DSTATCOM（精选五篇）
DSTATCOM 篇1
随着工业现代化进程的加速,用户对电力的需求不仅仅停留在对“量”的要求,对“质”要求也越来越严格。电压凹陷是影响电能质量重要因素之一。在供配电系统中,电压凹陷事件的发生概率要比电压间断事件大得多[1]。若不对电压凹陷进行及时补偿限制,将会给企业生产环节造成重大的经济损失。静止同步补偿器(STATCOM)是柔性交流输电系统(FACTS)的重要设备之一,在稳定系统电压、提高系统功率因数等方面STATCOM发挥了重要的作用[2],STATCOM应用于配电系统时被称为DSTATCOM,它能向公共连接点PCC提供快速灵活的补偿,对于抑制、补偿和消除配电网电压闪变和波动以及非线性负载造成的电压畸变和谐波起到了很大作用[3]。STATCOM代表着无功补偿技术发展的新方向,利用其进行电压凹陷的抑制研究有着重要意义。
2 电压凹陷问题概述[4]
电压凹陷(Voltage Sag)指工频电压有效值下降到额定电压的10%-90%范围内,持续时间一般为半个周期到几秒之间。电压凹陷一般可以用凹陷幅值、持续时间和相位跳变这三个量来描述。引起电压凹陷的因素很多,而且大多具有随机因素,其中常见的有以下几种:
(1)故障引起的电压凹陷
当电力系统发生单相、两相或三相短路等故障时均可引起电压凹陷,一般系统某个位置的电压凹陷程度由故障类型和与故障点的距离决定,与系统设备的接线类型等因素也有关系。
(2)感应电动机引起的电压凹陷
当感应电动机启动时,功率因数很低,启动电流是稳态运行时的5-10倍,极易造成电压凹陷。
(3)变压器激磁涌流引起的电压凹陷
当变压器空载投入和外部故障切除后电压恢复的情况下,其激磁电流可达正常值的几十倍甚至几百倍,常常形成电压凹陷,还伴随有一定量的二次谐波畸变。
(4)其他因素引起的电压凹陷
如大气放电、开断路操作等均可能引起电压凹陷。
电压凹陷是造成某些对电压敏感的设备不能正常工作的主要原因,当电压低于一定程度时会造成设备退出运行,严重时将导致生产工件报废。在许多领域,电压凹陷已成为影响电能质量的最重要因素之一。
3 DSTATCOM的控制策略
采用DSTATCOM进行补偿无功具有连续调节范围大、控制响应精准快、运行经济可靠等优点。在理想情况下DSTATCOM装置等效为“可控”电压源,通过比较调整系统电压和装置输出电压之间的相位差,就可对无功功率实施连续调节[5,6]。
DSTATCOM用于抑制电压凹陷控制系统的原理图如图1所示。该模型主要由系统电源模块、DSTATCOM补偿模块、负荷模块三大部分构成,其中补偿模块包括信号延迟消除(Delayed Signal Cancellation,DSC)、单元参数计算单元、电流矢量控制(VCC)单元、PWM发生单元和DSTATCOM主电路单元。在图1中,从PCC获得的三相电压瞬时信号被送入DSC单元,信号被转化成电压序分量再与参考值进行比较,误差信号被送入PI控制器,用以产生电流控制回路中的参考电流。经过电流矢量控制(VCC)单元产生参考电压控制信号,由PWM单元产生控制DSTATCOM变流器的开关脉冲信号产生补偿电流。DSTATCOM发出的补偿电流经滤波器滤除谐波后送入系统,完成补偿过程。
DSC计算单元的框图如图2所示。图中,首先使用Clarke变换完成从三相静止坐标系abc到两相静止坐标系αβ的转化,利用锁相环PLL获得正序和负序的同步参考信号,将得到的信号延迟T/4后,与到原信号求和,乘以1/2后产生参考序分量。
VCC控制器的设置目的是通过补偿电流来跟随控制参考电流。矢量电流控制器的输入包括:PCC电压分量udp、udn、uqp、uqn,电压控制回路产生的参考电流分量i*dp、i*dn、i*qp、i*qn,补偿器注入系统的电流分量idp、idn、iqp、iqn。将按照式(1)计算得到的参考电压分量作为控制信号应用到PWM模块中。
式(1)中,R为滤波器等效电阻,L为滤波器等效电感,滤波器与STATCOM串联连接。参考电压被转换成abc坐标,引入到PWM模块中用以产生控制开关的脉冲信号。
4 仿真结果分析
按图1所示的DSTATCOM抑制电压凹陷控制系统原理图在Matlab/simulink7.0中搭建仿真模型。系统电源参数如下:Us=680V,fs=50Hz,Ls=2.5m H,Rs=0.7Ω;负荷参数为:RL=8Ω,LL=23m H,开关频率f1=10k Hz,为了加快仿真速度系统采用离散化处理。
系统未补偿带RL负荷时发生三相平衡电压凹陷的负载电压仿真结果如图3所示。在0.8秒时刻,三相电压突然发生平衡性骤降到220V,持续0.2秒后系统电压恢复正常。
系统带RL负荷发生三相平衡电压凹陷时采用DSTATCOM补偿后负载电压波形如图4所示。从图中可以看出,补偿后的负载电压较补偿前大大改善,负荷电压凹陷得到了抑制。对负载电压傅立叶分析其补偿后电压畸变率THD为5.2%,谐波含量也明显得到改善。
系统带RL负荷发生三相平衡电压凹陷时,DSTATCOM注入系统的补偿电流波形图如图5所示。图中,0.8秒时刻以前系统未发生电压凹陷,因此注入的补偿电流幅值很小,主要为补偿装置的器件损耗电流;随后的0.2秒时段内系统发生电压凹陷,补偿装置迅速动作,发出补偿电流用以抑制负荷电压凹陷;1.0秒时刻电压凹陷消失,补偿装置不再发出补偿电流。
5 结束语
对电压凹陷的成因进行了分析,在采用DSTATCOM进行补偿的基础上,提出补偿电流和负载电压并行调节的控制策略,通过适当调整PI参数,可有效控制补偿后的电压谐波含量。仿真结果表明所提出的控制策略易于实现,对线性RL负荷造成的电压凹陷具有良好抑制效果。为DSTATCOM在抑制电压凹陷方面的应用提供了一条新的途径。
参考文献
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DSTATCOM 篇2
