整流性负载

2024-08-08

整流性负载（精选三篇）

整流性负载篇1

针对PWM整流器的电压控制的特点, 应用非线性控制理论或新的控制方法来提高PWM整流器控制性能, 成为国内外学者研究的热点。文献[1,2,3,4]提出了一些非线性控制策略, 如将Lyapunov稳定理论、无源控制理论、模糊控制及人工神经网络理论等应用在PWM整流器的控制中, 取得了一定的效果。然而这些方法运算过于复杂, 不便于实现。本文通过对PWM整流器电压方程的分析, 提出了一种基于负载电流前馈的非线性控制方法, 消除了负载对系统控制性能的影响, 提高了系统的动态响应性能。

1 PWM整流器的数学模型

电压型PWM整流器如图1所示。

与电网相连的是整流器的输入端, 直流电压是整流器的输出。整流器的控制目标是使输入电流为正弦, 输出电压为直流且可控。这样, 以输入

电流和输出电压为控制变量, 可以得到整流器的数学模型。由于本文主要研究输出电压的控制, 为此建立关于输出电压的数学模型[5]。

根据功率平衡原理, 当忽略交流侧电感及整流器桥路自身的损耗[6], 交流侧有功功率Pac应与直流侧功率Pdc相等, 即

Pac=Pdc (1)

交流侧输入有功功率为

Pac=usaisa+usbisb+uscisc (2)

采用等功率坐标变换到d-q同步旋转坐标系中, 得

$Ρ_{a c} = \frac{3}{2} (u_{s d} i_{s d} + u_{s q} i_{s q})$ (3)

式中:usl, isl (l=d, q) 分别为d-q同步旋转坐标系下的电源电压和输入电流。

设负载电流为IL, 则直流侧功率为

$Ρ_{d c} = u_{d c} i_{d c} C \frac{d u_{d c}}{d t} + u_{d c} Ι_{L}$ (4)

式 (3) 与式 (4) 两式相等得

$u_{d c} C \frac{d u_{d c}}{d t} + u_{d c} Ι_{L} = \frac{3}{2} (u_{s d} i_{s d} + u_{s q} i_{s q})$ (5)

在d-q同步旋转坐标系中, 通常将d轴定向于与电网电压矢量同方向上。若三相对称电源相电压的最大值为Um, 则:

${\begin{cases} u_{s d} = U_{m} \\ u_{s q} = 0 \end{cases}$

(6)

将式 (6) 代入式 (5) , 有

$\frac{3}{2} U_{m} i_{s d} = u_{d c} C \frac{d u_{d c}}{d t} + u_{d c} Ι_{L}$ (7)

显然, 式 (7) 中, 输出电压udc和有功电流isd之间存在着非线性关系, 为便于分析, 可以采用微偏线性化的方法来对方程进行线性化处理[7]。以udc和isd为研究对象, 令 $u_{d c} = U_{d c} + \hat{u}_{d c} ‚ i_{s d} = Ι_{s d} + \hat{i}_{s d}$ , 其中Udc, Isd分别为udc和isd的稳态工作点值, $\hat{u}$ dc, $\hat{i}$ sd为其扰动值。将udc, isd 代入式 (7) 中, 通过化简并进行拉普拉斯变换可以得到直流电压相对于有功电流的扰动传递函数

$\frac{\hat{u}_{d c} (s)}{\hat{i}_{s d} (s)} = \frac{3}{2} \frac{U_{m}}{Ι_{L}} \frac{1}{\frac{C U_{d c}}{Ι_{L}} s + 1}$ (8)

在上述推导中, 假设负载电流为IL, 当负载为阻性时, 吸收功率, IL>0, 系统工作在整流状态;当负载为有源负载时, 产生功率, IL<0, 系统工作在逆变状态。

2 采用线性PI控制时系统性能分析

在PWM整流器的控制中, 目前广泛采用的方法是在d-q同步旋转坐标系的双闭环控制, 内环控制输入端的电流, 外环控制输出直流电压, 且电压环的典型控制方法是采用线性PI控制。若整流器的电压方程采用微偏线性化处理所得到的线性方程式 (8) , 则电压控制框图如图2所示。

