脉冲电路（精选八篇）
脉冲电路 篇1
1 接收电路原理框图
如图1所示为激光测距接收电路原理框图。高压发生电路产生高压,作为APD(雪崩光电二极管)的工作电压。反馈回路使产生的高压稳定,不受电源电压、温度等因素的影响,同时使该高压在一定范围内可调。通过APD驱动电路,把接收到的回波光脉冲信号转换为电压脉冲信号,输入到前置放大电路。信号经过预处理,然后再经过一级放大和整形等操作,即可作为回波截止信号,送至测量单元,进行时间间隔的测量。
2 APD驱动电路
APD驱动电路如图2所示,其中,VH为高压发生电路产生的160 V电压,作为APD的工作电压。R1为限流电阻,保护APD,防止电流过大烧坏晶体管;C为滤波电容,靠近APD放置,滤除高压引起的杂波。由于APD把接收到的光信号转换为电流信号,因此运算放大器OPA356和电阻R2完成电流转电压功能,把APD输出的电流信号转换为电压信号,U=-I=R2,提供给后续电路。
3 高压发生电路
在APD的驱动电路中,需要用到160 V的高压偏置。因为是手持式激光测距,在供电方面只能是电池供电。因此,在系统中,需要用到将5 V的电源电压升到160 V的高压发生电路,图3是高压发生电路的原理图[1]。
该电路中,由555振荡器组成的方波发生器,产生一定占空比的方波,控制开关三极管3DK9的导通、截止。当三极管导通时,由于集电极和发射极之间的电压VCE很低,故二极管D2截止。这时,能量由电源注入,储存在电感中。负载由滤波电容C16提供,电容C16将自身储存的能量CV2/2提供给负载。当三极管截止时,由于电感的自感效应,电感上的电流不能发生突变,它产生的感应电动势阻止电流的减小。二极管D2导通,电感将储能LI2/2注入电容中,供给电容储能,并同时供给负载。通过产生方波控制开关三极管3DK9的导通、截止,电感的储能作用、自感效应,电容的储能作用,从而在输出端得到所需的高压。
由于该电路产生的电压会受到电源电压、温度等因素的影响,因此为了使其产生的高压稳定,并且使该高压在一定范围内可调,在高压发生电路中加入一个反馈回路[1],如图4所示。
反馈信号输入至555振荡器的第5管脚,通过控制该管脚,可以使555振荡器输出方波的频率和占空比发生变化,从而控制输出电压,使高压发生电路工作稳定。该回路可通过调节电位器R12,改变反馈电压Vref的大小,实现高压在一定范围内可调。
4 前置放大电路
测距时,由于测量距离的远近不同,导致APD驱动电路输出的电压信号变化的幅度很大。为了得到一个幅值变化较小的信号,在前置放大电路中,选取具有自动增益控制(AGC)功能的放大器AD603[2],如图5所示。
该电路由两片AD603顺序级联而成,目的是为了提高信号的信噪比。用三极管2N3906和3904级联,实现对输出信号的峰值检波。图5中,由Q1和R8组成一个检波器,用于检测输出信号幅度的变化。由CAV形成自动增益控制电压VAGC,流进电容CAV的电流为Q2和Q1两管的集电极电流之差,而且其大小随A2输出信号的幅度大小变化而变化,这使得加在A1,A2放大器1脚的自动增益控制电压VAGC随输出信号幅度变化而变化,从而达到自动调整放大器增益的目的[3]。其中,J1为信号输入;J2为信号输出。
5 放大整形电路
前置放大电路输出的信号,幅度、信噪比还不足以满足测量单元的要求。为了得到足够的放大倍数和更高的信噪比,后续的信号处理还需要进行放大和整形。
信号的放大处理采用同相比例运算电路[4],进行固定增益的放大。信号的整形处理采用比较器MAX913,正端为输入信号,负端接电源,通过电位器调节电压,作为比较电压,提取出“干净”的脉冲信号[5],以提高测量精度。
6 结束语
该电路中,采用高压发生电路和反馈回路,达到了APD工作所需的高压要求。前置放大电路的AGC功能有效地解决了回波信号范围变化大的问题,把信号控制在一定幅值范围内,方便后续电路的处理。放大整形电路能进一步得到足够放大倍数的信号,有效地去除噪声,提高信噪比,为后续测量单元的时间间隔测量提供了保证。
摘要：从脉冲激光测距的特点出发,结合APD工作条件,以及回波信号特征,设计了一种脉冲激光测距接收电路。该电路采用两级放大电路,其中前置放大电路具有自动增益控制功能,有效地解决了因测量距离的远近不同而导致回波信号幅度变化大的问题,为后续电路的信号处理提供了条件。
关键词：脉冲激光,激光测距,测距接收电路,高压设计
参考文献
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脉冲电路 篇2
用系统变量比例脉冲方法控制超混沌的电路实验研究
利用电子线路实验实现了用正比于系统变量周期脉冲扰动法(PP-SV)控制超混沌,只用单一输出信号作为反馈信号,改变原来只对系统变量进行自身替换的方式,将反馈信号加到系统的.其他变量上.将这种改进的方式用于一个超混沌电路中,得到了很好的控制效果.数值模拟结果与实验结果基本符合.
