采样放大电路

2024-08-16

采样放大电路（精选三篇）

采样放大电路篇1

关键词：场效应晶体管,增益,低频跨导

随着电子技术的发展, 电子电路的集成化程度越来越高, 常用电子设备除电源电路以外, 找到单个晶体管和FET等单个放大器已经很困难了, 但对于电子初学者和大中专学生来说, 学习和设计电路仍然要从简单电路开始。通过查找资料发现, 由双极型三极管组成的放大电路的设计原理的内容比较多, 而由场效应晶体管组成的放大电路的设计原理的内容却很难找到, 以下内容作者凭学习心得主要就单个场效应晶体管组成的简单放大电路的设计原理过程作简要阐述, 希望给电子初学者在理解场效应晶体管工作原理方面有所帮助。

场效应晶体管简称场效应管, 是利用改变电场来控制固体材料导电能力的有源器件, 它是在六十年代平面工艺逐渐成熟后发展起来的。这种器件不仅兼有一般半导体三极管体积小, 重量轻, 耗电省, 寿命长等特点, 而且还有输入阻抗高, 噪声低, 热稳定性好, 抗辐射能力强和制造工艺简单等优点, 因而大大地扩展了它的应用范围。

由于场效应管的种类繁多, 不同场合下场效应管的用法也不同。本文主要讨论的是以N沟道增强型场效应管为例, 由工作状态入手, 分析共源极小信号放大电路的设计原理和过程。

1场效应管的工作状态分类

根据N沟道增强型场效应管的工作原理可知, 场效应管在不同的电压偏置下所呈现的工作状态是不同的, 简述如下:

(1) 当0<VGS<VT: (VGS为栅极与源极之间的电压, VT为场效应管开启电压)

漏源间不存在载流子的通道, 场效应管不导通, 管子处于截止状态, 即管子工作在截止区。

(2) 当VGS>VT时:1) 0<VDS<VGS-VT, (VDS为漏极与源极之间的电压) 场效应管在电场作用下产生导电沟道, 此时由于漏源电压VDS较小, 它对沟道的影响不大, 只要VGS一定, 沟道电阻几乎也是一定的, 所以漏极电流ID随VDS近似呈线性变化。对于不同的电压偏置, 只要VDS一定, VGS值越大, 沟道内自由电子越多, 沟道电阻越小, ID越大, 场效应管在这一工作区称为工作在可变电阻区;2) VDS>VGS-VT, 场效应管沟道出现夹断, 由于预夹断区呈现高阻, 而未夹断沟道部分为低阻, 因此, VDS增加的部分基本上降落在该夹断区内, 而沟道中的电场力基本不变, 漂移电流基本不变, 所以, 从漏端沟道出现预夹断点开始, ID基本不随VDS增加而变化, 场效应管在这一工作区称为工作在饱和区或放大区;3) VDS继续增大, 当VDS达到一定值, 场效应管将出现击穿现象。输出特性曲线和转移特性曲线如图1图2所示。

图1是N沟道增强型场效应管的输出特性曲线, 它是场效应管输出端电流与输出电压关系的一族曲线, 整个工作区分成了可变电阻区、饱和区、截止区和击穿区几部分。转移特性曲线如图2所示, 它是输出电流与输入电压的关系曲线, 图中, 由于当场效应管作放大器使用时, 场效应管工作在饱和区 (恒流区) , 此时ID几乎不随VDS而变化, 即不同的VDS所对应的转移特性曲线几乎是重合的, 所以可用VDS大于某一数值 (VDS>VGS-VT) 后的一条转移特性曲线代替饱和区的所有转移特性曲线。

实验表明, 当VGS>VT, VDS>VGS-VT时, 即在饱和区 (放大区) 内, ID随VGS的增加近似按平方律上升, 工程上常用近似方程逼近, 因而有:

大家知道, 要设计一个由场效应管为核心器件的小信号放大电路, 就必须先保证场效应管工作在放大区, 然后在静态工作点的基础上叠加交流小信号, 把小信号进行放大。图3给出了一个由N沟道增强型场效应管构成的最简单电压偏置电路, 其中栅源两极加上直流电压VGS, 电源通过漏极电阻RD给场效应管提供能量, 输出电压为V0, 也即VDS。现在假定输入端电压满足条件VGS>VT, 那么不难得到输出电压V0=VDD-ID*RD。 (图3图4)

