卫星云图模拟（精选六篇）
卫星云图模拟 篇1
关键词：分形理论,随机中点位移算法,卫星云图模拟,光线投射算法
云图的模拟是气象卫星扫描辐射计成像仿真系统的重要组成部分,针对成像仿真系统的要求,必须快速生成效果逼真的云体数据,并且将其绘制于二维平面图像上,从而实现卫星云图的模拟。云是一种非常复杂的自然现象,没有可以很好定义的表面和边界,这使得经典的欧几里德几何学对其描述非常困难。前人提出过一些云体数据的生成模型,如基于物理过程的光线反射方程方法[1]、基于粒子系统的模型设计[2]、基于纹理映射技术的Perlin噪声函数法[3],这些方法有的基于复杂的数学或物理方法,计算耗费大量时间;有的产生大量的中间数据,图像的分辨率不高,难以满足成像仿真系统的要求。
现在在分形理论的基础上,设计了一种基于随机中点位移算法的云体数据生成模型,并且运用基于云体绘制技术的光线投射算法,将生成的云体数据绘制于二维平面图像上,实现了卫星云图的快速逼真的模拟,获得比较满意的结果。
1云体数据生成模型的设计
分形技术是探讨自然界复杂事物客观规律及内在联系的一种新方法。分形以非规则几何形状为研究对象。由于不规则事物在自然界是普遍存在的,因此分形几何又被称为描述大自然的几何学。由于其描述对象的特殊性,分形具有:(1)自相似性整体和局部有着严格意义或统计意义下的相似性;(2)无限可分性具有精细的结构,有任意小的比例细节;(3)分数维数性分形的分数维数大于其拓扑维数;(4)迭代性一般的分形用传统的几何方法难以描述,但可以定义几个简单规则,用迭代的方法实现。
从以上性质可以看出,自相似性与无限可分性是分形的两大突出特性,由于云具有无限的细节,以及整体和局部具有自相似性,所以可以利用分形理论来进行研究。采用基于分形理论的随机中点位移算法,生成卫星云图模拟所需要的云体数据。
1.1随机中点位移算法
随机中点位移算法是标准的分形几何算法,它利用细分过程,在两个点或多个点之间进行插值运算,具有自适应递归性。随机中点位移算法可以用于一维或二维的情况,为了方便理解算法的实质含义,下面介绍一维随机中点位移算法的过程。
如图1所示,x轴上有一条线段,变化范围-1.0～1.0,y均为0。首先,假设随机数值范围为[-1.0,1.0],在此范围内生成一个随机数,将中点移动这么多距离,得到如图1a的效果。现在有两条线段,长度均为原来的一半,将随机数值范围减半,即为[-0.5,0.5],同样为这两条线段的中点分别生成这个范围内的随机数,并依次移动相应的距离,结果如图1b所示。再次将随机数范围缩减为[-0.25,0.25],再以该范围的随机数变换4个中点,得到图1c所示的结果。
可以注意到,上述的变化过程是递归的,它可以用一个迭代过程实现,对每条线段都做相同的工作,找到线段的中点,将中点沿y方向移动一定范围的随机数距离,然后减小随机数的取值范围,重复这一过程。当重复足够多的次数,将得到理想的图形效果。随机中点位移算法的思想非常简单,但却非常实用,通过一些简单的程序代码,就可以建立一个具有丰富细节的图像。
在实际应用中,随机数值的范围决定了分形结果的粗糙程度。假设在区间[0.0,1.0]取一个浮点数H,则2-H为在[1.0,0.5]范围内的数,随机数范围在每次循环时乘上这个值。这样,如果设H为1.0,则随机数范围将每次循环减半,从而得到一个非常平滑的分形,而将H设为0.0,则随机数范围根本不减小,结果有明显的锯齿感。图2为采用不同的H值绘制的山脊效果。
1.2云体数据的生成
1.2.1总体实现过程
