扩频通信原理分析

2024-06-22

扩频通信原理分析（精选四篇）

扩频通信原理分析篇1

随着通信领域的迅猛发展, 惯用的定频通信在许多方面已无法满足实际应用的需要。而扩频通信系统作为一项新的通信技术一出现, 便以其出色的抗干扰能力、低截获率、码分多址、隐蔽性、保密性、传输性和易于多址组网等特点, 受到通信行业的极度青睐。可以说, 在现代无线通信领域, 如果通信系统不具备良好的抗干扰能力, 也就无法在干扰环境下准确、实时、不间断地传输信息, 也就没有了生存能力。

2 扩频通信系统模型

扩频通信是指用伪随机码将已调的窄带信息信号扩展成比信息带宽大得多的宽带信号, 以实现系统任意选址、增强抗干扰能力及保密性的无线通信体制。与一般通信系统相比, 扩频通信系统增加了扩频调制部分和解扩部分。其基本组成框图如图1所示。

图中发射端有信息调制、扩频调制和射频调制三部分, 接收端有相应的变频解调、扩频解调和信息解调三部分。并且在收、发两端有两个完全相同的扩频码发生器。其工作原理是:在信号发送端, 首先将信息调制成基带数字信号, 该数字信号经扩频码发生器产生的扩频码序列调制后形成中频信号, 展宽后的中频信号进行射频调制形成高频信号, 由天线发送出去。在接收端收到的宽带射频信号, 经变频成为中频, 然后由本地产生的与发端相同的扩频码序列对中频宽带信号进行相关解扩, 再经过信息解调, 恢复成原始信息输出。

3 扩频通信系统抗干扰能力分析

扩频系统采用了扩展频谱技术, 在接收端对干扰频谱能量加以扩散, 对信号频谱能量压缩集中。因此, 在输出端得到信噪比的增益, 这样的扩频通信机可以在很小的信噪比情况下进行通信, 甚至可在信号比干扰信号低得多的情况下进行通信。

扩频通信的抗干扰能力的两个重要参数是处理增益和干扰容限。处理增益Gp定义为频谱扩展后的信号带宽B2与频谱扩展前的信号带宽B1之比, 即

若信息数据d (t) 的码元宽度为T, 截止频率fd, 频谱宽度为B1, 数据速率Rd, 其功率谱密度Sd (f) 主要分布在 (-fa, fd) 的频带内;扩频码序列的码元宽度为Tc, 截止频率fc, 频谱宽度为B2, 编码速率Rc, 其功率谱密度Sc (f) 主要分布在 (-fc, fc) 的频带内。则有如下关系:

由上式可以得出当扩频序列的码长度N越大, 码元宽度Tc越小, 编码速率Rc越大, 扩频通信系统的扩频增益Gp也越大。

以图1给出的扩频通信系统模型进行讨论, 其接收信号记为:

其中, S (t) 为接收机接收到的发射信号, J (t) 为传输信道中的各种干扰信号, n (t) 为噪声。

接收信号经接收机的本地载波解调, 再经本地扩频编码作扩频解调处理后, 得到

式中, Ws (t) 是接收机对发送来的扩频信号的解调结果, WJ (t) 是对外部干扰的解调结果, WN (t) 是对噪声的解调结果。这些信号送往基带滤波器, 该基带滤波器的带宽为B1、传递函数为h (t) 的窄带滤波器, 它的输出

分两种情况考虑扩频通信系统对抗外部单频干扰能力:

⑴当n (t) =0时, 设J (t) 是宽带平稳随机信号, 有=J (t) Jcos (ω0t+ϕj) , 则信号可无损耗地通过接收机的射频滤波器, 经扩频解调后的信号为式 (5) 中的第二项。扩频解调后的干扰输出信号

在扩频通信系统同步跟踪情况下, ω'=ω0, τ=0, ϕ'=ϕ0, 干扰信号也只是在干扰信号频率ωj在 (ω0-2πfj, ω0+2πfj) 的扩频通带范围内, 才能经扩频解调后通过基带滤波器, 形成对有用信号sv (t) 的干扰。干扰信号经扩频解调、基带滤波, 其输出为:

扩频通信系统使用的扩频编码出现+1、-1的码元数目基本上是平衡的, 对m序列来说, (+1, -1) 的码元数仅相差一个。在扩频编码码长N很大时, 扩频编码的均值E[C (t) ]=0。所以, 经基带滤波器输出的干扰信号v j (t) 的均值E[v j (t) ]=0, 它的方差 (即噪声输出成分的平均功率) 为:

式中, Rj (α-β) 是外部干扰自相关值, 它的傅氏变换是J (t) 的功率谱密度Sj (f) , 对单频干扰, Sj (f=) 21Pj[δ (f+fj) +δ (f-fj) ];Pj是干扰信号功率, Pj=J/22;Rc (α-β) 是扩频编码的自相关函数, 它的傅氏变换可以近似为码宽为Tc的随机二值 (+1, -1) 序列的功率谱密度, 即

因此, 外部单频干扰输出信号功率, 即方差:

式中:

式中, fj是单频干扰的频率;f'是本地载波频率。

当fj=f'时, 上式可近似为:基带滤波器的频率特性H (f) 在带限 (-fd, fd) 的值为1, 在带外为0, 因此式 (9) 干扰信号输出功率为:

显然, 扩频通信系统输出的干扰信号功率为原干扰信号功率的1/N, 即对单频干扰信号抑制N倍 (或Gp倍) , 扩频增益Gp越大, 即扩频编码的码长越长, 对单频干扰信号的抑制能力越强。由式 (11) 得, 噪声为带限的窄带平稳随机过程时的噪声功率是原基带输入噪声功率的1/N倍;噪声输出功率与扩频增益成反比;扩频通信系统的扩频增益越大, 对噪声干扰的抑制能力越强。式中扩频编码C (t) 对噪声J (t) 在频域上作卷积, 实际上是扩频编码对基带噪声干扰作频谱扩展, 扩展后的噪声功率谱密度自然明显降低, 为原谱密度的1/N, 而能经基带滤波器输出的噪声功率也就仅为原噪声功率的1/N, 实现了对噪声干扰的抑制。

⑵在实际应用中, n (t) ≠0时, 设J (t) 是宽带平稳随机信号, 此时将n (t) 和J (t) 看成一个广义平稳随机过程来处理。则接收信号为

噪声信号n (t) 经扩频解调、基带滤波后的输出为

在扩频通信系统跟踪同步后, 基带滤波器滤除ω0及以上的射频分量, 噪声输出成分为:

由于扩频编码和噪声相互独立, 噪声输出成分的均值E[v n (t) ]=0。噪声输出成分的方差, 即噪声输出成分的平均功率:

其傅氏变换形式为:

Sc (f) 是扩频编码的功率谱密度, 当N�1, Sc (f) 可近似为:

Pn为噪声信号输入功率, 由式 (18) 可见, 该情况下噪声信号输出功率为噪声信号输入功率的1/N倍, 证明扩频通信系统抗具有显著的抗干扰能力。

4 结束语

通过上述分析可以看出扩频通信系统具有较强的抗干扰能力, 其抗干扰能力与扩频增益Gp (也就是扩频编码码长N) 成正比, 即扩频序列的码长度N越大, 码元宽度Tc越小, 编码速率Rc越大, 扩频通信系统的扩频增益Gp就越大。此外, 在军事通信中使用该体制可适应复杂电磁环境下对通信质量的要求。所以该体制在军事通信方面具有良好的发展前景。

参考文献

[1]张邦宁, 魏安全.通信抗干扰技术[M].北京:机械工业出版社, 2006.

[2]曾一凡, 李晖.扩频通信原理[M]北京:机械工业出版社, 2005.

[3]葛利嘉, 曾凡鑫.超宽带无线通信[M].北京:国防工业出版社, 2005.

