中,并接收从站发回的电报;从站的功能是接收和转发电报并将提取出的控制信息传递给伺服装置。

SERCOS系统周期性进行环路通讯,很短的时间内遍历各节点,从而使网络内各节点实现同步,且拥有固定的周期。实际测试中,SERCOS协议可以达到很高的同步精度,同步值小于100ns[6]。

由于SERCOS协议采用环形串联的拓扑结构,网络中任何1个节点、任何1条线路的故障,均会导致下游从站无法收到主站的信息。而采用星型拓扑的EtherPSP协议,网络内线路和节点的故障不会对其他节点和整个系统的运行造成严重干扰。基于这个特性,EtherPSP网络可以在正常运行的情况下随时加入和删除节点。

SERCOS协议物理层采用光纤介质传递数字信号,可以彻底消除传输过程中的电磁干扰,大大提高了系统的稳定性和对复杂环境的适应能力[5]。而EtherPSP协议中,同步脉冲信号经过了隔离变压器处理,可以消除一定的谐波干扰并保持节点间电隔离的特性,而且UTP双绞线也有较好的抗干扰能力。

SERCOS协议理论上每个主站可驱动最多254个伺服装置[5]。EtherPSP网络的最大节点数则受多个因素的限制。根据式(1)和式(2)的分析计算,EtherPSP报文的理论传输最大延时受以太网通讯速率和网络内节点数的影响。因此,当整个系统的工作周期确定时,网络的节点数会受到限制。通过提高以太网通讯速率(如采用100Mb/s甚至1000Mb/s速率的以太网设备),可以提高EtherPSP网络的传输性能和负载能力。

SERCOS协议可以使用专门的芯片(如SERCON410B、SERCON816等)实现,高度标准化集成化,便于大规模生产和应用[5]。而EtherPSP协议完全兼容以太网协议,灵活性更高。物理层基于最常见的以太网设备(网线、交换机等),由于以太网在各个领域极其普遍的应用,因此实现EtherPSP将变得非常方便,成本低廉,易于取材。

而且,对于嵌入式的控制平台,可以很方便地直接扩展RTL8019AS芯片或通过SPI扩展ENC28J60芯片来实现以太网通讯,使得EtherPSP更容易在各种嵌入式平台上推广应用。表1对比了SERCOS与EtherPSP的特性。

综上所述,SERCOS协议和EtherPSP协议均能较好地完成多轴伺服系统要求的高精度的实时通讯。相对而言,SERCOS协议更适用于大系统、多负载,对稳定性和适应性要求更高的场合,而EtherPSP在小型系统上更能发挥其灵活、廉价、便利的特性。

参考文献

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永磁同步电机伺服系统的设计与仿真 篇5

永磁同步电机(PMSM)除具有一般同步电动机的工作特性外,还具有效率高,结构简单、低惯性,快响应,可靠性高等优点,因此成为高精度伺服系统的最佳执行机构之一。永磁同步电机的交流伺服驱动系统在数控机床、工业机器人,航空航天等伺服领域得到日益广泛的应用。

高性能交流伺服系统一般是由位置环、速度环和电流环组成[1]。结构如图1所示。

电机为三相永磁同步电机,采用空间矢量脉宽调制(SVPWM)方式驱动。电流的反馈采用电流检测元件,位置反馈和速度反馈通过对编码器发出的脉冲信号进行测量和计算得到。

角位置命令信号与反馈得到的位置信号进行比较,求得位置偏差信号,经过位置校正环节处理后,作为速度回路的给定信号;该信号与实际速度相比较,经过速度校正环节处理后,输出id和iq作为d轴和q轴电流给定信号;该信号经过电流调节器,经变换产生SVPWM信号,控制功率放大电路驱动电机。

1 伺服系统的数学模型

在电机转子磁场定向坐标系中[2],在假设磁路不饱和,不计磁滞和涡流损耗影响,空间磁场呈正弦分布的条件下,当永磁同步电机转子为圆筒形(Ld=Lq=L)时,得d、q坐标系上永磁同步电机的状态方程为:

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{l}\dot{i}{}_d\\ \dot{i}{}_q\\ \dot{\omega }{}_f\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}-R/L& p\omega {}_m& 0\\ -p\omega {}_m& -R/L& -p\Psi {}_r/L\\ 0& p\Psi {}_r/J& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{l}\dot{i}{}_d\\ \dot{i}{}_q\\ \dot{\omega }{}_m\end{array}\right]+\\ \left[\begin{array}{l}u{}_d/L\\ u{}_q/L\\ -{\rm T}{}_L/J\end{array}\right]。\end{array}$