要模拟某个区域的云图,将该区域及覆盖该区域的大气视为一个整体,这是一个三维空间。假设其中存在着一些具有一定属性的小粒子,属性可以为密度、温度等,则卫星云图的云系分布为这些粒子属性影响的总和,现只考虑其密度属性。三维空间数据场本身在一定的尺度范围内可以认为是连续的,由于无法给出其解析解,所以用三维离散数据场表示模拟数据。在算法具体实现时,定义一个三维数组存储生成的云体数据。算法总体实现过程如下:首先根据系统要求确定数组的维数、云图的精细度等控制图像质量的参数,接着采用二维平面上的随机中点位移算法,即Diamond-Square算法生成一个二维分形数组,然后将二维分形数组通过高斯函数法映射到三维数据空间,最终完成云体数据的生成。
1.2.2 Diamond-Square算法原理
Diamond-Square算法是随机中点位移算法在二维空间的扩展算法,算法最终生成一个二维数组,数组的行列数为2n+1,将索引(x,z)映射为云的粒子密度(y),数组中保存为密度值(y)。算法的基本过程如下:在初始化后,根据要求的数组的维数产生相应大小的数组,给四个角赋初始值,一般四个角初始值相同。设生成了一个5×5的数组,如图3(a)所示,4个角赋为初始高度值(用黑点表示),这是递归细分过程的起点,该过程分为两步如下。
(1)diamond步
取四个点的正方形,在正方形中点生成一个随机值,中点为两对角线交点。中点值是平均四个角值再加上一个随机量计算得到的这样就得到了一个棱锥。当网格上分布着多个正方形时,有点象钻石。
(2)square步
取每个四点形成的棱锥,在棱锥的中心生成一个随机值。平均角值再加上与diamond步相同的随机量,计算出每条边中点值,又得到一个正方形。这样,就由一个种子正方形经过一次细分得到了4个方形。经过迭代就可以得到16个方形、64个方形,增长得很快。方形的数目等于2(I+2),其中I为递归细分的次数,数列为4,16,64,…。但2(I+2)中I的取值不能是随意的。否则不能得出上述数列,I=0,2,4,…。
参考图3(a)到图3(e)五幅图,下面给出了使用Diamond-Square算法两次时,数组发生变化的情况。
对于第一遍经过diamond步时,我们依据四个角的值在数组中心生成一个值。平均四个角的值,并加上一个-1.0到1.0之间的随机值。在图3(b)中,新值显示成黑色,已经存在的点显示为灰色。对于square步,在相同的范围内生成随机值。有4个棱锥,当位于网格边界时,要在网格外生成一点,并取与其相对位置的点的值,这样就可以计算出网格边界上点的值。图3(c)用黑色显示新值,现存值为灰色。以上是第一遍。如果用线将这9个点边起来,就可以得到一个线框的表面。
现在进行第二遍。再次从diamond步开始。第二遍与第一遍有两点不同。首先,现在有四个四边形而不是一个。因此,得计算四个四边形的中心。其次,生成随机数的范围已经被减小了,让随机数的范围循环减半来缩小其取值范围。这时的随机数取值范围将从[-1.0,1.0]到[-0.5,0.5]。如图3(d)所示,把这一步计算得到的四个正方形中心值显示为黑色。
最后,进行第二遍的square步。有12个棱锥中心,我们现在需要计算12个新值,如图3(e)所示中黑色所示。现在数组中全部25个元素都已经得到了值。如果用线将这25个点边起来,就可以得到一个线框的表面。如果分配更大的数组,可以进行更多遍的迭代,每一遍加入更多细节,迭代的次数越多,得到的图像的精细程度就越高。
1.2.3高斯函数法映射三维数据空间
