高性能软开关功率因数校正电路的设计

高性能软开关功率因数校正电路的设计（共7篇）

篇1：高性能软开关功率因数校正电路的设计

高性能软开关功率因数校正电路的设计

摘要：介绍了功率因数校正控制电路和功率主变换电路的原理及如何选择元器件及其参数。

关键词：功率因数校正;电磁干扰;升压变换;软开关

引言

随着计算机等一些通信设备的日益普及，用户对电源的需求也在不断增长，要求电源厂商能生产更高效、更优质的绿色电源，以减小电能消耗，减轻电网负担。这就必须对电源产品如UPS，高频开关整流电源等的输入电路进行有源功率因数校正，以最大限度减少谐波电流。实际测量计算机等整流性负载的PF=0.7时，输入电流的总谐波失真度近80%，即无功电流是有功电流的80%。不间断电源国标(GB7286―87)规定，输入总相对谐波含量≤10%，整流器产品国家行业标准规定输入功率因数>0.9，所以，如何设计优秀的PFC电路是很关键的技术，正确的PFC电路设计技术主要由以下几个部分组成：控制电路，功率主电路，元器件选择及其参数设计。

1 控制电路

上世纪90年代初，由于PFC的控制芯片还未上市，我们在相关理论的指导下，于1992年在国内率先开发出由分立元器件组成的`控制电路，原理如图1中虚线框内所示。

在实验室和小批量做出的48V/50A整流器产品中，前级PFC电路的PF为0.98左右，η=93%(AC/DC，VDC=395V，Po=2000W)。以上控制电路原理和UC公司的PFC控制原理(1994年底推出的UC3854)是一致的，但由于电路是由分立元器件组成，抗干扰能力差，工艺复杂，调试过程很长，所以，一直未在大批量产品中运用。随着UC公司控制IC如UC3854，UC3854A，UC3855的推出，由分立元器件组成的控制电路便被专用控制IC所取代。

2 PFC功率主电路

功率主电路的选用关系到整个PFC电路的变换效率以及EMI的大小，是电路设计的关键技术。早期主电路如图2所示。

这是个典型的Boost电路，原理简单，但是个硬开关电路，由于未考虑开关器件的实际特性，高压整流二极管的反向恢复特性，主开关功率管的开关损耗特性，导致开关器件的dv/dt及di/dt很高，相应对器件应力要求加大。二极管特性如图3所示，id为二极管电流波形，vd为二极管电压波形，在开关管S导通时，二极管D的反向恢复电荷Qrr所形成的反向恢复电流几乎全部损耗在主开关管上，增大了开关管的开关损耗，在ta～tc的时间内，二极管D还是正压降，也即开关管S的漏极电压为Vo时，已有负反向恢复电流流过开关管S，在tc～tb的时间内二极管D的di/dt>0，则二极管D正端处会产生瞬间负电压值，电路上会出现大的EMI，由于分布参数的存在，在开关过程中所产生的传导和辐射干扰会严重影响整个系统的稳定性。

为了克服上述的不足，便有了改进的PFC电路，如图4所示。增加了主开关二极管的附加电路，其原理则是充分利用了L1的线性区和非线

[1][2][3]

篇2：高性能软开关功率因数校正电路的设计

摘要：介绍了一种有源箝位Flyback变换器ZVS实现方法，并对其软开关参数重新设计。该方案不但能实现主辅开关管的ZVS，限制输出整流二极管关断时的di/dt，减小整流二极管的开关损耗，同时也有效地降低了开关管的电压应力。

关键词：零电压开关;电流反向;有源箝位

引言

Flyback变换器由于其电路简单，在小功率场合被普遍采用。但是，由于变压器漏感的存在，引起开关管上过高的电压应力。普通的RCD嵌位Flyback变换器其漏感能量消耗在嵌位电阻R上，开关管上电压应力的大小取决于消耗在嵌位电阻上能量的大小。消耗在嵌位电阻上的能量越多，开关管的电压应力就越低，但也影响了整个变换器的效率，因此，普通的RCD嵌位Flyback变换器总存在着开关管电压应力与整个变换器效率之间的矛盾。

轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是开关器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。

本文介绍的一种有源嵌位Flyback软开关电路，不但能实现ZVS，而且也解决了前述的普通RCD嵌位Flyback变换器中存在的问题。

1工作原理

电路如图1所示，其两个开关S1及S2互补导通，中间有一定的死区以防止共态导通。变压器激磁电感Lm设计得较大，使电路工作在电流连续模式(CCM)，如图2的iLm波形所示。而电感Lr设计得较小(Lr?Lm)，使流过Lr的电流在一个周期内可以反向，如图2的iLr波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为8个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理如下。

1)阶段1〔t0，t1〕该阶段S1导通，Lm与Lr串联承受输入电压，流过Lm及Lr的.电流线性上升。

V2=Vin(Lin/Lm+Lr)(1)

由于Lr?Lm，所以式(1)可简化为

V2≈Vin(2)

2)阶段2〔t1，t2〕t1时刻S1关断，Lm及Lr上的电流给S1的输出结电容Cr1充电，同时使S2的输出结电容Cr2放电。t2时刻S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。

图2

3)阶段3〔t2，t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态。Lr和Lm串联与嵌位电容Cclamp谐振，Cclamp上电压vc缓慢上升，v2上电压也缓慢上升。

v2=(Lm/Lm+Lr)vc(3)

4)阶段4〔t3，t4〕t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S2。此时间段依然维持Lr和Lm串联与嵌位电容Cclamp谐振，v2缓慢上升。

5)阶段5〔t4，t5〕t4时刻v2上升到一定的电压使副边二极管D导通，v2被嵌位在-NVo。Lr与Cclamp谐振。在保证t5时刻Lr电流反向的情况下，其谐振周期应该满足

式中：toff为主开关管S1一个周期内的关断时间。

图3

t5时刻S2关断，该阶段结束。

6)阶段6〔t5，t6〕t5时刻Lr上的电流方向为负，此电流一部分使S1的输出结电容Cr1放电，另一部分对S2的输出结电容Cr2充电。t6时刻S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。

7)阶段7〔t6，t7〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就为S1的零电压导通创造了条件。此时，Lr上的承受电压v1为

v1=Vin+NVo(5)

Lr上电流快速上升。流过副边整流二极管D电流iD则快速下降。

diD/dt=-N[Vin+NVo]/Lr+NVo/Lm)(6)

考虑到Lr?Lm，式(6)可简化为

diD/dt=-N(Vin+NVo)/Lr(7)

8)阶段8〔t7，t8〕t7时刻S1的门极变为高电平，S1零电压开通，流过寄生二极管的电流流经S1。t8时刻副边整流二极管D电流下降到零，D自然关断，电路开始进入下一个周期。

可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2实现了零电压开通，二极管D自然关断。

2软开关的参数设计

假定电路工作在CCM状态。由于S2的软开关实现是Lr与Lm联合对Cr1及Cr2充?电，而S1的软开关实现是单独的Lr对Cr1及Cr2充放电。因此，S2的软开关实现比较容易，而S1的软开关实现相对来说要难得多。所以，在参数设计中，关键是要考虑S1的软开关条件。

