辅助多功能电源设计

2024-06-10

辅助多功能电源设计（精选七篇）

辅助多功能电源设计篇1

关键词：开关电源,变压器,脉宽控制芯,UC3842

0引言

随着我国电力电子技术的不断革新以及光伏发电技术的广泛应用, 研究光伏逆变电源内部的供电部分具有较大的实用价值。本文针对光伏逆变电源中辅助电源的特点, 设计了一种隔离式单端反激的多路输出开关电源, 它具有小体积、高性能和便于实现多路输出等优点。

1原理与设计

1.1 辅助电源工作原理

隔离式单端反激电源电路结构原理如图1所示。

隔离式单端电源是指高频变压器作为主要隔离器件, 且变压器磁芯仅工作在其磁滞回线一侧[1]。所谓反激式系指开关功率管VT1导通时, 在初级电感线圈中储存能量, 而当VT1关闭时, 初级线圈中储存能量再通过次级线圈感应释放给负载。

其电路工作过程如下:

当MOS管VT1导通时, 电流从电池正极经脉冲变压器上端流经脉冲变压器至下端, 再从功率管VT1的D极至S极, 最后返回至电池负极[2]。电流在流过脉冲变压器时它在变压器初级电感线圈中做功储存了能量。经变压器耦合, 使变压器次级产生了一个上负下正的电压, 该电压同时使与变压器次级相连接的二极管VD处于反偏压状态, 所以二极管VD截止。在变压器次级回路无电流流过, 既没有能量传递给负载。当MOS管VT1截止时, 因电感线圈的自感电动势作用, 电流方向变成了上负下正, 经耦合, 变压器次级电感线圈中的电压反转过来, 即上正下负, 从而使二极管导通, 初级上电压经二极管整流成为直流单向脉动电压, 该电压给输出电容C充电, 同时在负载RL上也有了电流IL流过[3]。

1.2 开关电源的设计

1.2.1 技术指标

具体技术要求为:

(1) 输入电源电压:DC 24 V, 48 V, 110 V, 220 V, 330 V ±99 V。

(2) 输出电压电流: VCC1=15 V±0.15 V, 0.7 A;VDD1=5 V±0.05 V, 0.3 A;VCC2=12 V±0.12 V, 0.1 A;VCC3=15 V±0.15 V, 0.2 A;VCC4=24 V±0.24 V, 0.1 A;VCC5=24 V±0.24 V, 0.3 A。

(3) 额定输出功率:30 W, 最大输出功率40 W。

(4) 电压调整率:<1%, 1I (I指额定输出电流) 。

(5) 负载调整率: <1%, 0.2～1I。

(6) 纹波系数:VPP≤200 mV。

(7) 整机效率:多路电源>80%。

(8) 工作环境温度:-10～+45 ℃。

(9) 温升: <35%。

(10) 过载承受能力:1.1I (10 min) 。

1.2.2 开关电源主回路

主回路开关管选用电压驱动型功率管IRF530, 与传统的反激自激式开关电源中的晶体管相比, 具有频率高, 驱动控制简单, 驱动功率小的优点[4]。为了减小开关管的开关应力, 设计了与初级电感并联的RC缓冲电路, 吸收关断过电压的能量。为了满足输出低纹波的要求, 输出由TL431构成的精密光耦反馈电路与多级电容滤波[5]。

1.2.3 变压器的设计

设计高频变压器首先应该从选择磁芯开始, 然后是确定绕组的匝数。设计过程中需要了解与磁芯相关的多种特性及参数, 需要进行各种参数计算和校验[6]。

本文设计的变压器与传统线性变压器相比, 具有体积小, 重量轻, 能量传递效率高, 易于改装等优点。

变压器磁芯计算:

反激式开关电源高频变压器磁芯计算可按面积乘积法 (AP) 计算。

$A Ρ = A_{e} A_{W} = \frac{2 Ρ_{0} \sqrt{D}}{η Κ_{W} J Δ B f} \times 10^{4} (1)$

式中:AP单位为cm4;P0为输出面积, 单位为W;Ae为磁芯截面积;AW是窗口面积; D占空比选为 0.4;η效率选为0.8;KW为窗口面积的利用系数值为0.4;J=400 A/cm2;ΔB=Bm-Br。

AP计算值可简化为:

$\begin{array}{l} A Ρ = A_{e} A_{W} = \frac{99 Ρ_{0}}{(B_{m} - B_{r}) f} = \frac{99 \times 40}{0.15 \times 150 000} \\ = 0.2 c m^{2} \end{array}$

式中Bm-Br取值0.15 T。

查表则可直接选用EE25型磁芯, 为了留出足够的功率余量, 实际选用EE28型磁芯[7]。

1.2.4 各输出绕组与绕线

变压器初次线圈匝数计算公式:

$Ν_{1} = \frac{V_{i m a x} \times 10^{8}}{4 B f S} \times 1.2 (2)$

式中:f为工作频率, 值为150 kHz;B为铁心磁感应强度值为1 000 T;S为容量, S= (s/0.11) 2×0.8, 其中s为铁芯截面积, 单位为cm2;Vi为输入电压;Vo为输出电压。

次级线圈匝数计算公式:

$Ν_{2} = \frac{Ν_{1} (V_{o} + Δ V)}{0.85^{2} V_{i m a x}} \times 1.1 (3)$

式中ΔV取值为1.5。

考虑到集肤效应, 绕线不易太粗, 并且尽量覆盖磁芯面积, 可以采用多根并绕的方式。另外, 绕制高压侧的3个绕组时, 应尽量绕在磁芯的中间位置, 即离磁芯的上、下端部都要有一定的距离, 且在磁芯上、下端都缠上几毫米的胶带, 这样可以保证与低压侧的绕组在开关电源变压器内部有足够的距离[8]。

