噪声模拟

噪声模拟（精选六篇）

噪声模拟 篇1

1.1 半导体元件中的噪声

电噪声是电子线路中普遍存在的一种物理现象,它起源于电子线路内部组件的内在固有扰动。除了电阻的热噪声外,主要还有有源器件(晶体管、场效应管及集成运放)内部的嵌弹噪声、1/f噪声及CSR噪声。下面简要介绍各类噪声的特点。

1.1.1 电阻中的热噪声

奈奎斯特已证明热噪声的功率谱密度为

其中K为玻尔兹曼常数((1.38×10-23J/k);丁为电阻的热力学温度(k>);R为导体的电阻(Ω)。根据式(2-1),热噪声的功率谱密度应为常数,但实际上,在非常高的频率下,噪声的功率谱密度开始发生变化,表达式为

其中h为普朗克常数,这时的噪声由量子效应所引起,称为量子噪声。显然量子噪声属于非白噪声,并与温度无关。但在我们的实际应用中,绝大多数情况下可以认为热噪声为白噪声。

1.1.2 电阻的过剩噪声

电阻中除了热噪声以外,还会产生一些附加噪声,因此电阻的实际噪声比热噪声要大,通常把这些噪声称为过剩噪声。在这些过剩噪声中,主要是低频噪声,它来源于电阻中导电微粒的不连续性,当电流通过不连续点时就会产生火花,使电阻的电导发生变化,从而引起电流噪声。典型的低频噪声具有1/f噪声谱形式,又称为闪烁噪声或接触噪声,功率谱密度可表示为

式中的ID为流过电阻的直流电流,当电阻中没有了直流电流时就不会有过剩噪声。电阻的热噪声与接触噪声形成的机理完全不同,所以二者之间不存在相关性,因此一个电阻的噪声电压谱密度为二者之和,即

故一个实际电阻的低频段以1/f噪声为主,高频段以热噪声为主。

晶体管内部具有远比电阻热噪声复杂多的噪声机理,目前已经发现晶体管内部噪声有热噪声、嵌弹噪声、1/f噪声、GR噪声等。

1.1.3 双极晶体管嵌弹噪声

双极晶体管、半导体二极管均属于结型器件,由于器件内载流子运动与PN结有关,因此这类器件的主要噪声源就是由于载流子越过PN结势垒引起的嵌弹噪声。载流子越过势垒进入基区的数量是一种随机过程,这就使得注入基区的电子数目在其平均值附近发生随机起伏,从而引起通过PN结电流的嵌弹噪声,凡是具有PN结的器件均存在嵌弹噪声。

嵌弹噪声引起PN结电流在其平均值附近随机起伏,因此真正通过PN结的电流为1+in(t),其中in(t)为散弹噪声电流。肖特基(Schott ky)于1918年已经证明嵌弹噪声具有白噪声性质,其电流噪声功率谱密度为

式中I为通过PN结的平均电流;q为电子的电荷量1.6×10-9C,I由11和I2两部分组成,I1为多数载流子的正向扩散运动,I2为反向饱和电流,属于少数载流子的漂移运动。

1.1.4 双极晶体管低频噪声

凡是功率谱密度与频率成反比的随机涨落现象均可以称为1/f噪声,这种噪声在电子器件中普遍存在,对器件的低频噪声性能好坏起关键作用。目前已经发现了两种低频噪声,即闪烁噪声(1/f噪声)及G-R,这些噪声通常与晶体管表面状态或内部缺陷有关,以成为对器件的质量评估及可靠性预测的重要指标。1/f噪声的功率谱密度的表达式为:

晶体管中产生这种噪声的原因一般认为是由于器件表面清洁处理不好,或有内部晶格缺陷引起的。晶体管的1/f噪声主要集中在发射结,通常认为是发射结及基极并联的电流噪声源。

在半导体器件中,存在着能发射或俘获载流子的各种杂质形成的陷阱中心。由于这些陷阱中心对载流子的发射和俘获是一种随机现象,从而引起器件的工作电流中的随即起伏,称为产生一复合(G R)噪声,其功率谱密度的表达式为:

当双极晶体管具有严重的GR噪声时,称为爆裂噪声。爆裂噪声是有一种幅度较大而脉冲宽度不相等的随机脉冲构成。爆裂噪声每秒仅几百次甚至每分才一次,因此称为低频噪声。

1.2. 低频噪声用于半导体器件缺陷诊断的理由

国内外学者通过研究和实验证明了主要是器件的低频噪声能够反应器件的内在缺陷。用低频噪声来对器件内在缺陷做出诊断,是指估计器件内部的Si-SiO2接口附近的氧化层陷阱、刚结附近的杂质及晶格缺陷、大规模集成电路内部铝膜连线的缺陷及电迁移激活能等,它们是引起半导体器件工作中失效的主要原因。由于器件的常规可靠性试样方法要求在高温、大功率情况下进行,容易引起器件的损伤,特别是这种寿命实验方法要花大量的时间及人力,得到的是一批器件的平均寿命或失效率,而不能对单个器件的质量及可靠性做出明确的估计。因而随着低频噪声机理及测试方法的研究深入展开,低频噪声的测试与分析正在成为半导体器件寿命预测及可靠性评估的一种新的手段,其主要原因是这种方法具有快速、简便、非破坏性等优点,从而引起广泛的关注。

2 噪声电路分析理论

2.1 噪声电路的功率叠加原理

2.1.1 噪声相关系数

在线性模拟电路中,组成电路的元件有电阻、晶体管或场效应管等。对于不同的元件之间因为其噪声的产生机理不同,所以可认为它们之间的噪声是不相关的,但对于同一个器件内的几个噪声源(如晶体管等)产生的噪声通常是相关的,因此在精确计算噪声功率时必须考虑相关性。设分别为两个噪声源产生的输出噪声电压,的相关系数C为:式中分别为的噪声功率。当、不相关时,C=0当相关时,C≠0。确定C的大小就可以精确计算电路的噪声功率。

2.1.2 噪声功率叠加原理

对于一个复杂电路,可以利用线性电路叠加原理来得到它的噪声功率叠加原理。

线性电路叠加定理:在线性电阻电路中,任一支路电流(或支路电压)都是电路中各个独立电源单独作用时在该支路产生的电流(或电压)之叠加。当一个复杂电路内部含有几个噪声源共同作用时,可把噪声源看作电源,下面从一个结构简单的电路推导:

即设e1(t)、e2(t)分别为两个噪声源产生的输出噪声电压,e12,e12分别为e1(t)、e2(t)的噪声功率e(t)、e2为总的输出噪声电压和噪声功率,E1、E2、E为噪声功率的有效值,根据电路叠加定理和噪声相关系数公式有

输出噪声功率为

2.2 噪声电路的谱分解方法

2.2.1. 用噪声的随机谐波分量计算功率谱密度。

实际的电路往往是由电阻和电容、电感等元件构成,电噪声源到输出端的传递函数是与频率有关的,因此直接计算输出端的噪声电压来求得功率是很困难的,必须首先算出噪声功率谱密度,然后才能计算噪声功率。要计算电路中的噪声功率谱密度,就要对随机信号进行谱分解,运用交流电路中的复数符号法计算电路中各点的随机谐波分量,最后再求出相应的噪声功率谱密度。

设时间为0<＿t<＿T范围内,对噪声电压e(t)做傅立叶级数分解,则其中:ωn=2πn/T,n=0,±1,±2……,称为随机变量e(t)的n次随机谐波分量,有

随机变量的功率谱密度Se(f)与随机谐波分量之间存在以下关系

由于e(t)是随机变量,因此求Se(f)时要对随机谐波分量乘积取统计平均值。最后得到噪声功率:

2.2.2. 噪声功率谱相关系数

用谱分解方法计算噪声时,噪声相关系数不再适用,必须用噪声功率谱相关系数。

设有两个相关噪声源e1 (t),e2 (t),它们在0<t<T时间内表示为

令Se1(f),Se2(f)为e1(t),e2(t)的功率谱密度,称为自功率谱密度。并引入互功率谱密度表示e1(t),e2 (t)的相关件,即

在引入互谱密度后,定义两个噪声源谱密度之间的相关性可用谱相关系数γ表示

谱相关系数γ为一复数量γ=γ1+jγ2

其中

应用谱相关系数可以解决R,L,C电路中多个相关源作用下的输出噪声功率谱密度。下面推导含有两个噪声源的电路输出噪声谱表达式。

设e1(t),e2 (t)为电路两个相关噪声源产生的输出噪声,e(t)为总的输出噪声,为分别的谐波分量,有下列关系成立,由功率谱密度与谐波分量的关系式(1-10)、式(1-11)、式(1-12)得