Diamond-Square算法生成的是一个二维数组,而系统要求分布在三维空间的的云粒子密度值。因此,必须将生成的二维数据值映射到三维空间。在这里假设三维数据场的规模为(2n+1)×(2n+1)×(2m+1),在水平方向上网格数都为(2n+1),在垂直方向网格数为(2m+1)。Diamond-Square算法在水平面上得到一个(2n+1)×(2n+1)的二维数组,数组的每个元素值视为垂直方向上密度值的和,我们假设粒子的密度在垂直方向中点附近达到最大,向两边减小,服从高斯函数分布,运用高斯函数可以计算出三维数据点的值。高斯函数的形式为:
设垂直方向上密度值的和为A,垂直方向上网格数为L=2m+1,则要求解的方程可描述为:
由高斯函数的性质,x=μ时,F(x)达到最大值,由于我们设粒子在垂直方向中点附近达最大值,假定中点位置为a,则μ=a,此外,σ值决定了高斯函数分布曲线的形状,σ值越大,曲线越平缓,在这里我们设σ=a/2,于是公式(2)转换为:
利用上式求得B的值之后,就可以确定垂直方向上每个点的密度值D(设点距下端距离为d):
2卫星模拟云图的绘制
为了生成最终的卫星模拟云图,需要将得到的三维云体数据绘制于二维平面图像上,实现三维数据场的可视化。体绘制技术是科学计算可视化领域的一类重要算法,算法并不构造中间几何图元,而是直接由三维数据场产生二维图像。常用的体绘制算法包括光线投射法、物体空间扫描的体绘制技术和频域体绘制技术。在这里采用的是光线投射法。光线投射算法是体绘制技术的基本算法之一。由于它具有原理简单、易于实现、可以生成高质量的显示图像等优点,因而得到了广泛的研究和应用。
2.1光线投射算法的原理与流程
光线投射算法又叫做光线跟踪法,是指以任意角度发射虚拟的平行光,根据平行光通过三维空间的光量,来构造三维物体的方法。光线投射算法近似模拟在连续媒体中通过的光的发射与吸收。算法的流程图如图4所示。
算法的基本思想是:首先假定三维空间数据f(xi,yj,zk)分布在均匀网格或规则网格的网格点上。在流程图中的数据预处理包括原始数据的格式转换、数据压缩及导出所需数据等功能。接着就是对数据进行分类,其目的主要是将数据场按照一定的规则分为若干类,并给每类数据赋予不同的颜色值和不透明度值,这样可以表示多种物质的不同分布,或单一物质的不同属性。然后是重新采样,即从观察平面上的每一个像素点根据给定的观察方向发出一条射线,该射线穿过三维数据场,沿着这条射线选择若干个等距采样点,并由距离采样点最近的八个数据点的颜色和不透明度值进行三次线性插值,求出该采样点的不透明度值和颜色值。该算法的最后一步是图像合成,就是将每一条射线上各采样点的颜色值和不透明度值加以合成,即可得到发出该射线的观察平面上像素点处的颜色值。
2.2数据的输入与重采样
云体数据生成模型生成了规则的三维体数据场,在这里需要将三维数据场进行体素化,形成体素空间。所谓体素空间是将物体所在的三维空间分割成称为体素的小正方体,在存储空间上定义这个三维体素序列。一般情况下,体素值为整数,在这里将表示粒子密度的三维数组进行处理得到三维体素空间。
重采样是光线投射算法中进行图像合成之前的关键步骤,所谓重采样,是将近邻体素的颜色值和不透明度值作插值运算,从而获得重采样后的新的颜色值和不透明度。图5为算法过程中的重采样示意图。如图5所示,从视点到观察平面上的像素点发出一条射线,沿着这条射线确定等距采样点,该采样点的不透明度值和颜色值由距离采样点最近的八个数据点的颜色和不透明度值进行三次线性插值求出。
2.3图像的合成
光线投射算法的最后一步是图像的合成,其目的是进行体素间颜色与不透明度的相互作用,也就是沿着观察平面上某一像素点所发出的射线,计算该射线上各采样点的颜色值及不透明度值,并按照一定的规则合成,以形成该像素点的最终颜色值。将观察平面每个像素点的颜色值都计算出来后,就形成了一幅图像。图象合成有两种不同的算法:由后向前的图象合成和由前向后的图象合成。在这里采用由前向后的图象合成算法,其示意图如图6所示。