配电静止同步补偿器(DSTATCOM)用于配电网的静止无功发生器(DSVG),其输出无功与系统电压无关,可快速进行无功补偿,提高功率因数,抑制快速变化负载引起的电压闪变,提高用电和供电质量。采用特定控制的DSTATCOM,还可以补偿谐波,抑制相间不对称。因此DSTATCOM可具有复合应用功能和良好的工业应用前景[1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,16,17,18,19,20]。
提出了基于重复控制的单相控制器组合的方法。该控制方法不仅具有三相独立工作和很强的不平衡负载补偿能力,还可以补偿谐波。3个单相控制器可以用1个DSP实现,不需要额外的硬件开支。
1 单相PI控制的控制策略
图1(a)给出了级联三相四线DSTATCOM系统结构图。DSTATCOM系统每相的结构是相同的,如图1(b)所示。
三相四线变流器的输出电流是三相对称和相互独立的。变流器的单相(a相)数学模型为
根据式(1),可得到a相的控制框图如图2所示。
被控对象传递函数为
由于本系统采用数字控制实现,将G(s)经过离散化处理得:
其中,T为采样周期。数字PI传递函数为
系统的闭环传递函数为
系统在补偿无功时存在误差,补偿谐波的能力有限。为了消除系统补偿基波的稳态误差和提高系统的补偿谐波能力,本文引入了重复控制。
2 基于重复控制的控制策略
重复控制是一种基于内模原理的控制策略,能够对周期信号实现无差跟踪,其结构框图见图3。
虚线框中为重复控制器,G(z)为被控对象,Q(z)为阻尼系数,可以提高系统的稳定性,S(z)为补偿网络,N为一个周期的采样点数,k为超前的拍数。采用小增益原理得到系统稳定的充分条件[20]为
稳定条件的几何解释为矢量S(ejωT)G(ejωT)末端划过的轨迹不超出以(Q(ejωT),0)为圆心的单位圆,如图4所示。
调整k的大小就可以把系统在指定频率段的相位滞后校正到0°附近。补偿器S(z)必须对控制对象G(z)高频段进行幅值衰减以保证矢量S(ejωT)G(ejωT)末端在单位圆内。S(z)设置为二阶滤波器,以抑制系统的高频增益,提高系统的稳定性。
重复控制器的响应速度较慢,一般要滞后一个基波周期。因此,单纯的重复控制虽然能实现稳态的无差跟踪,但是变流器的动态性能不好。为了解决动态性能,本系统采用了PI和重复控制器协同控制的方案。该方案的控制框图如图5所示。PI控制器可以提高系统的动态响应特性,重复控制器对误差信号进行放大,提高稳态精度。
3 仿真验证
本文对10 Mvar/10 k V 19电平的级联三相四线DSTATCOM仿真验证上述控制方法。本控制器采用DSP+FPGA的结构。交流滤波电感L=200μH,直流侧电容C=30 m F,开关频率fc=2.6 k Hz,采样频率fsam=20 k Hz。根据零极点互消的原则设计PI参数,PI的截止频率为fc/2。
图7为系统闭环传递函数Φ(z)波特图,在50 Hz处有3°的相位滞后,在1 000 Hz处有55°的相位滞后。
采用PI+重复控制后,S(ejωT)G(ejωT)的Nyquist曲线如图6所示。根据式(6)的稳定判断条件,该系统稳定。采用重复控制后,系统的闭环传递函数的波特图如图7所示。系统的闭环传递函数在50 Hz处的相位滞后为0.03°,在50~1 000 Hz的最大的相位滞后为3°。增加重复控制不仅减小系统补偿无功的误差,也提高了系统的补偿谐波的能力。
3.1 采用PI和重复控制补偿无功的性能比较
图8和图9分别给出了基于单PI控制和基于PI+重复控制的3个单相控制器组合控制三相四线DSTATCOM补偿三相平衡负载时波形。从上到下为:a相负载的电流ila、DSTATCOM的a相输出电流ica、a相电网的电压usa和电流isa波形(ila、usa、isa均为标幺值,下同)。由波形对比可以看出,负载的功率因数为0.5。在没有重复控制的情况下,DSTATCOM的输出电流有一定的畸变,输出电流THD为11.81%,补偿后的电网的功率因数为0.98。采用PI+重复控制后,DSTATCOM的输出电流的THD只有2.35%,补偿后的电网功率因数大于0.99。仿真验证了PI+重复控制的3个单相变流器组合控制三相四线DSTATCOM的可行性和有效性。
3.2 采用PI和重复控制补偿谐波的性能比较
图10和图11分别给出了基于单PI控制和基于PI+重复控制的3个单相控制器组合控制三相四线DSTATCOM谐波负载时波形,a相负载的电流ila和补偿后a相电网的电流isa波形。对比可以看出,负载的THD为30.2%。采用PI控制的3个单相控制器组合控制三相四线DSTATCOM补偿后电网电流的THD为18.9%。当采用PI+重复控制后,电网电流的THD降低到5.5%。
3.3 三相不平衡负载比较
图12和图13比较了采用基于dq算法和本文提出控制策略在负载不平衡(a相满载,b相半载,c相10%负载)情况下仿真波形。从上至下为:负载电流il、DSTATCOM的输出电流ic、电网的电压us和电网的电流is波形。
在上述不平衡负载条件下,2种控制方法补偿后三相的功率因数都达到0.99。基于dq变换的控制器,变流器输出的电流波形发生严重的畸变,a相电流的THD高达15.16%。而采用本文提出的控制方法,变流器输出电流的THD为2.5%。
3.4 单相控制器组合控制三相变流器单相工作情况
图14为b相和c相空载、a相满载的情况下,负载电流il、DSTATCOM的输出电流ic、电网电压us和电网电流is波形。补偿后的a相的电网功率因数为0.99,DSTATCOM输出电流无明显畸变。仿真验证了本文提出的控制方法的单相补偿能力。
4 结论