2场效应管主要参数设定过程

场效应管主要参数设定并不是一件容易的事, 原因是电路参数的设定应该满足许多要求, 常见的设计要求包括: (1) 放大电路的增益要求; (2) 放大电路放大的小信号是否满足失真要求; (3) 放大电路信号的输入输出范围是否满足要求等等。

根据场效应管的输出特性曲线和转移特性曲线我们还可以得到如图4所示的输入输出电压关系曲线, 其中曲线ab段满足条件VGS<VT, 此时场效应管处于截止状态, 输出端的输出电压VDS等于电源电压VDD基本保持不变;曲线bc段满足条件VGS>VT, VDS>VGS-VT, 曲线向下弯折, 电路输出端根据KVL定理, 输出电压VDS满足方程VDS=VDD-ID*RD的关系, VDS随着VGS的增大迅速变小, 场效应管逐步进入饱和区也即放大区;曲线cd段满足条件VGS>VT, 0<VDS<VGS-VT, 为场效应管的可变电阻区。图中需要说明的是虚线一为方程VDS=VGS所在的直线, 沿横坐标把它向右移动VT个单位就得到虚线二, 即方程VDS=VGS-VT所在的直线, 虚线二的上方区域就满足不等式VDS>VGS-VT的条件, c点是曲线方程VDS=VDD-ID*RD与直线方程VDS=VGS-VT的交点, 可见, c点对应的横坐标VM就是设置静态工作点时输入端偏置直流电压VGS的上限, 这样就找到了输入端偏置直流电压的范围VT<VGS<VM, 下面是计算VM的过程。

这是一个关于VGS的一元二次方程的解, 解得的结果中包含的数值量有电源电压VDD, 漏极负载电阻RD, 开启电压VT以及特定电流ID0的值, 放大电路设计时, 开启电压VT和特定电流ID0由选定的场效应管通过查阅可得, 电源电压VDD受到系统条件的限制通常为一个确定的已知值, 也就是说方程中VGS的大小最终求得取决于漏极负载电阻RD的选定。到此, 我们得到了输入端直流偏置电压VGS的上限。在实际电路中, 常采样自偏法或分压法对场效应管进行直流偏置来满足设计要求, 只要偏置电压VGS范围确定, 是容易实现的。

当我们知道了场效应管输入端直流偏置电压VGS的范围后, 由于放大电路的增益计算设计也与漏极负载电阻RD的值有关, 所以还不能马上确定漏极负载电阻RD的值。下面是场效应管小信号放大电路的增益计算的推导, 推导的方法有两种:

方法一:假设场效应管输入端输入电压为vI=VI+vi=VGS+vi, 式中v I是输入端的直流偏置电压VGS与交流小信号电压vi的叠加, 则输出端输出电压满足vo=Vo+vO=VDD-iD*RD, 式中vo是输出端放大的直流电压Vo与放大的交流小信号电压vo的叠加, iD是通过漏极电阻的静态直流电流ID与交流小电流id的叠加。

方法二:根据场效应管小信号放大电路输出端输出方程, 结合输入输出电压关系曲线, 在已知场效应管在静态工作点上存在小信号扰动的情况下, 工程上认为, 静态工作点附近输入输出电压关系曲线可以线性化处理, 考虑到电压与电流之间的微变关系, 输出信号的增量可通过对方程在VGS处求导所得:

可见, 场效应管低频小信号放大电路的电压增益与漏极负载电阻RD也有关系, 并且与它成正比。如果单考虑放大电路的电压增益, 增大漏极负载电阻将有利于交流小信号电压的放大, 但是考虑到输入端输入信号的电压范围, 由于输入端的直流偏置电压与交流小信号电压的叠加范围 (VT<VGS+Vi<VM) 随着漏极负载电阻的增大而变窄 (VM随着漏极负载电阻的增大而减小) , 过窄的输入范围将使场效应管的工作状态很容易滑入截止区或可变电阻区, 直接导致输出的放大信号产生较大的失真, 这是不容许的, 所以, 在选择漏极负载电阻RD的值时应该采取折中方案, 达到既能满足放大电路的电压增益的要求, 也能满足输入端电压信号输入范围的要求。