3 噪声二端口网络En-I n噪声模型的建立

一个复杂电路中包括反馈电路、偏置电路、级联电路等,因此可以把一个复杂电路看作是一些二端口网络连接而成,这样可以利用噪声二端口网络的等效模型来分析模拟电路。即把二端口网络内部的噪声源等效为放置在端口的等效噪声源表示,可以简化对复杂噪声电路的噪声计算。下面给出二端En-I n噪声模型的等效关系。

En-In噪声模型:

首先提出了噪声二端口网络的En-In模型。如图1-2,它把网络中的噪声源均折合到输入来考虑。分别对a,b的输入端1-1'开路,2-2'短路则在2-2'支路中产生的电流应相等,即

式中Ai(f)为1-1'端加电流在2-2'支路中产生的电流之比,H2k为网络内噪声源U、在1～1'开路,2-2'短路时在2-2'支路中产生的电流之比,应用噪声电路的谱分析方法可得等效到输入端的电流噪声功率谱密度:

式中Au(f)为1-1'端加电势在2-2'支路中产生的电流之比,Y2k为网络内噪声源U、在1-1'短路,2-2'短路时在2-2'支路中产生的电流之比。等效到输入端的电压噪声功率谱密度

用类似方法可以得到相关功率谱密度

4 总结

根据噪声电子学的知识和低频噪声检测半导体器件缺陷理论及其在实际中的应用,可以认为由电路中的器件缺陷所引发的电路故障也可以通过电路的某一输出噪声特性参数来表征,通过对输出噪声特性参数的分析和处理是能够达到诊断电路故障的目的。

摘要：本文主要介绍半导体器件缺陷与噪声的关系。根据噪声电子学的知识和低频噪声检测半导体器件缺陷理论及其在实际中的应用,从原理上分析器件缺陷所引发的电路故障与噪声特性参数关系,通过对输出噪声特性参数的分析和处理达到诊断电路故障。

关键词：噪声,噪声功率,功率谱密度,相关系数

参考文献

[1]戴逸松.电子系统噪声及低噪声设计方法长春:吉林人民出版社

[2]赵建.模拟电路故障诊断的研究.上海海运学报,2000,Vol.21

居住区交通噪声模拟与分析 篇2

住宅小区是人们日常活动的主要场所, 随着城市的发展和车辆的增多, 受到越来越多的噪声干扰。随着经济的发展和生活水平的不断提高, 居民对生活环境质量的要求也越来越高, 对声环境的关注度也逐年增加。同时, 在小区规划和设计阶段, 声环境越来越受到建筑设计人员的重视, 在小区规划和设计阶段, 根据场地噪声情况, 利用噪声模拟软件对住宅小区声环境进行模拟预测, 并提出合理的声环境优化设计方案, 具有很实际的应用价值。

1 项目概述

本文选取的住宅小区位于唐山市高新区, 项目集商业、休闲、开放、人群、亲和组成一种以人为本的小区居住模式。项目地块大致呈矩形形状, 交通便利, 可达性好。项目鸟瞰图如图1-1所示。

2 绿色建筑对声环境的要求

声环境作为绿色建筑居住环境的一项重要指标, 《绿色建筑评价标准》 (GB/T50378-2006) 中第4.1.11条, 住区环境噪声符合现行国家标准的规定 (一般项) , 具体按照《声环境质量标准》 (GB3096-2008) 实施。控制项4.5.3条, 在关窗状态下对建筑室内的允许噪声以及楼板、户门、外窗等隔声构件的隔声效果较《民用建筑隔声设计规范》 (GB50118-2010) 中的要求更高。根据《声环境质量标准》 (GB3096-2008) , 商业住宅属于2类声环境功能区, 环境噪声限值为昼间60d B (A) 、夜间50d B (A) 。

3 模拟软件介绍

本次模拟使用的软件为Cadna/A。Cadna/A软件是国家环保总局环境评估中心推荐的噪声预测软件, 已广泛应用于多种噪声源如:工业设施、公路和铁路、机场及其他噪声的预测评价工作, 并被环评领域的专家学者所接受。

利用Cadna/A软件进行计算机模拟预测的目的, 主要有以下三个方面:

通过对建筑场地建模, 预测建筑群整体的噪声值是否符合城市区域环境噪声标准 (GB3096—2008) ;

如果不能满足标准, 如何通过调整建筑方案布局和隔声降噪措施等措施使之达到标准;

预测建筑群噪声的分布关系, 找出噪声较大的区域, 在房间布局上给予充分考虑, 避免将重要房间布置在噪声较大的区域, 在噪声较大的区域加强隔声降噪措施。

4 模型设置

4.1 几何模型设置

根据建筑平面图及立剖面图及道路分布图, 绘制模拟的几何模型如图4-1所示。除标明的道路为城市次干路之外, 其余的道路均为城市主干路。

4.2 声源设置

噪声源主要为包围建筑群的几条规划道路上车辆行驶噪声, 其中小区周边道路多为城市主干道, 车流量较大。进行计算机仿真模拟时, 车辆噪声假设为线声源, 同时按照每条道路昼夜每小时车流量、平均车行速度, 道路宽度、道路等级等适当调整。道路边界条件如下表4-1所示。

5 计算结果及分析

5.1 昼间噪声分布模拟及分析

图5-5小区东北向昼间建筑表面声压级分布图

由图5-1~图5-2可以看出:该小区昼间噪声分布较为合理, 特别是小区内部区域噪声维持在50 d B以下, 这得益于建筑场地良好的绿化与合理的布局, 特别是建筑底商对道路交通噪声的屏蔽作用。

由图5-3~图5-6可以看出, 靠近公路的建筑外侧立面的噪声偏大, 特别是道路交叉口处, 其噪声分布最高达到68 d B, 建议通过修砌围墙、设置隔声屏障、种植高大乔木等措施来达到隔声降噪的目的。同时将对噪声等级要求高的房间窗口设置在朝向小区内部一侧, 远离噪声源 (在此处为公路) , 并将周围公路改建成降噪地面。

5.2 夜间噪声分布模拟及分析

由图5-7~图5-8可以看出:夜晚由于通行车辆的减少, 夜间噪声值较昼间噪声值有明显下降;整个小区噪声分布较为合理, 大部分区域噪声维持在50d B以下, 特别是小区内部区域, 维持在40 d B以下, 这得益于建筑场地良好的绿化与合理的布局, 特别是建筑底商对道路交通噪声的屏蔽作用。从图5-7~图5-8还可以看出, 夜间小区出入口处噪声值超标, 这主要是由于小区出入口处建筑形不成围和形式, 以至于道路交通噪声进入小区内部, 但是噪声值超标范围不大。

由图5-9~图5-12可以看出:靠近公路的建筑外侧立面的噪声偏大, 特别道路交叉口处, 其夜间噪声分布最高达到64d B, 但通过墙体的隔音降噪之后, 室内的噪声应该能满足要求。如果想进一步降低噪声, 建议通过修砌围墙、设置隔声屏障、种植高大乔木等手段来达到隔声降噪的目的。

6 结论

1.通过对建筑场地建模及模拟, 该住宅小区的噪声值基本符合城市区域环境噪声标准 (GB3096—2008) 的要求。

2.建筑小区内部交通噪声最小, 主要原因是建筑群的遮挡对交通噪声的衰减作用比较大。在建筑布局时应该将对噪声级要求较低的房间布置在围合区中部, 对于临街的建筑, 噪声等级要求高的房间的窗户开口应尽量设置在朝向小区内部一侧, 并将周围公路改建成降噪地面。

3.对于临街的房间, 可以通过修砌围墙、设置隔声屏障、种植高大乔木等措施达到隔声降噪的目的。

摘要：随着城市的发展和道路基础设施的逐步完善, 以及人们环保意识的增强和对环境质量要求的提高, 环境噪声已成为受关注的环境问题。本文通过对唐山某住宅小区的交通噪声模拟, 分析了建筑布局与交通噪声之间的关系, 并给出了在噪声超标情况下的改进措施。

关键词：住宅小区,交通噪声,模拟分析

参考文献

[1]周晓慧, 张清华, 李洪珠, 王芳.住宅小区的噪声分析和设计优化[J].动感 (生态城市与绿色建筑) , 2012 (1) :46-49.

[2]夏平, 徐碧华, 宣燕.用Cadna/A软件预测桥梁交通噪声及应用分析[J].应用声学, 2007, 26 (4) :208-212.

[3]孙秀敏, 徐忆红, 颜淼, 等.居住区交通噪声污染影响分析及防治对策的研究[J].辽宁师范大学学报:自然科学版, 2007, 30 (1) :121-123.