针对三相四线DSTATCOM三相输出电流非耦合的特点,本文提出了3个单相控制器组合的方法,并且第1次将PI+重复控制器引入到级联多电平变流器控制中。采用这种控制方法的变流器具有单相补偿能力和很强的补偿三相不平衡负载的能力。系统的输出波形质量得到了很大的提高(满载输出无功补偿电流的THD下降了9%)。采用重复控制后,DSTATCOM具有很强的补偿谐波的能力。
摘要：针对三相四线级联DSTATCOM三相输出电流彼此独立的特点,建立了DSTATCOM的单相模型和基于数字PI的闭环传递函数,提出了一种基于重复控制的单相控制组合的控制策略。该控制策略能够将传统PI控制系统闭环传递函数的相位滞后从56°降低到5°以内(1kHz处),从而可以改善对谐波和无功的补偿效果。在Matlab/Simulink环境下,建立10 Mvar/10 kV 19电平的级联三相四线DSTATCOM系统仿真模型,通过仿真验证了新控制策略的正确性和可行性。同时,在三相不平衡负载情况下的仿真结果表明,新控制策略比传统的基于三相dq变换的控制策略有更好的补偿效果,而且具有分相补偿能力。
DSTATCOM 篇3
近年来随着高新产业不断发展, 电力用户对供电质量要求越来越高。如何提高和保证电能质量, 已成为迫切需要解决的重要课题之一。作为电能质量调节技术的重要组成部分, DSTATCOM具有调节速度快、输出连续、运行范围宽及输出无功与系统电压无关等诸多优势, 因而引起了国内外专家学者的广泛关注[1]。
目前DSTATCOM 多采用多电平PWM实现控制, 控制策略多为传统PID控制, 但对于非线性对象, 其应用范围将受到很大限制。另外, 常规PWM调制的逆变器输出电压中含有较高的谐波成分, 原因主要在于理想的随机信号产生很困难, 一般都采用伪随机信号来代替。但由于受其序列长度的限制, 随机性受到一定的影响, 从而影响抑制效果。
笔者针对级联多电平DSTATCOM[2,3,4,5]设计了基于自抗扰控技术和混合混沌序列RFPWM的协调控制策略, 首先利用混合混沌序列RFPWM产生移向载波随机信号, 抑制谐波;而后, 利用自抗扰技术实现对于非线性对象的解耦控制, 快速形成调制波并进行了仿真分析。结果表明:该控制策略不但可以很好地抑制谐波的产生, 而且有着更优的动、稳态性能, 并且在系统的鲁棒性上有所提高。
1 系统构建
笔者针对25kV配电网设计了一种基于级联9电平逆变器的DSTATCOM的拓扑结构。将级联9电平逆变器取代传统DSTATCOM的多重化逆变器和曲折变压器, 其主电路拓扑结构如图1所示。图中ug、Lg、Rg为配电网电压 (无畸变) 、电感、电阻;L1、R1为连接于配电网公共连接点固定容量的电感、电阻;L为连接电抗器的电感;is为流入公共连接点的电流;il为负载电流, ic为注入DSTATCOM电流。级联9电平逆变器的开关控制采用单极倍频CPS-SPWM技术, 每相的输出电压是9电平的PWM波形, 等效开关频率是实际开关频率的2n倍 (n是级联单元数目) , 大大减小了输出谐波, 且能缓解开关器件耐压水平和频率间的矛盾[6,7]。
2 DSTATCOM控制系统
2.1 DSTATCOM的数学模型
假设系统为三相平衡系统, 装置的损耗用等效电阻R表示, STATCOM的数学模型[8]为:
M和δ和为装置输出电压幅值调制比和相角, 分别将us、uc和ic进行PARK变换得到d、q坐标系下的数学模型:
取公共连接点电压相量us与坐标d轴重合, 则
、Iq分别为电流的有功分量和无功分量。
从式 (2) 可以看出, 控制DSTATCOM交流侧的瞬时电压ucd、ucq即可实现对交流侧瞬时电流Id、Iq的控制, 但是由于耦合项ωLId、ωLIq的存在, 很难做到快速控制。为此, 笔者采用自抗扰控制策略实现d、q的解耦控制。
2.2 控制策略设计
根据以上分析, 控制策略设计首先利用自抗扰技术实现解耦控制, 快速地产生三相PWM调制波信号;而后, 利用混合混沌序列RFPWM产生移向载波, 从而抑制谐波的产生, 如图2所示。
2.2.1 LADRC解耦控制策略
对式 (2) 的分析可知ωLId、ωLIq为耦合项, 设计控制系统可将这两个耦合项视为系统内扰;另外, 由于接入点电压Us不便测量, 也纳入系统内扰。式 (2) 简化为:
其中
由式 (3) 易知对原本耦合模型可分别设计出d、q轴解耦的两个电流自抗扰控制器。由于两轴控制器的原理、参数一致, 以q轴LADRC为例说明。由无功检测环节得到的无功电流的给定值iqref作为LADRC的参考输入, 由电网注入DSTATCOM的无功电流iq作为LADRC的实际输入量, 控制量是装置的输出电压分量Ucq, 控制目标是使无功电流iq能跟踪其给定值iqref。设计一阶LADRC, 其中重点在于构建二阶LESO如下:
由一阶系统, 使得PD控制器中的kd =0, 即化为P控制器:
u0=kp (v1-z1) (5)
扰动补偿控制量:
以式 (4) ～ (6) 共同构成了线性自抗扰控制器。
2.2.2 混沌混合序列RFPWM的实现
设随机开关变换器PWM的频率控制策略为:
f (t) =fs+RiΔf=k1us+k2u2
式中 fs——PWM基准开关频率;
RiΔf ——PWM附加的信号频率;
u2 ——扩频信号电压, 它决定了PWM附加频率RiΔf的变化规律;
us ——决定基准开关频率的固定电压。
当RiΔf混沌变化时, 为混沌扩频的PWM。它的目的是通过改变逆变器占空比值, 就可实现开关频率的随机化, 以使逆变器输出电压的谐波成分均匀地分布在一个较宽的频率范围内, 达到抑制噪声、机械振动和高次谐波的目的。
3 仿真分析