在这种双闭环控制系统中, 电流环的响应速度通常设计得比电压环快5～10倍, 因此, 在分析电压外环时, 可以认为电流的响应速度足够快, 其时延可以忽略, 在下面的分析过程中, 假定电流控制器是理想的, 即假定isd=i*sd, isq=i*sq 。

设PI控制器的传递函数为

$G_{Ρ Ι} (s) = k_{Ρ u} + \frac{Κ_{Ι u}}{s}$ (9)

由图2可得出, 系统的闭环传递函数为

$\frac{u_{d c} (s)}{u_{d c}^{*} (s)} = \frac{3 U_{m} Κ_{Ρ u}}{2 C U_{d c}} \frac{s + \frac{Κ_{Ι u}}{Κ_{Ρ u}}}{s^{2} + \frac{3 U_{m} Κ_{Ρ u} + 2 Ι_{L}}{2 C U_{d c}} s + \frac{3 U_{m} Κ_{Ι u}}{2 C U_{d c}}} (10)$

根据控制系统理论, 系统的稳定性取决于其闭环传递函数的极点, 动态性能也与极点有很大的关系。由式 (10) 可见, 负载电流IL出现在闭环传递函数分母多项式中, 因此, 输出电压的稳定性和动态性能除了与控制器的比例和积分系数有关外, 负载电流也将对其产生很大的影响。在给定控制参数的情况下, 系统的稳定性和动态性能将随负载电流而变化。

对于给定的KPu和KIu, 当负载电流由负变正时, 极点变化的轨迹图见图3, 显示了负载变化对系统性能的影响。在给定参数的情况下, 有一临界负载电流I*L (由式 (10) 得 ) , $Ι_{L}^{*} = - (\frac{3 U_{m}}{2} Κ_{Ρ u})$ , 当IL<I*L时, 根轨迹位于右半平面, 系统不稳定;当IL>I*L时, 随着负载电流绝对值从大减小

到零 (此时IL<0) 并从零逐渐增大 (此时IL>0) , 系统根轨迹向实轴交汇, 交于实轴后, 一根延伸至无穷远, 另一根向零点靠近。根轨迹的这种大范围变化表明负载电流将极大地影响系统的动态响应性能和稳定性。

由以上分析可见, 当电压环采用线性PI控制时, PWM整流器的稳定性和动态性能与负载情况有很大的关系, 系统存在一个随负载变化的极点。因此, 如果要在任意负载情况下, 系统的稳定性和动态性能都要满足设定的指标, 则系统的控制参数就要根据负载情况而改变, 增加了控制的难度。特别是在负载为有源负载情况下, 当控制参数选择不当时, 根轨迹位于复平面的右半平面, 系统甚至不稳定[8,9]。

引起这一问题的原因是由于系统存在一个可变的极点, 该极点随负载电流变化而变化。而线性PI控制不能消除这一极点, 也就无法消除这一极点对系统的影响。解决这一问题的方法是引入负载电流前馈, 从根本上消除这一可变极点。

3 负载电流前馈的非线性控制

如果忽略交流侧电感及整流器桥路自身的损耗, 若负载上的功率为PL, 将功率平衡方程重写为以下形式

$\frac{3}{2} (u_{s d} i_{s d} + u_{s q} i_{s q}) = u_{d c} C \frac{d}{d t} u_{d c} + Ρ_{L}$ (11)

在假定电流控制器是理想的情况下, isd=i*sd, isq=i*sq 。在此条件下, 式 (11) 可写成

$\frac{3}{2} (u_{s d} i_{s d}^{*} + u_{s q} i_{s q}^{*}) = u_{d c} C \frac{d}{d t} u_{d c} + Ρ_{L}$ (12)

进一步写为

$u_{d c} C \frac{d}{d t} u_{d c} = \frac{3}{2} (u_{s d} i_{s d}^{*} + u_{s q} i_{s q}^{*}) - Ρ_{L}$ (13)

构造新的输入变量μu, 将式 (13) 写成

$u_{d c} C \frac{d}{d t} u_{d c} = u_{d c} μ_{u}$ (14)

