干扰合成信号

干扰合成信号（精选七篇）

干扰合成信号 篇1

1 数字干扰波束信号合成

数字干扰信号的表达式为

其中，Ai为幅值;w0为中心频率;wi是频率变化率;φi为初相位。n个数字干扰信号和成可以表示为

复信号直接加和在处理上难以实现，可以将单个数字干扰信号分解为

因此数字干扰信号合成可以表示为

用Ii(k)和Qi(k)分别单个干扰信号的实部和虚部，则数字干扰信号合成过程可表示为

所以合成过程可以简化为分别合成干扰信号的实部和虚部，再将合成信号的实部和虚部结合。

当所有干扰信号的频率都在发射器带宽内时，就可通过上述原理合成干扰信号。通过仿真实现干扰合成过程，仿真条件为:干扰信号1中心频率为35 MHz，带宽为20 MHz;干扰信号2中心频率为60 MHz，带宽为16 MHz;干扰信号3中心频率为80 MHz，带宽为10 MHz。干扰信号合成功率比为1∶1∶1。

图1左侧为单个射频干扰噪声与合成干扰噪声的功率谱。测得射频噪声干扰信号的峰均比依次为2.62,2.69,2.61，而合成干扰信号的峰均比为3.26。图1右侧为单个射频噪声的幅值分布和合成噪声的幅值分布。可以看到单个射频干扰信号和合成干扰信号的都幅值服从瑞利分布，合成干扰信号在高幅值部分的信号量较少，但发射器的带宽资源是均匀分配到零幅值至最高幅值范围上。由于少量高幅值信号的存在，发射资源被浪费。为了解决这一问题，需对合成信号进行峰均比的抑制[5,6]。

2 峰均功率比的分布

一般用于衡量峰均比功率比的方法为互补累计概率分布函数(Complementary Cumulative Distribution Function,CCDF)。一般表示x(n)的参数ζ为的互补累计概率分布函数为

当需要合成的数字干扰信号数量较大，且合成的数字干扰信号的实部和虚部可近似为高斯分布时，根据中心极限定律可知多波束干扰合成信号的幅度x(n)服从参数为σ2的瑞利分布，那么合成信号的概率密度函数表示为

对上式积分得到多波束干扰合成信号的累积分布函数

式中，σ2=E[xk2]为多干扰合成信号的平均功率。并且多干扰合成信号的功率应服从自由度为2的中心卡方分布(χ2)。

因为各路干扰信号之间是独立不相关的。所以，多干扰合成信号的峰均比的CCDF表达式为

图2描述了所需合成数字干扰信号数量对合成数字干扰信号峰均比的影响。代表设定的阈值，图中N代表合成干扰信号的数量。CCDF代表在合成干扰信号均值功率一定时，超过某一阈值信号分量比例。图中所有样本信号的均值功率都相同。由图可知随着需要合成的干扰信号数量的增加，CCDF随之增大，也就是超过某一阈值的信号分量越多。因此在合成干扰信号数量增加时，合成信号的峰均比也会随之增加[7,8,9]。

3 降低合成信号峰均功率比技术

一般干扰信号可以分为压制干扰和欺骗干扰。压制干扰信号的原理是在雷达的目标回波中加入干扰噪声，从而阻止雷达检测目标信息。其中使用的干扰噪声在不同时间点是不相关的，没有固定规律。因此压制干扰信号合成后可以用截断滤波技术降低峰均比。欺骗干扰信号的原理是将假目标或目标信息加入雷达目标回波中，从而使雷达侦测虚假信息产生虚警。欺骗干扰信号产生一般是发射调制后的雷达回波模拟波形，或者直接转发调制后的雷达发射波形。欺骗干扰信号不同时间点上具有相关性，波形一般较为固定，叠加后的峰均比由信号波形决定，因此不可以直接截断信号的峰值。一般可多加假目标干扰信号，尤其是密集假目标干扰信号用随机相位、多相序列可以降低峰均比。

3.1 截断滤波降低峰均比

由于多干扰合成信号中幅值超过设定阈值的概率微小，因此直接截断超过阈值的信号，而保持信号的原相位就是降低峰均比的截断滤波技术，可以表示为

式中，(n)是多干扰合成信号x(n)的相位;A是对信号截断后的幅值，最佳幅值选择一般由峰均比截断阈值与多干扰合成信号的平均功率共同决定。

图3为对合成干扰信号进行截断滤波后的频谱图和幅值分布图。由图3(a)可以看到合成干扰噪声中信号带宽基本不变，频谱基本没有畸变。因此截断滤波对干扰信号的干扰效果基本无影响。

对多干扰合成信号截断高幅值信号时，会造成信号的失真，表现为在原信号带宽内和带宽外产生多余的频率分量。原信号带宽内的多余频率分量本身可以充当对威胁元的一种干扰信号，因此可以忽略其对干扰信号的影响。原信号带外的多余频率会影响干扰信号的带宽，从而影响多波束干扰信号在空域形成的波束性能。所以有必要通过带通滤波器将在原信号带宽外产生的频率分量滤除。但此操作必将在截断后的多波束干扰合成信号上产生新的高幅值信号[10,11,12,13]。

3.2 多相序列降低峰均比

假设雷达发射的线性调频信号经过ADC后的离散信号为

用延迟叠加的方法产生密集假目标，延迟时间间隔为Δn，那么假目标信号可以表示为

则最后叠加的假目标信号和为

上式可以化简为

其中，

若令，假目标信号叠加和为

多假目标欺骗信号的功率为

当假目标信号幅值为1时，多假目标欺骗信号平均功率为Pav=N/2。峰值功率为。可以证明，当cl为多相序列时，可以有A(n)2=N，此时峰均比为2。

仿真条件:脉冲为线性调制脉冲，中心频率为35 MHz，带宽为10 MHz。脉冲周期为1 ms，脉冲幅值为1 V，脉宽为200μs，延迟时间为50μs，假目标个数为4。图3为同相位叠加得到的多假目标欺骗信号时域波形图。由于子信号之间相位互相相关，所以一般同时到达波峰与波谷，这样4个子信号合成后的峰值功率为16 W，而统计其均值功率为1.14 W，所以其峰均比为13.99。图4为随机相位叠加得到的多假目标欺骗信号时域波形图。由于相位出现随机性，所以子信号之间的相关性减弱，所以峰值功率将比16 W小得多，统计得到合成信号的峰均比为7.46。图5为随机相位叠加的多假目标欺骗信号时域波形图。由于使用随机相位序列，使子信号之间的相关性达到最小，多以子信号峰值基本不会同时出现，所以峰值功率达到合成信号的最小值。通过统计得到随机相位序列叠加后的合成信号峰均比为3.95。