式中:

R为绕组等效电阻;Ld为等效d轴电感;Lq为等效q轴电感;p为电机磁极对数;ωm为转子机械角速度;ψr为每对磁极磁通;TL为折算到电机轴上的总负载转矩;J为折算到电机轴上的总转动惯量。

为获得线性状态方程,通常采用id=0的矢量控制方式,得到电机的解耦方程:

$\left[\begin{array}{l}\dot{i}{}_q\\ \dot{\omega }{}_m\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-R/L& -p\Psi {}_r/L\\ p\Psi {}_r/J& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{l}i{}_q\\ \omega {}_m\end{array}\right]+\left[\begin{array}{l}u{}_q/L\\ -{\rm T}{}_L/J\end{array}\right]$

。

将上式进行拉普拉斯变换后,即得到电机s域的数学模型,如图2所示。

控制系统的主通道有一个逆变器,这个环节存在一定的延时,但是相对于电机响应而言,它的频率响应是非常快的,所以系统的动态响应主要由电机的动态性能决定,其它环节可以由比例环节近似代替。

2 伺服系统的设计与仿真

2.1 电流环设计与仿真结果

电机电枢绕组由于电感和电阻的存在,以电压驱动电机产生电流时表现为一阶惯性环节,具有一个负的实极点,其时间常数T由L/R决定,通常达几个毫秒。该环节对阶跃电流指令的响应是一个缓慢的爬升过程,需要3T-5T才能达到稳态值。为提高响应速度,同时对电流极限值做出限制,并抑制直流供电电源波动引起的电流波动,需要引入电流校正环节。

电流环调节的作用有两个:

1) 在启动和大范围的加减速时起电流调节和限幅作用,使绕组电流迅速达到并稳定在其最大值上,从而实现快速加减和电流限流作用。

2) 使系统的抗电源扰动和负载扰动的能力增强。

由于电磁时间常数TL远小于机电时间常数Tm,电流调节比转速的变化过程快得多,比反电动势E的变化也快得多,因此,可忽略反电势对电流环的影响。从希望电流环超调小,电流跟随性好这个角度出发,应将电流环校正为典型的Ⅰ型系统。

由于电流环的控制对象传递函数中有惯性环节,因此,电流环按典型I型系统设计时,电流调节器应采用PI调节器,其传递函数为:

$G{}_1(s)={\rm K}{}_{pi}\frac{{\rm T}{}_{i}s+1}{{\rm T}{}_{i}s}$。

式中:

Kpi为电流调节器比例系数;Ti为电流调节器时间常数。

电流环的开环传递函数为:

$\begin{array}{l}G{}_{o{\rm I}}(s)={\rm K}{}_{pi}\frac{{\rm T}{}_{i}s+1}{{\rm T}{}_{i}s}\frac{1}{Ls+R}=\frac{{\rm K}{}_{pi}}{{\rm T}{}_{i}R}\frac{{\rm T}{}_{i}s+1}{s\left(\frac{L}{R}s+1\right)}=\\ {\rm K}{}_{{\rm I}}\frac{{\rm T}{}_{i}s+1}{s({\rm T}{}_{{\displaystyle \sum i}}s+1)}。\end{array}$

按工程最佳I型系统参数选择方法[3],且KIT∑i=0.5的时候。利用matlab/simulink软件对永磁电机的电流环进行仿真,得到阶跃响应如图3所示,由图可见其无超调,电流跟随性好,在0.6 ms内可以达到稳定,并且经仿真可得电流环的带宽可以达到1.59 kHz。

2.2 速度环设计与仿真结果

电流环设计好后作为速度环内的一个环节,与系统前向通道中的积分环节Kt/JS串联,就构成速度环的被控对象。为实现速度无静差,将速度环校正成典型的Ⅱ型系统。因此,速度环也采用PI调节器,因此速度环开环传递函数为:

$G{}_v(s)={\rm K}{}_n\frac{{\rm T}{}_{v}s+1}{s{}^2\left({\rm T}{}_{ov}s+1\right)}$,式中,${\rm K}{}_n=\frac{{\rm K}{}_v{\rm K}{}_t}{{\rm T}{}_{v}J}$。