电流连续模式有源嵌位Flyback变换器ZVS设计步骤如下所述。

2.1变压器激磁电感Lm的设定

由于Lr的存在，变换器的有效占空比Deff(根据激磁电感Lm的充放电时间定义，见图2)要小于S1的占空比D，但是由于t5～t8时刻iLr的上升速度非常的快，所以可近似地认为Deff=D。这样，根据Flyback电路工作在CCM条件，则

式中：η为变换器效率;

fs为开关频率;

PoCCM为变换器的输出功率。

在实际设计中，为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式，Lm一般取为

2.2电感Lr的设定

为了实现S1的ZVS，t5时刻储存在Lr内的能量足以令S1的输出结电容Cr1放电到零，同时使S2的输出结电容Cr2充电到最大。即

式中：vds=vds1=vds2≈Vin+NVo;

Cr=Cr1+Cr2。

根据式(4)取定合适的谐振周期可以令

2.3电容Cclamp的设定

根据式(4)有

在满足式(15)的前提下，取定合适的Cclamp令iLrmax=iLrmin。

2.4死区时间的确定

为了实现S1的ZVS，必须保证在t6到t7时间内，S1开始导通。否则Lr上电流反向，重新对Cr1充电，这样S1的ZVS条件就会丢失。因此，S2关断后、S1开通前的死区时间设定对S1的ZVS实现至关重要。合适的死区时间为电感Lr与S1及S2的输出结电容谐振周期的1/4，即

严格地讲，开关管输出结电容是所受电压的函数，为方便起见，在此假设Cr1与Cr2恒定。

2.5有效占空比Deff的计算

有效占空比Deff比开关管S1的占空比D略小。

Deff=D-ΔD(17)

[(Vin+NVo)/Lr]ΔDT≈2(P/DVin)(18)

ΔD≈2PLrfs/DVin(Vin+NVo)(19)

代入式(17)得

Deff=D-2PLrfs/(DVin(Vin+NV0)(20)

2.6开关管电压应力计算

Vs1,s2≈Vin+NVo+(2PLrfs/DVin(1-D)(21)

式(21)中第三项相对来说较小，故开关管的电压应力接近于Vin+NVo。

3实验结果

为了验证上述ZVS的实现方法，设计了一个实验电路，其规格及主要参数如下：

输入电压Vin48V;

输出电压Vo12V;

输出电流Io0～5A;

工作频率f100kHz;

主开关S1及S2IRF640;

变压器激磁电感Lm144μH;

变压器原副边匝数比n=N8/3;

电感Lr10μH;

电容Cclamp2μF。

图4给出的是负载电流Io=2A时的实验波形。从图4(e)及图4(f)可以看到，S1和S2都实现了ZVS。图5给出了两种Flyback电路的效率曲线，可以看到，有源嵌位Flyback软开关电路有效地提升了变换器的效率。

4结语

篇3：高性能软开关功率因数校正电路的设计

近年来,由于开关电源相比于传统的线性电源表现出来的小体积、高效率等各项优势,已经在各领域中得以运用,并且对开关电源的功率需求也愈来愈高[1]。目前国内市场,大功率开关电源依旧以国外进口为主,且价格高、售后服务困难、技术保密,因此为填补国内市场大功率开关电源的空缺,不再依赖国外进口,我们迫切需要掌握制造大功率开关电源的先进技术。开关电源随着输出功率的提升无疑会导致开关管所承受的电压或电流增加,如果仅仅使用普通的脉宽调制技术,那么将会导致开关管的开关损耗大幅度的增加,功率器件温升过高,并造成严重的电压电流尖峰,使电路中器件的电应力增加,烧毁器件,同时也将会带来严重的电磁干扰问题。软开关技术的应用则非常有效地解决以上问题[2]。

1 主拓扑结构及工作原理简介

如图1 所示,本拓扑主体结构主要由以下几部分组成: 三相不控整流桥、滤波电容及泄放电阻、高频逆变桥、辅助电流源网络、谐振电感、隔值电容、高频变压器、阻容吸收RC、高频整流桥以及输出滤波网络组成。

本拓扑中,与IGBT并联的Cr1~ Cr4为谐振电容,与谐振电感L2 及隔值电容C2 一起共同构成了谐振回路[3]; C2 的主要作用是为了去除变压器原边的直流分量,保证变压器原边无磁偏; L1与D5、D6、Cr5、Cr6共同构成了辅助电流源网络,帮助滞后桥壁实现ZVS。

本装置逆变桥处四个IGBT开关管采用移向全桥控制模式,其驱动波形如图2 所示,Q1、Q2、Q3、Q4 分别对应四个开关管的驱动波形。

根据图1 的电路结构,当Q1、Q4 导通时,VAB= + Vin,变压器原边电流通过回路Q1→A→C2→L2→B→Q4→Q1,由于Q2 未导通,此时电容Cr2两端电压等于直流母线电压Vin; 当Q1 管关断后,由于L2 的作用,变压器原边回路中的电流方向保持不变,此时,Cr1充电,Cr2放电,直到Cr1电压上升到Vin,Cr2放电到电压为0,随后D2 自然导通,电流回路为D2→A→C2→L2→B→Q4→D2; 由于Q1 导通时Cr1被短路,电压为零,且电容电压不能发生突变,因此,在Q1 关断时为零电压关断,由于D2 的钳位作用,Q2 导通时相当于短路状态,两端电压为零,因此Q2 为零电压导通,接下来是Q4 关断,同理,由于Cr4两端电压不能发生突变,所以Q4 的关断也为零电压关断,在Q4 关断后,回路中的电流会给Cr3放电,Cr4充电,当Cr3电压为零,Cr4电压上升到Vin后,D3 自然导通,为变压器原边电流提供回路,同时将Q3 电压钳位在零,紧接着Q3 零电压开通,此时VAB= - Vin,原边电流减小到零后,电流开始反向增加,直到最大值,接下来就开始另半周期的动作,原理与上相同[4]。

上述过程中,为了保证每一个功率器件( 特别是滞后桥壁)能够正常实现ZVS,L2 电感值的选取要保证在Q3 开通前,变压器原边回路中电流的续流过程不能截止,不然Q3 将无法实现零电压开关,原因在于如果续流过程一旦截止,D3 将无法持续导通,Q3、Q4 各承受电压,Q3 将带电压开通( 另半周期同样如此) 。所以L2 的取值应尽量大一些,但L2 电感量的增加又将会导致占空比丢失过多。如果将谐振电感换成饱和电感,那么占空比丢失将得到较好的改善,但是对于大功率电源来说,由于其输出功率大,变压器原边电流高,饱和电感长时间处于大电流饱和状态,发热及其严重,因此在大功率电源谐振回路中使用饱和电感并不可取。

为了尽可能的减小谐振电感的电感量来减少占空比丢失,同时有保证滞后桥壁能够实现ZVS,本文设计了辅助电流源网络来帮助滞后桥壁实现ZVS[5]。

本系统中,辅助电流源网络与滞后桥壁并联,如图1 所示,当Q4 关断时,原边电流和辅助电感L1 的电流同时流入节点B,共同给Cr3放电,Cr4充电; 当Q3 关断时原边电流和辅助电感L1 的电流同时流出节点B,共同给Cr3充电,Cr4放电; 因此通过辅助电流源网络有助于滞后桥壁在较宽的输出功率范围内实现ZVS,同时可以减小谐振电感的电感量以减少占空比丢失。

