带隙基准

带隙基准（精选八篇）

带隙基准 篇1

基准电压源是一种高精度、高稳定性的电压源, 在各种模拟、数模混合集成电路中有着广泛的应用。常见的基准电压源主要有齐纳二极管、隐埋齐纳二极管和带隙基准电压源3种, 其中带隙基准电压源具有低温度系数、高电源抑制比等优点, 是目前应用最广的基准电压源。随着集成电路技术的不断发展, 对于带隙基准电压源的温度特性要求也越来越高, 传统的一阶带隙基准电压源已不能满足更高要求, 这必然会促使相关行业加大对该技术的研发和改进, 其中的一个研发热点就是如何获得更低的温度系数。而为了获得更低温度系数的带隙基准源, 通常需要进行高阶补偿。近年来, 各企业和科研院校关于这方面的研究越来越多, 研究也不断深入, 各种温度补偿技术相继被提出, 各种带隙基准源的改进结构不断出现。

2 带隙基准源概述

带隙基准结构由Widlar于1971年首次提出, 是利用PN结电压VBE的负温度系数特性和△VBE的正温度系数特性, 将两者进行适当加权相加, 温度系数相互抵消, 从而获得与温度无关的基准电压。随后, Kujik和Brokaw进一步发展, 分别于1973年和1974年提出了改进的带隙基准结构, 提高了基准电压的精度。

图1为传统带隙基准电压源的电路结构, 由于运算放大器处于深度负反馈而使得其正负输入端电压相等, 则有:

其中, k为波尔兹曼常数, T为绝对温度, q为电子电量, Ic为三极管的集电极电流, Is为饱和电流, b为比例系数, Eg为硅的带隙能量。

由式 (1) 、 (2) 可得:

输出的基准电压为:

由于具有正温度系数, 具有负温度系数, 通过合理选择R1、R2和N的值, 就可以得到在一定温度下具有零温度系数的基准电压。

3 带隙基准源温度补偿技术

传统的带隙基准电压源只是对VBE进行了一阶补偿, 输出电压的温度系数仍然较大, 精度较低, 无法应用在某些高精度要求的场合。而为了进一步降低带隙基准电压源的温度系数, 提高输出电压的精度, 有必要对VBE中与温度相关的非线性项或者高阶项进行补偿, 为此提出了各种高阶温度补偿技术。

3.1 专利申请概况

带隙基准源的国际分类号主要集中于G05F1、G05F3, 下面以分类号和关键词作为主要检索手段在VEN数据库、CNABS数据库中进行检索, 检索截至2014年12月31日。

3.1.1 申请量的年代分布

图2显示了带隙基准源温度补偿技术专利申请量的年代分布情况。从图2中可以看出, 1997年以前带隙基准源温度补偿技术的中国专利申请量一直为零, 1997年到2005年, 虽然每年均有少量中国专利申请, 但中国专利申请量依然相对较少, 而且主要集中在外国公司。而2005年以后, 无论世界范围还是中国的专利申请量都开始增长, 尤其是中国专利申请量增长迅速, 到2012年、2013年达到一个顶峰, 说明国内申请人在这一时期开始关注和研究带隙基准源温度补偿技术。由于发明专利申请一般需要18个月的公布期, 故2013年和2014年的相关专利申请数据并不完整。

3.1.2 国内申请人分布

图3显示了带隙基准源温度补偿技术国内专利申请的申请人类型分布情况。从图3可知, 带隙基准源温度补偿技术国内专利申请的申请人主要集中在各科研院校和企业中, 个人申请相对而言较少。其中申请量较多的申请人分别是电子科技大学、东南大学、中国科学院微电子研究所、清华大学、西安电子科技大学、钜泉光电科技 (上海) 股份有限公司、模拟装置公司, 尤以电子科技大学申请量最多, 而企业申请的申请人分布较为分散。这说明科研院校对该领域技术的研究在不断深入, 而企业也开展相关研发并相应地运用到了实际生产中。

3.2 主要补偿技术

下面针对几种主要的高阶温度补偿技术进行分析。本文引用的专利文献均为专利申请的公开号。

3.2.1 二阶/三阶补偿

二阶/三阶补偿的基本思路是考虑到VBE中除了具有一阶温度项外, 还具有二阶、三阶温度项, 通过设计产生二阶、三阶正温度系数 (PTAT2/PTAT3) 的补偿项来对输出电压进行补偿, 抵消VBE中存在的二阶、三阶负温度系数。

NSC公司在US4249122A中提出了一种温度补偿的带隙电压基准电路, 其是在由VBE的负温度系数电压和△VBE的正温度系数电压叠加产生的一阶补偿基准电压基础上, 通过叠加一个具有与二阶VBE的温度依赖性相匹配特性的第三电压来补偿基准电压的二阶温度系数, 从而实现二阶补偿。深圳市芯海科技有限公司在CN1987713A中提出了一种低温度系数带隙基准参考电压源, 通过利用MOS管漏源电流与栅源压差的平方关系, 产生二阶补偿电流并输出至基准电压合成电路产生二阶补偿电压, 补偿基准电压的二阶温度系数, 产生极低温度系数的基准电压。电子科技大学在CN102809979A中提出了一种三阶补偿带隙基准电压源, 利用第五电阻的电阻值随着温度的升高而增加来补偿了VBE的二阶项和三阶项, 从而仅仅使用两个电阻和一个三极管就实现了三阶补偿。

3.2.2 指数补偿

指数补偿的基本思路是通过叠加一个与温度呈指数关系的补偿项来对输出电压进行补偿, 抵消VBE中的非线性项Tln (T) 。

北京中星微电子有限公司在CN101226414A中提出了一种具有曲率补偿电路的CMOS带隙基准电压源, 利用PTAT电流在电阻上形成PTAT电压用于检测温度的变化, 采用BJT三极管发射极与基极的电压差VEB与BJT集电极电流的指数关系, 以及集电极电流和基极电流的近似线性关系形成了将随温度线性变化的检测电压转换为指数形式的补偿电流对基准电压进行动态补偿。东南大学在CN102495659A中提出了一种指数温度补偿的低温漂CMOS带隙基准电压源, 其在传统一阶温度补偿带隙基准电压源的基础上引入指数温度补偿电流产生电路, 抵消VBE的高阶项, 从而得到较低的温度系数。国民技术股份有限公司在CN102981546A中提出了一种指数补偿带隙基准电压源, 使用NPN晶体管, 利用NPN晶体管基极电流与温度的指数关系来实现指数补偿, 消除VBE中与温度相关的非线性项, 能够提高基准电压的精度和稳定性, 不需要额外增加补偿电路。

3.2.3 分段线性补偿

分段线性补偿的基本思路是将整个温度范围划分为若干段, 对不同温度范围的输出电压分别进行线性补偿, 以此来消除非线性项Tln (T) 的影响, 得到在整个温度范围内温度特性较好的输出电压。分段线性补偿可进一步改进为分段高阶补偿。