2实验

2.1 实验主电路

主电路如图2所示。

该电路采用在变压器初级加上RCD箝位的反激变换器, 6路输出;控制电路以UC3842为核心, 再配以少量的外接元件。在整个电源运行系统中, 电源系统实施的是个负反馈过程。如某种原因使输出电压上升时, 则采样回路把上升的信号采集至系统放大器, 即UC3842的反向端, 经内部比较后输出一个减窄脉冲的过程, 经脉冲变压器传递至次级, 使次级的导通等面积相应减小, 从而使输出电压下降。同理, 当输出电压下降时, 也可理解为一个相反的过程, 使输出电压上升[9]。

2.2 实验结果分析

直流电压经R1向 UC3842的第7脚提供电压, 当电压大于17 V时电路启动。启动后, 反馈绕组通过D3, D4, C7, C8给UC3842供电;R7, R8组成光耦发射极信号输出端引入至第2脚内部的高速放大器的反相输入端, 最终形成电源系统负反馈, 使输出电压稳定[10]。电源在额定功率输出时, 主回路输出电压15 V, 比较光滑。纹波峰峰值约为140 mV, 整机效率达到90%, 对于短路过流情况也能够给予芯片很好的保护, 达到了设计目标。实验输出电压波形如图3所示。

3结语

本文设计的辅助开关电源工作稳定, 输出纹波小, 变压器无发热现象。经投入到光伏逆变电源系统, 具有良好的工作性能, 证明了设计的正确性。

参考文献

[1]张占松, 蔡宣三.开关电源的原理与设计 (修订版) [M].北京:电子工业出版社, 2004.

[2]周志敏, 周纪海, 纪爱华.开关电源实用技术[M].北京:中国电力出版社, 2006.

[3]张兰红.基于电流控制技术反激DC/DC变换器研究[D].南京:南京航空航天大学, 2001.

[4]马洪涛, 沙占友.开关电源制作与调试[M].北京:中国电力出版社, 2010.

[5]俞阿龙.浅谈开关电源的谐波及抑制[J].电工技术杂志, 2001 (7) :15-17.

[6]刘胜利.高频开关电源实用新技术[M].北京:机械工业出版社, 2006.

[7]倪海东, 玉萍.开关电源专用电路设计与应用[M].北京:中国电力出版社, 2008.

[8]王兆安, 黄俊.电力电子技术[M].4版.北京:机械工业出版社, 2003.

[9]陈坚.电力电子学:电力电子变换和控制技术[M].北京:高等教育出版社, 2002.

一款多功能逆变电源的设计方案篇2

[导读]引言随着现代科技的发展，逆变电源广泛应用到各行各业，进而对其性能提出了更高的要求。传统的逆变电源多为模拟控制或数字相结合的控制系统。好

关键词：二重单相全桥逆变器滞环控制逆变电源逆变器

引言

随着现代科技的发展，逆变电源广泛应用到各行各业，进而对其性能提出了更高的要求。传统的逆变电源多为模拟控制或数字相结合的控制系统。好的逆变电源电压输出波形主要包括稳态精度高，动态性能好等方面。目前逆变器结构和控制，能得到良好的正弦输出电压波形，但对突变较快的波形，效果不是很理想。

函数信号发生器，是实验教学中常用的设备。能产生不同频率和电压等级的波形：方波信号，三角波，正弦信号波形。近年兴起的一种新的DDS技术，即直接数字频率合成技术。但是他们都为小信号波，没有功率输出，不能带一定的负载。

本文提出的多功能逆变电源，主电路采用二重单相全桥逆变器结构，输出的电压波形对给出的参考波形跟踪，有功率输出，能带一定的负载。控制采用加入微分环节的滞环控制，完全实现数字化控制。

主电路设计

多功能逆变电源原理如图1，有两部分组成：主电路和控制部分。其中主电路的参考信号，可以与计算机通信或者其他电路得到。

图1：多功能逆变电源原理

在主电路的设计上借鉴了多重逆变器结构，采用了二重单相全桥逆变器连接。原理图如图2.两个逆变器直流侧电压不相同，主逆变器的直流侧电压为Udc，从逆变器的直流侧电压为3Udc.输电电压波形共有9个电平组成：±4Udc，±3Udc，±2Udc，±Udc，0.由于输出电平的数量多于单个逆变器，输出波形较好。主逆变器工作为较高频率，从逆变器工作频率较低，极大的降低开关损耗。在参考波形变化缓慢阶段，只需要主逆变桥工作，就能很好的跟踪参考信号；当参考信号变化相当快速的时刻，需要辅助逆变桥和主逆变桥同时工作，快速精确跟踪参考信号。

图2：二重级联单相全桥逆变器拓扑

控制设计

在控制部分采用滞环完全数字化控制。滞环控制响应速度快、准确度较高、跟踪精度高，输出电压不含特定频率的谐波分量等特点，能够使用DSP实现数字化控制。对于主电路的主逆变器和从逆变器采用滞环控制。

图3：滞环控制原理

如图3所示，主开关的滞环宽度为h，从开关管的滞环宽度为hs，且hs》h.主逆变器一直工作，开关管V1和V4;V2和V3交替导通关断。从逆变器有三种工作状态。在t1~t2时刻，误差电压并没有超过从逆变器的滞环宽度，只需要主逆变器工作，四个开关管都关断；在t3时刻，误差电压△u》hs，开关管 VS2和VS3导通，开关管VS1和VS4关断；t4时刻误差电压-△u《-hs开关管VS1和VS4导通，开关管VS2和VS3关断。

