电流型PWM整流器

电流型PWM整流器（精选八篇）

电流型PWM整流器 篇1

在当前环境污染、能源危机不断加重和工业技术的驱动日益强劲的时候,人类社会对化石能源的使用态度越来越谨慎,进而转去寻求其他相对清洁的能源。例如我国光伏产业的飞速发展,电动汽车的不断兴起等等,都是人们不断探索可替代化石燃料的一种创新。而在众多的新型能源中,电力这种相对历史悠久的能源形式则是被使用最为广泛的[1]。可以说,电力的需求已经是一个城市文明和发展的象征。

电能的使用广泛而且电力网络交错复杂,很多的非线性电器使用引入了很大的谐波污染。公用电网中用户使用空调等非线性电力设备越来越多,功率越来越大,带来的谐波污染问题日益严重,治理难度随之加大。与此同时,原有电力补偿装置的老旧,导致了电能质量的下降不可避免。更为严重的是,这些技术问题会影响工业生产的正常运转,给社会生活带来不可估量的影响。

1研究意义

如何提高用电效率、去除污染,更加科学地利用电能来服务于人们的生活和工业生产,一直是各个国家重视并普遍都在进行探索研究的关键问题。特别是在在功功率率半半导导体体开开关关器器件的不断升级换代过程中,电子技术也不断发展,各个行业中使用PWM脉冲宽度调制来控制设备运转的领域众多,而这些装置和设备大部分是交流的,其中包含了对电能的整流[2,3]。大量的整流装置的运转必然导致在电网中产生了极其繁杂的谐波污染和无功功率,电网中出现的谐波污染引起的额外能量损耗以及变压器温度的升高,电力电缆、电容等器件的损坏为代价,同时这种污染还会造成电量统计的失准,引起供电方和用户的经济纠纷。 这种误差带来的影响不容忽视,是当前研究中需要解决的热点问题。

2电网谐波的危害和解决办法

无功功率和谐波污染造成的严重影响主要包括:

1)谐波电流会使电压产生畸变,对电容和导线等电气设备造成不可逆的损坏。

2)引起额外的电能消耗,使电能的利用率大打折扣。

3)以负序量为基础的继电器和自动保护装置会受到谐波的冲击和影响,造成电能计量出现差错甚至自动装置无法正常运转和误操作。

4)造成通信线路和电路系统故障,引发事故。

谐波和无功功率对电网造成的危害主要可以通过两种途径来解决:

1)使用滤波器或者当前广泛安装的静止无功发生器,这些装置的作用主要是削弱谐波和补偿无功, 即起到抑制甚至是消除谐波和无功功率的目的。

2)依靠当前的电子电力技术对电网内的设备进行改造,把谐波和无功功率消灭在发生阶段。

显然,第二种方法是一种新型治标治本的手段。 整流装置不可避免地引入谐波是主要的谐波源之一, 研发低谐波含量和高功率因数的整流器是一种有效的方案[4]。在这个过程中,三相电压型PWM整流器可以实现电能的高效率、科学性的转换,在各种相关系统中有着不可替代的作用。

3PWM整流器的发展和分类

3.1PWM整流器的发展历程

传统的整流手段主要是使用晶闸管相控整流和二极管不控整流这两种技术,它们的缺陷是对储能元件的要求很高,电容和电感的品控需要严格把关。同时,苛刻的条件造成的后果是系统的动态性能在很长一段时间无法得到有效保障。20世纪70年代开始, 人们发现PWM技术在谐波污染消除和无功功率控制上的优势。国外科研机构首先将PWM技术应用于直流电压的整流输出,并且得到了单位功率因数很高、整流交流侧正弦化的稳定结果。但是由于当时电子器件工艺和制造技术的限制,PWM技术在整流器中的应用很长一段时间处于停滞不前的状态。一直到20世纪末,IEEE、IEC以及CIGRE等机构处于对电网谐波问题日趋严重的考量,开始着手制定谐波的标准。而我国国家技术监督局也在1994年制定了《电能质量公用电网谐波》(GB/T 14549—1993)国家标准。从此,PWM整流器开始逐渐大范围研发和使用。

3.2PWM整流器的研究现状

我国关于PWM整流器的研究和制造起步晚于国外,技术积累上也存在较为明显的差距,而其中最为广泛使用的三相大功率PWM整流器的研究一直是难点问题,亟需解决。三相电压型PWM整流器的原理、生产、控制和使用方面包含了许多专业领域的交叉学科问题,例如新能源的高效使用、电力系统的谐波控制手段、计算机技术和通讯技术、以及新型电力电子技术和电力系统的谐波治理等,其中包含的经济效益和社会价值是关系到国计民生的大事,还需要加大力度去研究和了解[5]。

需要注意的是,当前很多对电能质量要求不是很高的场合仍然在使用结构简单的传统整流技术,主要原因是这两种技术相对比较成熟,成本也很低。随着国家对清洁能源和绿色电能技术的倡导和社会需求的提升,PWM技术应用于整流器的方案将成为以后发展的重点。

3.3PWM整流器的分类

PWM整流器根据它们连接的拓扑结构的差异, 可以简单地划分为互为对偶的两类:

1)电流型PWM整流器(Current Source Rectifier), 控制系统比较复杂,能量损失和工作效率都不理想。

2)电压型PWM整流器(Voltage Source Rectifier), 具有电路结构和原理简单、能量损耗相比于电流型PWM整流器低、动态响应速度快、变流效果好等特点。

电压型PWM整流器的这些优点和特性使其一直是大家研究的重点。下面将研究基于三相电压型PWM整流器进行电流控制的算法和实现。

4使用PWM整流器进行电流控制

4.1三相电压型PWM整流器的电流控制算法

国内外对三相电压型PWM整流器的电流控制算法研究很多,成果也层出不穷,不过究其根本,主要还是可以分为电流响应品质很高、速度很快的直接电流控制算法,以及无需电流反馈控制的简单间接电流控制算法这两个基础领域。间接电流控制常应用于对动态响应要求较低的场合,不需要复杂控制结构[6]。其主要缺点体现在其对系统的参数要求较为敏感,对电流的动态响应速度较慢,有时候甚至会出现交流侧电流中混杂有直流成分的分量。

而相对应的直接电流控制电流响应速度和质量都优于间接电流控制算法。直接电流控制主要的不足在于其复杂度较高的算法和控制结构,但是这些也反映了它优秀的特征,是近年来各个企业和科研机构的研究热点。目前,随着计算机性能和电力电子技术的飞快发展,结合计算机软件技术的知识和机器学习、 模糊控制等理论,直接电流控制算法主要有:预测电流控制算法;模糊控制和机器学习理论;电流无差拍控制;滞环电流控制,包含滞环SVPWM电流控制算法等;滑模变结构控制算法;直接电流解耦控制, 包含基于电网电压前馈及电流解耦的电流控制算法等。

4.2两种常用的电流控制算法研究

下面介绍使用Matlab进行仿真时候的两种主要算法。

1)滞环SVPWM电流控制算法:这种算法的Matlab仿真中,实际电路中的驱动部分组件位于logic模块的输出与out模块之间,将三种开关的不同状态变换为六路不同的PWM驱动信号。logic模块内部主要是滞环SVPWM开关函数的表达式,目的是为了建立完整的逻辑关系。该算法主要运用于对实时性要求比较严格的场合,它的开关频率是不确定的。

2)基于电网电压前馈及电流解耦的电流控制算法:在Matlab仿真中,虚拟锁相环Discrete Virtual PLL重要的功能是进行三相交流侧电流和电网电压的相位跟踪;终端Terminator可以作为附加模块加入,是为了防止仿真时出现Matlab警告而设置的; 在坐标转换模块abc_to_dq0 Transformation中,进行abc坐标系到dq坐标系的转换。在本算法中,电流环功率因数是可以调节的,但是稍微复杂的是需要进行dq坐标变换和三个PI调节器的设计[7]。

实际工作经验和仿真结果表明,三相电压型PWM整流器采用以上两种不同的直接电流控制算法下都表现出了明显的改善,在电网谐波冲击、电力负载变动、开关跳变等状态下可以实现较好的鲁棒性, 直流侧电压和交流侧电流的控制出现了显著的稳健性。

5结束语

电流型PWM整流器 篇2

摘要：针对传统滑模变结构控制在三相电压型PWM整流器中应用时参数摄动所引起的抖动现象，提出一种改进PID神经网络的滑模变结构在线控制方法，将PID三个参数作为神经网络隐藏层的神经元，利用PID算法响应快、无静差的特点以及神经网络的在线自学习能力，实时对滑模趋近律参数进行修改，从而缩短系统状态进入滑模面的时间并减小抖动。对选取的价值函数进行改进，使算法不会陷入局部最优而逼近全局最优解，并对系统的全局稳定性进行分析。通过仿真和实验验证，结果表明该方法能使系统全局稳定，抖动有明显削弱且具有更好的动态响应。

关键词：PWM整流器；滑模变结构；PID神经网络；趋近律；全局最优解

中图分类号：TM46 文献标识码：A

1引言

在电力电子技术应用领域中，PWM整流器具有实现能量双向流动、直流侧电压恒定、电网谐波低、功率因素可调等特点，因而得到了广泛使用。近几年，针对PI控制器的缺点提出了一种滑模变结构控制（SMVSC）策略，其物理实现简单，对参数变化和扰动不灵敏，响应速度快，适用面广，能够很好的应用于PWM整流器中，然而滑模变结构控制在本质上的不连续开关特性将会引起系统的抖振，使得稳定性降低的同时增加了控制器的运算量。

针对滑模变结构控制中的抖振现象，本文提出了一种改进PID神经网络复合控制（PIDNN）与滑模变结构相结合的控制方案，相比于传统滑模变结构控制，新的方案具有实时性好，无需精确的数学模型，鲁棒性强，在数字信号处理器（digital signalprocessor，DSP）上易于实现，能够很好的减小系统抖振等特点。

2三相电压型PWM整流器数学模型

三相电压型PWM整流器主电路如图1。图中e_a、e_b、e_c为相位互差120°的三相交流电压，i_a、i_b、i_c为三相交流侧电流，R为交流侧等效电阻、L为滤波电感、U_dc为直流侧电压，i_L为负载电流，R_L为负载电阻，C为负载电容，以及s_a、s_b、s_c为整流器IGBT的开关函数。