2 拓扑中相关器件的选取

在IGBT实现ZVS过程中,相关元件参数的选择直接决定了软开关的效果,下面将给出一些主要器件参数的选择方法。

2. 1 超前与滞后桥壁并联电容值的选取

在Q1 关断后,变压器原边回路中的电流Ip给电容Cr1充电、给Cr2放电,且由于此时谐振电感L2 和滤波电感L3 是串联关系,L3很大,所以这个过程Ip近似不变,因此电容Cr1与Cr2的电压为:

C为Cr1、Cr2的电容值,Δt为电容充放电结束时间,Δt要小于Q1 关断到Q2 开通的时长。Cr1与Cr2的取值相同。对于Cr3与Cr4的取值,由于变压器原边电流的减小,为实现滞后桥壁的ZVS,Cr3、Cr4取相同值且略小于Cr1、Cr2值[6]。

2. 2 隔值电容值的选取

在功率输出阶段,隔值电容两端的电压线性增加,设其充电维持时间为Td( 即功率输出时间) ,则隔值电容C2 的充电峰值电压为:

工程中一般取隔值电容的峰值电压为输入电压最大值得0. 1倍[7],因此由公式( 3) 可确定出隔值电容的大概值。

2. 3 谐振电感值的选取

谐振电感主要是来协助滞后桥壁实现ZVS的,但大的电感量又会带来较高的占空比丢失。假设我们允许的最大占空比丢失为Dl,可得:

其中Lr为谐振电感值,Io为输出电流值,fs为开关频率,n为变压器原副边匝比,由于辅助电流源的引入,实际谐振电感的取值可以略小于计算值。

2. 4 辅助电流源网络中电感、电容值的选取

对于辅助电感电感值的选取,为了减小IGBT导通损耗,辅助电感电流一般选取为0. 1 - 0. 15 倍的负载电流折算到原边的电流值。确定辅助电感最大电流值Ia后,辅助电流源网络的特征阻抗为:

在此我们要求辅助电感电流由零上升到最大值的时间为半个开关周期的1 /n,即:

综合上式( 6) 、( 7) 得:

Lf为辅助电感电感值,Cr为Cr5、Cr6的值,Ts为开关周期。

3 实验结果

采用上述拓扑结构研制30 k W开关电源一台。其主要技术参数如下: 输入电压为380 V三相交流,输出额定功率为30 k W,输出最高电压800 V,输出最高电流40 A,Cr1= Cr2= 30 n F,Cr3=Cr4= 18 n F,L1 = 60 μH,L2 = 15 μH,C2 = 20 μF,Cr5= Cr6= 22 n F,工作频率为20 k Hz。

实验平台如图3所示。

主要实验结果如图4所示,其中: V1 为逆变桥输出的电压波形,V2 为变压器副边电压波形,V3 为变压器原边电压波形,I为变压器原边电流波形。

4 结束语

实验结果表明,采用以上所述设计方案设计出的30 k W开关电源其能够较好的实现ZVS,特别是滞后桥壁,且占空比损失小,IGBT及电感器件发热量低,整体工作性能稳定,效率可达92%以上。

摘要：为了解决大功率开关电源硬开关过程中,功率器件上存在较大电压电流尖峰以及发热严重等问题,提出了一种基于软开关技术的大功率电源拓扑结构的设计,详细介绍了大功率开关电源实现ZVS软开关技术的原理、控制方法、主要器件参数的选择以及需要注意的一些问题等。最后以30kW大功率开关电源设计为例,通过实验验证了该基于软开关技术的大功率电源设计的相关理论及控制方法的正确性及可行性。

关键词：大功率,开关电源,软开关,ZVS,参数选择

参考文献

[1]赵慧,沈锦飞.新型BUCK-Boost变换器在感应加热电源中的应用[J].电力电子技术,2012,46(3):12-14.

[2]褚恩辉,叶树仁,王遨宇.一种新型的有源软开关变换器[J].电机与控制学报,2011,15(5):72-77.

[3]张冬梅.ZVZCS移相全桥PWM变换器的设计与仿真[J].电子设计工程,2012,20(10):16-18.

[4]阮新波.脉宽调制DCDC全桥变换器的软开关技术[M].2版.北京:科学出版社,2013.

[5]陈仲,陈淼,罗颖鹏,等.滞后臂并联辅助网络的新型ZVS全桥变换器[J].中国电机工程学报,2011,31(21):56-61.

[6]陈乃富,赵龙章,王宏波,等.基于移相全桥软开关充电机的设计与实现[J].电源技术与应用,2013,39(11):63-66.

篇4：高性能软开关功率因数校正电路的设计

摘要：本文简单介绍了OrCAD 9.2软件，并介绍了无源功率因数校正电路的仿真的仿真，给出了结果。

关键词：OrCAD 开关电源 仿真

1 OrCAD 9.2软件简介

Cadence公司的OrCAD 9.2软件无论是原理图绘制工具、Pspice仿真工具还是PCB设计工具，都是采用国际工业标准，与国际接轨。OrCAD软件系统中的每一部分都是相对独立的模块，可以根据需要单独使用，相互之间又有内在联系，共同构成一个完整的CAD系统，由设计项目实施统一管理。用户不必花过多的时间来考虑各个软件的调用，设计数据格式和交换方式，可以将主要精力放在电子线路设计本身。

OrCAD 9.2软件系统三个模块的功能与特点：

1.1 OrCAD Capture CIS。这是一个功能强大的电路原理图设计模块，除了可以生成各类模拟电路、数字电路、和数模混合电路的原理图外，还配有元器件信息系统CIS（Component Information System），可以对元器件的调用实施高效管理。该软件还具有ICA（Internet Component Assitant）功能，可以在设计电路图的过程中从Internet的元器件数据库中查阅、调用上百万种元器件。它是一个完全基于Windows环境的原理图输入软件，兼容Windows标准。可以说，Capture强大的功能和易于使用的特点使其已成为原理图输入的工业标准。

1.2 OrCAD Pspice。这是一个通用的电路模块模拟仿真模块，除了可以对模拟电路、数字电路和数模混合电路进行模拟仿真外，还具有对电路优化设计的功能。该软件中的Probe模块，不但可以在模拟仿真结束后显示结果信号的波形，而且可以对波形进行各种运算处理，包括提取电路特性参数，分析电路特性参数与器件参数的关系等。

1.3 OrCAD Layout plus。这是一个印制电路板（PCB）的设计模块，可直接将OrCAD Capture生成的电路图通过手动或自动布局布线方式转化为PCB设计。在PCB设计中，采用的层次可达30层，布局分辨率为1m，放置元器件的旋转角度可精确到(1/60)°。完成PCB设计后，可设计成三维显示模型，也可直接生成GeRber光绘文件。

