双逆变器-双电动机（精选十篇）
双逆变器-双电动机 篇1
大功率电牵引采煤机是现代化高产高效矿井中综合机械化采煤的关键设备之一,是一个集机械、电气和液压为一体的大型复杂系统,其工作环境极为恶劣,如果出现故障将会导致整个采煤工作中断,造成巨大的经济损失[1,2,3]。电牵引采煤机变频驱动环节中的功率器件热损耗、动态关断过电压等问题,使得驱动单元成为整个电牵引采煤机系统中的最薄弱环节,极易转变为影响系统正常运行的故障点[4,5]。如何实现电牵引采煤机故障情况下的容错运行成为研究热点,参考文献[6-7]介绍了多相电动机定子缺相时非正弦供电的容错运行策略,可使多相电动机在非正弦供电情况下获得较高的转矩密度和较平稳的运行性能,但其在用三相正弦供电的常规电牵引采煤机中并不适用;参考文献[8-9]提出了基于四开关逆变器驱动的三相电动机容错控制系统,但当系统运行于四开关容错模式时,由于电压矢量状态过少(仅为4个),使得电动机出现转矩脉动过大问题,影响了电牵引采煤机驱动系统的运行品质。
考虑到电牵引采煤机多机协调运行的工况特点,本文提出了一种电牵引采煤机五相逆变器驱动双电动机容错控制方法。建立了两相静止坐标系下的系统数学模型,阐明了限制双电动机最高转速的本质原因;在分析三相、五相逆变系统内在联系的基础上,进行了五桥臂逆变器零序信号注入PWM调制的详细推导。最后,搭建了五桥臂逆变器驱动的2×110kW双轴电动机的实验样机,对所提出的容错控制方法进行可行性验证。实验结果表明,该方法仅需五相桥臂即可实现采煤机双三相电动机高性能独立控制。
1 采煤机五桥臂双电动机驱动系统建模
1.1 五桥臂逆变模型
假设三相电动机1或电动机2的驱动系统C相出现故障,则电动机1、电动机2共用C相驱动系统,组成如图1所示的五桥臂双电动机驱动系统结构。
图1 五桥臂双电动机驱动系统结构
五相逆变器的每个桥臂可以输出2种不同的开关状态,因此,其可提供32种不同的电压空间矢量。将与电动机A相相连的桥臂工作状态记为sA,其余类似,此时两电平五相逆变器输出相电压为
五相逆变器是一个典型的多维复杂系统,为了简化系统的复杂程度,将五相逆变器的五维变量分别投影到两两垂直的dq-xy坐标系下,其输出相电压为
式中:C1,C2为五维坐标变换矩阵。
dq-xy坐标系下的五相逆变器电压空间矢量分布如图2所示,电压空间矢量分组及其对应的开关状态见表1,其中32个电压矢量可分为大矢量、中矢量、小矢量和零矢量4种组合。
图2 dq-xy坐标下的五相逆变器电压空间矢量分布
表1 电压空间矢量分组及其对应的开关状态
1.2 电动机调速模型
在两相静止αβ坐标系中,以转速、定子电流和转子磁链为状态变量,用状态方程表示的感应电动机动态数学模型为
式中:isα,isβ分别为定子电流α,β轴分量;Ψrα,Ψrβ分别为转子磁链α,β轴分量;ω为转子电角频率;usα,usβ分别定子电压α,β轴分量;Rs为转子电阻;Ls和Lr分别为定子、转子电感;Lm为互感;Tr=Lr/Rr为转子电磁时间常数;np为极对数;kr=Lm/Lr;ro=Rs+Rrkr2;σ=1-Lm2/Ls/Lr。
2 五相逆变器驱动双电动机容错控制方法
五相逆变器驱动双电动机容错控制方法:建立两相静止坐标系下的采煤机五桥臂双电动机驱动系统数学模型,并阐明了限制双电动机最高转速的本质原因;在分析三相、五相逆变系统内在联系的基础上,进行了五桥臂逆变器零序信号注入PWM调制的详细推导。
2.1 三相系统零序信号注入分析
假设图1中仅电动机1由五桥臂逆变器中前三相桥臂a1b1c1驱动,采用图3所示的三相系统零序信号注入PWM调制方法,其中包含一个零序信号计算单元。此时,载波调制信号vi可表述为
式中:vi*(t)为基波正弦给定信号,i=a,b,c;vno(t)为零序注入信号。
三相电动机驱动系统abc相信号为
式中:m为电压调制度,定义为基波相电压峰值与半母线电压比值,即m1=V1/(0.5Vdc),下标1表示1号电动机;ω1为电动机1的实际角频率。
令最终的调制信号和载波信号均在(-Vdc/2,Vdc/2)范围内,此时整个PWM调制过程均处于线性调节区域。通过注入恰当的零序分量,三相系统线性区域最大调制度可被扩展至mi=1.15。其中,零序信号作为一维自由度用于提升直流母线电压利用率,降低谐波电流损耗。不同的零序注入信号vno选取原则将得到不同的PWM输出电压波形特性,同时零序信号分量不会出现在输出线电压和电动机侧相电压中。为此,对五相逆变系统采取相似的方法进行等效处理。
图3 三相系统零序信号注入PWM调制方法
2.2 五相系统零序信号注入分析
电动机2接入图1中后三相桥臂a2b2c2,图4中给出了五相系统零序信号注入PWM调制方法。
图4 五相系统零序信号注入PWM调制方法
图4包含2个与图3中相同的三相载波PWM调制单元,其中公共桥臂C相调制电压由2个PWM调制单元共同决定。上述限制使得双电动机直流母线电压利用率均不可超过50%。令电动机2的三相调制电压为
式中:φ为零序信号注入后的电角度偏移量。
电动机2调制电压v*i2相对于电动机1调制电压设定值v*i1具有任意的频率和相角。将2个三相PWM调制单元输出的6路信号按式(10)进行修正,从而实现与实际五桥臂逆变器匹配的5路PWM输出信号。
3 母线电压利用率分析
在三相系统中注入零序信号vno可以实现完整的直流母线电压利用率,即m=1.154。为了验证图4中五相逆变系统注入零序信号实现PWM调制度扩展的可行性,将电动机1、电动机2驱动系统的调制度设定为m1=m2=0.577,同时频率信号选择f1=20Hz,f2=30Hz。零序分量注入前后调制电压对比结果如图5所示,从图5(a)可以看出,零序分量注入前五相调制信号峰值超出±1,取零序注入信号vno为五相调制信号最大值的均值:
分析图5(b)可知,附加零序信号后使得调制电压处于±1的线性调制区域。图5(c)为实际的零序分量值。
图5 零序分量注入前后调制电压对比结果
直流母线电压利用率可以通过检查逆变器输出线电压确定,在三相对称系统中其线电压均处于同一数量级,即|Vli|=2mi×0.5Vdccos(π/6)。通过分析逆变器输出线电压的最恶劣情况,可知系统需满足以下约束条件:
式中:vINT为2台电动机定子端电压之和。
式(12)直接对五相逆变器输出相电压加以限制,其出现在逆变器任意两相输出电压之间。令调制度m1=0或m2=0来降低式(12)的约束等级,并将式(12)重新规划为
式(13)在m1-m2坐标系下的图解说明如图6所示,其中阴影区域为调制度m1,m2的允许值,符合条件m1+m2≤1.154的区域均可运行。
图6 式(13)在m1-m2坐标系下的图解说明
五相逆变器驱动双三相电动机控制系统如图7所示。该系统包含了2套独立的矢量控制转速、磁链闭环调节系统。设双电动机的转子磁链位置角为θrf1和θrf2,三相电流分别为iabc1和iabc2,经3s/2r坐标变换后与速度环的输出一起作为电流内环输入,dq轴电流内环前馈解耦项的引入提升了系统的动态响应性能,2个独立abc三相调制电压u*abc1,u*abc2经零序信号注入PWM调制后,即可得出实际的ABCDE五相桥臂的PWM触发脉冲。
图7 五相逆变器驱动双三相电动机控制系统
4 实验验证
为验证电牵引采煤机五相逆变器驱动双电动机容错控制方法的可行性和有效性,进行了五桥臂逆变器驱动2×110kW双轴电动机实验。主控制器为浮点型DSP(TMS320F28335),逻辑控制器为FPGA(Sparten3E),IGBT单元为75GB124D。参数设置:(1)主回路部分:电网电压为380V/50 Hz,网侧电抗器L=0.8 mH;直流侧电容C=5 mF。(2)控制参数部分:开关频率为5kHz,死区时间为2.5μs,系统控制频率为10kHz。