设第i个体素的颜色值为Cnow,不透明度值为αnow,进入第i个体素的颜色值为Cin,不透明度为αin,经过第i个体素的颜色值为Cout,不透明度值为αout,则由前向后的图象合成公式为
算法中采用由前向后的图象合成方法,这样在光线从前到后累加的过程中,不透明度值α是逐步增大的,当其值趋近于1时,说明该像素点的图像已接近于完全不透明,后面的体素不再对该像素有所贡献,因而可以提前终止运算,避免无意义的计算,提高了速度。
3结果
采用上述模型和技术对卫星云图进行了模拟,并将生成的云图与模拟的地表图像合成,得到最终的卫星模拟云图。图7为所生成的卫星模拟云图的示例,选取的数据场规模为257×257×65。
卫星云图的仿真模拟是一项非常有意义但极其复杂的工作,建模的难度高,且计算内容复杂。本文所实现在卫星云图模拟技术是从简单性、实时性、效果逼真的要求出发所提出的一种技术方法,应用于气象卫星成像仿真系统中,取得了比较满意的效果。未来需要继续的工作包括调整算法以获得不同的云彩效果,动态云效果的模拟以及快速高效的体绘制算法的应用等,这些都需要在后续的工作中进一步的研究和探讨。
参考文献
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卫星重力梯度数据的模拟研究 篇2
推导了运用地球重力场模型计算单点、格网点以及格网平均的扰动重力梯度复组合分量的公式;提出了广义球谐函数及其定积分的新算法,并利用EGM96地球重力场模型试算了全球地区卫星轨道面上的.重力梯度分量的格网平均观测值;通过对角线分量满足Laplace方程的精度,验证了该算法的有效性和实用性.
作 者：吴星 张传定 叶修松 韩智超 WU Xing ZHANG Chuan-ding YE Xiu-song HAN Zhi-chao 作者单位：吴星,WU Xing(信息工程大学,测绘学院,河南,郑州,450052;63926部队,北京,100085)张传定,叶修松,ZHANG Chuan-ding,YE Xiu-song(信息工程大学,测绘学院,河南,郑州,450052)
卫星信道模拟器数字下变频系统设计 篇3
现有的信道模拟器主要采用基带模拟、中频模拟和射频模拟。射频模拟虽然真实性很好, 但其工作频段太高, 不容易实现, 且工作频段固定, 不易于扩展。基带模拟复杂度较低, 易于实现, 但其与实际信道仍存在差距, 不能反映真实的信道特性。较之于射频模拟和基带模拟, 中频模拟有着独特的优势。中频频率远低于射频频率, 且频率范围较大, 易于实现和扩展。而且中频信号属于载波信号, 可以克服基带模拟的失真问题［３］。所以本卫星信道模拟器采用中频模拟, 测试输入信号采用中频模拟信号。
采用DSP进行卫星信道模拟器的设计时, 首先要将输入中频模拟信号转换成中频数字信号, 若将采样得到的高速数据流直接送给DSP进行处理, 将给DSP带来巨大的运算压力, 以至于降低卫星信道模拟器的实时性。故在将中频数字信号送给DSP处理前, 需将其转换为数字基带信号, 以适应DSP处理数据的能力。所以数字下变频模块是卫星信道模拟器中一个重要的组成部分, 直接关系到卫星信道模拟器性能的好坏。
1总体结构
卫星信道模拟器的总体结构, 如图1所示。