TI公司在US5952873A中提出了一种分段线性校正的带隙基准电路, 将温度范围划分为高、低温两段, 在不同的温度段采用不同的补偿函数对三极管BE结的温度系数进行补偿, 从而使输出的基准电压达到较低的温度系数。电子科技大学在CN101101492A中提出了一种分段线性补偿的CMOS带隙基准电压源, 将整个温度范围划分成高、中、低温三段, 通过增加两条电流支路而得到高、低温补偿电压, 并将其叠加在一阶补偿的输出电压上来分别对高温和低温部分进行补偿, 从而改善输出电压在高温和低温部分的温度特性。天津泛海科技有限公司在CN102012715A中提出了一种高阶曲率补偿的带隙基准电压源, 采用基本的分段补偿原理, 结合自适应反馈控制结构, 通过对低中高温度范围内的输出电压进行补偿, 使得输出电压在整个温度范围内有多个局部极值点, 从而有效地降低了输出电压的温度系数, 提高了输出电压精度。

3.2.4 非线性补偿

非线性补偿的基本思路是考虑到VBE含有的非线性项Tln (T) , 通过设计叠加一具有近似一致的非线性补偿项来对输出电压进行补偿, 试图直接从整体上全部抵消掉该非线性项Tln (T) 。

凌力尔特公司在US4603291A中提出了一种用于带隙基准的非线性校正电路, 其产生一个形式为Tln T的输出电流作为校正项引入到适当的带隙基准电路节点, 从而将该非线性校正电路容易地嵌入到带隙基准电路中, 以消除带隙基准的曲率, 输出近似零温度系数的基准电压。智原科技股份有限公司在TW200741405A中提出了一种非线性补偿电路与使用其的能隙参考电路, 该非线性补偿电路将能隙参考电路输出的参考电压转换成一与温度无关的电流, 利用一电流镜将该温度无关的电流镜射而偏压于一双极结型晶体管, 此外利用两个电阻来估计非线性电压, 以补偿该参考电压。电子科技大学在CN101950191A中提出了一种具有高阶温度补偿电路的电压基准源, 通过增加的高阶温度补偿电流产生电路对三极管基极与发射极电压之间的导通电压VBE进行线性化, 得到一个与PN结电压的高阶温度量近似一致的高阶补偿量, 经比例抵消后从根本上消除PN结电压的高阶温度系数。

4 结语

随着集成电路的发展, 人们对带隙基准电压源的性能要求也日趋提高, 关于该方面技术的研发也越来越受到重视, 国内众多企业和科研院校均参与到该领域技术的研发中。一个重要的发展方向是充分利用企业和科研院校各自的优势, 建立企业和科研院校之间的产学研合作, 以便更好地把握技术发展方向, 提高企业的竞争力。

参考文献

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带隙基准 篇2

关键词：带隙基准；可调；曲率补偿

中图分类号：TN432 文献标识码：A 文章编号：1006-8937（2016）24-0105-02

图1、图2、图3三种电路，采用Synopsys EDA仿真工具Hspice、TSMC 0.25 μm CMOS模型仿真，电源电压为2.5 V，扫描-25至125℃温度，得到仿真波形，如图4所示。

图3电路，即图4的vout3，温度系数为3.19ppm/℃。做2.0至3.0 V电源电压扫描，VREF从0.6 464 V变化至0.6 458 V，电源抑制比为55.5 dB。对比仿真波形及参数，图3带曲率补偿的带隙基准参考电压电路，明显改善了温度系数。

6 1.2 V电源电压的带隙基准参考电压电路

对图3电路做0～3.0 V电源电压DC扫描，图3电路在电源电压不低于1.0 V可工作。预留20%电压裕量，我们取1.2 V电源电压。如图5所示。

1.2 V电源电压，-25～125 ℃ 温度扫描，得到温度系数为5.43 ppm/℃。做1.1至1.3 V电源电压扫描，VREF从0.6 249 V变化至0.6 223 V，电源抑制比为33.7 dB。若从低压需求考虑，有一定的可行性。

7 结 语

对图1、图2、图3带隙基准参考电压电路的分析及EDA软件仿真波形对比，图3带曲率补偿可调节的带隙基准参考电压电路，具有良好的温度系数，2.5 V电源电压，温度范围-25～

125 ℃，温度系数为3.19 ppm/℃，电源抑制比为55.5 dBw。图3电路电源电压也可在1.2 ～1.5 V之间，但是温度系数会比较大，而且受电源电压影响较大，稳定性较弱，电源电压抑制比偏小。

参考文献：

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[2] Y. Tsividis. Accurate Analyses of Temperature Effects.IEEE J， Solid

一种二阶曲率补偿的带隙电压基准 篇3

随着便携式电子产品的高速发展,使得对低压低功耗的带隙基准源的需求大大增加。为了缩小电池尺寸和延长电池寿命,需要基准电压源电路工作在2 V以下的电压和μA量级的静态电流[1]下,同时还要保证较高的电路性能,如低温漂、高电源抑制比等[2,3,4]。

一般设计的一阶带隙基准源完全满足不了对高精度基准源的要求。要提高带隙基准电压源的精度,就必须对基准进行高阶补偿,国内外很多学者对带隙基准的高阶补偿进行了研究[5,6,7]。基于一阶补偿带隙电压基准,针对温度系数性能进行了改进,设计一种结构非常简单的二阶带隙电压基准,使其温度系数得到了很大的提高。

1 传统带隙电压基准

1.1 Vbe的温度特性

双极性晶体管的Vbe随温度的变化而变化,它的温度特性可表示为:

Vbe (T)=K1+[Vbe(T0)-K1](T/T0)+(η-α)(kT/q)ln(T0/T) (1)

式中:K1表示温度为0 K时PN结二极管电压;Vbe(T0)是温度为T0时的发射结电压;T是绝对温度;k为波尔兹曼常数;T0是参考温度;η是与工艺有关与温度无关的系数;α的值与集电极电流的温度特性有关,当集电极电流与温度成正比(PTAT)时,α=1;当集电极电流与温度无关的时候,α=0。

由式(1)可知,Vbe中与温度相关的非线性项为Tln T,将式(1)展开为泰勒级数可表示为:

$V{}_{\text{b}\text{e}}({\rm T})=a{}_0+a{}_1{\rm T}+a{}_2{\rm T}{}^2+\cdots +a{}_n{\rm T}{}^n(2)$

由此可见,Vbe中的非线性项Tln T在很大程度上影响了基准的精度,带隙电压基准补偿进行高阶补偿,就能提高带隙基准的精度。

1.2 传统带隙电压基准原理的分析

图1所示为一种典型的传统带隙电压基准[8]。Q1,Q2的发射极面积之比为1∶8,放大器的存在使得A,B两点电压近似相等,那么流过R1的电流即PTAT(Proportional to Absolute Temperature)电流为:

${\rm I}=(V{}_{\text{b}\text{e}1}-V{}_{\text{b}\text{e}2})/R{}_1=(V{}_{{\rm T}}\ln 8)/R{}_1(3)$

由PMOS管组成的电流镜结构使得各支路电流近似相等,输出的基准电压就为:

$V{}_{\text{R}\text{E}\text{F}}={\rm I}R{}_2+V{}_{\text{b}\text{e}3}=(R{}_2/R{}_1)V{}_{{\rm T}}\ln 8+V{}_{\text{b}\text{e}3}(4)$