4 结束语

控制系统信号干扰与抗干扰措施 篇2

一、干扰的分类

干扰又称为噪声, 干扰类型可以根据噪声产生的原因、噪声干扰模式和噪声波形性质的不同而划分。按噪声产生的原因不同可以划分为放电噪声、浪涌噪声、高频振荡噪声等;按噪声干扰模式不同可以划分为共模干扰和差模干扰;按噪声的波形性质不同可以划分为持续噪声、偶发噪声等。通常简单分为共模干扰和差模干扰。通俗地讲, 我们认为一般电器是用三相电的, 有零线、火线和地线。零线与火线之间的干扰叫做差模干扰, 火线与地线之间的干扰叫做共模干扰。差模干扰就是线与线之间的干扰, 共模干扰是线与地之间的干扰。

二、干扰产生的原因

1.空间的辐射干扰。电磁场在世界上无处不在, 无论万米高空, 还是陆地海洋, 到处都有电磁场的存在。各种无线信号、雷电、高中压电网、大功率设备的启停、雷达等都能够产生电磁场, 这些磁场产生的干扰一般称之为辐射干扰, 其成因很多且极为复杂。在电磁场覆盖范围内的控制系统, 辐射干扰就会对其产生影响, 其影响可以分为两种方式:其一, 辐射直接作用于控制系统内部, 产生电路感应而形成干扰;其二, 辐射作用在控制系统内部的通信线路网上, 由于感应通过通信线路而引入干扰。辐射干扰的大小与控制系统所处环境及周边环境中存在的电磁场强弱有关, 特别是和频率有关。一般可以采取的措施有:对控制系统设备进行屏蔽、采用带屏蔽的电缆、控制系统单元采用高压泄放元件等。

2.与控制系统直接相关的外部干扰。

(1) 电源的干扰。一般给控制系统供电的电源大多由厂内的局部电网供电。由于局部电网稳压功能的局限性, 绝大部分控制系统都会受到电网波动的干扰而在信号传输线路上产生感应电压和电路。尤其是处于同一供电网内的大功率设备状态发生变化时, 如:开关操作时产生的浪涌、大型电力设备起停、交直流转动装置引起的谐波、电网短路暂态冲击等, 都会通过电缆线路对仪用电源产生干扰。所以, 隔离电源应运而生, 目前已经应用到大多数的控制系统电源中。但是, 由于隔离电源的电路设计及制造工艺因素, 使其隔离性并不完美。实际上, 由于分布参数特别是分布电容的存在, 导致绝对的隔离是不可能的。

(2) 由控制信号线引入的干扰。控制系统中的信号传输路径, 是由多种类型的信号线构成的, 这些信号线除了传输有效的数据信息之外, 还会引入一些外部干扰信号。一种是通过共用电源串入的干扰, 这类干扰不易被发现。另一种是由于空间电磁辐射感应的干扰, 在控制信号线上产生的干扰, 这是十分普遍且严重的。由信号线引入干扰会引起输入/输出信号的异常、测量数值发生偏移、仪表测量数据的精度降低等一系列问题, 甚至导致控制系统内部元件烧毁损伤。一些隔离性能较差的系统, 其内部信号间还经常发生互相干扰, 引起总线回流, 造成传入的逻辑数值变化, 引起误动或拒动。

(3) 由接地系统引入的干扰。完善的接地措施, 不但能防止电磁干扰对控制系统产生影响, 还能减少设备自身对外发出的干扰。而不规范的接地, 反而会引入干扰信号, 严重时会导致控制系统无法正常工作。控制系统的接地也分为很多种, 主要包括屏蔽地、保护地、系统地等。由于目前工程上的接地系统施工并不规范, 控制系统的接地常常存在各个接地点的电位分布不均, 不同接地点间存在电位差, 从而引起地环路电流, 产生干扰, 影响系统正常工作。例如测量电缆的屏蔽层必须单点接地, 如果电缆屏蔽层的两端都接地, 就容易存在电位差, 产生电流通过屏蔽层。尤其是在雷击发生时, 接地线中的电位差将更大, 产生的电流也更大。此外, 在大地、接地线和屏蔽层之间有可能构成闭合环路, 在变化磁场的作用下, 会有感应电流出现在屏蔽层内, 通过耦合, 在芯线上产生干扰信号回路。若系统地与强电接地处理混乱, 所产生的接地环流就更有可能在地线上产生不等的电位分布, 尤其是在强电电压有剧烈波动时, 影响系统内部逻辑/模拟电路的正常工作。通常说, 控制系统逻辑电压干扰的容限较低, 逻辑地电位的分布干扰容易对控制系统的逻辑运算和数据存贮造成影响, 造成数据混乱甚至系统错误。模拟地电位的分布不均容易造成测量精度下降, 引起测量信号的失真偏移, 发生报警或误动。

3.与控制系统直接相关的内部干扰。内部干扰是指由电子设备自身产生的干扰。这些干扰主要来自三个方面:一是由于电子设备内部的线路布局设计失误, 就会在设备内部产生电磁波从而引起干扰。产生的原因主要是逻辑电路间相互辐射、模拟地与逻辑地之间的相互影响、内部元器件间的相互不兼容等。二是设备电源的滤波性能不好, 供电不稳定, 导致内部电源电压波动和谐波产生的干扰。三是控制系统的设备内部电路设定的参考地对高频信号和低频信号的感抗有所不同, 使内部元件对高频信号和低频信号的参考电位不同, 引起干扰。

三、控制系统的抗干扰措施

控制系统的抗干扰是一个系统工程, 既要求制造单位设计生产出具有较强抗干扰能力的产品, 又要求安装施工单位在工程设计、安装施工中予以全面考虑, 还要求使用单位按要求进行使用维护保养, 并结合具体情况进行综合设计, 才能保证系统的准确性和运行可靠性。

1.抑制干扰源。从制造单位角度, 电源的波动造成的电压畸变将对控制系统产生影响。为了抑制此干扰, 就要保持电压稳定, 通常采用以下几种抗干扰方法:

(1) 使用高品质的隔离变压器, 衰减从电源进线导入的高频干扰信号从而获得稳定的电源。

(2) 电路中采用低通滤波器抑制高次谐波。低通滤波器的内部电容采用不同的电感组合方式, 其获得的抑制高次谐波的效果也不同。另外其电源输入线和输出线应进行隔离, 电缆的屏蔽层应正确接地。一般在电源中既使用滤波器又使用隔离变压器, 但要注意电源一定要先接入滤波器再接隔离变压器。

(3) 用频谱均衡法抑制电源中的瞬变干扰。从工程设计和施工角度, 可采取以下措施: (1) 仪表信号电缆的敷设路径应避开高电压、大电流等设备的区域。 (2) 仪表信号电缆与电力电缆 (尤其是测量电缆和高压电缆) 应按照规范或设计要求距离敷设, 切忌混敷在同一桥架内;如果现场情况无法达到规范要求, 应采取有效的隔离措施 (如在中间须设置隔板等) 。

2.阻断干扰路径。在实际应用中, 有些情况无法避免电磁环境干扰, 这就要阻断干扰侵入信号回路的途径, 使电磁干扰对信号的影响最小。可以采取下列措施:

(1) 仪表信号导线的扭绞。通过把两根信号线进行扭绞处理, 可以大大减少磁通面积。扭绞的程度越高, 即绞合的间距越小, 抗干扰效果越好。动力电缆静电感应对信号电缆产生干扰时, 由于信号导线扭绞, 两根信号电缆与动力电缆的间距基本相同, 对地电容也就很小, 感应电势几乎为零。

(2) 屏蔽。在仪器用电缆的设计中, 为了保证较好的屏蔽效果, 测量电缆一般选用带屏蔽层的电缆, 一些模拟量信号电缆甚至选用高频低损耗物理发泡射频同轴电缆 (这种电缆绝缘体采用高品质发泡材料, 外导体采用进空塑料膜+镀锡铜丝编织, 线身柔软, 损耗低、屏蔽效果佳。适用于各类无线电话系统、寻呼台、无线通话机及各类通信网络等) 。目前带屏蔽的信号电缆在设计中一般采用的屏蔽层材料为:铝带 (铝塑复合带) 包绕屏蔽、铜网 (镀锡铜网) 编织屏蔽和铜带 (铜塑复合带) 绕包屏蔽。

(3) 接地。通常把接地类型分为工作接地、保护接地、防雷接地和防静电接地等。一是保护接地 (也称为安全接地) 。顾名思义, 保护接地是为了保护人身和设备安全而设置的接地。GB50303中明确规定, 柜、屏、台、箱、盘的金属框架及基础型钢必须接地 (PE) 或接零 (PEN) 可靠;装有电器的可开门, 门和框架的接地端子间应用裸编织铜线连接, 且有标识。对高压柜而言是保护接地, 对低压柜而言是接零。二是工作接地。仪表及控制系统工作接地包括:仪表信号回路接地和屏蔽接地。隔离信号可以不接地。非隔离信号通常是以直流电源负极为参考点, 并接地。仪表工作接地的原则为单点接地, 信号回路中应避免产生接地回路, 如果一条线路上的信号源和接收仪表都不可避免接地, 则应采用隔离器将两点接地隔离开, 以阻断共模干扰形成回路。三是防静电接地。控制系统的主控室, 一般要求做防静电地板, 并进行防静电接地。四是防雷接地。当仪表及控制系统的信号线路从室外进入室内后, 需要设置防雷接地连接的场合, 应实施防雷接地连接。仪表及控制系统防雷接地应与电气专业防雷接地系统共用, 但不得与独立避雷装置共用接地装置。

3.软件抗干扰措施。采取硬件抗干扰后, 虽然大部分干扰信号可以被过滤掉或屏蔽掉, 但是因为干扰信号产生的原因种类多样, 情况复杂, 且具有很大的随机性, 很难保证控制系统完全不受干扰影响。因此为了保证高精度、高稳定性的测量与控制, 往往在硬件抗干扰措施的基础上, 采取软件抗干扰技术加以补充, 作为硬件措施的辅助手段。

抗干扰能力的软件通常有重复执行指令、数字滤波等, 方法简单、便于设计和修改、消耗的人力物力较少, 在控制系统中获得了广泛的应用。对于控制系统装置 (如PLC) , 其数据输入、输出、存储等系统属于弱电系统, 其数据传输极易受到干扰, 从而造成数据误差、控制失灵误动、程序混乱死机等, 严重时会使系统程序破坏。因此, 软件抗干扰主要是对数据进行分析处理达到预期目的。

四、结束语

控制系统的干扰产生原因十分复杂, 抗干扰措施也是一个系统工程, 难以通过单一的一种措施就能彻底解决。故要多方位全面地采取抗干扰措施, 才能有效地减少干扰对控制系统的危害。首先需生产厂制造出具有较强抗干扰的产品, 其次还依赖于设计单位正确的设计, 以及安装施工的规范合理, 采取有效的抗干扰措施, 完善的接地系统, 才能保证控制系统的可靠稳定运行。

参考文献

[1]GB50217.电力工程电缆设计规范[S]

[2]刘仁等.仪表应用中的抗干扰措施[J].石油化工自动化, 2006 (2)

[3]CECS81.工业计算机监控系统抗干扰技术规范[S]

RNSS信号的干扰分析 篇3

近年来, 以GPS为代表的全球导航系统发展迅猛, 目前已经投入运营或即将投入运营的有美国GPS、俄罗斯GLONASS、中国北斗、欧洲GALILEO、日本QZSS、以及印度IRNSS等。卫星导航系统已经成为当今国民经济和国防建设的重要基础设施, 然而全球导航系统所处频段频谱资源非常紧张, 各系统之间频谱存在冲突和竞争, 而且与一些卫星固定、卫星无线电测定、卫星移动、空间操作、地面雷达、民航塔康、民用4G等系统存在频率邻近干扰, 甚至是频率重叠。卫星导航信号受到严重的干扰, 特别是国内4G网络的大量部署, , 给GNSS的S频段带来了巨大压力, 对RNSSS信号的干扰进行分析, 从而实现对无线电导航频率的保护成为一个迫切需要解决的问题。本文从频域和时域对RNSS信号的干扰问题进行量化分析, 为RNSS与其它无线系统的互操作性提供一种分析方法。

2 RNSS信号特征及保护限定参数

2.1 RNSS信号参数

如表1所示。

2.2 RNSS信号抗干扰门限

影响RNSS信号抗干扰门限的因素有:RNSS接收机类型、RNSS信号所处频段、RNSS接收机前端预选滤波器、RNSS接收机型号 (厂家不同) 等。表2假定了某型RNSS接收机的抗干扰参数, 供后续分析计算。其它场合需要参考本文分析方法时, 应结合实际情况对表2提到的门限值进行修订。

由于各厂家的滤波器参数不同, 因此表2的RNSS抗干扰门限定义为无前端预选滤波器时抗干扰指标, 在对RNSS信号进行干扰分析时, 应结合RNSS接收机预选滤波器指标进行综合评估。

2.3 RNSS接收机预选滤波器参数

表3中RNSS接收机前端预选滤波器指标为假定值, 供分析计算使用。具体分析中应结合参与分析的RNSS接收机指标为准。

3 干扰信号频域分析

3.1 同频干扰

当干扰信号频率满足式 (1) 所示关系时, 进行同频干扰判定。

式中:

3.2 邻频干扰

3.3 中频干扰

3.4 镜频干扰

3.5 互调干扰

当存在多干扰信号时, 任意两个干扰信号的组合如果满足满足式 (5) 所示关系时, 进行互调干扰判定。

4 干扰信号时域分析

RNSS干扰信号主要划分为连续干扰和脉冲干扰。对于连续干扰信号, 从第3节中描述的频域特征结合RNSS接收机参数以及双方作用距离等参数进行干扰判定;脉冲干扰信号由于时域上的不恒定和频域上的超宽带, 干扰判定较为复杂, 难以直接用干信比的简单方式对干扰情况做出量化, 需要对脉冲干扰信号量化为功率谱的方式进行评估, 有多个脉冲信号存在时, 干扰的量化更为复杂。

