OCDMA

2024-07-14

OCDMA（精选五篇）

OCDMA 篇1

光网络的大容量、高速率主要取决于多址复用技术,光码分多址(OCDMA)是光纤通信的三大主流信道复用技术之一。OCDMA通信系统将光纤通信与CDMA技术结合起来,由数据源、光编码器、光纤、光解码器、数据接收器组成。OCDMA系统在安全、抗干扰、降低成本和管理等方面的性能提升,使其具有广阔的应用前景,为接入网、局域网和长途骨干网提供更加高效的网络支撑[1]。OptiSystem是一款功能强大的仿真软件,能使用户在从LAN,SAN,MAN到宽光谱光网络的传输层上进行设计、测试和模拟。它提供从元件到系统水平的传输层光通信系统设计和预研,同时呈现可视化的分析及特定结果,满足研发科学家、光通讯工程师、系统管理员、学生及各类其他用户的需要。

本文利用OptiSystem仿真平台[2],采用光纤延时线技术架构了光素数地址码的异步OCDMA系统模型,通过设定系统参数,得出仿真结果并进行了分析,验证了系统设计方案的可行性和正确性,目的是为进一步利用OptiSystem平台进行OCDMA系统的研究提供依据。

1 OCDMA系统介绍

OCDMA通信系统将光纤通信与CDMA技术结合起来,由数据源、光编码器、光纤、光解码器、数据接收器组成。在发送端,给每个上路用户分配一个地址码,由光编码器对用户数据源进行光编码。各用户的编码信号经星型耦合器叠加在一起,形成总的信号矢量进行光纤传输。在接收端,光解码器对收到的总信号矢量与既定用户的本地地址码进行相关、解扩运算,通过特定的门限判决技术恢复出源信号,传送给数据接收器实现数据恢复。图1是典型的OCDMA系统结构原理图。

OCDMA系统能否投入实际应用的关键技术在于:寻找到性能优良的光地址码码集、在现有器件指标下光编解码器构造的实现[3]以及系统中多用户干扰(MUI)的抑制等[4]。

1.1 光地址码的选取

光地址码应具有自相关值尖锐、互相关峰值较小、光码集数量大的特点[5],这样可以增加系统容量、减小对其他用户的干扰、获得较高的信噪比增益。在仿真中采用了光素数码作为光地址码,其是根据代数理论先确定码函数,用既定的码函数给出(0,1)序列中“1”的位置,然后可以根据码函数分析相关性、MUI及系统误码率等。光地址码是一串(0,1)序列,其主要参数为(L,w,λa,λc),其中L为码字长度;w为码字重量,即序列中“1”的数目,也是码字的自相关峰值;λa,λc分别是自相关限制和互相关限制,即码字的自相关旁瓣和互相关峰的最大值。

光素数地址码是研究最早的码字,是构造OCDMA系统地址码码集的基础之一。其构造方法如下:

(1) 选择一个不等于2的素数;

(2) 选定素数序列:

$S_{i} = {S_{i 0}, S_{i 1}, \dots, S_{i j}, \dots, S_{i (p - 1)}} ‚ i = 0, 1, \dots, p - 1$

其中,Sij={i×j}(mod p);

(3) 由素数序列可构造素数序列码:

$\begin{array}{l} C_{i} = {C_{i 0}, C_{i 1}, \dots, C_{i (Ν - 1)}}, i = 0, 1, \dots, p - 1 \\ {\begin{cases} C_{i k} = 1, \forall : k = S_{i j} + j \times p, j = 0, 1, 2, \dots, p - 1 \\ C_{i k} = 0, \forall : k \neq S_{i j} + j \times p, j = 0, 1, 2, \dots, p - 1 \end{cases} \end{array}$

根据以上方法就可构造出码长L=p2,码重w=p(p为素数),自相关限制为p-1,互相关限制为2,码字容量为p的光素数地址码。

1.2 光编解码器的实现

光编解码器是OCDMA系统的核心部件。在发送端,光编码器将数据比特转换成扩频码序列;在接收端,光解码器利用相关解码原理将扩频序列恢复成数据比特。在本仿真中采用“平行结构的光纤延时线编解码器”,原理如图2所示。

由图2可见,输入已调窄光脉冲通过1×w分路器分成w个Chip,对应用户码字中的w个“1”,每个Chip分别经过w条不等长的平行光纤延时线传送到w×1合路器,形成用户编码信号。光纤延时线的长度由地址码码字结构,即“1”的位置确定。编码后的信号送入有源星型耦合器,经光纤传输。解码器的实现与编码器正好相反,不再赘述。

2 基于Optisystem软件的异步OCDMA系统仿真

2.1 仿真系统构成

利用OptiSystem仿真平台,实现“光纤延时线技术”的“光素数地址码异步OCDMA系统”仿真。其仿真模型如图3(a)所示。由图3(a)可见,本次试验中系统有三个用户,其对应的地址码如表1所示。图3(b)为用户编码器结构。其中序列发生器产生用户数据,经光脉冲发生器调制后形成未编码光信号,经光分配器将它们分成三路,分别经过相应的延时后通过光耦合器形成各用户的已编码扩频光信号序列。不同用户已编码扩频信号经星型耦合器耦合叠加,形成总的扩频信号后进入光纤传输信道。光脉冲发生器后的延时器将三路信号形成异步信号。在接收端,将用户i(i=1,2,3)的地址码与接收到的总信号进行光乘法运算进行相关解扩,将运算结果送入示波器观察,如图3(c)所示。

2.2 仿真环境设定

在该仿真中,用户数为3个,码片速率为18×106 Chip/s,光波长为1 550 nm,发送功率为0 dBm,每用户比特速率为2×106 b/s,每比特抽样速率为256,序列长度为9,比特序列为100000000。表2给出仿真环境中各延时器件的参数设置。