考虑到跟随突变信号时跟随困难的情况，在滞环控制器前引入了微分环节，如图4所示，以改善跟随效果。

图4：带微分环节的滞环控制

引入微分环节后，根据图1和图2所示，对主逆变器滞环控制策略为：

式中：T为微分时间常数。

上述不等号取等号情况，则实际环宽h′为：

当稳态或者电压变化率不大时微分环节很小，可忽略，h′较大；当电压突变时微分环节将很大，不能忽略，h′较小，u迅速跟踪Uref.加入微分环节实际上就是改变滞环宽度。从逆变器滞环控制也采用相同原理。

仿真

利用Matlab，根据所提出主电路和控制设计建立模型。对图1的二重级联单相全桥逆变器进行仿真，负载为阻感型。

参考信号为正弦波，周期T为0.02s，最大值为50V.输出电压波形如图5所示。

图5：参考信号为正弦波输出电压

参考信号为三角波，电压最大值为70V，输出电压如图6所示。

图6：参考信号为三角波输出电压

从图5和图6看出，当参考信号为变化不是很快的正弦波和三角波信号时，逆变电源的输出电压能精确跟踪。

参考信号为阶梯波，输出电压波形如图7所示。

图7：参考信号为方波输出电压

参考电压信号为方波时，电压值为70V.输出电压波形如图8所示。

图8：参考信号为方波输出电压

当参考信号为阶梯波或方波，方波和阶梯波有突变时刻，逆变电源的输出电压也能很好跟踪参考信号。从图7和图8看出，输出电压是质量很好的阶梯波和方波，可作为电压源使用。

结论

辅助多功能电源设计篇3

关键词：多路输出电源；UPS；DC/DC；多路比例反馈

中图分类号：U6；TM9文献标志码：A文章编号：16717953(2009)03001402

某船舶航行数据记录仪电源要求输入为DC110V，有110V/2A、50V/10A、5V/15A三路DC输出，并且要求具有在线UPS功能，输入停电时要无间隙切换，保证设备继续正常工作。例如船舶出现倾斜全船失电甚至沉没，应能在供电状态下记录所有船舶信息，以备日后取证。且要求电源效率>93%，工作稳定，可靠性高。

1、系统结构组成

目前国内外较为先进的UPS装置是利用微处理器控制的工频高压直流电源。虽然利用微处理器可以使电源输出电压根据负载进行跟踪优化，但由于采用工频高压直流装置，直流电源很庞大、沉重，而且根据回路电压控制可控硅导通角，虽可调节输出电压，但输出电压波动很大。

本电源是采用脉宽调制(PWM)技术和变频(PFM)技术的功率转换电路。如图1.将直流电滤波后，通过微机控制逆变为高频方波交流电压后，再经高频变压器升压，高频整流桥整流，在UPS上得到电压波形。

2、主电路介绍

主电路的原理如图2.所示，直流电路供给逆变模块的C、E极，逆变主要靠微机控制模块各个桥臂的导通和截止来得到20KHZ的高频矩形波交流电压，电容C1、C2、电感L1与变压器串联构成谐振支路，从高频升压变压器得到的交流电通过高频整流硅堆，得到所需可控的直流电。把输出的电流、电压、反馈至微机控制器改变脉冲工作频率或脉冲宽度经隔离驱动器送给IGBT全桥高频逆变模块以对输出电流和输出电压进行调节。

3、逆变器开关管的选择

采用传统的晶闸管作为逆变元件时，由于晶闸管的开关速度慢，因此逆变器的工作频率不可能很高，这就限制了储能元件的充电速度和充电精度。功率场效应管MOSFET具有优越的高频开关特性，无疑是一种更加理想的逆变用器件。同时，由于它的加入，电力电子器件在节省电能方面发挥了很大的潜力，使得半导体器件在中小功率中的应用有了迅速发展。

但是，MOSFET作为多子器件也有它的缺点，即高压MOSFET的正向电阻很大。因而就诞生了绝缘栅双极型晶体管IGBT，由于它比MOSFET多一个PN结，本质上是个双极型晶体管。而这个附加的PN结注入的少子改善了通态特性，使得IGBT既具有MOSFET的下作速度快、输入阻抗高、驱动电路简单、热温度性好的优点，又包含了GTR (Giant Transistor巨型晶体管)的载流量大，阻断电压高等多项优点，从而极大的扩展了半导体器件的功率应用领域，开辟了电力电子技术向高压高频化迈进的现实道路。

4、控制方案

逆变电源系统分为开环控制系统和闭环控制系统，因为开环控制系统的输出在电网电压和负载变化时，无稳定作用，控制效果不理想，一般只用于小功率、波形质量要求小高的场合。我们采用闭环控制系统，把输出电流和输出电压一起引入控制系统。采用PWM和PFM结合来实现电压和电流等的控制。控制系统结构如图3.控制方法如下：

驱动电路的设计

驱动电路的作用是将控制电路输出的脉冲放大到足以驱动功率开关管，采用不同的驱动电路将得到不同的开关特性。设计优良的驱动电路能改善功率开关管的开关特性，从而减小开关损耗，提高电源的效率及功率器件工作的可靠性。因此，驱动电路的优劣直接影响电源的性能。随着开关工作频率的提高，驱动电路的优化设计显得越来越重要。驱动电路保持最佳驱动特性，需要注意以下方面：

1)功率管开通时，驱动电路提供的基极电流应有快速的上升沿，并一开始有一定的过冲，以加速开通过程。

2)IGBT是电压驱动，它具有一定的阀值电压和容性输入阻抗，因此IGBT对栅极电荷集聚很敏感，必须要保证有一低阻抗值的放电回路，即驱动电路与IGBT的连线要尽量的短。