由于三相静止坐标系下的数学模型具有非线性时变特性，不利于控制系统的设计。根据功率不变原则，将三相静止坐标系下的数学模型转换到d-q同步旋转坐标系，转换后的数学模型如下：

式中：e_d、e_q为交流侧电动势的d、q分量；i_d、i_q为交流侧电流的d、q分量；s_d、s_q为整流桥d-q坐标系下的开关函数。

3双闭环滑模变结构控制算法设计

3.1电压外环滑模面的选取与计算单元的设计

滑模变结构控制器设计主要包括两个环节，一是滑模面的选取，其次是趋近律的设计。

在三相VSR双闭环控制系统中，内环有功电流i_d是电压外环计算所得到的内部变量，则在系统滑模面的设计时需要控制的变量为外环电压U_dc和内环无功电流i_q。为了使得输出直流电压稳定在给定值，需满足等式U_dc=U_dcref。设计如下滑模面：

根据式（1）将电压状态变量表达式带入式（2），得：

3.2电流内环无功电流i_q滑模面选取

为了满足系统在单位功率因素下运行，设计滑模面如下：

3.3趋近律的选择

为了使系统状态更快到达切换面且改善趋近运动的动态品质，本文采用了满足存在性、可达性和稳定性要求的指数趋近律进行趋近，令：根据式（1）可得如下状态方程：

根据式（1）、（6）、（7）、（8）、（9）可以得出滑模控制律为：

在指数趋近律公式中，kS可以保证系统状态偏离切换面很远时，以较快的速度到达滑模面。当S趋近于0时，kS趋近于0，但是由于Lεsgn（S）并不趋近于0，使得S也不趋近于0，而且系统参数和电力电子开关器件都具有一定的滞后性，造成系统状态在滑模面上来回的运动，从而产生颤振的现象。所以对于Lεsgn（S）中系数e的选择变得极其重要，若ε选择太小，会使得系统达到滑模面的速度过慢，若ε选择太大，则会使得系统出现超调甚至不稳定的现象。

为了解决上述问题，设计了一种改进PID神经网络控制器，实时对趋近律参数进行调整，最大限度的减小抖动。

4改进PID神经网络控制器设计

4.1PID神经网络控制系统结构

PID神经网络是一种多层前向神经网络，与一般神经网络的不同点在于隐藏层的选择上。一般神经网络中神经元的输入一输出特性都是静态的相同的，而PID神经网络的隐藏层由比例元、积分元、微分元组成，将PID控制规律融入到神经网络中，它具有PID控制器响应快、超调小、无静差的特点和神经网络的在线自学习能力，同时也克服了一般神经网络中的许多缺点。由于PIDNN结构简单，实现较易，采用DSP等芯片进行实现，算法运算量不大，因此可以很好的使用在实际工程应用。PIDNN结构形式如图2所示。

控制器采用2-3-1的3层BP神经网络，输入层输入分别为给定值r（k）和实际测量值y（k）。

输入层状态函数为：

式中：l、p、q为输入的最大限制值。

神经网络中权值是由价值函数进行训练更新的，若对初始权值选择不当，很难保证系统的稳定性且容易陷入局部最优解。针对这个问题，本文选取的价值函数为李亚普诺夫稳定性判据所要求的S-ke+e=0条件，后面证明了其不存在局部最优解问题：

在三相PWM整流器系统的PIDNN控制器中，两个输入信号分别为给定信号和实际测量信号，输出信号为滑模趋近律增益ε。通过不断的运算，直到E为一个无限趋近于0的正数时学习训练结束，此时已满足系统稳定性要求。在算法中将输入层到中间层的权值设定为定值：[w_1i，w_2i]=[1，-1]，i=1，2，3，即给定信号与实际测量信号的误差作为中间层神经元的输入，不进行更新，从而减少了整个系统的计算量。中间层到输出层的权值通过不断的训练得到，其训练公式为：

4.2局部最优解问题

在BP神经网络权值更新时，算法最大的问题就是停留在局部最优解上。根据系统不存在局部最优解的条件：当一个函数的二阶导数不随着变量改变其符号时，说明函数变量的曲率符号不变，该系统不存在局部最优解。根据所选取的价值函数（21），可证明其不存在局部最优解。

将所选价值函数对权值求二阶偏导数：

由式（32）可以看出对所选价值函数求二阶偏导数其符号始终为正，则该函数不存在局部最优解，但由于神经网络是一种启发式算法，不能够得到精确的全局最优解值，但是可以逼近于全局最优解，则所得到的解为全局最优解或次优解。

4.3系统稳定性分析

使用李亚普诺夫函数来判断系统的稳定性，这里选取与价值函数相同的式子来做判断：

由此可以看出，当学习步长足够大时，V为负定，此时的系统是稳定的。但在实际应用中，当把学习步长取的太大时，对系统的稳定性会产生一定的影响。根据上述分析，可得到三相PWM整流器PIDD-SMVSC控制原理图如图3。

5系统仿真结果及分析

利用Matlab/Simulink平台搭建了三相电压型PWM整流器的仿真模型，以本文所提出的方法与传统滑模变结构控制算法进行仿真对比，验证其算法的有效性和优越性。系统仿真主要参数为：380V/50HZ正弦交流电输入，700V直流电压输出，交流侧电感为4mH，等效阻抗为0.15 Q，直流侧负载电阻为49Q，电容为235μF。为了使得仿真结果和实物实验时的参数基本保持一致，选择开关频率为12kHz。

改进PID神经网络滑模控制直流电压输出波形如图4（a）所示，传统滑模控制直流电压输出波形如图5（a）所示。从两幅图的对比可以看出，输出直流电压波形都几乎没有超调，但传统滑模变结构控制达到稳态的时间要长，当达到稳态后，传统滑模控制的电压值会在给定电压±6V之间来回抖动，使得输出直流电压质量不高。由改进PID神经网络滑模控制算法的仿真波形可以看出，在稳态时的抖动只有±0.05V左右，相比传统滑模控制方法有明显的削弱，控制效果更好。

为了进一步的验证改进PID神经网络滑模控制的动态性能，分别对负载突变和电压给定值变化的情况进行了仿真实验。图6给出了负载突变时的波形，当系统直流电压稳定后，在0.15S时将负载由50%额定值增至100%额定值。由图可以看出直流输出电压经过0.003S恢复至稳定值且电流平稳的过渡到新的稳态值。

图7给出了电压给定突变时的仿真波形，当系统稳定后，0.1S时电压的给定值由700V突变至650V，由图7（a）仿真波形可以看出经过0.01S后到达新的稳定状态，由图7（b）可以看出交流电流也很好的过渡到新的稳态，使得电压突变后同样保持在单位功率条件下运行。

上述所做的仿真实验验证了本文所提出方法的正确性和优越性，相比传统滑模变结构控制能够更好的消除抖振且具有良好的鲁棒性。

6实验结果

为了验证仿真结果的正确性，搭建了以TSM320F2818为主控芯片的实验样机，主要参数如下：直流输出电压为700V，额定功率为IOKW，IGBT采用三菱公司生产的CMIOODY-24H，交流侧绕线电感为4mH，负载功率电阻为50Ω，负载电容由2个4700μF的电解电容串联组成，采用五段式空问矢量技术，其开关频率为12KHz。图8（a）为输出直流电压波形，由于负载端电容的存在，通电瞬间电容侧相当于短路，从而产生很大的冲击电流，所以不能直接进行可控整流，而是首先进行带有软启动的不控整流。不控整流10S后直流电压稳定，再由DSP芯片控制进行可控整流。图8（b）为带载稳态时的A相电压电流波形，由图可以看出，功率因素接近1。图8（c），（d）分别为带载和空载时由不控整流到可控整流时直流电压和交流A相电流波形。图8（e）为在空载稳态运行后转换为带载情况下的直流电压和交流A相电流波形。

7结论

电流型PWM整流器 篇3

长期以来, 电压型PWM整流器以其简单的结构、较低的损耗等优点一直成为PWM整流器研究的重点。而电流型PWM整流器由于需要体积较大效率较低的直流侧储能电感, 同时由于交流侧LC滤波器的引入导致了超前的功率因数以及易引起振荡等问题使得其结构和控制相对电压型有所变化, 在一定程度上制约了电流型PWM整流器的研究应用和发展。但是, 电流型PWM整流器具有自身不可取代的优势[1,2], 比如它具有良好的电流保护能力, 内在的能量回馈能力, 以及较高的安全可靠性和较低的dV/dt输出能力等, 同时随着电流型PWM整流器在超导储能中的成功应用[3], 以及其在兆瓦级中高压变频中的成功应用[4], 人们开始逐渐关注并重视起电流型PWM整流器[1,5]。

由于电流型PWM整流器需要在交流侧加入LC滤波电路, 因而造成系统具有超前的功率因数, 对其进行功率因数控制时需要特殊考虑。电流型整流器的功率因数控制一直以来都受到该领域内学者们的密切关注, 控制方法不断得以完善。

由J.H.Choi等人在文献[6]中提出了早期的功率因数控制方法, 该方法通过控制调制函数延迟角α以达到功率补偿的目的, 通过控制调制比m以达到控制直流侧电流的目的。这种方法具有原理简单、实现方便等优点, 但是它的缺点也是显而易见的。首先, 由于延迟角的计算忽略了线路中的滤波电感, 如果滤波电感过大将会导致功率因数的过补偿;其次此方法只有在功率因数可以达到1时有效, 当客观条件不允许单位功率因数运行时该控制方法没有进一步对策。而后, 文献[7]又提出了改进的控制算法, 但是, 由于该文中采用的调制方法是特定谐波消除法 (selective harmonic elemination, SHE) , 需要提前算好开关角度表存储在控制器中以便查询, 因此系统的动态响应速度不快。而且, 当滤出谐波数较多时, 由于采样频率的限制有些很小的开关角度不易数字化实现。

本文通过实时检测电源电压和电源电流的相角得到两者的相角差, 然后将其通过PI调节器直接控制调制函数的相角, 从而控制系统的功率因数;同时将直流侧电流误差通过另一个PI调节器直接控制调制函数的调制比, 因此使得整个系统的控制原理更加直观简单。同时, 本文采用了便于数字实现的适用于电流型变流器的空间矢量调制策略[8]。更为重要的是, 该控制算法能够自动使整流器运行在可以达到的最大功率因数, 而且该算法不依赖于任何系统参数, 因此有助于提高系统运行的可靠性。