2.3 仿真结果及分析

以下取表1中的三个素数地址码按顺序分配给三个异步用户,各用户在某个信号比特周期内分别传输数据{bk|0≤k≤2}={1,1,1},各用户上路时延见表2。通过在OptiSystem平台上搭建异步OCDMA系统,设置各器件参数,得出仿真曲线如图4～图8所示。

图4到图6分别是用户1,2,3的光编码信号,图7是异步系统中三个用户分别传输1,1,1时的合成编码光信号。图8是用户2输出的解码信号。

3 结语

仿真结果显示,利用光素数码作为地址码,由于其码字结构有一定规律,利于系统快速重构,实现相对简单。但其自相关和互相关特性不太好,码字容量也不大,还需要改进[6]。此外,仿真结果显示利用光纤延时线技术实现光编解码时使用的器件均为无源器件,实现成本低,可为器件实用化提供一定的思路。但此方法中光信号占空比较低,损耗较大。最后,仿真结果显示利用Optisystem仿真平台可以实现系统级仿真,实现简单、高效、直观,大大缩减了仿真成本,为OptiSystem实现光系统仿真提供了实际应用基础。

目前OCDMA系统以其独到的优势已经成为光通信领域的研究热点。本文通过阐述异步OCDMA系统的结构以及将它实用化所需解决的关键问题,利用OptiSystem提供的可视化工具箱,建立了异步OCDMA系统仿真模型,并在给定的仿真条件下,实现了异步OCDMA系统的仿真,验证了所建仿真模型的正确性和可行性,为将来在此基础上实现改进的OCDMA系统提供了有力的实验基础。

参考文献

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[9]WALDI MAR Amaya,DANIEL Pastor,JOSE Capmany.Modeling of a ti me-spreading OCDMA system[J].Journalof Lightwave Technology,2008,26(7):768-775.

OCDMA 篇2

光码分复用 (OCDM) 技术作为一种全新的光通信复用技术,有其独特的优势,它可以更加有效地利用光纤的巨大带宽资源,不需要全网的时钟同步,也可以实现灵活的用户接入,并且使灵活的光交换成为可能。目前,对光码分多址(OCDMA)的研究大多关注的是星形网络,鲜见讨论环状OCDMA网络的报道。然而,星形拓扑在通信时非常受限制,比如要想所有的用户同时通信就很困难。在星形OCDMA系统中,多址干扰(MAI)是影响网络性能的主要因素。在环状网中,除了多址干扰,自干扰也是影响网络性能的重要因素。因此,在分析网络容量时,多址干扰和自干扰都要考虑。本文重点研究环状网中存在的自干扰问题,提出网络性能的优化方案,并设计了一种基于频谱分割的OCDMA系统的自干扰抑制方案。

1 网络模型

环状拓扑的OCDMA局域网模型如图1所示。环中包含了n个节点,每个节点都由带有编码器的发射器、带有解码器的接收器和一个2×2的耦合器组成。第i个节点(用户)发出的信号经由2×2耦合器进入环后,可以被环中的其他所有用户接收。由图1可知,第i个用户发出的信号也能进入该用户自己的接收器,但由于地址不匹配,所以发出的信号不会产生严重的干扰。如果第(i-1)个节点发出的光信号进入第i个节点的耦合器,这个信号会被分为两部分:一部分沿着光纤环继续传输,另一部分则进入到第i个节点的接收器。如果地址匹配,这个接收器就能正确地将该部分信号解码,否则,这部分信号对所需的信号来说就是多址干扰。另一方面,第i个节点己经接收到了正确的信号以后,余下的信号在环中继续存在,经过一周的传输后能再次进入节点i,这就是自干扰。这种网络是鲁棒的并且灵活的,当某些用户失效时,所有的其他节点仍能继续工作,而且所有的用户都能与其他用户通信,且加入或删除一个或多个节点非常容易。

2 网络分析

耦合率是影响网络性能的相关因子。假设耦合器的耦合率为0.5,则光信号每经过一个耦合器,其功率将衰减3 dB。如果第n个接收器收到了第1个节点发出的信号,其功率将为节点1功率的1/(2n-1)。另一方面,当第j个用户发出的信号到达第i个节点时,部分光信号经过耦合器进入节点i的接收器,余下的信号将在环上继续传输,最后又有部分光信号回到第i个节点的接收器并成为自干扰。本文基于图1所示的网络进行分析。

假设网络中共有k(k≤5)个节点,则第i个节点接收到的信号功率为si=ajf(di),式中,aj为节点j发出的功率;di为节点j和节点i的距离。自干扰为Iself(i)=si·αn=ajf(di)·αn,式中,α为耦合率;n表示节点数目。所有的其他用户产生的多址干扰为 $Ι_{Μ A Ι} = β \sum_{\begin{array}{l} m = 1 \\ m \neq i \end{array}}^{k} a_{i} f (d_{i m})$ ,式中,β为信道间的串扰系数;dim为节点m到节点i的距离。如果光纤的损耗为0.2 dB/km,耦合率为α,则f(x)=(1-α)αx10-0.02xL,式中,L表示用户间的间隔。

考虑多址干扰在环回后将变得相对较弱,则节点i处的信干比为SIR=si/(Iself+IMAI)。

假设每个用户输出的信号功率(P)都一样(均为1),相邻用户间的间隔也一样(均为L),环的总光纤长度为10 km。最极端的情况是所有的用户都在同一时刻工作,并且第1个用户给第n个用户发信息,则此时第n个接收器收到的信号为S=(1-α)αn-1·10-0.02(n-1)L。多址干扰为