双电动机驱动系统加、减速实验结果如图8所示。
图8 双电动机驱动系统加、减速实验结果
图8(a)为电动机1的转速ωr1由0增加至1 000r/min,在其加速过程中电动机2转速ωr2维持在500r/min不变;图8(b)中电动机1转矩电流iq1响应迅速且磁链电流id1平稳,有效地保证了电动机1加速过程的快速性;图8(c)中电动机2的转矩、磁链电流iq2、id2在电动机1加速过程中维持稳定不变,验证了电动机1、电动机2调速过程的解耦性;图8(d)中定子A相电流波形与三相驱动系统保持一致,正弦度、幅值等关键指标保持良好;图8(e)中公共桥臂C相电流iC中包含与电动机1、电动机2工作频率一致的2个基波分量,C相电流的畸变保证了电动机1、电动机2独立调节的可行性。
稳态电流波形及其频谱分析结果如图9所示。
图9 稳态电流波形及其频谱分析结果
图9中,稳态时电动机1运行于1 000r/min(33.3Hz),电动机2运行于500r/min(16.65Hz)。由于A相桥臂仅给电动机1供电,使得A相电流iA频谱分析结果中仅包含电动机1的基波分量和开关频率fs附近的高频谐波分量;考虑到C相桥臂同时给电动机1、电动机2供电,稳态时C相电流iC的频谱分析结果中既包含电动机1的基波分量,也含有电动机2的基波分量和高频谐波分量。由此可知,五相逆变器驱动系统中独立桥臂相电流与三相系统保持一致,高正弦度、低畸变率的特性保证了电动机运行过程中的平稳性。
5 结语
电牵引采煤机五相逆变器驱动双电动机容错控制方法采取零序信号注入PWM调制方式,实现了五相逆变器驱动双电动机容错控制。五桥臂逆变器可实现双三相电动机的高性能解耦控制,为故障情况下双三相电动机驱动采煤机控制系统提供了一种容错运行方法,同时为共直流母线多电动机驱动系统提供了一种可行的低成本方案。通过注入零序信号可有效拓宽双电动机调速系统转速运行范围,同时零序分量对逆变器输出线电压和电动机端口相电压并无影响,可保证双电动机驱动系统的稳态运行。
摘要：考虑到电牵引采煤机多机协调运行的工况特点,提出了一种电牵引采煤机五相逆变器驱动双电动机容错控制方法。建立了两相静止坐标系下的采煤机五桥臂双电动机驱动系统数学模型,并阐明了限制双电动机最高转速的本质原因;在分析三相、五相逆变系统内在联系的基础上,进行了五桥臂逆变器零序信号注入PWM调制的详细推导。实验结果表明,该方法采取零序信号注入PWM调制的方式,仅需五相桥臂即可实现采煤机双三相电动机高性能独立控制。
关键词：电牵引采煤机,五相逆变器,双电动机容错控制,零序信号注入,解耦控制
参考文献
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过氧化氢双组元发动机推力室研究 篇2
过氧化氢双组元发动机推力室研究
在过氧化氢发动机预先研究项目中,开展了过氧化氢/烃燃料(煤油)推进剂的自燃点火研究,包括自燃燃料开发、推力室设计及冷、热试考核.设计了25N、30N、50N和50kN推力量级的推力室.经热试车考核,点火平稳可靠,燃烧稳定,室压粗糙度小于±5%,燃烧效率高于92%,设计方案合理.
作 者：凌前程 Ling Qiancheng 作者单位：西安航天动力研究所,陕西,西安,710100刊 名：火箭推进英文刊名：JOURNAL OF ROCKET PROPULSION年，卷(期)：35(4)分类号：V434关键词：过氧化氢 自燃燃料 点火
无刷直流方波电动机的双闭环控制 篇3
关键词:调速系统;逆变器;无刷直流电动机; 双闭环控制
中图分类号:TM33文献标识码:A文章编号:1006-8937(2009)08-0142-01
永磁无刷直流电动机在机械和电力系统方面是一种很引人注目的电动机。在普遍的无刷直流电动机的计划里,时间和空间的分布是按照磁力线的密度来考虑的,但是驱动环节的曲线是相差120度的。巨大而细微的转矩是度量无刷电动机效率和低速执行的重要准则,它的直接效果就是在大转矩和细微转矩之间造成一种干扰。
方波电动机来自于它的方波控制,主要在它的方波时空的磁通干扰中产生控制指令。因此方波永磁电动机有很让人羡慕的前景,特别在机器人和商业服务中得到广泛重视。这都是在方波永磁电动机产生的时候所不曾想过的。
1方波永磁电动机驱动系统
方波永磁电动机驱动系统由三个部分组成:转换器,逻辑控制环节(包括速度调节器,时间调节器,和能量逻辑转换控制单元),详述如下:
1.1方波永磁电动机
带有双结构方波永磁电动机是由六个小结构组成的。电机额定电流和机械数据是:200v额定电压 ,18A的额定电流,3.0k的额定功率,1500转每秒的额定转速,0.0388kg/cm2。
1.2IGBT 变换器
一个变换器对频率/电压的三个阶段的组成适应IGBT 变换器的选择是非常重要的,其结果是他们中和了各种高介的性能。变换器被六个IGBT支配着,没个包括60A的IGBT和一个反馈信号。
1.3能量转换控制逻辑
位置反馈信号被用于同时发生的相位变化的检测。为了这样做,三个位置反馈信号,来源于PT,他们是在PSP环节被加工的,他们也受六个控制逻辑信号的控制来开/关IGBT、在IGBT变换器里。在BLDCM的控制分布里有两个IGBT工作在PWM的模式里,并且两个IGBT应该依靠于这样的逻辑控制信号。虽然直流能量的频率被变换器的供给,依据这样的关系为IGBT提供信号的PWM信号是来源于三角波和触发控制信号Ui越大,U也就越大,所以BLDCM的速度也就越大。
1.4电流控制
当前的环节可以在执行器中得到很好的应用。一般的来说直流驱动系统需要最后的两个环节,所以当前的控制结构更多的应用并且完成于交流驱动中以便于简单的控制结构。如果BLDCM工作于联合单元里,仅仅的两个阶段就可以分析出在任何情况下的环节。其中的一个阶段已经到交流系统的连接,输入和输出就是开/关的决定的展示,IGBT的T1,T2和T3在变换器里。在 BLDCM 中, 恒定转矩主要是由基波磁链和基波电流相互作用后产生的, 更高次的同次谐波间产生的恒定转矩可以忽略不计, 不同次谐波磁链和电流间不产生脉动转矩。但在实际电机中, 输入定子绕组的电流不可能是矩形波, 因为电动机的电感限制了电流的变化率。反电动势与理想波形的偏差越大, 引起的转矩脉动越大。
1.5速度控制
速度控制的动力系统是由SR,PEE, SSP 和其他环节组成的。PEE,来自于每秒5000的旋转,它被用于速度的检测。变结构控制由于具有响应速度快、对控制对象参数变化及外部扰动不灵敏、物理实现简单等优点,BLDCM 位置伺服方式下的运行大都采用变结构控制。变结构控制的开关模式即可由系统的传递函数导出, 也可根据系统的最大速度、最大加速度等系统参数来设计, 都会使系统的位置控制达到较好的效果。吴忠等分析了BLDCM交流伺服系统的开环模型, 利用时间最优控制的思想, 设计了变结构控制器, 并给出了开关模式。他们把其理论应用于由IGBT-PWM逆变器、115ST-CMG02A 型无刷直流伺服电机、80C196KB单片机实现的控制器以及接口电路组成的实验系统, 实验结果表明在3600°给定下, 系统的定位精度较高。
2结论
此篇论文描述了操作原理和一种新型高等操作的方波永磁无刷电动机的硬件结构,主要结论如下:①永磁方波无刷直流电动机应用在小转矩和高速操作时是种良好的选择。②永磁方波无刷直流电动机的控制方案类似于交流电动机的情况。
参考文献:
[1] 尤释.无刷直流电动机的控制[J].雷达与对抗,1989,(3).