[4]冯晓飞.基于Cadna/A的城市交通噪声预测和noisemapping研究[D].天津:南开大学, 2010.

[5]蒋新波, 廖建军, 陈蔚, 唐飚.临街建筑群交通噪声模拟与分析[J].三峡大学学报 (自然科学版) , 2009, (1) :64-66.

噪声模拟 篇3

关键词：强噪声,模拟装置,动态特性,仿真

对于一个中型运载火箭整流罩上, 由火箭发动机喷气噪声产生的脉动压力达105 N以上, 可产生几百个g的振动加速度[1], 将对箭上仪器设备造成恶劣的噪声环境。用于对运载火箭和航天器上仪器设备进行声环境考核的火箭喷气强噪声模拟装置, 它不仅能够模拟产生高强度火箭喷气噪声, 而且还能够产生高强度的语音、超声和次声波。因此, 它在国防和民用诸多领域有非常重要的用途[2,3,4]。研究火箭喷气强噪声模拟装置的动态特性, 对研制高仿真、高气声效率的强噪声模拟系统具有重要意义。本文主要研究考虑电磁系统、供气系统和力系统耦合的强声发生器动态特性数学模型, 并通过仿真计算, 分析其影响动态响应特性的因素, 为火箭喷气强噪声模拟装置改进设计提供理论分析数据。

1 数学模型

1.1 音环运动时的力平衡方程

火箭发动机喷气噪声模拟装置是利用调制的高压大流量脉动空气流发出强声的装置。它是利用压缩空气作能源, 由一外加模拟噪声信号 (音频信号) 来控制高压空气流过的喷口开度, 即小功率的模拟噪声信号源经过功放电路放大后加给音环上线圈产生磁场;该磁场与磁铁强磁场相互作用产生驱动音环 (或称动环) 运动的力, 使音环振动, 上下运动的音环导致气流喷口截面积变化, 从而实现调制气流速度, 形成波动的气流实现发声, 再经声辐射器变成强声波向空间辐射, 如图1所示。

系统工作时, 音环受到的电磁力[5]

$F{}_e=\frac{Blk{}_i}{1-\omega {}^{2}mC}i{}_{in}(t)(1)$

(1) 式中B为磁隙中磁感应强度;l为音环线圈导线长度;ki为功率放大器的放大系数。ω为激励音频信号电流频率;m为音环的质量;C为音环弹性支撑元件的力顺;iin (t) 为功率强放电路输入的音频信号电流。

弹性元件作用在音环上的反作用力

$F{}_r=x/C(2)$

(2) 式中x为音环的位移;C为振动系统的力顺。

音环惯性力

$F{}_a=m\frac{\text{d}{}^{2}x}{\text{d}t{}^2}(3)$

(3) 式中m为音环的质量;x为音环的位移。

音环受到的质量力

$F{}_m=mg(4)$

(4) 式中 m为音环的质量;g为地球重力加速度。

音环不论是处于调制状态还是非调制状态, 只要向喷口供应高压气体均有流体静压力产生的力作用在音环上, 即

$F{}_s={\rm P}{}_{1}A{}_{\text{i}\text{n}}-{\rm P}{}_{2}A{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}(5)$

(5) 式中 P1为音环处入口压强;P2为音环处出口压强;Ain为音环上靠喷嘴一侧静压作用面积;Aout为音环上靠导流锥一侧静压作用面积。

当高压空气从喷嘴流向音环时, 因音环阻挡了流路, 故空气从音环处绕流流过, 从而对音环产生一个绕流作用力, 即

$F{}_{\text{a}\text{r}}=\frac{4}{3}C{}_{\text{a}\text{r}}\rho A{}_{\text{i}\text{n}}A{}_{\text{a}\text{m}\text{p}}\frac{\omega }{\pi }\frac{\text{d}x}{\text{d}t}(6)$

(6) 式中 Ccr为绕流阻力系数, 它是由试验确定的系数, 本文取Ccr=1.2;ρ为空气密度;Ain为喷嘴一侧流体与音环的接触面积;Aamp为音环位移振幅;ω为音环位移振动的角频率;$\frac{\text{d}x}{\text{d}t}$为音环运动速度。

音环振动时, 火箭喷气噪声模拟装置高压空气喷口面积发生变化, 使气体流量发生变化。在该状态下, 高压气体对音环产生冲击作用, 即音环受瞬态液动力

$\begin{array}{l}F{}_{tr}=\rho L\frac{dq{}_V}{\text{d}t}\approx LC{}_d\frac{\text{d}}{\text{d}t}[A{}_x\sqrt{2\rho \Delta {\rm P}{}^{*}}]\approx \\ LC{}_{d}W{}_2\sqrt{2\rho \Delta {\rm P}{}^{*}}\frac{\text{d}x}{\text{d}t}-\frac{LC{}_{\text{d}}A{}_{x0}}{\sqrt{2\Delta {\rm P}{}^{*}/\rho }}\frac{\text{d}{\rm P}{}_3}{\text{d}t}(7)\end{array}$

(7) 式中 ΔP*=P*1-P30;L为阻尼长度, 即音环距火箭发动机喷气噪声模拟装置壳体间空气流通的径向距离;Cd为音环处流量系数;W2为音环处节流面积梯度, W2=d[Ax (t) ]/dx;Ax为进行气流调制时 (或有音频信号时) 音环处气体流通截面积;Ax0为未进行气流调制时音环处气体流通截面积;P*1为音环处入口压强;P3为调制时声辐射器喉部处压强;P30为未调制时声辐射器喉部处静态压强。

瞬态流体动力是流场在非定常流情况下, 由于流速的变化而引起的力, 是一种阻尼力。

设噪声模拟装置工作时, 音环轴线平行于水平面。作用在音环上力对对其振动位移的影响程度为:

(1) 电磁力直接影响音环振动位移。

(2) 弹性元件的反作用力直接影响音环振动位移。

(3) 惯性力直接影响音环振动位移。

(4) 音环沿水平轴线运动, 则音环位移矢量与质量力矢量垂直, 故质量力可以不考虑。

(5) 因为音环是环形作用在负载上的流体静压力、绕流作用力、稳态流作用力将被抵消, 并且与音环位移矢量垂直, 可不考虑他们对音环振动位移造成的影响。只考虑瞬态液动力对音环振动位移产生的冲击影响。

根据以上作用在负载上力的影响性分析力, 建立起负载振动时的力平衡方程, 即

$m\frac{\text{d}{}^{2}x}{\text{d}t{}^2}+C{}_{r1}\frac{\text{d}x}{\text{d}t}+\frac{x}{C}-C{}_{r2}\frac{\text{d}{\rm P}{}_3}{\text{d}t}+Bli{}_d=0(8)$

(8) 式中$C{}_{r1}=LC{}_{d}W{}_2\sqrt{2\rho ({\rm P}{}_1^{*}-{\rm P}{}_{30})}$;

(8) 式初值条件, t=0, x (0) =Blid (0) C 。

1.2 噪声模拟装置流量平衡方程

未调制时空气体积流量为

$\dot{V}{}_{2{}_0}=A{}_2\sqrt{\frac{2}{k-1}}\sqrt{kR{\rm T}{}_1^{*}}\left[1-\left(\frac{{\rm P}{}_2}{{\rm P}{}_1^{*}}\right){}^{\frac{\left(k-1\right)}{k}}\right]{}^{\frac{1}{2}}(9)$

(9) 式中 A2为音环处空气流通截面积;P2为音环处空气压强;k为空气比热比;T*1为入口空气总温;P*1为入口空气总压。

调制时音环处流量变化值

(10) 式中 P10、P30分别为未调制状态音环处和声辐射器喉部处空气压强;P1、P3分别为调制状态音环处和声辐射器喉部处空气压强;h为未调制状态空气流道高度。

15式中A2为未调制时音环处空气流通面积;A为激励信号电流幅;ω为激励信号电流频率。

$\text{d}\dot{V}{}_3=\frac{\dot{V}{}_{3{}_0}}{2({\rm P}{}_{3{}_0}-{\rm P}{}_a)}\text{d}{\rm P}{}_3(11)$

(11) 式中 Pa为大气压强;$\dot{V}{}_{3{}_0}$为未调制状态下声辐射器喉部处空气体积流量。

考虑气体的压缩性和音环运动时引起的流量变化, 火箭喷气噪声模拟装置工作时气体流量平衡方程为

(12) 式中$\dot{V}{}_{2{}_0}$、$\dot{V}{}_{3{}_0}$为未调制状态下音环处和声辐射器喉部处空气体积流量, $\dot{V}{}_{2{}_0}=\dot{V}{}_{3{}_0}$;V2-3 为音环至声辐射器喉部段容积;βg为空气的弹性模量;ry为音环半径;U20未调制状态音环处空气流速;x为音环振动位移。