无线扩频通信系统仿真性能分析篇2

扩频是一种经典的无线通信技术,分为直序扩频、跳频扩频等等。其中直序扩频技术是通过使用高速率的扩频码在发射端与待扩频的信号相乘从而达到扩展信号频谱的目的,是应用最为广泛的一种扩频技术。本文针对直序扩频通信系统进行了仿真,来观测、学习和理解扩频技术的优势,以及各种环境因素对扩频系统信能的影响。

2 关键技术

2.1 扩频与解扩

扩频技术通过将待传输的信号扩展到较宽的频带上发送,以获得更好的系统性能。根据香农信道容量公式C=Wlog2(1+S/N),系统带宽越大,达到相同信道容量所需要的信号噪声功率比S/N就越低,因此,扩频技术可以获得更好的抗干扰、抗噪声能力。

直序扩频系统在得到调制器输出的已调信号之后,使用扩频码与每个待扩码元进行模2和运算,将一位码元扩展为多个码片,并按顺序发送每个码片,但总的发射时间不变。解扩系统对接收到的扩频信号使用本地扩频码进行模2和运算,每组得到的数值相加求和,对结果进行判决,从而完成解扩工作。

2.2 Rake接收机

当系统工作在多径环境中时,接收信号为同一信号的多个不同延时副本的叠加,构成多径干扰,使得系统性能下降,并且这种干扰来自于信号本身,其影响不能通过增大发射功率的方法解决。而Rake接收机采用了多径分离的技术,有效合并了多径信号的能量,从而获得更好的解调性能。

假设Rake接收机的M个分集支路经过相位调整后,按适当的增益系数同相相加。合并后信号的包络为:。式中,Yi为第i条支路的信号振幅,αi为第i条支路的增益系数,通过这种加权合并,系统可以得到最高的输出信噪比。

3 系统结构

3.1 仿真框图

本仿真系统由随机比特生成模块、BIT调制模块、扩频模块、信道模块、解扩模块、BIT解调模块组成,如图1所示。

3.2 系统主要模块介绍:

3.2.1 BIT调制与解调模块

此模块完成BIT调制与解调的工作,本系统中采用BPSK和DBPSK两种BIT调制方式。在仿真系统中,BPSK调制将{0,1}序列转化成{1,-1}序列。而DBPSK调制在此基础上增加了绝对码和相对码的相互转换过程。

3.2.2 信道模块

此模块为仿真系统提供各种所需信道。本仿真实验中分别采用了AWGN信道、单径瑞利信道和双径瑞利信道。

由于要产生随机噪声以及瑞利信道,因此需要实现服从高斯分布的随机变量的生成,由均匀分布的随机变量获取高斯分布的随机变量的推理过程如下:

设X为区间[0,1)内均匀分布的随机变量,则其概率密度分布函数为:,设Y是满足瑞利分布的随机变量,其概率密度分布函数为:,其中为满足瑞利分布的复包络的功率,也是Y的方差。

设X～Y之间的函数关系式为:X=h(Y),则有:Y=h-1(X),联合已知的X的概率密度分布函数,可以得到:

假设h'(y)≥0,则有

由于X分布于[0,1),所以之前假设h'(y)≥0成立。

由于y≥0,可得:

此即为服从瑞利分布,方差为的随机变量。

设u为独立于X的服从[0,1)间均匀分布随机变量,则生成满足方差为σ2的高斯分布(均值为零)的随机变量G的数学表达式为:

4 仿真结果与分析

本仿真实验中的各项仿真均针对系统误码率进行,并以其作为比较系统不同情况下性能优劣的指标。

4.1 直接序列扩频在单径瑞利衰落信道下的性能

仿真条件:发射端信噪比为1,单径瑞利衰落信道,扩频因子为7,共仿真发送2×106 bits数据量。

仿真结果:

仿真结果分析:

由于此时信道具有衰落特性,当信道衰落较为严重时,接收到的信号能量减小,噪声影响相对增大,从而系统性能比A WGN信道下有较大恶化。

另外,扩频因子越大,系统性能越好,这个结论在单径衰落信道下仍然成立。

4.2 直接序列扩频在双径瑞利衰落信道下的性能

仿真条件:定义发射端信噪比,双径瑞利衰落信道,扩频因子为7,两径延时取值为:T～8T,仿真共发送2×106 bits数据量。

仿真结果:

仿真结果分析:

图3中图标为方格的曲线表示相同条件下系统在单径瑞利衰落信道下的性能仿真曲线。对于双径瑞利衰落信道,接收端存在多径干扰,在对第一径接收信号进行均衡时,第二径信号则完全成为干扰信号,导致系统性能下降,BER增大。当两径之间延迟为7T,即一个扩频周期时,系统性能明显恶化,因为当延时为T～6T时,第一径解扩时对第二径的干扰起到一定的抑制作用,而当延时为7T时,第一、二径的扩频序列发生同步,解扩无法抑制第二径的干扰,此时的传输性能急剧恶化。

4.3 Rake接收机在直序扩频双径瑞利衰落信道下的性能

仿真条件:定义发射端信噪比,双径瑞利衰落信道,扩频因子为7,仿真共发送2×106 bits数据量。

仿真结果:

仿真结果分析:

图4中图标为菱形的曲线表示相同条件下系统在单径瑞利衰落信道下的性能仿真曲线。与图3对比可以看出此时仿真系统的性能好于无Rake接收的情况,且在信噪比较高的情况下,BER可以降到很低的数量级上。这便是基于Rake接收机对两径信号中有用信息的分别提取的结果,将多径信号变干扰为有利,提高了系统的性能。

5 结论

本文通过以上仿真分析工作,得到如下结论:

(1)BPSK调制方式的误码率性能略好于DBPSK调制方式,但是DBPSK可以避免因系统反向工作而导致的解调错误;

(2)扩频操作使得系统占据更宽的频谱来进行数据传输,因此可以获得更好的系统性能;

(3)信道的衰落和多径干扰会使系统性能下降;

(4) RAKE接收机将多径信号变干扰为有利,在多径环境下可以有效改善系统性能。

参考文献

[1]Theodore S．Rappaport著，蔡涛、李旭、杜振民译，宋俊德审校．无线通信原理与应用[M]．北京．电子工业出版社，1999年11月

[2]查光明，熊贤祚．扩频通信[M]．西安：西安电子科技大学出版社．1990年

[3]周荫清．随机变量与随机过程[M]．北京：北京航空航天大学出版社．2005年

CDMA通信中扩频解扩技术分析篇3

关键词：扩频通信,CDMA,扩频调制,解扩解调

0 引言

扩频通信的理论基础是香农定理: $C = W l o g (1 + S / Ν)$ ,式中:C为信道容量;W为传输带宽;S为信号功率;N为噪声功率。由此可得:在信息速率一定时,可以用不同的信号带宽和相应的信噪比来实现传输,即信号带宽越宽则传输信噪比可以越低,甚至在信号被噪声淹没的情况下也可以实现可靠通信。因此,将信号的频谱扩展,则可以实现低信噪比传输,并且可以保证信号传输有较好的抗干扰性和较高的保密性。

CDMA是基于扩频通信的一种多址方式。多个用户的CDMA信号同时共用一段频谱,每个信号由不同的正交PN序列加以区别,PN序列对基带数据流进行调制扩展其频谱。接收信号在接收机中进行相关处理,只对所选的PN序列的信号进行解扩,还原为窄带信号,其他用户的信号,因其所用的PN序列不匹配,仍保持宽带信号而被滤掉。CDMA容量具有软特性,在过负载情形下,多增加一个用户只会使通信质量有下降,不会出现硬阻塞现象,使有限的频谱资源得到更充分的使用。

1 CDMA性能分析

1.1 扩频技术误码率

直扩系统抗单频干扰及窄带干扰的能力是常规系统性能的Gp(扩频增益)倍,随着干扰带宽的增大,直扩系统的抗干扰能力逐渐接近于常规系统。但是扩频信号比直接传输的信号有着更低的能量密度。所以在可加性高斯自噪声信道中,一个DS-BPSK系统与一个普通的BPSK系统的误码率是相同的。

$B_{e} = Q (\sqrt{\frac{2 E_{b}}{Ν_{o}}})$ 。 (1)

但是,如果信道存在窄带随机干扰时,采用DS-BPSK系统的误码率为:

$B_{e} = Q (\sqrt{\frac{2 E_{b}}{Ρ_{n} / 2 G_{p} R_{b}}})$ , (2)