比较式 (13) 与式 (14) , 可得非线性控制为

$i_{s d}^{*} = \frac{\frac{2}{3} (u_{d c} μ_{u} + Ρ_{L}) - u_{s q} i_{s q}^{*}}{u_{s d}}$ (15)

在单位功率因数时

i*sq=0 (16)

将式 (6) 、式 (16) 代入式 (15) , 得

$i_{s d}^{*} = \frac{\frac{2}{3} (u_{d c} μ_{u} + Ρ_{L})}{U_{m}}$ (17)

由式 (14) 可得输出电压与新的输入变量μu之间的关系为

$C \frac{d}{d t} u_{d c} = μ_{u}$ (18)

可见, udc与新的输入μu成线性关系, 输出电压是新的输入变量的积分。如果电压外环使用一个PI控制器, 则引入负载电流前馈的控制方法如图4所示。

若PI控制器的传递函数为式 (9) , 则可以推导出控制系统的电压闭环传递函数为

$\frac{u_{d c} (s)}{u_{d c}^{*} (s)} = \frac{Κ_{Ρ u} (s + \frac{Κ_{Ι u}}{Κ_{Ρ u}})}{C (s^{2} + \frac{Κ_{Ρ u}}{C} s + \frac{Κ_{Ι u}}{C})}$ (19)

式中:KPu, KIu分别为电压PI调节器的比例和积分系数。

显然, 经过采用负载电流前馈的输出电压控制线性化处理后, 直流电压环控制系统为一个二阶线性系统, 实现了电压控制的线性化。

从式 (19) 还可以看出, 采用负载电流前馈的非线性化控制后, 所得的电压闭环传递函数中不再含有IL, 这表明系统稳定性和控制性能与整流器工作状态无关。因为系统的可变极点是负载电流带来的, 而引入负载电流前馈控制后, 消除了系统的可变极点, 因而也消除了其不稳定极点。

为了消除零点对系统性能的影响, 在系统中串联一个一阶滤波环节, 如图5所示。

则系统的闭环传递函数变为

$\frac{u_{d c} (s)}{u_{d c}^{*} (s)} = \frac{Κ_{Ι u} / C}{s^{2} + \frac{Κ_{Ρ u}}{C} s + \frac{Κ_{Ι u}}{C}}$ (20)

根据式 (20) , 可利用典型的二阶线性系统的设计方法来设计PI控制器的参数。若给定输出电压超调量和过渡过程时间, 则可设计PI控制器的比例、积分系数[10]。

用提出的控制方法进行了仿真研究, 并与通常的电压控制方法进行了比较。仿真条件为输出电压udc=600 V, 滤波电容 C=1 100 μF, 负载电流IL在2.5 s时从12 A变为-12 A , 使整流器从整流状态变为逆变状态, 输出电压的仿真波形如图6所示。

比较图6a, 图6b可看出, 采用提出的负载电流前馈的控制方法, 输出电压过冲大大减小, 过渡过程时间也明显缩短, 响应速度更快, 因而在相同的电压纹波要求下, 输出滤波电容的容量可以大为减小。所以采用负载电流前馈控制后, 不仅极大地提高了系统的动态响应性能, 而且可以减小装置的体积。

从以上分析及仿真结果可见, 通过引入负载电流前馈, 实现了输出电压与输入指令电压之间的精确线性化, 从而将复杂的非线性系统综合问题转化为线性系统的综合问题。它与传统的利用泰勒级数展开进行局部线性化近似方法不同, 在线性化过程中没有忽略掉任何高阶非线性项, 因此这种线性化不仅是精确的, 而且是整体的, 即线性化对变换有定义的整个区间都适用。通过引入负载电流前馈, 不仅使电压的控制实现了线性化, 提高了电压动态响应性能, 而且消除了系统的不稳定极点, 使整流器的负载特性不再影响系统的稳定性和动态性能。

