基于 GPS 的时间和频率解决方案

基于 GPS 的时间和频率解决方案（精选8篇）

篇1：基于 GPS 的时间和频率解决方案

基于 GPS 的时间和频率解决方案

全球定位系统（GPS）星群由24颗或更多人造卫星组成，它们分别位于6个轨道平面内，高度大约是12550英里。这些人造卫星通过星载的原子钟进行同步，不断地以L波段上的两个频率来传送测距信号、它们当前的时间以及轨道动态，这两个频率分别被称为L1（1575.42MHz）和L2（1227.6MHz）。民用GPS通常只使用L1波段，而勘测与军事用途则需要同时使用L1和L2波段。

GPS星群的设计要保证在任何给定时间、在地球上的任何位置都至少能够看到4颗人造卫星。使用4颗GPS人造卫星的测距和传送的人造卫星轨道信息，GPS接收器就能够准确地求出位置和时间。这是借助于数学手段，通过求出以4个或更多的人造卫星为中心的4个或更多球体的交点而完成的。

通过GPS位置解算可以得到当前的纬度、经度和高度，误差在5m以内（仅使用L1波段），而定时则精确到10ns以内。如果GPS接收器的位置固定，就可以将位置解固定，并采用距离测量来进一步提高时间解的精度。同样，位置固定的接收器只要能看到一颗人造卫星就能够得到时间解，这种情况可能出现在接收器的天空视野被部分遮挡的时候。GPS系统同步到其自身的时间标度——GPS时间，由美国海军天文台（USNO）提供。USNO运营着两台主时钟设备来为GPS系统提供准确的时间，其中一台在美国华盛顿特区（USNO），而另一台则在美国科罗拉多温泉（Colorado Springs）县（AMC）。GPS时间也与协调世界时间（UTC）保持同步，后者是国际时间标准。但是与UTC不同的是，UTC使用闰秒来加以修正以补偿地球自转的变化，而GPS时间则是一种连续的时间标度，无须上述修正。GPS时间标度中没有时间跳跃，这一点简化了GPS接收器中连续的时间和位置求解。在1980年，UTC和GPS时间是对准的。但自此之后，UTC就通过增加闰秒来进行周期性的修正，所以GPS时间现在要比UTC时间超前15s。GPS人造卫星的数据广播中包含了UTC修正参数以及对未来的闰秒的预告。这就使得GPS接收器能够根据GPS时间来计算UTC时间。

GPS接收器以标准格式输出人造卫星的信息和时间/位置解。NMEA0183或NMEA2000规范对最常见的格式进行了定义。这些规范所定义的语句包括了可见人造卫星、人造卫星信号强度、GPS或UTC时间解和位置解。制造商可能也会定义语句，以便用定制的格式来输出数据或者提供对自家GPS接收器特殊功能的访问。

基于GPS的定时与同步解决方案既可作为一种时间源或时间参考，也可以作为一种简单的时间比对方法。过去，高端机架安装系统通常都基于铷时钟技术，它能够在长达数周时间内与主参考时钟精度维持极其严格的长时间稳定特性，是这个领域的一种标准供应品。当然，高端技术的价格也会很高。不难想到，一个这种类型的机架安装单元可能就需要花费数千至数万美元。

不过，目前，得益于元件设计、制造技术的进步和不断变化的规格要求，基于GPS的时间和同步解决方案已经在各类不同技术领域的许多不同应用中变得非常普及。有简单的GPS定时接收器，小批量价格在75美元以内；也有更为复杂的基于GPS的设备，具有极佳的相位噪声和保持特性，价格在每台500美元以下，基于GPS的定时和同步已经可提供给任何应用使用。这个过程是对GPS接收器的定时要求进行优化而开始的。GPS定时输出信号，或1pps（脉冲/秒），根据实现的不同，其精度通常可达纳秒或毫秒，是对人造卫星所提供GPS时间的一种直接反映。某些GPS定时接收器也能够从PPS中产生出准确的频率输出。

相位准确的时间是GPS解决方案不可缺少的组成部分。GPS定时接收器可以通过求解位置和时间的三角等式，从而将位置确定到1m以内，将时间确定到纳秒级。通过连续求解GPS等式，就能够在本地（在接收器处）对GPS时间标度进行重建。过程噪声事件——与GPS时间标度的偏差，表现为相位（时间）误差。因为接收器的本地时钟同步到GPS时间标度，所以接收器能够产生精确的每秒1个脉冲的1pps输出，它与GPS时间标度之间的误差只有数纳秒。

保持在接收不到GPS信号的时间段内，接收器会进入保持模式，它将根据最后一次GPS时间和时钟漂移解及本地时钟的稳定性来生成定时输出。通过存储最后一次已知是正确的时间和时钟漂移解，1pps和频率输出的稳定性就只取决于本地振荡器的稳定性。

对于严格的保持要求而言，接收器的温度控制振荡器（TCXO）可以更换为具有所需稳定性的恒温振荡器（OCXO）。一旦从保持模式恢复正常，1pps和频率输出就恢复为GPS的计算解。高级GPSDO解决方案随着对规格更为敏感的应用需求在市场上变得越来越重要，更精确、成本更低的基于GPS的定时和频率设备就变得越来越多。在标准GPS定时接收器的基础上，更为复杂的GPSDO（GPS锁定晶体振荡器）增加了锁相环电路和稳定性更高的振荡器，以提高设备的相位和保持性能。

这些设备具有许多不同的尺寸和形状因子，既有带通孔引脚以便在PCB安装的单元，也有已包装好、带有标准接头以便于集成的单元。GPSDO的价格通常在200～1000美元的范围内，取决于其外形和特性。