2 基于OrCAD的无源功率因数校正电路的仿真

无源功率因数校正法是在AC/DC变换器的输入端增加无源元件，以补偿滤波电容的输入电流，如在输入回路中串联电感器，限制输入电流的上升率（di/dt），延长导通时间，功率因数可以提高到0.9。无源PFC技术电路简单，容易实现，但校正效果有限，在实际应用中还受到体积、重量、性价比等各种因素的限制，目前主要在电力系统中有些应用。近年来，无源PFC技术也有所发展，典型的新型无源PFC技术就是利用电容和二极管网络构成的填谷（Valley Fill）方式PFC整流电路，其基本结构如图1所示。当输入电压高于电容C1和C2上的电压时，两个电容处于串联充电状态；当输入电压低于电容C1和C2上的电压时，两个电容处于并联放电状态。由于电容和二极管网络的串并联特性，这种结构增大了二极管的导通角，从而使输入电流的波形得到改善。用一个电阻或电感与二极管D2串联，可进一步改善输入电流的波形。这种功率因数校正方法可使功率因数达到0.9以上。这种虽然能很好的获得较高的功率因数，却不能很好地降低输入电流的谐波含量。

用OrCAD Pspice A/D对没有采用功率因数校正时的AC/DC变换器进行仿真，结果表明，由于整流后滤波电容的存在使输入电流变为一个尖脉冲，在一个周期中的导通时间还远不到五分之一。利用OrCAD中的Probe模块对输入电流进行傅里叶变换得到的频谱图如图2所示。

可以看出，输入电流产生一系列的高次谐波。在开关电源中，正是由于前端整流滤波电路（即前端AC/DC变换电路）使输入电流发生畸变，致使开关电源的功率因数严重降低。

篇5：高性能软开关功率因数校正电路的设计

关键词：变压器,全桥软开关电源,大功率

0 引言

近年来,随着高频脉冲技术、软开关变换技术的发展和高性能的大功率半导体MOSFET、绝缘栅双极晶体管IGBT等电力电子器件的应用,给大功率高频开关稳压电源的发展提供了有利的条件。而开关电源变压器既是高频开关稳压电源实现功率转换和传输的核心部件,又是开关电源的主要发热源。同时,大功率高频开关电源变压器在设计上,所涉及的主要变量均是非线性变量,特别是磁性材料,其工作状态和变化难以用计算式或电路物理方程式预先准确表达和定位;而在实践上,对于大功率高频开关电源变压器如何减少漏电感,一直是困扰大家的问题,对此虽有一些文章分析了原因,介绍改进的方法,但对于不同功率、不同结构、不同磁芯材料、不同变压比的变压器没有统一的模式[1,2]。为探索大功率开关电源变压器技术,选用国产磁芯材料,设计了3 k W、65 k Hz软开关移相控制全桥变换器中的开关电源变压器,取得较满意的效果。

1 大功率双极性全桥软开关电源变压器的主要特点

移相全桥功率变换器的简化电路如图1所示。图中高电压开关管S1、S2、S3、S4组成全桥结构的四个臂,高频开关电源变压器T1接在它们正中间,相对于桥臂上的一对开关管S1和S4与另一对开关管S2和S3分别由驱动控制电路以脉宽调制(PWM)方式激励而交替地导通与断开,将直流输入电压变换成高频方波交流电压,传递到T1的副边绕组,得到交替通断的方波输出电压,再经整流和滤波,输出所需的直流电压。由于高频变压器T1的电感性及存在的漏电感和功率开关管较大的输入电容对脉冲电压上升沿、下降沿的延迟作用,其工作过程中还会出现谐振过程,使桥臂难以实现零电压开关,为此,在T1原边绕组串联附加谐振电感Lr,在滞后桥臂并联辅助谐振网络La、Ca1、Ca2、Da1、Da2以实现全桥变换器的零电压开关,并能降低附加谐振电感量,减少变压器副边绕组电压占空比的丢失。

开关电源变压器是开关型功率变换器中的核心部件,其作用有:功率转换、电压变换和绝缘隔离。双极全桥软开关电源变压器由方波激励,磁性材料工作在整个磁滞回线区间,变压器效率较单极性开关变压器高出一倍以上。因工作频率很高,因此,它的体积和重量比工频变压器的小。但其性能的好坏,不仅影响变压器本身的发热和效率等,而且还会影响开关电源的技术性能和可靠性。所以在设计制作时,对磁芯材料的选择、磁芯与线圈的结构等要有周密考虑。

开关电源变压器工作于高频状态,漏感、分布电容和电流在导体中流动的趋肤效应等分布参数的影响不能忽视。例如,漏感阻止开关和整流器电流的瞬时变化并随负载电流的增大而加剧,使变压器输出的外特性变软,同时互感和漏感能量在开关转换时,瞬时引起的电压尖峰可能造成功率开关管和整流器的损坏。因此,在开关电源电路设计时对漏感和分布电容提出限定值的同时,在变压器设计和绕制工艺上要考虑和采取有效措施限制有关分布参数[3]。

2 3 k W双极性全桥软开关电源变压器的设计

2.1 开关频率和最大占空比的确定

开关频率对电源的体积以及特性影响很大,必须综合考虑。升高频率是开关电源发展的总趋势,但是,频率升高,开关电源的损耗和噪声增大,这对电源散热结构、开关器件性能和变压器的设计提出更高的要求。而且,频率升高,电磁干扰的高频分量增多,将增大对周围的电子设备的影响,综合上述情况,再结合目前国产高频开关变压器磁芯的水平,设计选用开关频率为65 k Hz。

最大占空比是设计变压器及外围电路时的重要参数,它对主开关元件和输出二极管的耐压、输出保持时间、变压器和输出滤波器的体积及变换效率等都有很大影响。例如,最大占空比选的窄,高频谐波分量增多,使得开关损耗增大,电源效率降低。为此,最大占空比选为0.9。

2.2 磁芯材料和磁芯结构形状的选取

正确选择磁芯材料是设计高频开关电源变压器成功的第一步。考虑所设计试验变压器的工作频率和功率、功率变换器电路及试验成本,适合使用软磁铁氧体材料作变压器磁芯,而我国功率软磁铁氧体生产水平已接近世界先进水平,如LP3材料在性能上相当于德国西门子的N67,决定采用南京新康达磁业有限公司生产的LP3牌号的软磁铁氧体。

磁芯结构形状的选取在考虑开关电源变压器的电路类型、使用要求、功率等级、经济指标等的同时,还应考虑以下因素:(1)漏磁要小,以便获得小的绕组漏感;(2)便于绕制,引出线及整个变压器安装方便,以有利于批量生产和维护;(3)有利于散热。

分析国产铁氧体磁芯GU、EE、EC、EP、PM、RM、PQ等各种型号及最近发展的EFD、EPC、LP型等平面磁芯的结构,决定选用PM87型磁芯。PM型是罐型和E型磁芯的折中,比罐型有更大的出线窗口和好的散热条件,可传输更大的功率,磁屏蔽效果良好,且PM磁芯具有中心孔,在有些谐振电路中要求准确的调谐,可通过中心孔插入磁棒调节电感量,调节范围可达30%。

3 电磁参数设计

高频开关电源变压器的设计依赖于磁芯元件的形状结构及尺寸,即以磁芯元件固有的结构参数(体积、有效截面积、磁路长度、结构常数、散热表面积等)及给定的典型条件(如最大占空比、温升等)和相关的电源参数(如输入电压范围、输出电流等),以最大输出功率为约束条件,设计计算出典型的参数[1]。