双逆变器-双电动机 篇4
关键词：逆变器,PWM,双闭环PI控制
1 概述
逆变器作为光伏发电产业中不可或缺的一个组成,在我们的生活中也得到了越来越广泛的运用。逆变器输出的电压和电流质量是衡量一个逆变器好坏的重要指标。研究表明采用电压电流双闭环控制的逆变器能够有效的提高逆变器输出电流和电压的波形质量。双闭环控制方案的电流内环扩大逆变器控制系统的带宽,使得逆变器的动态响应加快,输出电压谐波含量降低。
2 逆变器的系统模型
为了使得控制器的设计变得简便,我们首先建立了单相PWM逆变器的数学模型。单相全桥逆变器的主电路如图1所示。在图1中,T1~T4是IGBT开关器件,E是直流输入电压,滤波电感L和滤波电容一起组成了低通滤波器。
3 PWM逆变器双闭环控制策略
3.1 双闭环控制
在电压源型逆变器之中,采用滤波电容上的电流ic作为内环反馈。这是因为ic被瞬时控制,这使得输出的电压uc因为ic的微分作用而提前得到矫正,所以带负载的能力较强。图2是双闭环控制系统的框图。
输出反馈电压和给定的电压基准信号进行比较,从而形成瞬时的误差调节信号。误差调节信号经过电压PI调节器之后作为电流的基准信号和电流反馈信号ic进行对比,形成瞬时的电流误差信号,经过电流PI调节器后形成电流误差控制信号。该信号与三角载波信号进行调制形成PWM控制信号来控制IGBT开关器件,在LC滤波器前端形成PWM调制电压。经过LC滤波器后输出正弦电压。
3.2 控制系统参数设置与性能分析
对于双闭环控制系统的控制参数的的选择,需要考虑两个PII调节器之间的响应速度、频带宽度的相互影响与协调,控制器的设计步骤复杂,需要反复的验证。常用的试凑经验是,(1)确定比例系数Kp时,首先去掉PI的积分项和微分项,可以令Ti=0,使之成为纯比例调节。输入设定为系统允许输出最大值的60%~70%,比例系数Kp由0开始逐渐增大,直至系统出现振荡;再反过来,从此时的比例系数Kp逐渐减小,直至系统振荡消失。记录此时的比例系数Kp,设定PI的比例系数Kp为当前值的60%~70%。(2)比例系数Kp确定之后,设定一个较大的积分时间常数Ti,然后逐渐减小Ti,直至系统出现振荡,然后再反过来,逐渐增大Ti,直至系统振荡消失。记录此时的Ti,设定PI的积分时间常数Ti为当前值的150%~180%。
4 系统仿真实验
根据上述分析,建立PI控制器的仿真模型如图3所示。选取电压和电流PI调节器的参数为:KVP=0.58;KVI=1439;KIP=12.45。仿真模型的主要参数设置如下:
直流侧电压380V;额定输出电压UO=220V;额定输出功率P=11KW;额定输出频率f=50Hz;输出滤波电感L=0.48mH;输出滤波电容C=160u F。PI双闭环的仿真图如图4所示。
为了得出PI双闭环调节相比较于开环系统的优劣,本实验同时对双闭环逆变器和开环逆变器的输出电流、电压波形进行了测量,如图5所示。同时本实验使用了MATLAB/simulink中powergui模块的FFT分析仪对PI双闭环逆变器的谐波进行了分析,结果如图6所示。
5 结论
通过对实验所得到的闭环和开环两个系统的
输出电压和电流波形的对比可以看出来,PI双闭环的电压波形和设定的基电压波形非常的接近,而没有加入闭环控制的逆变器输出波形波动非常大。由此可以得出结论,双闭环控制的逆变器输出电压稳态精度高,动态响应快。再由图6中的THD分析可以看出,双闭环控制的逆变器其输出电压中谐波含量非常低,只有0.96%,由此可见,双闭环控制系统应用在逆变器之中,对于提高逆变器输出电压的精度、动态响应和消除谐波方面都起到了很大的作用。
参考文献
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双逆变器-双电动机 篇5
多部件模型在全尺寸小型双函道涡扇发动机气流数值模拟中的应用
利用高阶单调Godunov显/隐格式求解全尺寸小涡扇发动机S2流面上带粘性力项的非定常Euler方程组,获得了令人满意的.稳定收敛解.对多部件模型方法在双函道小涡扇发动机气流数值模拟应用中存在的问题提出了建议.
作 者：施发树 刘兴洲 Shi Fashu Liu Xinzhou 作者单位：航天工业总公司31所,北京,100074 刊 名：推进技术 ISTIC EI PKU英文刊名：JOURNAL OF PROPULSION TECHNOLOGY 年，卷(期)：1998 “”(4) 分类号：V235.13 关键词：小推力 涡轮风扇发动机 发动机热力计算 数值仿真 计算网格★ 水文网络模型在分布式流域水文模拟中的应用
双逆变器-双电动机 篇6
风力发电作为一种健康环保的绿色发电方式,以其独有的优势进入了人们的视野,并在近几年内得到了迅猛的发展。而逆变器作为风能发电中的核心部件已成为研究的焦点。目前的逆变器大多为单功能逆变器,只能够在离网模式和并网模式两种模式之一运行,事实上,在这两种工作模式之外,还存在二者之间的过渡过程[1,2]。为了实现顺利并网及对重要负荷的不间断供电,这两种模式间的平滑切换就显得尤为关键。
本文分别对逆变器并网和离网模式的控制方法进行了研究,实现了离网模式下,负载的正常运行及并网模式时的单位功率因数并网。在此基础上,设计了两种模式的切换方法,实现了二者之间的平滑过渡,保证在切换过程中电压电流无较大突变。
1逆变器数学模型
并网逆变器的主电路如图1所示,它由三相电压型逆变器,LC滤波器,静态开关,直流侧稳压电容组成,其中由直流电压源Ed模拟可再生能源发电系统整流输出的直流侧电压,交流电源e(a,b,c)模拟电网。为了能够控制逆变器同电网分离,用双向可控硅开关作为静态开关(STS)。实际的系统中还应该在逆变器与电网之间连接隔离变压器,此处为了便于分析,将其省略。
针对三相VSR一般数学模型的建立,通常作以下假设[2]:
(1) 电网电动势为(ea,eb,ec)为三相平稳的纯正弦波电动势。
(2) 网侧滤波电感L是线性,且不考虑饱和。
(3) 功率开关管损耗以电阻R表示,即实际的功率开关管可由理想开关与损耗电阻R串联等效表示。
本文对逆变器并网模式与离网模式的控制方式均采用电压外环电流内环的控制方式,二者均实现了有功与无功的解耦控制方式,不同点是参考电压、电流的产生方式不同。
2离网模式下的控制方法
当逆变器独立工作时需要使逆变器的输出电压能满足负载的电压要求[3],为此提出了一种基于电压电流双环控制的SVPWM三相逆变器,通过建立其两相同步旋转坐标系下的数学模型,利用电压外环实现对输出电压的稳定控制,内环电流实现对输出电流的控制。该控制方式增加了一个电感电流内环控制,使得系统的带宽增大,反应速度加快,系统抗干扰能力强,调节时间短,谐波含量小,同时能有效地限制负载电流,起保护作用,更具优越性。离网模式下系统拓扑如图2所示。控制框图如图3所示。
3并网运行时的控制方法
逆变器工作在并网模式下时,大电网可视为无穷大容量系统,此时逆变电源的输出频率和电压幅值则由大电网决定[4]。此时同样采用电压外环,电流内环的双闭环控制策略。外环给定为恒定的直流母线电压,反馈量为直流侧电容两端的实际电压,对误差进行调节后的输出作为并网参考电流的幅值,同时检测电网电压的频率、相位,并以此作为并网参考电流的参考频率与相位,再经过前馈补偿就得到了SVPWM的控制量。通过双闭环控制,即可保持直流母线电压恒定,又可保证输出电流与电网电压同步时的并网功率因数为1。并网网模式下系统拓扑如图4所示。控制框图如图5所示。
4两种模式的切换方法
要实现逆变器与电网间的平滑切换,需要在并网的主电路安装并网开关控制逆变电路与电网的连接和断开,同时控制部分也要有逻辑开关控制逆变器在离网运行模式和并网运行模式之间的切换。整个逆变系统的结构如图6所示。
4.1独立模式向并网模式切换
当系统离网运行时,系统稳定在一个接近于但不同于正常电网的电压值,该输出可能与电网电压频率、幅值和相位存在一定的差别[5]。如果对输出电压不加以控制直接并网,即便很小的输出电压和电网电压差,尤其是相位差,加在极小的并网连接阻抗上也会产生很大的电流冲击,从而影响负载和电网的正常工作。因此,可将并网逻辑过程总结为以下几步:
(1) 检测电网电压是否满足并网要求。
(2) 调整逆变器输出电压频率、幅值、相位与电网电压一致。
(3) 逆变器调整好后,经逆变器切换为并网控制模式,同时闭合并网开关。
(4) 缓慢增大电流基准幅值至给定值同时调整输出电流与电网电压同频同相。
由上述分析可知,在并网时输出电流与电网电压始终保持一定的相位是必要的,因此必须使用锁相环来使输出基准不断跟踪电网电压的频率和相位。
4.2并网模式向独立模式切换
当大电网突然出现故障或者人为需要切断微网时,微网应迅速改变控制策略,实现离网无缝切换。当电网发生故障时,应有检测装置检测电网电压的大小和频率的变化,并在某一时刻响应打开并网开关[6]。由于采用的是双向晶闸管静态开关,关断是过零关断的。停止给晶闸管触发信号后,当流向电网的电流为零时,晶闸管关断,同时将逆变器的控制方式转换到独立模式,此时负载上的电压基本保持不变。从新的一个周期开始,逆变器与电网断开,开始独立运行,完成脱网过程。因此,可将离网逻辑过程总结为以下几步:
(1) 检测电网是否发生故障。
(2) 将电感电流给定变为输出负载电流给定,同时关断并网开关。
(3) 延时等待并网开关完全关断后,切换模式开关将逆变器切换为独立控制模式。
与并往前调整逆变器输出电压与电网电压相位一致相同,脱网前需要调整逆变器的输出电流和负载电流一致,待输出电流和负载电流同相后,即电网注入到负载上的电流为零时,再关断并网开关,这样就不会引起电压突变。
5仿真验证及分析
为验证控制系统设计的正确性,在MATLAB7.6/Simulink中搭建仿真模型。具体参数为:直流侧母线电压指令值为1 200 V,电网电压峰值为690 V,开关频率为2 kHz,直流侧电容为6.8 mF,滤波电感为3 mH,滤波电容为1.2 mF。逆变桥用系统提供的通用桥(IGBT+DIODE),电网用三相对称电压源模拟。
图7为离网模式向并网模式过渡的波形。由于初始并网时开关并不闭合,负载上的电压为逆变器输出电压,所以此时电网电流为零,在电压过零点前,给静态开关触发信号,并将逆变器的控制模式转换为并网控制模式。过零点后,逆变器开始并网运行,负载上的电压为电网电压。输出电流值被控制为大于负载所需电流,多余部分送入电网。仿真时在0.045 s处给静态开关触发信号。
图8为并网模式向离网模式过渡的波形。开始时并网开关处于闭合状态,负载电压等于电网电压,逆变器向电网注入电流。当电网发生故障时, 需将逆变器脱离电网,故在电压的过零点之前停止给静态开关触发信号,则开关在过零点处自然关断,同时在过零点时刻将逆变器从并网模式切换到离网模式,此时逆变器向电网注入的电流为零,逆变器开始独立运行,负载上的电压为逆变器输出电压。仿真中设定在0.03 s时,电网发生故障,停止给静态开关触发信号。
图9为两种模式过渡时,通过同步锁相,得到的电网电压与逆变器输出电压的同步波形。
6结束语
针对逆变器离网与并网的模式要求,分别设计了两种模式的控制方法,并且提出了一种无缝切换方法,保证单位功率因数并网、重要负荷正常供电,及两种模式的平滑切换,最后通过仿真验证了控制策略的合理性。
摘要：风力发电中,为了保证重要负载的不间断供电及电网故障时风电系统的及时脱网,就需要使逆变器能够在离网与并网双模式下平滑切换。故分别设计了逆变器离网与并网模式的控制策略,实现了离网运行时重要负载正常工作,并网运行时单位功率因数并网,在此基础上以减少两种模式切换过程中的电压电流冲击为目标,设计了两种模式的无缝切换方法,最后通过仿真验证了设计的正确性和合理性。
关键词：风力发电,并网逆变器,双模式,无缝切换
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一种双电源四输入端三电平逆变器 篇7
通常情况 下逆变器 要有较宽 的工作电 压范围 , 对于电压 型逆变器 而言直流 侧电压要 高于交流 侧的电压[1,2,3,4], 为适应直 流输入电 压大幅变 化的特性 ,目前大多 数逆变器 采用两级 结构 : 在并网逆 变器前加 一个Boost升压电路[5,6,7], 该方法在 提高直流 母线电压 的同时也 大幅提高 了Boost电路的电 压应力和 电流应力 , 需要使用 耐压值更 高的开关 管和体积 更大的电 感器 ,这增加了 开关损耗 和系统成 本 。 针对此问 题 ,本文提出 了一种双 电源四输 入端三电 平逆变器 , 该电路通 过两个直 流电源和 两个Buck变换器为 后级提供 四路电平 , 直流侧电 压的调节 由前级Buck完成 , 因为Buck电路的电 压应力和 电流应力 比Boost升压电路 要小很多 , 可以有效 降低前级 的损耗和 成本 ; 后级逆变 电路通过 四路电平 与前级相 关联 , 稳定状态 下前级Buck电路以较 小的功率 工作或者 不工作 , 后级电路 在不同状 态下工作 在不同的 三电平状 态 , 能进一步 减小逆变 器的开关 损耗 。 最后在Simulink中对双电 源四输入 端三电平 逆变电路 进行了仿 真验证 。
1主电路拓扑结构及工作原理
本文提出 的双电源 四输入端 三电平逆 变器拓扑 电路由电 源提供部 分和三相 逆变桥路 部分组成 ,见图1。
1.1电源提供部分
电源提供 部分由直 流电源Vs1、Vs2, 电容C1、C2和Buck变化器组 成 , 其中开关 管Ts1 、 二极管Ds1 、 电感L1组成Buck1变换器 , 开关管Ts2、 二极管Ds2和电感L2组成Buck2变换器 。 为后级逆 变电路提 供4路电平V3、 V2 、 V1 、 V0 , 其中V3 = Vs2 + Vc1为电源Vs2与C1两端电压Vc1之和 ,V2=Vs2为电源Vs2电压 ,V1=Vc2为C2两端电压Vc2,电压Vc1、Vc2由对应的Buck变换器提 供 。
电平V3、V2、V1、V0通过后级 电路可形 成4条电流回 路 : 由V3输出经V1流入 ; 由V2输出经V0流入 ; 由V3输出经V0流入 ; 由V2输出经V1流入 。 前两条回 路的电流 由电源Vs1或Vs2提供 , 此时Buck电路不工 作 。 后两条回 路的电流 大小如果 相等 , 则系统处 在平衡状 态 ,前级Buck电路不工 作 ;如果不相 等 ,前级Buck电路以较 小的功率 即可使逆 变电路恢 复到稳定 状态 。
当直流侧 电压V3低于要求 的工作电 压时 ,Vs1通过Buck1变换器向 后级电路 供电 , C1两端电压Vc1升高 , 电压V3=Vs2+Vc1随之提升 ,见图2。 当开关管Ts1导通时 ,Vs1供电 , 电感L1蓄能 , 如图2(a); 当开关管Ts1关断 ,电感电压 不能突变 ,经续流二 极管Ds1向电容C1和后级电 路放电 ,如图2(b)。 同理 ,当电压V1变低时 ,Vs2通过Buck2变换器向 后级电路 供电 。
1.2三相逆变桥部分
本文提出 的四输入 端三电平 逆变器是 在传统三 电平逆变 器的基础 上提供了4个输入端 ,不同状态 下逆变器 工作于不 同的三路 电平 ,图3为A相桥在不 同开关态 下输出电 压的等效 电路图 。
当Ta1导通时逆 变器输出 电压V3见图3(a);Ta2与电平V2间加一个二极管Da1,由于Da1的作用,Ta2导通时电 平V2只能向外 电路输出 电流 , 见图3(b);Ta3与电平V1之间加一个反向二极管Da2, 由于反向二级管Da2的作用 ,当Ta3导通时电 平V1只能向内 流入电流 ,见图3(c) ; 当Ta4导通时 , 逆变器输出电压V0 , 见图3(d) 。
当A相电压相 对于参考 电压为正 时 ,Ta1、Ta2、Ta4交替导通 ,Ta3一直关断 , 输出电压 在V3、V2、V0之间跳变 ;当A相电压相 对于参考 电压为负 时 ,Ta1、Ta3、Ta4交替导通 ,Ta2一直关断 , 输出电压 在V3、V1、V0之间跳变 。 逆变器每 一相在正 负半周内 的电压均 由幅值不 同的三路 电平提供 , 电平V3 -V2和V0 -V1间的电压 较小 , 减小了大 电流时开 关管承载 的电压变 化幅值 ; 电平V2 - V0和V1 - V3间的电压 稍大 , 虽然相应 地加大了 小电流时 开关管承 载电压的 变化值 ,但综合效 果有助于 降低后级 电路的开 关损坏 。