$Ι_{Μ A Ι} = β Ι_{o t h e r} = β [(1 - α) \frac{1 - α^{n - 1} \cdot 10^{- 0.02 (n - 1) L}}{1 - α \cdot 10^{- 0.02 L}}] 。$

自干扰为Iself=(1-α)αn-1·10-0.02(n-1)L·αn。

如果用户较少,则自干扰相比多址干扰将更为严重,原因是当信号再次到达时,只经过了较少的几个耦合器,其功率仍较强。如果用户较多,那么信号经过较多耦合器后到达接收器时将变得很弱,这时多址干扰将成为主要的干扰。耦合率不同时信干比也不同,当α=0.76时,网络的性能较好。因此,为了获得最好的性能,应该选择一个优化的耦合率。

3 自干扰信号抑制研究

3.1 自干扰信号抑制设计

在OCDMA环形全光网络中,自干扰信号是一个不可避免的有害因素。当耦合器的分光比比较大时,自干扰信号就成为系统的主要干扰因素。为了提高系统的信干比,我们设计了一种适用于等间隔非相干频域编码OCDMA系统的自干扰信号抑制方案(如图2所示)。

在等间隔非相干频域编码OCDMA系统中,采用F-P腔作为编解码器,其不同的FSR(自由谱域)对应不同的码分信道。在OCDMA系统自干扰信号抑制方案中,来自上一个节点的光信号进入2×2耦合器后,其中一路进入接收机,另一路进入环行器,然后入射到一个F-P腔上,这个F-P腔的FSR与本节点接收机R中的解码器(就是一个F-P腔)的FSR相同。自干扰信号通过F-P腔(部分)泄漏出去,其他的信号被F-P腔的镜面发射回来,通过环行器的另一个端口输出,继续向下一个节点传送。这样,自干扰信号就在很大程度上被抑制掉了。

由于这个方案使用了环行器和F-P腔,所以不可避免地引入了一定的插入损耗。对于发向接收机R的信号来说,经过自干扰抑制器中的F-P腔后,相当于对原信号再一次进行滤波,所以此信号还有一定的能量被反射回去。为了减小信号被反射回去的比例,可以减小此F-P腔中镜面的反射率,即降低其精细度。

当光信号垂直镜面入射时,F-P腔输出信号的功率为 $A = \frac{A_{0}}{1 + \frac{4 ρ}{(1 - ρ)^{2}} \cdot \sin^{2} (\frac{φ}{2})}$ ,式中,A0为某一频率分量(用λ表示)在入射前的功率;φ为信号在F-P腔中行进一个来回后所引起的相位改变量,φ=(2dπ)/λ ,d为F-P腔中两个反射面之间的垂直距离。

3.2 仿真

设图2中F-P腔的精细度和信号进行编码时所用F-P腔的精细度相同,即镜面的反射率P均为0.8。F-P腔中两面镜子的垂直距离d=6 cm。实际上,从F-P腔输出的能量只是总信号能量的一部分(在本例中为50.4%),其余的部分(在本例中为49.6%)被反射回去了。所以说在镜面的反射率为0.8时,可以把自干扰信号降低大约3 dB。从抑制自干扰信号的角度出发,希望F-P腔输出信号的百分比越大越好。

图3为F-P腔中镜子的反射率与信号透过百分比之间的关系。从图中可以看出,当镜子的反射率小于99%时,透过的能量大约占总能量的一半(3 dB)。为了增大信号的透过率,可以减小图2中F-P腔的镜面的反射率(记为P2,同时把用于信号编码的F-P腔的镜面的反射率记为P1)。

将P1固定为0.8,改变P2,信号透过F-P腔的百分比的变化如图4所示。希望F-P腔输出的信号的百分比越大越好。当P2较小时,透过的能量比较多,随着P2的增大,透过F-P腔的信号能量的百分比呈减小趋势,不过,P2也不宜过小,如果P2太小,容易对其他用户的信号造成损伤(指能量)。

4 结束语

OCDMA全光网络结构中不仅存在着多址干扰信号,而且还存在着自干扰信号。信号经过目的节点后,在网络中循环一周又重新进入目的节点的接收机,造成一定程度的干扰,存在着远近效应问题,因此需要优化用户发射功率,使每个用户的接收机的信干比基本相等。在基于OCDMA技术的环形全光网方案中,每个节点都由一个发射机、一个接收机和一个2×2光耦合器组成。调整节点中接收机的解码器,可以与系统中其他任何节点的发射机建立起通信连接,同一个节点中的发射机和接收机可以同时与其他节点进行数据业务传输。

参考文献

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OCDMA 篇3

关键词：光码分多址,多址干扰,并行干扰消除

1 概述

近年来,光码分多址(OCDMA)技术以其充分利用光纤带宽、采用光处理和接入灵活等特点越来越引起人们的注意。OCDMA系统的一个主要噪声源是多址干扰(MAI),它的存在严重地影响了系统的性能。目前,已提出很多减少MAI的方法,如在接收机端使用光双硬限幅器,采用纠错机制[1,2,3,4]等。这些方法都在一定程度上抑制了MAI,降低了系统误码率。但是它们都只是把MAI当作随机噪声源,没有利用造成MAI的非目标用户的信号信息。文献[5]中提出了并行干扰消除(PIC)技术。该技术在传统检测的基础上,利用造成 MAI 的所有非目标用户的信号信息对目标用户的信号进行检测。其基本原理是:接收机先判决出非目标用户的信号,然后再生出它们对目标用户产生的干扰,从接收信号中减去这些干扰,最后再对信号进行传统检测。

由于接收机可能错误地估计了非目标用户的信号,从而错误地消除了目标用户的MAI,PIC可能引入双倍的MAI。因此,本文提出改进的 PIC技术来进一步消除MAI,改善OCDMA系统性能。不同于PIC技术的是,改进的PIC技术不是从接收信号中完全减去而是部分减去再生出的干扰。