3.1 PM87磁芯参数

磁芯有效面积Ae=9.1 cm2,磁芯窗口有效面积AQ=8.496cm2,功率容量乘积A'P=Ae×AQ=9.1×8.496=77.31,初始磁导率μi=2300,饱和磁密Bδ=390 m T(100℃时),磁损耗Pc≤450 k W/m3(100 k Hz、200 m T时),电阻率ρ=5Ω·m(DC、25℃时)。

3.2 变压器电参数(变压器标称功率PT=3 000 W)

原边:原边所加矩形波电压(峰-峰值)Vin max=540V,工作频率f=65kHz,直流电阻设定值R1=0.11Ω,电感L1=1.50 m H,占空比D1=0.9。

副边:副边输出电压17 V及34 V,电源额定输出电流160 A(平均值),34 V脉冲占空比D2=0.1。

3.3 变压器功率容量AP及A'P/AP

式中:PT—变压器标称功率;Bm—最大磁感应强度;η—变压器效率;f—变压器原边电路开关频率;δ—变压器绕组电流密度;Km—窗口的铜导线填充系数;Kc—磁芯填充系数(铁氧体,取Kc=1.0)。所以,A'P/AP=77.313/25.64=3.02。

可见采用PM87磁芯对65 kHz、3 000 W变压器来说,其功率容量足够大。

3.4 原、副边电路中所用的主要器件

原边:采用500 V、48 A,IXYS48N51型功率MOS场效应管;

副边:采用MUR460型整流二极管和BYT-79型快恢复二极管。

3.5 绕组计算

3.5.1 原边绕组匝数NP

最终取整数为12匝。

3.5.2 副边绕组匝数NS

34 V时:

取整数为2匝。

式中:VOP1—34 V时副边绕组整流滤波输出电压幅值,VOP1=VO+VD+VL=34×1.1+1.2+0.2=38.8(V)。其中:VO—考虑脉动值的输出电压值,取VO=1.1V2;VD—副边绕组整流二极管的正向压降,VD取1.2 V;VL—副边绕组滤波电感的直流压降,VL=0.2 V。

17 V时:

取整数为1匝。

3.5.3 原边绕组电流平均值I1

3.5.4 副边绕组电流平均值I2

由于副边绕组经二极管整流输出为直流17 V上迭加34 V脉冲,其占空比为D2=0.1。

3.5.5 原边绕组线规

考虑高频电流的趋肤效应,开关频率为65 kHz时的穿透深度Δ为:

式中:ω—角频率,ω=2πf;μ—导线磁导率,铜的磁导率为真空磁导率μ=4π×10-7H/m;γ—导线的电导率,对于铜导线γ=58×10-6S/m。

导线选择的原则为:原、副边绕组线径应小于两倍穿透深度Δ。现采用Φ0.27QZ×10×6绕制,即用由6根相同的10×Φ0.27QZ漆包线绞合线并绕。

3.5.6 副边绕组线规

综合考虑趋肤效应及副边绕组为大电流输出,宜采用厚度不超过2 mm、截面积不小于20 mm2的扁铜排(现采用7 mm×3.1 mm铜排)。

3.5.7 原边绕组电流有效值I'1

式中:D1—原边绕组所加电压波形的占空比;IP1—原边绕组峰值电流,IP1=UP2/UP1×IP2=17/540×160.43=5.05(A)。其中:UP2—变压器副边绕组峰值电压(17 V时),其值近似为开关电压直流输出值;UP1—原边绕组输出电压幅值;IP2—副边绕组峰值电流,其值等于开关电流直流输出值,即IP2=I2。

3.5.8 副边绕组电流有效值I'2

由于副边绕组所接为全波整流,所以:

3.5.9 原边绕组电流密度δ1

δ1=I'1/S1=6.78/2.49=2.72(A/mm2)。式中:S1为原边绕组截面积,由于采用Φ0.27QZ×60并绕,S1=πd21/4×60=π×0.232/4×60=2.49(mm2)。

3.5.1 0 副边绕组电流密度δ2

由于副边绕组所接为全波整流,所以:

3.5.1 1 校核窗口

PM87磁芯窗口有效面积AQ=8.496 cm2,原边绕组总有效面积:S'1=Φ2×n×NP=0.272×60×12=52.5(mm2)。式中:n—原边绕组导线并绕根数。

副边绕组总有效面积:S'2=S2×2×2+S2×1×2=20×4+20×2=120(mm2)。

窗口填充系数β:β=(S'1+S'2)/AQ=(52.5+120)/849.6=0.20,完全可绕制。

3.5.1 2 绕组铜损耗PCu

3.5.1 3 磁芯损耗PZ

由PM87资料得,PM87质量m=0.81 kg,LP3材料比重d=4.8×103kg/m3,当f=65 k Hz,Bm=100 m T时,单位磁损耗Pc约120 k W/m3,所以:

3.5.1 4 变压器总损耗P总

4 绕制工艺

高频开关电源变压器对绕制工艺要求很高,如果前期磁芯选择正确,线圈参数设计合理,但在绕制工艺上稍有疏忽,就有可能增大变压器的漏感。而漏感值大,储存的能量也大,在电源开关过程中突然释放,会产生尖峰电压,增加开关器件承受的电压峰值,对绝缘不利,同时也产生附加损耗和电磁干扰。

要减小漏感,线圈绕制时必须做到:(1)靠紧并均匀分布绕线;(2)原、副边绕组应紧密耦合,尽量增大原、副边绕组的接触面积;(3)若条件许可,应尽量采用半包或全包的原、副边绕组绕制形式。

4.1 总体要求

1)采用PM87磁芯生产厂配套的骨架绕制。

2)整体采用开放式绕制,即原边绕组绕在里面,副边绕组绕在外面。没有采用半包式或全包式绕制是由于副边绕组四组铜排引出头已占据窗口空间绝大部分区间,无法实现半包或全包绕制。

3)在保证可靠绝缘的前提下,副边绕组铜排绕制尽可能紧靠原边绕组。

4)原、副边绕组引出线位置正确,牢固无松动现象(采用绝缘材料与热熔胶双重固定的方式)。

4.2 原、副边绕组绕制工艺

1)原边绕组分二股,每股Φ0.27QZ×10×3并绕。

2)骨架无绝缘要求,保持较大张力直接绕制。其中12匝要求:里层6匝,外层6匝;层与层交叠处加厚度为0.04 mm的B级绝缘纸。

3)原边绕组两引出线应牢固固定并相距10～12 mm。

4)副边绕组采用截面积为20 mm2,宽度不小于8 mm的B级绝缘铜排绕制。分四组,其中绕组(1-3)、(5-3)匝数为1,(2-3)、(4-3)匝数为2。

5)副边绕组采用二组合一分别绕制的形式,即:先将(1-3)组和(4-3)组铜排叠在一起,其中(1-3)在外,(4-3)在里,固定3端后一起绕制,然后(5-3)组在外,(2-3)组在里叠在一起,3端与前一组的3端叠在一起。然后(5-3)组在外,(2-3)组在里叠在一起,3端与前一组的3端叠在一起固定后反方向绕制。