4.1 RNSS受连续干扰信号时的评估方法

当干扰信号为窄带连续干扰时, 使用干信比 (I/S) 对干扰信号进行判定, 按下式 (6) 计算:

其中:

S:RNSS通用接收机基准灵敏度的值;

PT:干扰源的功率;

GT:干扰源天线在特定频率和方向上的增益;

GR:接收机天线在相应频率和方向上的增益;

L:路径传输损耗。

4.2 RNSS干扰信号主要为脉冲干扰信号时的评估方法

RNSS信号为扩频信号体制, RNSS接收机中通过相关器的处理, 对于非相关信号具有频谱扩展效应, 外来干扰信号被做了扩频处理, 对于非相关脉冲信号而言, 其功率谱进一步展宽, 可以近似看作一个带限的宽带高斯噪声, 因此可以引入等效功率密度谱密度恶化来评估对RNSS信号的干扰。脉冲干扰信号的重复周期、脉宽、强度等以及RNSS接收机类型 (消隐or饱和) 决定了评估方法的准确程度, 尤其是脉冲信号的参数达到什么参数时, 不再适合本方法, 需要进行进一步研究。

本文以RNSS消隐型接收机为样本进行分析评估。

当干扰信号为脉冲/宽带连续干扰时, 干扰信号功率谱密度按下式 (7) 计算:

其中:

其中:

BW:相关器前RF/IF射频、中频带宽, 单位HZ;

Pi:在峰值功率低于脉冲消隐器门限的情况下, 接收天线上输出的第i个脉冲源的峰值功率, 单位W;

N:峰值功率水平低于消隐器门限的脉冲信号源的总数。

当存在多个干扰, 且各脉冲干扰相互独立, 非相关时:

5 干扰举例

5.1 同频干扰

例如某通信设备工作在780M, 信号为窄带连续, 其2次谐波为1560MHz, 该谐波对工作频点为1561.098MHz的RNSS接收机构成干扰, 则要求其2次谐波落入RNSS接收机工作频段的谐波电平要求不能高于RNSS正常信号40d B。

5.2 邻频干扰

邻频干扰主要是结合RNSS抗干扰指标和前端预选滤波器指标来进行评估计算。例如某潜在干扰信号偏离RNSS工作频段1561.098MHz为30MHz, 预选滤波器的对△f处的抑制为20d B, 则对邻频干扰干信比门限变为40+20+X (X为RNSS带内带外抗干扰能力的差值) 。

5.3 中频/镜频干扰

中频/镜频干扰是指潜在干扰源的频率成份处于RNSS接收机带内, 从而对RNSS接收机构成潜在干扰, 由于前端预选滤波器的存在, 抗干扰干信比变为140d B (100+40) 。假设某RNSS接收机中频为500MHz、工作频率1561.098MHz, 本振信号为1061.098M, 则镜频频率为561.098MHz。如果在561.098M±1.023M带内存在其他通信设备的频率分量, 则会对RNSS接收机构成镜频干扰。如果在500±1.023M带内存在其他通信设备的频率分量, 则会对RNSS接收机构成中频干扰。

5.4 互调干扰

当多个潜在干扰源存在时, 多个频率组合可能形成互调干扰。互调干扰的影响程度取决于干扰源的功率、频率组合以及RNSS接收机本身的互调指标。互调干扰一般考虑3阶产物, 如果干扰源信号强度很大, 需要考虑更高阶。例如:RNSS接收机工作了1561.098MHz, 附件有另外两个设备, 工作频点分别为1558MHz、1555MHz, (2*1558-1555=1561) , 当两个潜在干扰设备功率较强时, 会在RNSS接收机接收放大器端形成互调干扰, 干扰频率为1561MHz, 该干扰信号落入1561.098MHz工作频段内, 形成互调干扰。

5.5 脉冲干扰

假定一个RNSS参考接收机在一台单脉冲雷达附近工作, 接收机工作于消隐模式, 雷达信号在该频段内的信号具有如下的干扰参数:

PDC=0.0765 (脉冲占空比) ,

6 结束语

本文对RNSS信号的潜在干扰进行了分析, 提出了干扰评估方法, 在RNSS的发展过程中, 需要持续跟踪RNSS与其它无线系统的户操作性问题, 逐步完善修正干扰评估方法, 逐步建立干扰评估模型, 为RNSS的良好应用提供技术支撑保障。

摘要：本文介绍了卫星无线电导航业务对频率资源的使用情况和受干扰的现状, 并对工作在L频段及S频段的卫星导航通用接收机进行了干扰分析。基于卫星无线电导航业务接收地面站的特性, 对落在RNSS信号的同频、邻频、中频、镜频的情况分别作出估计, 并分别针对连续型干扰和脉冲干扰参考国际电联相关文献提供了干扰计算方法, 最后通过举例计算的方法验证了分析方法的正确性。为RNSS的干扰评估和频率保护提供参考。

关键词：RNSS,同频干扰,邻频干扰,镜频干扰,脉冲干扰,连续干扰

参考文献

[1]Hein G.W, Toward a GNSS system of systems, The institute of navigation GNSS, 2007:22-30.

对合成孔径雷达压制干扰效果分析 篇4

关键词：保护距离,合成孔径雷达,压制式干扰,干扰效果评估

合成孔径雷达(Synthetic Aperture Radar,SAR)是一种二维成像雷达,它利用雷达与目标的相对运动把尺寸较小的真实天线孔径用数据处理的方法合成一较大的等效天线孔径的雷达,具有全天时、全天候、强透射性、高分辨率等优点。干扰效果是衡量干扰模式有效性以及雷达干扰设备性能的一项重要综合性指标。定量地评估干扰效果非常重要,但目前对SAR干扰效果的评估,定量的方法和标准很少。本文把保护距离概念引入对SAR干扰效果的评估,进行了计算机仿真,对上述评估准则和指标体系进行了初步仿真验证,得出了SAR压制干扰效果的定量评估方法。

1 SAR干扰原理

SAR干扰就是一切用电子的方法破坏和扰乱敌方SAR检测我方目标信息的战术、技术措施的统称,包括掩盖目标和制造假目标。其中SAR干扰设备中的侦察设备接收SAR发射的直达信号,测量其方向、频率和其他调制参数,然后根据已经掌握的信号先验信息和知识,判断该SAR的功能、工作状态和威胁程度等,并将各种信号处理的结果提供给干扰机和其他有关的设备。这样,干扰机就可以按照控制命令产生多种合适的干扰或噪声信号进入对方SAR接收机,从而使对方难以从回波信号中检测出目标信息,达到干扰的目的。所谓压制性干扰就是产生噪声或噪声样的干扰信号进入敌方SAR接收机去压制或淹没有用信号(目标回波),使之对其侦察区域的成像质量下降甚至变得模糊不清,从而使对方难以从SAR图像中检测到足够的目标信息。压制性干扰技术就是使强干扰功率的噪声进入对方SAR接收机,尽可能降低信噪比,造成雷达对目标检测的困难。