模拟信号输入模块与A/D转换模块连接, 提供系统测试中频模拟信号, 中频模拟信号经过A/D转换模块采样得到中频数字信号, 再由数字下变频模块对其进行抽取、滤波, 降低数据速率, 使其变为低速基带数字信号［４］, 最后送入DSP处理模块进行处理, DSP处理模块通过JTAG接口与PC机通信, 写入处理程序和观测处理结果。采样时钟模块与A/D转换模块连接, 提供系统采样时钟。初始化模块与数字下变频模块连接, 对其进行初始化设置。DSP处理模块前面的模块构成了卫星信道模拟器的数字下变频系统, 它是卫星信道模拟器的关键部分, 其性能好坏决定了整个系统的性能与稳定性。
2硬件设计
2.1数字下变频系统结构设计
卫星信道模拟器数字下变频系统的结构框图, 如图2所示。中频模拟信号源由信号发生器提供, 高速ADC芯片AD6644对中频模拟信号进行采样量化得到中频数字信号。数字下变频芯片AD6620并行接收AD6644并行输出的高速数据流, 对其进行下变频、多级抽取和滤波, 得到基带数字信号。高速浮点DSP TMS320C6713通过多通道缓冲串口 (McBSP1) 与AD6620串行通信, 同步接收低速基带数字信号, 并对其进行相应的处理, 这就相当于通过了真实的卫星信道。
AD6644是ADI公司的一款高性能的高速A/ D转换器, 精度为14位;采样率可达65 Msps;无杂散动态范围为100dB;3.3V CMOS兼容输出;输入带宽为250 MHz;输出为二进制补码格式;采用差分模拟信号输入［５］。
AD6620是ADI公司的一款高性能的可编程数字下变频器, 特别适用于高速信号的数字下变频处理。AD6620能够将中频数字信号搬移到基带, 实现数字下变频、抽取和低通滤波。采用单通道实数输入时, 其信号最高频率可达67 Msps;采用单通道复数输入或双通道实数输入时, 其信号最高频率可达33.5 Msps。内部由频率变换单元数控振荡器 (NCO) 、二级固定系数积分梳状滤波抽取滤波器 (CIC2) 、五级固定系数积分梳状滤波抽取滤波器 (CIC5) 和一个系数可编程的RAM系数FIR滤波器 (RCF) 共四个串取处理单元构成。其中, NCO将中频信号搬移到基带, 实现数字下变频;抽取滤波器用于降低数据速率, 获得较低速率数据流供DSP处理;FIR滤波器尽可能使低通目标信号通过, 并能抑制带外干扰信号［６］。
2.2数字下变频系统电路设计
卫星信道模拟器数字下变频系统的电路连接, 如图3所示。
AD6644采样时钟源有两种:有源晶振或经ENC接口由外部信号发生器提供。采样时钟由变压器变为差分信号, 再经一个背对背的肖特基二极管HSMS2812输入到AD6644引脚ENCODE和B。中频模拟信号 (IF) 由外部信号发生器输入, 再经变压器变为差分信号输入AD6644的引脚AIN和ENCODE。中频模拟信号 (IF) 由外部信号发生器输入, 再经变压器变为差分信号输入AD6644的AIN和AIN。AD6644的引脚D0~D5经锁存器74LCX574连接AD6620的引脚IN2 ~ IN7, AD6644的引脚D6~D13经锁存器74LCX574连接AD6620的引脚IN8~IN15。AD6620的时钟CLK有两种, 一种为AD6644的采样时钟, 另一种为AD6644的数据准备好信号DRY, 由于DRY信号驱动能力较弱, 所以采用一个反相器NC7SZ32对其进行整形和驱动。引脚IN0、IN1、EXP0、EXP1和EXP2接地。单片机AT89LV51通过AD6620的微处理器端口MicroPort对其进行初始化。AD6620与TMS320C6713串行通信 (引脚PAR/SER接地) , 串行输入引脚SDI接地, AD6620工作于主模式 (引脚SBM接高电平) 。AD6620引脚SDFS、 SDO和SCLK分别连接TMS320C6713的引脚FSR0、DR0和CLKR0［６，７］。
3系统参数设置