由于Vbe3具有负温度特性,VT具有正的温度特性,因此,只要选择合适的R1,R2就能得到近似零温度系数的基准,通过计算可以得出R2/R1约为8.27。

2 带隙电压基准的二阶曲率补偿

2.1 晶体二极管的伏安特性

由文献[9]可知,晶体二极管的伏安特性可表示为:

${\rm I}={\rm I}{}_{\text{S}}(\text{e}{}^{V/V{}_{{\rm T}}}-1)(5)$

式中:IS为反向饱和电流,其值与PN结两边的参杂浓度有关。VT称为热电压(Thermal Voltage),与温度T有关。室温即T=300 K时VT⧋26 mV。图2所示为晶体二极管的伏安特性,由图所示,在导通电压0.7 V附近,电流和电压可近似看成一种二阶指数关系。

2.2 二阶曲率补偿原理

传统的带隙电压基准只是对Vbe的一阶项进行补偿。因此这种补偿的精度较低,一般的传统带隙电压基准的温度系数为20～30 ppm/℃,要使带隙电压基准的精度提高就得对Vbe的高阶项进行补偿。如图3所示为一种简单的二阶曲率补偿的核心电路。该电路的特点是器件少,占用面积小,在传统带隙电压基准的基础上,只添加了一个电阻R3和一个二极管D。在补偿电路中,晶体二极管D两端电压被偏置在导通电压0.7 V左右。

由晶体二极管的温度特性可知,二极管两端电流随着温度的升高而略有增加,电阻R3两端电压略有上升,那么二极管两端电压VD相应降低。

由图2可知,在导通电压附近,电压细小变化将导致电流迅速降低,电流电压成近似二阶指数关系。

正是利用二极管的这种特性,当补偿电流注入PTAT电流后,抵消了电流中所含的二阶非线性项,实现了二阶曲率补偿。

图4给出了该电压基准的其他电路,主要组成部分有:启动电路、偏置电路、放大器电路[10,11]。通过分析可知,该偏置电路中有两个稳定的工作点,因此,该偏置电路是必须的,否则可能导致整个电路无法工作。

3 仿真结果分析

该电路基于0.35 μm工艺,利用Cadence工具对电路进行了仿真,补偿前后的温度特性曲线如图5所示,通过计算得到补偿后的温度系数约为3.07 ppm/℃,对比传统带隙电压基准约16.6 ppm/℃的温度系数,经过二阶曲率补偿后的基准源的温度特性得到了很大的改善。

4 结 语

这里给出了一种二阶曲率补偿的带隙电压基准电路。该电路利用晶体二极管在导通电压附近电流与电压的近似二阶指数关系,完成了对Vbe中的非线性项的二阶补偿,使得温度特性有了很大的改善,而补偿电路就使用了一个电阻和一个晶体二极管,非常简单,易于实现。

摘要：设计一种二阶曲率补偿的带隙电压基准。基于一阶曲率补偿的基准电路,利用二极管正向导通附近电流I与电压V的非线性关系,将补偿电流注入PTAT电流来补偿Vbe的二阶项。运用0.35μm工艺的器件模型Cadence工具下进行了仿真,在-50+120℃温度范围内,一阶曲率补偿带隙电压基准的温度系数为16.6 ppm/℃,经过二阶曲率补偿的带隙电压基准的温度系数减小到约为3.07 ppm/℃,带隙电压基准的温度特性得到了很大改善。整个补偿电路使用器件少、占用面积小、实用性强。

关键词：带隙电压基准,二阶曲率补偿,温度系数,温度特性

参考文献

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高电源抑制比低温漂带隙基准源设计 篇4

电源电压往往存在约10%的波动以及噪声干扰，BGR的作用是提供一个稳定的、受温漂影响小的参考电压，并且该电压对电源端的波动及噪声也有足够的抑制能力。传统的BGR在高频段(100 kHz以上)的电源抑制能力较差，为此，通过对BGR电源抑制能力的影响路径仔细分析与优化，使得BGR输出参考电压与电源电压有效隔离，达到宽频带高电源抑制比的性能要求。

在SoC应用中，电平转换、数据转换电路及其他射频电路对BGR提出了更低温漂系数的要求。因此，低温漂系数成为了大多数BGR相关论文研究最多的一个性能指标，二次、三次甚至更高次温漂补偿电路层出不穷，具有代表性的包括指数补偿法[1]、线性补偿法[2]、不同材质电阻补偿法[3]等。本文提出一种PTAT2(正温度系数)电流产生电路，对温漂进行二次补偿，电路结构简单，能够实现宽温度变化范围BGR更小的温漂系数。

1 电路设计分析与实现

1.1 高电源抑制比电路设计

首先通过细致的理论分析，揭示电源电压对BGR输出电压的影响路径。电源抑制比即输出基准电压对电源电压纹波或噪声波动的响应，公式表示为：

其中，Vref(s)、VDD,n(s)分别为BGR输出电压、电源电压对频率的响应。由式(1)可知，比值越小，基准电压对电源波动抑制能力越强。传统CMOS带隙基准源通常采用单级PMOS管共源结构作为调整管来隔离电源电压的扰动对BGR输出电压Vref的影响，在低频时具备一定的电源抑制能力，但在高频(大于100 kHz)情况下PSRR已完全不能满足SoC高性能要求。

为此,国内外学者对此提出了很多解决方案。比如,采用Cascode PMOS结构代替单级PMOS管作调整管[4],以提高输出阻抗,隔离电源电压纹波对输出的影响,但此方案对高频PSRR改善不佳;参考文献[5]在PMOS调整管上叠加NMOS管,NMOS管的偏置采用电源滤波后的电压,虽然提高了PSRR,但也消耗了很大的电压裕度;参考文献[6]采用两级线性调整结构来隔离电源电压,这种方案不但增加了电路的复杂性,且损耗了面积和静态功耗。

下面将针对影响PSRR的三条主要路径提出电路设计采用的方案，如图1所示。图2为图1的简易小信号模型图。

图1所示电源干扰纹波到达Vref的路径主要有:路径i,由BGR反馈环路调整(主要路径);路径ii,由调整管M1～M4有限的跨导引起;路径iii,由运放对电源电压的有限电源抑制能力引起。

图2中，对节点V1和Vref运用基尔霍夫定理，可得：

式中，gm1/gm2、gds1/gds2、gmb1/gmb2分别代表M1/M2的跨导、源漏跨导及衬底跨导。

1.1.1 NMOS Cascode结构

如图1所示，采用NMOS管M2源跟随结构作为调整管，使得M2工作在饱和区，输出参考电压在路径i上有效地隔离电源电压。与传统的BGR采用PMOS管共源结构相比，前者能够提供更高的阻抗，隔离效果更好，后者由于寄生电容耦合及MOS电流源高频PSRR差等原因[7]，高频电源抑制比性能受限。

设计采用3.3 V电源电压，拥有足够的电压裕度。为了更好地隔绝电源扰动对BGR输出的干扰，进一步提高对电源的阻抗，采用Cascode NMOS管M1设计，使得M1工作于饱和区，对电源等效阻抗提高了一个量级，从而更好地提高电源抑制能力。

1.1.2 RC滤波

为了避免Cascode NMOS管M1的栅端直接采用电源电压VDD偏置，使得纹波抖动直接由路径i射随至M1的源端，设计采用RC滤波对电源电压进行隔离，如图1所示。