2 三相电流型PWM整流器功率因数控制原理

典型的三相电流型PWM整流器的拓扑结构如图1所示。其中输入端的三相LC滤波器一方面具有滤出整流器侧电流iw中高次谐波的目的, 另一方面具有辅助开关器件换流的功能。正是由于LC滤波器的存在使得系统在无功率因数控制时具有超前的功率因数。

为了便于分析说明, 本文将系统变换到以电容电压Uc定向的同步旋转坐标系中, 变换方程如下式:

$\left[\begin{array}{c}d\\ q\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{cc}\cos \theta & \sin \theta \\ -\sin \theta & \cos \theta \end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}a\\ b\\ c\end{array}\right](1)$

系统中各变量间的关系可由相量图2表示。当没有功率因数控制时, 如图2a所示, 此时产生的整流桥侧电流Iw与电源电压Us同相, 但是由于超前的电容电流Ic作用使得电源电流Is超前电源电压Us, 因此导致系统的超前功率因数;当采取功率因数控制时如图2b所示, 强迫电流Iw滞后Usα角度, 使得Iw的交轴分量与Ic反向并将其抵消掉从而达到功率因数控制。而当系统不能到达单位功率因数运行时如图2b中虚线所示, 此时控制算法将使得滞后角α尽可能增大, 从而尽可能地增加Iw的交轴分量, 使整流器运行在可以达到的最大功率因数下。

3 三相电流型PWM整流器的功率因数控制简易方法

首先定义调制信号矢量M的幅值及相角如下:

$m=\frac{i{}_{\text{w}}}{i{}_{\text{d}\text{c}}}\alpha =\angle (\mathit{U}{}_{\text{s}},\mathit{{\rm M}})$ (2)

式中:iw为整流器侧电流基波分量的幅值, idc为直流侧电流, α为电源电压矢量Us与调制矢量M之间的夹角。

分析知道, 电流型整流器直流侧电压udc可由下式计算:

$u{}_{\text{d}\text{c}}=\sqrt{3/2}\cdot u{}_{\text{l}\text{l}}\cdot m\cdot \cos \alpha$ (3)

式中:ull为电源线电压有效值;m为调制函数的幅值。

由此可见, 直流侧电压可由m和α共同作用产生, 从而产生直流侧电流。通过适当控制m和α就可以达到同时控制功率因数和直流侧电流的目的。

不同于文献[7]中所提出的控制方法, 本文提出的功率因数控制原理具体叙述如下:如图3所示, 通过分别直接检测电源电压和电源电流的相位角求出其差值φ, 将φ与给定值φr比较 (通常设为零) , 然后通过功率因数环的PI调节器得到调制函数的相角α;另外直流侧电流实际值idc与给定值idcr比较通过直流电流环的PI调节器得出调制函数的调制比m, 然后根据m, α利用SVM调制技术对开关器件进行控制从而达到控制目的。

当系统可以运行在单位功率因数时, 假设由于外界干扰使得is和us间的夹角增大, 这将使得功率因数环输出的α增大, 从而导致udc减小, 然后使得idc下降。idc的下降使其偏离给定值, 促使了电流控制环的动作, 使得直流控制环中PI调节器输出的m增大, 从而使得is和us间的夹角减小, 提高了系统功率因数。这个调节过程一直持续到系统运行在单位功率因数下。

当系统运行在轻载条件下时则不能达到单位功率因数, 功率因数调节过程与上述类似, 只是由于此时is和us间夹角的存在致使相角α一直增加, 同时促使调制比m一直增大。但是由于客观条件的限制, is和us间的夹角不可能消除, 因此这个过程一直持续到功率因数控制环的PI调节器饱和达到最大的相角αmax, 同时调制比m也达到最大值mmax, 此时系统运行在可以达到的最大功率因数下, 同时保持直流侧电流稳定在给定值。

4 仿真结果及分析

该控制方法首先通过Matlab/Simulink仿真得以验证。系统仿真参数为:额定相电压是110 V, 额定频率是50 Hz, 输入端滤波电容Cr =50 μF, 滤波电感Lr=3 mH, 直流侧电抗器Ldc=30 mH, 负载电阻Rdc=26 Ω, 调制方法选择SVM[8], 开关频率为3.75 kHz。

为了考察系统在直流侧电流给定值idcr改变情况下的反应能力, 以及为了凸显该功率因数控制方法的自动调节能力, 该仿真设置直流侧参考电流idcr在6.42 A和3.21 A之间变化, 具体变化为在0.2 s时参考电流idcr开始从6.42 A下降并最终于0.3 s下降至3.21 A, 然后再于0.5 s开始从3.21 A升高并最终于0.6 s升至6.42 A。从图4可以看出实际输出电流idc可以快速跟踪给定电流idcr的变化, 并能实现稳态无误差。

图5是参考电流变化过程中调制函数的调制比m及其相角α的变化, 由图5可见, 当参考电流为6.42 A时, 调制比m约为0.75, 其相角α约为60°, 可见此时系统能够完全补偿无功电流, 所以能够达到单位功率因数, 此时电源电压相角θu和电源电流间的相角θi间的关系如图6所示, 两者间的相角差为零, 更直观的表示如图7所示 (为了更清楚地显示网侧相电流这里将其扩大20倍输出, 即20is) , 可见此时电源电流和电源电压完全同相。

同时, 由图5可见, 当直流侧电流为3.21 A时, 调制比m约为1, 其相角α约为90°, 可见此时m已经达到最大值, 相角α也达到能够维持直流侧电流下的最大值, 系统在尽最大可能地补偿无功电流, 但是由于此时直流侧电流太小系统无法完全补偿无功电流, 所以不能达到单位功率因数, 此时电源电压和电源电流间的相角如图8所示, 可见电源电流仍超前电源电压一定角度, 更直观的表示如图9所示, 此时电源相电流is超前电源电压us。

5 试验结果及分析

为了进一步验证该控制算法, 本文将该控制方法成功应用在一台5 kV·A的基于IGBT和串联快恢复二极管的电流型整流器的硬件平台上, 软件平台是由以DSP TMS320F2812为核心的器件组成。试验条件与仿真条件相同, 得到了图10～图14的试验结果。

图10的上方是直流侧电流的给定值idcr, 下方是实际值idc, 给定值idcr由DA输出。图10中给定值在6.42 A与3.21 A之间按仿真中所述趋势进行变化, 可见直流侧电流的实际值idc能够很好地跟踪给定值idcr。

图11是直流侧电流为6.42 A时电源相电压与相电流的相角关系 (由于试验平台是三相三线制的, 试验中是通过将两个线电压相减得到3倍相电压的, 同时由于示波器探头与差分探头间存在2倍关系, 所以波形中显示的是实际网侧相电压的6倍, 即6 us) , 从波形可见, 此时的电源电压us与电源电流is均达到了同相位, 更直观的表示如图12所示, 此时系统稳定运行在单位功率因数下。而图13则是直流侧电流为3.21 A时电源相电压与相电流的相角关系, 由于此时直流侧电流过低, 系统不能完全补偿电容电流, 因此导致了电流相角超前电压相角, 更直观的表示如图14所示, 此时系统工作在超前功率因数下。

由图4～图14可见, 试验结果与仿真结果得到了相互的验证, 而且两者一致证明了该控制算法的可行性和有效性。

6 结论

本文提出了三相电流型PWM整流器的一种新型实用的功率因数控制方法, 该方法分别通过了基于Matlab/Simulink软件的仿真验证和基于一台5 kV·A的IGBT电流型整流器的试验验证, 分析表明, 该控制方法具有以下特点。

1) 只需要检测电源电压和电源电流的相角, 除此之外不需要其他任何系统参数, 因此该控制方法简单、实用而且对系统参数不敏感。

2) 通过电源电压和电源电流的相角误差直接控制调制函数的相角, 同时通过直流侧电流误差直接控制调制函数的调制比, 使得整个控制系统更加直观简单。

3) 该功率因数控制方法能够使电流型PWM整流器自动运行在可以达到的最大功率因数下, 因此提高了系统的单位功率因数运行范围。

摘要：提出了三相电流型PWM整流器的一种新型实用的功率因数控制方法。该功率因数控制只需要检测电源电压和电源电流的相角, 因此控制系统对系统参数不敏感。不同于传统的控制方法, 将电源电压与电源电流的相角差通过PI调节器直接控制调制函数的相角;同时将直流侧电流误差通过另一个PI调节器直接控制调制函数的调制比, 因此使得整个控制系统更加直观简单。更为重要的是, 该功率因数控制算法能够使系统自动运行在其可以达到的最大功率因数点。该控制方法的有效性和可行性首先通过仿真进行了验证, 并进一步在一个5 kV.A的试验样机上进行了验证。

关键词：电力电子,电流型整流器,功率因数控制,空间矢量调制

参考文献

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电流型PWM整流器 篇4

传统的二极管不控整流器和相控整流器的缺点:功率因数低;网侧谐波污染严重;无法实现能量的再生利用。大功率换流设备、轧机、电焊机、感应加热设备、通信设备和电力机车等都是谐波污染的主要来源[1,2]。本文提供的PWM整流器方案,用于取代传统的二极管整流器,可实现单位功率因数运行,减少谐波污染,提高电网质量。

本文介绍了电压型PWM整流器的数学模型、PWM整流器的双闭环直接电流控制策略,通过Matlab软件建立整流器离散系统仿真模型进行验证,最后利用TI公司的TMS320F2812控制芯片和富士公司的IPM模块搭建硬件平台,实现PWM整流器硬软件设计,并对实验所得电压电流波形进行分析。

2 整流器数学模型及控制策略

2.1 PWM整流器的数学模型

三相电压型PWM整流器结构图见图1。

假设电网电压三相平衡,在三相静止对称坐标系(a,b,c)中,三相电压型PWM整流器开关函数为

$\{\begin{array}{l}C\frac{\text{d}v{}_{\text{d}\text{c}}}{\text{d}t}=\underset{k=a‚b‚c}{{\displaystyle \Sigma }}i{}_{k}s{}_k-i{}_{\text{L}}\\ L\frac{\text{d}i{}_k}{\text{d}t}+Ri{}_k=e{}_k-v{}_{\text{d}\text{c}}(s{}_k-\frac{1}{3}\underset{k=a‚b‚c}{{\displaystyle \Sigma }}s{}_j)\end{array}(1)$