2逆变器控制策略
针对本文 提出的双 电源四输 入端三电 平逆变器 电路拓扑 结构 ,在此采用 了三次谐 波注入PWM调制方法 。
三次谐波 注入PWM是在正弦 调制信号 上叠加三 次谐波 , 也称为THIPWM, 三次谐波 注入法可 以有效增 大线性调 制范围 ,降低开关 损耗[8,9],同时由于 三相逆变 器电路的 拓扑结构 及无中线 的负载连 接方式 ,三次谐波 在各相桥 臂间消除 ,输出线电 压和线电 流中均不 含三次谐 波 。 此外三次 谐波注入 法应用于 双电源四 输入端三 电平逆变 器还可以 增大电路 在V3-V2和V0-V1电压间的 工作时长 , 减小在V2-V0和V1-V3电压间的 工作时长 , 有助于进 一步降低 后级逆变 电路的开 关损耗 。
图4所示为三 次谐波注 入示意图 , 其中Vacr为正弦参 考信号 ,Von为三次谐 波注入信 号 ,Vdcr为调制信 号 , 三次谐波 信号Von由正弦参 考信号Vacr取得 。
设参考信 号Vacr的数学表 达式如下 ;
注入三次 谐波的调 制信号Vdcr可表示为 :
将三角函 数化简可 得 :
在本文采 用的THIPWM调制方法 中取 α=1/4, 即注入的 三次谐波 幅值为参 考信号幅 值的1/4, 此时输出 电流的谐 波最小[10],且能保持 较大的线 性调制范 围 。
图5所示为四 输入端三 电平逆变 器单相的 调制波形 图 ,其中Uc1和Uc2为载波信 号 。
当Vdcr相对于中 性点为正 时 ,Uc1幅值为 [V3 V2],Uc2为[V2 V0]。 当Vdcr≥Uc1时 ,Ta1导通输出V3; 当Vdcr< Uc1且Vdcr> Uc2时 ,Ta2导通输出V2;当Vdcr≤Uc2时 ,Ta4导通输出V0,Ta3一直关断 。
当Vdcr相对于中 性点为负 时 ,Uc1幅值为 [V3 V1],Uc2为[V1 V0]。 当Vdcr≥Uc1时 ,Ta1导通输出V3; 当Vdcr< Uc1且Vdcr> Uc2时 ,Ta3导通输出V1;当Vdcr≤Uc2时 ,Ta4导通输出V0,Ta2一直关断 。
调制信号大部分时间内 在电压幅值较小的[V3 V2]和 [ V1 V0 ] 间进行调 制 , 较小时间 段内在 [ V2 V0 ] 和 [ V3 V1 ] 间调制 ,可进一步 降低后级 电路的开 关损耗 。
3实验仿真
基于上述 理论 , 在MATLAB/Simulink中针对双 电源四输 入端三电 平逆变器 系统进行 了可行性 仿真 。 如图6所示为双 电源四输 入端三电 平逆变器 的前级电 源提供部分的仿 真电路 , 电源Vs1 、 Vs2和前级Buck变换器为 后级电路 提供4路电平V3、V2、V1和V0, 前级Buck变换器分 别由直流 侧电压V3和V1反馈控制 。 仿真电路 主要模型 参数为 : 电源电压Vs=400 V,调制波幅值311 V,频率50 Hz,载波频率5 k Hz,负载电阻5 Ω。
设仿真电 路中逆变 器最低输 入工作电 压为700 V, 当直流侧 电压低于 要求时前 级Buck电路工作 , 为后级电 路提供稳 定的4路电压V3、V2、V1和V0。 图7为直流侧 电压降低 时Buck电路提供 的四路电 平 , 其中电压V2 = Vs2 = 400 V , 电压V0 = 0 V , 电压V3=Vs2+Vc1=700 V , 电容两端 电压Vc1=300 V,电压V1=Vc2=300 V。
图8所示为稳 定工作状 态下前级Buck电路中电 感流过的 电流 , 前级变换 器中的电 流及其波 动较小 , 可以有效 降低前级 电路的开 关损耗和 电感体积 成本 。
图9为前级两 个Buck变换器在 不同输入 工作电压 下所对应 的功率 ,在允许范 围内 ,工作电压 越高 ,前级功率越小 ,体现了双 电源四输 入端三电 平逆变器 的优势 。
图10所示为逆 变器各相 桥的相电 压 ,在相对正 半周内相 电压在V3-V2-V0间转换 ,负半周内 在V0-V1-V3间转换 ,这有助于 进一步降 低后级电 路的开关 损坏 。
图11为逆变器 输出的线 电压经过 滤波后的 波形及其 谐波分布 ,可见线电 压输出波 形好 ,FFT分析1 000次以内的总谐波失真小,可为电网或负载提供较好的电能。
4结论
本文提出 一种双电 源四输入 端三电平 逆变器拓 扑结构并 采用三次 谐波注入PWM调制方法 。 该调制方 法不仅能 增大线性 调制范围 , 减小输出 谐波含量 , 还能增加 后级逆变 电路在窄 电压范围 的工作时 间 ,能进一步 降低后级电 路的开关 损耗 。 该逆变器 结构能以 较低的前 级损耗和 成本使后 级电路工 作在稳定 直流电压 下 ,且后级电 路的损耗 较低 。 最后通过Simulink仿真验证 了电路结 构的正确 性和可行 性 ,这对既要 求有比较 宽的工作 电压范围 , 在电压较 低时也能 继续工作 , 又要求较 低损耗和 成本的两 级逆变器 有很好的 参考价值 和现实意 义 。
摘要：提出了一种由双直流电源构成的四输入端三电平逆变器拓扑结构,并采用三次谐波注入PWM作为调制方法 。该逆变器通过前级两个电源和两个Buck变换器为后级电路提供四路电平,不同状态下后级电路工作于不同的三个电平状态;前级Buck变换器可以实现对直流母线电压的调节,有较宽的工作电压范围;采用三次谐波注入PWM调制方法能实现较宽的调制范围、低开关损耗及输出电压电流较少的谐波含量。分析了不同状态下双电源四输入端三电平逆变器工作原理、控制方法,并通过Simulink仿真验证了该结构的正确性和可行性。
双逆变器-双电动机 篇8
能源短缺是当今世界面临的重大问题,对可再生能源发电领域的研究具有重要意义。作为光伏发电技术的关键设备,光伏并网逆变器及其控制技术的研究越来越受到普遍关注[1,2]。目前,大部分光伏逆变器采用的是三相半桥电压型逆变器拓扑结构,控制方式多为电流模式控制,例如滞环电流控制,滞环电流控制具有很好的电流跟踪性能,但由于环宽不变,将导致功率器件的开关频率变化范围较大,造成交流侧滤波电感设计困难以及功率模块应力和开关损耗较大等一系列问题[3]。
基于空间电压矢量的双滞环电流控制策略就是针对传统电流滞环的上述缺点而提出的,其主要原理是通过实时调节电流滞环宽度以维持开关频率的基本恒定。就该原理的实现途径上来说,目前一些学者的研究,可划分为以下三个方面。
(1)利用PLL电路构成开关频率闭环控制器,使开关信号与一个给定的频率固定的方波信号进行比较,给到的相位差值经过PI调节得到期望的环宽值。这种方法能有效地使输出电压脉冲序列与时钟脉冲序列的相位差保持最小[2,4]。
(2)采用滞环宽度电流误差预测法,通过对(K-1)T时刻电流误差的采样,预测出KT时刻电流误差的变化趋势,并计算出下一周期内开关切换时刻,在一个给定的周期内完成一次桥臂开关的通/断,实现定频。这种方法可实现数字化控制,但是控制器实时计算量很大,并且交流侧电感和电阻参数的选取对电流低次谐波含量影响较大[5,6]。
(3)利用双滞环实现定频滞环SVPWM,该方法采用双滞环比较单元,内滞环比较单元作用是确定空间电压参考矢量,外滞环比较单元输出最终开关状态值。这种方法关键在于空间电压参考矢量V*的确定。由于这种控制方法结合了SVPWM调制,有效地提高了电压利用率[6,7]。
文献[3]提出了一种能适用于单相逆变器的定频滞环控制算法,本文在该文献结论的基础上,把该算法引入到三相无中线逆变器结构中并加以改进,最后在Matlab中进行仿真验证,证明了该改进算法的可行性。
1 滞环宽度与开关频率的函数关系
图1所示为三相光伏并网逆变器的电流滞环控制结构图,基本原理是把反馈电流和给定电流进行比较,Δi作为滞环比较器的输入,通过设定合理的滞环宽度使实际输入电流围绕给定电流信号做锯齿状跟踪变化,达到跟踪给定电流的目的。电流滞环宽度的固定会引起功率器件开关频率不恒定,造成功率器件开关损耗过大,这对驱动保护电路硬件设计要求较高。
为了说明开关频率fs与滞环宽度h之间的函数关系,现以a相桥臂频率变化进行分析,a相桥臂主电路拓扑如图2所示,主电路电流电压关系为:
其中:ea为交流侧电动势;L,R分别为交流侧电感和电阻;ia表示a相电流。
图3为a相电流滞环与误差电流的关系图,忽略交流器电阻压降的影响,式(1)可以表示为:
由于逆变器开关频率较高,因此,在一个开关周期T内,可以对输出电压值进行线性化处理,假定在Δt时间内电感电流误差值为Δia,则式(2)可以改写为:
令开关周期T=t1+t2,分段时间函数可以表示为:
综合式(3)和式(4),得到电流滞环宽度和开关频率之间的函数关系为:
从式(5)可以看出,滞环宽度是开关频率fs、滤波电感L、直流侧输出电压udc、电网电动势ea的函数,因为L固定不变,所以只要保持h和udc,ea按照一定的函数关系变化,就能保持开关频率fs恒定。
2 三相无中线光伏并网逆变器双滞环控制
2.1 三相无中线逆变器线电流解耦算法
本文以三相线电流解耦算法为基础,利用a相开关状态与ibc无关,即a相开关状态与线电流ibc解耦控制的原理。对iab,ibc,ica实行解耦控制,把Δiab,Δibc,Δica作为电流滞环控制器的输入,结合SVPWM调制方式以及PLL相位检测实现定频控制。
图4为三相无中线逆变器主电路拓扑,此时a相桥臂电压方程不再是式(1),应写为:
其中:uaN表示a相相对N点的输出电压;ae表示电网电动势;ai表示a相交流电流。
式(6)表明,由于存在中点电压UNO,同时又因为UNO受各相功率开关管开关状态变化而变化,因此各相电流的变化均受另外两相开关状态的影响,即三相电流之间存在耦合,不能把式(5)的结论直接加以利用。要想实现对各相电流的单独控制,需要对交流侧线电流进行解耦[7,8]。
以a相为例,开关函数依然采用两态控制,忽略交流侧电阻上的压降,式(6)可以改写为:
当sa=0时,a、b之间的线电压可以表示为:
a、b之间线电流的误差方程为:
从式(9)可以看出,由于sa=0已经确定,uab的大小可以由sb来控制,即Δiab也由sb控制。在此过程中sc不对Δiab的变化产生影响,即Δiab的大小与c相无关。a、c之间的线电压可以表示为:
a、c线电流的误差方程为:
同样,Δica和uca的值也只由cs来确定,与sb无关。
以上分析的是sa=0的情况下,sb和cs函数分别对线电流iab,ica的控制作用。同理,在sb=0和sc=0两种情况下,分析其他两相开关函数对线电流的影响与sa=0情况下的分析过程一致。表1表示的是各开关量对线电流的控制关系。
2.2 SVPWM及双滞环调节算法
利用电压空间矢量的理论,在两态调制下,上述各相开关函数对逆变侧电压矢量的控制作用可以用表2表示。
结合表1和表2可以看出,六个非零电压矢量围成的六边形可以分成三个部分,图5中虚线围成的三个平行四边形分别表示sa=0,sb=0,sc=0的区域。以sa=0所在的四边形(III—IV)为例,此时a相下桥臂始终导通,b相开关函数变化时,电压矢量始终在(U0,U3)或(U4,U5)之间相互切换,Δiab只受b相开关函数控制;c相开关函数变化时,电压矢量就会在(U0,U5)或(U3,U4)之间相互切换,Δica只受c相开关函数控制。表3列出了各个开关函数与平行四边形之间的矢量对应关系。
注:*表示此时可取任意值。
线电流解耦算法的控制目标为电流误差Δiab,Δibc,Δica,关键步骤是对参考电压矢量u*位置的检测。从表3中可以看出,对于每个平行四边形来说,参考电压矢量只能由四边形所含的电压矢量来合成,因此,要想检测u*所在的位置,可以先检测u*所在的平行四边形,本文采用文献[8]中的方法,利用双滞环对参考电压矢量u*进行检测。大致思路为:外滞环用来判别参考电压所在的平行四边形位置,内滞环作用是根据确定的四边形位置信息,确定最终采用的控制电压矢量。
就外滞环控制而言,其输入为Δiab,Δibc,Δica,输出为sab,sbc,sca,当sab=1时,说明应施加指令电压ua*b,使iab增大,当sab=0时,应使iab增大。如果此时外滞环输出满足sab=1,sbc=0,则说明参考电压矢量u*处于sb=0的四边形区域,即u*的位置可以确定。
内滞环的作用就是对参考电压矢量u*所在的四边形区域的四个电压控制矢量进行选择。
以as=0对应的平行四边形为例,此时外滞环输出为sab=0,sca=1,根据式(10)和式(11)可知,b相下桥臂和c相上桥臂始终导通,即sb=0,cs=1,dtdΔiab>0,dtdΔica<0,Δiab增大,Δica减小。又因为误差电流之间满足Δibc=-(Δiab+Δica)的关系,因此在内环控制中,应尽量保持Δiab和Δica大小相近,相位相反,以便减少Δibc。对于两个误差电流Δiab和Δica来说,从图3中不难看出,由于误差电流的峰值点时刻与开关函数变化时刻一致,因此只要能保证Δiab和Δica的相位相反,就可以实现Δibc最小。根据式(9)~(11)并进行逻辑运算,可得到内滞环输出与开关函数的逻辑关系:
其中:sab,sbc,sca表示外滞环输出状态值;sa′b,sb′c,sc′a表示内滞环输出状态值。
显然,通过双滞环比较器最终确定了三相开关函数sa,sb,sc的取值问题。另外,在外滞环做线电流误差检测的过程中,需要利用锁相环电路对两个对应的受控线电流误差进行相位控制,使这两个电流误差相位相反,图6为最终的双滞环控制结构框图。
3 仿真与实验验证
对双滞环SVPWM算法进行仿真,主电路仿真参数为:交流侧滤波电感5 m H,直流侧负载RL=20Ω,直流侧电容Cdc=1000μF,交流侧等效电阻R=0.5Ω,交流侧电源为f=50 Hz,E=380 V,给定开关频率fs=5 k Hz,仿真步长为10-6 s。
图7表示采用电压空间矢量双滞环电流控制算法的三相并网逆变器a相相电压Ea和相电流ia的波形;可以看出,相电流ia的正弦度较好,基本上保持了与相电压Ea的相位相差180°,即此时逆变器处于单位功率因数运行状态。
图8所示为逆变器三相线电流iab,ibc,ica的波形,在0 s
图9表示的是线电流iab的误差电流波形,其误差电流范围稳定在0.1 A之内,体现了实际线电流对参考线电流良好的跟随性能。
进一步在设计功率为3 k W的光伏并网逆变器实验平台上进行实验验证研究,控制算法在处理器TMS320LF2812中进行实现,实验装置主要参数为:蓄电池组直流侧电压值Udc=300 V;并入电网电压值为220 V,逆变桥选用富士IGBT(1 400 V/30 A),输出交流侧滤波电感为2 m H,直流均压电阻14 kΩ×2,稳压电容为2 200μF/400 V,交流侧电阻10Ω,给定开关频率为6 k Hz和10 k Hz,驱动电路选用PSHI2012×3。为了观察逆变器在不同开关频率下交流侧输出电流波形,分别设置给定频率在6 k Hz和10 k Hz两组实验以便对比。
图10为在给定开关频率为6 k Hz和10 k Hz时的三相并网逆变器输出电流ia实验波形。图11表示给定的开关频率在6 k Hz和10 k Hz时的a相桥臂PWM输出波形;通过图10和图11的电流波形比较可以看出,随着开关频率的升高,电流波形的正弦化越好,但是与此同时,功率器件的损耗也由此上升,对驱动保护电路的要求也更高,上述的实验波形基本上验证了该控制策略的正确性。
4 结论
本文在文献[3]结论的基础上提出了一种适合三相光伏并网逆变器的空间电压矢量双滞环电流控制算法,它的主要原理是利用光伏并网逆变器线电流与功率器件开关状态的关系,对线电流实行解耦控制,利用双滞环来检测参考空间电压矢量的位置,结合PLL电路对输出开关量进行检测,构成频率闭环控制。通过对空间电压矢量双滞环电流控制算法的仿真,验证了该改进算法的可行性。这种控制算法在保留了传统滞环控制的电流响应速度快、有一定限流能力等优点的基础上,能有效地保持功率器件开关频率恒定,降低功率器件开关损耗,有助于驱动电路以及保护电路的设计,具备良好的实际应用价值。