现在，我们得到了高精度的时间和频率信息，而成本只是此前的一小部分。用户不再必须购买昂贵而复杂的机架安装系统，因为精心设计的带有PPS和频率输出的GPS接收器能更好地满足他们的需求。在选择GPS定时/频率解决方案时，应该参照下面这些简单的准则： 1.确认你的GPSDO解决方案供应商完全支持设备的GPS接收器部分。如果供应商的解决方案中的GPS接收器部分是从其他公司获得的，那么它就很有可能并不具备为其客户提供正确支持所必需的GPS经验。2.确认你的GPSDO解决方案供应商设计并开发了在其设备中所使用的振荡器。同样，如果它没有特定的振荡器经验，可能就无法为客户的技术需求提供直接支持。3.确认你的GPSDO供应商在提供这些类型的基于GPS的定时和频率解决方案方面拥有较长的从业历史。将这些设备的元件整合到单个设计中并不是一项简单的事情。复杂的滤波和GPS固件设计是产品中不可缺少的部分。总是有些名不副实的供应商，它们只是抛出自己的解决方案和任何可用的部件，而没有全面理解自己的产品或者将会整合这些产品的应用。4.确认你的GPSDO供应商熟悉你的应用的特性。在购买任何GPSDO设备之前，先与供应商讨论一下你的应用。通过简单的技术交谈，你就能够知道供应商是否能够为你的需求提供正确的支持。

5.确认自己确切地了解应用的定时和/或频率控制的技术需求。你对性能要求表达地越清楚，你就越有机会获得能完美地适用于你的应用的GPS解决方案。公司往往都会对自己的需求提出过高的要求，结果就会购买昂贵的系统，超出了自己的实际需求。

篇2：基于 GPS 的时间和频率解决方案

GPS高精度时间/频率同步设备设计和实现

研究分析了GPS接收机的`定时特性,以及高精度时间/频率同步设备对GPS定时信号丢失后的指标要求,提出了GPS定时信号的滑动平均滤波算法和信号丢失后的保持算法,取得了频率稳定度优于1×10-11/天和无时间漂移误差的成果,初步实现铯原子频标的性能,满足时间同步精度和频率稳定度的需求.

作 者：郭振坤 GUO Zhen-kun 作者单位：中国电子科技集团公司第27研究所,河南,郑州,450015刊 名：全球定位系统英文刊名：GNSS WORLD OF CHINA年，卷(期)：200934(2)分类号：P207关键词：GPS时钟 VCXO 时间同步 频率基准

篇3：基于 GPS 的时间和频率解决方案

雷达是舰船实施目标探测的关键,目标参数的准确度完全依赖于雷达的精度。采取何种方便、快捷、有效的标校方法来提高雷达精度是当前研究的热门课题。针对舰船雷达的特殊性,本文采用基于GPS同步技术和雷达目标模拟技术的静态有源标校方法构建新型舰船雷达标校系统,较好地实现了舰船雷达的机动式标校和经常性维修保障。

现代GPS的高频率稳定度和纳秒级的时间同步精度为标校系统应用雷达目标模拟技术提供了可靠的同步源,本文重点研究以GPS信号为基准的同步系统实现。

1 标校系统原理

1.1 标校系统组成

标校系统由GPS卫星、GPS接收机模块、雷达天线收发模块、数据传输模块、延时处理模块、标定模块和控制系统模块等组成。

1.2 标校系统工作原理

标校系统分为岸上标校部分和舰上被校雷达部分。首先通过数传模块互通使雷达操作员和标校人员协调雷达工作方式及相关数据,再利用两个主控模块控制GPS接收机模块统一两大部分的频率f0和计时脉冲并设置好要测模拟目标的距离S和速度V,被校雷达开机后并发射信号的时刻被系统记录N,岸上标校部分的天线收发模块接收到被校雷达的发射信号并被系统记录时刻M,岸上系统再通过延时处理模块将雷达信号延时和多普勒频移(延时对应值为距离S、频移对应值为速度V,其中频移是为了不需要采用高辐射功率就能很好地区别地、海杂波的干扰),这样得到一个雷达目标模拟回波信号再通过岸上雷达天线发射回去让被校雷达接收,被校雷达得到一个目标信息,岸上部分通过数传模块将M,S传给舰上部分,舰上标定模块将这些数据信息进行综合计算得出该被校雷达的测距误差,其中设置好的S当作测距距离真值;其次,方位误差主要是采用多个方位标多次测量取平均值的方法。最后,雷达操作员根据误差对雷达测距零值和测角零值进行修正,完成对雷达的校准。该过程就是基于GPS同步技术和雷达目标模拟技术的雷达静态有源标校。

2 同步系统设计及其实现

为了使岸上和舰上的雷达天线收发模块能够协调工作,雷达信号从被校雷达到标校系统时,舰上的发射机和岸上的接收机要有统一的时间标准即时间同步;为了接收和处理回波信号,舰上发射机和岸上接收机必须工作在相同的本振频率,若要求进行脉冲压缩和动目标检测时,还需保持相位相参性,即频率和相位同步。同理,雷达目标模拟回波信号从岸上标校系统到舰上被校雷达时,岸上发射机和舰上接收机也要统一的时间标准,处理回波信号时接收机要求工作在相同的本振频率以保持相参。为满足以上同步需求就必须使用时间与频率信号传递技术。

在各种授时技术中,无线电信号是最重要、最方便、采用最为普遍的远距离时间和频率比对手段,主要有短波时号、长波时号、电视广播和卫星系统等,利用短波时号时设备虽简单但精度低;长波时号的精度较高但需短波粗同步;电视信号的精度较高,但时延不易确定;而利用空间卫星传递时间,具有精度高、覆盖范围大的优点,利用GPS接收机定时,只需跟踪一颗卫星便可精确计算出相对美国海军天文台 UTC的时差,同步精度优于100 ns,时间同步稳定度在10 s内平均随机误差为15 ns[1]。