1.3 系统传递函数方程

对式 (8) ～式 (12) 进行拉氏变换, 导出系统传函方程如下:

(1) 用音环振动位移x与输入的激励信号电流iin (t) 关系给出的系统传递函数

(13) 式中 Ac=CmS2+Cr1CS+1;

(2) 用声辐射器喉部处气流声压P3与输入的激励信号电流iin (t) 关系给出的系统传递函数

${\rm P}{}_3(S)=\frac{-BlCk{}_i(B{}_2+B{}_{5}S)i(S)}{[A{}_{c}C{}_c-(B{}_2+B{}_{5}S)C{}_{r2}CS]B{}_c}(14)$

1.4 高压空气喷口截面积调制量计算式

高压空气喷口面积调制量计算式为

(15) 式中 A2为未调制时音环处空气流通面积;A为激励信号电流幅值;ω为激励信号电流频率。

2 系统动态特性仿真及结果分析

2.1 仿真计算初始参数

强噪声模拟装置动态特性仿真计算基本参数设置为:磁场强度为1.4 T, 线圈直流电阻为2.6 Ω, 直径为124 mm, 音环直径为130 mm, 信号导线直径为0.3 mm, 音环质量55 g～60 g, 环形喷口缝隙高度为2 mm, 喷口开度为5%～95%, 声辐射器喉部直径为72 mm, 音环出口至声辐射器喉部距离为48 mm, 弹性材料力顺C=4.0×10-5 m/N, 喷口压缩空气入口总压为3.5 MPa (表压) , 压缩空气最高温度为333 K, 压缩空气最大流量为30 m3/min, 功率放大器输出的激励音频信号放大倍数ki=1 800, 仿真输入信号为单频正弦信号, 信号电流幅值为2 mA, 信号频率在 (300～3 500) Hz范围内选择。

2.2 计算结果及分析

图2分别给出的是激励信号电流频率和幅值不同时音环振动位移和声辐射器喉部处声压随时间变化曲线。图2 (a) 的激励信号电流幅值为2 mA。

由图2表明, 音频信号频率低时音环振动位移大对气流的调制量大, 声辐射器喉部处气流压强大, 信号频率高时音环振动位移很小, 对气流的调制作用不大, 声辐射器喉部处气流压强也减小。音频信号电流幅值大时, 音环对气流的调制作用大, 声辐射器喉部处气流压强大, 相应的声功率大。按给定的初始参数, 信号电流频率和幅值对声辐射器喉部气流压强影响力不相同。

图3给出的是音频信号频率一定, 音环质量减轻, 振动系统力顺增大, 磁隙强度减弱, 音频信号电流频率和幅值增大时音环振动位移随时间变化曲线。由图3说明, 音环质量减轻, 音环振动位移幅值增大, 音环振动加快而且发生了畸变。系统力顺增大, 振动位移幅值和频率下降, 系统响应特性差, 弹性元件力顺小声辐射器喉部处声压提高, 系统响应特性好。磁隙强度减弱, 只是音环振动位移幅值减小。说明磁场强度增大或减小, 音环振动位移和声辐射器喉部气流压强则相应增大或减小, 声功率也会相应增大或减小。音频信号电流频率和幅值增大时对音环振动位移的影响规律与图2相同, 表明激励信号频率和幅值对系统特性影响很大。

图4给出的是其他参数不变, 高压空气入口压强对声辐射器喉部处气压的影响。仿真计算时设输入激励信号频率为1 000 Hz, 电流幅值为2 mA, 高压空气入口总压分别为2 atm (约0.2 MPa) 和3.5 atm (约0.355 MPa) 。由图2可以看出, 空气入口总压为2 atm时, 声辐射器喉部处气压比总压为3.5 atm时约大500 N/m2。

图5给出的是输入激励信号频率为1 000 Hz, 电流幅值为2 mA, 高压空气入口总压为3.5 atm, 振动系统力顺和磁隙改变对声辐射器喉部处压强的影响。由图5进一步说明, 磁场强度增大或减小, 声辐射器喉部气压则相应增大或减小, 声功率也会相应增大或减小。力顺增大, 声辐射器喉部气压增大, 但动态特性变差。

图6给出的是输入激励信号频率为1 000Hz, 电流幅值为2 mA, 高压空气入口总压为3.5 atm, 环形喷口高度调为2.5 mm声辐射器喉部处气压曲线。由图5可以看出, 环形喷口高度调为2.5 mm, 声辐射器喉部处气压比喷口高度为2.0 mm时约大500 N/m2。表明环形喷口缝隙高度影响音环的振动位移和声辐射器喉部处气压。环形喷口缝隙增大, 反映的是喷喉截面积比增大, 气流流量增大, 故声强会增大。

3 结 论

分析气动式强声发生器动态特性时, 必须考虑电磁力与气动力的耦合作用。音环质量变小, 弹性元件力顺小, 音环振动频率快, 系统响应特性好, 声辐射器喉部处声压提高;磁场强度增大或减小, 音环振动位移和喇叭喉部声压则相应增大或减小;环形喷口缝隙高度影响音环的振动位移和喇叭喉部处声压。在压气机供应的高压空气总压不变, 音环处压强比不变 (或该处马赫数不变) 的情况下, 环形喷口缝隙高度增大, 喷喉截面积比增大, 同时喷口处流体对音环的作用力会减小, 故音环位移增大, 流量增大, 声辐射器喉部处声压增大;激励信号幅值增大 (即激励信号电流增大) , 可使音环振动位移增大, 声辐射器喉部处声压提高, 反之亦然;激励信号频率增大, 音环振动位移减小, 声辐射器喉部处声压减小, 反之亦然。

参考文献

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[5]马大猷.现代声学理论基础.北京:科学出版社, 2004:293—318

噪声模拟 篇4

对于一个中型运载火箭整流罩上,由火箭发动机喷气强噪声产生的脉动压力达105Pa以上,可产生几百个g的振动加速度,将对箭上仪器设备造成恶劣的噪声环境。用于对运载火箭和航天器上仪器设备进行声环境考核的火箭喷气强噪声模拟装置,它不仅能够模拟产生高强度火箭喷气强噪声,而且还能够产生高强度超声和次声波,因此,它在国防诸多领域有非常重要的用途[1]。研究火箭喷气强噪声模拟装置声场特性,对研制高仿真、高电声效率的强噪声模拟系统具有重要意义。

1火箭喷气强噪声产生单元工作特性参数计算模型

为了更好地模拟火箭喷气强噪声研制出了新型火箭喷气强噪声模拟装置,如图1所示,它由策动单元、声辐射段和外声辐射器所组成。策动单元由音圈、振膜、调制小孔、吸声材料和磁钢等构成;声辐射段是截面先收缩后逐渐加大的管道,中心有导流锥;外声辐射器将声辐射段出口处的声波进行一次反射后再辐射出;改进后的火箭喷气强噪声装置增加了声辐射段和调制小孔。

1.1 火箭喷气强噪声产生单元总等效电路图

根据图1给出的火箭喷气强噪声产生单元的结构简图,利用等效电路方法[2],得出火箭喷气强噪声产生单元的总系统图如图2所示。

图中Zo=R+jX为功率放大器内阻抗;Uor为信号源电压有效值;R为音圈的电阻;L为音圈电感值;ω为功率放大器的电源频率;B为磁隙强度;l为音圈导线总长度;CMO为振膜后空腔等效力顺,CM2为振膜前空腔等效力顺;RM为振动系统的等效力阻抗;MM1为振动系统的等效质量;CM1为振膜等效力顺;CMO为振膜后空腔等效力顺;MA0为小孔声质量;RAO为小孔声阻;SD为出口小孔截面积;SD3为声辐射段入口处面积;CA2为前空腔声顺;SO为声辐射段喉部等效面积;MM2为声辐射段喉部力质量;RMO为声辐射段喉部等效力阻。

1.2火箭喷气强噪声产生单元音圈振膜振速有效值的计算模型

将图2总系统图中全部电学、力学、声学元件全部等效为力学元件,得到火箭喷气强噪声产生单元导纳型力学类比图,建立音圈振膜振速有效值的计算模型[3],如图3所示。

$V{}_{\text{r}\text{m}\text{s}}=\left|\frac{U{}_{0r}Bl}{{\rm Z}{}_0+R+\text{j}\omega L}\frac{1}{RX}\right|(1)$