作 者：岳丽娟 陈艳艳 彭建华 作者单位：东北师范大学物理系,长春,130024刊 名：物理学报 ISTIC SCI PKU英文刊名：ACTA PHYSICA SINICA年，卷(期)：50(11)分类号：O4关键词：超混沌 电路实验 脉冲扰动 反馈控制
窄脉冲激光探测电路分析与设计 篇3
1 光电管模型
光电探测器普遍采用PIN光电二极管, 其等效电路模型可采用一个电流源与一个理想的二极管并联来表示[4], 如图1所示。电流源代表由于入射光产生的光电流, 二极管代表光电二极管的PN结, 分流电阻RD及结电容CD与电流源及二极管为并联关系, 串联电阻Rs与其他器件为串联关系。
理想的光电二极管的并联电阻为无穷大, 但实际器件的并联电阻阻值为10Ω~1 000 MΩ, 在实际测试中可通过在光电二极管两端加较低的偏压, 测试通过电流, 计算光电二极管的并联电阻, 当光电二极管工作在无偏压条件时, 并联电阻决定了光电二极管的噪声电流。
串联电阻由接触电阻与非耗尽区的电阻产生, 可表示为
式中, Ws为基材的厚度;Wd为耗尽层的宽度;A为扩散区面积;ρ为基材的电阻率;Rc为接触电阻;典型的串联电阻的阻值可为10~1 000Ω。
结电容CD与光电二极管反向偏压有关, 典型的Si光电二极管的结电容与反向偏压的关系如图2所示。
图2显示随着反向偏压的增加, 结电容减小, 结电容的大小决定了光电二极管的反应速度、噪声增益等关键性能指标。
2 偏置电路模型
光电二极管的光电流信号与入射光信号的功率成正比, 光电二极管的信号可通过测量其电压信号或电流信号获得, 测量其电流信号具有更好的线性特征与带宽, 根据应用需求的不同可以采用不同的偏置方式[4,5]。
光电二极管探测器既可在零偏置下工作 (光伏模式) , 如图3所示。也可在反偏置下工作 (光电导模式) , 如图4所示。
光电导模式通过对光电二极管加反向偏压可实现较高的切换速度, 但会牺牲线性, 而且偏压越高, 暗电流越大, 由此会产生较大的噪声电流。它适合于检测高速光脉冲的场合。零偏置模式由于不存在内部暗电流, 其探测器输出噪声基本上是由分流电阻产生的热噪声, 而且电路可充分利用器件的线性, 从而实现最精确的线性工作。它适合于比较精确的测量检测和仪器仪表方面的场合。
3 放大电路模型
光电二极管的结电容对信号带宽的影响是非常严重的, 光电二极管产生的信号都要受到结电容的影响, 结电容对光电流会产生分流。光电流的放大可采用两种方式, 电压模式与采用I-V转换的跨阻放大模式[6,7], 采用电压模式与跨阻模式的电路模型分别见图5、图6。
在电压放大模式中, 负载电阻RL远小于RD, RD的影响可忽略。放大器的输入电阻及输入电容与负载电阻为并联关系, 通常Ri很高可忽略。在电压模式中信号电流ip通过负载电阻RL产生电压, 通过运放隔离负载电阻RL与后端负载, 理想的输出为Vo=ip×RL, 但电路中光电流信号通过RL产生的电压信号加于光电二极管与结电容上, 在高频段结电容会分流光电流, 会产生带宽限制, 电路的-3 d B带宽为f1, 对光电二极管放大电路, 当RL与CD值较大时会严重限制信号带宽。在电压放大模式中, 定义f1为电路滚降频率, f1可表示为
采用跨阻放大方式的波特图如图7所示。
通过分析电路的波特图, 可知fz与fpf分别为跨阻放大方式信号增益曲线的零点频率与极点频率[5], Rf为反馈电阻, CD为输入电容, Cf为反馈电容。
在高频段信号增益为
在低频段信号增益为
跨阻增益的滚降频率即信号增益的极点频率fpf为
信号增益的零点频率为
式中, fi为放大器的闭环增益带宽;AOL为放大器在fpf频率处开环增益;fi可由式 (6) 计算
由图7可知, 在fpf到fi频率波段, 跨阻增益以20d B/十倍频程的速度衰减, 而信号增益为固定值, 在fpf到fi频率波段主要为噪声增益。因此, 需对电路进行优化以减小噪声增益的带宽, 在电路设计中, 如fpf=fi, 则可以最大限度地压缩噪声带宽, 同时可满足跨阻增益的带宽要求[5], 优化后的波特图如图8所示。
因开环增益曲线以20 d B/十倍频程的速度衰减, 而信号增益曲线以20 d B/十倍频程递增, 放大器的增益带宽积GBW, 闭环增益带宽fi, 零点频率fz可用式 (7) 表示, 可得
采用跨阻模式的电路将二极管与结电容的信号电压降低为0, 通常放大器的增益带宽积GBW远大于fz, 通过式 (7) 可看出, 采用跨阻放大模式可提高电路的响应带宽, 适用于探测纳秒级窄脉冲激光。
4 放大电路设计
通常由于分布电容的存在, 反馈电阻会存在并联的反馈电容, 同时为了电路的稳定性及降低噪声会采用补偿电容的方式[5,8,9,10], 使电路的闭环带宽与信号带宽相等, 由式 (4) ~式 (7) 可推导出反馈电容数值计算公式
式中, CD为光电管结电容;Rf为反馈电阻;GBW为放大器增益带宽积。光电探测放大电路的设计过程可按如下步骤进行: (1) 根据探测激光的脉冲宽度计算信号带宽; (2) 选择放大器, 应具有足够带宽及较低的电压噪声、电流噪声; (3) 根据放大器带宽及信号带宽计算反馈电阻; (4) 根据光电二极管结电容、放大器带宽及反馈电阻计算补偿电容大小。
如现需要探测脉冲宽度为10 ns的脉冲激光, 上升时间与下降时间为5 ns, 其信号带宽为
式中, Tr为信号上升时间, 可计算信号的带宽为70MHz。在设计放大器时应满足放大器的闭环增益的滚降频率大于、等于信号的带宽, 这里令fpf=fsig, 光电探测器选用GT3552T光电二极管, 结电容CD为20 pf, 并联电阻RD为40 MΩ。放大器选用OPA847[8,10], 其增益带宽积为3.9 GHz。原理图如图9。
由式 (7) 可计算放大器的零点频率fz=1.256 MHz, 将fz及结电容及放大器输入电容3.7 pf数值代入式 (5) , 可计算出Rf=5.3 kΩ, 将GBW、Rf、CD代入式 (8) , 计算可得Cf=0.43 pf。通常放大器的输入端会存在分布电容, 当计算得到的补偿电容较小时, 放大电路的分布电容可取代补偿电容, 作用相当于补偿电容。通过Multi Sim电路仿真软件对该电路进行瞬态、交流的分析, 结果如图10、图11所示。