另外我们找到了低频跨导的来源gm=-2ID0*VT-2* (VGS-VT) , 实验显示, 合理设定静态工作点对场效应管放大电路的正常工作将产生重要影响, 与双极型晶体管组成的电压放大电路不同, 双极型晶体管的电流放大系数β值基本上不随静态工作点的变化而产生变化, 当三极管正常工作时, 电压增益也不会受静态工作点的变化产生影响, 而场效应管的低频跨导与输入端直流偏置电压VGS有关, 低频跨导将随静态工作点的变化而产生变化, 那么即使场效应管在正常工作时, 电压增益也会受静态工作点的变化而产生较大影响, 这一点值得大家关注的。至于其它类型的场效应管构成的低频小信号放大电路, 大家可以采用同样的方法进行分析计算并加以讨论。

参考文献

[1]康华光.模拟电子技术基础[M].高等教育出版社.

[2]谢沅清.电子电路基础[M].人民邮电出版社.

功率放大电路教案篇2

[教学目的] 掌握互补功率放大电路的工作原理,熟悉实际功放OCL电路

[教学重点和难点] 互补功率放大电路的最大输出功率、转换效率和最大输出

[教学内容]

一、主要特点

1.由于输出电压或输出电流的幅度较大，功率放大电路必须工作在大信号条件下，因而容易产生非线性失真。如何尽量减小输出信号的失真是首先要考虑的问题。

2.输出信号功率的能量来源于直流电源，应该考虑转换的效率。

3.半导体器件在大信号条件下运用时，电路中应考虑器件的过热、过流、过压、散热等一系列问题，因此要有适当的保护措施。

二、基本类型

功率放大电路主要有互补对称式和变压器耦合推挽式两种类型。

1、互补对称式

OTL功率放大器要求输入端(T1、T2基极)上的静态电压也为Vcc/2，即VI=(VCC/2)+Vi。单电源互补对称功率放大器增加了一只大容量(几百～几千微法)的电解电容。当静态时(Vi=0)，T1和T2都截止。它们的射极电压为V cc /2，所以电容C上充有Vcc/2的电压，输出Vo=-Vc=0。信号Vi为正半周时，T1导电，使T2截止，负截RL上流过正半周电流；信号为负半周时，电容器C上的电压Vcc/2作为电源，T2导电，T1截止，负载上流过负半周信号电流。所以电容C要有足够大的容量，使得在信号负半周时能提供出较大的电流。互补对称功率放大器由于在静态条件下T1和T2都处于截止状态，所以它的静态功耗为零，但在动态时存在严重的交越失真。为了克服交越失真，必须给互补对称功率放大电路设置一定的静态工作点(使信号Vi=0时，T1、T2管都处于微导电状态)。根据静态工作点的不同设置，互补对称功率放大器可以工作在乙类功放，即导电角θ=180°；甲类功放，即导电角θ=360°和甲乙类功放，即导电角在θ=180°～360°。

2.变压器耦合推挽式

变压器耦合的突出优点是，通过改变变压器的变比，能找到一个最佳的等效负载(此时输出功率最大，且不失真)。并且，在不提高电源电压的条件下，可以使输出电压的幅度Vom超过电源电压。

[小结] 1.功率放大电路是在电源电压确定的情况下,以输出最大不失真的信号功率各具有尽可能高的转换效率为组成原则,功放管常常工作在尽限应用状态。2.低频功放电路有变压器耦合乙类推换电路、OTL电路、OCL电路和BTL电路。