式中

$RX=R{}_{{\rm M}}+\text{j}\left(\omega {\rm M}{}_{{\rm M}1}-\frac{1}{\omega C{}_{{\rm M}1}}\right)+{\rm Z}+\frac{(Bl){}^2}{R{}_0+R+\text{j}(X+\omega L)}$;

Z=[R′MO(1-ω2CM2MMO+jωCM2R′AO)+R′AO+jωMMO]×[jωR′MO(CM2+CMO-ω2CM2CMOMMO+jωCMOCM2R′AO)+1+jωCMOR′AO-ω2MMOCMO-1]-1

式中:R′A0为小孔折合到膜片的负载力阻,R′MO为声辐射段喉部折合到膜片的负载力阻。

1.3火箭喷气强噪声产生单元电声转换效率计算模型

火箭喷气强噪声单元的电声转换效率指的是,辐射出的声功率与输入辐射器的电功率之比:

$\eta =\frac{(Bl{\rm N}{}_1){}^2\left|Y{}_{{\rm M}}^2\right|}{\left|{\rm Z}{}_Y\right|}{R}^{\prime }{}_{{\rm M}{\rm O}}\times 100\%(2)$

式中:YM为力学系统(包括振动系统和声辐射段喉部折合到膜片的等效辐射负载)的等效输入导纳,ZY为火箭喷气强噪声单元输入电阻抗, N1为比例系数。

$Y{}_{{\rm M}}=\frac{1}{R{}_{{\rm M}}+\text{j}\left(\omega {\rm M}{}_{{\rm M}1}-\frac{1}{\omega C{}_{{\rm M}1}}\right)+{\rm Z}}$;

${\rm Z}{}_Y=(R{}_0+\text{j}X)+R+\text{j}\omega L+\frac{\left(Bl\right){}^2}{R{}_{{\rm M}}+\text{j}\left(\omega {\rm M}{}_{{\rm M}1}-\frac{1}{\omega C{}_{{\rm M}1}}\right)+{\rm Z}}$;

${\rm N}{}_1=\frac{1}{1+\text{j}\omega C{}_{{\rm M}{\rm O}}\left(\text{j}\omega {\rm M}{}_{{\rm M}{\rm O}}+R^{\prime }{}_{A{\rm O}}+\frac{R^{\prime }{}_{{\rm M}{\rm O}}}{\text{j}\omega C{}_{{\rm M}2}{R}^{\prime }{}_{{\rm M}{\rm O}}+1}\right)}$。

1.4火箭喷气强噪声产生单元声辐射段喉部声压计算模型

声辐射段喉部声压有效值为

${\rm P}{}_o=V{}_{rms}{\rm N}{}_1{\rm N}{}_2\sqrt{\frac{\rho {}_{0}c{}_0}{S{}_0}{R}^{\prime }{}_{{\rm M}{\rm O}}}(3)$

式中: ρ0为体积元中静态时的空气密度(kg/m3);c0为静态时的气体声速(m/s); N1、N2为比例系数。

$\begin{array}{l}{\rm N}{}_1=\frac{1}{1+\text{j}\omega C{}_{{\rm M}{\rm O}}\left(\text{j}\omega {\rm M}{}_{{\rm M}{\rm O}}+R^{\prime }{}_{A{\rm O}}+\frac{R^{\prime }{}_{{\rm M}{\rm O}}}{\text{j}\omega C{}_{{\rm M}2}{R}^{\prime }{}_{{\rm M}{\rm O}}+1}\right)}；\\ {\rm N}{}_2=\frac{1}{\text{j}\omega C{}_{{\rm M}2}{R}^{\prime }{}_{{\rm M}{\rm O}}+1}。\end{array}$

声压级为

$\text{S}\text{Ρ}\text{L}=20\lg {}_{10}\frac{p{}_{\text{e}}}{p{}_{\text{r}\text{e}\text{f}}}。$

其中pe为待测声压有效值;pref为参考声压一般取2×10-5 Pa。

2 不同形状的声辐射段声场特性计算模型

声辐射段的形状主要有锥形、指数形和双曲线形三类[4,5]。现主要讨论声辐射段分别按锥形和指数展开时对火箭喷气强噪声产生单元内部声场的影响。

2.1 锥形声辐射段出口声压计算模型

根据火箭喷气强噪声产生单元实际结构(见图1),声辐射段为锥形,中心还有一个导流锥。因此在讨论锥形声辐射段的声场特性时,将声辐射段分两段进行建模求解。如图4所示坐标原点设在声辐射段喉部处,喉部处为x=0,声辐射段出口处为x=lo,导流锥长度为a,喉部到导流锥顶点的距离为x0。声辐射段截面积S和半径rH都是x的函数,喉部处为SO、rHO,出口处为SC、rHC。

当声辐射段按锥形展开时(T=∞,m=0),将声辐射段分两段讨论。

(1) 当x∈[0,a]时,a为导流锥长度,设rHO、rZO分别为喉部处的声辐射段半径和导流锥半径。

$p=\frac{\sqrt{C}{\rm P}{}_0}{\sqrt{Ax{}^2+Bx+C}}\text{e}{}^{\text{j}\left(\omega t-\frac{\sqrt{4S{}^{2}k{}^2-4S{S}^{″}+(S^{\prime }){}^2}}{2S}x\right)}(4)$

式中:P0为声辐射段喉部处声压幅值,$A=\frac{r{}_{{\rm H}{\rm O}}^2}{x{}_0^2}-\frac{r{}_{{\rm Z}{\rm O}}^2}{a{}^2}‚B=2(\frac{r{}_{{\rm H}{\rm O}}^2}{x{}_0}+\frac{r{}_{{\rm Z}{\rm O}}^2}{a})‚C=r{}_{{\rm H}{\rm O}}^2-r{}_{{\rm Z}{\rm O}}^2$。

(2) 当x∈[a,l0]时,l0为声辐射段总长度;此时将x=a处,即导流锥顶点设为坐标原点o′,则x取值范围变为x∈[0,l0-a],在此区间上无导流锥作用。

锥形声辐射段出口声压

$p{}_c=\frac{{\rm P}{}_{a}x{}_{0^{\prime }}}{x{}_0+l{}_o}\text{e}{}^{\text{j}\left(\omega t-kl{}_o+ka\right)}(5)$

式中Pa为导流锥顶点处声压幅值

${\rm P}{}_a=\frac{\sqrt{C}{\rm P}{}_0}{\sqrt{Aa{}^2+Ba+C}}$

2.2 指数形声辐射段出口声压计算模型

如图5所示,当声辐射段按指数展开时(T=1),同样分两段讨论。

(1) 当x∈[0,a]时,a为导流锥长度,m为婉展指数,设rHO、rZO分别为喉部处的声辐射段半径和导流锥半径。

$p=\frac{{\rm P}{}_0\sqrt{r{}_{{\rm H}{\rm O}}^2-r{}_{{\rm Z}{\rm O}}^2}}{\sqrt{\left[r{}_{{\rm H}{\rm O}}^2\text{e}{}^{mx}-r{}_{{\rm Z}{\rm O}}^2\left(1-\frac{x}{a}\right){}^2\right]}}\text{e}{}^{\text{j}\left(\omega t-\frac{\sqrt{4S{}^{2}k{}^2-4S{S}^{″}+(S^{\prime }){}^2}}{2S}x\right)}$

式中:P0为声辐射段喉部处声压幅值。

(2) 当x∈[a,l0]时,l0为声辐射段总长度;此时,将x=a处,即导流锥顶点设为坐标原点o′,则x′取值范围变为x′∈[0,l0-a],在此区间上无导流锥作用。

指数形声辐射段出口声压

$p{}_c={\rm P}{}_a\text{e}{}^{-\frac{m\left(l{}_0-a\right)}{2}}\text{e}{}^{\text{j}\left[\omega t-\left(l{}_0-a\right)\sqrt{k{}^2-m{}^2/4}\right]}(6)$

式中Pa为导流锥锥顶处声压幅值

${\rm P}{}_a=\frac{{\rm P}{}_0\sqrt{r{}_{{\rm H}{\rm O}}^2-r{}_{{\rm Z}{\rm O}}^2}}{r{}_{{\rm H}{\rm O}}}\text{e}{}^{-\frac{am}{2}}$