2 采用改进的PIC技术的OCDMA系统结构及性能分析

2.1 系统结构

图1为采用改进的PIC技术的OCDMA系统的接收机结构框图。检测器的第一级用传统相关接收机对N-1个非目标用户的数据信号进行判决,对判决出的每个用户信号 $\hat{b}$ n用其相应的地址码进行扩频,对再生出的干扰乘以一个因子k(0<k<1),然后从接收信号r(t)中减去部分再生出的干扰。

检测器的第二级是用相关接收机对目标用户的数据信号进行判决。这里假设系统采用光正交码(OOC)作为地址码,参数为(F,W,1,1),只考虑MAI对系统性能的影响,忽略其他噪声(如热噪声,散弹噪声)的影响。

2.2 系统性能分析

为简便起见,我们假设系统是同步的。此时,系统的误码率是异步时系统误码率的上界。设系统有N个并发用户数,用户1为目标用户,N-1个非目标用户的接收机的判决门限为S1 ( 0<S1≤W ) ,用户1的判决门限为S2 (0<S2≤W)。用户1的判决变量

$Ζ_{1} = W \cdot b_{1} + \sum_{n = 2}^{Ν} (b_{n} - k \hat{b}_{n}) \frac{1}{Τ_{c}} \int_{0}^{Τ} c_{n} (t) c_{1} (t) d t, (1)$

式中,bn∈{0,1}为第n个用户的数据比特;cn(t)为第n个用户的地址码;Tc为码片周期;T为用户信号比特周期。

当bn=1时,接收机不会发生误判,即 $\hat{b}_{n} = 1$ ,则有 $b_{n} - k \hat{b}_{n} = 1 - k$ 。当bn=0时,若发生误判,即 $\hat{b}_{n} = 1$ ,则有 $b_{n} - k \hat{b}_{n} = - k$ ;否则, $b_{n} - k \hat{b}_{n} = 0$ 。设N-1个非目标用户中有n1个用户发“1”, 则所有非目标用户对用户1产生的干扰I为

$Ι = \sum_{n = 2}^{Ν} (b_{n} - k \hat{b}_{n}) \int_{0}^{Τ} c_{n} (t) c_{1} (t) d t = \sum^{n_{1}} (1 - k) \int_{0}^{Τ} c_{n} (t) c_{1} (t) d t + \sum^{Ν - 1 - n_{1}} (b_{n} - k \hat{b}_{n}) \int_{0}^{Τ} c_{n} (t) c_{1} (t) d t 。 (2)$

设N-1-n1个发“0”的用户中,有n2个用户的“0”被误判为“1”,且其地址码与用户1的地址码的互相关值为1,记该事件发生的概率为P{n2}。设n1个发“1”的用户中有n3个用户的地址码与用户1的地址码的互相关值为1,该事件发生的概率P{n3}为

$Ρ {n_{3}} = (\begin{array}{l} n_{1} \\ n_{3} \end{array}) (\frac{W^{2}}{F})^{n_{3}} (1 - \frac{W^{2}}{F})^{n_{1} - n_{3}}, (3)$

则有I=(1-k)n3-kn2。

当b1=1时,某个发“0”的用户,“0”被误判为“1”,且其地址码与用户1的地址码的互相关值为1的概率PI1为

$Ρ_{Ι 1} = \frac{W^{2}}{F} \cdot \sum_{n = S_{1} - 1}^{n_{1}} (\begin{array}{l} n_{1} \\ n \end{array}) (\frac{W^{2}}{F})^{n} (1 - \frac{W^{2}}{F})^{n_{1} - n}, (4)$

此时,P{n2}为

$Ρ {n_{2}} = (\begin{array}{l} Ν - 1 - n_{1} \\ n_{2} \end{array}) (Ρ_{Ι 1})^{n_{2}} (1 - Ρ_{Ι 1})^{Ν - 1 - n_{1} - n_{2}} ‚ n_{2} = 0, 1, \dots, Ν - 1 - n_{1} 。 (5)$

当b1=0时,某个发“0”的用户,“0”被误判为“1”,且其地址码与用户1的地址码的互相关值为1的概率PI0为

$Ρ_{Ι 0} = \frac{W^{2}}{F} \cdot \sum_{n = S_{1}}^{n_{1}} (\begin{array}{l} n_{1} \\ n \end{array}) (\frac{W^{2}}{F})^{n} (1 - \frac{W^{2}}{F})^{n_{1} - n}, (6)$

此时,

$Ρ {n_{2}} = (\begin{array}{l} Ν - 1 - n_{1} \\ n_{2} \end{array}) (Ρ_{Ι 0})^{n_{2}} (1 - Ρ_{Ι 0})^{Ν - 1 - n_{1} - n_{2}} ‚ n_{2} = 0, 1, \dots, Ν - 1 - n_{1}, (7)$

所以,系统的误码率PE为

$Ρ E = \frac{1}{2} (Ρ {Ζ_{1} \geq S_{2} | b_{1} = 0} + Ρ {Ζ_{1} ＜ S_{2} | b_{1} = 1}), (8)$

式中,

$\begin{array}{l} Ρ {Ζ_{1} ＜ S_{2} | b_{1} = 1} = Ρ {W + Ι ＜ S_{2}} = \sum_{n_{1} = 0}^{Ν - 1} (\frac{1}{2})^{Ν - 1} (\begin{array}{l} Ν - 1 \\ n_{1} \end{array}) \sum_{n_{3} = 0}^{n_{1}} Ρ {n_{3}} \sum_{n_{2} = [[(1 - k) n_{3} - S_{2} + W] / k] + 1}^{Ν - 1 - n_{1}} Ρ {n_{2}}, (9) \\ Ρ {Ζ_{1} \geq S_{2} | b_{1} = 0} = Ρ {Ι \geq S_{2}} = \sum_{n_{1} = 0}^{Ν - 1} (\frac{1}{2})^{Ν - 1} (\begin{array}{l} Ν - 1 \\ n_{1} \end{array}) \sum_{n_{3} = 0}^{n_{1}} Ρ {n_{3}} \sum_{n_{2} = 0}^{[[(1 - k) n_{3} - S_{2}] / k]} Ρ {n_{2}}, (10) \end{array}$