4.3 绝缘处理工艺

1)原、副边绕组(高、低压绕组)间绝缘:采用厚度δ=0.19 mm的6层B级绝缘材料紧绕。2)原边绕组层间绝缘:采用厚度δ=0.04 mm的1层B级绝缘材料纸。3)副边绕组层间绝缘:无要求,但铜排交叠处应填厚度为δ=0.04 mm的4层B级绝缘材料纸。

4.4 磁芯装配工艺

由于PM87磁芯有中心孔,采用M5×80螺钉固定,保证两部分磁芯合一,减小气隙,减小磁损耗。为确保原、副边绕组在磁芯中定位正确和散热要求,在副边绕组用绝缘带绑扎固定于骨架的同时,应采用热熔胶在磁芯中固定骨架和副边绕组。

5 测试结果及分析

测试分静态测试和变压器接于零电压软开关全桥功率变换器中的动态测试两大部分。

其中静态分别对进口变压器、试验变压器进行了绕组开路、短路时,R、Q、L等参数的测试,测试结果见表1和表2。

注:测试条件为f=1 k Hz,U=5.0 V,R=1Ω,延时1 s。

动态测试时,分别将进口变压器、试验变压器装在采用零电压软开关全桥功率变换器的开关电源中,测试记录空载、半载、满载变压器原、副边绕组各相关点及整流输出波形。图2为变压器满载时整流输出波形。

注:测试条件为f=1 k Hz,U=5.0 V,R=10Ω,延时1 s。

测试结果:(1)试验变压器静态测试所获得的参数无论在开路、短路时均接近进口样机,特别是全开路时原绕组的L值达到进口样机的水平,为进一步削弱漏感打下了一定基础。(2)试验变压器在动态试验时,无论空载或满载所测波形正常。运行、发热情况良好,满载转换效率达95.2%。可以确定采用LP3材料的PM87磁芯是正确的,所设计和计算的绕组参数是合理的,绕制工艺是切实可行的。

6 结语

1)完成制作大功率高频开关电源变压器的关键是:选材(磁芯材料及结构形式、导线)、参数设计和计算、绕制工艺。

2)关于绕组匝数:原边绕组匝数由外加激磁电压或原边绕组激磁电感(储存能量)来决定,匝数不能过多,也不能过少。匝数过多,漏感增加,原边绕组回路电压增高,危及开关管的安全工作;匝数偏少,变压器带负荷能力下降。副边绕组匝数由输出电压决定,开关电源可以对输出电压进行调整,但调整上限受允许的开关占空比限制。因此,用要求的负载电压来计算副边绕组匝数时,应考虑开关占空比、串联二极管压降和变压器的内阻抗压降。

参考文献

[1]刘胜利.现代高频开关电源实用技术[M].北京:电子工业出版社,2001.

[2]王全保.新编电子变压器手册[G].沈阳:辽宁科学技术出版社,2007.

篇6：高性能软开关功率因数校正电路的设计

随着能源危机和全球环境的持续恶化,环保已经成为当今可持续发展的重要主题。由于电网也可以看作一种环境,故其同样面临着环保方面的问题。随着电力电子技术的快速发展,越来越多的电力电子设备接入电网,为负载提供所需的直流或交流电压,获得了显著的效益,但同时给电网带来了严重的谐波电流污染。最常用的二极管整流电路如图1 所示,交流电压通过二极管整流,经电容滤波后供负载或后级电路使用。由于二极管仅在交流电压大于输出电压的时段内导通,造成了输入电流畸变,且整流电路的功率因数低。为此,需要采用功率因数校正( PFC) 技术,提高电力电子设备的功率因数,降低其对电网的谐波污染。

功率因数校正电路可分为两级和单级两大类型。两级PFC含有两个变换器,其中前一级用于实现功率因数校正,而后一级用于实现对输出电压的快速调节。单级PFC则是将两级PFC中的前级电路和后级电路合二为一,共用一个开关管和一套控制电路,同时实现输入电流整形和输出电压调节,从而大大减小了器件的数量,降低了电路的成本。然而,现有的单级PFC电路或多或少还存在一些不足,如器件应力过高、控制复杂等,故高性能的单级PFC电路仍是当前的研究热点［1，2］。

发明问题创新理论( Teoriya Resheniya Izobreatatelskikh Zadatch,TRIZ ) 是前苏联发明家阿奇舒勒在分析了世界上近250 万份高水平发明专利的基础上,于1946 年提出的一套具有普遍适用性的发现问题并找到解决办法的发明理论。经过六十多年的发展,TRIZ已经发展为一套系统解决各类复杂问题的方法和工具［3，4］。一直以来,绝大部分电力电子变换器的拓扑结构都是设计者凭借自身的经验和灵感,并通过反复试验所得到的,至今尚未形成一套指导电力电子变换器拓扑构造的理论方法。因此,TRIZ的出现给电力电子变换器拓扑构造带来一个很好的启示。本文以单级功率因数校正电路为例,尝试用TRIZ理论分析该类电路的构造方法,以期提出一种构造电力电子变换器的系统方法。

2 TRIZ技术冲突解决原理

2. 1 技术冲突

冲突是TRIZ理论的一个核心要素,表示隐藏在问题背后的固有矛盾。TRIZ理论认为创造性问题的解决至少要解决一对冲突［5］,而冲突主要分为两类,一类是技术冲突,一类是物理冲突。技术冲突指改进系统某一参数时,同时出现的不希望得到的结果,例如,提高汽车速度时需要耗费的燃料更多,速度和燃料就属于一个技术冲突。物理冲突则是针对物体的同一个参数提出两种完全相反的要求而产生的矛盾,例如,对于滤波电容来说,电容值越大滤波效果越好,但大电容往往意味着电容器的体积增大,此类矛盾属于物理冲突。本文在分析功率因数校正电路时,只涉及到技术冲突。

2. 2 冲突矩阵

阿奇舒勒通过研究大量发明专利,分析、总结并提炼出了TRIZ理论中最重要的且具有普遍用途的40 个发明原理,具体见附表1。同时,阿奇舒勒发现引起冲突的技术参数是有限的,所归纳出的39 个通用技术参数见附表2。他将这39 个技术参数构成一个39 × 39 的矩阵,其中列代表冲突中改善的参数,行代表冲突中恶化的参数。那么,行列的交叉点就代表一个技术冲突,而解决该技术冲突的发明原理则用矩阵中的元素表示。矩阵元素或为空白,或为数字,其中数字代表发明原理的序号。完整的技术冲突矩阵可参见文献[6]。由此可见,该冲突矩阵将描述技术冲突的39 个技术参数与可用于解决问题的40 条发明原理建立了对应关系,很好地解决了设计过程中选择发明原理的难题。

2. 3 解决实际问题的流程

冲突矩阵是TRIZ理论中实用率最高的工具。例如,若要设计一个具有省电模式却不影响照明效果的灯具,那么参考技术参数,可知需要改善的参数为20( 静止物体的能量) ,而恶化的参数为18( 光照强度) 。参考文献[6],可知冲突矩阵中矩阵元素( 20,18) 对应的发明原理序号是2、19、32 和35,意味着可用于解决该技术冲突的发明原理为2-分离、19-周期性作用、32-改变颜色和35-参数变化。若采用周期性作用原理,可令该灯具间断性工作,即增加一个声电感应装置,就可以得到一个既具有省电模式又不影响照明效果的灯具［7］。