3 数值仿真及结果分析

3.1 声压曲线比较

图6(a)和图6(b)是在信号源电压有效值E=20V,磁隙强度B=1.5T,振动系统等效力顺CM1=2.0×10-5m/N,等效质量MM1=0.002kg,指数形声辐射段的婉展指数m=2时,锥形声辐射段和指数形声辐射段喉部、出口和导流锥顶点的声压随输入信号频率的变化曲线。由式(5)和式(6)可以看出,无论锥形声辐射段还是指数形声辐射段,声压由喉部经导流锥到出口依次衰减,由于声辐射段形状的不同,所以衰减的程度也不一样,锥形声辐射段婉展指数m=0,沿轴线方向面积增加较快,声波在声辐射段中传播时,声压衰减较大;指数形声辐射段婉展指数m>0(本例为m=2),沿轴线方向面积增加较缓慢,声压相对锥形声辐射段而言衰减较小。

如图6(a)和图6(b)所示,锥形声辐射段和指数形声辐射段在整个频率范围内,声压由喉部到出口呈逐渐衰减趋势,锥形声辐射段声压降幅较大,由喉部到出口衰减达50%;而指数形声辐射段由于沿轴线方向增加的横截面积较为缓慢,声压由喉部到出口降幅较小,衰减30%。通过对比可以看出,无论指数形声辐射段还是锥形声辐射段,声压由喉部到导流锥顶的降幅都较大,约占由喉部到出口声压总降幅的60%。这就说明,由于导流锥的作用,声波在声辐射段中传播相对较短的距离,声压就可以降到不发生畸变的程度,缩短了声辐射段的长度,减小了声辐射段的失真。

图6(c)是在磁隙强度B=1.2T,其他参数不变时,在有导流锥和无导流锥两种情况下,锥形声辐射段喉部声压级随输入信号频率的变化曲线。由图(c)可以看出,在有导流锥时,锥形声辐射段喉部声压级比无导流锥时提高约5dB,这是由于加导流锥后,使喉部面积变小,声阻抗增大,引起喉部声压级提高。

3.2 电声转换效率

图7是在音频信号源电压有效值E=20V,振动系统等效质量MM1=0.002kg,振动系统等效力顺CM 1 = 2.0×10-5m/N,磁隙强度B=1.5T时,锥形声辐射段喉部和出口电声转换效率随输入信号频率的变化曲线。由图7(a)可以看出,电声转换效率在谐振频率处达到最大,声辐射段出口处电声转换效率与喉部处有着相同的变化趋势,但转换效率要明显高于喉部,这充分说明声辐射段对电声转换效率的提高有着显著作用。

电声转换效率应在谐振频率时f=fO达到最大值;在f<fO时,由于振动系统力顺CM1和后空腔力顺CMO折合的电感(Bl)2CM的分流作用,声辐射段喉部力导所形成的负载电阻(Bl)2/RMO得到的功率将随频率的降低按平方律减小,因此这时电声转换效率的频响会形成6 dB每$\frac{1}{3}$oct的斜率;而当f>fO时,振动系统等效质量MM1和振膜后空腔等效力质量MMO折合的电容MM/(Bl)2与振膜前空腔力顺折合的电感(Bl)2CM2又形成一个低通滤波器,负载电阻上的功率在这个低通滤波器的截止频率以上将随频率的升高呈四次方律减少,因此电声转换效率的频响应按-12 dB每$\frac{1}{3}$oct的斜率下降。

图7(b)是在2000Hz到3200Hz频率范围内,以2000Hz、2500Hz和3200Hz三个1/3倍频程的中心频率为采样点,磁隙强度B=1.5T时锥形声辐射段出口电声转换效率频率响应示意图。如图7(b)所示,当f<fO时,在1/3倍频程2000Hz到2500Hz频率范围内,电声转换效率频响升高约6 dB,曲线以6分贝每$\frac{1}{3}$oct的斜率上升;当f>fO时,在1/3倍频程2500Hz到3200Hz频率范围内,电声转换效率频响降低约12dB,曲线以-12 dB每$\frac{1}{3}$oct的斜率下降。

4 结论

(1) 声辐射段分别按锥形和指数展开时,辐射声压由喉部经导流锥到出口呈逐渐下降趋势,锥形声辐射段声压降幅较大,导流锥顶和出口处声压较低;与锥形声辐射段相比,指数形声辐射段由于沿轴线方向增加的横截面积较为缓慢,声压降幅较小,导流锥顶和出口处声压较高。

(2) 无论指数形声辐射段还是锥形声辐射段,声压由喉部到导流锥顶的降幅都较大,约占由喉部到出口声压总降幅的60%,这就说明,加导流锥后,相当于延长了声辐射段的长度,声波在声辐射段中有导流锥部分传播时,声压下降较大,减小了非线性失真。

(3) 声辐射段加导流锥后,喉部面积变小,声阻抗增大,与无导流锥的声辐射段相比,喉部处声压更高,频率特性更好。

(4) 电声转换效率在声辐射段喉部处与出口处有着相同的变化趋势,在谐振频率处达到最大值,但声辐射段出口处电声转换效率要明显高于喉部,这就说明声辐射段对电声转换效率的提高有着显著作用。

综合以上分析,在工程实现能够达到的情况下,应尽可能的选择有导流锥的指数形声辐射段,以获得更高的辐射声压和更好的频率特性。

参考文献

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[4]梁成义.号筒扬声器的工作原理和设计.电声技术,2004;(01):16—20

噪声模拟 篇5

CCD电荷耦合器件的基本结构是一种密排的MOS电容器,能够存储由入射光在CCD光敏单元激发出的光信息电荷,并能在适当的时钟脉冲驱动下,把储存的电荷以电荷包的形式定向传输转移,从而完成从光信号到电信号的转换。CCD不但具有体积小、质量轻、功耗小、工作电压低和抗烧毁等优点,而且在分辨率、动态范围、灵敏度等方面的优越性也是其他器件无法比拟的,所以CCD已经广泛地应用到各种高性能的成像系统中[1]。

CCD自20世纪70年代问世以来,设计和制造工艺不断发展,其像元尺寸逐渐缩小,而电荷转移频率又不断提高,这样其信号输出幅度也相应减小[2]。为了获得高质量的图像,提高信噪比,人们对抑制噪声的要求越来越高。同时伴随着集成电路设计水平的不断提高,其驱动电路和视频信号处理器都已经发展得十分成熟了,各种专用集成芯片不断问世。在整个成像电子学系统中,数字电路部分对于噪声的控制,信噪比的提高已经做的比较完善了,所以人们开始更多地关注模拟前端的设计。

模拟前端是CCD成像系统的重要组成部分,用于读出像素电荷并完成像素信号的采集、放大、隔直以及传输。可以说,模拟前端系统设计的好坏决定了系统成像质量高低[3]。

有些时候,对于模拟前端的设计更多的是依靠经验,没有进行不同电路设计的比较和分析,这样做有可能降低整个成像系统的信噪比或者带来带宽不匹配等问题。通常情况下,为了增加CCD输出信号的驱动能力以及隔离CCD与后续电路,防止短路而烧毁CCD芯片,增加一个跟随放大器,保证后续视频处理器所需的输入电流。但是由于跟随放大器是有源器件,会引入多余的噪声,对信噪比有一定的影响。本文设计了3种模拟前端电路,分析它们的优缺点,通过仿真分析比较它们的噪声、信噪比以及带宽。并利用Kodak公司的三线阵探测器KLI8023、Philips公司的视频处理器TDA9965以及ALTERA公司的CPLD EPM1270构成完整的成像电子学系统,通过实际测量验证仿真分析的结果,为以后的成像电子学设计提供参考和实验依据。

1模拟前端电路设计

1.1 3种模拟前端电路设计

对于当前大多数CCD芯片,为了减小芯片内部所产生的热量以获得更好的信噪比,CCD输出信号的最后一级放大器负载都没有集成在CCD内部,而需要电路设计师外加。

片外实现负载的方法基本有2种,即电阻负载和恒流源负载。电阻负载具有电路简单、不增加功耗等优点;其缺点是这一级放大器的输入电阻提高受到限制,增加电阻值可以提高这一级放大器的输入电阻,但是同时会使放大器的直流工作点离开放大区而进入饱和区,造成图像失真。所以我们经常采用恒流源作为CCD输出端的放大器的负载。

根据KLI8023的资料,CCD探测器的输出级需要外接一个4 mA的电流负载,用来增加信号带宽,降低信号噪声。采用3种模拟前端电路设计,如图1所示,分析它们的电路结构和噪声水平。

(1) 第1路利用三极管基极和射极的压降,作用在电阻R1上,构造一个恒流源,R1取值180 Ω。由于CCD探测器的输出信号是带有一定直流偏置的,直接处理这样的信号需要较高的电源电压来防止电路饱和。所以采用交流耦合的方式隔离直流分量。此外CCD探测器的输出饱和电压为5.5 V,而视频处理器的输入电压范围是2 V,采用电阻分压的方式将输出电压降低至2 V左右,这样既不会超出视频处理器模数转换的范围,导致图像失真;又充分利用视频处理器12 b的精度。