摘要：提出了一种适用于三相光伏并网逆变器的双滞环电流控制改进算法。根据逆变器线电流与功率器件开关状态的关系,对线电流实行解耦控制,利用双滞环来判断参考空间电压矢量的位置,结合锁相环电路对输出的开关状态进行检测,构成频率闭环控制。最后利用Matlab/Simulink工具箱和3kW实验平台对双滞环控制算法进行验证。结果表明,该算法保留了传统滞环控制电流跟踪响应快、有限流能力的优点,同时也有效地克服了开关频率变化不固定、开关损耗较大等问题。
关键词：并网逆变器,空间电压矢量,双滞环,开关频率,仿真
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双逆变器-双电动机 篇9
随着电力电子技术的发展,交流变频调速系统在工业传动领域中逐渐占据了主导地位。交流传动系统凭借其维护方便、电机结构简单、可实现高速驱动等优点[1],广泛应用于能源、机械、交通等国民经济的各个部门。传统的变频调速系统多由一台逆变器驱动一台异步电机运行,然而,在诸如电动汽车[2]、电动机车[3]及一些工业生产场合常需要驱动两台或者多台电机并联运行[4]。
针对实际应用中的需求,本文对五桥臂逆变器驱动双异步电机调速系统进行研究,并实现了通过一台五桥臂逆变器驱动两台异步电机独立运行。与通过多台逆变器驱动多台电机相比,该系统降低了成本、体积和重量[2]。
目前,对于五桥臂逆变器驱动双异步电机系统中逆变器调制方式的相关研究并不多见。法国科研人员[5]提出了一种通用多桥臂逆变器控制方法,通过逆变器输出线电压给定值的瞬时值,得出作用模式编号,再通过查表得出各开关器件的开关状态,产生相应的驱动信号。该方法适用于任意桥臂数量的逆变器,但随着桥臂数目增加,实现难度及复杂度也随之升高。日本学者Matsuse也提出了一种五桥臂逆变器的调制方法[6],其将逆变器控制周期分为两部分,根据所驱动的两台电机各线电压的大小确定PWM信号占空比及模式,进而确定逆变器的驱动信号。该方法由于驱动信号并不中心对称,且驱动信号跳变时刻分布不均,故难以采用DSP实现。本文提出一种适用于五桥臂逆变器的改进型七段式PWM调制方法。该方法将逆变器控制周期分为两部分并采用传统SVPWM方法生成逆变器开关器件的驱动信号,便于实现是该方法的一大特点。
2 五桥臂逆变器分析
五桥臂逆变器共有五个桥臂,十个开关器件。图1为五桥臂逆变器驱动双异步电机系统的主电路拓扑结构。为便于后文分析,将五桥臂逆变器的桥臂如图1中分为两部分:1号、2号、3号为一组,记为逆变器A部分;3号、4号、5号桥臂为一组,记为逆变器B部分。其中,3号桥臂为逆变器AB两部分的公共桥臂,也是两台电机的共用桥臂。
3 五桥臂逆变器调制方法
为实现五桥臂逆变器的调制方式需完成对控制周期进行分区、确定驱动信号占空比及产生驱动信号等三步。为使得五桥臂逆变器能够独立驱动双异步电机,两电机给定定子电压矢量us1、us2应相互独立。如图2所示,矢量us1、us2分别按照角速度ω1、ω2独立旋转,矢量幅值通过异步电机恒压频比控制方式确定。
3.1 控制周期的分区
为实现两台异步电机独立控制,需要将逆变器的控制周期分为两部分。前半周期为逆变器A部分的有效作用时间,后半周期为逆变器B部分的有效作用时间。当逆变器A部分作用时,桥臂1~3由SVPWM确定各开关器件驱动信号占空比,桥臂4、5将始终保持与公共桥臂3相同的开关状态,即在控制周期前半周期中,逆变器B部分作用的基本空间矢量均为0矢量(000或111)。同理,在控制周期的后半周期,当逆变器B部分作用时,桥臂3~5由SVPWM确定各开关器件驱动信号占空比,桥臂1与桥臂2也将始终保持与公共桥臂3相同的开关状态。
3.2 驱动信号占空比的确定
记定子电压矢量us1相位角为θr1,由伏秒平衡:
令式(1)实、虚部分别相等,基本空间矢量作用时间结果为
记控制周期的前半周期各桥臂上桥臂开关器件驱动信号有效时间为Ta、Tb、Tc、Td、Te。令零矢量u0与u7作用时间相等,即T0=T7,可得七段式方法实现SVPWM的情况下,各开关器件有效作用时间为
同理可得后半控制周期各开关器件驱动信号的作用时间。
3.3 驱动信号的产生
表1为五桥臂逆变器的基本电压空间矢量所对应的逆变器各桥臂上开关器件的开关状态。其中,SA B C D E1代表前半控制周期桥臂1-5上开关器件对应的开关状态,SA B C D E2代表后半控制周期桥臂1-5上开关器件对应的开关状态,SA B C代表三相逆变器的基本空间矢量所对应的各桥臂开关状态。当逆变器工作时,开关状态SA B C D E1与开关状态SA B C D E2将交替驱动逆变器的五个桥臂。
按七段式SVPWM产生方式产生五桥臂逆变器驱动信号,电压矢量作用顺序及作用时间如图3所示(以图2中电压矢量位置为例)。图中,M1表示逆变器A部分对应的基本电压矢量SA B C,M2表示逆变器B部分对应的基本电压矢量SA B C。
4 仿真及实验研究
为验证所提出的五桥臂逆变器的改进型七段式PWM调制方式有效性,对其进行仿真及实验研究。仿真采用Matlab/Simulink搭建整个系统的模型,仿真重点在于五桥臂逆变器驱动信号的产生。仿真中,直流母线电压设为200V,异步电机参数见表2。
系统实验平台结构如图4所示。其中,五桥臂逆变器采用两块型号为6MBP75RA120的智能功率模块并联组成,其中一智能功率模块一桥臂空闲。选用TMS320x2812作为逆变器的控制器,为智能功率模块产生PWM控制信号并完成逆变器的控制功能。系统中,电机1功率、电压、频率及转速额定值分别为1.1k W、380V、50Hz、1420r/min,电机2的功率、电压、频率及转速额定值分别为3.7k W、380V、50 Hz、1450 r/min。通过调压器对输入三相交流电进行调整使得直流母线电压与仿真中一致,同为200 V。
对系统进行稳态、动态运行的仿真和实验。稳态运行时,电机1和电机2分别在同步频率为20Hz和40Hz情况下稳定运行。动态实验中,电机1速度给定值按图中给定变化规律进行斜波或阶跃变化,电机2在同步频率为40Hz条件下稳定运行。电机1的频率给定值及定子电流的仿真及实验波形如图5和图6所示。
由仿真及实验结果证明所提出的适用于五桥臂逆变器的改进型七段式PWM调制方式可行且有效。
5 结论
本文对驱动双异步电机系统的五桥臂逆变器的及其调制方式进行讨论和研究,提出了一种便于实现的改进型七段式PWM调制方式。仿真及实验结果表明调制方式有效,能够完成对两台参数不同的异步电机的独立控制,并可以在此基础上对五桥臂逆变器驱动双异步电机系统进行进一步的研究。
摘要：在电力机车、电动汽车以及一些工业应用中,常需要两台或者两台以上的电机并联运行。因此,系统中需要多个逆变器。为了降低成本,针对两台电机独立控制的需求,本文研究了采用五桥臂逆变器拓扑的控制系统,并提出了一种适用于五桥臂逆变器的改进型七段式PWM调制方式。该调制方式基于传统的空间矢量脉宽调制技术,通过将控制周期进行分区来实现对两台电机分别独立控制的目的。便于数字信号处理器实现是该调制方式的一大特点。仿真和实验结果验证了该调制方式的可行性和有效性。
关键词：五桥臂逆变器,调制方式,异步电机,空间矢量调制
参考文献
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双逆变器-双电动机 篇10
随着世界经济的高速发展, 汽车保有量的不断增加, 世界汽车保有量近8亿辆, 我国到2010年预计汽车保有量将达到5500万辆。经济的发展和人类行为的需求, 激励汽车行业的不断发展, 对人类社会发展做出巨大贡献, 同时, 能源的巨大消耗需求, 也使石油价格不断暴涨, 石油———这一不可再生能源的供需矛盾日益尖锐。汽车废气有害气体的排出, 对人类生存环境造成了极大的危害, 成为城市污染的主要污染源。我国能源利用率只有33%, 主要产品消耗比世界先进水平高40%。我国原油进口依存度已达47%, 2006年进口原油3.46亿吨, 预计2020年将超过7亿吨, 石油进口依存度将超过70%。世界期货原油价格2006年~2008年直冲每桶100美元到150美元。由此可见, 石油的供需和价格直接制约中国和世界经济的发展, 这一矛盾的日益尖锐, 促使新能源、可再生能源开发与利用的课题已迫在眉睫地摆在世人面前。混合动力、电动汽车、太阳能汽车、氢燃料电池技术, 因受到开发和应用成本、开发技术和环保等诸多因素的限制, 应用前景并未明朗, 而天然气 (LPG、CNG、LNG) 的能源替代重要性、现实可行性和使用技术成熟性, 成为今后发动机燃料的主要趋势和开发完善方向。