由图11可看出放大电路较好保持了脉冲形状, 同时在交流分析中可看出, 电路的f-3d B约为70 MHz, 相位裕度为77°, 电路可稳定工作。通过参数的优化设计, 放大器的闭环带宽满足对窄脉冲激光探测的要求, 同时压缩了噪声增益带宽, 可有效提高了探测系统的信噪比。
5 结论
分析了光电二极管的参数模型、放大电路的参数模型, 对窄脉冲激光探测电路的参数设计进行了详细分析。通过优化负载电阻、补偿电容参数, 有效提高系统的信噪比, 通过仿真测试表明, 该设计方法可提高探测系统性能, 可适用于不同参数激光脉冲探测系统的设计。
摘要：光电检测电路的设计对激光探测系统的性能有重要的影响。针对窄脉冲激光的时域特性, 对窄脉冲激光电路设计进行了详细的分析, 包括光电二极管的偏置电压对检测电路的影响、光电流转换方式对信号带宽影响等。为提高探测系统信噪比, 对放大电路、补偿电路的带宽设计提出优化方法, 给出窄脉冲激光探测器的前级放大电路参数设计的依据, 并对探测电路优化及设计方法进行了详细论述, 为光电检测电路的设计提供了有效的设计方法。
关键词：PIN光电二极管,光电探测,窄脉冲激光
参考文献
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高压脉冲轨道电路的维护与故障处理 篇4
1 高压脉冲轨道电路的分析
为了解决轨面严重生锈造成的分路不良问题, 研究出了高压脉冲轨道电路这种新型的轨道电路。高压脉冲轨道电路是由送端轨道电源经发码器变换生成不对称脉冲信号经变压器降压、钢轨传输到受端, 再经变压器升压后送译码器, 译码器将轨面传来的不对称信号转换为两个 (头、尾) 直流信号供差动继电器工作。高压脉冲轨道电路, 即通过芯片的控制, 输出高压脉冲, 产生高压脉冲信号源, 提高了轨面瞬间击穿电压, 解决了由于轨面严重生锈带来的分路不良问题, 改善了轨道电路分路灵敏度。
高压脉冲轨道电路主要由GM·F型高压脉冲发码器、25Hz (或50Hz) 220伏供电电源设备、BE1-M、BE2-M型扼流变压器) 或送受端变压器 (GM.BG-80轨道变压器、JCRC型二元差动继电器、GM·Y型译码接收器、延时继电器以及JWXC-1700和阻容器件等构成, 如图1所示。
2 高压脉冲轨道电路工作原理
经电缆将轨道电源送至高压脉冲发码电源变压器的I次侧, 可提供300V、400V、500V的交流电压在变压器II次侧, 可以根据轨道电路的长度及轨面的生锈程度选择合适的电压。变压器次级电压提供工作电源给高压脉冲发码盒, 在高压脉冲扼流变压器的信号侧发码盒输出经过调整电阻放电, 高压脉冲产生头部和尾部不对称的现象, 该脉冲经过扼流变压器传送至轨面。在接收端, 把轨面上的高压不对称脉冲信号通过扼流变压器传送到译码器上, 把高压脉冲中的正脉冲和负脉冲通过译码器分别变换并输出, 给二元差动继电器工作提供电力。如果极性相反, 二元差动继电器不吸起, 以保证有可靠的极性交叉。
3 日常维护
1) 高压脉冲轨道电路在日常维修过程中要全面检查轨道电路连接线是否正常, 钢轨绝缘以及有关分支的跳线连接等是否正常。轨道继电器头、尾部线圈电压的波动范围也是检查的主要内容, 如果电压偏高、偏低或是头尾电压比例失调要采取相应的防护措施和方法, 其中在最不利的情况下继电器要能够满足工作值的1.1倍。
2) 检查过程中要注意轨道电路传输的脉冲频率是否有规律, 频率是否一致, 并且要确保极性交叉正确。在电码化区段应该检测电码化入口电流是否达到了要求。为了保证轨道电路的分路灵敏度, 每月必须对分路残压进行测试, 高压脉冲轨道电路分路采用0.15Ω短路线在区段上任一点进行分路, 继电器应可靠落下, 其残压:头部应不大于13.5V, 尾部不大于9.5V, 头、尾部任一电压低于上述电压值即达到标准。
3) 为了适应电压波动或是各类电网线路的干扰, 钢轨电阻抗压的变化, 依据信号维修规定中的二元差动继电器电压的调整范围。其两电压的范围要调整到40~60V, 才能够保证其钢轨线路的正常运行。二元差动继电器的使用要确保一次性调整好, 才能够保证轨道电路稳定正常运行。
4) 为了适应中接线两个扼流箱因位置差异产生的接触不良的现象需要在焊接时将尺寸量好之后再继续拧加工, 保证牵引线电流畅通。轨道等阻引线处的两个紧固螺帽应该要保持紧固, 如果与轨道基准线之间还有距离可以增加一个垫片, 避免内部绝缘损坏, 防止振动引起的接地线接触不良。
5) 高压脉冲轨道电路在日常使用中因牵引电流的不平衡, 容易烧毁高压脉冲译码器, 出现”红光带“, 要解决牵引电流的不平衡, 必须做好与供电的配合工作, 供电作业打地线, 需先将轨道进行短路, 防止牵引电流的不平衡烧毁器材。
6) 由于分路灵敏度高, 巡视时要注意将钢轨上掉下的铁屑、绑扎用的铁丝等金属物清理干净, 防止造成短路。
7) 二元差动继电器头部、尾部电压之差应在±10V以内。若电压偏高加大GM.F-25的限流电阻或减少发码器发送电压或者改变发送端、接收端变压器变比。若电压偏低减少GM.F-25的限流电阻, 但限流电阻与发送端电缆环阻值和不得小于10Ω, 或增大发码器发送电压或者改变发送端、接收端变压器变比。
8) 头尾电压比例失配时:应调整GM.Y处43端子与13、11、12、33、32的连接, 直至满足要求。
9) 高压脉冲轨道电路必须进行测试并且每次测试后对测试数据进行分析比对。
4 故障处理
高压脉冲轨道电路故障处理程序如图2所示。
1) 确认红光带故障发生后, 应利用微机监测, 调阅故障区段日曲线和月曲线, 了解故障前后轨道电路的状态, 同时, 调阅相邻区段在同时段内曲线是否也有异常, 调阅电源屏轨道电源是否有波动。
2) 回放故障时段的控制台显示, 了解当时接发列车情况, 是突然出现红光带, 还是车过后红光带不消失。
3) 向车站值班员了解, 在故障区段的范围内是否有施工或行人穿越铁路, 分析外界干扰可能性。
4) 故障处理时, 应关掉移频电源盒开关, 防止移频发送盒送出的电压干扰测试与判断工作。
5) 脉冲型轨道电路的电压是分极性的, 甩线测试时, 要做好记号, 供恢复时能正确地上回原端子。
6) 轨道电压或者脉冲间隔异常, 应检查轨道电路的发送端设备, 并查看钢轨绝缘节轨道峰值电压和脉冲间隔正常, 发送准确, 应检查接受端设备。