需要说明的是,实际遇到的问题并不能直接采用TRIZ发明原理来解决。因此,首先将实际问题转化为一般问题,也就是用TRIZ理论中的通用技术参数描述实际的技术冲突,进而构建冲突矩阵; 其次,在冲突矩阵中找到解决该冲突的发明原理,这些原理提供了最有可能解决问题的思路; 接着,根据系统的实际工作情况,过滤一些明显不适用的发明原理,得出一个或几个发明原理作为一般解; 最后,结合相关领域的技术知识和实践经验将发明原理具体化,从而获得解决实际问题的方案,即特定解。上述利用冲突矩阵解决实际问题的流程如图2 所示。

3 TRIZ冲突矩阵与PFC电路

3. 1 PFC电路的技术参数

若要利用冲突矩阵改进单级PFC电路的设计,按照图2,首先要将PFC电路中的技术参数用TRIZ的通用技术参数表示。如器件应力、有功功率、器件损耗等,可以直接用通用技术参数中的“应力、功率、能量损耗”等来描述; 对于谐波含量,则可以用通用技术参数中的“物体产生的有害因素”来表示。经分析,用于描述单级PFC电路性能的常用技术参数共有8 个,所对应的TRIZ通用技术参数见表1。由此可以构造出一个适用于单级PFC电路的8 × 8冲突矩阵,具体见表2。

3. 2 PFC电路的改进过程

根据图2,在获得PFC电路的冲突矩阵后,需要确定电路的改造目标,即确定哪些技术参数需要改善,哪些技术参数可能恶化,才能在冲突矩阵中查找到解决该类冲突的发明原理。然后结合实际情况对PFC电路提出具体的改造方案,最后对新拓扑进行性能分析以及仿真和实验验证。若电路性能达到设计要求,那么所提出的改造方案可行; 若未达到要求,则重新选择发明原理,设计改造方案,直到问题解决。

下面以一些典型的单级PFC电路为例,结合PFC电路的冲突矩阵,分析单级PFC电路的改进过程。

4 单级PFC电路的拓扑构造原理

4. 1 无源PFC电路

PFC电路的基本形式是无源PFC电路,即采用无源元件构成的功率因数校正网络。对于图1 所示的二极管桥式整流电路,如果采用无源PFC电路,那么欲改善的技术参数包括有功功率、谐波含量和电路的可靠性,但随之恶化的技术参数为器件损耗和电路的复杂性。参考表2,得到解决上述技术冲突的发明原理包括1-分割、11-预补偿、13-反向、19-周期性作用、20-有效作用的连续性、34-抛弃与修复、35-参数变化等。

若利用11-预补偿原理,可以在图1 的二极管整流桥和滤波电容之间插入电感元件,如图3 所示。利用电感抑制电流变化的特性,使输入电流变化平缓,由此提高功率因数。该基本无源PFC电路的优点是拓扑简单、无开关损耗、成本低、无需控制,但谐波含量仍然比较大,功率因数也不够高,且电感的体积较大。

若利用13-反向性原理,把电感放到整流桥之前,得到图4 所示的电路［8］。与图3 相比,该电路的电感电流不含直流分量,避免了电感磁心的饱和,从而提高了拓扑的可靠性。

利用20-有效作用的连续性原理,通过增加二极管的导通时间,也可以提高功率因数。若无源校正网络不采用电感元件,可将图1 的滤波电容C改为由三个二极管和两个电容( C1、C2) 组成的填谷式网络,如图5 所示［8］。此时,只要输入电压的绝对值大于输出电压的一半,二极管就能导通,从而在不需要电感元件的情况下,提高功率因数。

由于图5 所示的填谷式电路输出电压纹波较大,故可尝试利用34-抛弃与修复原理,对图5 中的填谷网络进行局部改进。为了减小电容电压纹波,可以设法延缓电容充电和放电过程,即电容C1、C2分别串接一个电阻R1、R2,如图6 所示［9］。 经测试,此电路的功率因数比图5 所示电路提高1 ~ 2 个百分点。

4. 2 有源PFC电路

有源功率因数校正技术是一种强迫输入电流跟随输入电压,使输入电流正弦化,且与输入电压保持同相位的一种技术。在中小功率场合,图7 所示的Boost PFC电路是目前广泛使用的一种有源功率因数校正电路。由于有源PFC电路含有控制电路,故欲改善的技术参数包括功率因数、谐波含量、器件损耗、动态响应以及拓扑的可靠性,而随之恶化的技术参数则是器件应力、控制复杂度以及电路的复杂性。参考表2,得到解决上述技术冲突的发明原理为1-分割、5-合并、10-预操性、13-反向性、19-周期性作用、20-有效作用的连续性和35-参数变化等。

为了降低开关损耗,可利用19-周期性作用原理,用两个开关管S1和S2分别代替了图7 整流桥中的两个二极管,得到的电路如图8 所示,此电路被称为无桥PFC电路［10］。由于省略了整流桥,在电源电压每半个周期内,只有两个开关器件处于工作状态,比传统的Boost PFC电路少了一个二极管,通态损耗低,提高了效率。

由于图8 中电感直接与交流侧相连,对于高频信号来讲,电感相当于开路,PFC的输出与输入电源隔离而处于悬浮状态,因此电路的EMI问题比较严重,利用反向性原理把S2和D1互换位置,可得到新的无桥PFC拓扑,如图9 所示［11］。分析电路可以发现,在输入电压正负半周期内,同样只有两个半导体器件处于工作状态,通态损耗低,且由于输入电源通过二极管D1和D2与输出端建立了联系,输出始终跟交流侧一端通过一个导通二极管相连,因此PFC输出不再处于浮动状态,共模干扰小。但在电感电流采样方面,此电路需要复杂的检测电路,同时两个开关管需要隔离驱动,驱动电路较为复杂。但由于该电路具有拓扑简单、器件利用率高、电磁干扰小等优点,在中低功率场合有较好的应用前景。

针对图9 电路驱动电路复杂的问题,利用20-有效作用的连续性原理,借助二极管的续流作用,在图8 中增加两个阳极共地的二极管D3和D4,而二极管的阴极分别与交流电源直接相连,如图10 所示［12］。这样使输出端与电源建立了联系,同样减少了共模干扰。由于该电路的开关管S1和S2源极共地,所以可以共用一个驱动信号,驱动简单,通态损耗小。显然,该电路结合了图8 和图9 各自的优点。

传统Boost PFC主要用于输出电压高于输入电压的场合,当高电压输入时,往往需要具有升降压功能的Buck-Boost PFC。利用5-合并性这一发明原理,将传统的Buck与Boost前后合并起来,得到的电路如图11 所示［13］。其中L既是Buck的输出电感也是Boost的输入电感,通过适当的方法可以提供一个直接从输入到输出的路径,有效解决了传统的Buck-Boost PFC器件应力高的问题。但需对该电路的两个开关管施加独立的驱动信号,使电路工作在两种状态,因此控制较为复杂。