为了验证该控制策略解耦及抑制谐波的性能, 笔者采用Matlab对图1所示系统进行了仿真验证。首先针对公共连接点电压波动 (设置电压源电压幅值随时间变化, t=0.2s, 变为额定值的1.04倍, t=0.3s, 变为额定值的0.96倍) 后, 基于笔者所提出协调控制策略的DSTATCOM快速调节无功功率稳定公共连接点电压的过程给出了仿真结果, 并进行比较, 验证了控制策略的正确性及其良好的性能;同时与传统PI控制策略进行仿真比较, 着重研究了固定参数下的协调控制策略对模型参数变化和参考指令变化的适应能力。而后, 针对混沌混合序列RFPWM与传统常用的RFPWM进行比较, 指出使用笔者提出的协调控制策略相比于常规的调制方式, 具有更好的抑制谐波的能力。
图3对比可以看出, 当不使用DSTATCOM时, 连接点电压随电源电压变化而有较大幅度的变化, 而使用DSTATCOM后, 连接点电压可以基本维持额定电压不变, 即能够迅速调节输出的无功功率用以稳定公共连接点电压。
图4所示为DSTATCOM的A相电压、电流波形, 图中可以看出当系统需要无功时, DSTATCOM可以快速调节输出电压从而控制无功电流, 当系统电压升高时, 吸收无功功率 (电压超前电流) , 而当系统电压降低时, 发出无功功率 (电流超前电压) 。在0.3s前后, 无功电流流向发生改变而且能够迅速平稳地发生改变, 冲击很小。
图5所示为参考指令变化 (电压波动) 时, 协调控制策略和PI控制策略的动态性能和鲁棒性比较。图中可以看出基于协调控制策略明显比传统PI控制器具有更好的动态性能, 响应速度更快, 且受外部扰动影响小。更为突出的是, 当模型参数变化 (增大连接电感) 时, 虽然电感增大了, 对电流的动态响应应该是不利的, 但是它的动态响应时间却没有受到影响, 而PI控制器的电流响应时间随着电感的增大而增长了, 由此说明当模型参数发生变化时, 协调控制策略在动态性能优越的前提下, 较PI控制器具有更强的鲁棒性。
从图6对比可以看出两者输出电压的谐波成分连续分布在一个较宽的频率范围内并不受基波的影响, 谐波幅值也相对很小。同时对比发现运用混合混沌序列RFPWM调制谐波的幅值明显下降, 且谐波分布的范围更加均匀, 对低次谐波的影响也有明显的改善, THD值是后者的0.5倍多。
4 结束语
通过对DSTATCOM系统的分析, 设计了基于LADRC和混合混沌序列RFPWM的协调控制策略, 并进行了仿真研究。仿真结果表明, 采用该解耦策略, 不但d、q轴电压都可以分别及时、有效地调节到其期望值;而且与传统PI控制相比, 该控制策略有着更好的自适应性和鲁棒性, 而且算法简单, 不依赖对象的精确模型, 便于工程应用。
参考文献
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DSTATCOM 篇4
近年来,随着社会经济的飞速发展,用户对电能质量提出了越来越高的要求。另一方面,由于电力电子技术的日渐成熟,各类电力电子装置在系统中得到了广泛的应用,大量非线性负荷在配电网挂网运行,对系统造成了严重的谐波污染以及功率因数的降低,恶化了配电网的供电质量,对配电网的运行安全及经济性造成了不利的影响[1]。
配电网静止同步补偿器(Distribution Static SynChronous Compensator,DSTATCOM)作为一种基于开关器件,用于动态无功补偿以及谐波抑制的新型电力电子装置,可实现对补偿目标的快速、准确补偿,且工作范围广、输出连续[2,3],因此在系统中得到越来越广泛的关注和应用。目前,应用于DSTATCOM的主电路拓扑主要有三相全桥结构、三单相桥以及单相H桥级联结构。三相全桥结构作为一种在三相逆变器最广泛应用的主电路拓扑,同样也适用于DSTATCOM;三单相桥结构由3个独立的单相桥组成DSTATCOM逆变器,它的器件利用率虽不如三相全桥结构高,但可用于分相控制和不对称运行。上述2种结构受功率器件耐压水平的限制,使采用上述结构的DSTATCOM仅能应用于低压、中小容量场合。基于H桥级联结构的DSTATCOM,通过单H桥模块级联的方式解决了DSTATCOM在高电压、大容量应用时单个功率器件的耐压水平及功率等级限制,并在中高压配电网中得到了广泛应用。但是,采用H桥级联结构主电路STATCOM的直流电压分散在各个H桥子模块中,在直流侧没有公共的直流端,各相桥臂的直流电压只能通过控制进行平衡,并不能通过主回路进行约束,这增加了其直流电压相间平衡控制的难度,也不利于多个STATCOM应用的扩展。
近年来,模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)[4]技术正成为以柔性直流输电为代表的中高压、大容量领域的研究热点。它与开关管串联技术相比,更易实现在更高电压等级和功率要求场合的应用;模块化设计可以方便地提高装置冗余度,增加了装置的运行可靠性;模块化的设计也利于标准化的规模化生产,以便降低生产成本;此外,多电平技术还可以减小输出电压的谐波含量以及开关器件的开关频率,进而减少了开关损耗[5]。若将该拓扑应用到DSTATCOM中,便可和H桥级联结构一样,将DSTATCOM直挂于中高压配电系统,且具有更高的扩展性[6]。
本文针对DSTATCOM在中高压配电系统中的应用,提出了一种基于MMC拓扑的DSTATCOM主电路以及相应的控制方法,最后通过PSCAD/EMTDC仿真进行了相应的有效性验证。
1 主电路拓扑及工作原理
1.1 基于MMC的DSTATCOM主电路拓扑
基于MMC的DSTATCOM主电路拓扑如图1所示。对于一个n+1电平的DSTATFCOM来说,其换流器每相的上、下桥臂都由n(n为大于1的偶数)个MMC功率模块串联组成,串联后每相的上、下桥臂一端各自串联1个电抗器L后,连接在一起作为逆变器交流侧输出端口,交流输出侧经过带旁路开关的限流电阻及交流断路器后直接与交流系统相连;各相上、下桥臂的另一端和其余相的上、下桥臂对应端连接在一起,作为变流器直流侧的正负极。MMC功率模块由2个开关器件、2个分别与开关器件反并联的续流二极管、1个反并联的晶闸管模块SCR以及1个直流电容C组成。开关器件分别与二极管反并联后串接,再与直流电容并联。