7) 由发送端异常显示出的故障: (1) 如果脉冲间隔异常, 每分钟小于155次/min和大于195次/min。或脉冲间隔不稳定, 不规则, 则应该认为脉冲间隔为异常, 须更换发送器。 (2) 如果轨道电压出现异常, 则应检查电源电压, 是否稳定在规定范围, 然后检查其空载运用电压值, 并与安装试验值进行对比, 如果室内各种电压正常, 则故障在轨道电路方面 (绝缘节、短路、或在接受端等) 一般轨道电路测得的数值低于或者高于轨道电路日常数值最小值的20%, 则应该视为异常。
8) 确定接受端的故障。接受设备的某些故障可以引起轨道电路改变, 但它不会使脉冲间隔受到任何影响, 根据下述情况, 可以判定接收端的”轨道“电压正常或者不正常。 (1) 正常的轨道电压。测量继电器线圈的电压、电流。如果继电器线圈上的U/I不等于此线圈的电阻值, 则继电器必须更换。 (2) 检查故障, 不是由于电缆或继电器系统引起的故障, 则继电器端子电压中有一个小于其通常记录之数值, 就应更换接收器。
9) 在轨道上确定的故障。
(1) 短路:从发送开始, 使用脉冲峰值表, 在钢轨上进行分段测试, 当脉冲峰值表指示为零时即为短路点。
(2) 断轨:在钢轨上用脉冲峰值表分段测电压, 即可发现故障的部位。
(3) 绝缘节:用脉冲峰值表检查, 如果绝缘节两端的电压Ux小于轨道电路最大峰值电压的1/4, 则绝缘节必须更换。
10) 间歇故障。确定这类故障比较困难, 除了上述的各种检查之外, 应该找出这类间歇故障的某些局部条件之间的关系, 诸如电源电压的重大变化, 循环出现的特点和位置, 空气条件等, 特别要考虑牵引电流的影响。使用脉冲峰值电压表, 测轨道脉冲的峰值电压;轨道继电器线圈电压头/尾部。当继电器尾部线圈电压增大时, 则可能是牵引电流引起的不平衡, 此时应设法寻找其不平衡的根源。
5 结束语
高压脉冲轨道电路是送至轨面的电压是脉冲型, 在轨面上电压峰值最高可达到90V, 最低也有30V。由于轨面电压高, 分路灵敏度也高, 对于钢轨表面生锈、灰尘、撒沙、油污等造成的分路不良, 具有良好的抵抗效果, 因此在开展分路不良专项整治项目中, 有着其他类型轨道电路所不具备的优势。
摘要：在现代轨道交通中, 高压脉冲轨道电路作为解决长期不过车区段分路不良的重要手段, 有着至关重要的作用。本文就高压脉冲轨道电路的日常维护以及一些故障的处理进行探讨。
关键词：高压脉冲,轨道电路,日常维护,故障处理
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超宽带脉冲产生电路的研究与设计 篇5
1 UWB脉冲产生方案设计
产生具有超宽带特性的窄脉冲信号一般是使用一个极快速的开关通过对储能元件的放电来实现的。如图1所示,高速开关受触发信号控制,每当触发信号的上升沿到达时,高速开关迅速打开,对储能元件进行放电,形成窄脉冲信号的上升沿,然后迅速关断,形成窄脉冲信号的下降沿。各种方案的区别主要是对图1 中高速开关的选择不同。下面分别介绍并比较各种超宽带脉冲产生方法。
1.1 阶跃恢复二级管脉冲产生电路
利用阶跃管产生窄脉冲时,输入正弦波的周期应大于阶跃恢复二极管的存贮时间,但不能太大,否则其输出并非脉冲,而是只有正半周的正弦波;另外,为了使二极管具备足够多的载流子存贮并能够及时驱散,要求散信号源必须能输出足够大的电流。
采用阶跃管电路可以得到较为陡峭的脉冲沿(10 ps量级),脉冲宽度也能做到很窄(100 ps量级),但由于器件性能的限制,脉冲输出幅值较小(一般较大时可做到几伏量级)。该电路常用于倍频电路或微功率脉冲雷达(MIR)电路。
1.2 雪崩三极管脉冲产生电路
具有明显的雪崩效应的晶体管称之为雪崩晶体管[3],其基本工作电路图如图2 所示。
在输入脉冲到来时,输入信号经过电容C及RB作用用于触发晶体管T的雪崩状态,迅速进入雪崩区并处于低阻状态,电容C2上存贮的电荷此时则通过T及RL放电,其放电时间常数近似为RLC2,当放电完毕时晶体管T的雪崩状态也停止,T再次进入截止状态,偏置电压VCC再次给电容C2充电,为下次的触发做准备,这时充电时间常数近似为R2C2。可以测到在输出端产生了一个幅值较高的正窄脉冲。在电路中C2的电容值与生成脉冲的幅度有关,当电容值大时脉冲幅值高,但脉冲宽度也会变大,在应用时要根据实际情况做调整。
跟据课题研究的需要和现有的实验条件,本文在阶跃恢复二极管方案中,通过对阶跃二极管建模,优化二极管参数,得到幅度比较高的脉冲信号,以克服该方案幅度太低的缺陷。在雪崩方案中,结合MARX电路的原理,设计多级雪崩电路。
2脉冲发生器设计
雪崩晶体管电路产生的脉冲幅度往往有限,不能满足需要。若要求输出功率较大时,可以采用多管联合工作方式。电路还采用了雪崩管级联的设计,这样可以增加所产生脉冲的幅度,还可以使脉冲的宽度变得更窄。对皮秒量级的脉冲电路来说,电路中每个环节的时间延迟都会对输出的脉冲产生影响,使脉冲变宽[4]。为了消除雪崩电路中的依次延时现象,将同步触发脉冲信号添加到多个晶体管的基极部分,同时使晶体管产生雪崩击穿现象,使负载上快速的获得的脉冲的上升段,从而得到陡直的超宽带脉冲。其脉冲发生电路原理图如图3所示。
雪崩晶体管电路中应确定的电路参数主要有雪崩晶体管,VCC、雪崩电容C、负载电阻R等[5]。由于晶体管的雪崩性能不能准确的由直流参数所表征,一般地,击穿电压较低的晶体管雪崩上升时间会更快、脉冲重复周期也会比较高,然而脉冲的幅度却比较低,因此在使用的过程中需加以权衡。本文在脉冲发生器的电路设计中选择金属壳TO⁃18 封装的2N2369A三极管。该三极管具有比较快的开关速度,较大的雪崩电流,以及较低的击穿电压。
据图3 所示电路原理图,采用Protel软件设计了如图4 所示的PCB电路板。
由于采用了级联电路,就要尽量保证各级同步触发,尤其是这个超宽带脉冲发生器电路工作在超高频状态,对时间非常敏感,这一点显得尤为重要。首先为了减小分布参数的影响,各级电路需保持一致,各级电路对应部分应尽量采用相同长度和宽度的连线。其次为了减小器件误差,各级电路的相应元件应选用相同型号,相同批次的产品。最后,为了减少焊接过程中产生的分布误差,尽量采用贴片式封装的元件,并且在焊接过程中,应保持焊点均匀。
典型的基于阶跃恢复二极管SRD管的超宽带脉冲发生电路原理图如图5 所示。图中:V0为直流偏置电源;f0为激励脉冲源;L是激励电感。假设负载电阻无限大,则对于正向流过的电流i,阶跃二极管等同短路,因此V近似为零(接触电压)。对于反向流通的电流i,位于阶跃二极管上的储存电荷进行放电,这时V仍为0(但实际为导通电压)。但是当储存电荷快要放电完毕时,电流要突然减小,而电感作为一个惯性元件,将不使其变小,而产生一个反向感应电压,这时二极管上有一个反向高压脉冲出现,此后,二极管重复上述的周期过程。