针对传统的Boost PFC电路器件应力高的问题,利用1-分割原理,可用两个Boost电路代替一个Boost电路完成相关功能,得到的电路被称为交错并联Boost PFC电路,如图12 所示［14］。此电路的两个开关管占空比相同,交错工作,不仅可以降低器件的电流应力,还能有效降低输入电流纹波。

综上分析可见,大部分单级PFC电路的拓扑构造思路都能通过分析技术冲突、根据发明原理而得到,由此证明了利用TRIZ冲突矩阵指导电力电子变换器拓扑设计的可行性。

5 结论

本文首次将TRIZ理论中的冲突矩阵应用于指导电力电子变换器的拓扑构造,并以一些典型的无源PFC电路和有源PFC电路为例,验证了该方法的有效性和可行性。初步研究成果表明,该方法与传统的依赖于设计者灵感和自身经验的设计方法不同,是一种具有系统性和理论性的拓扑设计方法,有助于促进电力电子变换器拓扑的发明与改进。

附录:

摘要：发明问题创新理论(TRIZ)作为一种技术创新的方法论,已在诸多领域得到了广泛应用。本文尝试将TRIZ理论与电力电子变换器拓扑研究相结合,系统地提出一种电力电子变换器拓扑的构造方法。本文以单级功率因数校正电路为例,利用TRIZ理论中的冲突矩阵,深入分析了一些典型单级功率因数校正电路的拓扑构造原理,验证了TRIZ理论指导电力电子变换器拓扑设计的可行性和有效性,从而为构造性能更优越的功率因数校正电路提供了思路。

篇7：高性能软开关功率因数校正电路的设计

关键词：电流谐波,功率因数校正,实现

0.引言

AC输入电流谐波被认为是一种“电力公害”, 它不仅会使线路功率因数降低, 影响交流电源的利用率, 造成电能的浪费, 而且会对电网造成污染, 对系统自身和连接在共用一个交流电源系统的其他电气设备产生严重的影响, 乃至引起故障, 损坏设备。

对AC/DC转换的高频开关电源或者部分交流市电的非线性负载, 将导致交流输入市电的正弦输入交流电流波形发生畸变, 电路中会有大量的谐波电流的成分产生。由于交流输入市电电流中只有少部分的基波电流成分可以做功, 而大部分的谐波电流成分不但不做功, 反而产生大量的谐波干扰对电网和其他相邻用电设备造成影响, 降低电网的功率因数, 对周围环境中造成电磁污染, 减小电网的供电效率。

随着开关电源类电子产品的应用普及, 电子计算机和家用电器等产品的需求逐年增加。在很多这类设备和电器内部, 都需要一个工频市电转换为直流的AC/DC电源变换电路。

1.有源功率因数校正技术的特点

有源功率因数校正技术可以有效地提高电气设备的功率因数PF值和降低由于电气设备而引入的高次谐波成分对电网造成的影响。有源功率因数校正技术可以对谐波的变化进行快速的动态跟踪补偿, 补偿特性不会因为负载阻抗和电网阻抗发生变化而改变。由于有源功率因数校正技术具有补偿特性好的突出优点, 因而近些年来得到了广泛的应用。有源功率因数校正的工作原理是由控制电路实现交流输入电流波形跟随交流输入电压波形的动态变化, 从而使交流输入波形实现正弦规律变化, 同时与交流输入电压波形同步, 其作用可看成是一个纯电阻电路, 所以有源功率因数校正又称为电阻仿真器。

2.有源功率因数校正技术的实现

(1) 电流连续型 (CCM) 有源功率因数校正电路

当有源功率因数校正电路的工作模式处于电流持续导通控制状态时, 由于流过功率开关元器件的电流峰值应力小, 从而使功率开关元器件和相关元器件的电应力较小、输入纹波电流也较小、工作于恒频控制方式与滤波器电路容易设计等优点, 在实际应用中得到广泛推广。工作于电流连续导通工作模式 (CCM) 的有源功率因数校正电路的控制框图如图1所示。

(2) 临界导通型 (CRM) 有源功率因数校正电路

通常较低功率开关电源和电子镇流器电路, 采用临界导通型 (CRM) 有源功率因数校正控制方法, 它具有造价低的优点、电路易于实现, 临界导通型 (CRM) 有源功率因数校正电路工作框图如图2所示。

(3) 工作于跟随升压输出方式的有源功率因数校正电路

有源功率因数校正电路当处于跟随升压输出方式的工作模式下时, 其输出电压可以跟随电路的输入电压的变化, 这就是所谓的跟随输出升压有源功率因数校正工作方式, 在这种工作方式下, 有源功率因数校正电路的输出电压总是比交流市电输入电压的峰值要高。在大多数应用场合有源功率因数校正电路的负载是一个DC/DC变换器电路, 这个DC/DC变换器电路本身就可以在较宽的直流输入电压下正常工作, 所以对DC/DC变换器而言要求直流输入电压固定不变意义不大。

工作于跟随升压输出的有源功率因数校正电路具有体积小和有源功率因数校正电感也较便宜的优点。对功率开关管MOSFET而言, 它的导通开关损耗也较小, 这在要求电路造价要尽量低的应用场合。跟随升压输出有源功率因数校正电路是一个比较好的选择。跟随升压输出有源功率因数校正电路, 其优点具有电路结构简单, 集成电路芯片成本较低, 易于实现和设计、功率开光管MOSFET的开关损耗小, 磁元件的体积小和有源功率因数校正电感的造价较低等优点。

(4) 平均电流控制技术的有源功率因数校正

工作于平均电流控制方法的有源功率因数校正电路的电流控制环路工作原理框图如图3所示。

在平均电流控制法的有源功率因数校正控制方式中, 采用了电流控制环和电压控制环, 输入电流波形在电流控制环作用下更趋于正弦波, 升压输出在电压控制环作用下的电压稳定性加强。

平均电流的有源功率因数校正控制方法的优点是它可以用于功率大于200W的应用场合, 通过除法器除以Vin2, 电路可以用于克服由于输入电压的变化而影响控制环路带宽。工作于平均电流有源功率因数校正控制方式和其他控制方式相比, 它的高频电流峰值较小。

工作于平均电流有源功率因数校正控制方法的缺点是较工作于临界导通工作模式 (CRM) 的有源功率因数校正电路的造价要高, 并且电路也更复杂些。

结语

目前从实际的应用情况看, 较为实用的有源功率因数校正电路的拓扑结构不过也就一两种。升压输出平均电流型控制有源功率因数校正的电路拓扑结构和工作于持续导通工作模式的升压输出有源功率因数校正电路拓扑结构, 是较为常用的技术方案, 适用于功率较大的用电设备。临界导通模式升压输出有源功率因数校正电路的拓扑结构, 适用于功率较低的用电设备。有源功率因数校正电路在实际应用范围持续扩大, 对于多种不同电路结构形式的有源功率因数校正电路样式的要求也在不断加大。大多数企业的实际用电设备具体应用的有源功率因数校正电路是现有电路形式改进和拓展, 有源功率因数校正技术不断发展并且出现了一些崭新的技术。

参考文献

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