式中:Be为误码率;Eb为每比特信号能量;No为高斯白噪声单边功率谱密度;Rb为信息速率;Pn为干扰噪声的功率。

1.2 CDMA通信误码率

理想情况下,在CDMA系统中,各个用户的扩频码互相正交,并且信号同时传输,各个用户之间没有干扰。但实际系统中,各个码并非完全正交,用户码之间的互相关值引起了性能的衰减,从而限制了一个CDMA系统的最大用户数。对于采用m序列或Gold序列作为扩频码的直扩系统,当采用BPSK调制时,平均误码率为:

$B_{e} = Q (\sqrt{\frac{2 E_{b}}{Ν_{o}}} . \frac{1}{\sqrt{1 + \frac{k - 1}{3 Ν}} \cdot \frac{2 E_{b}}{Ν_{o}}})$ , (3)

式中,k为CDMA系统中的用户数; $(k - 1) / 3 Ν$ 为恶化因子。

为了保证多址干扰对误码率的影响足够小,通常选k≤0.1N,为了减小多址干扰,现代通信系统中采用了许多先进技术,如功率控制、智能天线、多用户检测与多址干扰对消等。

2 扩频解扩组成

通信网多址主要通过扩频解扩单元实现,主要分析扩频解扩技术的实现方法。

扩频解扩单元接收中频处理单元送来的中频扩频调制信号,经数字化解扩解调得到数字信息和位同步时钟;同时,对发送的数字信息,经过信息加扰、码元变换、扩频等处理后送到中频处理模块进行调制处理。

扩频解扩单元的电路在功能上主要由地址码产生器、发送和接收3个功能单元组成,其组成框图如图1所示。

地址码产生器用于产生发送和接收用的地址码。发送部分用于处理发送数据,将待发送的数字信息进行加扰、码元变换、扩频等处理,然后送出扩频后的数字信号。接收部分用于接收并还原数字信息,将中频处理单元送来的中频扩频调制信号进行A/D转换、数字化解扩、数字化解调、信号能量估计等处理,最后送出接收到的数字信息和能量估计信号。

3 扩频解扩技术分析

3.1 发射单元

如图1所示,发射单元主要由信息加扰、码元变换、发地址码产生器和扩频调制等组成。

3.1.1 信息加扰及码元变换

待发送信息中的长连“0”或长连“1”数据会影响收端位同步提取电路的正常工作,为防止此类影响而采用信息加扰技术。信息加扰可选用7级扰码对待发送的数字信息进行加扰处理。另外,为了克服BPSK调制体制的相位模糊问题,还需将加扰后的信息原码变成差分码。经过加扰和变差分后的信息再通过扩频处理,利用可编程扩频码产生器送来的发送伪码进行扩频,实现扩频处理。

3.1.2 可编程扩频码产生器

该模块主要完成收/发地址码的产生。

通信采用码分多址体制,地址码至关重要,所以地址码的选取非常关键,应遵循以下原则:

① 既要有良好的自相关性,又要有良好的互相关性;

② 所选地址码族中有足够多的地址码可用;

③ 码序列周期足够长,提供足够处理增益;

④ 码序列便于捕获,同步建立时间短。

可选择511位平衡扩频码作为地址码,其自相关性能与互相关性能都比较优良。为了满足调制器载波抑制度要求,应选其中的平衡扩频码作为地址码。

为了使用方便,设备的地址码灵活可变,即能够通过手动或网控软件都可以更换地址,所以地址码发生器应可进行编程。

平衡扩频码发生器由2个9级移位寄存器序列移位相加构成,其中之一为基准序列,另一个为移位序列。移位序列的初始状态固化在EPROM中,一个初始状态对应一种地址码型。地址码型的改变既可通过手动设定,也可以在工作状态下随时由通信控制器的计算机编程设定。