在二极管的导通期间,脉冲发生器的等效电路如图4所示,其中信号源的电压为sin(ωt + α),偏压为V,并且有一个激励电感为L。设t = 0,i = I,则L > 0 后,电流i可以利用暂态电路的求解方法求出[6]。在二极管的储存电荷放电完毕后,二极管上的电压为零,其中电流值为最大。若此时外加电压亦为零,则电感两端的电压为零,这个最大电流要开始迅速减小,于是电感上产生一个反向电压脉冲。
3 基于CPLD的触发脉冲源电路设计
在本文中,采用CPLD的方案,利用CPLD输出脉冲信号。这种方案的优点在于可以产生多种类型的触发信号,还可以为以后的工作预留接口,比如能用CPLD产生编码脉冲,这种方案灵活、实用、可扩展性强[7]。
本文选用了Altera的MAX3000A系列CPLD中的EPM3064ATC44 作为控制器。CPLD外围电路主要包括电源电路、CPLD配置下载电路、时钟电路以及应用电路。此处选用的CPLD的芯片的内核电压和I/O电压均为3.3 V,而电路外部电源输入为12 V,以需要加电压转换电路来产生所需要的工作电压。采用的电源转换芯片是LM7805 和AS1117,其中LM7805 将直流电压从12 V变换为5 V,AS1117 则将直流电压从5 V变换为3.3 V。并且在电压转换芯片两侧加上10 μF的钽电容和0.1 μF的瓷片电容起滤波作用。时钟电路选用50 MHz的有源晶振,管脚4 接电源,管脚2 接地,管脚3 为时钟输出端。选用的CPLD配置方式为JTAG方式,JTAG接口由4 个必需的信号TDI,TDO,TMS和TCK,以及1 个可选的信号TRST构成。其中:TDI用于测试数据的输入;TDO用于测试数据的输出;TMS是模式控制管脚,决定JTAG电路内部的TAP状态机的跳转;TCK是测试时钟,其他信号线都必须与之同步;TRST是一个可选的信号,如果JTAG电路不用,可以将它连到地。
如图6 是在QuartusⅡ5.0 的开发环境中功能仿真结果图。图中:iclk是输入时钟信号,rst是复位信号,oclk是输出信号,odclk是延迟的输出信号。iclk是周期为50 MHz的时钟信号;oclk是脉宽为20 ns、周期为5 MHz的脉冲序列;odclk与oclk是相同的信号,只是滞后了20 ns。图7为两路波形的实测结果,与仿真结果一致。
4 仿真结果与分析
对雪崩三极管的脉冲产生电路进行仿真分析。使用Agilent33220A标准发生器代替触发信号源,触发脉冲信号频率5 MHz,占空比10%。触发脉冲信号的脉宽为1 5 000 000 ×10%=20 ns。使用标准直流电压源做直流偏置电源,输出电压设置为雪崩晶体管的临界雪崩电压。测试时时分别改变各主要电路元件参数,来研究各参数对电路性能的不同影响。首先测试单级脉冲雪崩电路,固定负载电阻R = 51Ω,改变雪崩电容C的值。体管的临界雪崩电压。然后固定C = 3p F,测试多级电路的性能。各次测量结果的数据见表1 和表2。显然,雪崩电容越小,储能越少,得到的脉冲越窄,但是能量比较小,脉冲幅度有限。
由测试结果可以看出:脉冲宽度受电容影响更大,可以通过改变雪崩电容来调节,脉冲幅度受负载电阻影响比较大,可以通过改变负载电阻来调节。当在脉冲幅度与宽度两者之间进行平衡的过程中,可以考虑对电路中相应的元件与参数进行改变,从而获得不同的UWB脉冲信号[8]。文中设计的雪崩三极管脉冲发生器能在较低的电源电压下稳定工作,并输出一定幅度和宽度的超宽带脉冲信号,可以达到5 MHz以上的脉冲重复工作频率,且电路结构简单,满足在超宽带引信上使用的需求。
对阶跃恢复二极管脉冲产生电路进行仿真。做仿真前首先要建立SRD的仿真模型[9]。仿真中SRD最核心的参数是载流子寿命 τ;PN结过渡系数M。用PSpice分析时,根据选用的阶跃管参数,列出模型主要仿真参数见表3。
根据表中数据在PSpice仿真软件中建立SRD模型,仿真结果如图8 所示。图中在阶跃管两端加入负脉冲,测量阶跃管的电流波形。图8 中,二极管出现了明显的阶跃现象,其反相导通时间约等于载流子寿命 τ。可见,对SRD的建模是符合理论分析的。
5 结论
本文主要围绕超宽带脉冲的产生技术,首先进行了超宽带脉冲的总体方案设计,进而提出了一种以振荡源、储能元件和高速开关为主体的UWB脉冲产生电路系统模型。结合引信探测方面具体要求,选择了雪崩晶体管和阶跃恢复二极管作为设计方案。采用PSpice软件对电路进行仿真,得到了幅度约为20 V,宽度400 p的超宽带脉冲。设计出了脉冲发生器需要的触发信号电路,通过测试对比单管电路和级联电路的区别。实际调试电路得到了宽度约为1 ns,幅度约24 V的超宽带脉冲信号,符合引信上运用的需要。CPLD方案比较复杂,但可扩展性强,可以用程序控制脉冲编码,也可以产生多路相关的脉冲序列,可以用在超宽带脉冲收发电路中,值得在今后的研究中进行更多的应用。
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高功率微波脉冲对微带电路的影响 篇6
所谓“高功率微波脉冲”是指微波的脉冲峰值率大于100 MW以上, 频率在0.5～300 GHz之间的电磁脉冲。高功率微波[1] (High Power Microwave, HPM) 是随着脉冲功率技术的实用化而迅速发展起来的, 而通信和电子战的应用需求以及近代微波理论的迅速发展也对它起到了推动作用。高功率微波主要应用在电子战中。众所周知, 传统的电子战是利用电子干扰和电子欺骗来阻止或削弱敌人对电磁频谱的有效使用, 而在新定义的电子战概念中, 还包括使用定向能等摧毁性武器, 即从以电磁信息为基础的“软杀伤”阶段到以电磁能量为基础的“硬杀伤”阶段[2,3], 电子战的作战目标已不限于攻击敌方用于发射和接收辐射电磁波的电子装备和系统, 而是通过直接攻击敌方人员、设施和装备, 达到削弱、瓦解和摧毁敌方总体战斗力的目的。高功率微波武器是三大定向能武器之一, 它与其他定向能武器相比有其独有的优点, 不仅可以与雷达兼容构成一体化系统, 实施低功率探测, 跟踪目标, 对目标进行干扰, 还可以迅速提高功率, 对目标实施硬杀伤摧毁, 或者对敌目标的电子设备实施破坏, 具有软硬杀伤兼备的特点, 因此高功率微波武器在目前和未来电子战应用中是对付电子设备和武器系统的新一代电子战武器装备, 它的出现是电子战技术发展的一次质的飞跃。根据高功率微波的应用特点, 研究高功率微波脉冲对电子设备的影响[4,5]具有重要意义。