SAR通过对接收到的回波信号进行二维相关处理来重构目标场,即通过距离向的脉冲压缩技术和方位向的合成孔径天线原理,对发射的一系列相干信号的回波进行距离维压缩和方位维压缩,从而实现距离维和方位维的高分辨率。SAR所获得的图像本质上是地面目标的雷达反射特性的二维记录,即距离-方位图像。其中分辨单元与图像像素相应,像素的亮度对应于分辨单元回波经距离维和方位维压缩后的信号强度。因此,SAR干扰方程的推导是从对分辨单元的回波的压制出发。

干扰机、SAR、成像条带的空间位置如图1所示。A为干扰发射机位置,B为SAR位置,C为SAR到地面的垂直点。

设分辨单元的有效散射截面为σ,收到分辨单元的回波功率:

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式中:pt为雷达发射功率;Gt为雷达天线增益;λ为雷达工作波长;σ为分辨单元的有效散射面积;Ld为雷达各种损耗;Rt为雷达到回波分辨单元的直线距离;N=Na·Nr为雷达方位向与距离向处理增益的乘积。

SAR收到的干扰功率为:

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式中:Pj为干扰机发射功率;Gj为干扰机天线增益;Rj为雷达到干扰机的直线距离;λ为雷达工作波长;Gt(θ)为SAR在干扰进入方向的天线增益;Lj为干扰机各种损耗;γj为极化失配损耗;Nj为干扰信号处理增益;Br为雷达带宽;Bj为干扰机工作带宽。

因为本系统采用瞄准式干扰:

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定义压制系数:

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则有:

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即:

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2 干扰模型

通过上面对SAR的干扰原理的分析,可以建立雷达压制干扰的数学模型,如图1所示,其干扰模型的内容包括分辨单元RCS的计算,雷达到分辨单元的距离计算和干扰机到雷达距离的计算。具体如下:

2.1 分辨单元RCS计算

σ=k1lrk2laσ0sin φ (7)

式中,σ为分辨单元的RCS;k1,k2分别为距离向和方位向的加权系数,在此都取0.8;lr,la分别为距离向和方位向的分辨率;σ0为分辨单元的后向散射系数;φ为分辨单元处的入射余角。

2.2 雷达到分辨单元的距离计算

当分辨单元取在SAR侦察条带的近点、中点和远点处时,容易看出远点处Rt最大,且回波进入SAR天线为-3 dB处,回波功率最小;近点的Rt最小,但回波进入SAR天线为-3 dB处;中点Rt稍大,但回波进SAR天线为0 dB处。故可将分辨单元位置取在中点处,设SAR海拔高度为H,侧视角为β,距离向波束宽度βr,则:

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式中:ae为平均地球曲率半径,6 378 km。

2.3 干扰机到雷达距离的计算

假设干扰机处于SAR侦察条带的中轴线上,设SAR海拔高度为H,侧视角为β,距离向波束宽度为βr,干扰进入角为θ,则:

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式中l等于雷达到分辨单元的距离Rt;y为雷达分辨单元到干扰机的距离。

2.4 二维处理增益的计算

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式中:c为光速,c=3×108 m/s;lr,la分别为距离向和方位向的分辨率;φ为入射余角;τ为雷达脉冲宽度;βa为方位向波束宽度;Rt为雷达到分辨单元的距离。

3 仿 真

参数选择:SAR海拔高度,680 km;平均地球曲率半径,6 378 km;光速,3.0×108 m/s;SAR脉宽,20 μs;SAR发射功率,5 kW;SAR天线增益,41 dB;压制系数,-10 dB;SAR发射损耗,-3 dB;SAR分辨单元,3 m×3 m;SAR波束宽度,0.8°×3.2°;极化损耗,-3 dB;干扰机发射损耗,-3 dB;干扰处理增益,0 dB;计算结果如下:

20°～50°侧视角干扰保护距离与所需干扰功率关系曲线图如图2所示,其中红色为20°侧视角曲线,绿色为30°侧视角曲线,蓝色为40°侧视角曲线,黄色为50°侧视角曲线。不同侧视角下保护相同距离所需干扰功率关系曲线如图3所示。

4 结 语

从以上分析计算可以看出,假设干扰机辐射的有效辐射功率为70 dBw,对SAR实施干扰,最少能保护直径700 km的距离范围。

本文就SAR压制干扰效果进行了推理和浅析,给出了干扰保护距离计算的数学模型,并进行了计算机仿真和干扰效果评估。结果表明,采用保护距离评估方法可以获得定量的评估结论,这种方法可以有效地对压制干扰效果进行定量评估。

参考文献

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干扰合成信号 篇5

通常情况下, 在模拟信号的测试中, 所采集到的数据往往夹杂着一些不需要的、随机的内容, 这些数据是由周围的干扰或者测试误差所引起的, 我们称之为随机噪声, 这种噪声可能会影响我们的目标信号, 也就是我们需要采集的数据。而采用信号平均技术, 则可以减少随机噪声的影响, 提升信噪比 (SNR) , 并且最大程度的减少对目标信号的影响, 从而提高数据采集的精度和动态范围。具体来说, 凌华科技的数据平均模式 (DAM, Data Average Mode) 就是提供了这样一个高水准的信号平均功能。

1 FPGA的优势

消除噪声的解决方案包含了两种:一种是基于DSP的解决方案, 另一种是基于FPGA的解决方案。当测量测试系统所需的采样率低于几千赫兹时, 通常采用基于DSP的解决方案。但是, 当测量测试系统所需的采样率比较高时, 基于FPGA (Fieldprogrammable Gate Array) 的解决方案则是更好的选择。因为DSP是基于代码或指令的一种方法, 它不可避免地要涉及到系统架构和核心处理器, 这会导致过多的占用系统资源, 增加处理时间。而FPGA由于提供了多个门阵列 (Gate) 和内存块 (RAM Block) , 可以组成乘法器 (Multiplier) 、寄存器 (Registers) 和其他逻辑单元, 从而可以实现快速的运算。因此, 目前许多高性能的应用大都采用基于FPGA的解决方案。

凌华科技大部分的高速数字化仪都提供了板载的FPGA功能, 对于需要高速高带宽的实时采集应用来说是非常合适的。基于FPGA功能的板卡支持板载的实时数据处理功能, 如信号平均, 这样可以减少在主机上运行的信号平均任务。并且就处理速度而言, 在FPGA上执行信号平均要比在主机上执行快得多, 并且不会占用主机CPU的任何资源。