式(9)和式(10)中的P{n3}由式(3)给出,式(9)中的P{n2}由式(5)给出,式(10)中的P{n2}由式(7)给出。

3 仿真结果与分析

图2～4分别为采用传统相关接收机(CCR)、带有光硬限辐器(HL)的相关接收机和PIC接收机以及改进的PIC接收机的OCDMA系统误码率随OOC的码长F、码重W、以及并发用户数N变化的曲线。我们考虑的都是判决门限取为最佳值时的情况,即对于CCR,门限值为W;对于PIC接收机,S1=W,S2=1;对于改进的PIC接收机,取S1=W,通过计算机搜索,取最佳k=0.65,S2也通过计算机搜索取使误码率最小的值。由图可看出,采用这些接收机的OCDMA系统误码率都随着F或W的增加,或N的减小而下降。而改进的PIC接收机的系统性能明显优于采用CCR、HL+CCR和PIC的系统性能。例如,取F=361,W=4,N=30,采用CCR的误码率为1.8×10-3,采用HL+CCR的误码率为2.01×10-4,采用PIC接收机的误码率为9.42×10-10,而采用改进的PIC接收机的误码率为2.55×10-13。

图5为不同检测方法下OCDMA系统满足光纤通信系统性能要求(BER≤10-9)时所需的OOC最小码长随码重W变化的曲线。由图可看出,采用改进的PIC接收机的系统所需的最小码长(F为250)小于采用PIC系统所需的码长(F为361),且远远小于采用CCR的系统所需的最小码长(F≈2 000)。对于给定的数据速率Db,码片速率Dc=Db×F。因此,如果给定带宽,即给定Dc,码长的减小可以提高数据速率Db。这对实现OCDMA系统有很高的实用价值。

4 结束语

本文提出改进的PIC技术来减小MAI对OCDMA系统性能的影响。仿真分析了采用该技术的OCDMA系统的误码性能。结果表明,改进的PIC技术相对于PIC,能更有效地抑制MAI,大大降低系统误码率,改善系统性能,且系统满足BER≤10-9时所需的最小OOC码长远远小于采用PIC所需的最小码长,这对实现OCDMA系统有很高的实用价值。

参考文献

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OCDMA 篇4

随着互联网的快速持续发展, 视频会议、实时游戏、IPTV等高带宽应用的不断涌现, 尤其是三网合一服务 (triple play services) 的提出, 对接入网的带宽提出了更高的要求。光纤接入方式以其巨大的带宽优势逐步得到了全球运营商及用户的青睐, 尤其是无源光网络技术 (PON, passive optical network) 以其纯介质技术得到广泛的部署和应用。无源光网络技术解决了通信网中最后一公里的瓶颈问题, 在未来的升级方案中, 能够进一步提高比特率以实现千兆对称光纤到户方案。但是, PON技术拥有一个庞大的族群, 如时分多址无源光网络 (TDMA-PON) 、波分多址无源光网络 (WDM-PON) 、光码分多址无源光网络 (OCDMA-PON) 及混合无源光网络 (Hybrid PON) , 谁将成为下一代光接入网 (NG-OAN) 的主流技术[1,2,3]?

基于TDMA-PON技术的宽带无源光网络 (BPON) 、以太无源光网络 (EPON) 和千兆无源光网络 (GPON) , 近年来得到较快的发展[4]。但是在上行方向上基于时分多址技术的TDMA-PON, 限制了用户的带宽, 不能够同时为所有用户提供千兆比特级服务。由于各光网络单元 (ONU, optical network unit) 到光线路终端 (OLT, optical line terminal) 的距离不同, 多个ONU设备发送的数据在OLT接收器上容易发生冲突, 必须引入测距技术和突发控制技术;同时, 为了保证OLT能正确接收ONU的突发数据, 还需要引入实现快速光检测的突发光接收器件及能够快速恢复时钟信号的突发时钟数据恢复 (BCDR, burst clock and data recovery) 器件。在扩展更高带宽时, 基于电的突发接收技术实现起来很困难, 不仅需要增加复杂的带宽管理算法, 而且在时钟同步、快速光信号检测方面, 对半导体和光电子行业提出了苛刻的要求[5]。

基于波分多址技术的WDMA-PON, 通过复用器/解复用器为每个用户分配不同波长来增加上行带宽[6], 如图1 (1) 所示。虽然WDMA-PON通过建立OLT和OUN之间的点到点的连接解决了OTDMA-PON的带宽容限问题, 尽管由于波长之间严格正交, 不需要引入复杂的上行带宽控制协议和时钟同步技术, 但是在WDMA-PON方式下, 用户独享一个波长资源, 然而由于波长资源有限, 而且波长资源分配方案复杂, 因此难以实现大量用户的灵活接入[7]。

基于码分多址技术的OCDMA-PON, 通过给每个用户分配不同的光码使多用户共享传输介质, 以其独特的特性能够实现低延迟接入的完全异步传输, 且具有较高的安全性[8,9,10]。在OCDMA-PON中, 光网络终端 (ONT) 对上行用户数据通过该用户指定的光码进行调制, 然后发送到OLT, OLT使用同样的码字进行解调。所有调制和解调都在光域中进行, 不需要复杂的控制协议和时钟同步技术。由于不同的OUN采用不同的码字进行调制, 用户的信息安全性非常高, 用户接入方式也很灵活[11]。