式中:sk为单极性二值逻辑开关函数(k=a,b,c),当sk=1时,上臂Skp导通,下臂Skn截止,sk=0则反之。

三相静止对称坐标系a-b-c下的系统变量变换到与电网基波频率同步旋转的d-q坐标系下。选取d轴与电网电动势矢量重合,q轴超前d轴90°。d轴表示有功分量参考轴,q轴表示无功分量参考轴。则其变换矩阵Cabc-dq为

$\mathit{C}{}_{abc-dq}=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos (\omega t)& \cos (\omega t-\frac{2}{3}\text{π})& \cos (\omega t+\frac{2}{3}\text{π})\\ -\sin (\omega t)& -\sin (\omega t-\frac{2}{3}\text{π})& -\sin (\omega t+\frac{2}{3}\text{π})\end{array}\right](2)$

式中:ω为电网角频率。

同样的,如果同步旋转的d-q坐标系下的系统变量变换到与两相静止坐标系α-β下,存在变换矩阵Cdq-αβ。

$\mathit{C}{}_{dq-\alpha \beta }=\left[\begin{array}{cc}\cos (\omega t)& -\sin (\omega t)\\ \sin (\omega t)& \cos (\omega t)\end{array}\right](3)$

式(1)通过Cabc-dq变换,可得在d-q坐标系下的三相电压型PWM整流器的数学模型为

$\{\begin{array}{l}C\frac{\text{d}v{}_{\text{d}\text{c}}}{\text{d}t}=\frac{3}{2}(i{}_{d}s{}_d+i{}_{q}s{}_q)-i{}_{\text{L}}\\ L\frac{\text{d}i{}_d}{\text{d}t}=e{}_d-Ri{}_d+\omega Li{}_q-v{}_d\\ L\frac{\text{d}i{}_q}{\text{d}t}=e{}_q-Ri{}_q-\omega Li{}_d-v{}_q\end{array}(4)$

式中:ed,eq,vd,vq,id,iq分别为电源电压矢量、整流器交流侧电压矢量和电流矢量在d-q坐标系下的值。

d-q坐标系下建模利于实现对整流器网侧有功无功分量的控制。

2.2 PWM整流器双闭环直接电流控制

在三相电压型PWM整流器控制系统的设计中,直接电流控制具有快速电流反馈控制的优点,且控制结构简单,控制性能优良成为目前实用化的方案[3]。本文采用电压外环和电流内环的双闭环控制结构。电压外环主要是稳定母线电压的预设值,而电流内环则有功率因数调节和谐波抑制的控制效果。

从式(3)可以看到,整流器的d,q轴变量相互耦合,不利于控制器设计,为此可采用前馈解耦控制策略[3,4]。电流环采用PI控制器时,则vd,vq的控制方程如下:

$\{\begin{array}{l}v{}_d=-({\rm K}{}_{i\text{Ρ}}+\frac{{\rm K}{}_{i\text{Ι}}}{s})(i{}_d^{*}-i{}_d)+\omega Li{}_q+e{}_d\\ v{}_q=-({\rm K}{}_{i\text{Ρ}}+\frac{{\rm K}{}_{i\text{Ι}}}{s})(i{}_q^{*}-i{}_q)-\omega Li{}_d+e{}_q\end{array}(5)$

式中:KiP,KiI为电流环比例增益和积分增益;i*d,i*q分别为id,iq电流指令信号。

式(4)实现了电流环的解耦控制,在此基础上增加电压外环构成双闭环直接电流控制器。具体如图2所示。

要实现对PWM整流器的控制,首先需采样网侧电压和网侧电流,即三相静止坐标系a-b-c下的ea,eb,ec和ia,ib,ic,再经过Cabc-dq变换,得到d-q坐标系下的ed,eq和id,iq。在d-q坐标系下按照式(5)对id,iq进行解耦控制,电压环PI调节器产生期望的有功电流i*d,其大小决定有功功率的大小,符号决定功率的流向[5]。通过改变无功分量的指标i*q就可以改变功率因数,要实现单位功率因数,则令i*q=0。控制器生成的vd,vq信号,经过Cdq-αβ变换,由vα,vβ经过SVPWM模块生成PWM整流桥的6个开关管的开关信号,从而实现对PWM整流器的控制。

3 PWM整流器仿真

利用Matlab软件Simulink仿真工具建立电压型PWM整流器离散系统仿真模型,对设计的控制器进行验证仿真。图3为三相电压型PWM整流器主电路和双闭环控制器仿真模型框图。

主电路模型中的Launch RES模块为启动电阻[6],串联于直流母线上,因为在突加交流电源时,大容量滤波电容C相当于短路,会产生很大的充电电流,容易损坏整流桥。主电路测量的变量有三相电压Vabc,电流Iabc,直流母线电压Udc,测得的信号通过连接块送至控制器,控制器模型完成双闭环算法并产生PWM信号控制主电路的整流桥。

主电路参数设置为:三相电源输入相电压峰值346V,输入电感5mH,直流母线电容550μF;控制电路参数设置为:开关频率10kHz,电流环PI参数设置比例增益系数为4,积分增益系数为0.5,电压环PI参数设置比例增益系数为0.1,积分增益系数为20。

母线上电阻负载投切实验,电压设定为700V,初始为94Ω,0.2s时负载切换为47Ω,即输出功率由5.2kW切换至10.4kW。通过仿真实验观测稳态时电流电压波形相位关系,负载切换时相电流与直流母线电压的动态调节过程以及对相电流进行FFT分析。仿真波形见图4～图6。

由仿真波形结果可见,PWM整流器实现网侧输入电流正弦化。对A相电流进行FFT分析可见,主要谐波成分集中在开关频率10kHz及其整数倍附近,最大谐波在10kHz处,其幅值约为基波(50Hz)的1.5% 。FFT分析结果,整流器网侧电流具有较低的THD(2.38%),达到提高功率因数和改善电网质量的效果。

4 PWM整流器系统设计

PWM整流器系统包括主电路、控制电路和DSP软件3大部分。整流器主电路中,功率开关器件选用IPM整流桥模块,交流电源经三相电感送到整流器的三相桥臂,输出直流电压。DSP和CPLD构成控制电路的核心,电压、电流传感器测量所需电压、电流信号,经信号调理电路和比较电路分别送入DSP和CPLD,DSP主要完成算法运算,CPLD进行同臂互锁,过流过压保护信号的综合,外围接口控制等处理。

4.1 主电路设计

整流桥采用富士公司的7MBP75RA120型智能IPM模块,额定电流75A,耐压值1200V,最大开关频率为20kHz,内置有短路保护,欠压保护、过流保护和过热保护,其中过流保护和过热保护信号通过其报警信号引脚输出。由于IPM模块对驱动电压和信号干扰要求严格,设计中采用高共模抑制比的高速光耦HCPL-4504实现对IPM模块的隔离驱动。

三相电压和直流母线电压检测霍耳传感器分别采用的是CHV-25P宇波模块和CHV-50P宇波模块,三相电流检测传感器采用的是CHB-100P宇波模块。

4.2 控制电路设计

控制电路主要由DSP控制芯片、CPLD可编程逻辑器件和信号调理电路3部分组成,其硬件框图如图7所示。DSP控制芯片采用TI公司TMS320F2812,最高运行速度可达150 MI/s,片上资源丰富,具有16通道的12位A/D转换器,12通道的PWM信号输出,6通道的CAP捕获输入以及SCI,SPI等模块。TMS320F2812运用于电机控制或电能转换领域游刃有余。CPLD芯片采用Alter公司的EPM7128A,通过软件编程即可实现硬件数字电路功能,可以方便地实现各种逻辑运算。

DSP的主要功能有:电网电压矢量相角计算;网侧电压电流信号AD采样;执行双闭环直接电流控制算法,生成PWM控制信号;PDP中断实现异常状态保护处理。DSP通过地址总线AB和数据总线DB与CPLD连接,实现与按键和继电器等的交互。为方便调试,DSP还外扩0.5M的RAM。

CPLD的主要功能有:异常情况时封锁IPM驱动信号;滤除过压过流报警信号尖峰,再与IPM报警信号综合,并将生成的保护信号送往DSP的PDP中断保护引脚,同时将报警的具体信息通过数据总线DB送往DSP;继电器和按键等外围接口通过CPLD实现与DSP的交互。

信号调理电路由集成运放及其他电子器件构成,对控制板上的小信号进行处理,主要完成对A/D转换器输入信号的调理, 过流过压检测以及电网电压相位检测等功能。

4.3 DSP软件设计

DSP软件分为2部分:主程序和中断程序。其中主程序主要完成系统上电后的初始化工作,包括对定时器,ADC模块,PWM模块等的寄存器进行初始化功能设置。完成初始化之后,系统进入等待状态,等待各种中断的产生。

中断程序主要有4个,T1定时器中断,完成主要控制算法;CAP捕获中断,获取电压矢量相角;PDP中断,对各种报警信息进行异常处理;XINT中断,对按键信息进行处理。

其中T1定时器中断执行双闭环直接电流控制算法,其中断频率为10kHz,与开关管开关频率一致。主要完成信号的采样校正、坐标变换、PI调节、PWM输出等功能,软件控制流程如图8所示。

5 实验分析

依据前述分析及设计方案,构建PWM整流器实验平台,其主要参数为:交流侧电感5mH,直流母线上电容550μF/1800V,直流母线上启动电阻为25Ω/200W,负载电阻可由94 Ω切换为47 Ω。电流环PI参数设置比例增益系数为15,积分增益系数为15,满足内环的快速调节;电压环PI参数设置比例增益系数为0.3,积分增益系数为6。

实验测得三相进线的相电压峰值为346V。控制器设置电压为700V,即负载为47Ω时的最大输出功率为10kW。图9为5kW稳态运行时A相电压电流波形;图10为负载电阻由94Ω切换到47Ω时母线电压和A相电流波形。