RC滤波电路隔离了路径i上电源电压对M1栅端至源端的干扰，解决了传统带隙基准源因为环路频率滚降的限制[8]而无法解决的高频PSRR性能问题。RC滤波由一个二极管方式连接的NMOS管MF及电容CF组成。在路径i上增加一个大RC常数的低频滤波，这个路径上增加了一个低频极点，使得PSRR曲线在高频处降低20 d B。

1.1.3 折叠Cascode结构运放

由式(2)可知，最直接的提高电源抑制比的方法是提高运放的开环增益。为了在路径iii上也能使得PSRR得到优化，运放采用折叠Cascode结构，运放的电源采用RC滤波后的电压VRC(如图1所示)，运放结构如图3所示。

图3运放采用PMOS差分对M5、M6作为输入,Cascode PMOS结构作为负载,其开环增益为:

其中，gm,5、gm,11、gm,13分别为M5、M11、M13的跨导，ro,5、ro,11、ro,12、ro,13、ro,14分别为对应晶体管体电阻;共源共栅结构的PMOS负载不仅实现了运放的高输出阻抗，提高了运放开环增益，而且更好地隔离了电源电压对输出的干扰;差分输入管M5、M6的电流源M9、M10也采用同样结构，在一定程度上优化了路径iii上的PSRR性能。

1.2 二次温漂补偿电路设计

三极管的基极-发射级电压VBE(即PN结正向电压)具有负温度系数，工作在不同电流密度下的三极管的VBE之差△VBE具有正温度系数PTAT，只要合理设置R1、R2的阻值即可得到与温度无关的一阶补偿参考电压。公式表示为：

其中，VT为温度电压当量(常量)，N为图1中三极管尺寸比例。

然而，对VBE一阶线性补偿难以满足SoC芯片内部高精度电路模块的性能要求，故设计图4所示的结构产生IPTAT2电流对VBE进行二次温漂补偿[9]，补偿原理如图5所示，即在原来的IPTAT电流基础上，将图4产生的IPTAT2电流同时注入到部分电阻上。输出参考电压表达式：

其中，α、β为常量，T为温度。二次补偿即要求坠VREF/坠T=0的同时，坠2VREF/坠2T=0。经此补偿之后，VBE的非线性只剩下三次及三次以上的高次非线性项，温度系数进一步得到优化。图4电路输出电流为：

其中，K为常量。

2 仿真结果

基于0.35μm BiCMOS工艺，采用Cadence Spectre软件进行仿真。图6所示从上至下依次表示Cascode NMOS管M1源级的PSRR、无RC滤波电路情况下输出Vref的PSRR、运放输出的PSRR以及运用前三种方案后Vref的PSRR。M1的源端PSRR频带范围内小于-40 dB;运放输出的PSRR低频时小于-90 dB,10 MHz以上频率时PSRR为-50 dB;增加RC滤波电路虽然在很低频时(10 Hz以内)略大于不加RC情况下的PSRR，但高频(10 MHz以上)时前者比后者的PSRR至少低20 dB。从仿真图中可以看出，1 kHz频率以下，电源抑制比约-110 dB，最差PSRR发生在15 MHz左右，约-59 dB。图7是电路经过一次温漂补偿及二次温漂补偿后的温漂曲线图，一次补偿后BGR输出温漂在-40℃～+95℃温度范围的输出波动约1.5 mV，温漂系数9.5 ppm/℃;经二次温漂补偿后，-40℃～+95℃范围的输出波动约0.25 mV，温漂系数为1.5 ppm/℃。

与其他相关研究的性能参数比较，本设计BGR的性能PSRR及温漂系数TC具有较明显优势，如表1所示。

基于0.35μm BiCMOS工艺，从提高SoC中带隙基准源电路的电源抑制比角度，详细分析了传统BGR电源影响输出的路径，研究了国内外用于提高BGR电源抑制比PSRR的方案的优缺点，提出了采用NMOS Cascode结构、无源RC滤波、提高运放开环增益等电路设计方案，从三个主要路径上很好地提高了PSRR，尤其是高频段PSRR的性能指标，1 Hz频率下达到-108.5 dB,15 MHz频率下达-58.9 dB，实现了宽频带范围的高电源抑制比性能。二次温漂补偿电路实现了1.5 ppm/℃的低温漂系数，实现了带隙基准源宽频带高电源抑制比、低温漂的高性能指标，具有良好的实用价值。

参考文献

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带隙基准 篇5

本文所设计的基准电压源要求是能给电视系统的模数转换器(ADC)和数模转换器(DAC)提供精确的参考电压,而数模转换器这种高精度模拟系统,它对基准电压源的变化非常敏感,要求基准电压源的电压尽量稳定在一个固定值,这就对基准电压源的温度系数和电源抑制比两个性能指标提出了高要求。

为了得到高温度特性的基准电压源,传统的一阶温度补偿结果不能满足需要,所以必须采用高阶温度补偿,下文为几种常见的高阶温度补偿方法及其优劣:

1)VBE线性化法[1]:可得到较好的温度特性,工作的电源电压较低,但电阻阻值的变化对电路影响较大。

2) 分段线性补偿法[2]:可得到较好的温度特性,但电路结构复杂、功耗大。

3) 指数曲率法:可得到较好的温度特性,但所需的工作电压较高。

4) 利用电阻的温度特性法[3]:可得到较好的温度特性,电路结构简单,但不同温度系数的电阻不易匹配。

本文所设计的基准电压源用于LDO这种低压低功耗系统,分析比较几种高阶温度补偿方法,并折中得出线性化最为合适。

1 传统CMOS带隙基准电压源

1.1 传统CMOS带隙基准电压源的结构

传统CMOS带隙基准电压源的结构[4]如图1所示。

1.2 传统CMOS带隙基准电压源的温度补偿原理

运放在电路中起钳位的作用,使A,B两点的电位相等,则流过电阻R1的电流为

undefined

式中:VT为热电压;N为两三极管Q1,Q2的发射结面积之比。

又由于M1,M2的镜像作用,且两管子的宽长比值相同,则流过R2的电流为

undefined

所以,可得所需的VBE2输出电压为

undefined

VBE2有负温度系数,VT有正温度系数,选取合适的电阻比值可得零温度系数的带隙基准电压源,但式(3)中往往忽略了VBE2中的高阶项,不能对其进行精确的温度补偿,这样的后果是得到的电压温度特性较差,因此为了得到温度特性较好的基准电压必须采用高阶补偿。

2 本文所设计的带隙基准电压源

本文设计的带隙基准电压源如图2所示。

如图2所示M1,M2,M10,R1,R2,R3,R4,R5,Q1,Q2和Q3组成带隙基准电压源的核心电路;M3,M4,M5,M6,M7,M8和M9构成一个双端输入单端输出的两级运放OP1,由于在这个运放的输入和输出间加入了负反馈,在M4和M9的漏端加入了电阻R7与电容C串联的频率补偿电路使系统能稳定工作,MS1,MS2,MS3和运放OP2为带有负反馈的前调整期。