目前, 世界汽车保有量8亿辆中, 天然气汽车保有量超过600万辆, 加气站6000座, 主要分布在富气贫油和环保法严格的国家。我国燃气汽车保有量22万辆, 19个重点推广应用城市 (地区) 加气站数量达750座以上。燃气汽车从生产到需求, 对现在用车辆进行燃气技术改造, 大规模规划建设加气站的迹象, 日益明显, 并形成了新的产业链。
2 现天然气 (双燃料) 发动机存在的一些工作问题和生成机理
天然气是一种含碳量较少的碳氢燃料, 化学性质较稳定, 加之天然气燃点 (650℃) 比汽油燃点 (427℃) 、柴油燃点 (220℃) 高, 存在着燃烧过程中诱导期增长, 主燃期火焰传播速度比汽油慢25%, 比柴油慢40%, 形成天然气 (双燃料) 发动机工作频率的新技术课题。
就目前天然气 (LPG、CNG、LNG) 双燃料发动机的技术改造、设计等, 同天然气自身的特点, 在天然气 (双燃料) 发动机以天然气为燃料工作时, 出现了一些现阶段同燃油为燃料时相比, 无法克服的问题, 急需新技术完善、克服这些缺点, 发挥天然气为燃料的优点。即使在燃气技术发达的美国, 燃气发动机的各项性能指标, 也未能达到燃油发动机的性能指标。
天然气 (双燃料) 发动机使用燃气同燃油为燃料时相比, 现存的主要问题:
(1) 因燃气燃点和化学性质, 造成了主燃期火焰传播速度慢, 造成现行双燃料发动机在使用燃气为燃料时, 动力下降15%~25%, 则扭矩曲线下降20%以上, 同时, 造成加速度和功率的衰减明显, 后备功率不足。
(2) 因主燃期火焰传播速度慢, 主燃期增长, 又使得部分燃气和空气的混合气体燃烧后滞, 在没有做功状态下, 排入排气歧管, 造成发动机排气管过热, 缩短三元催化器和废气涡轮增压器等器件的使用寿命。
(3) 天然气是气体燃料, 在发动机工作时, 空气与燃气的混合过程中易出现燃气与空气混合速度过快、分散及空气与燃油的进入缸内的角度不集中, 同时, 燃气过多占用空气的容积, 使空气系数减少, 充气效率下降, 导致输入发动机缸内的总能量下降。
(4) 加大了发动机爆燃过程中的缝隙效应。同燃油混合气体相比, 大致超过10%燃气混合气体更容易因缝隙效应而躲过火焰传播的燃烧过程, 同时, 燃气不具备燃油对发动机缸内的润滑和降低温度的作用, 而是使缸内壁温度升高5~10℃。
(5) 天然气混合气体在燃气 (双燃料) 发动机缸内的燃烧后滞, 造成动力下降, 迫使发动机必须采用提前点火装置和提高压缩比方法, 来弥补部分动力的不足, 其结果:损失了部分燃气的热效率, 增加燃气的消耗量, 热效率丢失30%, 燃气量增加消耗15%~20%;同时, 发动机缸内存有部分未燃烧或未燃尽燃气混合气体, 形成了“后汽化”, 此时, 发动机温度和压力进一步提高, 对发动机大负荷、高速度、长时间的工作状态, 形成了极不稳定的恶劣环境, 进而, 丧失了天然气同燃油相比较, 热效率转换的优势。
(6) 经常处于高温状态的燃气 (双燃料) 发动机, 极易形成高氮氧化物, 污染环境。氮氧化物的生成与温度和压力有关, 在密闭的缸体内, 一定压力下, 温度每提高10%, 氮氧化物的生成速度则会增加12倍。如何控制燃气 (双燃料) 发动机氮氧化物的生成, 也是燃气 (双燃料) 发动机控制尾气排放的关键。
(7) 燃气 (双燃料) 发动机与燃油发动机相比, 因燃气 (双燃料) 发动机的持续高温工作环境和燃气作为燃料的特性, 在高热负荷条件下, 机件强度和硬度下降, 受缸体膨胀变形, 使机件之间配合间隙被破坏, 润滑油粘度下降, 油膜厚度减少, 甚至不能形成油膜, 造成润滑失效和机件加速磨损。实践证明:在正常油温基础上, 温度每升高10℃, 润滑油氧化速度将增加1倍。导致润滑油在高温下过快氧化、变质、结胶、生成积碳, 导致活塞环失去密封作用等一系列恶果。
3“CAKA布赛卡”燃气 (双燃料) 发动机套装产品, 解决燃气 (双燃料) 发动机现存问题的技术分析
解决燃气 (双燃料) 发动机现存问题的两大关键:一是要解决天然气与空气混合进入发动机缸内的混合气体空燃比质量, 即涉及浓度和速度———过量空气系数和总能量;同时, 保证正确点火的时间和缩短火焰传播时间, 确保点火后的燃烧质量。二是采用科学手段, 控制好缸内高温现象的发生。“CAKA布赛卡”双燃料产品套装在很大程度上较好地解决了这两个问题。
(1) “CAKA布赛卡”燃气 (双燃料) 发动机套装产品的原理
“CAKA布赛卡”燃气 (双燃料) 发动机套装产品由三部分产品组成:定翼气流控制器、发动机真空度调节器、燃气专用宽泛直射火花塞。定翼气流控制器、发动机真空度调节器主要调整在瞬态工况下, 燃气与空气混合气体进入发动机缸内燃烧做功所需的最佳工作环境和条件;宽泛直射节能火花塞提高混合气体的燃烧质量———包括点燃最佳时间, 缩短火焰传播距离。此时, 达到充分燃烧, 能量稳定, 功率输出迅速, 发动机工作温度正常均衡。
定翼气流控制器改变原燃气与空气混合气体的松散进气状态, 混合气体通过定翼气流控制器变成涡流点, 改变了进入发动机缸内的角度和速度, 即提高混合气体的空燃比, 从而保证了缸内总能量水平, 克服了充气效率下降的问题, 恢复扫气工作的气缸压力。
真空度调节器又进一步调整进入歧管和发动机做功所需压力和真空度, 以保证缸内混合气体均匀度和爆燃后的气缸内压力平衡。
燃气专用宽泛直射火花塞采用新型材料和独特的360度点火技术, 深入缸内点燃高空燃比的混合气体, 确保点火时间的准确性和能量的稳定性, 缩短了火焰传播距离, 加快了主燃期火焰传播速度, 有效地克服了燃气燃点高的缺陷, 发挥出燃气热效率高的优点。宽泛直射火花塞在稳定性、散热性、导电性、使用寿命等方面, 大大优于市场现存的火花塞。
(2) 安装“CAKA布赛卡”燃气 (双燃料) 发动机套装产品后, 燃气 (双燃料) 汽车的表现
定翼气流控制器、真空度调节器、燃气专用宽泛直射火花塞的系统配合, 完全改善了天然气在发动机缸内的燃烧质量和做功状态, 其动力指标基本上恢复到了燃油发动机的动力性能, 甚至优于原燃油发动机的瞬态工况动力性能指标。
燃油燃气的绝对节能性。在使用天然气为燃料时, 在恢复动力的同时, 节约燃气15%~20%以上。以现在天然气轿车1.6L排量捷达为例, 原一罐天然气只能行驶160~180km, 而安装“CAKA布赛卡”产品后, 行驶在200~210km, 如在手工调控不恢复动力前提下, 可行驶260km左右。在使用燃油为燃料时, 同时节约燃油15%以上, 动力更加卓越。
可控燃气 (双燃料) 发动机温度问题, 在一定范围内解决了燃气混合气体的空燃比、均匀度、点火时间、扫气的工作质量和缝隙效应, 使现有发动机温度保持在正常水温, 特别是有效地解决了柴油车双燃料发动机长期高温状态。例如:新疆某燃气公司运输天然气车的柴油燃气发动机, 在冬季也保持在95~100℃, 每月换四配套, 安装“CAKA布赛卡”产品后, 水温90~95℃, 三个月大修一次。
减少天然气燃烧做功, 增加氮氧化物排放的机会。解决和降低氮氧化物在天然气 (双燃料) 发动机生成的机率, “CAKA布赛卡”产品安装后, 一是从天然气和空气混合气体在发动机缸内的空燃比和此空燃比在缸内均匀度入手, 使混合气体充分燃烧, 减少未燃尽气体的氧含量;二是从进排气压力和扫气时间入手, 减少未燃尽气体和已燃尽气体在缸内的停留时间, 清除后气化产生的高温, 从而, 大量减少氮氧化物的生成机率, 解决了燃气发动机排放的主要问题。
4 结语
“CAKA布赛卡”天然气 (双燃料) 节能套装产品, 在现阶段, 天然气 (双燃料) 发动机没有较匹配地解决动力、节气、降温、氮氧化物等问题的技术产品, “CAKA布赛卡”天然气 (双燃料) 节能套装产品, 同发动机较好的匹配性和长效使用性, 不失为燃油发动机特别是天然气 (双燃料) 发动机的好助手和燃气技术完善的途径。