3.2 接收单元

如图1所示,接收单元主要由中频处理、模数转换、收地址码产生器和解扩解调等组成。

3.2.1 前向通道处理和A/D转换

前向通道处理由功分器、中频振荡器、90°移相器、混频器、低通滤波器等组成,其组成框图如图2所示。接收由中频单元送过来的的扩频调制信号,利用功分器分成2路相同的信号,分别与本地90°移相器产生的2路正交本振信号进行混频,再经过低通滤波后得到2路正交的基带信号I(t)和Q(t),作为被采样信号送给A/D转换部分电路。

A/D转换部分包括A/D转换器和采样时钟控制器,主要是把中频处理部分送来的基带模拟信号通过双通道ADC器件转换成数字采样数据,然后送给数字化解扩电路。采样时钟的控制由DSP和EPLD实现,时钟频率为伪码速率的4倍,即每个伪码码片中采4个样点数据用于数字化解扩解调的数据累积。

3.2.2 数字化解扩

数字化解扩处理将A/D转换部分送来的正交数字信号进行解扩处理,该处理在DSP和EPLD的协作下进行,其原理框图如图3所示。

图中的相关及中频积累处理由EPLD完成,本地伪码产生器的时钟由DSP控制,一次可调整伪码速率的1/4,即每次可以调整伪码码片超前或滞后1/4个码片,或者扣除任意多个伪码码片。DSP对EPLD送出的中频积累数据进行处理,即进行解扩和解调。

数字化解扩过程可分为搜索、捕获、初跟、精跟和解扩5个阶段。搜索阶段,DSP获得最大相关积累最大值及其出现的位置,如果最大值超过设置的初始门限,则认为搜索到信号,转入捕获状态;在捕获阶段,DSP根据最大值位置直接将本地伪码相位调整到最大值附近,并进行接收信号的判断,若认为接收到信号则转入初跟踪过程;初跟踪阶段对每个信息位周期内进行超前、对准、滞后支路的相关及中频积累运算,并调整本地伪码相位,使本地伪码初步跟上接收伪码相位,然后转入精跟踪;在精跟踪阶段,仍然对每个信息位周期内进行超前、对准、滞后支路的相关运算,并调整本地伪码相位。在精跟踪的情况下,对准支路的伪码相位已经跟踪上了接收信号伪码相位,从而对准支路的中频累积结果即为数字化解扩值I(h)、Q(h),送给DSP进行数字化解调。

3.2.3 相关电平估计

信号能量估计数据对应于模拟电路的相关电平,实际上是信噪比数据,送给网控计算机,用于系统的功率控制。

在精跟踪的情况下,对对准支路中频累积值进行多次累积,以此估计出该码分信道的信号能量。再用同样的方法估计出噪声的能量,将对准支路的信号能量与该能量值求比后送出。

3.2.4 数字化解调

解调由DSP实现,其原理框图如图4所示。

将接收到的数字化解扩处理送来的2路正交信号I(h)、Q(h),经过计算处理估计出当前载波的相位 $\overset{⌢}{φ}$ ,也就是载波恢复处理。

由于 $\overset{⌢}{φ}$ 为φ的估值,且有:

$\begin{array}{l} Ι (h) = C (h) \cos (φ) ‚ \\ Q (h) = C (h) \sin (φ) ‚ \\ C (h) \approx Ι (h) \cos (\overset{⌢}{φ}) + Q (h) \sin (\overset{⌢}{φ}) 。 \end{array}$

这就实现了数字化解调,得到数据RXD1。由于发端数据是经过加扰和变差分的,所以RXD1并不是接收到的原始数据信息,数字化解调得到的数据RXD1需要在EPLD内进行解差分、解扰处理,然后才能得到接收到的原始信息数据RXD,最终完成解调。

4 结束语

目前多址通信方式主要有频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)和码分多址3种,与FDMA、TDMA方式相比,CDMA通信具有抗干扰性能好、抗多径衰落能力强、通信质量好、频率利用率高以及保密安全等特点,在相同的可用带宽条件下,CDMA能够提供更大的系统容量,并且CDMA容量具有软特性,使有限的频谱资源得到更充分的使用。

参考文献

[1]李世鹤.CDMA扩频通信原理[M].北京:人民邮电出版社,1997.

[2]朱近康.CDMA通信技术[M].北京:人民邮电出版社,2001.