2.1 高阶温度补偿原理分析

两级运放OP的钳位作用使M1与M2的漏级点位相等,则流过电阻R2的电流为

undefined

由于M1与M2的漏级点位相等,流过电阻R1,R3的电流为

undefined

其中R1,R3的电阻值相等,所以流过它们的电流都为I2。

三极管的基极—发射极电压与温度的关系[5]为

undefined

式中:VG0为带隙电压;η为工艺常数;T0为参考温度;α为偏置电流与温度关系的指数项;K为玻尔兹曼常数;q为电子电量。

流过Q1,Q2的电流I1与温度成正比,所以α=1,则Q1的基极—发射极电压为

undefined

流过Q3的电流几乎与温度无关,所以α=0,则Q3的基极-发射极电压为

undefined

令电阻R4,R5的值相等,则由式(7)和式(8)可得流过它们的电流为

undefined

则由式(4)、式(5)和式(9)可得流过M1,M2的漏电流为

I=I1+I2+I3 (10)

由于M11是镜像M1,M2中的电流,且它们的宽长比相同,则输出电压为

undefined

选取合适的undefined值,使undefined,则可消去式中的高阶项undefined。则式中就剩下前半部分的线性项,此时输出电压为

undefined

只要选取合适的undefined值,使式(12)对温度T求导的导数为0,便可得到高温特性的输出电压,还可以通过调节R6的值得到需要的输出电压值。

2.2 高电源抑制比分析

为了提高电源抑制比,在电路中加入了带有负反馈的前调整器,所以带隙核心电路的工作电压不是电源电压VDD,而是前调整器的输出电压VREG。提高电源抑制比的原理为:当电源电压波动(如升高),则节点A的电位升高,节点B的点位也升高,又由于运放OP2的增益为负,所以点C的点位降低,点D的点位升高,进而使节点A的电位降低以维持电压在电源电压波动前后不变。

对A点的小信号波动定量分析为:当电源电压波动vcc,则A点电压变化vreg,B点的小信号电压vb为∶undefined,其中r8,r9分别为M8,M9的沟道电阻。

B点的小信号电压vb经运放OP2放大的C点的小信号电压为

undefined

而MS3的小信号漏电流为is3=gms3vc,所以D点的小信号电压为

undefined

在节点A又有如下关系式

undefined

式中:rreg为A点处向里看到的等效电阻。

由式(13)、式(14)和式(15)得

undefined

基准的电源抑制比可表示为

undefined

显然,增加前调整器后,基准的电源抑制比提高了。

3 仿真及结果分析

电路采用SMIC0.18CMOS工艺,用典型的Cadence Spectre工具进行仿真。

3.1 温度特性仿真

对所设计电路温度在-20～+120 ℃范围内进行扫描,由图3输出温度特性曲线可知,在温度为-20～+58 ℃范围内有负的温度系数2.34×10-6/℃,在温度为58～120 ℃范围内有正的温度系数为2.21×10-6/℃,所以本文设计的电路得到了较好的温度特性。

注:①温度为115.5 ℃时,V=658.761 8 mV。

3.2 电源抑制比仿真

对所设计电路在频率为1～10 GHz范围内进行扫描,得到输出电压的频率响应如图4所示,在低频时电源抑制比可达116 dB,在频率为10 kHz时也可达到73 dB,在频率为1 GHz时为46 dB。

注:①频率为34.593 kHz时,电源抑制比为-62.652 dB。

3.3 电源电压特性仿真

由图5的结果可知,电源电压在1.27～3.85 V范围内输出电压只变化了1.8 mV,得到了较好的电压调整率。

注:①当dc=1.15 V时,Y0为461.7 mV。

4 结论

本文设计的基准电压源是在传统的CMOS带隙基准电压源的温度补偿方法基础上,采用线性化法进行高阶温度补偿,并在电路中增加前调整器。仿真结果表明该电路有高电源抑制和良好的温度特性,满足给数模转换器提供参考电压的基准电压源的要求。

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带隙基准 篇6

在模拟及数/模混合集成电路设计中, 电压基准是非常重要的电路模块之一, 而通过巧妙设计的带隙电压基准更是以其与电源电压、工艺、温度变化几乎无关的特点, 广泛应用在LDO及DC-DC集成稳压器、射频电路、高精度A/D和D/A转换器等多种集成电路中。随着大规模集成电路的日益复杂和精密, 亦对带隙基准电压的温度稳定性提出了更高的要求[1]。传统的带系基准电压源只能产生固定的近似1.2 V的电压, 不能满足在低压场合的应用。电流模带隙电路采用正温度系数的电流支路 (PTAT) 和负温度系数的电流支路 (CTAT) 并联产生与温度无关的基准电流。然后让此电流在电阻上产生基准电压[2,3,4,5]。电流模带隙结构可以得到任意大小的基准电压。本文提出一种新的电流模带隙结构并采用一阶温度补偿技术设计了一种具有良好的温度特性和高电源抑制比, 并且能快速启动的新型BiCMOS带隙基准电路。该电路结构简单且实现了低输出电压的要求。

1带隙电压基准源的设计

1.1 传统电流模基准源结构原理

传统的电流模式带隙基准电路[6], 在运算放大器的2个输入端加入阻值相等的2个分流电阻, 输出基准由2个电流的和电流流过电阻获得。电路结构如图1所示。图1中, Q1发射区面积是Q2的N倍。由于放大器处于深度负反馈, A、B两点的电压相等。流过R1的电流为I1为PTAT电流, 流过R2的电流I2为CTAT电流, 则有:

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_1=\text{Δ}V{}_{\text{b}\text{e}}/R{}_1=V{}_{\text{Τ}}\ln ({\rm N})/R{}_1(1)\\ {\rm I}{}_2=V{}_{\text{b}\text{e}}/R{}_2(2)\\ V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}}=R{}_3({\rm I}{}_1+{\rm I}{}_2)=R{}_3(V{}_{\text{Τ}}\ln {\rm N}/R{}_1+V{}_{\text{b}\text{e}}/R{}_2)(3)\end{array}$

通过合理选取R1, R2和N的值, 可得具有零温度系数的输出电压Vref。通过改变R3可以得到不同的基准电压。

1.2 新型BiCMOS带隙基准电路的设计

常见的电流模带隙电路结构在运算放大器的输入两端加入阻值相等的分流电阻, 输出基准由2个电流的和电流通过电阻获得可以获得相对小的基准电压, 这种结构的基准电路存在第三简并态的问题[7,8]。由于第三简并态的存在使电流模基准电路的应用受到很大限制。本设计采用电流模结构带隙基准来得到任意大小的输出电压, 并且通过特殊的结构消除第三简并态的问题。通过增加修调电路对输出电压进行微调, 提高了基准源的精度。带隙基准源核心电路如图2所示。

图2中各个MOS管具有相同的长宽比。晶体管Q1与Q2发射极面积相同、Q3与Q4发射极面积相同、Q1与Q3的发射极面积比为1:n。Rs和Rt为修调电阻。放大器AMP1和AMP2处于深度负反馈。AMP1使得a和b两点的电压相等, 而AMP2使得电压VR2等于Vbe3。通过M1、Q1、Q2支路和M2、Q3、Q4支路的电流相等设为I1。通过M6、R2支路的电流设为I2。可得到如下的表达式:

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_1=(2V{}_{{\rm T}}\ln n)/R{}_1(4)\\ {\rm I}{}_2=V{}_{\text{b}\text{e}3}/R{}_2(5)\end{array}$