3)用小内阻的驱动源对栅极电容充放电，以保证栅极控制电有足够陡的前沿，使IGBT的开关损耗尽量小。另外，在IGBT开通后，驱动

电路提供的基极电流在任何负载情况下都能保证IGBT处于饱和导通状态，使IGBT的饱和压降较低，以保证低的导通损耗。

4)驱动电平U_CE必须综合考虑。当正的U_CE过大时，IGBT通态压降和开通损耗均增加，负载短路时的电流增大，IGBT能承受的过电流时间减少，对其安全不利，因此在有短路过程的设备中认U_CE应选小些。而在关断瞬间，为尽快抽取PNP管结电容存贮的电荷，须施加一足够负的偏压U_CE，使集电极电流迅速下降以减少下降时间。但受IGBT的G，E间最大反向耐压的限制，负偏压取也不宜过大。

5)大电感负载下，IGBT的开关时间不能过分短，以限制di/dt所形成的尖峰电压，保证IGBT的安全。

6)IGBT的栅极驱动电路损耗要小，电路应尽可能简单可靠，最好自带有对IGBT的保护功能，并有较强的抗干扰能力。

6、结束语

UPS电源技术不断在发展，该电源主要器件开关管在谐振状态下开关条件大为改善，实现了电流谐振软开通和零电流关断，使得开关管和续流二极管的开关损耗大为减少。该类电源具有体积小、效率高，并且适用性广、调节范围大、电磁干扰小的特点，实测表明，在110V 、50V、 5V满载输出时，各电压纹波峰峰值 (频带宽20MHZ)分别小于150mV 、100mV 、80mV，满足要求，非常适合于船舶电源而得到广泛的应用。

参考文献

［1林辉，王辉.电力电子技术［M］.武汉：武汉理工大学出版社.2001.

［2］吴志良.船舶港口电气系统可靠性工程及应用［M］.大连：大连海事大学出版社.2006.

［3］陈坚. 电力电子学——电力电子变换和控制技术(第2版)［M］.北京：高等教育出版社.2004.

辅助多功能电源设计篇4

Viper22a是一个单封装的产品, 在同一个芯片上整合了一个专用电流式PWM控制器和一个高压功率场效应MOS晶体管。这种方法可以减少组件数量, 降低系统成本, 简化电路板设计。其引脚图和内部结构如图1和图2所示。由图1可知芯片1、2脚为SOURCE, 即功率MOSFET的源极, 通常与电路的地相连。芯片3脚为FB, 即输出电压反馈脚, 通常用于扩展0~1V反馈控制电压范围, 同时可限定MOSFET的漏极电流峰值。芯片4脚为VDD, 即自给电源端, 也是芯片外自激电源端, 它是给芯片内部控制电路提供电源, 同时它与漏极高压电流源相连。此引脚电压的可用范围为8V~42V。芯片5、6、7、8脚为漏极, 即功率MOSFET的漏极, 它可用于内部高压电流源和充电。最高耐压为730V[1]。

2辅助电源电路原理

本文利用VIPER22A芯片设计的开关电源, 同时利用三端稳压器TL431和光耦隔离器件PC817实现了对电源电压的隔离、反馈以及控制。原理图如图2所示。

在交流电源的输入端接电容C1用于滤除低频差模噪声, 接扼流圈L1用于防止突然接上接上交流电对电源产生影响。

所述的辅助电源为初次级隔离的反激式拓扑结构, +300V作为辅助电源的输入电压, 经过高频变压器T输出+12V的直流电压。其中, 高频变压器T采用铁氧体磁芯EE25漆包线自行绕制而成, 原边116匝, 副边15匝, 芯片VIPER22A供电绕组16匝;D1、C8、R2共同组成缓冲钳位网络, 防止VIPER22A的D脚电压过高而击穿;D3、C12、C13、L3共同组成整流滤波网络, 使得输出+12V直流电压的纹波更低;精密稳压器TL431和光电耦合器PC817共同组成稳压反馈网络, 若输出电压降低光电耦合器PC817的二极管流通电流将减小, 随之光电耦合器PC817的三极管流通电流将减小, 导致流入VIPER22A的FB脚的电流减小, 此时VIPER22A内部的脉冲宽度PWM将增大, 使得传输的能量增多, 输出电压随之升高来实现闭环自动调压。

3变压器绕法及其参数计算:

本文变压器采用三明治绕法, 三明治又分为两种绕法:初级夹次级, 次级夹初级。本文所用的是初级夹次级的方法, 也叫初级平均绕法, 本文变压器分为3个绕组, 初级绕组N1, 次级绕组N2, 辅助电源绕组N3, 顺序为N1/2, N2, N1/2, N3, 这种绕法有很大的优点, 初级夹次级的这种方法增加了初次级的有效耦合面积, 不仅可以的减少变压器的漏感, 同时也会降低漏感引起的电压峰值, 从而使得MOSFET两端的电压降低, 同时也可以降低由MOSFET与散热片引起的共模的干扰的电流, 从而使得E-MI改善;变压器在初级的中间加入了一个次级绕组, 这使得变压器的层间分布电阻减少, 而层间的分布电容的减少, 就会改善电路中的寄生振荡, 同样可以降低MOSFET与次级整流管的电压电流应力, 改善EMI。

开关电源的设计参数要求, 所设计电路的输入功率Pin为10.5 W, 采用反激式开关电源, 输出电压VO为+12V。整流后的电压Vin范围最小电压Vmin为100V最大电压Vmax为360V, 电源效率η取80%;工作频率f在60KHz;最大导通占空比Dmax=0.5, 反射电压取Uor为100V, 工作磁通密度△B为0.2T, 磁芯中心柱的有效面积Ae为0.36。

3.1计算输出功率、输入电流

(1) 输出功率:

(2) 输入最大电流IP

3.2计算电感量L

3.3计算原边、副边、辅助电源的匝数N1、N2、N3

结束语

本文设计的辅助电源采用VIPER22A控制芯片, 由于芯片内部集成了开关管, 进而使控制电路简单。交流电压输入范围宽, 效率高, 输出文波小, 输出电压稳定。在电源输入端加入了扼流圈, 减小了电网与电源之间的影响。输出电压与输入电压之间采用光耦隔离, 使得电源输出和输入的底线进行了隔离。降低了反馈回路对电路的影响。同时本文电路的变压器采用了三明治的绕法, 提高了磁芯利用率, 也减少了层间分布电容, 降低了对MOSFET的影响, 最后通过设计、制作和测试, 证明了按该思路研制出的开关电源是一种电路简单、可靠性高、实用价值的辅助电源。

参考文献

[1]宫俊祥.单片开关电源VIPer22A的原理与应用[J].国外电子元器件, 2003 (11) .

辅助多功能电源设计篇5

随着电子技术高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备种类也越来越多，它们与人们工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，因此，对电源的要求更加灵活多样[1]。小型化、低成本化的要求使电源趋向于更轻、更薄、更小而效率更高，因此开关电源因其小体积、轻重量、高效率、稳定可靠等特性，得到快速发展及广泛应用。

为满足自行设计的一款交变磁场发生器内部元器件的供电需求，采用UC3842控制芯片设计一种多路输出的单端反激电源，具备小体积、高效率、性能好等优点，不仅节省空间，而且为交变磁场发生器稳定工作提供保障。

1 设计要求

该多路输出的反激式开关电源主要为变频器内部各功能模块的供电而设计。具体指标为：独立的4路15V、0.2A输出，1路5V、1A输出，1路±15V、0.5A输出，1路12V、2A输出。输入为交流电220V。

2 UC3842概述[2]

UC3842是美国Unitrode公司的一种高性能固定频率电流模式的PWM控制集成电路芯片，采用单端大电流图腾柱式输出级，适合驱动功率开关管。该芯片专门为离线式开关电源和DC/DC变换器应用而设计，具有管脚数量少、外围电路简单、安装调试简便、性能优良等诸多优点。

UC3842的内部结构(见图1)，主要由振荡器、误差放大器、电流检测比较器、PWM锁存器、基准电源、内部偏置电路、欠压锁定电路和输出驱动级等组成。其引脚功能(以8脚双列直插塑料封装为例)如下：1脚为输出/补偿端，是内部误差放大器的输出端，可外接阻容元件进行环路补偿，以确定误差放大器的增益和带宽;2脚为电压反馈输入端，是内部误差放大器的反相输入端;3脚为电流检测(取样)端，对串联在功率开关管源级上的电阻进行采样，当采样电阻上的电压超过给定值1V时，UC3842就关闭输出端;4脚为RT/CT端，是外部定时电阻和定时电容的公共端。用以确定振荡器的工作频率，公式为：f=1.72/(CT×RT);5脚为接地端;6脚为输出端，其输出信号可直接驱动功率MOSFET的栅极，具有拉电流和灌电流的双向驱动能力，峰值电流高达1A;7脚为VCC电源端，芯片工作的开启电压为16V，欠压锁定电压为10V;8脚为内部基准电压输出端，具有短路保护功能，能向外部附加控制电路超过20mA的电流输出。

3 开关电源的设计

本文设计的辅助电源工作概况：开机后，电压升高，UC3842启动，输出端产生驱动MOSFET开关管的信号，使开关管工作于开关状态。当开关管在导通时，变压器的原边绕组导通，有电流流过变压器的原边，同时电能转化为磁能被储存;相反，当开关管断开时，被储存的磁能转化成电能，并在副边回路产生电流，即可为负载供电。然而，副边的电流作为采样信号反馈给UC3842的检测端，经芯片处理后作出响应来改变输出PWM的占空比，进而来调节输出趋于稳定。

电源主要由EMI滤波电路、整流滤波电路、脉宽调制电路、反馈电路、过流保护电路、输出稳压滤波电路等组成(见图2)。

3.1 EMI滤波电路

由于开关电源工作时，电源输入线会引入外界干扰，同时电源本身也是一种干扰源，通过耦合通道对电网、开关电源本身和其他设备产生干扰[3]。故如图2在电源输入端选用典型的EMI滤波器，其内有共模电感和滤波电容来消除共模干扰及差模干扰。C1、C2选用Y电容，跨接在输入端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰，其容量值约为2.2nF～0.1μF;C3、C4为X电容，用于滤除差模干扰，其典型值取为：0.01～0.47μF[4]。

3.2 输入整流滤波电路

整流滤波电路采用简单的桥式整流和电容滤波。具体的参数计算参考文献[5]。输入为220V的交流市电，滤波电容的取值可以参照k=1μF/W，又考虑到铝电解电容的容量误差和容量会随时间推移逐渐减少，故选取220μF/400V。K为每单位输出功率(W)所需输入滤波电容器容量(μF)的比例系数[5]。

3.3 缓冲吸收电路[4,6]

开关管在关断瞬间会产生很高的电压尖峰脉冲，这不仅很容易使开关管因电压急剧升高而损坏，而且使电流采样和输出电压的波形出现很尖的脉冲，影响系统稳定工作。为此，选用电阻、电容和阻塞二极管构成钳位电路，如图2中R4、C6和VD1构成的反激变压器吸收电路，C16、R15和VD4构成开关管的缓冲吸收电路。具体的电容、电阻及二极管的参数可由文献[7]中的方法得出。