为了满足运营商和用户的要求[12], 如图2, PON技术可按如下两个方向发展:第一个是单波长宽带宽趋势, 这需要整个产业链的升级, 实现难度较大;另一个方向是多波长趋势, 从CWDM 16波及DWDM 32波向64波、128波甚至更多的波长发展。但是当波长数目达到某个阈值时, 通道间串扰会使通信质量恶化, 甚至无法进行有效通信。可见单纯地使用一种PON技术很难同时满足运营商和用户的需求。

(1) WDM-PON

(2) OCDMA-PON

(3) WDM/OCDMA

那么能不能通过将几种PON技术结合作为NG-OAN的技术基础, 以满足运营商及用户的需求呢?实际上, WDM-PON+OCDMA-PON就是一种可行的方案, 如图1 (c) 所示。在这种组合中, WDM技术实现用户的大容量高带宽接入, OCDMA技术能够使多用户同时灵活、安全地接入网络。混合WDM/OCDMA网络的大部分处理过程都是在光域中进行的, 关键设备基本都是无源的, 可以做到维护简单。

综上所述, TDMA-PON在技术和安全性等方面存在的诸多缺陷, 决定了其不能满足未来的发展需求;WDM-PON技术由于波长资源有限的限制, 导致其不能满足高分支比的需求;而混合WDM/OCDMA网络满足运营商及用户的需求[13], 是未来接入网的演进方向。

2 系统关键技术

2.1 编解码器

目前, 相干OCDMA技术以其优越的整体性能得到人们越来越多的关注, 其调制解调基于光信号的相位或振幅, 而不是像非相干OCDMA调制那样基于光强度[15,16,17]。在编解码器方面, 空间光相位调制器 (SLPM, spatial light phase modulator) 、超结构光纤光栅 (SSFBG, super structure fiber Bragg grating) 和多端口阵列波导光栅 (AWG, array wavelength grating) 得到较快发展。

超结构光纤光栅编解码器能够生成具有超高码片速率的超长光码, 具有独立的偏振特性, 低的插入损耗, 易与光纤系统连接, 高集成低成本的特性。相移超结构光纤光栅可以通过连续光栅写入技术或全息技术来同一个短相位掩膜组合, 以保证生成不同超长光码的稳定性和组合多相位级别光码时的精确相位控制。最近, 报道了一种16码片, 16级的超结构光纤光栅, 其中心波长为1551nm, 码片长约0.51mm[18]。这16个相位级别通过将码片光栅左右每次移动来实现。图3给出了16码片, 16相位级的SSFBG示意图及编码波形。

基于阵列波导光栅的多端口OCDMA编解码器只需一个设备就能同时对一套时间扩频码进行编解码, 这种独特的同时多用户处理能力常被用于OCDMA网络中心以减少编解码器数量[19]。阵列波导光栅相对于其他编解码器另一个极具吸引力的特点是其自相关和互相关信号有较高的能量对比度 (PCR, power contrast ratio) 。在大容量WDM/OCDMA网络的演示实验中, 介绍了一种能够同时生成50个具有50码片500Gchip/s码片速率时间扩频码的50×50多端口阵列波导光栅编解码器, 同时被用作WDM的合波器和OCDMA编码器[20]。图4为阵列波导光栅结构图。

2.2 调制方式

使用差分相移键控 (DPSK, differential phase shift keying) 结合平衡检测的相干OCDMA系统与使用开关键控 (OOK, on off keying) 的系统相比, 具有较高的接受灵敏度、较大的差拍噪声和多径干扰噪声容限, 且不要对光阈值器进行动态阈值设置。利用DPSK调制的WDM/OCDMA系统进行的传输实验也有很多报道[21,22]。四元差分相移键控 (DQPSK, differential quaternary phase shift keying) 调制的OCDMA系统[23], 与DPSK-OCDMA相比, 能够进一步频谱效率;结合前向纠错 (FEC) 技术和偏振复用技术能够使频谱效率达到0.85bit/s/Hz。

码移键控 (CSK, code shift keying) 调制的OCDMA系统结合平衡检测技术也能提高多用户传输容量[24], 相较于OOK-OCDMA, 在CSK-OCDMA系统中不需要进行实时有效用户数估计和动态阈值设置, 更重要的是能够极大地提高安全性, 侦听者除非知道光码否则不能破译用户信息[25]。M元CSK-OCDMA利用一个光脉冲携带多个数据比特能一步提高频谱效率和系统安全性[26]。

3 WDM/OCDMA传输实验

图5所示为提出的一种低成本WDM/OCDMA网络结构图, 在网络中心光纤线路终端处使用大规模多端口编解码器[27], 而在网络边缘的光网络单元中使用低成本的平面光波导 (PLC, planer lightwave circuit) 或SSFBG编解码器。网络中心使用的多端口编解码器对自相关和互相关信号有较高的PCR, 能够很好的抑制多径干扰和差拍噪声对通信质量的影响, 多端口编解码器的定期光谱响应特性使其能够仅用一个设备就能对多个波长中的多个光码同时进行处理, 极大地降低了成本。

多用户WDM/OCDMA在日本千兆Ⅱ型网络中进行了多次传输实验, 实验所用光纤采用回环结构铺设, 约100 km。下面对其中的3次实验做简单介绍。

第一次WDM/OCDMA实验, 使用16×16端口、200Gchip/s多端口编解码器作为编码器, 可调横向滤波器 (TVF, tunable transversal filter) 作为解码器[28]。数据采用DPSK方式调制, 速率为10.7 Gbit/s;结合平衡检测方式提高了系统的噪声容限, 进而提高了系统容量。3-WDM, 10-OCDMA信号在系统中完成了无差错传输, BER<10-9。WDM频道间隔为400GHz, 系统频谱效率为0.32 bit/s/Hz。