4 结论

在PWM整流器的控制中, 广泛采用在d-q同步旋转坐标系中的双闭环控制。针对这种控制方法中存在的不足, 本文提出了基于负载电流前馈的非线性控制方法。与通常采用线性PI控制器相比, 该方法消除了随负载变化的极点, 同时也消除了系统的不稳定极点, 使整流器的负载特性不再影响系统的稳定性和动态性能, 系统的动态性能也得到了极大的提高。仿真结果表明, 提出的方法是正确、有效的。由于只需增加一个负载电流传感器, 该方法特别适用于控制系统采用DSP处理器的PWM整流器实现方案上, 具有一定的实用价值。

参考文献

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负载性催化剂研究进展篇2

关键词：负载性催化剂；固载方式；不对称催化；研究进展

DOI：10.19354/j.cnki.42-1616/f.2016.17.81

在新型催化剂领域，手性药物的合成多医疗非官能团化烯烃的不对称氧化来显示其独特的诱导性能。从合成实践来看，由于手性药物合成中产物与反应物存在分离难题，特别是在产物中存在二聚体从而影响催化效果，导致工业化生产面临诸多困境。研究人员发现，对于不同催化剂因负载载体的差异性，也会影响其化合物的催化性能。基于此，从不同固载方式的研究中来探讨其优缺点，为进一步拓宽和优化固载化研究提供参考。

一、无机固载方式研究

对于无机载体，因其热力学、化学性能稳定，特别是在负载转换中因减少对机械的磨损而避免对催化剂粒径的变化，因此具有较广的应用范围。常见无机固载方式主要有：瓶中造船法、静电作用法、接枝固载法等。对于瓶中造船法，最早是由

Corma、Garci等人利用Y型分子筛，将烯烃不对称催化剂进行嵌入来实现化合物生产，但反应速率低于均相法；随后，Ogun

wumi、Ben等人利用EMT分子筛，将2-甲基苯乙烯作为不对称环氧化反应，提升了反应速率，但仍低于均相法。究其原因，上述两者固载方式所选择的分子筛腔径大小不一，对其他成分存在取代反应。近年来，Holderich等人通过改性高铝X、Y型分子筛，利用柠檬烯、ɑ-蒎烯来提升反应活性，使其反应速度接近均相法。对于静电法，主要利用无机载体来实现对手性官能团的固载，在操作上易于分析与表征。如Kosslick等人利用静电作用将手性化合物固载于介孔分子筛中，获得较高的反应选择性和反应速率；Kureshy等人通过粘土采用静电作用来固载非均相催化剂，实现苯乙烯、茚等不对称环氧化反应，也具有较高的反应活性。粘土在水润后表面积变大，在负电性作用下具有良好的吸附性，能够实现良好的固载效果；Bhattacharjee等人通过双苯磺酸基负离子手性化合物来分离Al3+、Zn2+等正离子，具有良好的转化率，但选择性不强；楼兰兰等人采用离子液体，实现离子液体薄膜固载，能够促进转化率的提升，选择性较强，但静电作用因催化剂稳定性差，缺乏循环使用效率。

对于接枝法，主要从无机载体上引入活性基团，来实现与化合物官能团的连接。如轴向配位固载、共价键固载等。Corma等人通过制备-NH2负载催化剂，在环己烷环氧化物反应中提升ee值达70%，但催化剂受到破坏；郑新梅通过苯乙烯来构建轴向配位负载催化剂，提升了反应活性，但因分子筛孔径局限，导致催化剂在使用后失去活性；Zhang等人利用烷氧基、苯磺酸基等负载方式，不仅提升了轴向配体的反应活性、选择性，还具有一定循环使用。作为共价键固载方式，Kim等人利用多步接枝法，将手性催化剂用于苯乙烯环氧化反应中，提升了转化率与选择性；如利用芳香酮的环氧化水解反应，获得更高的ee值.