1.2 MMC基本原理
通常来说,MMC中子模块正常工作时有3个状态:投入状态、切除状态以及闭锁状态。如图1所示,假设Usm表示MMC子模块的输出电压,UC表示子模块内直流电容电压,由此可将子模块的3种工作状态描述如下:
(1)当开关器件T1导通、T2闭锁时,子模块中的直流电容通过开关器件T1传入换流器的主回路中,子模块的输出电压Usm=UC,此时子模块的状态为投入状态。
(2)当开关器件T1闭锁、T2导通时,子模块中的直流电容由于T1闭锁与主回路之间形成断路,切出主回路,主回路的电流直接通过导通的开关器件T2,Usm=0,此时子模块的状态为切除状态。
(3)当开关器件T1、T2均闭锁时,模块处于闭锁状态。此时,若Usm≥UC,子模块外的电压将对子模块内的直流电容充电;若Usm≤UC,子模块将运行在开路状态。
由电路结构可以看出,MMC每个桥臂中处于投入状态的子模块数决定了该桥臂的输出电压。假设桥臂中各子模块的直流电容电压相等,则桥臂的输出电压Uij可表示为
式中:下标pj和nj分别表示第j相的上桥臂和第j相的下桥臂。
根据图1,MMC-DSTATCOM的输出电压和直流电压关系。
式中:Udc为MMC直流母线电压;Ujo为MMC相桥臂输出电压与MMC虚拟中性点之间的电压差。
将式(2)中上、下2式相减得
将式(2)中上下2式相加得
根据上述分析,通过控制MMC各相上、下桥臂中子模块的投入主电路数量,便可控制上、下桥臂的输出电压,最终根据式(3)产生MMC各相桥臂的输出电压。该输出电压与系统电压共同作用于由MM上、下桥臂电抗等效得到的联系电抗两端[7],产生与负载基波无功电流相位相反的基波无功补偿电流,以抵消负载所产生的基波无功电流,实现对负载无功电流的补偿。由于基于MMC的DSTATCOM输出电压可实现相对于系统电压幅值和相位的精确控制,且响应速度快,可实现对目标基波无功电流的快速、精确补偿。
与此同时,每相上、下桥臂子模块输出电压之和应等于换流器的直流母线电压Udc,MMC换流器每相上、下桥臂投入主电路的子模块数之和应时刻保持为n个,从而保障MMC直流母线的稳定以及桥臂中各子模块中直流电压的平衡。
2 基于MMC的DSTATCOM控制策略
2.1 电压调制方法与直流电压平衡控制
当MMC的子模块数量足够多时,最近电平逼近是一种非常理想的调制方式,它的主要思路就是通过控制上、下桥臂子模块的投切数量产生阶梯波来拟合预期输出的交流电压波形,它可以通过相对简单的控制调制出理想的正弦波形,并将输出电压的谐波畸变率保持在较低的水平。对于MMC桥臂来说,其上、下桥臂根据调制电压所要投入的子模块数量可由式(5)得出:
式中:npj和nnj分别为上桥臂和下桥臂投入的子模块个数;N为M MC—个桥臂中的子模块数量;uj为调制电压的瞬时值;round(x)为取整函数,将返回最接近调制电压瞬时值的整数。
在此之后,桥臂中的子模块将根据其直流电容电压的大小进行排序,并根据桥臂电流的方向确定各子模块的投切状态,其具体的判断原则如下:
(1)当桥臂电流方向为子模块充电方向时,子模块中直流电容电压最低的npj或nnj个子模块将投入到主回路中,其余子模块切除主回路。
(2)当桥臂电流方向为子模块放电方向时,子模块中直流电容电压最高的npj或nnj个子模块将投入到主回路中,其余子模块切除主回路。
2.2 补偿量检测
基于M MC的DSTATCOM是一个用于控制电流的电压源性换流器,它的主要控制目标是保证供电电源的功率因数以及供电电流的三相平衡。如图1所示,非线性负载的电流是不可控的,DSTATCOM通过控制自身的补偿电流跟踪补偿负载电流,以实现对供电电源的功率因数及负序电流的间接控制,其基于dq变换的负载电流补偿量检测方法如图2所示,图2中LPF1为低通滤波器,K1为补偿系数。
由于MMC-DSTATCOM的补偿目标是通过基波无功补偿将负载电流补偿为三相幅值相等、且与系统电源之间仅有基波有功交换的电流,该电流通过正序和反序的dq变换,得到的正序q轴分量、负序d轴和q轴分量电流值均为零,这也是DSTATCOM对负载电流所要达到的补偿目标,故将这3个变量的控制参考值均设为零。控制系统利用数字锁相环跟踪供电电源的三相电压,从而获得系统基波正序电压的相位角θ。由于DSTATCOM仅补偿负载系统的基波无功分量,并不对负载的基波有功电流进行补偿,因此补偿电流在dq坐标系下的d轴电流分量为零;将采样得到的负载电流利用锁相环得到的基波正序电压相位角θ进行dq变换,变换矩阵如式(6)所示。然后将dq变换后得到的q轴电流分量通过一个40 Hz的数字低通滤波器进行滤波,得到q轴电流的直流分量;该直流分量与控制系统负载电流的补偿目标值(即零电流)做差后,经过dq反变换得到DSTATCOM的基波正序无功补偿电流指令值。
利用同样的方法,仅需将采样得到的b相和c相负载电流互换位置,利用dq变换和40 Hz数字低通滤波器便可方便地得到负载负序电流在dq坐标系下的直流分量。由于DSTATCOM在补偿负载不平衡电流时需要同时对负载电流的负序有功和无功分量进行补偿,应此需要将dq变换后得到的d轴和q轴直流分量均做差后,经过dq反变换得到DSTATCOM的基波负序补偿电流指令值。
将上述2个通过dq变换得到的补偿电流指令值进行合成,便可得到DSTATCOM的补偿电流指令值,即需要DSTATCOM输出的负载电流补偿量
2.3 输出电流控制
DSTATCOM的电流输出环节采用基于电压矢量控制的直流母线电压外环、电网电流内环的双PI控制策略。该控制策略通过引入实际的直流电压和输出电流作为反馈量以保证控制的准确性,引入系统电压作为前馈量以减少电流阶跃过程的过渡时间,从而在准确控制输出电流的同时实现直流电压的稳定控制。其控制框图如图3所示。