Kv是PI调节器的比例系数;Tv是PI调节器的时间常数;T0v是电流环的时间常数。

采用工程常用的Ⅱ型系统选择PID参数的Mrmin准则,有:

${\rm T}{}_v=h{\rm T}{}_{ov},{\rm K}{}_n=\frac{h+1}{2h{}^2{\rm T}{}_{ov}^2}$。

式中,h为Ⅱ型系统中频宽,一般情况下,中频宽h=5～6时,Ⅱ型系统具有较好的跟随性和抗干扰性。本文中取h=5,再根据上式可以求解Kv和Tv。

用matlab/simulink进行仿真,代入电机模型,得到速度环的阶跃响应曲线如图4所示,从图中可以看出,速度环的响应时间为5 ms,经过仿真,速度环的带宽可以达到112 Hz。

在此,以采用永磁同步电机驱动指向镜进行转动为例来说明速度环的调节作用。指向镜的运动曲线包含加速启动、匀速扫描和减速停止三部分。假设指向镜在0.1 s内完成加速启动或者减速停止运动,以10 °/s(0.174 5 rad/s)的速度进行匀速扫描。经过速度调节器后,输出的速度曲线及速度误差如图5所示。

从图5可以发现,采用PI速度调节器后,选择的参数较为合理,输出的速度曲线与理想速度曲线基本吻合,且速度误差控制在一个比较小的范围内。

2.3 位置环设计与仿真结果

位置环作为最外环,接收来自位置指令发生器产生的位置指令,该指令用以明确转轴当前应处角度位置。该指令位置与角度位置传感器反馈的实际位置相减得到位置误差,经校正环节校正后产生速度指令,送入速度环。位置环校正环节应保证足够的低频增益从而提供较高的位置跟踪精度。

速度环作为位置环的内环,与系统前向通道中的积分环节1/s串联,就构成位置环的被控对象。在位置环中,采用比例控制,用稳定边界法[4]来确定位置环比例调节器的系数Kpw,使系统具有较好的跟踪性能。在matlab/simulink中对比例位置环进行仿真,得到的曲线如图6所示。经过仿真得到位置环的响应时间为0.04 s,带宽为22.13 Hz。

从图6可以看出,比例位置环能够较好地跟踪输入指令,但是存在的位置误差也较大,为改善位置误差,需要改进控制算法。

2.4 改进后的位置环设计与仿真结果

在闭环控制系统中,控制作用是由偏差产生的,是靠偏差来消除偏差,因此偏差不可避免。对于稳态精度要求高的系统,为减小误差,通常用提高系统的开环增益或提高系统的型次来解决,但这样做往往会导致系统的稳定性变差,甚至使系统不稳定。为解决这个矛盾,常把开环控制与闭环控制结合起来,组成前馈控制器,如图7所示。

若选择Gb(s)=1/G(s),可以使得系统有效地减小动态误差和稳态误差,并且快速性也能达到较优状态。一般情况下,传递函数G(s)的形式比较复杂,且分母的阶次往往比分子的阶次高,因此,实现Gb(s)=1/G(s)是很困难的。在本文中,通过研究系统的等效误差函数得到Gb(s)。

加入前馈控制后,复合控制系统的特征方程与无前馈控制时系统的特征方程相同,因此,系统稳定性不受前馈通道的影响。

永磁同步电机参数为:

转矩系数 Kt=0.477 N·M/A;

感应电动势系数Kb=50 V/kr·min-1;

电阻:R=6.42 Ω;

电感:L=8.5 mH;

转动惯量:J=3.86×10-3 kg/m3。

根据以上分析和永磁同步电机具体参数,在Matlab/Simulink中进行建模,三环复合控制仿真模型如图8所示。

伺服系统的位置、速度和位置误差曲线如图9所示。

从图9中可以看出,加入前馈控制后,位置误差大大减小,只有在角速度突变的地方产生误差,且位置误差在0.001°内。

3 结论

本文对永磁同步伺服系统进行数学建模,使用Matlab/Simulink对伺服系统中的多环路复合控制进行设计和仿真。

仿真结果表明:多环路复合控制永磁同步电机伺服系统响应快、动态精度高、稳定性好。

摘要：介绍伺服系统控制原理,建立永磁同步电机伺服系统的数学模型,使用Matlab/Simulink对伺服系统中的电流环、速度环和位置环分别进行设计和仿真。对多环路复合控制永磁同步电机伺服系统响应速度、动态精度和稳定性进行分析。