第二次WDM/DPSK-OCDMA异步传输实验, 采用50×50、500Gchip/s多端口编解码器, 有效载荷容量达到1.24 Tbit/s[29]。5-WDM, 25-OCDMA系统完成了9.95 Gbit/s/user无差错传输实验, BER<10-9;WDM频道间隔为600GHz, 系统频谱效率达到0.41 bit/s/Hz。

第三次3-WDM, 16-OCDMA系统实验中, 使用了半导体锁模激光器 (MLLD, mode-locked light-emitting diode) 、光阈值器和511码片的SSFBG编解码器[30]。WDM频带间隔为100GHz, 系统频谱效率为0.125 bit/s/Hz, BER<10-9。

4 总结

通信业务的日益增长, 需要接入网提供更高的上下行带宽。混合WDM/OCDMA网络具有高带宽大容量、较高的频谱效率、灵活接入、稳定性和安全性好等特性, 为实现光纤到户服务提供了一种极具竞争力的可行方案。混合网络技术目前仍处于实验室研究阶段, 混合网络的网络结构设计、拓扑结构和网络MAC协议等方面, 有待进一步的研究。

摘要：介绍了WDM/OCDMA混合型网络的发展背景, 指出其是实现下一代接入网中千兆对称光纤到户服务的最佳候选方案。阐述了WDM/OCDMA混合型网络的关键技术, 并对目前已实现的异步WDM/OCDMA传输实验进行了介绍。

OCDMA 篇5

正交码作为光码分多址 (OCDMA) 系统中广泛应用的多址接入地址码, 近年来已经得到业界的广泛关注。从已有的文献看, 有关最优化正交码码容量和码字选择方面的讨论已经具有相当深度, 但这些研究大都从数学或物理角度出发, 在寻求代数严谨性的同时忽略了这些算法都是为光纤多址通信系统服务的。在终端侧, 用户关心的是服务质量 (即误码率) , 而在中继侧, 网络运营者关注的是带宽利用率和设备成本, 两者从关注角度及工程实现都存在矛盾, 是通信系统有效性和可靠性矛盾的缩影。因此, 在码字设计时需综合考虑有效性和可靠性, 这是一种除优化码字本身设计以外的新型优化问题。

在传感网络中MAC (媒体介入控制) 协议大多是能量感知的, 在保证网络吞吐量的同时, 为了严格控制节点能量损耗, 需将节点进行必要的休眠[1,2]。因此, 引入能效比的概念, 加之设备成本的考虑 (运算复杂度) , 将成为本文论述的亮点。此外, 本文给出一种基于Walsh码的二维跳频方案, 将单极性码作为跳频序列, 在不破坏码字正交性的同时, 达到增加码容量, 减低跳频频率, 增加通信保密性的作用。

1 基于能效比的光正交码选择方案

一个光正交码c是0, 1序列所组成的集合, 每个码字 (x0, x1, …, xn-1) 循环后还是一个码字, 它的循环自相关函数和任意一个相异码字 (y0, y1, …, yn-1) 之间的循环互相关函数分别满足[3]:

$\begin{array}{l} ρ_{x x} (τ) = \sum_{i = 0}^{n - 1} x_{i} x_{i \oplus τ} = {\begin{matrix} ω & τ = 0 \\ λ_{a} & 1 \leq τ \leq n - 1 \end{matrix} (1) \\ ρ_{x y} (τ) = \sum_{i = 0}^{n - 1} x_{i} y_{i \oplus τ} \leq λ_{c} 0 \leq τ \leq n - 1 (2) \end{array}$

式中“♁”是模n加。如果自相关限λa与互相关限λc均为λ, 那么最佳光正交码的容量 (码字的个数|c|) 由下式给定:

|c|= (n-1) (n-2) … (n-λ) /[ω (ω-1) …

(ω-λ) ] (3)

式中n为正交码码长, ω为正交码码重。可见最佳地址码容量有码长、码重及码间自相关和互相关特性唯一决定。目前研究较多的是λ=1的情况, 以使得接收端更好抑制其他地址码的干扰, 但这往往限制了用户的绝对数量, 对光纤带宽产生极大的浪费, 因此可适当增大相关函数旁瓣的幅度以增加接入用户容量, 其被称为次优正交码, 可用以下方法衡量, 首先定义多用户增益系数为:

g1=ω/λ (4)

该参数表征自相关函数主瓣幅度与旁瓣幅度的比值, 该数值越大, 本地址码用户同步越简单, 抑制其它用户效果越好, 体现通信系统可靠性。针对有效性, 需定义可变自由度增益为:

g2=1/nr (5)

式中正交码码长n越大, 说明为提高可靠性的开销越大, 但可获得更高的抗窃听能力;r为该增益参量的自由度, 随自相关旁瓣峰值变化, 峰值阶数即自由度是次优正交码容量的量度, 自由度越高表示码字空间扩张越剧烈。

在一维光正交码 (n, ω, 1) 中, 两个码字出现一对重叠的概率是ω2/n, 因此考虑到数据比特对光进行强度调制 (开关调制) , 单个用户在接收端产生的总干扰I1>T时, 将会产生误码。该分布服从二项分布, 即:

$Ρ_{e} = \frac{1}{2} \sum_{i = Τ}^{Ν - 1} C_{Ν - 1}^{i} (\frac{ω^{2}}{2 n})^{i} (1 - \frac{ω^{2}}{2 n})^{Ν - 1 - i} (6)$