由于控制系统在补偿量检测环节为补偿不平衡电流,进行了基于dq0变换的正、负序电流提取,分别进行了正、负序变换,得到在dq轴上的直流分量代表不同的物理意义,因此2个电流无法在此时直接加合,只能将二者分别进行dq0反变换后在abc坐标系下进行加合,最后将此电流进行dq0变换后,作为输出电流控制环节的指令电流。
在直流电压控制环节,为减少系统在可控整流解锁瞬间整流电流对开关器件可能造成的电流冲击,可在直流电压控制中加入爬坡函数,使DSTATCOM的直流电压缓慢抬升至指令值,以减小启动电流。
3 数字仿真验证
为验证本文所提DSTATCOM主电路及相关控制的正确性和可行性,在PSCAD/EMTDC中搭建了基于MMC拓扑的13电平DSTATCOM仿真系统,其主电路基本参数如表1所示。
为验证本文所提补偿控制算法的适用性,在仿真中分别对阻容性负载和阻感性负载的补偿效果进行了验证,其具体的仿真计算结果如表2所示。
为验证控制算法的动态响应特性,系统在0.3 s将无功负载投入系统,DSTATCOM自动进行补偿,在经过大约3个工频周期时间的调整后,DSTATCOM实现了对负载无功电流的完全补偿,使系统电流与系统电压恢复到同相位,其动态过程如图4所示。
*该损耗相当于在直流侧并联一个装置容量3%的电阻。
DSTATCOM对不平衡负载的补偿效果如图5所示,通过DSTATCOM输出的负序电流,负载电流的不平衡得以补偿,进而使系统电流达到三相平衡。
图4和图5中×、○、△分别为负载调整时间,负载实变发生时间、DSTATCOM补偿追踪达到稳定时间。
在整个仿真过程中,由于DSTATCOM采用多电平结构,因此自身输出的补偿电流畸变率小,补偿后的系统电流总畸变率均在3%以内。
4 结论
本文针对DSTATCOM在高电压、大功率环境下的应用需求,结合MMC在高压直流输电领域的应用优势,提出了一种基于MMC拓扑的DSTATCOM以及相应的无功补偿控制策略,并在PSCAD/EMTDC下进行了建模验证。仿真结果说明本文所提电路及控制策略切实可行,对各种无功负载及不平衡电流具有良好的补偿效果。
参考文献
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DSTATCOM 篇5
级联H桥型多电平变流器结构[1,2,3,4]被广泛应用于配电静止同步补偿器(DSTATCOM)等大功率变流装置。在实际工程应用中,随着级联功率单元数量的增加,装置发生故障的概率也会提高,从而降低了装置运行的安全可靠性[5]。因此,有必要对级联型变流装置的故障机理及其容错控制方法[6,7,8,9,10]进行研究。
本文首先分析了级联H桥型变流装置常见的故障机理,然后重点介绍了传统的n+1故障冗余控制策略。在此基础上,结合单位功率因数UPF(Uni Power Factor)四象限H桥整流器的直流电容电压均衡控制方法,提出一种改进型n+1冗余故障旁路容错控制策略。最后,为保证装置故障前后输出电压良好的谐波特性,详细分析了装置故障后CPS-SPWM开关调制策略的调整方法。
1 级联H桥型变流装置的故障机理
对于级联H桥DSTATCOM装置而言,功率单元模块是装置最主要的组成部分,也是最主要的故障点。因此,这里主要分析几种常见的功率单元故障。
1.1 桥臂直通故障
桥臂直通故障是功率单元最常见,亦是最严重的故障[11]。如图1所示,以单相H桥功率单元左桥臂为例,当开关VT1处于导通状态,VT2由于某种故障原因导通时,左桥臂将处于直通状态。此时,直流电容将通过该桥臂放电,从而产生很大的短路电流和d i/d t,若不及时处理,将烧毁IGBT开关器件。
引起IGBT开关误动作的原因可分为2种:一种是IGBT自身的损坏造成的短路或断路;另一种是驱动控制电路故障所引起的触发脉冲的误发生,或者是干扰信号引起的误触发。无论哪种原因造成的桥臂直通故障,都应在IGBT短路过流允许时间内阻断桥臂的直通短路。
1.2 过压故障
过压故障一般指IGBT关断过电压。如图2所示,当某一IGBT(如VT1)由通态迅速关断时,由于关断时间极短,会产生很大的di/dt,若该主回路上存在杂散电感,如图中L1、L2,则会在L1、L2上产生瞬时尖峰电压Ldi/dt(L=L1+L2),该电压和直流侧电压Udc一起加在VT1两端,造成VT1的损坏。该过电压通常由硬件缓冲电路来抑制,具体原理此处不作赘述。但当缓冲保护电路失灵造成了IGBT的损坏,则应通过故障检测电路及时上传该故障信息。
另一种过电压主要指直流电容上的过电压以及由此造成的IGBT过电压。电容过电压主要有2种:一种是由于逆变器交流侧能量浪涌脉动造成的电容电压的过冲;另一种是由于H桥整流器控制失误导致的直流电容电压的持续上升,该故障是双H桥级联型变流器[12]所特有的。这2种类型的过电压相对前述的关断过电压而言,变化较缓慢,因此也容易检测和保护。
1.3 信号丢失故障
由于装置最终运行在高压场合,系统的主控制器与功率单元底层控制器之间的通信应采用光纤隔离通信方式。此时,无论是采用脉冲直接传输方式还是编码通信方式,都有可能出现信号丢失故障,如光纤通信接口损坏或接头虚连接等,从而造成功率单元不工作。
除了以上几种主要故障之外,还存在供电电源故障、过温故障等。
2 传统n+1冗余故障旁路容错控制策略
在工业控制中,当检测到级联装置中某个功率单元模块发生故障时,最常用的是功率单元旁路技术[8,9,10,11,13],即直接将该单元交流出口旁路,以实现装置对故障单元模块的分离。
功率单元旁路技术通过在每个单元的输出端增设一个旁路机构来实现。旁路机构有多种实现方案,图3给出了3种常见方案[14]。
其中,图3(a)方案1采用一个电磁式交流接触器,利用其常开和常闭触点来控制功率单元旁路装置的启动与停止。图3(b)(c)分别采用晶闸管+整流桥、双向晶闸管的电路结构来实现单元模块的旁路功能,与方案1相比,旁路动作速度快,但控制电路相对复杂。此外,需要注意的是,方案2、3由于故障单元输出端在物理上并没有与装置直接断开,为避免将功率单元的直流侧短路,必须在旁路装置动作之前先将功率单元的所有开关器件关断。