关键词：永磁同步电动机,伺服系统,多环路,复合控制,仿真

参考文献

[1]王晓明.电动机的DSP控制.北京:北京航空航天大学出版社,2004

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[3]陈伯时.电力拖动自动控制系统.北京:机械工业出版社,2003

浅谈永磁同步电机伺服系统及其现状 篇6

1 概述

从20世纪70年代后期到80年代初期, 随着微处理技术, 大功率高性能半导体功率器件技术和电机永磁材料制造工艺的发展, 其性能价格比的日益提高, 交流伺服技术-交流伺服电机和交流伺服控制系统逐渐成为主导产品。现如今, 性能相对较高的一些伺服系统基本采用永磁同步性交流伺服电机, 并且永磁同步电机交流伺服系统在技术应用上已经逐步形成模式, 具备了十分优良的低速性能并可实现弱磁高速控制, 能快速、准确定位的控制驱动器组成的全数字位置伺服系统。并且随着永磁材料性能的大幅度提高和价格的降低, 特别是钕铁硼永磁的热稳定性和耐腐蚀性的改善和价格的逐步降低以及电力电子器件的进一步发展, 加上永磁电机研究开发经验的逐步成熟, 经大力推广和应用已有研究成果, 其在工业生产领域中的领域也越来越广泛, 正向大功率化 (高转速、高转矩) 、高功能化和微型化方面发展。

2 永磁同步电机伺服系统的基本结构

永磁同步电机伺服系统除电机外, 系统主要包括驱动单元、位置控制系统、速度控制器、转矩和电流控制器、位置反馈单元、电流反馈单元、通讯接口单元等。

2.1 永磁式交流同步伺服电机。

永磁同步电机永磁式同步电机具有结构简单、体积小、重量轻、损耗小、效率高的特点。和直流电机相比, 它没有直流电机的换向器和电刷等需要更多维护给应用带来不便的缺点。相对异步电动机而言则比较简单, 定子电流和定子电阻损耗减小, 且转子参数可测、控制性能好, 但存在最大转矩受永磁体去磁约束, 抗震能力差, 高转速受限制, 功率较小, 成本高和起动困难等缺点。

2.2 驱动单元。

驱动单元采用三相全桥自控整流, 三相正弦PWM电压型逆变器变频的AC-DC-AC结构。设有软启动电路和能耗泄放电路可避免上电时出现过大的瞬时电流以及电机制动时产生很高的泵升电压。逆变部分采用集驱动电路, 保护电路和功率开关于一体的智能功率模块 (IPM) 。

2.3 控制单元。

控制单元是整个交流伺服系统的核心, 实现系统位置控制、速度控制、转矩和电流控制器。具有快速的数据处理能力的数字信号处理器 (DSP) 被广泛应用于交流伺服系统, 集成了丰富的用于电机控制的专用集成电路, 如A/D转换器、PWM发生器、定时计数器电路、异步通讯电路、CAN总线收发器以及高速的可编程静态RAM和大容量的程序存储器等。

2.4 位置控制系统。

对于不同的信号, 位置控制系统所表现出的特性是不同的。典型的输入信号有三种形式:位置输入 (位置阶跃输入) 、速度输入 (斜坡输入) 以及加速度输入 (抛物线输入) 。位置传感器一般采用高分辨率的旋转变压器、光电编码器、磁编码器等元件。旋转变压器输出两相正交波形, 能输出转子的绝对位置, 但其解码电路复杂, 价格昂贵。磁编码器是实现数字反馈控制性价比较高的器件, 还可以依靠磁极变化检测位置, 目前正处于研究阶段, 其分辨率较低。

2.5 接口通讯单元。

接口包括键盘/显示、控制I/O接口、串行通信等。伺服单元内部及对外的I/O接口电路中, 有许多数字信号需要隔离。这些数字信号代表的信息不同, 更新速度也不同。

3 永磁同步电机伺服系统的国内外发展现状

早期对永磁同步电机的研究主要为固定频率供电的永磁同步电机运行特性的研究, 特别是稳态特性和直接起动性能的研究。V.B.Honsinger和M.A.Rahman等人对永磁同步电机的直接起动方面做了大量的研究工作。在二十世纪八十年代国外开始对逆变器供电的永磁同步电机进行了深入的研究, 其供电的永磁同步电机与直接起动的永磁同步电机的结构基本相同, 但多数情况下无阻尼绕组。