2.1 同步系统原理

传统的时间同步装置是通过对内部振荡器振荡频率误差、信号漂移误差和相位误差进行计算,并根据计算校正内部振荡器的振荡频率获得准确的时间信息,这种方式的同步装置需要较长的时间来校正频率误差,而且校正后精度不是很高,尤其是瞬时频率精度很难保证,从而使本次研究的雷达标校系统中各参数的测量出现较大的误差。因此,结合本系统的实际,同步系统由GPS接收机、数传模块、同步模块、时间计数模块和中心控制器组成[2]。

2.1.1 时间同步

舰上和岸上两地的GPS接收机分别接收来自GPS卫星的信号,用系统广播的卫星位置信息按照一定的计算模型由用户机自主计算单向传播时延,校正卫星位置误差、建模误差(对流层模型、电离层模型等)后便可实现两地GPS接收机的同步,同步后的GPS接收机输出标准时间秒脉冲信号(长期稳定度为10-12,最大时间误差25 ns),经过同步模块,得到f0(方波)作为中心控制器的时钟,此时两地时间同步。

2.1.2 校频的实现

由晶振、放大器、计数器、鉴相器、缓冲器CPU和数模转换器组成。

岸上和舰上的GPS接收机输出的标准时间秒脉冲信号(1 PPS)作为同步模块的输入,去同步本地的高稳定晶体振荡器。晶体振荡器是系统频率来源,为满足两地雷达接收机相噪指标,采用长期稳定度为10-11且短期频率稳定度为10-10的f0高稳定度电压控制晶体振荡器(VCXO),它是一个电压/频率变换装置,特点是振荡频率随输入控制电压线性地变化。计数器通过对晶体振荡频率的计算输出内部1 PPS信号,为避免输出的1 PPS信号与来自GPS接收机的1 PPS信号在初始相位上相差太大,用GPS接收机的1 PPS信号作为计数器开始计数的开门信号,鉴相器将计数器输出的1 PPS信号与来自GPS接收机的1 PPS信号进行比较得出相位差,缓冲器存储比较器输出的相位差,然后送往微处理器,经计算后以数字形式向晶振输出频率差值,在进行数模转换后对晶振电压进行调整,从而实现对其振荡频率的校正,因此,同步模块是一个锁相环路,也是一个负反馈装置。同步模块经由放大器端输出三路,一路f0正弦信号,作为雷达接收机频率综合器的频率源,相同的频率源以保证两地雷达接收机的相参工作;两路f0方波信号,一路作为时钟信号送给中心控制器,另一路送到时间计数器模块以GPS接收机输出的1 PPS为标准进行计数[3]。

2.2 时间计数器模块

计数器A和B被来自GPS的1 PPS同步脉冲触发,当被校雷达发射信号时,系统记录该时刻并通知计数器A为时刻N;当被校雷达的发射信号被岸上的标校系统收发天线接收时系统记录该时刻并通知计数器B为时刻M,计数时序如图1所示[4]。

为了完成岸上和舰上两部分的测距,N和M两个数值被数传模块送往系统标定模块进行后续处理,主要原理是:(M-N)/f0就是舰上被校雷达发射信号到岸上标校系统天线收发模块接收该信号的距离时间差,已知f0是时序计数脉冲[5]。由公式可以得到舰上和岸上距离为:S0=c(M-N)/f0,在计算被校雷达目标距离测量值时将会被标定模块扣除2S0(包含信号的发射和返回两个距离值)。

2.3 系统误差分析

针对系统的距离误差,存在关键的三个数据:S设定的模拟目标的距离真值;S0舰上和岸上两部分的距离;Sr被校雷达得到模拟目标信号的读取值。理论上,距离误差应该是S和Sr-2S0的差值,即ΔS=Sr-2S0-S。根据ΔS对被校雷达的测距零值进行修正,完成距离校准。

实际上,为了提高标校系统的距离校准精度,减小真值相关数据的误差是最有效的方法。

影响S0的有:计数器在计数时1 PPS脉冲本身有25 ns的最大时间误差;另外,信标在通知计数器雷达信号发射接收两时刻时存在电路处理延时,但鉴于两地在通知过程都存在延时,因此M和N相减后基本没有时间差,电路的微小差异决定此延时在5 ns以内。

影响S的主要是雷达信号在目标回波模拟过程中存在信号存储和回放电路处理的延时tα(通常测定在100 ns以内),此延时会直接导致被校雷达回波信号的测距延时而产生距离误差,该延时应该在标校系统安装延时处理模块时就应该多次精确测定,系统在标定模块就自动默认扣除,在系统扣除后此延时存在的波动误差为总值的±10%,即20 ns[6]。

3 结 语

该雷达标校系统的同步装置利用了同一个高精度基准即GPS卫星,通过卫星对地面中心站的标准时间频率信号进行转发,保证了对两地时钟的精确时间同步,精度优于100 ns,GPS接收机输出高稳定标准时间秒脉冲信号(1 PPS)作为校频的标准,两地的压控晶振频率稳定度可达到10-11,在时间、频率和相位上实现了同步的要求,从而保证了该系统两地雷达接收机的相参工作,也减小了由同步时钟非准确同步引起的测距离和误差,提高了雷达标校系统的距离校准精度。

参考文献

[1]杨振起,张永顺,骆永军.双(多)基地雷达系统[M].北京:国防工业出版社,1998.

[2]林昌华.时间同步与校频[M].北京:国防工业出版社,1990.

[3]李学森,付庆霞.双/多基地雷达系统同步技术[J].舰船电子对抗,2007(8):30-34.

[4]李廷军.数据复接器研究[J].海军航空工程学院学报,2005(1):145-146.