2 消除噪声干扰, 提升重复信号采样的精准度

在模拟信号的测试中, 所采集到的数据中常常包含了一些噪声 (如谐波分量, 调制边带等) , 可能会掩盖我们所感兴趣的信号或它的谐波分量, 调制边带modulation sideband等。众所周知, 由于随机噪声的期望值为零, 使得信号平均技术成为一种简单且有效的解决方案, 可以在周期性或重复的信号中消除随机噪声。PCIe-9852的信号平均模式就是按照下面的原理进行工作的。在重触发 (Retrigger) 模式下, 重复采集R次N采样点, 且触发源为外部的数字或模拟信号, 每次采集的数据都会储存在相同的板载缓存中, 并且在没有软件干预的情况下由FPGA自动进行累计。当R次重触发完成后, FPG A将累计的数据除以R后得到一个平均数, 并将该平均数交给主机电脑。所有的数据 (包含平均数) 都会逐个的用轨迹表示出来, 从而减少噪声, 让数据更接近目标数据。下图显示了PCIe-9852的数据平均模式在数据采集和降噪方面的对比结果。

PCIe-9852数据平均模式最大的一个优点就是节约很多存储空间。在主机上利用软件进行信号平均, 需要为N (每个轨迹的采样点) x R (重触发次数) 个采样预留内存空间, 而PCIe-9852数据平均模式仅需要预留为N个采样预留内存空间, 因为每个采样都会存储在相同的板载缓冲中, 并且在平均之后才交给主机。由于数据变得更小, 因此, 信号平均模式的数据传输时间花费更少。

同时, 相比利用软件来处理信号平均, 信号平均模式可以减少CPU的负荷。由于信号平均模式是基于FPGA的, 因此整个计算过程都是独立于CPU完成的。

下表比较了采用不同的解决方案 (一个基于软件, 一个基于FPGA) 后的测试结果。其中PCIe-9852采集的是一个2.0Vpp, 200k Hz的连续正弦波, 且使用了100个重触发事件。PCIe-9852的采样率为200MS/s, 每次采集的数据总量为100k S。结果表明, 信号平均模式优于基于软件的解决方案。当数据量和重触发次数增加时, 或者测试平台采用的是低功耗的处理器时, 信号平均模式的优势将更加明显。

下面的框图显示了使用信号平均模式和基于软件的信号平均的处理规则。

3 分布式光纤测温 (DTS) 中的成功应用

分布式光纤测温 (DTS) 是一个非常典型的、得益于信号平均技术的应用。DTS是采用基于光时域反射 (OTDR, Optical Time-Domain Reflectmeter) 的测量仪器, 通过光纤来测量温度, 从而取代了传统的热电偶或热敏电阻。采用DTS的解决方案, 除了可以获得准确的温度数据, 还可以节省大量的成本。通过采用脉冲激光耦合器, DTS可以测量长达30km的光纤。当特定区域的温度变化时, 光的波长会发生变化, 并以反向散射光的形式在光纤中传播。通过对反向散射光的精确测量可以获得准确的温度变化数据。

如此高速的重复信号, 其携带的噪声已经达到令人望而却步的水平, 而由一个高速高精度的数字化仪来处理这样的信号是非常理想的解决方案, 并且对于这样的应用来说, 信号平均功能是非常重要的因素。凌华科技PCIe-9852是一款2通道200MS/s 14位高速数字化仪, 非常适合DTS的应用。PCIe-9852的2个模拟输入可以同步接收斯托克斯和反斯托克斯光, 并且其高精度采样率可以轻易满足30km以上的检测距离。此外, 通过数据平均模式提供的板载信号平均可以从复杂的环境中提取出极其微小的检测数据。

小常识:高速数字化仪又称基于计算机的示波器, 它具有开放的架构和灵活的软件, 具有传统的独立示波器所不具备的几大优势。高速数字化仪能执行示波器、光谱分析仪、瞬态记录器等仪器上的测量, 但比传统仪器速率更高。分辨率从8到21位不等的数字化仪, 其低抖动时钟可提高测量的精度及稳定性。

卫星通信中干扰信号的检测 篇6

早在1957年第一颗人造地球卫星发射成功后不久,美国就对卫星通信开展了广泛的研究和试验,并迅速在军事、民用通信方面得到广泛的运用。目前,美国的军事情报大约有70%来源于卫星,军事长途通信的70%～80%信息由卫星传递,对于美军的全球战略来说,卫星通信有着无可取代的地位。

随着空间技术越来越多地服务于军事领域,外层空间成为继海、陆、空后的第4战场。作为空间通信支撑的卫星成为容易受攻击的目标,卫星通信的链路安全性受到极大的威胁,因此对卫星通信链路及干扰信号的实时检测的就显得尤为重要。

1 干扰信号的分类

由于卫星转发器的公开性和透明性,对卫星信号的干扰主要是对卫星转发器的攻击,目的是扰乱转发器对中央站监控信号和地面站上行信号的正常接收使转发器接收通道阻塞或使其接收信噪比严重恶化,从而不能正常工作。干扰信号具体又可以分为:

(1)点频干扰:这种情况下需要掌握上行信号的频点信息,从而产生能进入卫星接收机的点频干扰信号,然后再以较大功率发向卫星,从而使接收机信噪比严重恶化;如果掌握了下行信号的调制、编码方式,甚至可以模拟下行信号的内容,以达到欺骗通信的目的;

(2)扫频干扰:根据掌握的上行信号频率,产生围绕该点频进行一定范围的扫描干扰信号。这种途径不必实时掌握上行频点,更容易实现对卫星接收机的频段封锁。

2 检测原理

不论哪种干扰信号,其共同特点是卫星下行信号功率会出现明显的变化,根据此特点,卫星信号监测可以采取以下几种方式:

(1)实时检测下行载波信号功率(检测带宽可调,如全信道功率或单载波功率),一旦超出门限便报警,并随时记录检测情况;

(2)实时接收解调卫星下行信号如广播信息,定位信息、卫星测控信道等),一旦发现异常便发出报警信号;

(3)进行误码率测试:设定合适的门限可以相当精确地判断出受到干扰情况,当误码率超出监测门限时,便发出报警信号。

3 设计方案

3.1 概述

检测仪采用实时检测卫星下行信号功率、实时接收解调卫星下行信号和进行误码率测试3种方式对目标卫星进行连续监控,一旦发现异常,则及时发出报警信号。

报警信号分为2种:提示性报警和干扰信号报警。提示性报警指发现有异常信号,提醒管理员注意,有可能是恶意干扰;干扰信号报警指检测仪已确定存在干扰信号,提醒管理员采取相应措施。

3.2 主要技术指标

3.2.1 频率范围

(1)UHF频段:300～400 MHz;

(2)C频段:3.4～4.2 GHz;

(3)Ku频段:下行12.25～12.75 GHz;

上行14～14.5 GHz;

(4)Ka频段:下行20～21 GHz;

上行30～31 GHz。

3.2.2 接收电平动态范围

(1)UHF频段:-70～-130 dBm;

(2)C频段:-10～-90 dBm(下变频到L频段);

(3)Ku频段:-10～-90 dBm(下变频到L频段);

(4)Ka频段:-10～-90 dBm(下变频到L频段)。

3.2.3 G/T值

(1)UHF频段优于-21 dB/K;