1高功率微波对集总元件的影响研究
集总元件是电子系统的基石, 了解集总元件 (尤其是半导体器件) 的毁伤机理[2,3], 进而研究高功率微波照射对整个系统的作用机理, 是一个切合实际的思路, 所以研究集总元件的毁伤机理是十分必要的。以下将通过实例说明高功率脉冲对各集总元件的影响。
如图1所示, 微带线导带宽0.75 mm, 介质层高1 mm, 介质介电常数εr=13.0, 导电率σ=0。整个计算空间区域为86Δx×56Δy×34Δz, 平面波区域大小为70Δx×40Δy×18Δz, 各方向空间步长为:Δx=0.25 mm, Δy=Δz=0.125 mm, 时间步长Δt=0.2 ps, 采用二阶Mur吸收边界条件。微带线一端接激励源 (电阻电压集总源) , 另一端接负载。电压US是幅度为1的高斯脉冲, 脉冲宽度为1 000Δt。图2为平面波照射微带电路图, 图中纵坐标为电场分量, 单位为V/m;两横坐标分别为仿真空间所占的尺寸格数。
1.1 HPM对电阻的影响
图3显示的是不同电场强度大小的高斯脉冲照射电阻时, 电阻两端电压随时间步变化图。由图可见, 照射波电场强度越大, 在电阻上引起的电压变化幅度越大。
1.2 HPM对电容的影响
图4反映了高功率微波脉冲对电容电压产生的影响。由图可见, 照射波电场强度越大, 对电容两端电压的影响越大。与图3比较可以看出, 外界照射波对电容的影响要比对电阻的影响小很多。
1.3 HPM对电感的影响
图5反映了高功率微波脉冲对电感电压产生的影响。从图中可以看出, 照射波电场强度越大, 对电感两端电压的影响越大。且在电阻、电容、电感这三者中, 电感受外界照射波的影响最大。
1.4 HPM对二极管的影响
二极管是对高电平瞬时脉冲最为敏感的电子元器件之一。p-n结在雪崩击穿时, 有大量的能量在结的附近耗散。热从功率耗散区的扩散并不多, 而是在器件内部形成很大的温度梯度。与器件结相接的局部区域, 温度可达器件材料的熔点, 这样, 结最终会短路。这种现象称之为热二次击穿失效。半导体器件在受到外界高功率微波脉冲照射时, 只有当脉冲功率达到一定的阈值才可能使二极管等半导体器件发生二次击穿[6], 如果功率低于此阈值, 虽然半导体器件会受到影响, 但是还能恢复到正常的工作状态。以下以二极管为例, 通过仿真来说明高功率微波脉冲对p-n结的影响。
如图1所示, 微带线导带宽2.43 mm, 长84.66 mm, 介质层高0.795 mm, 介质介电常数εr=2.2。整个计算空间区域变为256Δx×56Δy×30Δz, 平面波区域大小为240Δx×40Δy×14Δz, 各方向空间步长为:Δx=0.423 3 mm, Δy=0.404 6 mm, Δz=0.265 mm, 时间步长Δt=0.441 ps, 采用二阶Mur吸收边界条件。US=10sin (2πft) , f=500 MHz。二极管反向饱和电流IS=10-6 A, 热力学温度T=300 K。
图6反映了二极管两端电压受高功率脉冲照射时随时间变化的情况。从图中可以看出, 当脉冲功率达到一定值时, 二极管的正常工作将受到很大的影响, 但当脉冲过后其功能又能恢复。当脉冲功率进一步增大时, 二极管将会被二次击穿, 其正常功能不能再恢复。
2屏蔽盒对微带电路的保护作用
在现在的战场环境下, 必须对电子电路进行一定的保护, 屏蔽即是一种比较常用的保护方法。以下通过例子说明屏蔽盒对简单微带电路的保护作用。
由于屏蔽盒的引进, 整个计算空间区域变为102Δx×76Δy×54Δz, 平面波区域大小为86Δx×60Δy×38Δz, 屏蔽盒大小为70Δx×50Δy×28Δz。在实际设备中, 屏蔽盒不可能完全封闭, 总会存在通风窗等孔缝, 因此本模型为更接近实际情况, 在屏蔽盒正面开有一条25Δy×4Δz的小缝, 微带电路位于整个区域中央。照射脉冲电场强度为10 kV/m。
图7为平面波照射被屏蔽的微波电路时的情形, 图中纵坐标为电场分量, 单位V/m;两横坐标分别为仿真空间所占的尺寸格数。
2.1 电阻
由图8可以看出, 有无屏蔽盒对仿真结果的影响是很大的, 在没有屏蔽盒的情况下, 电阻电压在外界高功率脉冲的照射下变化很大;而当有屏蔽盒时, 外界高功率脉冲的照射对电阻两端电压的影响很小, 几乎可以忽略。
2.2 电容
由图9可看出, 在无屏蔽盒时, 电容电压受外界高功率照射波的影响很大;在有屏蔽盒的情况下, 电容受外界高功率照射波的影响虽不像电阻那样几乎可以忽略, 但和无屏蔽盒比起来, 这种影响确实要小得多。
2.3 电感
由图10可看出, 在无屏蔽盒时, 电感电压在高功率微波波照射下变化很大;而在有屏蔽盒的情况下, 电感电压在外界高功率微波的照射下虽也有波动, 但波动幅度明显要比无屏蔽盒情况下小得多。
2.4 二极管
模型与上节中二极管模型相同, 但由于屏蔽盒的引进, 整个计算空间区域变为272Δx×66Δy×40Δz, 平面波区域大小为256Δx×50Δy×24Δz, 屏蔽盒大小为240Δx×40Δy×14Δz, 在屏蔽盒正面开有一条25Δy×4Δz的小缝, 微带电路位于整个区域中央。照射脉冲电场强度为30 kV/m。
从图11可以看出, 有屏蔽盒时, 外界照射波对二极管影响很小。
3结语
本文利用FDTD仿真了高功率微波脉冲对电阻、电容、电感、二极管等集总元件的影响, 并比较了在有屏蔽盒和无屏蔽盒保护作用下集总元件受到的影响大小。从仿真结果可以看出:在电阻、电容、电感三者中, 电感受高功率微波的影响最大, 电阻次之, 电容最小;二极管受到高功率微波脉冲照射时, 当照射脉冲的幅值不是很大的时, 二极管的正常工作将会受到很大的影响, 但脉冲过后其功能又能恢复, 但当脉冲功率幅值达到一定值时, 二极管将会被二次击穿, 其正常功能不能再恢复;在有屏蔽盒保护作用下, 高功率微波脉冲对集总元件的影响很小。