[5]楼宇希.雷达精度分析[M].北京:国防工业出版社,1979.

[6]李廷军,林雪原.利用铷钟实现组合导航系统研究[J].通信学报,2006(8):144-147.

[7]D K巴顿.雷达系统分析[M].北京:电子工业出版社,1991.

[8]BARTON D K,LEONOV S A.Radar technology encyclo-pedia[M].London:Artech House,1997.

[9]DEWEY Wayne P.Disciplined rubidium oscillator with GPS selective availability[C/OL]//Proc.of the24th PTTI Meeting.[1992-04-17].http://tycho.usno.navy.mil.

[10]李宗武.一种新的机载雷达标校方法[J].现代雷达,2004(2):4-6.

篇4：做爱的时间和频率咋掌握

无需讳言，性爱是男女双方建立婚姻关系后的必然结果。只有有了性爱，夫妻间的感情才会升华，才会相依为命，才会出色地完成繁衍教育下一代的使命。所谓的“一日夫妻百日恩”，就是对性爱情爱的最恰当最生动的比喻。

性生活选择啥时间进行为好

一般情况下，在临睡前进行性交最为适宜。人在下班后，或晚饭前后，心情正处于较为轻松的状态。这时，有性欲要求的一方，可暗示或示意给对方，以激起对方的情欲，如互相引逗，注意着装、打扮，以增加性兴奋的程度。性欲越旺，性高潮出现越早，越容易获得性满足。性交后，双方带着情感和肉体上的满足，很容易舒适地入睡。休息一夜后，对体力的恢复也很有益处。

需要指出的是，性生活的质量容易受到精神和身体状况的影响。例如，夫妻双方或一方体弱多病，工作过度劳累，或生活和工作中遇到不顺心的事，都会使性生活质量有所下降。在这种情况下，夫妻双方应相互体谅，待身体和精神上的“创伤”得以恢复时，再进行性生活为好。

夫妻间如何掌握性交的次数

这似乎是一个很难回答的问题。一般来说，这要根据夫妻双方的年龄、婚龄、体质、职业、性格、生活状况、心理状态等因素的影响来决定。新婚时期，性欲比较强烈，性交次数也比较频繁。婚后数月时，多数夫妻逐渐过渡到每周三四次的性生活。随着双方年龄的增长，性交次数也逐渐减少，大致维持每周一二次，再逐渐过渡到每一二周一次。普通壮年的健康夫妇，每周有一二次性生活不能算为过度，但身体较差的人，则间隔时间应该延长。判断夫妻性交次数是否适度的方法是，性交后不感到疲乏，而是精神饱满、身心愉快、精力充沛，这是适度的表现。如果性交后出现精神不振、周身无力、倦怠不适、心神恍惚、头重腿酸、心慌气短、食欲不佳等现象，甚至影响第二天的工作和生活，则说明性交过频、性生活过度，应加以节制。

适度而和谐的性生活，可使夫妻感情更融洽，促进双方的健康，有利于工作和生活。但是绝对不能纵欲。纵欲大多数发生于男子，纵欲过度过久，会引起神经衰弱，身体素质下降，有损健康。而且房事过度还可能引起早泄、泄精过晚或射精困难，甚至引起阳痿、遗精等性功能障碍。特别是既往身体不好或患过慢性疾病的人，会因房事过度促使旧病复发或恶化。避免纵欲，是为了更好地保护性功能，更长久地享受正常健康性生活带给夫妻间的乐趣。因此，有纵欲倾向的人，应及早权衡利弊，切不可纵欲。

如何掌握性交持续的时间

篇5：GPS共视时间频率传递应用研究

1 GPS共视技术应用的发展现状

在我国的各定时实验室之间, 在很多年前就已经开始使用GPS共视技术来达到和完成高精度的时间和频率的传递。由于这种方法比较适用于进行原子钟比对, 从而可以将世界各定时实验室的原子钟联系在一起来共同参与TAI计算。而且随着社会科技的不断进步和其他行业的需要, 越来越多的行业都开始使用高精度的时间和频率同步这一技术, 并也开始使用GPS共视技术。但是由于GPS共视接收机相对昂贵, 限制了GPS共视技术在各个领域的应用。这样就需要有高科技企业来研制相对廉价的PGS接收机来满足不同企业对于该项技术使用的需求。廉价的GPS接收机出现于九十年代中期。但是, 无论用户的原子钟有多么准确, 都会存在着老化的现象。这就需要定期对需要高精度时间频率同步的用户的接收机进行校正。但这很难让远距离的原子钟实现同步, 而GPS共视技术则可以解决这一问题, 除此之外, GPS共视技术可以作为一种媒介, 让用户与国家级守时实验室的原子钟实现同步。随着科技的不断进步, GPS共视技术由于其价格适中, 精准度高, 使用方便等特点, 已经开始广泛应用于各个领域。

2 GPS共视时间传递原理以及在实际中的应用

GPS是Global Positioning System的缩写, GPS是一种全球性、全天候的卫星无线电导航系统。其特点是可以同时精确的、快速的为无限多用户提供定位需要。GPS主要是由空间部分 (GPS卫星) 、地面控制部分和用户设备部分组成。GPS卫星是由距离地面20200km的24颗卫星组成的, 这24个卫星平均分布在6个轨道平面内。GPS系统时间利用UTC作为参照。GPS共视是指在两个观测站中同时对相同的卫星进行观测记录, 以实现两个站之间时间的同步。

我们假设:两个定时接收机已经分别位于位置A和B (这两个位置是已知的) , 如果在相同的时间观测同样一颗卫星O则会得到下面的公式:

△tOA= (tO-tA) =钟A和卫星O的钟差

△tOB= (tO-tB) =钟B和卫星O的钟差

两式作差可得:

△tOA-△tOB= (tO-tA) - (tO-tB) =tB-tA=tBA;即A、B两站的钟差。而在实际的运算过程中, GPS共视对比中, 对于参与计算的数据应该用相同的方法处理。

GPS共视技术在实际中的应用可以概括为以下三个主要的方面:可以应用于国内同步网及其业务网的时间频率溯源问题分析;对于同步性的可靠性进行分析;对数字网以及业务网的时间同步频率进行分析。

3 GPS共视的优点以及提高共视精度方法

根据在实际的应用以及通过对GPS共视原理的分析, GPS共视存在着以下优点:首先, 由于卫星到达两站的路径不同, 以及在不同的方位上, 卫星存在着不同的误差, 而GPS共视可以消除这些误差;其次, 如果能够保证GPS的严格共视, 可以完全消除存在的星钟误差的影响;再次, 使用GPS共视可以消除对流层和电离层产生的误差;第四, GPS可以有效的避免SA效应的影响。为了进一步提高GPS共视技术的精度, 我们可以采取以下三点措施:第一, 在条件允许的条件下尽可能使用性能稳定、质量好的GPS信号接收机;第二, 使用精密星历改正;第三, 使用双频测量的电离层附加时延。除此之外, 还要额外考虑其他因素的影响, 例如温度和湿度等。

4 GPS主要的误差源分析

影响GPS共视法精度的主要因素包括:电离层以及对流层产生的延迟具有不确定性, GPS信号接收机存在的延迟不稳定性以及轨道参数的不准确性。

4.1 电离层附加时延

如果使用双频接收机, 则可通过使用双频测量电离层附加时延来提高其精准度。而对于民用的单频接收机, 我们可以采取以下两个模型来对误差进行修正:一是通过导航电文所提供的群时延Tgd, 来修正电离层的延迟;二是使用导航电文提供的电离层模型参数。与此同时, 由于电离层具有特定的相关性, 可以使用共视做差来消除这些误差。

4.2 对流层附加时延

在40km以下的大气层称之为对流层, 由于对流层距离地面较近, 而导致其大气的密度很大, 而且很容易受到地面气候变化的影响。所以, 当电波通过对流层时, 其传播速度会发生一定的改变, 而引起延迟。而且由于对流层时延与频率无关, 只能采用模型法进行修正。目前, 较为常用的模型有“HOPFIELD”模型, 利用这种模型可以将对流层延迟的误差降低到最小。

4.3 周期性相对论改正

无论在何时, 只要当信号源和接收机相对于各向同性光速坐标系发生移动时, 则需要对其进行适当的狭义修正;但是当信号源和接收机处于不同的重力势时, 则需要广义相对论修正。因此, GPS卫星在发射前, 需要将卫星的时钟调至到适合的频率。当卫星时钟运行变慢 (近地点, 卫星速度快, 重力势低) 和卫星时钟运行变快 (远地点, 速度慢, 重力势大) 的情况下需要下面的公式对其进行修正:

△tr=Fe (A) 1/2sinEK;其中e (偏心率) , A (长半轴的平方根) , EK (偏近点角) 是轨道参数。

摘要：随着科学技术的快速发展, 在许多的工程中和国民经济的发展中高精度时间频率传递有着极其重要的作用。尤其是近几年随着国防科技以及空间科技的快速发展, 人们对于高精度的时间和频率传递有了更高的要求。本文主要是论述了GPS共视存在的主要误差源, 以及GPS共视时间频率在实际中的应用。

关键词：GPS共视,时间频率传递,误差源,应用

参考文献

[1]王正明.关于GPS测时精度与共视问题[J].陕西天文台台刊, 1998 (21) :17-19.

[2]张越.高小珣.高源.多通道GPS共视法时频传递接收机的研制[J].宇航计测技术, 2004 (24) :35-39.

[3]高源, 张越等.GPS共视法远距离时间频率传递技术研究[J].计量学报, 2008 (29) :80-83.

篇6：如何科学安排血糖监测时间和频率

血糖监测时间

许多有经验的糖尿病患者都知道要监测空腹或餐前、餐后2小时血糖，但具体的做法他们并不十分清楚。首先应明确：①空腹血糖：指隔夜空腹8小时以上取血测定的血糖值。而中、晚餐前测定的血糖不能叫空腹血糖。②餐前血糖：指早、中、晚餐前测定的血糖。③餐后2小时血糖：指早、中、晚餐后两小时测定的血糖。④随机血糖：一天中任意时间测定的血糖。较为理想的血糖监测安排为全天血糖谱的测定，具体是：空腹+三餐后2小时+睡前——5点法；三餐前+三餐后2小时+睡前或夜间——7点法。

血糖监测频率

非药物治疗者：2次／天，选择不同时段进行监测，如空腹加一次餐后2小时血糖，每周1次。

口服降血糖药物治疗者：在开始服药的前两周，每周连续3天用5点法测血糖，以便了解不同时间内血糖情况，确定适宜的药物及剂量。血糖稳定后，每周只需测1天的早餐前、餐后2小时和睡前血糖。

胰岛素治疗者：5～7次／天(5点法或7点法全天血糖谱)，每周1～2次。每月至少监测凌晨3：00血糖1次，以确认有无夜间低血糖。2007年笔者在德国学习时发现：在德国使用短效胰岛素者，每天都测3～4次血糖，选择餐前或餐后2小时测定；需要严格控制血糖的患者，每天甚至测定4～7次血糖，包括睡前和凌晨3：00；使用中效胰岛素者，每天测2次血糖，可以交替一天测早餐前和晚餐前血糖，另一天测午餐前和睡前血糖。