随着对永磁同步电机调速系统性能要求的不断提高, G.R.Slemon等人针对调速系统快速动态性能和高效率的要求, 提出了现代永磁同步电机的设计方法。可设计出高效率、高力矩惯量比、高能量密度的永磁同步电机。

近年来微型计算机技术的发展, 永磁同步电动机矢量控制系统的全数字控制也取得了很大的发展。D.Naunin等研制了一种永磁同步电动机矢量控制系统, 采用了十六位单片机8097作为控制计算机, 实现了高精度、高动态响应的全数字控制。

结束语

同步伺服电动机 篇7

关键词：永磁同步伺服系统,转矩负载观测器,转速波动抑制,负载转矩突变,定子电流补偿

0 引 言

永磁同步伺服系统运行时突加一负载转矩,电机的转速会下降。在伺服系统中,负载转矩的突变是经常出现的,由此产生的转速变化会对伺服系统的性能存在不良影响。对于高性能的交流伺服系统,就要求当外部出现大的扰动时伺服系统要能够保持良好的响应性能,具有一定的抗干扰特性。因此,有必要对负载转矩进行观测并对电机定子电流进行补偿,达到抑制转速波动的目的。

1 永磁同步电机数学模型分析及负载转矩观测原理

为简化永磁同步电机数学模型的分析,忽略影响较小的参数,并作如下假设[1]:

(1) 忽略铁心饱和;

(2) 不计涡流和磁滞损耗;

(3) 转子上没有阻尼绕组,永磁体也没有阻尼作用;

(4) 反电动势是正弦的。

1) dp坐标系下的电磁转矩方程:

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公式(1)中,pn为电机极对数,ψf为转子永磁体磁链,iq为三相定子电流变换到dq坐标系下的q轴(交轴)电流,id为三相定子电流变换到dq坐标系下的d轴(直轴)电流,Lq、Ld分别为dq坐标系下的q轴、d轴电抗。

正弦波表面式永磁同步电机,转子是隐极式的,其d轴和q轴同步电抗几乎相等,Lq=Ld,则式(1)可进一步简化为:

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2) 机械运动方程:

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公式(3)中,Ω为机械转速,TL为机械负载转矩,J为转动惯量,B为粘滞摩擦系数。

根据永磁同步电机数学模型的分析,定义TF为机械负载转矩TL与阻尼转矩BΩ之和,即:

TF=TL+BΩ (4)

由公式(3)、(4)可得:

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又因为:

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公式(6)中,n为转子转速,单位为r/min,Δt为速度采样周期,Δn为速度采样周期内变化量。

由公式(2)、(5)、(6)可得:

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由于pn、φf、J、Δt为常数,式(7)可进一步简化为:

TF=K1iq-K2Δn (8)

其中,undefined。

可以认为辨识得到的负载转矩TF与实际系统负载转矩TFR相等,由此即可完成负载转矩观测器的设计。

2 永磁同步伺服系统分析及电流补偿原理

将永磁同步电机定子绕组上感应产生的电动势分解到dq坐标系如下:

d轴分量:

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q轴分量:

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公式(9)、(10)中,R为永磁同步电机电枢绕组的电阻,L为永磁同步电机电枢绕组的电感,Ke为永磁同步电机反电动势常数。

由于转矩常数undefined,则公式(2)可化简为:

Te=Ktiq (11)

根据以上分析及式(9)、(10)、(11)可画出永磁同步电机的数学模型[2],如图1所示:

通过对永磁同步电机数学模型的分析,采用id=0的矢量控制策略,永磁同步电机伺服系统的内环(速度环和电流环)结构如图2所示:

TV是逆变器等效时间常数,KV是逆变器电压输出比例系数,Ki为电流环PID控制器的比例放大倍数,Ti为电流环调节器的积分时间常数,ωref为速度给定,ω为速度输出。

伺服系统的机械惯性相比电机电枢绕组的电磁惯性要大的多,电流响应速度远远快于速度响应,因此可忽略反电动势对电流环的影响[3],由图2可得电流环的开环传递函数为:

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令undefined,则Tm即为电枢回路时间常数,公式(12)可化简为:

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根据零极点对消原理,用电流环PID控制器的零点对消被控对象的时间常数极点,取Ti=Tm,则电流环传递函数可进一步化简为:

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由于电流环是速度环的一部分,速度环截止频率较低,且TV≪Ti,因此电流环可降阶为一个惯性环节,降阶后电流环的闭环传递函数为:

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由于电磁转矩跟q轴电流具有线性关系,可把观测到的转矩以一定的比例系数β补偿到q轴电流环的输入端,以改善速度环的控制性能,如图3所示:

由图3,可以得到永磁同步伺服系统速度环开环传递函数为:

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由于电机的粘滞系数B极小,电机转子模型可进一步简化为一个积分环节,伺服系统速度环开环传递函数可简化为Ⅱ型系统,传递函数为:

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由图3及式(17)可得包含速度环、电流环的永磁同步伺服系统输出转速的关系为:

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又由TF=TFR,则式(18)可化简为:

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可见,当选择合适的β值便能使式(19)中的补偿项undefined补偿由转矩突变造成的转速变化项undefined,达到抑制转速波动的目的。由此可得全补偿的条件为[4]:

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即:

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将式(21)经拉普拉斯反变换转换到时域下的全补偿临界比例系数β0为:

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由于负载转矩突变的时间极短,可以认为是在瞬间内发生的,而补偿环节只在负载转矩突变时起作用,以抑制速度波动。于是,式(22)中的时间t可认为是趋于0的,于是全补偿临界比例系数β0可简化为:

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当β=β0时,系统为全补偿,当转矩突变时电机转速不会有任何波动;当β<β0时,系统为欠补偿,负载转矩突变时系统转速仍然会存在一定的波动;当β>β0时,补偿为过补偿,即补偿作用大于转矩突变对系统性能的影响,转速静特性会上翘。

在实际调速系统中,全补偿这种临近状态是不能用的。在全补偿状态下,如果系统参数发生变化,系统偏移到过补偿区,系统静特性会上翘,甚至会导致系统不稳定[5]。因此在调试补偿系数β时,在转矩突变时的转速波动满足要求的情况下,可使系统处于欠补偿区,以保证系统稳定运行。

3 负载转矩观测器的设计与补偿实验

在MATLAB/Simulink环境下建立系统的仿真模型,系统为电流环、速度环双闭环控制,采用id的控制策略,如图4所示。采用的永磁同步电机参数为:功率0.75 kW,额定转矩2.4 Nm,额定电流4.2 A,最大输出转矩7.2 Nm,额定转速3 000 r/min,转子惯量1.2×10-4 kgm2,转矩常数0.571 Nm/Arms,相绕组电阻0.901 Ω,相绕组电感6.552 mH。根据上文的分析构建永磁同步伺服系统负载转矩辨识模块,如图5所示。

电机以给定转速2 000 r/min空载启动,在0.15s时刻负载转矩由0突变到2.4N*m,未加补偿时,电机转速会突然下降,如图6所示。在对电机转矩进行辨识并进行补偿后,选择合适的补偿反馈比例系数(β=1.75),转速在转矩突变时几乎没有转速下降,即可认为β0=1.75,如图6所示。

在0至0.3s的运行时间内,电机启动后电机的电磁转矩与负载观测转矩是一致的,如图7所示:

欠补偿(β=0.5)和过补偿(β=2.5)以及全补偿(β0=1.75)的转速波形图如图8所示:

由仿真实验可见,在未加补偿的情况下,电机转速会因转矩突变而出现较大的抖动。当把负载转矩辨识后经合适的补偿反馈比例系数β补偿到q轴电流输入端,便能有效抑制由转矩突变带来的转速波动。若β取值太小,补偿作用不明显;若β取值太大,则会使转速特性上翘甚至使系统不稳定。

4 结束语

本文在MATLAB/Simulink仿真平台上构建了伺服驱动系统的仿真模型,并设计了转矩负载观测器,实现了负载转矩的辨识和定子电流的补偿。仿真结果表明,该负载转矩观测器的设计简单有效,经补偿后转速特性明显提高,有效的抑制了由负载转矩的突变而引起的速度波动,明显的提高了伺服系统的性能。

参考文献

[1]郭庆鼎,孙宜标,王丽梅.现代永磁电动机交流伺服系统[M].北京:中国电力出版社,2006:65.

[2]高钟毓.机电控制工程[M].2版.北京:清华大学出版社,2001:101-102.

[3]陈先锋.PMSM位置伺服系统的分析设计及应用研究[D].南京:南京工业大学,2005.

[4]刘辉.交流伺服系统及参数辨识算法研究[D].南京:南京航空航天大学,2005.