摘要：随着微波技术的不断发展, 各种高功率微波武器相继产生, 这些武器不但能起到电磁干扰的作用, 而且还能够把电磁能量集中在很窄的脉冲内, 直接摧毁电子设备。另一方面, 近年来, 微带电路以其体积小, 重量轻, 耗能少, 可靠性高等优点在微波领域显示出强大的生命力, 但是高度集成化的微波电路易受小量微波能量的影响。微波能量能够通过各种渠道耦合进入系统壳体, 对电子器件产生破坏性的效应, 使其失效或功能下降。利用FDTD方法分析了高功率脉冲照射下的微波集总元件电压变化的情况, 并比较了在有无屏蔽盒保护作用下的影响结果, 为下一步研究高功率微波脉冲对复杂微波电路的影响奠定了理论基础。
关键词：高功率微波脉冲,FDTD,集总元件,微带电路
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脉冲电路 篇7
由于地面防空系统的迅速发展,对战场进行支援的飞机要获得生存,就必须隐形或采用低空、高速的攻击方式,并且要求攻击命中率足够高,脉冲式激光测距机为低空飞行的飞机提供300 m ~ 15 km精确目标距离信息[1]。
2 接收电路原理
对目标距离的测量主要采用两种测量方法: 脉冲式激光测距和相位式激光测距。在脉冲激光测距系统中,其基本原理就是通过测量激光脉冲的传播时间来确定距离。由于激光脉冲在传输过程中,会受到空气、温度、湿度等因素的影响,引起畸变和衰减。特别是在测量远距离的目标时,激光脉冲的远距离传输,其回波信号携带很大的噪声,信噪比较低。而且,由于测量距离的远近不同,回波信号的幅度变化很大。因此,设计合理的接收电路,解决回波信号幅度变化大的问题,提高回波信号的信噪比,还原出回波信号,正确测量出激光脉冲传播的时间差,是激光测距系统的一个重要部分[2]。
光背景噪声或被测目标漫反射激光经APD转变为微弱电压脉冲,经过两级低噪声可变增益放大器AD603放大后,信号变为幅度较大的电压脉冲,由可编程逻辑器件( CPLD) 处理器在单位时间内收集脉冲个数,通过D/A转换电路驱动高压模块改变APD的偏压,偏压的增大/减小引起脉冲个数的减小/增大,这样组成稳定的闭环负反馈系统。激光测距接收电路原理框图如图1所示。
3 器件的选取
3. 1 可编程逻辑器件 MAX7000AE
由于测距机的计数功能、故障检测功能、激光电源控制功能、与上位机通讯功能均不能中断,采用可编程逻辑器件MAX7000AE[3]系列芯片,所有软件模块在一块芯片中完成,并且做到各模块间并行处理,可以提高电路设计灵活性和可靠性。
3. 2 硅雪崩光电二极管
光电探测器是将光信号转变为电信号的器件。在半导体光电探测器中,入射光子激发出的光生载流子在外加偏压下进入外电路后,形成可测量的光电流[4]。APD通过“雪崩 ”倍增,使信号电 流放大。美 国Perkinelmer公司生产的C30659如图2所示。APD增益与反向偏压关系如图3所示。
图 2 雪崩光电二极管
图 3 APD 增益与反向偏压关系
3. 3 低噪声增益可程控集成运算放大器
光在大气中的衰减率是10- 4,近距离和远距离被测目标的漫反射回波相差较大,以此需要增益可调放大器对激光漫反射进行放大。因此选取低噪声增益可程控集成运算放大器AD603,增益与控制电压成近似线性关系,增益在 - 11 ~ + 30 d B时的带宽 为90 MHz[5]。在能见度高、湿气小的白天,12 km目标的原始信号如图4所示。
由图5可见,背景噪声比较小,漫反射经过APD回波信号的幅度约8 m V。经过两级AD603的放大, 回波为1. 2 V的三角信号,再经过整形电路,回波整形成脉冲信号输入MAX7000AE处理器。12 km目标APD输出信号经过AD603放大后的信号如图5所示。
图 4 12 km 目标 APD 输出信号
图 5 12 km APD 回波经过 AD603 放大后的信号
3. 4 高压模块
高压模块为硅雪崩管提供偏置电源。激光测距机提供的电压是12 V,使用脉冲宽度调制( PWM) 开关变压器,将功率开关和控制电路集成在一起,小型、轻量的电感升压高压模块,将12 V直流电源转换为0 ~ 600 V可调高压,提供APD探测器所需的偏置电压。
3. 5 高压控制器
当MAX7000AE处理器收到激光器的主波时,高压控制器立即对高压控制器发出控制信号,使其将高压模块的电压下降约5% ,使得在激光漫反射回波到来时,接收电路无噪声。
4 软件设计
背景噪声或被 测目标漫 反射激光 经过APD、AD603和整形电路,成为脉冲信号输入到CPLD,CPLD通过统计单位时间里脉冲个数,来控制D/A转换器, 对光电探测器偏置电压闭环负反馈控制,使其维持在最佳测距的APD偏压约1. 05倍[6]。CPLD处理器软件中的接收电路噪声闭环负反馈流程如图6所示。
5 电磁干扰
解决好电磁干扰问题才能保证激光测距机接收电路可靠地工作,下面介绍几种对接收电路影响大的干扰源和避免这些干扰的措施。
5. 1 干扰源
( 1) 激光电源高频开关干扰。目前开关电源均采用高频逆变方式,工作频率约30 ~ 100 k Hz,对于脉冲动态激光电源来说,内部含储能逆变、预燃逆变、动态高压逆变3种电源,由于变压器、电感受材料影响,不可能工作在理想状态,存在漏磁现象,通过公用电网进行窜扰。( 2) 断电的火花干扰。继电器触点开关将产生火花放电成为噪声干扰源,触点的火花放电还能使触点损耗加剧,同时还将导致触点材料的蒸发和氧化。同时,激光测距机外部的电气设备也能产生干扰。
5. 2 抗干扰的措施
对EMI通常有[7]屏蔽和滤波两种措施。屏蔽是用来防止辐射干扰,其作用是在干扰RF信号到达被保护电路之前将其衰减,而滤波是用来防止传导干扰, 它具有双向功效,既能防止干扰进入也能防止漏磁。
( 1) 用金属机壳作电磁屏蔽。屏蔽使金属导体壳内的仪器或工作环境不受外部电场影响,也不对外部电场产生影响,APD输出信号特别弱小,容易受到外部电场干扰,因此对弱信号放大电路加屏蔽盒,如图7所示。
图 7 接收电路屏蔽盒
( 2) 信号线的具体安排。要使干扰信号电流局限在尽量小的范围内,具体接法要注意: 1) 强信号的地线与弱信号的地线要单独安排,分别使之与地网只有一点相连。2) 尽可能采用短而粗的地线或树枝型地线。对于树枝型地线同一地线回路不能跨接,防止互耦。3) 对于高频电路印制板,尽量采用大面积接地的电路安装工艺,减小地线阻抗,提高屏蔽效果; 可以采用双面印制板,一面金属层除元件孔腐蚀一圈外,其余基本保留,另一面设计布线。
( 3) 电网电路滤波器。对于可能经电源线发出或引入干扰的设备应加电源滤波器,这是一种被广泛采用的方法。经过大量的试验,本文确定日本村田公司的电源滤波器在电源滤波中有良好的效果。