3.4 UC3842的启动与驱动电路

UC3842的启动电压为+16V,电源开启后，交流电经过整流滤波后得到的直流电，通过电阻的降压后给C10充电，一旦C10的电压达到16V，芯片启动产生波形驱动信号，经串联在MOSFET栅极的阻尼电阻(阻尼电阻可防止开关管自激振荡)，驱动开关管的通断。电源进入正常工作后，变压器副边绕组产生的交流电经VD2、VD3整流滤波后为芯片供电。

3.5 反馈电路

采用副边的一绕组线圈输出电压作为反馈信号，来调节驱动波形的占空比。副边的绕组电压经VD2和VD3整流滤波之后，得到一个直流电压信号，一方面为芯片提供工作电压;另一方面经电阻分压，为UC3842的2脚提供反馈电压。可调电阻R9可以对多路输出的电压大小进行调节。

3.6 电流检测和过流保护电路[6,8]

电流检测采用取样电阻R14的电压信号来完成，经R12和C15消除尖峰脉冲后送入引脚3，形成电流的反馈回路并调节输出脉冲。一旦采样电压大于1V时，UC3842停止输出，起到保护电路的作用。其中R12和C15滤波器的时间常数通常为几百纳秒。

3.7 输出滤波电路

输出滤波电路采用整流二极管和滤波电容(见图2)，及稳压器来完成，不仅可以得到良好的稳压效果，还有消除纹波的作用。

4 变压器设计

变压器的设计在开关电源设计过程中尤为重要,电源的性能将取决于变压器设计的合理性。如图3所示为变压器的设计基本流程。

4.1 输出功率,最小输入电压及占空比的确定

根据设计多路的输出总和得到输出功率为56W，输入电压为交流220V(1±10%),最小直流输入电压：(220-22)×1.414=280V，最大占空比选0.45，预设效率为80%。

由公式(1)可算出原边的峰值电流：

式中，P电源功率取80W,q占空比最大值，U输入电压最小值)，过流保护电路的限流电阻值由公式(2)可得：

4.2 确定电源的工作频率

芯片的振荡频率也就是电源输出的开关频率,大小取决于定时电阻和电容,通常先选定电容值(电阻值规格多比较好配)，按照目标频率计算电阻值，由公式(3)可得出：

电容充电时间:Td=0.5465×Rt×Ct，放电时间：

Id取典型值8.3mA，所以得出：

式中，R10取10kΩ，C14取2.2nF。

4.3 计算原边电感量

有原边峰值电流IPK、最小电压U、占空比q和工作频率f，可以由公式(4)计算出变压器的原边电感量：

4.4 选定磁芯[5]

磁芯选EI型磁芯，具有漏感小、磁耦合性能好、绕制方便等优点。高频变压器输入功率P=56W/80%=70W，取最大承受功率80W，根据高频变压器的最大承受功率PM与磁芯截面积SJ关系式：。依据参考文献[2]数据可选用EI40型磁芯。

考虑变压器饱和问题，磁芯必须留有一定量气隙，考虑气隙长度的合理性，通常选0.2～0.8mm之间，近似公式：

式中，Bmax取150mT,Ae取161mm2。

变压器的气隙确定之后，便可以计算变压器原边的匝数：

根据副边的输出电压UOUT并计算出副边匝数(整流二极管的压降取1V)：

根据上述步骤设计得变压器主要参数(见表1)。

导线的选择按照1mm2可以导通2.5～3A的原则选择导线，适当地采用多股并绕。

5 实验结果及分析

图4为电源其中一路5V输出的电压波形，1通道为5V直流输出波形，2通道为5V输出纹波，峰对峰值约为260mV，比较理想。

6 结语

本文详细地介绍一种普遍适用、多功能输出辅助电源的原理及设计，其输出稳定、性能良好、体积小，适用于变频器、逆变器等。该电源已作为变频电源的辅助电源使用，能稳定为单片机、光耦、继电器、互感器、IPM等器件供电，验证设计的正确性。

摘要：介绍UC3842工作特性,并设计一种单端反激式、具有多路输出功能的开关电源。详细介绍电源各部分的设计原理及参数的确定,结合UC3842芯片的优点,制作样机。目前该电源已用于变频器内部功能模块供电,实验证明性能稳定可靠,满足设计要求。

关键词：开关电源,反激式,UC3842,变频器

参考文献

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[2]马洪涛,沙占友,周芬萍.开关电源制作与调试[M].北京:中国电力出版社,2010

[3]刘正青,曾志刚.EMI滤波器在反激式开关电源中的研究与实现[J].电子器件,2006,29(2):462-465

[4]张厚升,赵艳雷.新型多功能反激式开关电源设计[J].电力自动化设备,2011,31(1):113-117

[5]沙占友,王彦朋,安国臣,等.开关电源设计入门与实例解析[M].北京:中国电力出版社,2009

[6]宋鸿斋,谢吉华,陈志强,等.变频器用多功能开关电源设计[J].电力自动化设备,2008,28(1):105-108

[7]赵同贺等.新型开关电源典型电路设计与应用[M].北京:机械工业出版社,2009

[8]雷一,伊璐,鲁思兆,等.一种光伏逆变器用多路输出开关电源设计[J].电力自动化设备,2011,31(6):17-31

辅助多功能电源设计篇6

在城轨车辆中, 辅助电源柜起着非常重要的作用, 而决定电源柜能否顺利运行的是双叶轮节能冷却装置。如果冷却装置出现缺陷, 则极易出现以下情况:一是冷却装置气动性能不够, 无法满足冷却辅助电源柜系统的要求;二是噪声偏高, 影响城市的居民生活;三是功率消耗增加, 超过电机负荷, 严重时, 电机被烧坏, 辅助电源柜系统温度升高, 影响城轨车辆的运行。