(2)C频段优于-10 dB/K;

(3)Ku频段优于10.2 dB/K;

(4)Ka频段优于13.4 dB/K。

3.3 结构方案

检测仪分为2个独立部分:检测仪主机和检测终端。检测仪主机完成各频段信号的检测;检测终端采用工控机,提供人机界面,可以对检测仪主机进行参数设置和报警门限设置。

检测仪采用标准19英寸4U机箱,其前面板示意图如图所示

每个单元采用独立插板结构,可安装所有频段检测单元,也可以选装部分频段检测单元。监控单元将所有检测单元送出的检测信号进行处理,然后变换后送给检测终端。

3.4 系统框图

系统框图如图2所示。

3.5 UHF频段检测单元原理简介

UHF检测单元原理框图如图3所示。

从天线接收到的UHF频段信号,经过低噪声放大和带通滤波后,再经过射频放大,进入选频模块,在此选择要检测的某转发器、点频或是整个带宽信号,选择频率后进入电平检测模块,检测出的卫星下行信号功率送入监控模块进行处理;同时选频模块还可以输出需进行解调检测(如TDM信号)的频率,送入中频及解调模块,解调数据送给监控判断是否正确;如同时需进行误码测试,则监控将误码仪发出的测试信号经电平变换后送给调制模块进行编码、调制及成形,然后再通过上变频模块和功率放大器,最后经天线发射到卫星。

3.6 C、Ku、Ka频段检测单元原理简介

由于此3个频段均需通过下变频模块(LNA)变换为L频段(950～1 450 MHz)中频信号,因此对于中频以下的检测单元电路完全一样。原理框图如图4所示。

从天线接收的卫星下行信号经C、Ku或Ka射频前端(LNA)变换到L频段,其后续信号处理流程基本同UHF检测单元。

3.7 工作流程

正常通信时卫星下行信号功率分别为:

(1)UHF频段:约-90～-125 dBm;

(2)C、Ku、Ka频段:约-40～-90 dBm。

如下行功率突然增大则认为有恶意干扰出现,可以发出提示性报警,并记录该频率出现的时间及电平幅度,同时启动自环误码测试程序,如10 min内误码率超过设定的门限值,则可发出干扰信号告警。对于重点频率(如广播信号)可选择实时解调监测,如内容异常,则可以发出提示性报警,此方法和电离层闪烁、雨衰监测同时进行则可提高报警率,为干扰信号的早期发现和预警提供依据。

4 结束语

随着卫星通信应用的逐步深入,卫星干扰信号检测及战场频谱管理已引起各国的普遍重视,其相应的检测设备(如美军的“黑鸟”系统)已投入战场使用。我国从上世纪90年代初开始研制第1代军用通信卫星系统,并对卫星通信相关技术进行研究,目前已有部分产品列入装备。相信随着检测手段和检测技术的不断提高,卫星信号干扰检测在未来战场中的应用将更加广泛

摘要：卫星通信已经成为当前通信领域中发展迅速的研究方向和现代通信强有力的手段之一。随着卫星通信在军事方面的广泛应用,干扰信号的检测逐渐成为人们研究的重点。主要介绍了卫星通信中干扰信号的特点和分类,分析了对干扰信号的检测原理,根据详细的设计方案完成了干扰信号检测仪的设计,并成功实现了UHF频段、C频段、Ku频段和Ka频段卫星干扰信号的报警。

关键词：卫星通信,干扰信号,信号检测

参考文献

[1]吕海寰,蔡剑铭,甘仲民,等.卫星通信系统[M].北京:人民邮电出版社,1994.

[2]丹尼斯.罗迪著,张更新等译.卫星通信(第3版)[M].北京:人民邮电出版社,2002.

电磁干扰对铁路信号的影响研究 篇7

铁路信号设备广泛存在于各铁路站点、机车和铁路沿线, 铁路信号正常是保证铁路系统安全运行的基本保障。而近年来, 铁路沿线电缆烧毁现象时有发生, 给铁路运营造成了巨大的经济损失。铁路整个信号控制回路的保护措施完备, 本身信号不可能造成线路过载烧毁。因此, 事故的发生往往是由外部干扰信号造成, 除雷击外, 电力系统干扰、谐波干扰、地电位上升、电力机车内部电力电子器件之间的互相干扰以及系统中的强电磁场都会对信号系统造成影响。而随着铁路运行速度的提高, 信号故障可能造成的损失也越来越大, 如2011 年温州动车组追尾事故则是由于雷击浪涌, 造成设备损坏, 信号误判, 导致事故发生。因此, 加大对铁路信号电磁干扰的研究力度, 从而解决信号干扰的影响非常重要。本文主要对雷击和铁路牵引供电系统对信号电缆的电磁干扰问题进行讨论[1]。

2 铁路系统中的雷电电磁干扰

雷电蕴含着巨大的能量, 具有极大的破坏性。通常雷击分为直击雷、感应雷和球形雷3 种形式。由于球形雷十分短暂, 而且很少发生, 对其研究相当困难。因此, 本文主要对直击雷和感应雷进行研究。

2. 1 直击雷

直击雷通常直接对被保护物放电, 其破坏性巨大, 危害性极大, 很容易造成信息系统电子设备的损坏。避雷针在一定程度上可以减小雷击地损害, 但为了更好地对系统进行保护, 往往要使建筑形成法拉第笼结构, 即令建筑结构中的梁、板、柱以及钢筋等所有钢结构焊成一体, 形成等电位连接。利用建筑内部的钢筋作为避雷器引下线, 直接将雷击引入大地。

2. 2 感应雷

感应雷一般没有直接作用在被保护物上, 但是雷电剧烈的放电过程产生的强电磁场在线路或其他导体回路产生了强大的电磁脉冲信号, 可直接造成回路中信号设备的损坏。尤其铁路系统覆盖范围广, 相当一部分设备直接暴露在外部环境中, 一旦铁轨发生过电流, 就会有强大的感应电动势在与其相连的信号设备中产生, 导致人员伤亡和设备损坏。对此, 我们通常采用更换耐压强的设备或者在附近采用增加避雷线等避雷措施。

总起来讲, 铁路的防雷措施主要有: (1) 建筑结构采用法拉第笼结构, 对建筑的金属结构进行等电位连接, 对各种不同作用的地线进行等电位处理; (2) 计算机通讯网络线远离建筑物立柱或横梁, 以避免电磁干扰; (3) 进入建筑物电源线和通讯线的终端设备的前端应加装瞬态过电压保护器。[2]