当故障单元从级联型装置中隔离出来以后,应采用适当的故障冗余控制技术,以确保装置安全有效运行。这里重点介绍传统的n+1冗余容错控制方法(可以推广为n+2、n+3、…等冗余控制方法,意义在于级联装置是否具有更高的故障冗余容错要求,此处主要以n+1冗余控制方法为例分析问题)。
在传统n+1冗余控制方法下,装置根据系统电压等级和容量等参数要求按n级联数设计功率单元,在此基础上,每相再增加一个冗余单元。正常运行模式下,各功率单元按n/(n+1)额定容量工作,当某相中某一个功率单元发生故障并被旁路后,该相中其他n个单元则自动运行在额定容量上,而不影响其他非故障相的正常运行。采用该控制方法,由于每相各功率单元容量是按n级联单元数满额容量配置的,直流侧电容电压在故障前后不发生变化。因此,在正常运行状态下,由于功率单元的降额运行,一方面,直流电压利用率不高;另一方面,由于开关器件两端所承载的电压增加,功率器件的开关损耗、d u/d t以及故障率也增加了。
为此,基于UPF四象限H桥整流器的直流电容电压均衡控制策略,在此提出一种改进型级联H桥型DSTATCOM装置n+1冗余故障旁路容错控制策略。
3 改进型n+1冗余故障旁路容错控制策略
3.1 基于UPF四象限H桥整流器的直流电容电压均衡控制方法
在实际工程应用中,存在由装置各功率单元电容能量变化差异以及功率单元自身损耗所造成的直流侧电容电压的不平衡问题,严重影响了装置输出电压波形质量。这里介绍了一种基于UPF四象限H桥整流器的直流电容电压均衡控制方案,如图4所示。
图中,各单元H桥整流器通过隔离变压器Ti(i=1,2,…,n)连接交流电源母线,其中交流侧滤波电感Lri用来满足整流器单位功率因数整流及滤波功能要求。当电容电压上升时,控制H桥四象限整流器处于UPF逆变状态,将电容能量快速反馈至交流电网,电容放电;而当电容电压下降时,控制整流器处于UPF整流状态,吸收交流电网能量并对电容充电。
该方案属于“交流母线的外部能量交换法”的类型,各单元整流器采用分布式独立控制系统,一方面,各单元的整流控制系统彼此独立运行在UPF整流状态;另一方面,各单元的整流控制系统独立于主控制系统,从而降低了主控制系统的复杂程度。此外,该方案还具有响应速度快、交流电源母线侧输出谐波含量小、简单可靠的特点。
3.2 控制策略
改进型n+1冗余控制方法与传统的n+1冗余控制方法相比,功率单元的容量配置方法相同,设功率单元满额运行时直流侧电压为Udc。如图5所示,当装置正常运行时,各单元按n/(n+1)额定容量工作(亦可根据现场情况选择其他运行容量),对应的直流侧电压参考值为n Udc/(n+1)。可见,与传统的冗余控制方法相比,装置正常工作时,直流侧电压降低了[100 n/(n+1)]%,即当补偿容量相同时,直流侧电压利用效率提高了。
当检测到某相中某一个功率单元发生故障时(如图中的功率单元A2),控制系统发出控制命令旁路该故障单元,同时调节该相中其他n个非故障单元直流侧参考电压值,通过UPF整流控制将直流侧电压稳定在Udc。此后,该相非故障单元自动运行在额定容量上,而其他非故障相正常运行,不受影响。
该方法的主要特点是故障相在故障前后各功率单元的直流侧电压不相同,根据功率单元容量要求作相应的调整,从而最大限度地降低装置的损耗和故障率,提高装置的运行效率。该方法实现的必要条件是直流侧电压的可控,如结合本文中的UPF四象限H桥整流器的直流电容电压均衡控制策略,而对于不可控的直流侧电压,如采用三相桥式不控整流方式,该方法并不适用。
4 故障后CPS-SPWM开关调制策略调整方法
本文将CPS-SPWM调制技术应用在级联H桥型DSTATCOM的开关调制中,CPS-SPWM调制技术的原理可参考文献[15-17]。
下面首先简单介绍级联H桥型DSTATCOM的CPS-SPWM脉冲生成时序。由于装置的三相对称性,这里仅以一相为例分析问题,且取级联单元数N=5。
级联H桥型DSTATCOM单相主电路结构可参考图6。图中,VTx1、VTx2、VTx3、VTx4(x=1,…,5)分别代表各功率单元左桥臂上、下和右桥臂上、下IGBT开关器件;Udc代表各单元直流侧电压。装置采用基于CPS-SPWM的单极性开关调制方法,各单元载波urx(x=1,…,5)相互错开时间Tc/(2 N),其中Tc为载波周期。
各功率单元的SPWM脉冲生成时序如图7所示。图中,载波urx的相位与urx相差180°,分别用来形成功率单元x VTx1和VTx4的触发脉冲,x=1,…,5;us为SPWM调制波。
如图7所示,在tn时刻(n=1,…,10,tk+1-tk为1个采样周期)采样调制波为us,根据不同的采样方法,生成SPWM触发脉冲Px1和Px4,分别对应触发VTx1和VTx4;VTx2、VTx3的触发脉冲Px2、Px3分别与Px1、Px4相反,实际应用中加死区延时,x=1,…,5。
设n+1级联装置的载波频率为1/Tc,采样周期为Ts,则Ts=Tc/[2(n+1)]。当某相中某一个功率单元发生故障而被旁路后,如果仍然按照故障前的n+1级联单元数生成触发脉冲,则装置输出电压由于只由n个单元输出电压叠加而成,谐波含量将会增加。因此,应对剩余n个非故障单元的CPS-SPWM开关调制策略作相应的调整,即按照n级联单元数生成触发脉冲。
实际工程应用中,存在2种不同的调整方法。
第1种方法:Tc不变,Ts变化。
为了方便分析,选择故障前级联单元数n+1=5,则各功率单元的采样周期Ts=Tc/10。参照图7所描述的CPS-SPWM脉冲生成时序,在0/5Ts、Ts/6Ts、2 Ts/7Ts、3Ts/8Ts、4Ts/9Ts时刻,依次采样调制波生成功率单元A1、A2、A3、A4、A5的触发脉冲,如图8(a)所示。