式中:I1具有正的温度系数, I2具有负的温度系数。I1和I2分别镜像到M3和M7求和后得到不随温度变化的基准电流。此电流通过R3, R4以及修调电阻Rs, Rt产生基准电压Vref。由于IC工艺的随机性, 薄膜电阻会有 (10%的变化, 所以本设计用外部修调电路对输出基准电压进行精确控制, 通过激光修调或数字电路控制修调电阻的个数可以对输出电压进行微调。作为一般结论考虑串联电阻Rs个数为x, 并联电阻Rt的个数为y, 得到:

$\begin{array}{l}V{}_2=({\rm I}{}_1+{\rm I}{}_2)\cdot [R{}_3\cancel{/}(R{}_{\text{t}}/y)]=\\ \left(\frac{2V{}_{\text{Τ}}\ln n}{R{}_1}+\frac{V{}_{\text{b}\text{e}3}}{R{}_2}\right)\cdot \frac{R{}_{3}R{}_{\text{t}}}{yR{}_3+R{}_{\text{t}}}(6)\\ V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}}=V{}_2+({\rm I}{}_1+{\rm I}{}_2)\cdot \frac{xR{}_{\text{s}}R{}_4}{xR{}_{\text{s}}+R{}_4}=\\ \left(\frac{2V{}_{\text{Τ}}\ln n}{R{}_1}+\frac{V{}_{\text{b}\text{e}3}}{R{}_2}\right)\cdot \left(\frac{xR{}_{\text{s}}R{}_4}{xR{}_{\text{s}}+R{}_4}+\frac{R{}_{3}R{}_{\text{t}}}{yR{}_3+R{}_{\text{t}}}\right)(7)\end{array}$

通过式 (6) 可知, 调节R2/R1的值, 使Vref的温度系数近似为零。通过增大串联电阻Rs个数x来增大Vref, 而增加并联电阻Rt的个数y达到减小Vref的目的。

AMP1的反向输入端串联2个 (而不是一个) 正向二极管接地起到了减少噪声的作用, 亦可以抑制放大器的失调电压对Vref的影响。为了进一步减小运放失调对参考电压的影响, 可以考虑较大的Q1、Q3发射结面积比值。此外, 由于引入了修调电路, 输出电压Vref可以稳定在0.5 V。

1.3 次级电压的生成

为了改善电源抑制比, 不直接用主电源来供电, 而是使用主电源电压VCC来产生一个次电压VCC1来供电 (如图2所示) , 以提高这种新型带隙基准电路的电源抑制比。其电路如图3所示。

该电路中, AMP3处于深度负反馈状态, 根据运放虚短原理可知$V{}_{\text{C}\text{C}1}=\frac{R{}_6(R{}_7+R{}_8)}{R{}_8(R{}_5+R{}_6)}V{}_{\text{C}\text{C}}$;电容C的作用是去除电源电压交流成分的影响。

1.4 电路启动及简并点分析

因为常规电流模带隙结构引入了新的电流通道, 使每支路都有2个电流通道, 因此存在着第三种可能的简并态。文献[9,10]给出了解决第三简并态的解决办法, 但是其启动电路复杂。本设计实现电流模结构的同时没有引入额外的电流通路, 故只存在2个简并态:零点态和工作态。所以, 所需启动电路简单, 其结构如图4所示。

图4中M点与核心电路中AMP1输出端的M点相连, 当AMP1输出高电平时, 核心电路中各PMOS不能导通。这时启动电路通过反相器的作用使M10导通, M10的漏端接核心电路中的a点, 从而M10开始对a点充电, 使电路脱离零电流状态。电路导通以后, M点输出低电平使M10关断, 启动电路从主电路脱离。

1.5 电路中运算放大器的设计

本设计中考虑放大器的重要性能指标是开环直流增益大、电源抑制比高。运放结构如图5所示, 采用两级放大结构:第一级是双端输入单端输出的以共源共栅PMOS为负载的折叠共源共栅结构;第二级为共源放大 (两级中间用电容做补偿) 。这样的结构提供足够高的直流增益, 同时共源共栅负载的应用, 不仅提高了开环直流增益而且增大了电源抑制比。

2带隙基准电路仿真结果

电路采用Xfab 0.35 μm BiCMOS的工艺模型库, 用Cadence Specte仿真器对电路进行仿真模拟。当电源电压为3.3 V时, 图6和图7分别是温度相关性和电源抑制比 (PSRR) 的曲线图。结果显示, 本带隙基准输出0.5 V稳定电压, 在-40～+125 ℃的温度范围内, 温漂为15 ppm, 电路表现出良好的温度特性。同时, 低频时基准电压源的电源抑制比可达-103 dB, 在40 kHz以前电源抑制比小于-100 dB。图8是本电路在不同工作电压下的输出电压, 可见电路正常启动电压为2 V, 电路启动后基准电压的变化小于0.06 mV。

3结语

带隙基准电压电路作为模拟电路中的重要模块对A/D采集精度、电源管理芯片的性能都有重要影响。本文设计了一种高精度、高电源抑制比、低电压的带隙基准电路, 并且实现了对基准电压的外部修调。结果表明:电路在3.3 V电源电压, -40～+125 ℃下能提供稳定的0.5 V基准电压输出, 温漂15 ppm, 低频时电源抑制比-103 dB, 达到了设计要求。

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带隙基准 篇7

关键词：BGR (带隙基准源) ,环路补偿,自偏置,Trimming (修调)

1 介绍

模拟电路中广泛地包含电压基准 (reference voltage) 和电流基准 (current reference) 。在数/模转换器、模/数转换器等电路中, 基准电压的精度直接决定着这些电路的性能。这种基准应该与电源和工艺参数的关系很小, 但是与温度的关系是确定的。在大多数应用中, 所要求的温度关系通常分为与绝对温度成正比 (PTAT) 和与温度无关2种。而目前主流的基准源都是采用后者, 即与温度无关。本设计就是设计一个不受温度影响的输出精度高的基准源。

2 基本原理

由于大多数工艺参数和温度有关, 因此, 和温度无关, 即和工艺无关。利用PN结二极管的基极-发射结正向电压, 具有负温度系数;而不同电流密度下的二个PN结二极管的基极-发射极正向电压之差, 具有正温度系数;将两个具有正温度系数和负温度系数的量加权相加, 则得到量显示零温度系数。输出电压公式为:

3 负温度系数电压的产生

双极晶体管的基极-发射极电压具有负温度系数, 或者说PN结二极管的正向电压具有负温度系数。从文献可得到与温度的关系式:

式中:η为与三极管结构有关的量, 其值大约为4;α为与流过三极管的电流有关的一个量, 当PTAT电流流过三极管时α为1, 当与温度不相关的电流流过三极管时为O;T0为参考温度;VBG为硅的带隙电压。由式 (1) 可以看出VBE是一个具有负温度系数的电压。

4 正温度系数电压的产生

两个三极管工作在不同的电流密度下, 它们的基极-发射极电压的差值与绝对温度成正比。如果两个同样的三极管 (IS1=IS2) , 偏置的集电极电流分别为n I0和I0, 并忽略他们的基极电流, 那么:

式中:△VBE表现出正温度系数, 而且此温度系数是与温度无关的常量。

5 一阶温度补偿带隙基准源

将正、负温度系数的电压加权相加, 就可以得到一个近似与温度无关的基准电压。常见的一阶可调基准源电路如图1所示。

式中:N为Q2与Q1的发射结面积之比, 式 (4) 中第一项具有负的温度系数, 第二项具有正、负温度系数, 合理设计R0与R1的比值和N的值, 就可以得到在某一温度下的零温度系数的一阶基准电压。式 (5) 中方括号内是约为1.25 V的一阶温度无关基准电压, 通过调节R2/R0的比值, 可以得到不同大小的基准电压。

6 电路结构及原理分析

本设计中使用了新的电路结构和新的设计方法, 比如使用了新的启动电路结构, 自偏置电路结构和源极负反馈补偿的方法。图2为本文设计的BGR基本电路图, 包含A启动电路、B运放电路及反馈电路、C带隙核心电路。

其中图2中由PM8, PM9, NM4组成了本设计的启动电路部分;由PM1, PM2, PM5, PM6, NM1, NM2, NM3组成了二级运放电路部分;由PM3, PM7, PM4, Q1, Q2, R1, R2, R3, R4组成带隙核心电路。同时通过PM1, PM2, PM3, PM7组成的镜像, 运放的偏置电流由带隙基准主体电路提供, 将之称为自偏置带隙基准电路。

7 启动电路

在电源上电的过程中, NM4逐渐开启, 使PM9的栅电压为低电压。PM9开启, 将VN拉至电源电压。NM3开启, 产生偏置电流, 使得运放和带隙基准主体开始工作。这是以自偏置的带隙基准为例。

整个带隙基准电路正常工作之后, PM8镜像PM2的电流, 该电流在NM4上产生电压, 当该电压大于电源电压减去PM9的阈值电压时, PM9关闭, 启动电路不再对主体电路产生影响。

当带隙基准电路因为某种情况进入小电流工作的简并状态时, PM8镜像到的电流将减小, 此时NM4上的电压下降, PM9开启, VN点电压上升, NM3开启, 产生偏置电流使得运放和带隙基准主体开始工作。

从本设计中可以看到, 当运放采用带隙基准主体电路提供偏置电流 (自偏置) 的时候, 本项目的启动电路可以同时使得运放和带隙基准主体开始工作, 可加快电路的启动过程。启动电路是否工作是通过镜像工作电流的方式, 相比常用的启动电路方式 (如检测三级管上的电压, 通常是与MOS管阈值电压作比较) 更加简单, 更加可靠。

8 运放

本设计中使用的运放是简单的二级运放结构, 但是同时使用了自偏置的的结构, 如图2中B部分的电路。

当启动电路开启时, 通过VN点使运放NM3的栅极电压增大, 使NM3开通, 然后运放通过PM2形成的自偏置环路开始自启工作。这样设计省去了传统设计中的偏置电流产生电路, 很大程度上减小了电路功耗。

9 带隙核心电路

图2中由PM3, PM7, PM4, Q1, Q2, R1, R2, R3, R4组成带隙核心电路。

当运放稳定后, 通过反馈使其输入电压相等, 使得VB1=VB2=VBE, 此时PM3、PM4、PM7产生镜像比例电流, 流过R1的电流是PTAT电流, 它加到了一个VBE/R3的电流上, 此时通过电流镜像, 使得PM3得到了最终的输出电流, 电阻R4决定了输出电压VBGH。

而在本设计中加入了新的思想, 消除mismatch带来的影响, 如图3本设计中具有源极负反馈补偿方法的带隙基准核心电路。

此电路由PM2、PM3等2个MOS管, 和R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8等8个电阻, 以及两个pnp型的BJT:Q1、Q2和一个运放AMP组成。其中PM2、PM3组成的电流镜像电路;R7、R8组成源极反馈电路, R5, R6组成电压补偿电路。

在BGR的设计中, 很多单元对其功能有一定的影响, 其中电流镜的管的匹配影响对电路功能影响很大。

在图3的电路中我们添的R5和R6两个电阻是为了降低Mos管vds的影响, 因为, 如图PM2和PM3组成的电流镜单元, 这两个管子的匹配对电路有很大的影响。当没有R6和R5两个电阻, 那么我们会发现PM2和PM3的VDS相差很大, 因为它们的源极基本上是接到VDD, 而PM2漏极电压在600m V左右, 而PM3的漏极电压稳定在1.2V左右, 所以两个管子的VDS相差很大, 会造成很高的匹配影响, 为了降低其影响, 我们添加了R6和R5两个电阻, 来保证PM2和PM3的VDS接近, 消弱VDS带来的影响。

为了进一步降低VDS和减小电流镜的匹配误差, 我们添加了R8和R9, 这样以R8和R9分别对两路电流镜形成了源极负反馈, 当加入两个电阻时, 随着PM2基极电压增加, 其电流ID也增加, 那么电阻的压降同时增加, 那么其VDS也相对减小。这样就减小了电流镜电流偏差对电路的影响。

同时, 与传统的带隙基准源对比, 我们是以PM2、PM3形成电流镜像, 而传统的本身两个BJT各有一路电流镜像, 我们的结构进一步减小了电流匹配的误差。

1 0 仿真验证

验证整体的电路最终输出是否满设计要求, 同时观察电路最低工作电压及不同条件下的功耗大小, 确定BGR的精度。

由图4可知, 当温度在-40~125℃变化时, 输出基准电压在1.2~1.204 V之间变化, 可得其温度系数为:

通过DC仿真得到, 当电源电压在1.6V-3.3V, 在所有工艺条件影响下包含:MOS, 电阻, 电容, BJT。输出基准电压在1.19V~1.22V之间变化, 常温下为1.2V, 变化范围仅为30m V, 精度为±2%之内, 达到了很高的精度。同时功耗仅为20u A, 比同类IP功耗大大减小。

1 1 结论与展望

带隙基准 篇8

随着平板电脑、触屏手机、智能手环等便携电子产品的广泛流行，高电源抑制比（power supply rejection ratio,PSRR）、低噪声、低温度系数的低压差线性稳压器（Low Dropout Regulator,LDO）已经成为研究热点，其中，对于LDO电路中基准的温度系数已经报道了很多[1]，然而，如何抑制电源的波动对电路性能的影响，以及降低电路的输出总噪声方面研究则相对较少。因此，本文设计一种具有高电源抑制比、低噪声特性且温度系数参数较低的基准源电路。

目前实现高PSRR的基准电压源的技术中，常见的一种是使用自偏置技术(self-regulating technique)抑制电源纹波[2,3]；另外一种是使用预抑制电路[4]以为电路提供比供电电源电源纹波更小的内部电源电压。本文通过在运放中引入电源抑制比增强级和基准输出端引入低通滤波器电路提高整个频率范围内的PSRR性能，另外，低通滤波器有助于降低整个电路的噪声，另同时电路输出基准电压还具有较好的温度系数。

1 带隙基准源基本原理

产生不随温度变化的基准电压的方法就是将两个具有相反温度系数的电压以适当的比例相加。在半导体工艺的各种不同器件参数中，双极晶体管被证实具有比绝缘栅型场效应晶体管更好的重复性，并且能同时提供严格定义的正负温度系数的电压量[5]，因此本文使用双极晶体管实现基准电压源。