实验结果验证了前面所述理论与仿真的可行性,表明PWM整流器可实现网侧输入电流正弦化并且与电网电压同相位,实现单位功率因数运行,减少对电网污染,提高电网质量。

6 结论

本文研究三相电压型 PWM 整流器,并通过Matlab软件的Simulink工具箱建立整流器的主电路和控制器的系统模型,对PWM整流器仿真验证。在此基础上,以控制芯片TMS320F2812和IPM模块7MBP75RA120为核心,设计了三相 PWM 整流器的硬件电路和软件程序,实现对整流器的控制和保护功能。实验结果表明PWM整流器双闭环直接电流控制策略和软硬件设计的有效性,该整流器系统具有较高的实用价值,为以后整流器系统的进一步完善打下了良好的基础。

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电流型PWM整流器 篇5

针对PWM整流器的电压控制的特点, 应用非线性控制理论或新的控制方法来提高PWM整流器控制性能, 成为国内外学者研究的热点。文献[1,2,3,4]提出了一些非线性控制策略, 如将Lyapunov稳定理论、无源控制理论、模糊控制及人工神经网络理论等应用在PWM整流器的控制中, 取得了一定的效果。然而这些方法运算过于复杂, 不便于实现。本文通过对PWM整流器电压方程的分析, 提出了一种基于负载电流前馈的非线性控制方法, 消除了负载对系统控制性能的影响, 提高了系统的动态响应性能。

1 PWM整流器的数学模型

电压型PWM整流器如图1所示。

与电网相连的是整流器的输入端, 直流电压是整流器的输出。整流器的控制目标是使输入电流为正弦, 输出电压为直流且可控。这样, 以输入

电流和输出电压为控制变量, 可以得到整流器的数学模型。由于本文主要研究输出电压的控制, 为此建立关于输出电压的数学模型[5]。

根据功率平衡原理, 当忽略交流侧电感及整流器桥路自身的损耗[6], 交流侧有功功率Pac应与直流侧功率Pdc相等, 即

Pac=Pdc (1)

交流侧输入有功功率为

Pac=usaisa+usbisb+uscisc (2)

采用等功率坐标变换到d-q同步旋转坐标系中, 得

${\rm P}{}_{\text{a}\text{c}}=\frac{3}{2}(u{}_{\text{s}d}i{}_{\text{s}d}+u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{s}q})$ (3)

式中:usl, isl (l=d, q) 分别为d-q同步旋转坐标系下的电源电压和输入电流。

设负载电流为IL, 则直流侧功率为

${\rm P}{}_{\text{d}\text{c}}=u{}_{\text{d}\text{c}}i{}_{\text{d}\text{c}}C\frac{\text{d}u{}_{\text{d}\text{c}}}{\text{d}t}+u{}_{\text{d}\text{c}}{\rm I}{}_{\text{L}}$ (4)

式 (3) 与式 (4) 两式相等得

$u{}_{\text{d}\text{c}}C\frac{\text{d}u{}_{\text{d}\text{c}}}{\text{d}t}+u{}_{\text{d}\text{c}}{\rm I}{}_{\text{L}}=\frac{3}{2}(u{}_{\text{s}d}i{}_{\text{s}d}+u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{s}q})$ (5)

在d-q同步旋转坐标系中, 通常将d轴定向于与电网电压矢量同方向上。若三相对称电源相电压的最大值为Um, 则:

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{s}d}=U{}_{\text{m}}\\ u{}_{\text{s}q}=0\end{array}$

(6)

将式 (6) 代入式 (5) , 有

$\frac{3}{2}U{}_{\text{m}}i{}_{\text{s}d}=u{}_{\text{d}\text{c}}C\frac{\text{d}u{}_{\text{d}\text{c}}}{\text{d}t}+u{}_{\text{d}\text{c}}{\rm I}{}_{\text{L}}$ (7)

显然, 式 (7) 中, 输出电压udc和有功电流isd之间存在着非线性关系, 为便于分析, 可以采用微偏线性化的方法来对方程进行线性化处理[7]。以udc和isd为研究对象, 令$u{}_{\text{d}\text{c}}=U{}_{\text{d}\text{c}}+\widehat{u}{}_{\text{d}\text{c}}‚i{}_{\text{s}d}={\rm I}{}_{\text{s}d}+\widehat{i}{}_{\text{s}d}$, 其中Udc, Isd分别为udc和isd的稳态工作点值, $\widehat{u}$dc, $\widehat{i}$sd为其扰动值。将udc, isd 代入式 (7) 中, 通过化简并进行拉普拉斯变换可以得到直流电压相对于有功电流的扰动传递函数

$\frac{\widehat{u}{}_{\text{d}\text{c}}(s)}{\widehat{i}{}_{\text{s}d}(s)}=\frac{3}{2}\frac{U{}_{\text{m}}}{{\rm I}{}_{\text{L}}}\frac{1}{\frac{CU{}_{\text{d}\text{c}}}{{\rm I}{}_{\text{L}}}s+1}$ (8)

在上述推导中, 假设负载电流为IL, 当负载为阻性时, 吸收功率, IL>0, 系统工作在整流状态;当负载为有源负载时, 产生功率, IL<0, 系统工作在逆变状态。

2 采用线性PI控制时系统性能分析

在PWM整流器的控制中, 目前广泛采用的方法是在d-q同步旋转坐标系的双闭环控制, 内环控制输入端的电流, 外环控制输出直流电压, 且电压环的典型控制方法是采用线性PI控制。若整流器的电压方程采用微偏线性化处理所得到的线性方程式 (8) , 则电压控制框图如图2所示。

在这种双闭环控制系统中, 电流环的响应速度通常设计得比电压环快5～10倍, 因此, 在分析电压外环时, 可以认为电流的响应速度足够快, 其时延可以忽略, 在下面的分析过程中, 假定电流控制器是理想的, 即假定isd=i*sd, isq=i*sq 。

设PI控制器的传递函数为

$G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}(s)=k{}_{\text{Ρ}\text{u}}+\frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}\text{u}}}{s}$ (9)

由图2可得出, 系统的闭环传递函数为

$\frac{u{}_{\text{d}\text{c}}(s)}{u{}_{\text{d}\text{c}}^{*}(s)}=\frac{3U{}_{\text{m}}{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{u}}}{2CU{}_{\text{d}\text{c}}}\frac{s+\frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}\text{u}}}{{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{u}}}}{s{}^2+\frac{3U{}_{\text{m}}{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{u}}+2{\rm I}{}_{\text{L}}}{2CU{}_{\text{d}\text{c}}}s+\frac{3U{}_{\text{m}}{\rm K}{}_{\text{Ι}\text{u}}}{2CU{}_{\text{d}\text{c}}}}(10)$

根据控制系统理论, 系统的稳定性取决于其闭环传递函数的极点, 动态性能也与极点有很大的关系。由式 (10) 可见, 负载电流IL出现在闭环传递函数分母多项式中, 因此, 输出电压的稳定性和动态性能除了与控制器的比例和积分系数有关外, 负载电流也将对其产生很大的影响。在给定控制参数的情况下, 系统的稳定性和动态性能将随负载电流而变化。

对于给定的KPu和KIu, 当负载电流由负变正时, 极点变化的轨迹图见图3, 显示了负载变化对系统性能的影响。在给定参数的情况下, 有一临界负载电流I*L (由式 (10) 得 ) , ${\rm I}{}_{\text{L}}^{*}=-(\frac{3U{}_{\text{m}}}{2}{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{u}})$, 当IL<I*L时, 根轨迹位于右半平面, 系统不稳定;当IL>I*L时, 随着负载电流绝对值从大减小

到零 (此时IL<0) 并从零逐渐增大 (此时IL>0) , 系统根轨迹向实轴交汇, 交于实轴后, 一根延伸至无穷远, 另一根向零点靠近。根轨迹的这种大范围变化表明负载电流将极大地影响系统的动态响应性能和稳定性。

由以上分析可见, 当电压环采用线性PI控制时, PWM整流器的稳定性和动态性能与负载情况有很大的关系, 系统存在一个随负载变化的极点。因此, 如果要在任意负载情况下, 系统的稳定性和动态性能都要满足设定的指标, 则系统的控制参数就要根据负载情况而改变, 增加了控制的难度。特别是在负载为有源负载情况下, 当控制参数选择不当时, 根轨迹位于复平面的右半平面, 系统甚至不稳定[8,9]。

引起这一问题的原因是由于系统存在一个可变的极点, 该极点随负载电流变化而变化。而线性PI控制不能消除这一极点, 也就无法消除这一极点对系统的影响。解决这一问题的方法是引入负载电流前馈, 从根本上消除这一可变极点。

3 负载电流前馈的非线性控制

如果忽略交流侧电感及整流器桥路自身的损耗, 若负载上的功率为PL, 将功率平衡方程重写为以下形式

$\frac{3}{2}(u{}_{\text{s}d}i{}_{\text{s}d}+u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{s}q})=u{}_{\text{d}\text{c}}C\frac{\text{d}}{\text{d}t}u{}_{\text{d}\text{c}}+{\rm P}{}_{\text{L}}$ (11)

在假定电流控制器是理想的情况下, isd=i*sd, isq=i*sq 。在此条件下, 式 (11) 可写成

$\frac{3}{2}(u{}_{\text{s}d}i{}_{\text{s}d}^{*}+u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{s}q}^{*})=u{}_{\text{d}\text{c}}C\frac{\text{d}}{\text{d}t}u{}_{\text{d}\text{c}}+{\rm P}{}_{\text{L}}$ (12)

进一步写为

$u{}_{\text{d}\text{c}}C\frac{\text{d}}{\text{d}t}u{}_{\text{d}\text{c}}=\frac{3}{2}(u{}_{\text{s}d}i{}_{\text{s}d}^{*}+u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{s}q}^{*})-{\rm P}{}_{\text{L}}$ (13)

构造新的输入变量μu, 将式 (13) 写成

$u{}_{\text{d}\text{c}}C\frac{\text{d}}{\text{d}t}u{}_{\text{d}\text{c}}=u{}_{\text{d}\text{c}}\mu {}_{\text{u}}$ (14)

比较式 (13) 与式 (14) , 可得非线性控制为

$i{}_{\text{s}d}^{*}=\frac{\frac{2}{3}(u{}_{\text{d}\text{c}}\mu {}_{\text{u}}+{\rm P}{}_{\text{L}})-u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{s}q}^{*}}{u{}_{\text{s}d}}$ (15)

在单位功率因数时

i*sq=0 (16)