[3]陈良萍.WCDMA原理及工程实现[M].北京:机械工业出版社,2004.

扩频通信原理分析篇4

散射远距离通信时,由于传输损耗很大,需要降低通信传输速率[1,2,3]。面临的问题是如何提高传输性能以及在极低检测门限下减小外界干扰的影响。由于时钟源稳定度的限制和多普勒频移的存在,接收机载波会产生一个频率偏移。而对于低速数据传输,意味着系统归一化频偏 ( Δf T) 增大,接收信号相位随时间的变化很快,这将给相干载波的提取带来很强的负面影响,传统的相干解调检测方式已经失效[4]。而在散射传输中误码率为1×10- 4时,差分相干解调比相干解调门限高3 d B[5]。为保证通信的畅通及可靠性,本文采用多进制正交扩频技术以带宽换取性能改善,并降低本机干扰及外部干扰的影响。

本文将多进制正交扩频技术与时间分集技术相结合应用到低速散射通信中,采用混沌- Walsh复合序列作为M进制扩频码,给出了系统模型并分析了BPSK调制的M进制正交扩频非相干接收时的系统性能。在AWGN和散射信道下分别进行了性能仿真,并仿真分析了散射信道下多普勒频移对系统的影响,最后给出了分集下的系统性能。

1 系统模型

多进制正交扩频实际上是一种 ( N,k) 编码,k位信息码共有M = 2k个状态,由M条长为N的相互正交的伪随机序列来代表k位信息码的M个状态,则该多进制正交扩频系统称为M进制正交扩频系统[6]。M进制正交扩频通信系统模型[7,8]如图1所示。

M进制正交扩频系统需要M条长为N的相互正交的伪随机码PNi,i = 1,2,. . . ,M来代表k位信息码的M个状态,M条长为N的随机码分别与k位信息码的M个状态相对应。经载波调制,形成发射信号s( t) 。

接收机将接收到的信号r( t) 分别进行I路、Q路下变频、匹配滤波,然后分别送入2M个相关器,取I、Q两路的相关值的平方和得到对应的相关峰,通过比较M个相关峰的大小,选取相关峰最大值所对应的k比特信息,再经过并/串变换得到所需要的信息[9]。

直扩系统的扩频增益为射频带宽BW与信号带宽Bs的比值:

多进制正交扩频系统的信号带宽为Bsd,射频带宽为BWd,扩频增益为:

即当扩频增益相同时,多进制正交扩频系统带宽为直扩系统的1 /log2M ; 当系统扩频后射频带宽相同时,多进制正交扩频系统的扩频增益为直扩系统的log2M倍[10]。

2 性能仿真分析

2. 1 正交扩频码的选择

自相关、互相关特性是衡量扩频码性能的重要指标。具有尖锐单峰的码序列在同步时自相关函数取最大值。具有处处为0或极低互相关值的扩频码在接收端进行多进制相关判决时,容易区分不同码字。截短混沌序列与Walsh序列的复合序列具有相关特性好、保密性好、码字数量多、生成简单和设计灵活等优点[11]。

2. 2 AWGN 信道下不同进制的性能仿真分析

系统在AWGN信道下的理论误码率[12]为:

采用码长N = 256的混沌- Walsh复合序列作为扩频码,在信息速率为100 bps的条件下,经过BPSK调制发送,在AWGN信道下进行仿真,得到误码率曲线图,如图2所示。

由图2可知,仿真结果与理论计算结果基本一致。加性高斯白噪声信道中,多进制扩频系统的性能改善随着进制数的增加而增加,当进制数比较低时,增加进制数对降低误码率的作用十分明显,但当进制数增大时,进制数的增加对降低误码率的效果逐渐减小。在误码率为10- 5时,2进制正交扩频系统比传统的直扩系统性能差3 d B ,随着进制数的增加,多进制扩频系统逐渐比直扩性能好,16进制扩频系统比直扩系统性能改善2. 2 d B ,64进制扩频系统比直扩系统性能改善3. 6 d B。但是随着M的增加设备复杂度也大大增加,故在多进制扩频系统中通常k < 10。