当近期血糖常常偏高时，应及时监测空腹及餐后2小时血糖，以便较准确地反映出您血糖升高的水平。如您近期经常出现低血糖，要注意监测餐前血糖和夜间血糖。必要时在一天的不同时段测4～6次血糖，了解一天24小时中血糖的变化规律。对于血糖控制较稳定的患者，血糖监测的间隔可以较长些。但对近期血糖波动较大、血糖控制不稳定、有低血糖发生的病友，还有换药或调整药物剂量、妊娠，出现生病、手术、运动、外出、饮酒等各种生活应激的患者，应在医生的指导下增加血糖监测频率。另外，驾车时发生低血糖是非常危险的，因此驾车前监测血糖也十分必要。

糖尿病患者做了血糖监测后一定要记录与分析，以下几点可供参考：①随时记录血糖检测结果和药物及胰岛素使用情况；②记录导致低血糖和血糖升高的各种原因；③了解自己血糖控制的目标，在医生指导下调整治疗计划；④当血糖高于治疗目标、出现无法解释的低血糖或血糖大于14．0mmol／L时，应及时找医生；⑤每次就诊时，应携带血糖记录本和使用药物及胰岛素记录本。

(编辑／汤浩)

篇7：基于 GPS 的时间和频率解决方案

将哪些细粒度数据进行转储?将这些数据聚集到哪一层次的粗粒度?是否能实现粒度自动调整?这是建立本系统粒度模型时考虑的问题。

2 基本原理

现已建立一个车队运营相关的数据仓库Cars DW,该数据仓库的实施表为Out Acc Fact,时间维度表为Dim Acc Date,如图1所示。

通过在数据仓库中建立一张表Query Log,记录用户在各时间维层次上的查询频率:用户每次对数据集进行查询,系统都自动记录下该次查询在时间维度上的层次,然后在Query Log中对这些层次的查询频率进行累加。为了能够实现动态调整数据的粒度,可以由用户设定一个频率的临界值f标准,一旦在某些层次上的访问频率小于该临界值的话,就可对数据存储的粒度进行自调(注意到一个特点:用户在进行多维数据浏览时,由于该层次是一个树形结构,因此都是从粗粒度数据到细粒度数据一级级地展开,比如要查询季度数据,必须先展开查询年度数据,再查询半年的数据,才能查询显示到月度数据。由此得到用户在时间层次结构上的查询频率为f年份>f半年>f季度>f月份>f日期,这与这些层次上数据粒度的大小是成正比。因此在对细粒度数据进行调整的时候才不会影响到上一级粒度数据的汇总)。假设要将存储数据的最小粒度调整到月份,如图2所示。

这些步骤都完成后,客户端应用程序即可重新连接Sql Server 2005 Analysis Service对多维数据集进行操作,而不需要对应用程序进行重新编译。

3 具体实现

3.1 查询频率统计

3.1.1 客户端应用程序交互

客户端应用程序通过OWC控件为用户提供查询多维数据的功能,OWC控件提供了丰富的编程接口给用户,当用户发出一次查询时,我们可以捕获事件Command Execute,然后在该事件中编写处理程序,主要通过透视表对象Ax Pivot Table.Active Data.Column Members和Ax Pivot Table.Active Data.Column Members.Child Members对象来递归获取当前时间维度上筛选的层次信息。客户端主要C#实现代码如下:

2.1.2查询频率的存储

系统采用数据库表Query Log对时间维各个层次的查询频率进行存储。根据Dim Acc Date的层次结构,Query Log表结构定义如表1所示。

用户经客户端程序筛选完维度层次查询时,客户端程序会自动记下当前查询在时间维度上筛选的层次信息,如年度->半年->季度,系统就会将Query Log表中年度、半年、季度这三个层次的查询频率自增一次。

3.2 数据粒度调整

如图2所示,数据粒度调整分五个步骤,前四步骤可在客户端应用程序中通过向数据库服务器SQL Server 2005发送SQL脚本或在数据库服务器上执行相应存储过程得以实现。第五步生成多维数据集则需在SQL Server 2005商业智能项目中对多维数据集进行重新部署和处理。

由于数据的粒度需要自动调整,因此在对时间维度表进行初始化和对事实数据进行抽取的时候,应该考虑到这些操作能够适应数据粒度的调整需要。本文通过存储过程ini Dim Date来实现,具体代码如下:

关于事实表的数据抽取存储过程修改,与ini Dim Date类似,也通过增加一个存储过程参数Date Level来实现,根据该参数的值,对详细数据进行汇总,然后再存入到事实表Out Acc Fact中。

3.3 重新生成多维数据集

在对数据仓库中的维度表Dim Date和事实表Out Acc Fact中的数据进行重新初始化和抽取后,基础数据的粒度已经发生了变化,因此需要在之前建立的商业智能项目中对多维数据集进行重新部署和处理。若进行的数据粒度调整是由细到粗,则基础数据的数量会比之前减少很多,此时重新生成多维数据集的效率也有明显提高。

4 结束语

本文介绍了一个基于时间维层次查询频率的自调整粒度模型,该模型能够对事实数据的存储粒度做出调整。由于每个数据仓库系统都会存在时间维度表,而且结构也往往相差不大,因此该粒度模型具有一定的适用性。

参考文献

[1]何玉洁,张俊超.数据库与OLAP实践教程[M].北京:清华大学出版社,2012.126~260.

[2]吕海燕,车晓伟.数据仓库中数据粒度的划分[J].计算机工程与设计.2009,30(9):2323~2325.