[复习] 1.功放电路的性能指标:最大输出电压、最大输出功率和效率

采样放大电路篇3

提出的电流采样技术用于一种滞环恒流控制大功率LED驱动电路中,除具有环路控制与过流保护的功能外,还具有电压补偿的功能及结构简单的特点。

1 采样方式的分析与选择

1.1 现有采样技术

表1中列出了现有的几种电流检测技术并列举了其优缺点。文献[1]对其进行了详细介绍。

1.2 滞环控制原理分析

图1是滞环控制电路框图。LED驱动电流的变化反映在Rsense两端的压差变化上。滞环电流控制模块内设两个电流阈值Imax和Imin,当电路接上电源时,功率管打开,电源通过Rsense、负载LED向电感L充电,驱动电流上升。当电流>Imax时,控制电路输出低电平关闭功率开关管。此时电感通过负载LED、Rsense和肖特基二极管放电,电流下降。当驱动电流<Imin时,控制电路输出高电平打开功率开关管,重复上一个周期的动作。通过这种方式控制电路将驱动电流限制在Imax与Imin之间周期性变化,使流过LED的平均驱动电流值恒定。

可以看到,滞环控制电路使用的是串联电阻采样技术。从表1可知,串联电阻技术的功耗很大,同样具有高精度且无损耗的Sensfet似乎更胜一筹。不过,Sensfet技术只能检测功率管打开时的电流变化情况,而无法检测功率管关断期间的电流变化。因此无法在需要始终对电流进行采样检测的滞环控制电路中使用。同时,由于输入电压较高,串联电阻所消耗的功率在整个电路功率中所占比例也降低了。

2 电路设计

图2是电路采样电路结构图。Rsense为采样电阻,R1=R2=R;Mp1、Mp2、Mn1、Mn2组成的电压镜[4]和Mp9反馈管组成匹配电流源[2,3]作为电流检测电路。其中Mp1与Mp2相互匹配并被偏置在饱和区,Mn1与Mn2是两个相同且非常小的电流源,以保证流过Mp1与Mp2的电流相等从而使其具有相等的VSG。

由于Vin>Vcsn导致I1与I2不相等。采样电流Is即为这部分“多余”电流,大小为

$Ι_{s} = Ι_{1} - Ι_{2} = \frac{V_{i n}}{R_{2}} - \frac{V_{c s n}}{R_{1}} \approx \frac{R_{s e n s e} \times Ι_{L}}{R} (1)$

式(1)中,实际流过Rsense的电流为IL+I2。因为I2的大小低于电感电流的10-4倍,其影响可以忽略不计。

图4为实际电路图。Vin与Vcsn为精确采样电阻Rcsn两端电压,输入范围8～40 V;Vcc为芯片内部5 V稳定电源。

在实际电路中,VA对VB的匹配度直接影响采样精度。图3为简化的小信号模型。

应用KCL定理,得到

VA: $g_{m_{1}} (V_{A} - V_{A^{'}}) = \frac{V_{A^{'}}}{r_{o 3}} (3)$

VB: $g_{m_{2}} (V_{B} - V_{A^{'}}) = \frac{V_{B^{'}}}{r_{o 4}} (4)$

Vin: $\frac{R_{s e n s e} \times Ι_{L}}{R} - \frac{V_{A} - V_{B}}{R} = \frac{V_{A^{'}}}{r_{o 3}} + g_{m_{5}} (V_{A} - V_{B^{'}}) - g_{m_{2}} (V_{B} - V_{A^{'}}) (5)$

其中,ro4、ro3为VB′、VA′处的等效输出电阻。设gm1ro3=gm2ro4=AV,且Mp5为电流镜,增益约为1,综合式(3)～式(5)

$V_{A} = \frac{g_{m_{1}} + A_{V} + g_{m_{2}} A_{V} + A_{V} + \frac{1 + A_{V}}{R}}{1 + (g_{m_{1}} + A_{V} + g_{m_{2}} A_{V} + A_{V} + \frac{1 + A_{V}}{R})} V_{B} + σ (6)$

σ是一个分子为 $\frac{R_{s e n s e} \times Ι_{L}}{R}$ 的微小值。由式(6)可以看出,当gm1ro2或gm2越大,VA与VB的匹配度越高,电流采样越精确。值得注意的是,式中出现gm1ro3的平方项,这意味着可以用较小的增益达到高精度。但是,耐压5 V的低压管无法在高输入电压下正常工作,电路中必须使用大量耐压40 V的高压管。然而高压管的增益与等效输出电阻很低,无法满足电流采样电路的精度要求。