将式 (6) 、式 (16) 代入式 (15) , 得

$i{}_{\text{s}d}^{*}=\frac{\frac{2}{3}(u{}_{\text{d}\text{c}}\mu {}_{\text{u}}+{\rm P}{}_{\text{L}})}{U{}_{\text{m}}}$ (17)

由式 (14) 可得输出电压与新的输入变量μu之间的关系为

$C\frac{\text{d}}{\text{d}t}u{}_{\text{d}\text{c}}=\mu {}_{\text{u}}$ (18)

可见, udc与新的输入μu成线性关系, 输出电压是新的输入变量的积分。如果电压外环使用一个PI控制器, 则引入负载电流前馈的控制方法如图4所示。

若PI控制器的传递函数为式 (9) , 则可以推导出控制系统的电压闭环传递函数为

$\frac{u{}_{\text{d}\text{c}}(s)}{u{}_{\text{d}\text{c}}^{*}(s)}=\frac{{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{u}}(s+\frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}\text{u}}}{{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{u}}})}{C(s{}^2+\frac{{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{u}}}{C}s+\frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}\text{u}}}{C})}$ (19)

式中:KPu, KIu分别为电压PI调节器的比例和积分系数。

显然, 经过采用负载电流前馈的输出电压控制线性化处理后, 直流电压环控制系统为一个二阶线性系统, 实现了电压控制的线性化。

从式 (19) 还可以看出, 采用负载电流前馈的非线性化控制后, 所得的电压闭环传递函数中不再含有IL, 这表明系统稳定性和控制性能与整流器工作状态无关。因为系统的可变极点是负载电流带来的, 而引入负载电流前馈控制后, 消除了系统的可变极点, 因而也消除了其不稳定极点。

为了消除零点对系统性能的影响, 在系统中串联一个一阶滤波环节, 如图5所示。

则系统的闭环传递函数变为

$\frac{u{}_{\text{d}\text{c}}(s)}{u{}_{\text{d}\text{c}}^{*}(s)}=\frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}\text{u}}/C}{s{}^2+\frac{{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{u}}}{C}s+\frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}\text{u}}}{C}}$ (20)

根据式 (20) , 可利用典型的二阶线性系统的设计方法来设计PI控制器的参数。若给定输出电压超调量和过渡过程时间, 则可设计PI控制器的比例、积分系数[10]。

用提出的控制方法进行了仿真研究, 并与通常的电压控制方法进行了比较。仿真条件为输出电压udc=600 V, 滤波电容 C=1 100 μF, 负载电流IL在2.5 s时从12 A变为-12 A , 使整流器从整流状态变为逆变状态, 输出电压的仿真波形如图6所示。

比较图6a, 图6b可看出, 采用提出的负载电流前馈的控制方法, 输出电压过冲大大减小, 过渡过程时间也明显缩短, 响应速度更快, 因而在相同的电压纹波要求下, 输出滤波电容的容量可以大为减小。所以采用负载电流前馈控制后, 不仅极大地提高了系统的动态响应性能, 而且可以减小装置的体积。

从以上分析及仿真结果可见, 通过引入负载电流前馈, 实现了输出电压与输入指令电压之间的精确线性化, 从而将复杂的非线性系统综合问题转化为线性系统的综合问题。它与传统的利用泰勒级数展开进行局部线性化近似方法不同, 在线性化过程中没有忽略掉任何高阶非线性项, 因此这种线性化不仅是精确的, 而且是整体的, 即线性化对变换有定义的整个区间都适用。通过引入负载电流前馈, 不仅使电压的控制实现了线性化, 提高了电压动态响应性能, 而且消除了系统的不稳定极点, 使整流器的负载特性不再影响系统的稳定性和动态性能。

4 结论

在PWM整流器的控制中, 广泛采用在d-q同步旋转坐标系中的双闭环控制。针对这种控制方法中存在的不足, 本文提出了基于负载电流前馈的非线性控制方法。与通常采用线性PI控制器相比, 该方法消除了随负载变化的极点, 同时也消除了系统的不稳定极点, 使整流器的负载特性不再影响系统的稳定性和动态性能, 系统的动态性能也得到了极大的提高。仿真结果表明, 提出的方法是正确、有效的。由于只需增加一个负载电流传感器, 该方法特别适用于控制系统采用DSP处理器的PWM整流器实现方案上, 具有一定的实用价值。

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电流型PWM整流器 篇6

关键词：PWM整流器,功率因数,预测电流控制,数字信号处理

0 引言

随着电力电子技术的快速发展, 高功率因数的AC/DC变换装置已在铁路牵引传动系统中得到了广泛应用。四象限变流器之所以优于其他各类交-直, 在于它较好地解决了电力牵引设备对功率因数、等效干扰电流和再生制动能力方面的特殊而苛刻的要求。预测电流控制的基本思想是, 首先预测系统未来的输出状态, 再去确定当前的控制动作, 即先控制后动作。

1 工作原理及数学模型

如图1所示为两电平单相四象限变流器主电路。图中IGBT和二极管反并联构成功率开关单元, LN为网侧等效电感, RN为网侧电阻, Cd为直流侧支撑电容, C2、L2分别为二次滤波电容和电感, Udc为直流侧输出电压。

定义理想开关函数Sa、Sb如下:

根据式 (1) 定义的开关函数, 可得如图2所示两电平PWM整流器的等效电路。理想开关函数Sa、Sb有4种有效组合, 即Sa、Sb=00, 01, 10, 11 4种逻辑;两电平PWM整流器输入端电压Uab有3个电平Udc、0、-Udc。

2 预测电流控制

预测电流控制是通过对PWM整流器的瞬态控制方程进行周期平均得到的, 由图1可以得到PWM整流器的瞬态工作方程:

在一个控制周期TS内, 对式 (2) 进行周期平均, 得到:

其中“AV”表示从tk到tk+TS一个开关周期的平均值, 假设整流器为理想状态, 实际的周期平均值UabAV和指令信号Uab相同。从式 (3) 可以得到指令信号Uab为:

假设经过一个PWM开关周期Ts, 使实际的网侧电流IN (tk+Ts) 跟踪给定的网侧电流IN* (tk) 相等。即在一个开关周期 (tk, tk+Ts) 内, 电流满足:

考虑到实际系统中RN比较小, 可忽略不计。则在一个Ts内式 (4) 可写为:

通过参考电压信号即调制信号Uab与三角波相交点进行比较, 即可得到四路开关信号。

预测电流控制原理图如图2所示, 外环PI电压控制器使直流侧电压Udc跟踪直流侧电压给定值U*dc, 从而保持直流侧电压稳定, 电压环的输出为网侧电流给定值IN*的幅值I*Nm;内环控制交流电流, 锁相环 (PLL) 检测网侧电网电压, 所得到的网侧电网电压的相位和频率作为电流给定值IN*的相位和频率。与电网电压同频同相的IN*作为电流内环的输入信号, 使网侧电流IN跟踪网侧电流给定值IN*, 从而实现网侧输入端的单位功率因数。

根据图2可得:

I*Nm=Kp (U*dc-Udc) +1/Ti乙 (U*dc-Udc) dt (7)

式中, Ti和Kp为PI调节器的参数;U*dc为直流侧电压参考值。

3 实验结果分析

3.1 系统实验参数设计

本文设计了基于TMS320F206的实验样机。主电路开关元件采用三菱公司1 200 V/40 A IGBT全控型器件, 控制板以高精度DSPTMS320LF2408作为处理核心, 完成控制四象限变流器的工作。网侧电压UN为110 V, 网侧电感LN为10 m H/20 A, 直流侧支撑电容Cd为2 800μF/900 V, 开关频率fN为2 500 Hz, 负载电阻RL为400Ω。

3.2 系统稳态实验波形

PWM整流器工作于牵引工况下的稳态电网电压与电网电流波形如图3所示, 从图中可以看出, 电压与电流同相位, 实现了牵引工况下的单位功率因数运行。

4 结语

本文介绍了一种基于PWM整流器瞬态方程周期平均的预测电流控制方法, 设计了PWM整流器预测电流控制的控制方案, 最后通过在基于DSP的两电平实验平台, 给予了实验验证。实验结果验证了PWM整流器设计的正确性、可靠性。实验系统运行稳定、可靠, 完全能够满足大功率交流传动的需要, 为今后研究更加稳定可靠的

PWM整流器的控制方法将会起到更加积极的作用。

参考文献

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[2]邹任.四象限整流器瞬态直接电流控制的仿真研究[J].机车电传动, 2003, 10 (6) :17～20

电流型PWM整流器 篇7

随着城市环境与石油资源问题的日益严重, 人们对电动汽车相关技术领域的研究日益增加[1]。而作为高效储能装置的动力电池, 已成为电动汽车主要动力源。在现有不同种类电池中, 因磷酸铁锂电池具有功率、能量密度高, 充、放电率大, 循环寿命长以及安全性好等优点被应用于电动汽车, 以替代镍氢、铅酸蓄电池[2]。

传统燃油汽车可在短时间内完成加油, 然而如何高效、安全地实现电动汽车能量的补充, 已成为当前研究的热点问题[3,4,5]。现有充电方法中, 恒压 (CV) 、恒流 (CC) 和恒流-恒压 (CC-CV) 这3种充电策略使用最为广泛[6]。CV充电因其结构简单、成本低, 在商业产品中得到广泛的应用, 但充电电流相对较小, 导致充电时间较长。为了缩短充电时间, 提出了CC充电策略, 然而由于CC充电很难准确判断电池是否充满, 容易引起电池过充或欠充, 造成电池性能下降。结合CV充电与CC充电的优点, 形成了CC-CV充电策略。CC-CV充电策略起始采用CC充电, 当电池端电压达到设定值时, 即转换为CV模式进行补足充电。当采用大电流充电时, 电池极化严重, 端电压将较快达到转换电压值, 虽然缩短了CC充电段的时间, 但同时增加了CV充电时间, 使总充电时间基本不变, 因此, 不能满足快速、高效的充电要求。

目前, 大功率电动汽车电池充电器通常采用两级结构。前级采用电压型整流器实现功率因数校正与谐波抑制, 而后级采用并联DC-DC变换器实现电压变换与隔离。由于该结构需要模块均流控制, 导致系统控制复杂。此外, 充电器接地点与车体之间为浮地状态, 且SAE J1772中对电池与电网之间是否需要隔离无明确要求[7]。