二、有机固载方式研究

在有机固载方式研究中，Minutulo等人通过有机负载方式，实现了手性配体与苯乙烯之间的催化反应，且提升了基团产率；在有机固载中，由于隔离基团在共聚反应中易发生过度交联，导致催化剂结构发生变化而降低反应产率。如某些隔离基团因偏离有机聚合物而带来灵活性降低，给催化剂活性、ee值带来干扰。Song等人通过酰胺基与手性配合物交联到二胺骨架上，可以实现对高分子有机聚合物的分解作用，但分解率不够，可能与烯烃不对称环氧化反应有关；郭峰等人利用多步接枝法，通过合成不同的苯乙烯树脂来作为催化剂，获得不同氧化条件下的催化作用，其中在叔丁基的催化效应较高，但循环性不足；对比发现，对于1，2位与5，5位取代基来说，由于受到电子、空间效应的影响，对催化剂的催化效率带来较大影响，而对于3、3位取代基来说，其影响相对较少；徐国津等人从5、5位取代基上引入氨基醇，利用轴向配位来实现有机固载，并从 ɑ-甲基苯乙烯不对称环氧化反映中，提升了催化活性和选择性，尤其是在循环使用性上更具有显著效果。可见，通过导入氨基醇，有助于实现对环己二胺碳原子共价键之间的协同作用。

三、其他固载方式研究

从现代化学工艺来看，对于有机-无机新型载体材料的研究，催生了新型固载方式的革新。如以杂化磷酸锆固载材料为主，其较大的表面积、较强的耐酸、耐碱、热稳定性，对于促进手性催化剂的催化效率具有较高作用。Corma等人利用含有硅脂的手性催化剂与正硅酸乙酯在特定条件下水解，获得有机-无机杂化材料，其良好的亲水性与可控制基团特性，为实现手性催化剂的催化效果提供了条件。如利用苯乙烯基膦酸-磷酸氢锆、苯乙烯基-乙丙烯膦酸-磷酸氢锆等杂化材料，其在固载方式下可以实现非官能团化烯烃的良好催化效果，使其活性、選择性达到99%，可重复使用性也获得较高提升，为工业化提供了应用可能性。

参考文献：

整流性负载篇3

1 忽略换相过程和直流侧电流脉动时的工况

1.1 单相桥式可控整流电路

忽略换相过程和电流脉动时,阻感负载的单相桥式可控整流电路交流侧电抗为0,直流电感Ld为无穷大。

假设电源电压为:

$e = E_{m} \sin (ω t + α) (ω t + α) = \sqrt{2} E \sin (ω t + α)$ (1)

其中,Em,E分别为电源电压的幅值和有效值;α为触发延迟角。

交流侧电压和电流波形如图1所示。交流侧电流为理想方波,其有效值I等于直流电流Id,即:

I=Id (2)

根据分析,交流侧电流波形满足狄里赫利条件,将其分解为傅里叶级数,可以得出基波和各次谐波有效值分别为:

$Ι_{1} = \frac{2 \sqrt{2} Ι_{d}}{π}$ (3)

$Ι_{n} = \frac{2 \sqrt{2} Ι_{d}}{n π} (n = 3 ‚ 5 ‚ 7 ‚ \dots)$ (4)

从式(1)～式(4)可知,交流侧电流中仅含有奇次谐波,各次谐波有效值与谐波次数成反比,且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。从图1明显可以看出,交流侧电流基波与电压的相位差φ1等于触发延迟角α,故交流侧的功率因数为:

$λ = v λ_{1} = \frac{Ι_{1}}{Ι} \cos φ_{1} = \frac{2 \sqrt{2}}{π} \cos α \approx 0.9 \cos α$ (5)

其中,λ为交流侧功率因数;v为基波因数, $v = \frac{Ι_{1}}{Ι} = \frac{2 \sqrt{2}}{π} \approx 0.9$ 。

1.2 三相桥式可控整流电路

忽略换相过程和电流脉动时阻感负载的三相桥式可控整流电路交流侧电抗为0,直流电感Ld为无穷大。假设电源为三相平衡电源。

交流侧电压和电流波形如图2所示。从图2可知,电流为正负半周各120°的方波,三相电流波形相同,且依次相差120°,其有效值I与直流电流Id的关系为:

$Ι = \sqrt{\frac{2}{3}} Ι_{d}$ (6)

同样,可将电流波形分解为傅立叶级数。以a相为例,如图2所示,取电流正、负两半波之间的中点作为时间零点,则可得出电流基波和各次谐波有效值分别为:

从式(6)～式(7)可知,交流侧电流中仅含有6K±1(K为正整数)次谐波,各次谐波有效值与谐波次数成反比,且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。类似地,阻感负载的三相桥式整流电路交流侧功率因数为:

$λ = v λ_{1} = \frac{Ι_{1}}{Ι} \cos φ_{1} = \frac{3}{π} \cos α \approx 0.955 \cos α$ (8)

工程实际中,整流负载是经整流变压器接到电源上的,以上分析的交流侧电流实际上是整流交压器二次侧的线电流,那么整流变压器一次侧的线电流波形如何,波形随变压器联结方式的不同而有所不同。例如,若变压器为Y,y0联结,则一次、二次侧电压和电流的波形与相位均相同。若变压器为Y,d11联结,则由于一次侧线电压比二次侧线电压滞后30°,线电流基波和(6K+1)次正序谐波分量具有同样的相移关系,但对线电流中的(6K-1)次负序分量,其相移关系是一次侧比二次侧超前30°。假设二次侧线电压和线电流与图2波形相同,则一次侧线电流为:

$i_{A} = \frac{2}{π} Ι_{d} [\sin (ω t - \frac{π}{6}) - \frac{1}{5} \sin (5 ω t + \frac{π}{6}) - \frac{1}{7} \sin (7 ω t - \frac{π}{6}) + \frac{1}{11} \sin (11 ω t + \frac{π}{6}) + \frac{1}{13} \sin (13 ω t - \frac{π}{6}) - \frac{1}{17} \sin (17 ω t + \frac{π}{6}) - \frac{1}{19} \sin (19 ω t - \frac{π}{6}) + \dots] (9)$

从式(9)可以得出:一次侧iA的波形与二次侧ia不同,但上述谐波分析和功率因数计算的结论仍然成立。

1.3 多相整流电路

假设Ⅰ和Ⅱ两个三相桥式整流电路经变压器的不同联结构成的12相整流电路。该电路一次侧绕组星形联结;二次侧有两个绕组,一个为星形联结,另一个为三角形联结,分别为桥Ⅰ和桥Ⅱ供电,三个绕组匝比为 $1 ∶ 1 ∶ \sqrt{3}$ ,即相当于桥Ⅰ和桥Ⅱ分别接在Y,y0和Y,d11联结的整流变压器上。

假设电源仍为三相平衡电源(如式(7)所示),以A相为例,则桥Ⅰ的一次侧线电流iⅠA与二次侧线电流iⅠa相同。桥Ⅱ的二次侧线电流iⅡa比桥Ⅰ超前30°,桥Ⅱ的一次侧线电流iⅡA比二次侧线电流iⅡa超前30°,故合成的网侧线电流为:

$i_{A} = i_{Ⅰ A} + i_{Ⅱ A} = \frac{4 \sqrt{3}}{π} Ι_{d} (\sin ω t + \frac{1}{11} \sin 11 ω t + \frac{1}{13} \sin 13 ω t + \dots)$ (10)

由式(10)可知,两个整流桥产生的5,7,17,19,…次谐波相互抵消,注入电网的只有12K±1(K为正整数)次谐波,且其有效值与谐波次数成反比,而与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。

类似地,可以得到网侧功率因数为:

$λ = v λ_{1} = \frac{Ι_{1}}{Ι} \cos φ_{1} = 0.988 6 \cos α$ (11)

为减少网侧谐波,提高网侧功率因数,可以采用m个相位互差π/3m的变压器分别供电的m个三相桥式整流电路构成6m相整流电路。这时,其网侧电流仅含6m±1次谐波,且各次谐波的有效值与其次数成反比,而与基波有效值的比值是谐波次数的倒数。

2 结语

1)忽略换相过程和直流侧电流脉动时,对于阻感负载而言,单相桥式可控整流电路交流侧的谐波含量要比三相桥式的大一些,同样的触发延迟角下,其功率因数也较之低一些。只有多相整流电路可以通过增加整流器件达到减少网侧谐波和提高网侧功率因数的目的。

2)工程实际中,整流负载都是经整流变压器接到电源上的。分析表明文中所得到的一些结论对于整流变压器一次侧来说仍然是成立的,对工程实际应用具有理论指导意义。

参考文献

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