为使低压管能在高压输入中也正常工作,电压镜采用了高低压器件混用的共源共栅结构。Mp1、Mp2、Mn1和Mn2为低压管;Mp3、Mp4、Mn3和Mn4为高压管。一方面,高压管作为共源共栅器件增大了输出电阻;另一方面,它承受了大部分压降,以保护低压管不被击穿。不过,共源共栅结构带来另一个问题。串联电阻R2令Mp2和Mp4之间的次极点更靠近原点,使系统变得不稳定。为消除该极点带来的影响,在共源共栅结构的输出端加入补偿电阻R5和电容C,引入一个零点并使主极点更低。

$\begin{array}{l} ω_{p 1} = \frac{1}{(R_{S} + R_{o u t}) \times C} \\ ω_{p 2} = \frac{1}{(C_{d b p 2} + C_{s b p 4}) \times g_{Μ p 2} r_{o p 2} R_{2}} \\ ω_{z} = \frac{1}{R_{S} \times C} = ω_{p 2} \end{array}$

其中, $R_{o u t} = g_{Μ p 4} r_{o p 4} g_{Μ p 2} r_{o p 2} R_{2} ‖ g_{m n 4} r_{o n 4} r_{o n 2}$

高压管Mp5～Mp10为匹配电流源的输出级,主要起隔离缓冲的作用,电流镜结构避免了增加新的极点。分流结构Mp7、Mp8将Mp5始终偏置在饱和区,从而允许流过Mp9与Mp10的电流最低降至0 A,使电路在空载时可以输出地电压,为芯片的进一步设计提供了方便。

P1～P12为保护管,防止低压管因漏源或栅源电压过高而被击穿[5]。

高压管Mp11、Mp12、Mn7与R4构成了电压补偿电路。在前述的工作原理中,电路通过将电流限制在阈值Imax和Imin间周期变化达到恒流控制的目的。其中电源向电感的充、放电过程中,充电速率与输入电压成正比,放电速率和芯片的延迟则与输入电压无关。这一差异导致了在输入电压变化时,电流会因在固定的延迟时间中具有不同的上升斜率和相同的下降斜率,使实际电流峰值I′max升高,影响平均电流值。该补偿电路通过将与输入电压成正比的电压Vb2转换为与输入电压成正比的电流Ic,使流过R3的采样电流Isense对输入电压具有正相关性,从而在输入电压升高时令电流阈值Imax、Imin降低,抵消因电流上升斜率提高对平均电流带来的影响。

3 仿真结果

为验证文中提出的电流采样电路的功能,结合滞环控制电路及外部负载在Cadence中进行了仿真。图5为输入电压20 V时采样电流、电压与负载电流的关系。由图可见,采样电流与采样电压随负载电流同相周期性变化,周期约为1.2 μs。

经过测试,当负载电流从0.4 A变化至1 A时,电路采样精度最低为99.78%,理想的工作电流为0.6～0.8 A,精度高达99.96%。

表2为不同输入电压下负载电流的峰-峰值。由表中数据计算,在输入电压由15 V变化至35 V的过程中,负载电流的最大误差仅为0.81%。

图6为外接电流源在0～1.2 A之间跳变时采样电路输出电压的波形。图中输出电压范围为0～5 V,为整颗芯片设计过流保护、开路保护等其他电路提供了方便。

4 结束语

设计了一款适用于滞环控制结构的电流采样电路。使用匹配电流源技术以很少的器件数量和简单的结构,实现了耐高压高精度的目的。端到端的输出电压范围,则使整颗芯片中其他电路的简化成为可能。电路中使用的电压补偿技术,使负载电流与输入电压的相关性大大降低。

参考文献

[1]FORGHANI Z H P,RINCN M G A.Current-sensing tech-niques for DC-DC converters[J].IEEE Midwest Symp onCircuits and Systems,2002(8):577-580.

[2]LAM H Y H,KI W,MA Dongsheng.Loop gain analysis anddevelopment of high-speed high-accuracy current sensorsfor switching converters[J].IEEE on Circuits and Systems,2004(5):828-831.

[3]KI W,JOSE S C.Current sensing technique using MOS tran-sistor scaling with matched current sources[M].USA:Unit-ed States Patent,1998.

[4]杨仕强.一种1A/35V单片H桥功率驱动IC的设计[D].成都:电子科技大学,2005.

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