在冷却装置系统中, 叶轮是一个极其重要的组成部件, 影响流量及压力的大小。冷却装置启动, 叶轮高速旋转, 气体被加压做功, 产生大量的噪声, 影响到城市居民的生活。叶轮结构的优化直接影响到风机的气动性能, 为此, 决定在不改变风机整体外形尺寸的情况下, 通过改进叶轮、进风口及防尘罩的结构来有效提高冷却装置的气动性能, 降低冷却装置的噪声。

1 改进前的城轨辅助电源柜系统双叶轮节能冷却装置

1.1 冷却装置结构组成

冷却装置主要由防尘罩、进风口、叶轮、蜗壳、电机、安装座等组成, 防尘罩的作用是过滤气体;叶轮的作用是气体加速;蜗壳的作用是气体导向;电机的作用是加速叶轮旋转;安装座的作用是固定电机、蜗壳。冷却装置结构组成如图1所示。

1.左防尘罩2.左进风口3.左蜗壳4.左叶轮5.电机6.安装座7.右蜗壳8.右叶轮9.右进风口10.右防尘罩

1.2 冷却装置的工作原理

该冷却装置安装在城轨车辆辅助电源柜内, 空气经前进风道, 通过防尘罩的过滤作用, 从冷却装置的进风口吸入, 经叶轮做功加压后, 通过蜗壳的出风口进入电源柜内为设备起到降温冷却的作用。

冷却装置气体流量的大小主要由电动机驱动叶轮的旋转给气体加压做功形成, 而叶轮的结构、叶轮有效直径、宽度、叶片出口角起到压力及流量大小的关键性作用。

1.3 冷却装置的性能试验报告

1.4性能曲线

第2点为冷却装置的工况点:静压208.12 Pa, 流量0.17 m3/s (10.2 m3/min) , 输入功率0.57 k W, 噪声76.4 d B, 如图2。

2结构改进

冷却装置的性能与叶轮的结构及大小、进风口的结构及进风面积、防尘网的结构及进风口的面积息息相关。如图3所示。

1.左防尘罩2.左进风口3.左蜗壳4.左叶轮5.电机6.安装座7.右蜗壳8.右叶轮9.右进风口10.右防尘罩

2.1 改变叶轮的结构

在不影响风机整体安装的情况下, 通过改变叶轮的结构可达到提高冷却装置性能、降低噪声及降低能耗的目的。为此, 将叶轮由原来的压型结构改为铆接结构。减小了叶轮叶片进口直径, 即相应增加叶片的长度。为适当降低风量、风压, 减小了叶轮的有效直径, 并将叶片数减去一半。

2.2 改变进风口及防尘网的结构

进风口采用了锥形压型结构, 便于成形, 节省制作费用。增加了防尘网的进风面积, 即相应增加了气体的流入量。

2.3 冷却装置改进后的性能试验报告

2.4性能曲线

第2点为冷却装置的工况点:静压199 Pa, 流量0.166 4 m3/s (9.7 m3/min) , 输入功率0.41 k W, 噪声76.4 d B, 如图4。

3 改进后的效果

将改进后的冷却装置与改进前的冷却装置进行对比, 在性能工况点静压及流量相当的情况下, 叶轮结构由压型结构更改为铆接结构, 节省了制造费用;叶轮直径由ф160.5改为ф152, 叶片数由原来的36片改为18片, 节省材料费用;功率由原来的0.57 k W降低到0.41 k W, 按照1 000台冷却装置, 工业用电按照0.8元/ (k W·h) 来计算, 则每年费用能节省2 150万元;噪声也由原来的76.4 d B降低到70.3 d B。由于该冷却装置是安装在城轨车辆的底部, 城轨车辆是运行在城市间的, 低噪声正好满足现代人的生活。

4 结语

实践证明, 通过对以上部件的可行性改进, 从整体上提高了其技术性能, 使其能更加适宜目前的工作环境, 既降低了设备的维护成本及维修人员的劳动强度, 又提高了设备的使用率, 取得了良好的社会技术经济效益。

参考文献

[1]续魁昌.风机手册[M].北京:机械工业出版社, 1999.

[2]陈富礼, 于绍和.通风机气动略图和特性曲线[M].北京:机械工业出版社, 1986.

[3]聂能光, 李福忠.风机节能与降噪[M].北京:科学出版社, 1990.

[4]智乃刚, 萧滨诗.风机噪声控制技术[M].北京:机械工业出版社, 1985.

基于AVR单片机的多功能电源设计篇7

关键词：AVR,稳压电源,智能电源,校准,GCC

随着嵌入式系统设计技术的发展,在设计和仿真中,系统工程师对电源的要求也越来越高。在本文中,提出了一种基于AVR Butterfly的电源设计,能够很好的完成嵌入式系统的供电和系统的测试要求。电源系统的结构如图1所示。

1 硬件

系统由两种电源电压供电,主电源电压12V,给目标系统和Butterfly(通过一个3.3V线性稳压器)提供足够的电流,另一个电源电压-5V是用来给功率放大器提供负电压的。主模块是线性稳压电源,一个10位的DAC控制该电压,该模块的输出接入电流检测模块,然后从输出端输出。