2. 3 瑞利变参信道下系统性能仿真分析

在AWGN信道中,γb= α2Eb/ N0,α为固定不变的。为了得到α随机变化的差错率,须将PAebWGN( γb) 对γb的概率求平均,即计算

γb的概率密度函数:

式中,为瞬时平均信噪比。在瑞利衰落信道中系统的误码率为:

仿真时用码长N = 256的混沌- Walsh复合序列作为扩频码,采用16进制正交扩频,在信息速率为100 bps的条件下,经过BPSK调制发送,通过瑞利衰落信道,得到仿真误码率曲线如图3所示。

由图3可知,单径瑞利衰落信道中,误码率为10- 5时,16进制正交扩频非相干接收时的性能与直扩非相干接收时的性能相比改善了0. 5 d B。即16进制正交扩频在瑞利信道下单路传输时,性能未获得较大改善。

在比特信噪比为20 d B的条件下,仿真不同多普勒频移下的系统性能如图4所示。

由图4可知,随着最大多普勒频移增大,误比特率随之增大。在最大多普勒频移Δfm= 1时与Δfm=11时相比,性能只恶化了不到1 d B ,说明最大多普勒频移对系统性能的影响很小。

2. 4 分集下的系统性能仿真分析

在瑞利衰落信道下,最有效的抗衰落措施是分集接收。而时间分集在多次重发与扩频的情况下仍有较高的频谱利用率,更适合低速率通信[13]。

M进制正交扩频在瑞利衰落信道下L重分集的误码率有如下形式[12]:

式中,为平均分集信道比特信噪比。

仿真时间分集时重发时间间隔应大于相干时间,在此对两重空间分集、重发时间间隔为Δτ = 60 ms、140 ms两重时间分集的系统性能分别进行了仿真。仿真时采用16进制正交扩频,在信息速率为100 bps的条件下,添加两重时间分集,通过瑞利衰落信道,得到仿真误码率曲线图,如图5所示。

由图5可知,误码率为10- 5,Δτ=60 ms时两重时间分集比Δτ = 140 ms时的性能差2 d B ,这是由于分集的延时不够,各分集信号之间存在一定相关性,而Δτ = 140 ms时两重时间分集与两重空间分集性能一致,说明Δτ = 140 ms时各分集信号之间的相关性已经足够小。采用两重空间分集时的系统性能比直扩非相干检测两重分集好1 d B ,采用四重空间分集时的系统性能比直扩非相干检测四重分集好1. 5 d B ,表明当分集阶次增加时,多进制正交扩频系统由M增加所获得的编码增益增大。可考虑采用更高分集阶次如8重、16重分集,以获得在瑞利衰落信道下更大的编码增益。

3 结束语

多进制正交扩频系统中,扩频解扩不是按比特进行处理,而是按符号进行处理,所以M进制正交扩频系统具有更高的处理增益; 由于扩频码序列集中了k比特的能量,比传统的扩频系统具有更好的抗噪声性能和更强的抗干扰能力; 可以在码片速率不变的条件下实现可变速率或可变处理增益的扩频,有利于提高系统的抗干扰能力和综合业务支持能力[14,15,16]。

针对多进制正交扩频技术在低速散射通信中的性能进行了仿真分析,4重分集下采用多进制正交扩频技术的低速散射通信系统降低了检测门限,表明将多进制正交扩频技术与分集技术相结合应用在低速散射通信系统中可提高系统性能。为寻求低速散射通信中的最佳检测方式及多进制正交扩频技术在低速散射通信的工程应用提供了参考。

摘要：针对散射远距离通信时传输损耗大的问题,采用多进制正交扩频技术。给出了系统发射、接收模型,仿真了AWGN信道下几种不同进制的误码率曲线并与理论误码率曲线进行了对比。推导了瑞利衰落信道下的误码率公式,在低速散射衰落信道下对16进制正交扩频系统进行了仿真,验证了公式的正确性,并分析了最大多普勒频移对系统的影响。给出了两重、四重分集下的系统性能。通过与传统直扩系统的性能对比,进一步说明将多进制正交扩频与时间分集技术相结合,应用到低速散射通信系统中可以提高系统性能。

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