3 牵引供电系统对铁路信号的电磁干扰

3. 1 牵引供电系统对铁路信号的干扰方式

1) 牵引传导性干扰。牵引传导性干扰是铁路轨道电气回路的主要干扰方式, 其主要是由牵引电流不平衡造成的。在我国铁路信号系统中, 列车的占用状况都是通过轨道电路检测的, 因此, 列车的牵引回流和轨道电路共用相同的载体。铁路信号系统的信号设备往往经过扼流变压器连到铁轨上。理想状态下, 与两个铁轨分别相连的扼流变压器两个线圈匝数相等, 牵引电流产生的磁通量方向相反, 大小相等, 总磁通量为零, 牵引电流对信号设备不造成影响。但是由于钢轨本身阻抗大小、对地泄漏以及扼流变压器线圈对称度的影响, 造成两条轨道上的牵引电流不平衡, 从而产生不平衡电压, 造成轨道电子设备损坏或信号失真。通常牵引电流不平衡系数要保持在5%以下。

2) 牵引电磁干扰。由于铁路沿线高负荷线路的电磁影响, 信号电缆中会产生感应电压, 对信号线中的信号传输造成影响, 甚至有时可能导致信号线绝缘击穿, 影响列车的安全运营。应用带屏蔽层的信号电缆并对屏蔽层接地, 是解决信号线电磁干扰的有效措施。而接地又分为单端接地和双端接地, 接地方式的不同对系统有着不同的影响。

3) 接地电位上升的影响。由于贯通地线和大地之间漏电导的存在, 导致当地线中的电流漏入大地时会造成附近大地的电位升高, 从而造成对应位置的电缆接地电位升高。当短路发生时往往会造成信号设备烧毁或者电气设备逻辑输出混乱, 从而对信号系统的正常运行造成严重影响。[3]

3. 2 牵引供电系统对铁路信号系统的影响分析

1) 牵引供电系统对信号电缆干扰的分析

当已知铁路各线路的电流大小时, 单位长度信号电缆的感应电动势如下:

U1=-I1Z16+I2Z26+I3Z36+I4Z46+I5Z56

式中, Z为各线路和信号线之间的互阻抗, 下标1 为接触线, 2为铁轨, 3 为回流线, 4 为正馈线, 5 为贯通地线, 6 为信号电缆。由于牵引供电系统中接触线、正馈线、回流线和信号电缆的互阻抗比较小, 可忽略不计, 可得单位长度信号电缆的感应电动势如下:

U1=I5Z56

2) 贯通地线电路的影响

当信号电缆相对于贯通地线电流输入点对称时, 贯通地线电流注入点两边的信号电缆的感应电动势方向相反大小相等, 信号电缆上的感应电动势为零。当信号电缆相对于贯通地线不对称时, 信号电缆上有感应电动势存在, 尤其当贯通地线位于信号电缆一端时, 信号电缆的感应电动势是最大的。我们对感应电动势最大的情况进行分析, 干扰电流在电缆上产生的感应电动势为:

式中, Zs为干扰线路和信号电缆间的互阻抗;IPt为第i个接近段内信号和干扰回路的水平距离;Is为干扰电流;S为电缆的综合屏蔽系数。

正常情况下, 按照规定, 接触网正常运行时, 通讯线中产生的感应电动势不能大于60V。贯通地线中的电流和电缆外皮电流都会影响芯线的纵向感应电动势。其中信号电缆外皮中的微小电流变化都可能在电缆中形成比较大的感应电动势。其中, 2km信号电缆受影响程度符合标准, 而15km信号电缆产生的总的感应电动势已经不符合标准了。另外, 按照规定, 当接触网发生故障时, 要求通信线中的反应电动势小于430V。接触网故障一般有断线和短路故障两种。当断线时, 电场耦合被电缆外皮屏蔽, 因此不予讨论。而在短路故障发生时, 2km和15km电缆产生的感应电动势已经全部超出相关规定, 从而对信号造成影响。

3) 信号电缆屏蔽层接地方式的影响

当屏蔽层单端接地时, 在外部干扰源的作用下有电动势在电缆上产生。由于屏蔽层中电流为零, 电缆中的感应电动势无法抵消, 因此, 单端接地只能抑制电场的干扰, 而不能消除磁场对线路的影响。当电缆屏蔽层双端接地时, 在外部干扰源作用下感应电动势产生的同时, 屏蔽层中有感应电流产生, 同时, 在电缆上产生相反的感应电动势, 与干扰源电流电场相互抑制, 起到抑制磁场干扰的作用。

然而需要注意的是, 电缆单端接地时, 雷电流或过电压波在电缆中传输时, 会在屏蔽层不接地端产生瞬态高冲击电压, 当系统发生短路时, 在屏蔽层不接地端会产生感应高电压, 因此, 应在不接地端加装过电压保护器, 以防止电压过高, 造成绝缘击穿, 对系统造成损坏。而双端接地发生短路故障时, 可能会在屏蔽层中产生大的感应电流, 一方面会对信号传输造成影响, 另外可能由于感应电流过大造成电缆外皮烧毁。此外, 当电缆中信号为电压信号时, 屏蔽层中的感应电流会严重影响电压信号的准确度, 电缆中感应电压过高甚至会造成设备端口的直接损坏, 因此, 模拟量信号应选用单端接地的方式, 为避免现场复杂环境的影响, 接地应选择室内端。

4) 地电位上升对信号电缆的影响

贯通地线与大地漏电导的存在, 造成周围大地的电位升高。假设电流I流入大地的点电极为0, 距离0 点任一点P的电位为:

式中, I为电极的对地输入电流;σ 为大地的导电率;x为O点到P点的距离。大地电位上升和土壤电阻率以及距离电流流入点的距离相关, 土壤电阻率越大, 与点电流入地点距离越近, 电位升越明显。从而得出电阻率越小大地的分流能力越强, 相同条件下电压变化越小的结论。接触网短路故障对地电位的影响和点电极在原理上是一样的。只是铁轨回流到贯通地线入地是通过线接触, 而不是点接触, 因此地电位的影响小于点电极。对于铁路系统, 贯通地线上的电流分为列车正常运行时的电流和雷击电流或操作过电压的故障电流两种, 其中列车正常运行的电流对贯通地线影响最大且最为常见。钢轨泄漏入地的电流一部分流入大地, 剩余在贯通地线流动, 因此, 贯通地线主要电流为铁轨的漏电流[4]。

3. 3 降低干扰影响的措施

1) 保证牵引网中的正馈线和接触线对信号电缆保持对称。

2) 尽量降低贯通地线的接地电阻, 保证接地连续可靠。

3) 信号电缆的铺设应尽量远离贯通地线。

4) 信号电缆应选择绝缘等级高的产品。

5) 要消除电缆的感应电动势, 应采用电缆屏蔽层单端接地。

6) 电缆屏蔽层必须两端接地时, 应保证暂态过电流屏蔽层不易烧毁。

4 结语

铁路信号中的电磁干扰问题是铁路系统建设和维护中的重要问题, 只有保证可靠稳定的信号传输系统才能使铁路系统正常运行。本文通过对铁路信号的电磁干扰问题的分析讨论, 提出了几点干扰解决措施。同时, 作为铁路系统的工程技术人员, 我们应当对铁路信号的电磁干扰问题进行更加细致深入的研究, 提出更加行之有效的抑制措施, 从而进一步提高铁路系统运行的可靠性。

参考文献

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