图1带隙基准源基本结构（参见下页）

如图1所示，Q1、Q2为寄生的纵向PNP管，由于在n阱CMOS工艺中，p型衬底必须接地电位，所以只能采用纵向PNP管，其中Q1的发射极面积是Q发射极面积的n倍，R1=R2,VOUT为电路的输出基准电压。R1、R2、R3、M1和运算放大器构成反馈环路，运放具有很高的增益，因此运放输入端具有“虚短”的特性，节点A+和A-电压近似相等，则电阻R3上的电压为:

其中，IS1、IS2为饱和电流，并且IS1=IS2，电路中R1、R2阻值相等，并且两端电压也相等，因此流过的电流也相等。输出的基准电压为：

由于第一项和第二项温度系数相反，因此，只要适当设置R1、R3和n的值，就可以得到不随温度变化的基准电压。

2 带隙基准源电路设计

本文设计的带隙基准源整体电路如图2所示，整个电路由三个部分组成：基准核心电路、启动电路以及低通滤波器电路。

2.1 基准核心电路

基准核心电路的工作原理在第二部分已经阐述过，这部分主要分析其中的运算放大器电路，运算放大器电路结构如图3所示。左边是偏置电路，右边是运放核心电路，第一级为有源电流镜差动对，第二级为共源放大级，其中电阻R和电容C构成密勒频率补偿，用于环路稳定，第三级为PSRR增强级，二极管连接的MOS管M8阻抗很低，阻抗值为，其中gm8是M8的跨导，M9工作在饱和区，从输出端VP看到的与电源地串联的电阻很高，阻抗值为Rds9，其中Rds9是M9的交流小信号等效电阻。第三级的电源抑制比为：

(3）式表明电源的纹波几乎完全传递到输出端VP，另外电源的纹波也同时传递到基准核心电路的M1管，因此，基准核心电路的M1管的栅源电压几乎不变，不随电源波动而波动从而提高了PSRR性能。

偏置电路中M10、M11、M12、M13构成共源共栅电流镜，这种结构降低沟道调制效应的影响，R1、R2具有相反的温度系数特性，R1、R2串联在一起就能消除温度对电路性能的影响，MOS管M16～M19构成启动电路，用于避免偏置电路在上电后进入“简并”偏置点。其工作原理如下：刚上电时，M18栅电压为零，M16导通并给M18栅端充电，M17镜像M16的电流并将电流注入到M14、M15栅端，从而M14、M15栅端电压变为高电位，整个偏置电路开始正常工作。当电路关断后，M19用于泄放M18的电荷，这样可以确保下次电路能正常启动。

2.2 低通滤波器电路

低通滤波器结构如图2所示。M5～M10晶体管构成一阶RC低通滤波器，其中M5～M9充当电阻，M 1 0的源、漏和衬底接地充当电容。将M O S管M5～M9设计成工作在线性区，目的是为了利用MOS管沟道电阻比较大的优势，并且用MOS管作电容，都是为了减少版图面积。低通滤波器之所以能进一步提高中高频率范围内PSRR，是因为在频率为处引入了一个极点，并且因为沟道电阻R很大，MOS管电容宽长也设计得比较大，因此极点处于中高频范围内，这等效于1/PSRR在频率处具有一个零点，从而导致整个工作频率范围的PSRR得到提高。另外，由于噪声频率一般比较低，频率在低通滤波器极点以内，所以低通滤波器有助于滤除输出噪声，

2.3 启动电路

如果当电源上电时，所有的晶体管均流过零电流，则电路将保持关断。因此，需要引入启动电路以使电路摆脱简并偏置点。如图2所示，晶体管M3源端、漏端和衬底连接在一起充当电容。电源刚上电瞬间，M3管栅端没有电荷即电压为零，M2、M4管导通，这时有电流从电源端流向双极晶体管Q2，整个电路开始正常工作；M2管的电流给M3管栅端充电荷，M3管栅电压变为电源电压，M4管关断，此时启动电路和基准电路断开，并且启动电路不消耗电流，有助于降低电路功耗。

3 电路仿真与分析

电路基于SMIC 0.18um CMOS工艺，使用Cadence软件中的Spectre仿真工具，在TT工艺角下对电路进行了仿真分析。输入电压为3.3V，温度范围为-40℃～125℃。在不同电源电压下，温度特性仿真结果如图5所示。从图4可以看出，此电路具有较好的温度系数，在-4 0℃～1 2 5℃范围内电压变化量为1.69mV，温度系数为8.6 ppm/℃。

图5所示分别为低通滤波器电路和PSRR增强级电路加入与否条件下的基准电源抑制比仿真曲线。从图5中(a)、(b)、(c)、(d)曲线对比可以看出PSRR增强级电路能提高中低频率范围内的PSRR特性；低通滤波器电路能提高中高频率范围内的PSRR特性。图5的仿真结果显示基准直流时的PSRR为130.4dB,100KHz时的PSRR为77.6dB。图6为带隙基准的输出噪声曲线，频率为100KHz时，噪声为24.8nV/√Hz，因此，基准电路的输出噪声非常低。

表1列出了本文与以往文献报道的电路参数的对比结果，从表1可以看出，本文设计的基准电压在低频处的PSRR性能比文献[6]、[7]设计的有非常大提高，并且高频处PSRR性能依然较高，因此，本文设计的电路在整个频率范围内都具有很好的电源纹波抑制能力。而且，温度系数比文献[6]、[7]更低，适用温度范围更广。另外，电路的输出噪声很低，因此更适合低噪声的应用场合。

4 结论

本文提出了一种高PSRR低噪声的带隙基准源，利用PSRR增强级电路和低通滤波器电路提高整个频率范围内的PSRR性能，同时降低了输出噪声。仿真结果显示：-40℃～125℃范围内温度系数为8.6p p m/℃，输出电压为1.1 9 5 V，电源抑制比为-130.4@dc,-77.6@100KHz，输出噪声为24.8nV@100KHz。因此，该带隙基准源电路非常适合于应用在高电源电压抑制比、低噪声的LDO电路中。

参考文献

[1]张宗航,赵毅强,耿俊峰.一种二阶曲率补偿带隙基准电压源[J].微电子学与计算机,2012,29(5):15-19.

[2]WANG D J,LUO P,LIAO P F.High PSRR low noise CMOS bandgap voltage reference[C]//IEEE International Conference Electron Devices and Solid State Circuits.Chengdu.2014:1-2.

[3]ZHU Y M,FEI L,YANG Y J,et al.A-115d B PSRR CMOS bandgap reference with a novel voltage self-regulating technique[C]//IEEE Custom Integrated Circuits Conference.San Jose.2014:1-4.

[4]XU M,YANG W M,YANG W T,et al.An OP Amp-less Band-gap Voltage Reference with High PSRR and Low Voltage[C]//IEEE Microelectronics and Electronics Asia Pacific Conference.Shanghai.2010:166-169.

[5]RAZAVI B.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿,程军,张瑞智,等译.西安:西安交通大学出版社,2003:312-315.

[6]ZHOU Z K,ZHU P S,SHI Y,et al.A CMOS voltage reference based on mutual compensation of Vtn and Vtp[J].IEEE Trans.CIRCUITS Syst.II,Exp.Briefs,2012,59(6):341-345.