(2) 第2路直接采用电阻负载的方式,R5代替恒流源。

(3) 第3路采用恒流源负载的方式,分压后通过运放AD811进行射随,增加信号的驱动能力,同时具有隔离CCD与后续电路的作用,可以避免调试阶段误操作引起的短路,烧坏CCD芯片内部的输出放大器,从而保护CCD。

1.2 不同电路进行仿真

首先使用Orcad对3种不同的模拟电路进行仿真,采用频率100 kHz,幅值5.5 V的脉冲叠加频率2.5 MHz,幅值0.5 V的小脉冲模拟CCD的输出信号,分别作为图1所示的3路模拟电路的输入端(为了方便分辨,人为地将第1路和第2路输出放大)。输入和3路输出的波形如图2所示。

如图2所示,幅度最大的是模拟CCD信号输出(信号源),下面3个波形由上至下依次为第1路、第2路、第3路模拟电路的输出。第1路和第2路输出波形保持的比较好,叠加的小信号也很好的保留下来。而第3路由于运算放大器AD811的同相端包括一个3 pF的电容,所以叠加的小信号已经有些变形,且上升沿比较缓慢。

通过对电路以及仿真波形的分析,第2路模拟电路没有额外的有源器件,避免了引入多余噪声,所以仿真波形很好,对高频小信号有很好的保持。但是没有增加CCD输出的驱动能力,且由于电阻负载的阻值固定(4 mA电流负载,R2=3 kΩ),所以即使无限增加分压电阻(R3,R4)的阻值,也无法消除CCD输出内阻的影响,从而CCD的饱和输出无法达到5.5 V,对于较强光强的图像会出现饱和失真的情况。

第3路模拟电路,通过增加运算放大器AD811,为信号提供足够的驱动能力;但是由于引入了有源器件,所以带来多余的噪声,降低了信号的信噪比。

第1路模拟电路,利用基极和射极的UBE与电阻R1提供恒流源负载,同时构成三极管射极放大电路,增加CCD输出的带载能力,无需额外的有源器件,这样既保证电路有足够的驱动能力,又不引入多余噪声,提高信号的信噪比。

通过3路模拟电路波形的分析,可以预见,第3路模拟电路对CCD输出信号的变化保持性不够好,将影响信号的信噪比,而第1路模拟电路的信噪比应该是最好的。下面将用实验证明这一点。

1.3 成像系统的硬件设计

为了在实验中验证仿真分析的结果,需要搭建整个成像系统的硬件电路[4,5,6,7],并设计探测器和视频处理器所需要的时序,对3路模拟电路的噪声和信噪比进行测量和比较。图3是整个成像系统的组成框图。

选择Kodak公司的线阵CCD KLI-8023作为探测器,这款探测器是三线阵CCD,共有3路相同结构的输出,每路输出对应一种模拟电路,这样可以保证不同模拟电路的输入信号基本一致,消除了输入信号不同对噪声和信噪比的影响。探测器的技术参数如表1所示。

此外,选择Philips公司的专用CCD视频处理器对CCD输出的模拟信号进行直流箝位、相关双采样[8,9]、12 b模数转换和增益控制等操作。它的主要技术参数如表2所示。

将模拟信号转换成12 b数字信号后,传递给ALTERA公司的CPLD EPM1270,对数字信号进行处理、整合后,通过差分芯片DS90LV31将数字信号以LVDS的形式输出给采集卡并在显示器上显示[10]。

2实际测量不同电路的噪声和信噪比

分别对3种模拟电路进行PCB设计,采用相同的12 b视频处理器TDA9965对模拟信号进行相关双采样、增益、模数转换等操作,再使用CPLD对数据进行整合后,通过X64-LVDS采集卡将图像显示在终端机上。同时CCD的行频设定为50行/s,且50行信号凑成一帧显示,显示的帧频达到1 f/s。

选择1 505～1 514共10个像元作为测试像元,每个像元成像50次,对这50次成像光电转换的码值进行统计,计算出均方差和信噪比。

分别设定CCD的像元时钟为1.6 MHz和6 MHz,在暗背景和有光照的2种情况下对3路不同电路的噪声(均方差)和信噪比进行统计。其中有光照时的码值基本固定在3 000左右(12 b视频处理器对应饱和光强的码值为4 095)。此外在暗背景情况下,对各个像元对应的均方差进行曲线拟合,在有光照的情况下,更关心信噪比,并对它进行曲线拟合。

如图5所示,第1路的噪声明显低于其他2路,基本在1个码值以下,第3路的噪声则是最大的,都在1.2个码值以上,在1.6 MHz像元时钟时甚至达到1.6个码值。且在6 MHz像元时钟的情况下,每组相关双采样的采样点间隔要比1.6 MHz情况时更近,采样出来的信号值更稳定,所以3路的噪声在6 MHz情况时比1.6 MHz情况更低。

如图6所示,在相同光照情况下,无论是像元时钟为1.6 MHz还是6 MHz,第一路的信噪比基本在750 dB以上,而第三路的信噪比只有600 dB左右,明显低于第1路的水平。第2路的信噪比则介于第1路和第3路之间。综合图5和图6,可以得出结论:暗背景下第1路的噪声是最小的,在相同光照情况下它的信噪比也是最高的,同时它具有较强的电流驱动能力,在模拟前端电路设计中应优先选取。如果后续电路不需要很大的驱动电流,第2路的设计也可以考虑,因为它的电路结构最简单,功耗最小。

3分压电阻的选择

根据仿真分析和实验结果,可以验证像元时钟为MHz量级时,第1路模拟电路所带来的噪声最小,信噪比最高。下面我们将对第1路的分压电阻的选择进行讨论。

分压电阻R3,R4的阻值如果比较小,CCD输出内阻的影响则比较明显,导致CCD的饱和输出无法达到设计最大值5.5 V。相反,如果R3,R4的阻值比较大,RC效应则比较明显,导致电路的带宽降低。

分别取2组阻值,第1组R3=750 Ω,R4=430 Ω;第2组R3=3 kΩ,R4=1.74 kΩ。理论上2组电阻都可以将CCD的饱和输出5.5 V分压到视频处理器输入的最大值2 V。下面将通过示波器观察2组分压后的信号波形。示波器上面的波形是第1组小电阻的情况,下面的波形是第2组大电阻的情况。

如图7所示,无论像元时钟是1.6 MHz还是6 MHz,第2组大电阻的分压效果都好于第1组小电阻。在光照饱和的情况下,第2组分压后,输出都达到2 V,有效减小了CCD输出内阻的影响。而第1组只有1.68 V左右,将造成信号的饱和失真。此外,电阻取值对带宽的影响也很明显,对于1.6 MHz像元时钟,2组电阻对应波形的上升沿、下降沿以及复位电平和信号电平基本相似。而对于6 MHz像元时钟,大电阻对应的波形则明显变差,RC电路的影响显而易见。

根据示波器不同像元时钟的波形,定性地分析了分压电阻与CCD饱和输出以及带宽的关系,需要根据不同的像元时钟来选择分压电阻的阻值。

4结语

本文针对CCD探测器成像系统给出了3种模拟前端的电路结构,首先对电路进行分析,使用OrCAD软件对3路预放波形进行仿真,推定3种电路噪声和信噪比的情况。接着利用三线阵探测器KLI8023、视频处理器TDA9965,CPLD EPM1270以及差分芯片DS90LV31搭建完整的成像电子学系统,制作PCB电路板。通过实际测量和拟合曲线验证之前的分析,给出一种比较理想的模拟前端电路设计(如图1(a)所示的第1路):利用三极管基极和射极的压降,作用在180 Ω电阻上构造一个恒流源,作为CCD输出信号的最后一级放大器的负载。同时构成三极管射极放大电路,增加CCD输出的带载能力,无需额外的有源器件,这样既保证电路有足够的驱动能力,又不引入多余噪声,提高信号的信噪比。最后定性的讨论了分压电阻的选择与饱和信号以及带宽的关系。这些工作都对今后成像系统的电子学设计提供了参考和理论依据。

摘要：为了提高CCD成像电子学系统的信噪比,设计了3种模拟前端电路,借助Orcad软件对它们的输出波形进行比较,分析电路结构与噪声产生机理的关系,从理论上比较3种电路结构的噪声水平。然后采用三线阵CCD探测器KLI8023和视频处理器TDA9965在硬件上实现3路模拟前端的电路设计,并通过X64-LVDS采集卡分别将3路图像信息显示在终端机上。每个像元成像50次,统计这50次的均方差(噪声)和信噪比,通过拟合曲线比较三路模拟前端的噪声水平和信噪比。在相同光照条件下,第1路的信噪比达到750dB,第3路只有600dB,验证了理论分析的结果,讨论不同像元频率、带宽与信噪比的关系,为今后的成像系统电路设计提供参考和实验依据。