如图2所示,电源的主要部分是LM723稳压电源,它的参考电压受外部干扰小,而且短路保护时,它的输出电压为0V。LM723输出电压的范围是2V到37V之间。若要LM723输出电压大于2V,V-引脚可以直接接地,但是为了能够使输出电压达到0V,V-引脚应该接至少应为-0.4V的负电压,有多种方法能够达到这种要求,一个是使用倒相器把正电压转换为负电压,但是这样会引入噪声干扰,由LM273的技术手册和它内部的结构知到,LM237的参考电压与V-引脚的电压直接相关,这个引脚的电压必须稳定,而且不能有干扰,因此在这里采用另一种方法来得到合适的电压,如图3所示,在电路中,VREF=1.28V是由U2A、R19,R5,和R6从LM723的参考电压得到,它被功放U2B、R1、和R2倒相,在节点VM256=-2.56V,这就是完成了一个到VREF的负反馈,部分的补偿了由于温度对电压的影响,使得参考电压稳定,这里的R19是可调电阻,可以控制VM256点的电压到一个合适的值,使得LM723的输出的基准电压可以微调。

TC1321DAC连接到LM732的IN引脚上,用来设置输出电压,TC1321有10位的分辨率,2.7-5.5V输出电压,积分微分线性度并且输出电压的偏移量小于8mv,该DAC是由Butterfly内部的CPU通过I2C总线控制的。它的参考电压VREF=1.28v。DAC的输出电压通过一个简单的低通滤波器(由R7和C5构成),目的是使得输出电压平滑,去除毛刺。

由于许多电子设备不能在反相电压下工作,于是在该电源设计中有电压偏置纠正电路,如图3所示,由R20,R9,R10,R18和U2D构成电压反馈电路,在电源刚刚启动时(这时的DAC的输出是0),这部分电路能够消除负电压输出。这里是用电路来完成,没有使用在软件中加一个常数给DAC的方法,这是因为偏移量可能是正值,在软件中DAC的常数就应该是一个负值来纠正,而这种方法不起作用,因为DAC只在无符号数下工作。

二极管D1给供电电路提供了保护使得输出电压不会低于-0.7V。在电源的输出端,有一个1μF的电容,是用来防止电路的自激振荡,这个电容值不能太大,如果太大电源的输出响应会变慢,CPU控制电源的速度降低了。三极管Q1是用来放大LM723的电流输出的,Q1的必须耗散多余的功率的(P=(VIN-VOUT)×IOUT)。电阻R14设置了LM723的电流门限,当R14上的电压达到O.65V的时,输出电压由微分放大器U2C钳制,此时R14上的电压被微分放大器放大,电压与输出电流的比是1V/1A。电压放大到5.6V/A以适应Butterfly的VIN测量电路的测量要求。

电源的控制部分是Butterfly，结构如图3所示,它有良好的用户界面,有五通道的控制杆,和六字符的LCD许多外围设备连接着微控制器,所有的外围接口都能用来扩展系统的功能。在这个电源设计中使用到LCD,控制杆,JTAG,ADC,USI(用I2C驱动DAC),和一电流保护指示LED。

DAC(U3)和Butterfly模块使用HT7533-1线性降压稳压电源供电,该电源不会有高电压输出。为了避免噪声对电源精度的影响,电路中所有的“地”都连接到电路板上的一点上,并且信号“地”也连接到同一点上。

2 软件设计

软件的结构图如图3所示,基于Martin Thomas的Butterfly演示版代码的GCC接口设计的。CPU的工作频率设定为8MHz,因为在程序中要用到浮点运算,因为在电源设计中不需要,所以省电模式都未使用。ATmega169的ADC在每一次转换时都会发出中断请求,电流保护的优先级高于其他进程,ADC的取样来自8次输入的平均值,以消除毛刺,不至于触发错误的过流保护。ADC的一些匹配的常量值在测量电路的参数后再在软件中设置。

3 校准

因为要作为测试用的信号源使用,所以电源在使用之前必须校准,校准包括两部分,硬件校准和软件设置,在这个过程中,需要对Butterfly的程序进行改写和重新编译。

断开Butterfly与电源电路的连接,正确连接电源电路后,给电路上电,测量电压VPLUS(12V),VMINUS(-5V),VCC(3.3V),VREF(1.28V)和VM256(-2.56V),这些值应该接近括号中的值,不必与之完全一致。然后,调节微调电阻R19,调整电压VREF到1.28V。调整后,断电连接Butterfly和电路中的其他部分,然后上电。

因为要与硬件一起进行设置，所以在软件中的相关文件中设置一个初始值，以便于后面的校准，在文件DAC.h中，#define V2CODECON-ST(200.0)

在文件ADC.h中，

编译代码并写入Butterfly后，输出的电压通过菜单设置为零，通过调节微调电阻R20输出电压调节为零。校零完成。

为了计算V2CODECONST(VOUT=1V）时的值，在Butterfly的菜单上输入一个VSET电压，比如4V，然后测量VOUT并且计算出实际的常量输出电路置为开路（此时的电流输出应为0）记下此时电源的此时的显示值记为I0DISP,使用如下公式计算

下一步,按照新的常量值给Butterfly重新编程,为了计算CODE2CURCONST的值,设置一个预设电压值VSET比如5V并且连接一个已知的准确电阻RLOAD大约在47Ω左右,(电流在100毫安左右,几下此时LCD上电流的显示值IDISP,用下面的公式计算

然后在ADC.H中修改此常量值并且重新编译程序,校准完成。

该电源具有短路保护和过载保护功能,而且在显示器显示电压电流,功耗,能够精确的模拟主电源的问题,用来测试目标系统在各种不同电源故障下的性能。

4 结语:

由于AVR Butterfly提供了丰富的外部接口,使得设计控制电路的过程非常简单,而且在这个设计中,只适用了有限的几个接口,还有一些接口可以用来扩展该电源的功能,例如,使用RS232串行接口,把智能电源与PC机连接,在PC机上就能够实时反映电源的工作状态。

参考文献

[1]丁化成,耿德根,李君凯.AVR单片机应用设计[M].北京:北京航空航天大学出版社,2002

[2]Atmel Corporation,AVR Butterfly Quick Start http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc4249.pdf