篇8：基于 GPS 的时间和频率解决方案

在无线通信系统中, 多输入多输出 ( MIMO) 系统通过发送端或者接收端配置多根天线, 可以实现空间分集, 并且可以有效地提高系统的频谱效率和数据传输速率, 已经被认为是新一代无线通信系统的关键技术之一。然而, 在实际无线通信系统中, 通常只在基站配置多根天线, 移动终端由于体积、重量以及功耗等限制, 难以配置多根天线。为了解决这个问题, 协作通信技术应运而生。其基本原理就是通过共享邻近用户终端的天线, 构造一个虚拟的多天线系统, 通过合适的协作策略来达到与MIMO系统相同的性能[1]。

与MIMO系统不同的是, 在解码转发协议下的协作通信系统中, 多个中继节点不仅在空间上是独立分布的, 而且每个中继节点都有自己的振荡器, 这就意味着在协作通信系统中将存在多个时间偏移和频率偏移。虽然基于OFDM的协作通信系统能够有效地抵制时间偏移[2], 但是如果不进行时间偏移的补偿, 每个OFDM块必须插入足够长的循环前缀 ( CP) 来抵消ISI以及多个节点之间的干扰, 这将大大减少数据的输出, 尤其当时间偏移比较大的时候[3]。此外, OFDM系统对于频率偏移十分敏感[2], 因此准确的时间和CFO估计对于基于OFDM的协作通信系统至关重要。由于ML同步算法需要多维的研究并且计算量非常大[4], 本文提出了一种可变参数的训练符号, 其中时间偏移估计可以通过相关类型的算法得到, 载波频率估计可以通过计算复杂度比较低的基于子空间分解的算法得到, 通过调节训练符号的参数, 能够有效的估计时间偏移和CFO。

2 协作通信系统模型

2. 1 系统描述

假设整个解码转发协议下的协作通信系统有一个源节点, 一个目的节点和M个中继节点, 其结构如图1所示。在广播阶段, 源节点将紧跟着数据模块的训练序列发送给中继节点, 每个中继节点独立运行。每个中继节点将接收到的训练序列进行解码, 并重新编码发送给目的节点。由于每个中继节点到达目的节点的时间偏移和频率偏移都不一样, 目的节点必须估计每个中继节点不同的时间偏移和频率偏移, 且将估计到的参数反馈给每个中继节点, 然后每个中继节点根据这些参数调整时间和频率参数, 这样每个数据块传输的时候就能以同步的方式到达目的节点[5]。

2. 2 训练符号设计及接收信号模型

假设每个训练符号有用部分的长度为N , 即每个OFDM模块的傅里叶变换长度。并且包含一个CP和一个循环后缀 ( PP) , 用来补偿不同中继节点的不同延时。在引出训练符号结构之前, 首先介绍三种常见的子载波分配结构[6,7], 如图2所示, ( a) 图为子带子载波分配结构, 每个中继节点分配一个子带, 每个子带互不重叠, 接收端可以通过滤波器进行分离; ( b) 图为交织子载波分配结构, 每个中继节点的子载波均匀分布在整个频带上; ( c) 图为一般子载波分配结构, 每个节点的子载波随机分布在整个频带上。本文所使用的子载波分配结构是将子带CAS和交织CAS结合起来, 如图2 ( d) 所示。

将N个子载波分成P组, 每组共含有Q个子载波, 再将每组分成M个子带。为简单起见, 假设每个子带的长度为1, 子带之间的保护间隔GI的长度为G ( G可随着中继节点数量的变化进行调节) 。将每组的第一个子带分配给中继节点1, 每组的第二个子带分配给中继节点2, 以此类推, 从而得到第i个中继节点的子载波系数为Ξ = { ηi, p= ( i - 1) ( G +1) + pQ, p = 0, …, P - 1} 。文中假设归一化后的CFO小于1 /2子载波间隔, 即 ( |ξi| < 0. 5) , 最大的传输延迟max{ |τi- τj| } < min{ Ncp, Npp} 。令Xi= [Xi ( 0) , …, Xi ( N -1) ]T和xi= [xi ( 0) , …, xi ( N- 1) ]T分别为第i个中继节点发送的频域和时域训练序列符号, 有:

目的节点将接收到的信号去除循环前缀后, 表示为:

其中hi ( l) 为第i个中继节点到目的节点的信道冲激响应, l = 0, …, L - 1, L为信道冲击响应的长度。τi和ξi分别为第i个中继节点到目的节点的归一化时间延时和CFO。w ( n) 是零均值方差为σ2w的加性高斯白噪声。接收到的N个采样值可以用矩阵形式表示为:

接收到的第i个中继节点的信号为:

3 时间和信号频率估计算法

3. 1 时间估计算法

本文采用将目的节点接收到的信号和每个中继节点的训练序列进行交叉相关得到时间偏移。假设每个中继节点的训练序列具有很好的自相关和交叉相关特性, 并将接收到的信号重新表示为:

上式中φi= 2πζiτi/N; θi= 2π ( ζi+ ( i - 1) ( G + 1) /N。将第i个中继节点信号与训练符号进行相关运算, 得到:

从式 ( 7) 中可以看出, 训练序列在ζi等于0时具有很好的相关特性, 而当ζi不等于0时, 相关特性变差。文中假设ζi∈ ( -0.5, 0.5) , 因此, ζi足够小而不影响序列的相关特性, 如图3所示。

所以, 得到的时间偏移估计算法为:

3. 3 CFO 估计算法

本文采用基于子空间分解算法 -多重信号子空间分类法 ( MUSIC) 进行频偏估计[8]。该算法将输出数据阵列的协方差矩阵进行特征值分解, 分解后的特征向量可以将信号分解成两个部分, 一个是与信号相对应的信号子空间, 另一个是与信号相正交的噪声子空间。利用这两个子空间, 可以进行多个频率偏移的估计。首先将接收到的信号进行时间补偿, 得到:

如果将接收的信号进行重新排列, 会发现信号是周期为P的序列, 即:

将N个采样点排列成一个Q×P的矩阵, 得到:

令Rl为矩阵R的第l列, 则:

式中:

可以通过估计θi的值来估计CFO, 即ζi。由于|ζi| < 0. 5, 每个中继用户对应的θi值都不重叠, 因而可以将θi值与每个中继节点相对应起来。但是, 当相邻两个中继节点的频偏分别为ζi= 0. 5和ζi +1= 0. 5时, 对应的θi= 2π ( 0. 5 + ( i - 1) ( G + 1) ) /N和θi +1= 2π ( 0. 5 + G + ( i - 1) ( G + 1) ) /N。如果G =0, 那么θi= θi +1。在这种情况下, 噪声的影响会造成θi> θi +1, 所以要保证G的值大于0。由于Rl= A珓rl+wl, 故Rl的协方差矩阵为:

上式中Φ = E[rlrHl]。对Ψ进行特征值分解, 有:

其中λs和λz为Ψ从大到小的特征值组, 且λz组的值都为σ2。Us和Uz为特征值所对应的特征向量, 即信号子空间和噪声子空间。对式 ( 16) 和式 ( 17) 分别乘上酉矩阵Uz, 得到:

式中A和Φ均为满秩矩阵, 所以AHUz= 0。

令对下式求峰值可以获得多个频偏, 即:

上式中ω∈ ( - π, π) 。具体算法步骤如下:

Step 1: 将接收到的信号排列成矩阵R的形式;

Step 2: 对Rl进行自协方差运算, 即:

Step 3: 对Rll进行特征值分解。假设将Q个特征值以降序的顺序进行排列, 前M个最大的特征值所对应的特征向量构成信号子空间Us, 剩余的特征向量构成噪声空间为Uz;

Step 4: 求出式 ( 19) 的M个峰值点所对应的值ω, 即 ^θi= ωi, 得到CFO为:

4 仿真结果及分析

为分析简便起见, 假设DF -OFDM系统只有一个源节点, 两个中继节点和一个目的节点。每个OFDM符号的长度为512, CP的长度为64, PP的长度为48。每个中继节点所采用的训练符号为CAZAC序列[9]。信道的长度为5, 采用瑞利衰落信道。最大的传输延时小于CP和PP的长度, CFO小于二分之一个子载波间隔。

假设第一个中继节点和第二个中继节点的频偏分别为0.5和 -0. 5时, G的大小对时间偏移估计正确性的影响 ( 时间估计都以第一个中继节点性能为例) 如图4所示。从图4中可以看出, 时间估计性能随信噪比增大而增强。当G =0时, 即子带之间的保护间隔为0, 时间估计性能有所下降。

当G =7时, 不同频偏下时间估计的性能 ( 中继节点2的频偏固定为 -0.4999) 如图5所示。由图5可知, 当性噪比大于20dB时, 不同频偏下的时间估计性能比较接近。而当性噪比小于20dB时, 时间估计性能有所下降, 尤其当频偏比较大时。

在G = 3, 且SNR =25dB时, 式 ( 19) 的频偏估计仿真结果如图6所示。从图6中可以发现, 有两个ω对应的幅度值最大, 也即所要估计的θ1和θ2 ( 绝对值大的为第2个中继节点的估计值) 。图7所示为G =3时两个中继节点的频偏估计最小均方误差, 可以看到, 均方误差随着信噪比的增加而变小。

图8所示为不同G值下CFO估计最小均方误差 ( 以第一个中继节点性能为例) , 其中两个中继节点的频偏分别为ξ1= 0. 5, ξ2= - 0. 5。从图8可以看出, 当G = 0, 1, 2时, 系统估计性能较差, 主要原因是子带之间保护间隔的减小和噪声使得ω值与相应的中继节点发生匹配错误。当G足够大时 ( G >2) , 随着信噪比增加, 频偏估计最小均方误差逐渐减小。

从图4至图8可以看出, 当中继节点的数目为2时, 时间偏移估计性能在G = 0和频偏较大时有所下降, 频偏估计性能在G较小时性能较差。因此, 为了保证通信质量, 子带之间的保护间隔应该大于2, 系统能够容纳的最大中继数目为Q/4。

5 总 结

针对DF - OFDM系统进行了多个时间偏移和频偏估计。主要利用相关算法进行时间偏移估计, 利用MUSIC算法进行多个频偏估计。仿真结果表明, 利用设计的导频结构能够在高信噪比情况下达到较小的均方误差。

参考文献

[1]郑侃, 彭岳星, 龙航, 刘光毅.协作通信及其在LTEAdvanced中的应用[M].北京:人民邮电出版社, 2010.

[2]汪裕民.OFDM关键技术与应用[M].北京:机械工业出版社, 2007.

[3]E.Zhou, H.Zhao, and W.B.Wang.Timing synchronization for interleaved OFDMA uplink system[C].in Proc.Int.Conf.Communications, Circuits and Systems, Jun.25-28, 2006, vol.2, pp.1147-1152.

[4]M.-O.Pun, M.Morelli, and C.-C.Kuo.Maximum-likelihood synchronization and channel estimation for OFDMA uplink transmissions[J].IEEE Trans.Commun., 2006, 54, (4) :726-736.

[5]Q.F.Huang, Ghogho, M, and J.B.Wei, and Ciblat.P.Practical Timing and Frequency Synchronization for OFDM-Based Cooperative Systems[J].IEEE Trans.Signal Processing.2010, 58, (7) , pp:3706-3716.

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[7]H.C.Wang, C.L.Wang, and M.C.Lin.A synchronization scheme based on Gaussian pulses for cooperative MIMO OFDM systems[C].IEEE Int.Symposium.Circuits and Systems (ISCAS) , 2012, pp:1512-1515.

[8]Z.Cao, U.Tureli, and Y.Yao.Deterministic multiuser carrier-frequency offset estimation for interleaved OFDMA uplink[J].IEEE Trans.Commun., 2004, 52, (9) :1585-1594.