当某一功率单元发生故障时(这里参照图5(b)),如不对CPS-SPWM开关调制策略作调整,则剩余非故障单元A1、A3、A4、A5的脉冲生成时序如图8(b)所示。显然,功率单元A1与A3之间的采样间隔是2Ts,其他单元之间的采样间隔为Ts,这不符合CPS-SPWM脉冲生成的基本原理,级联装置输出电压的谐波含量将增加。因此,必须对CPS-SPWM开关调制策略作相应调整。这里设载波周期不作变化,仍然为Tc,而将采样周期在Tc内重新分布,由于故障后级联单元数n=4,从而调制后的采样周期为Ts′=Tc/8,如图8(c)所示。这样,按4级联功率单元CPS-SPWM脉冲生成时序触发剩余4个非故障单元,将产生完整的CPS-SPWM输出电压。
该方法通过改变故障相的采样周期来调整该相CPS-SPWM开关调制策略,理论上可以正常工作,而其他非故障相的采样周期仍然保持不变。这样不同的相将存在不同的采样周期,但对于DSTATCOM补偿指令电流的检测而言,要求三相电流采样周期保持同步,因此该方法实现比较困难。
第2种方法:Ts不变,Tc变化。
该方法下,当A2发生故障时,保持采样周期Ts不变,对故障相的载波周期进行调整,设调整后的载波周期为Tc′,而其他非故障相的载波周期保持Tc不变。调整前后的CPS-SPWM脉冲生成时序如图9(a)(b)所示。
可见,调整后故障相的载波周期Tc′与调整前的Tc存在以下关系:
调整后的CPS-SPWM脉冲生成时序为0/4 Ts、Ts/5 Ts、2Ts/6Ts、3Ts/7 Ts时刻,依次采样调制波生成功率单元A1、A3、A4、A5的触发脉冲。该方法由于故障相的采样周期在故障前后未发生改变,因此,故障后仍能保证三相电流采样的同步性。
5 实验
按照图4、图6所示级联型DSTATCOM装置单相电路结构建立实验模型,实验参数设置如下:
a.级联单元数N=5,冗余度为1;
b.故障前各功率单元直流侧参考电压为350 V,故障后非故障功率单元直流参考电压调整至400 V;
c.采样频率fs=12.8 k Hz,故障前载波频率fc=1.28 k Hz,故障后调整为1.28 k Hz×5/4=1.6 k Hz。
图10~15为实验波形图。
其中,图10为某一功率单元发生故障后,其他非故障单元直流侧电压(波形1)从350 V至400 V的暂态过渡过程,以及相应功率单元整流器交流侧电流ir(波形2)的变化情况。故障发生后,各非故障单元控制系统即刻接收到从主控制系统下发的指令参考电压值,相应单元H桥整流器立刻响应直流参考电压的变化,通过对直流电压的反馈控制迅速调整直流电压并将其稳定在指令参考电压值附近。由图可见,大约经过300 ms的暂态过程,电压即稳定运行在400 V。
图11为故障后装置输出电压波形图。由图可见,一方面,输出电压的包络线与图10中非故障单元直流侧电压的暂态变化规律一致,此结果进一步说明了各非故障单元直流电压稳定控制的独立性和控制特性的一致性;另一方面,由于故障单元被旁路,故障后的输出电压的电平数从11降低到9,该结论从图12、图13中可明显看到。
图12、图13分别为装置CPS-SPWM开关策略调整前后输出电压u的实验波形图。可以明显看出,开关策略调整前的u与调整后的u相比,波形畸变程度较高。两者对应的FFT频谱图分别如图14的上、下部分所示。可见,前者包含的谐波明显增加,且后者由于故障后的载波频率发生了改变,故障前后u的谐波畸变率相同,如图14的下半部分所示,主要谐波分布在m×8×1.6 k Hz(m=1,2,3…)附近,与故障前的谐波分布(m×10×1.28 k Hz)情况一致。
为了验证故障冗余控制策略下装置补偿效果,在装置无功补偿正常运行过程中,人为对该相某一功率单元制造故障(这里选择将与单元A2连接的通信光纤拔出),实验波形如图15所示。图中,波形1为装置输出电压u,波形2为装置输出无功补偿电流iC。
由图可见,故障发生后,一方面,该相非故障功率单元的直流侧电压被迅速调整,经过大约几个周期的过渡过程即达到稳定状态,其变化规律与图11中所描述的装置故障后输出电压的变化规律基本一致;另一方面,补偿电流基本没有发生变化,即采用本文所介绍的装置故障冗余控制策略,装置在故障冗余范围内发生故障,对装置正常补偿性能没有影响。
6 结论
性能良好的装置应具备故障容错能力,即装置在一定水平的故障冗余范围内仍能保持其正常的工作能力。本文提出一种改进型n+1故障冗余控制策略。实验结果表明,该方法在装置正常工作时,能够提高功率单元的直流侧电压利用率,有效降低功率器件的开关损耗、du/dt以及故障率。而当装置功率单元出现冗余度以内的故障时,一方面,装置故障相其他非故障单元迅速反应,及时调整输出功率,保证装置整体功率输出不变;另一方面,装置输出电压虽然电平数降低,但由于非故障功率单元载波频率的调整,使得输出电压在故障前后始终保持良好的谐波特性。此外,采用该故障容错控制策略,装置在故障冗余范围内发生故障,对装置正常补偿性能没有影响。参考文献:
摘要：基于单位功率因数四象限H桥整流器的直流电容电压的均衡控制方法,提出了一种应用在级联H桥型DSTATCOM装置中的改进型n+1冗余容错控制策略。该策略采用实时调节故障相中非故障单元直流侧电容电压的方法,来保证装置故障后的正常运行。其主要特点是故障相在故障前后各功率单元的直流侧电压不相同,根据装置运行容量要求在故障后作相应的调整,从而在装置正常工作时,能够有效提高各功率单元的直流侧电压利用率,降低功率器件的开关损耗、du/dt以及故障率。此外,为了保持装置的CPS-SPWM输出电压在故障前后良好的谐波特性,采用调整故障相载波频率的方法,对该相非故障单元的CPS-SPWM脉冲生成时序作了相应的调整。实验结果表明,采用该故障容错控制策略,当装置出现冗余度以内的功率单元故障时,装置能够及时调整故障相输出功率,装置的补偿性能在故障后不受影响。