( 4) 屏蔽线的接地。屏蔽线应有良好的接地。接收电路在激光测距机设备中是一个被动载体,屏蔽线的外皮是做静电屏蔽的金属导体。防止磁场穿过金属底板和屏蔽线外皮构成回路,通常应将屏蔽线尽量贴底板布线。
( 5) 对于不能消除的干扰,采取软件屏蔽的方式处理。对0 ~300 m内的目标由于后向散射,即激光照射到0 ~300 m内的空气上会有反射,产生虚警,出现假距离,对此在程序中对0 ~300 m内的目标进行屏蔽处理。
6 实验结果分析
选择能见度高的晴天,分别选择300 ~ 15 000 m的4个目标进行测距,将测距机放置于北京望京某楼顶上测距,表1为对不同距离目标分别测量10次所得到的数据,如表1所示。
从表1可以看出: ( 1) 1 523 m目标的测量值比参考值小,误差为±15 m。( 2) 其余3个目标,测量值较小,误差为±5 m,正负误差具有基本相等的频率。
对上述结果分析,1 500 m是接收电路第一级放大器AD603的充电电容放完电的时间点,这时放大倍数最大,经过两级放大器放大后的信号上升沿提前触发, 使测量距离减小。而设计模拟目标,即模拟测距的一个主波和一个回波,来测量各个距离的误差。调整接收电路的AD603放大倍数、第一级AD603的充放电电容值、单位时间内统计虚警个数和APD偏压下降百分比,对于不可消除的误差,进行软件修正。
7 结束语
激光测距机接收电路是激光、模拟和数字电路、电磁干扰学科的结合,通过分析和设计,最终研制成实用的产品,但在实际使用中还会出现不稳定、误测等问题,下一步将根据实际问题不断改进,设计出更完善的激光测距机接收电路。
摘要：采用硅雪崩管作为光电传感器,将光背景噪声或被测目标漫反射激光转变为微弱电压脉冲,经过两级低噪声可变增益放大器AD603放大后,信号变为幅度较大的电压脉冲,由可编程逻辑器件处理器在单位时间内收集脉冲个数,通过D/A转换电路驱动高压模块改变APD的偏压,最终设计出机载脉冲式激光测距机灵敏度高的闭环负反馈微弱激光接收电路。
脉冲电路 篇8
单片专用集成芯片TC787是参照国外最新集成移相触发电路设计而成的, 可单双电源工作, 主要适用于三相晶闸管移相触发, 该芯片与Tca785及Kc系列移相集成芯片相比, 其功耗及小、功能更强、输入阻抗极高、抗干扰性好、移相范围很宽、外接元件大大减少等优点。TC787集成芯片一个, 可实现3个Tca785与1个Kj041、1个Kj042或5个Kj系列器件组合之后才具有的移相功能。采用TC787可实现三相全控、半控、过零等电力及电子、机电化产品的移相触发控制功能, 该电路简单, 可靠、体积小、成本低。
2 TC787工作原理
2.1 TC787功能简介
TC787芯片单双电源均可工作, 单电源8V~18V, 双电源±4V~±9V;触发脉冲调相角范围0~180°, 可以识别0点, 可用作过零开关;器件内设计了交相锁定电路, 可抗干扰;TC787输出端信号为可调制脉冲序列, 可用于触发晶闸管等器件;TC787芯片的A系列用于同步信号工频50Hz, B系列不能用于同步信号工频50Hz (可用于100~400Hz的频率范围) , 调电容Cx的值, 可以改变脉冲的宽度, 这样脉冲序列可根据需要灵活调节。TC787是一标准双列直插式18引脚的集成电路。引脚功能及用法可查阅TC787芯片介绍。
2.2 元件选择
1) 工频信号50Hz, Ca、Cb、Cc电容一般用0.15μF的, 误差小于5%, 锯齿波线性度好, 幅度最大, 不出现平顶为最佳, 当幅度过小时可减小电容, 出现平顶可增大电容。
2) Cx电容可调制输出脉冲方波的宽度, 一般用0.01μF电容, 脉宽1m S左右。
3) 工频信号50Hz时, 如希望输出调制脉冲在0~70°范围内满幅可调, 此时Cx值须大于0.1μF。
3 3相6脉冲晶闸管触发电路设计及调试
由核心芯片TC787构成的3相6脉冲晶闸管触发电路如图1所示。该电路分为直流电源、触发和主电路。直流电源由整流桥及三端集成稳压芯片构成, 可供15V工作电压及24V脉冲电压。触发器由TC787及外接元件组成。3相同步信号A, B, C由电位器W1、W2、W3经T型网络滤波, 出现30°位移。W1、W2、W3可调各相相位, 可以保证同步信号与系统适配。同步电压为30V, TC787单电源供电, 同步电压零点为电源电压的一半, 同步电压Va、Vb、Vc输入芯片18、2、1脚。Ca、Cb、Cc是积分电容, 改变其值, 可调锯齿波的斜率;Cx调脉冲宽度。
调节4引脚输入电压在0~12 V范围变化, 输出脉冲在0°~180°变化;拨动Kk, 可选择全控双脉冲输出或者半控单脉冲输出。7~12引脚的输出电流大于25m A, 6只驱动管扩展电流, 后经脉冲变压器隔离, 接到晶闸管G和K极之间触发晶闸管, 如图3所示。有脉冲变压器组的框体中有6个如图2所示的隔离及释放电路。
图3中用2个In4742稳压管12V相串, 开关管关断时, 脉冲变压器原边可感应出大于24V电压, 释放回路用动态电阻限流。实际锯齿波形成环节可保证整流输出电压波形的稳定。由于TC787锯齿波的线性、幅度由Ca、Cb、Cc决定, 为保证锯齿波良好的线性与斜率一致性, 选择Ca、Cb、Cc3个电容时要配对, 以锯齿波线性好、幅度大且不平顶为佳, Ca、Cb、Cc电容可参考0.15μF。Cx电容决定脉冲宽度, Cx为0.01μF时脉冲宽度1ms。本触发电路Cx电容4700P。
调试过程中, 先接上直流电源, 无需加三相同步电压, 测18、1、2脚直流电平要近似相等, 可参考值18v。之后加同步电压, 调W1、W2、W3使18、1、2脚三相电压对称, 且同步信号要滞后同步变压器副边同步信号30°, 最后检查6个引脚要输出互差60°的脉冲信号。
4 结束语
在调试过程中可以看出, 以TC787为核心芯片构成的3相移相控制电路其设计合理、使用方便、可靠性高等特点。该电路使用外接元件少, 使得电路故障率超低, 设计中用了同步电压滤波技术, 增强了电路的抗干扰能力, 可适用于工作环境复杂的场合。
摘要：本文设计以TC787专用集成芯片为核心的三相六脉冲触电路, 首先简要介绍TC787工作原理, 其次重点设计触发电路, 对电路调试也进行了一些阐述, 针对个别元器件的性能特点、使用时注意事项有特别的说明。
关键词：芯片TC787,调试触发电路
参考文献