电流源型整流器CSR (Current Source Rectifier) 具有功率因数可调、网侧谐波电流抑制、电流直接控制、结构简单以及降压输出等特点。因此, 利用三相CSR拓扑能够实现单级AC-DC降压变换, 继而满足非隔离-高效-大功率电池充电器的要求。

针对上述不足, 文献[5]和[8]提出一种改进CC-CV充电策略, 通过检测电池荷电状态 (SOC) 来实现2种模式的转换。然而该方法需要实时精确检测电池SOC值, 为此需要引入较为复杂的SOC估计算法[9]。文献[10]基于超稀疏矩阵变换器提出了一种新颖的模糊控制策略, 以实现高电能质量充电。但由于该拓扑自身结构导致损耗增加, 当被应用于大电流快速充电场合时, 将引起系统效率降低。文献[11]设计了用于动力电池组测试的CSR结构, 并提出了基于d-q坐标变换的双闭环电流控制策略, 然而, 文中仅涉及CC充电策略。

本文采用三相CSR作为电池充电系统拓扑结构, 在传统CC-CV充电策略基础上, 提出一种基于模糊控制策略的CC、CV模式切换算法。针对2种控制模式, 建立了具有电压定向延迟角修正功能的间接电流控制策略。通过对CV模式下控制环路的分析, 考虑数字时间延迟对系统的影响, 利用MATLAB/SISO设计工具, 分别对电流内环与电压外环控制器零点位置与环路增益进行优化。最后, 通过仿真与实验验证了上述方法的正确性。

1 CSR系统结构与调制策略

三相CSR主拓扑结构如图1所示。整流器通过滤波电感L、电容C组成二阶低通滤波器与电网相连, 起到滤除高频开关分量的作用。开关器件Sij (i=a, b, c;j=1, 2) 采用IGBT与二极管串联结构, 以提高器件电压反向阻断能力;在输出侧并联二极管VDW, 直通状态时电流经VDW续流, 不仅有效防止因整流器开关管故障而引起的直流侧开路, 且能减小导通损耗、简化控制逻辑。此外, 为了平滑输出电流, 在直流侧串联电感Ldc。

假设网侧电压三相平衡且正弦化, 有:

其中, Um为网侧相电压峰值;ω0为电网基波角频率。

电流空间矢量定义为:

其中包括6个有效电流矢量和3个电流零矢量, 分别对应不同的开关组合状态[12]。

在不改变CSR系统开关频率的情况下, 将传统矢量控制中的6分区增加至12分区, 可明显缩短器件间的换流过程, 从而降低开关损耗[13]。图2给出了三相电网电压与扇区分配关系, 根据扇区的不同合理选择有效矢量与零矢量以及矢量间的作用顺序。

当参考矢量落在扇区1内时, 三相网侧电压存在关系:ea>0>eb>ec, 相应的有效矢量与零矢量分别为I1[Sa1, Sb2]、I2[Sa1, Sc2]、I0[VDW]。在扇区1内, 一个开关周期Ts中, 参考电流矢量Iref满足:

其中, T1、T2、T0分别为有效矢量I1、I2及零矢量I0的作用时间;δ为电流矢量在扇区内的相对扇区角;mc为调制因数, ;Im为网侧电流峰值;idc为直流侧电流。

当I1作用时, udc=eab;当I2作用时, udc=eac;而当I0作用时, 忽略二极管压降, udc=0, 则一个开关周期内的直流侧电压为:

其中, cosσ为网侧功率因数。

2 2种非隔离型充电系统损耗比较

三相电压源型整流器VSR (Voltage Source Rectifier) 为升压型变换器, 其输出母线电压通常高于650 V, 而电动汽车动力电池组电压范围一般在48~400 V之间。为了实现与电池组之间的电压匹配, 需要在整流器输出侧增加一级DC-DC降压变换器, 而对于大功率非隔离充电系统, 其后一级常采用交错并联Buck变换器[14,15], 如图3所示。与VSR不同, 三相CSR不仅能够输出恒定的直流电流, 且其输出电压在0~3Um/2范围内可调。以下从功率损耗角度对2种非隔离型充电系统进行比较分析。

相同负载功率 (350 V/30 A) 情况下, 三相CSR和三相VSR+交错并联Buck变换器 (VSR-IBC) 的损耗分布图如图4所示。其中, PLdc、PLac, cs、PDF, sw、PDF, con、PDS, sw、PDS, con、PS, sw、PS, con分别为三相CSR中直流侧电感损耗、交流滤波电感损耗、反向续流二极管开关损耗、导通损耗、串联二极管开关损耗、导通损耗、开关管开关损耗、导通损耗;PLac, vs、PVD, sw、PVD, con、PVS, sw、PVS, con分别为三相VSR中滤波电感损耗、开关管开关损耗、导通损耗、并联二极管开关损耗、导通损耗;PLB为Buck电路中的电感损耗;PBuck, sw为Buck电路中IGBT和二极管开关损耗之和;PBuck, con为Buck电路中IGBT和二极管导通损耗之和。通过对2种非隔离充电拓扑的效率比较可看出, CSR具有更高的效率, 达到97.24%;而VSR-IBC效率降低的原因主要是由于Buck电路中开关管所承受的电压应力较大, 致使开关损耗显著增加, 占总损耗的27%。

对于要求更高输出功率、更高输出电流的场合, CSR直流侧电感设计将愈发困难, 但通过采用三相CSR多模块并联结构, 可将直流侧大电感变成多个分立小电感, 从而能够减小电感的体积、提高系统效率与功率密度。

不仅如此, VSR-IBC为两级拓扑结构, 在控制上较CSR复杂。综上所述, 三相CSR非常适合作为非隔离动力电池快速充电系统的拓扑结构。

3 系统控制策略

三相CSR充电系统控制框图如图5所示, 主要由CC-CV充电控制环节、功率因数控制环节组成。

3.1 功率因数补偿策略

直接电流控制因采用双闭环控制策略, 其抗扰动性能及电流跟随性较好, 但需增加交流侧电流传感器, 成本相应增加;而且双闭环系统中PI控制器参数相互影响, 调试复杂。当参数匹配不佳时, 其输出性能并不一定优于间接电流控制策略。当CSR的主电路参数一定时, 间接电流控制同样可以很好地实现网侧电流的控制, 其控制方法简单、成本低, 故可适用于三相CSR的控制。

为便于分析, 忽略电路中的寄生电阻, 三相CSR交流侧可等效为单相结构 (以a相为例) [16], 如图6所示, 其中交流侧电流等效为电流受控源的形式。

考虑系统中PWM开关频率远大于电网频率时, 忽略交流侧电流以及电容电压的高次谐波分量, 有:

其中, UC为电容电压矢量;Ea为整流器a相电网电压矢量;Ia为网侧电流矢量;IC为电容电流矢量;Isa为交流侧电流矢量。

假设CSR充电系统处于单位功率因数运行状态, 网侧电流与电网电压同相位, 根据图6以及式 (6) , 并基于相量法作出a相基波空间矢量图, 见图7。

根据图7利用几何原理, 得到如下等式:

联立式 (6) 和 (7) 得到:

由式 (8) 不难看出, 当系统工作在单位功率因数时, 交流侧电流滞后角φ与电网频率、滤波电容C、网侧电流峰值Um成正比, 与直流侧电流idc、调制因数mc成反比。当电网电压和电容C保持不变时, 根据CSR系统的运行工作点 (idc与mc) , 容易计算出滞后角φ。然后, 通过对网侧电压信号进行延迟修正, 即得到正确的相位指令信号, 从而实现网侧单位功率因数控制。

3.2 电池CC-CV充电控制策略

对于CC-CV充电模式, 其转换电压直接决定电池充电速度与循环寿命。当转换电压设置较高时, 电池在恒流阶段可以充入更多电量, 从而缩短总的充电时间;然而过高的转换电压将显著降低电池的循环寿命[17]。不仅如此, 转换电压还与电池放电深度有关[18], 当电池放电深度越大时表明其可接受充电电流越高, 故可适当提高转换电压以提高充电效率, 反之亦然。因此, 针对上述问题本文提出一种基于模糊控制策略的CC-CV充电模式切换算法, 即依据电池内部反应机理与外部充放电特性, 通过初始SOC、充电电流智能实现2种充电方式之间的转换。

选取电池初始SOC (记作SOC0) 、充电电流idc作为模糊控制器的输入量, 模式转换电压ut作为模糊控制器的输出量。输入量SOC0物理论域为[0, 1], 定义5个语言值, 其模糊集为{VL, L, M, H, VH};输入量idc物理论域为[0 A, 150 A], 定义7个语言值, 其模糊集为{VL, L, RL, M, RH, H, VH};输出量ut物理论域为[24.5 V, 27.3 V], 同样定义7个语言值, 其模糊集描述与输入量idc一致。其中, VL表示很低;L表示低;RL表示较低;M表示中;RH表示较高;H表示高;VH表示很高。上述隶属度函数均采用梯形分布, 输入输出隶属度函数见图8。同时依照经验与实验测试数据, 建立模糊控制规则见表1, 表中第一行为idc的语言值。控制器采用极大-极小运算规则进行模糊推理, 而去模糊化采用面积中心法[19]。

输入输出关系的三维效果图如图9所示, 可以看出, 模糊控制器根据系统输入量SOC0与idc, 通过模糊控制规则获得相应的模式转换电压, 摒弃了常规充电模式中仅依据固定电压作为电池充电结束的单一化判据, 从而在不影响电池寿命的前提下, 实现对电池组的高效快速充电。

3.3 CC-CV控制环路设计

CV充电模式时, 系统通过控制输出电压来调节输出电流, 故需要电压外环与电流内环级联控制结构[20];而CC充电模式时, 即采用单闭环控制结构。由于CC控制环路即为CV控制的电流内环, 为了避免冗余, 文中仅针对CV模式控制环路进行设计, 控制框图见图10。其中虚线框内表示电流内环控制环路, 由于控制量均为直流量, 故采用PI控制器, 即:

其中, KP1、KI1分别为电流内环控制器比例系数与积分系数。

当CSR工作在单位功率因数时, 考虑系统数字时间延迟, 结合式 (5) 求得传递函数GM (s) 的表达式为:

其中, Td为延迟时间。

图10中, Gui (s) 为直流侧电流idc到输出侧电压udc的传递函数, 即:

其中, Rs为电池内阻;C0为直流侧电容。

联立式 (9) — (11) , 得到电流内环开环、闭环传递函数为:

由式 (12) 可知, 电流内环开环传递函数为四阶系统, 当系统参数确定时, 若使电感电流准确追踪给定值, 需要合理设置控制器Gi (s) 参数。利用MATLAB/SISO设计工具, 通过合理配置Gi (s) 中零点位置与比例增益, 兼顾系统的动态与稳态性能, 最终确定控制器参数KP1=0.3、KI1=18.1。相应得到补偿后电流内环开环、闭环Bode图, 如图11所示。其中, 开环传递函数的相位裕度为57.8°, 截止频率为667 Hz;相应闭环传递函数的系统带宽为1 060 Hz, 约为开关频率的1/10。因此, 设计出的电流内环能够满足系统性能的要求。

通常情况下, 电池在充电过程中其端电压变化缓慢, 同时为了避免电压外环与电流内环之间相互干扰, 电压外环的带宽应远小于电流内环带宽[21]。因此, 在设计电压外环时, 将电流内环近似等效为一阶延时环节, 即:

其中, Tr为电流内环等效时间常数, 通过近似曲线拟合, Tr=2e-4s。

电压环路中Gib (s) 为电池电压ub到直流侧电流idc的传递函数, 有:

同理, 电压外环控制器Gu (s) 采用PI控制器, 分别得到电压外环开环、闭环传递函数:

其中, KP2、KI2分别为电压外环控制器Gu (s) 的比例系数与积分系数。

同样利用MATLAB/SISO软件工具对控制器Gu (s) 的参数进行设计优化。为了避免电流内环与电压外环之间相互干扰, 最终确定外环控制器参数KP2=0.1、KI2=3 060。由图12不难看出, 此时相位裕度为82°, 截止频率为106 Hz, 系统带宽为124 Hz, 满足电压外环性能的设计要求。

4 仿真和实验

4.1 仿真结果分析

为了验证所提出方法的正确性, 借助MATLAB/Simulink软件搭建三相CSR充电系统的仿真模型。其中电路仿真参数见表2。

三相CSR工作在恒压模式时, 其仿真结果如图13所示。以a相为例, 网侧输入电流与电网电压同相位, 且正弦化;输出侧电流平滑, 输出电压保持恒定;功率因数较高, 大于0.99;网侧电流THD值为2.30%, 满足IEEE 519标准。

4.2 实验结果分析

搭建一台三相CSR充电系统实验样机, 其中, 功率开关管和二极管分别采用三菱PM400HSA120和RM300HA-24F, 主控芯片采用TI公司TMS320F2812。

图14给出CC、CV充电模式下, 稳态运行时的网侧电流、电压, 以及网侧电流的快速傅里叶变换分析结果, 其中ua为电压采样后的调理信号。图14 (a) 为CC充电过程, 此时充电电流给定值为100 A, 实测电池端电压ub=24.5 V;图14 (b) 为CV充电过程, 因电池SOC0=0, CC值为100 A, 模糊控制器经推理得到此时CV值设定为ub=26.30 V;图14 (c) 为CV模式时对网侧电流快速傅里叶变换分析结果, 对比图13 (c) , 可以看出网侧电流中低频谐波含量较高, 主要是由实际电网电压中低次谐波分量经迭代作用造成的。实验结果表明, 2种充电模式下, 网侧电流均能保持单位功率因数, 正弦化程度较高, 且THD限制在5%以内;直流侧电流平滑、纹波较小, 与仿真结果一致, 从而验证本文所提出的充电系统具有良好的输入、输出性能。

图15给出了充电系统在整个充电过程中的电压、电流变化曲线, 总充电时间为152 min。初始阶段, 以100 A进行快速CC充电, 当电池端电压上升到26.30 V时, 系统由CC模式切换至CV模式;该模式下充电电流随时间不断减小, 当电流下降为20 A时, 整个充电过程结束;停充后由于电池极化现象消失, 电池端电压逐渐降低并趋于稳定。

5 结论

本文采用三相CSR作为充电系统拓扑结构, 在传统CC-CV充电策略基础上, 依据电池电化学特性, 提出一种基于模糊推理控制策略的模式切换算法。建立了具有电压定向延迟角修正功能的间接电流控制策略, 采用频域法对CV模式下控制环路进行分析, 并对电流内环与电压外环控制器零点位置与环路增益进行优化。通过仿真分析与实验验证, 得到如下结论。

a.采用具有延迟角修正功能的间接电流控制策略, 不仅改善了因LC滤波器对系统功率因数的影响, 而且无需坐标变换与锁相环检测环节, 降低了系统的计算量。

b.提出一种基于模糊控制策略的CC、CV充电模式切换算法, 即依据电池内部反应机理与外部充放电特性, 通过SOC0、充电电流智能实现2种充电方式间的转换。

c.仿真和实验结果表明, 本文所提出的充电系统在CC/CV模式下, 输入侧实现了单位功率因数校正、电流正弦化以及较低的电流谐波畸变率;输出侧实现了CC控制或CV控制;并且实现了CC模式和CV模式之间的智能切换, 兼顾电池寿命与充电效率。

摘要：为了解决目前大功率充电系统所存在的电池电压匹配、充电效率等方面的问题, 采用三相电流源型整流器 (CSR) 作为充电系统拓扑结构。采用间接电流控制策略对网侧电压信号进行延迟修正, 从而实现网侧单位功率因数控制。在传统恒压-恒流 (CC-CV) 充电策略基础上, 依据电池电化学特性, 提出一种基于模糊推理控制策略的CC、CV充电模式切换算法。采用频域法对CV充电模式下的控制环路传递函数进行分析, 并考虑数字时间延迟对系统的影响;利用MATLAB/SISO设计工具, 分别对电流内环和电压外环控制器的零点位置与环路增益进行优化, 以提高系统的整体性能。仿真与实验结果验证了所提策略的正确性与可行性。

三相电压型PWM整流器的建模方法 篇8

本文在理论分析的基础上,采用3 种方法对三相电压型PWM整流器进行建模。首先采用基尔霍夫定律和拉格朗日方程建立系统数学模型。系统的数学模型普遍存在“负调现象”[6],对非最小相位系统进行研究,然后采用开关平均周期法建立PWM整流器的开关平均模型,再通过分离稳态分量和小信号扰动量分别得到稳态模型和两相旋转坐标下的相电压和相电流的解耦线性化动态小信号模型。此模型为非最小相位系统模型[7,8,9,10,11]。

1 基于基尔霍夫定律的数学模型

定义开关函数[2,3]

根据基尔霍夫定律网测三相回路有[8,9]

对输出直流电压正极节点有

整流器网测电压三相对称[4]

2 基于拉格朗日方程的数学模型

分析力学通过选择广义坐标作为描述质点系运动的变量,通过数学分析,从系统能量的角度出发来研究具体的力学问题。分析力学广泛应用在一些复杂多变量系统中,其重要理论工具就是拉格朗日方程。

选择广义坐标: 设网侧电感的电荷量分别为qLa,qLb,qLc; 直流侧电容电荷量为qo。由拉格朗日方程[6]

有线圈磁能为; 电源电位能为- q U; 电容电位能为。系统磁场能量与电场能量的满足关系

系统磁场能量为

系统电场能量为

系统耗散能量函数为

以ia,ib,ic,uo为状态变量,两种理论建立数学模型得到相同的数学模型。

三相静止abc坐标系中的数学模型如下

两相旋转dq坐标系下的数学模型为

3 基于小信号理论的数学模型

3. 1 三相PWM整流器的非最小相位特性

非最小相位系统的开环传递函数中含有不稳定环节或延迟环节,系统有位于s右半开平面上的极点或零点。最小相位特性的研究可分析出“负调现象”产生的原因,确定PWM整流器控制系统的结构,有利于控制方法的研究。由于开关函数描述的数学模型为非线性模型,控制器设计困难。所以,本文利用开关周期平均法建立系统平均模型[11],推导其传递函数,研究其非最小相位特性。

3. 2 基于小信号理论建立数学模型

系统建模做如下假设[7]: ( 1) 开关为理想器件,忽略开关的死区时间,忽略电感、电容的内阻; ( 2) 电路中变量的交流分量的幅值必须远小于相应的直流分量[11]。在一个开关周期内电感电流平均值和电容电压平均值及开关函数平均状态量定义如下

得到三相PWM整流器在三相静止abc坐标系下的数学模型如式( 10) 所示。

由开关函数关系得到: 在一个开关周期内,电感电流平均值、电容电压平均值及开关函数平均状态量定义为直流量和扰动小信号交流量[6]。表示为; id= Id+Δid; iq= Iq+ Δiq; uo= Uo+ Δuo; sd= Sd+ ΔSd; sq= Sq+ΔSq。将直流分量代入式( 2) ,求得静态工作点为

忽略电网电动势扰动和网侧等效电阻,将扰动量代入式( 10) 可得小信号数学模型为

由式( 14) 可看出,dq轴电流相互耦合,为解决这一问题,可采用解耦控制。改变d轴电流控制器的输出为,q轴电流控制器的输出为,系统中耦合项ωLΔiq,ωLΔid被抵消[11],可得到等效电路如图2 所示。

由于稳态iq= 0 时,并对式( 14 ) 进行拉氏变换,可得

输入对于d轴电流输出传递函数为

传递函数的零点在s平面左半平面,输入对于d轴电流输出是最小相位。输入对于直流电压输出传递函数为

稳态下即为输入对于直流电压输出的非最小相位系统。

经解耦后三相电压型PWM整流器小信号模型等效为两个并联的DC /DC升压变换器。电流环路的设计可按单输入单输出系统设计,给控制器的设计带来了便利[7]。

4 结束语

在传统的基尔霍夫定律和拉格朗日方程的基础上,采用小信号理论对三相PWM整流器进行建模,更好的掌握系统特性,便于实现对系统的更好控制。

摘要：整流器模型建立直接影响控制策略,通常系统采用基尔霍夫定律和拉格朗日方程建立数学模型,其状态变量间存在耦合。文中针对开关函数描述的数学模型为非线性且控制器设计困难的特征,采用开关周期平均法建立系统平均模型,分离扰动得到稳态模型和线性时不变的小信号模型。结果表明,小信号模型较传统模型更有利系统控制器的设计。