式中T为接收端的判决阈值, 由于光信号为非负值, 因此数据不会发生由“1”误判为“0”的情况。

另外运算复杂度作为成本的一部分也会影响编码有效性。在计算自相关函数时要进行n次循环位移和nω2次比较, 过程较为复杂, 可采用差分矩阵构造法将码字归入ωxω方阵, 方阵中元素表示码片 (chip) 位置自相关函数值为1, 相同数值的个数m表示该位置自相关函数为m, 这样可以将计算复杂度降为ω2次, 相应产生的复杂度增益为:

$g_{3} = 1 / ω^{2} (7)$

所谓能效比就是有效性和可靠性各参数的乘积, 反映某一通信模型的合理性, 基于能效比的从终端角度出发 (不考虑误码率) 的能效比容量表达式为:

$| c |_{E R} = | c | g_{1} g_{2} g_{3} = \frac{(n - 1) (n - 2) \dots (n - λ)}{n^{r} ω^{2} λ (ω - 1) \dots (ω - λ)} (8)$

图1为旁瓣峰值为1和2时的能效比容量仿真示意图。从图1中可知, 码重的增加虽然可以大大增加系统可靠性, 但是对于用户容量扩充不利, 在这种情况下, 寻找次优正交码可以弥补用户容量的不足。图2为码长为1 000的能效比容量对比图。从图2中可知, 如旁瓣为2, 码重为5的次优正交码可以在能效比上与旁瓣为1, 码重为9的最优正交码媲美, 当码重增大时, 次优正交码对能效比容量的贡献将不明显, 因此在码重较小的情况下, 可利用次优正交码替代最优正交码。

2 基于Walsh序列的二维跳频方案

与单极性码相比, 双极性码用于相位编码方案时, 在相同码长的情况下, 双极性码的相关性更好, 而且可以大大提高通信系统的并发用户数量。然而, 随着通信速率的不断加大, 如何在相干系统中提高通信用户容量的同时不降低保密性成为需要解决的关键问题。以下讨论用单极性码作为跳频序列码的Walsh序列二维慢跳频方案。

2.1 基于哈达玛矩阵的Walsh序列码

生成Walsh函数的方法有很多种, 如莱德马契函数法、哈达玛矩阵法和基本矢量空间法[4]。表1为根据哈达玛行序列和Walsh序列的对应关系, 用16×16哈达玛矩阵生成Walsh序列。设Walsh函数Wi (t) 的符号改变次数为i, 并用二进制序列Xi (Xi1, Xi2, …, Xik) 表示, 矩阵行序号用Ci (Ci1, Ci2, …, Cik) 表示, 转换方法如下:

${\begin{cases} C_{k i} = X_{i 1} \\ C_{k - j, i} = X_{i j} \oplus X_{i, j + 1} j = 1, 2, \dots ‚ k - 1 \end{cases} (9)$

其中非零用户数为15, 为提高用户数量而采用慢跳频方式, 跳频周期不小于一个Walsh码字的长度, 即16位, 并且跳频总发生在电码置位的情况下, 当信息脉冲为复位时, 发送信号始终以基波λ0发送。

2.2 基于单极性码的跳频序列码

跳频序列选用单极性码, 如光素数码、正交码等。以一维EPC码 (扩展的素数码) 为例, 若p是给定的大于2的素数, 构成伽罗华域GF (p) , EPC的码重为p, 码长为p2, 码容量为p, 构造方法是:首先通过模p运算得到素数序列Yi={Yi0, Yi1, …, Yi (N-1) } (i=0, 1, …, p-1) , 随后生成EPC序列[5,6]:

${\begin{cases} Y_{i} (k) = 1 \forall : k = S_{i j} + j p \\ Y_{i} (k) = 0 \forall : k \neq S_{i j} + j p \end{cases} j = 0, 1, \dots ‚ p - 1 (10)$

构造一个素数p=5的EPC码, 如表2所示, 共有5种码字, 每个码字为25位, 每段为5位。

2.3 跳频方案与码容量分析

按照2.2节的举例, 对含有p个1的EPC码, 选择p个不同的波长进行二维跳频, 在EPC码为1的位置选用和基波相同的λ0, 以保持跳频码的一维正交特性。在p-1的空隙中选用p-1个波长中的任意一个进行跳频, 但在同一跳频序列中不能出现相同的非基础波波长, 如表4所示。

设发送序列为11011100101100110111, 如果选用p=5 EPC码中C1 (k) 的H19 (q) 跳频序列进行跳频, 发送波长为λ0λ4λ0λ4λ4λ4λ0λ0λ4λ0λ0λ1λ0λ0λ1λ1λ0λ1λ1λ0, 跳频周期大于等于一个Walsh码周期。由于Walsh序列扩频和单极性码跳频过程独立, 码字正交性互不干扰, 因此以EPC为跳频码的跳频方案, 码字容量变为:

V=LWpPp-1Nλ (11)

码容量提高pPp-1Nλ倍, 对于p=5 EPC码, 包括基础波λ0在内的5个波长可以将码容量提高P45=120倍, 对于160 Gchip/s, 可提供10 Gb/s的速率传递用户速率, 光波长转换速率不高于一个码元的传输速率。若采用次优正交码作为跳频码, 容量提高幅度将更大。

3 结论

本文首先提出一种基于能效比的光正交码选择方案, 用于评价OCDMA系统中码字信噪比与码容量间的矛盾问题, 考虑用户增益系数、自由度增益和运算复杂度对地址码选取的影响, 得到最优正交码和次优正交码的能效比容量对比方案, 为光多址系统地址码的选择提供新的理论依据。此外, 论文还基于EPC码的跳频序列用二维单极性编码, 在较少应用光波长数及降低跳频频率的前提下, 扩充单极性码容量, 同时增加光多址系统保密性。新方案对相干系统同步提出更高的要求, 相干接收将是下一步研究的关键。

参考文献

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