关键词：CCD成像系统,模拟前端,噪声,信噪比

参考文献

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噪声模拟 篇6

便携式超声系统开发人员必须在局促的空间内安装了大量超声收发器, 以提供高质量成像。这项任务并不简单, 目前市场上比较通用的系统通常处理128路或更多的收发器。

图1所示为典型的超声收发器方框图, 为了产生超声影像, 收发器的高压发送器产生正确定时的高压脉冲, 激励超声传感器元件并产生聚焦的声波发射。所发射的声能经过病人体内非连续阻抗反射, 返回至收发器的接收器部分。

接收器包括发送/接收开关 (TR开关) 、低噪声放大器 (LNA) 、可变增益放大器 (V G A) 、抗混叠滤波器 (A AF) 和模/数转换器 (ADC) 。每个传感器元件都通过TR开关连接至LNA, 该开关保护LNA输入不受高压发射信号的损坏。LNA本身提供初始固定增益, 以优化接收器的噪声性能。VGA用于补偿体内超声信号随时间的衰减, 这降低了对后续ADC的动态范围要求。接收链中的AAF避免超出正常最大成像频率范围的高频噪声映射到ADC接收频带。放大、量化后的信号经过延迟, 并在超声系统的数字波束成形器内求和, 产生聚焦后的波束成形接收信号。所形成的数字信号用于产生2D影像, 以及脉冲多普勒信息。

接收器在LNA之后还有一条独立的连续波多普勒 (CWD) 接收/波束成形通路。CWD模式下, 接收器的动态范围要求非常严格, 超出了VGA/ADC信号通路的范围。通过将接收到的信号与适当相位的LO混频并求和, 得到基带信号, 实现CWD波束成形。由此, CWD接收电路应该由高动态范围的模拟I/Q混频器和可编程LO发生器组成。

如上所示, 接收器部分包括大量的功能电路, 需要把128路或更多通道的接收器整合到PC大小的设备中, 这的确是一项重大挑战。模拟IC制造商注意到了这一需求, 并已开发出高度集成的方案来应对这一挑战。目前, 在10mm x 10mm的微小封装内集成八路LNA、VGA、AAF和ADC收发器的产品已非常普遍;也可以看到10mm x 10mm封装的4或8通道器件内集成了高压脉冲发生器的方案。这些进步意义重大, 对现代便携式系统的实施起着重要作用。当然, 我们也看到了进一步整合的机会。

MAX2082八通道收发器 (图2) 是一款代表高集成度超声方案最高水平的典范。该器件包括完整的接收器、TR开关、耦合电容以及三级高压脉冲发生器, 采用单片10mm x 23mm封装。这种单芯片接收器架构大大节省空间, 帮助用户缩短设计时间, 降低总体系统成本。

这种高度集成的收发器能够节省相当可观的空间, 单是内部TR开关就节省了大量空间。可以对比一下当前最常见超声系统所使用的典型分立TR开关 (图3) 。此类TR开关方案包含9个分立式元件, 这意味着在128通道系统中仅凭TR开关就需要超过1000个分立元件!

图4所示, 利用MAX2082实现128通道收发器配置的PCB布局。所需空间小于10平方英寸, 相对于目前使用8路接收器IC、8路脉冲发生器IC和分立TR开关的方案, 所占空间不到后者的一半。

收发器电源管理

功耗也是这些高度集成设计的一项重要考虑因素。许多便携式超声系统, 在用电池供电时只能工作一个小时或稍长时间就必须充电。由于元件密度非常高, PCB布板局促, 空气流通的空间很小, 使得热管理也出现问题。超声收发器消耗系统的大部分功率, 需要慎重考虑这部分电路的功率。

过去10年, 超声接收器功耗已经下降了一半。现在, 包括LNA、V G A、A A F和A D C的I C接收方案所消耗的功率通常不到1 5 0 m W/通道。新一代接收器具有更加灵活的电源管理功能, 允许用户综合考虑功率和性能, 当系统处于非成像模式时将其置于低功耗、可快速唤醒的“休眠”模式, 以节约功耗。

还可以挖掘更多的改进机会。例如, 为了满足噪声指标的要求, 需要降低TR开关二极管的导通阻抗, 从而二极管上存在很大的偏置电流, 由此, TR开关本身就消耗了很大功率, 每通道超过80m W。这几乎是接收器其它电路的功率总和!在上述MAX2082收发器等产品中, 由于采用专有的集成TR开关设计, 其噪声性能比这些分立设计更好, 而功耗则降至每通道15m W以下。

平衡噪声与小型化需求

显而易见, 高集成度与低功耗是便携式超声系统的设计挑战。而与此类设备小型化相关的一些性能问题并不十分明显。

带内噪声最小化

超声系统对2MHz至15MHz范围内的带内辐射及传导噪声和干扰极其敏感, 单通道输入灵敏度可低至1n V/rt Hz。对于一个128通道的典型系统, 作用在所有输入端的有害信号可能获得高达21d B的系统增益, 取决于通道间的波束成形延时。所以, 即使输入带内噪声低至0.09nv/rt Hz, 也能在最终成像中观察到显著的噪声, 呈现为伪影。这些伪影发生得很频繁, 统称为“闪光”伪影;这些伪影类似于相控阵图像中心的光束, 此时, 系统对共模输入信号的增益最高。系统中的辐射或传导干扰源很容易产生如此小的信号。

超声系统设计人员往往竭尽全力从物理上隔离、屏蔽多噪的数字电路和敏感的模拟电路, 以及控制接地环路。不幸的是, 便携式超声系统设计者没有足够的资源实现电路的物理隔离, 由于空间有限、PCB热密度大, 屏蔽也有问题。所以, 这些设计产生带内噪声的现象极其普遍, 尤其是在物理上靠近实现计算/显示功能、嘈杂的PC主板时。在设计早期就考虑系统的接地和屏蔽尤其重要。如果随后试图在原型评估阶段修改这些高度集成的设计, 不但极其困难, 而且非常耗费时间。

音频噪声最小化

许多情况下, 低频音频噪声也是棘手问题, 并且更难解决。超声系统中, 通过测量发射信号反射波的微小多普勒频率偏移, 检测血流。发射信号或从静止对象接收的信号的任何低频调制都将产生噪声边带, 使得需要测量的多普勒信号模糊不清 (图5) , 或在多普勒频谱中产生“音频”。在脉冲多普勒应用中, 发射信号功率与1k Hz噪声之比要求小于140d Bc/Hz。对于CWD应用, 要求在155d Bc/Hz, 甚至更高。

类似的低频噪声源有很多, 但干扰最强、也是最常见噪声是低频电源噪声, 会引发许多多普勒问题。低频电源噪下转65声会造成敏感的数字发射/接收时钟产生抖动, 进而限制接收器的动态范围或产生有害的多普勒音频。低频电源噪声也会在VGA增益控制信号上产生低频噪声, 对静态组织反射的强信号进行调制, 从而淹没微弱的邻近多普勒信号。

只有通过调整电源, 才能有效降低音频频谱的电源噪声。传统设计中, 安装在手推车的超声系统, 可以在系统中布置大量效率低下的线性稳压器, 以有效控制噪声源。而在便携系统中, 这种方案是无法接受的。

设计者必须利用分布式开关稳压器来提高效率。遗憾的是, 这种开关型稳压器会引入大量的RF带内传导、辐射开关噪声, 即使采用正确的电容旁路措施也难以控制。频谱多普勒对于这类噪声尤其敏感, 因为离散的开关频率会在多普勒频谱显示中产生音频噪音, 这是此类系统常见的伪影。为了消除这类噪声, 主要措施之一是确保开关稳压器频率与系统主控时钟同步。这种方式下, 相对容易将开关噪声排除到有用信号的多普勒频带之外, 并可保证高效。在使用开关稳压器的过程中必须谨慎, 保持低功率, 以避免出现难以抑制的多普勒杂散。

未来发展趋势

设计工程师一致认为设计便携式超声系统是一项艰巨任务。有限的空间、在狭窄空间内管理电源, 以及越来越高的性能要求, 都带来了新的难题。设计者需要巧妙地使用高度集成的低功耗、满足性能要求的模拟IC方案。还必须预先考虑系统设计的每个细节, 以避免此类紧凑设计中所固有的噪声问题。