现以一个实例来说明各参数的具体设置过程。 假设输入中频模拟信号的中心频率为30 MHz, 带宽为1 MHz, 过渡带宽设计为12 500~30 000 Hz, 滤波器的抗混叠衰减为-90dB。
3.1 AD6644的参数设置
AD6644对中频模拟信号进行采样, 使其变为中频数字信号。对A/D转换器的选择主要取决于采样位数与采样速率。因为卫星信道模拟器对系统的实时性要求非常高, 所以数字下变频系统采用精度为14位的高速ADC AD6644。
采样速率主要由信号带宽决定。根据奈奎斯特采样定理, 采样速率至少为信号带宽的2倍, 而在实际应用中一般至少大于2.5倍信号带宽［８］。提高采样速率可以使信噪比得到增加, 采样系统最大量化信噪比为
式中, N为A/D转换位数, fｓ为采样频率, B为输入模拟信号的带宽。式 (1) 表明, B一定时, fｓ每增加一倍, 系统信噪比SNR将增加3dB, 相对于量化比特数增加了0.5比特。可见, 提高采样频率能够提高A/D转换的精度, 所以在器件速率允许的情况下应该采用过采样技术。采样率公式［９］为
由式 (2) 知, m越小, 采样频率越高, 量化信号的频谱重叠机会越小, 输出信噪比也就随之增加。 mｍａｘ为fｓ满足奈奎斯特采样定理时m的最大值。将f０=30MHz, B =1MHz代入式 (2) , 得
由式 (3) 知, 取m =1, 则30.5MHz≤fｓ≤59 MHz。由于AD6644的采样率可达65MHz, 故可选取fｓ=50MHz。为了降低系统的复杂度, AD6644与AD6620共用50MHz的同步时钟。
3.2 AD6620的参数设置
AD6644采用过采样技术能带来更高信噪比, 但同时会导致采样后得到的数据率非常高。这将给后端DSP的处理带来了沉重的运算负担, 且极大地耗费了系统的资源, 使DSP不能实时地处理数据。 这一问题在对实时性要求非常高的卫星信道模拟器中显得尤为突出。 因此, 要用数字下变频器AD6620对AD6644输出的中频数字信号进行下变频、抽取以及滤波处理, 以降低其数据率, 减轻DSP的运算压力和资源消耗。
应用AD6620的关键是根据所需实现的功能对其进行初始化设置。AD6620经过一个硬件复位信号后, 地址为300H的模式控制寄存器bit0位被置1, AD6620就处于软件复位状态。 单片机AT89LV51通过并行设置口MicroPort对AD6620的各寄存器进行设置, 包括对NCO频率、CIC2、 CIC5、RCF滤波器系数和模式控制寄存器的设置。
3.2.1数控振荡器NCO频率设置
数控振荡器单元主要用于对数字中频信号的下变频处理, 写入AD6620的频率值是一个32位的无符号数, 由式 (4) 决定［１０，１１］
将f０=30MHz, fｓ=50MHz代入式 (4) 并将其结果转换为二进制数据, 即
该二进制数据将被存储于AD6620地址为303H的32位寄存器中。
3.2.2抽取率的选择
数控振荡器 (NCO) 实现信号由中频到基带的搬移, 频率转换单元后是二级固定系数积分梳状滤波器 (CIC2) , 抽取率为2~16, CIC2的数据输入速率等于输入数据率fｓａｍｐ, CIC2的输出数据率fｓａｍｐ２由CIC2的抽取率MＣＩＣ２决定, 即fｓａｍｐ２= fｓａｍｐ/MＣＩＣ２。CIC2后是五级固定系数积分梳状滤波器 (CIC5) , 抽取率为1~32。CIC5的输出数据率fｓａｍｐ５由CIC2的抽取率MＣＩＣ２和CIC5的抽取率MCIC5共同决定, 即fsamp5=fsamp/ (MCIC2×MCIC5) 。滤波器CIC2和CIC5的响应由抽取率决定, 用于获得较低的数据率, 使后续的RAM系数FIR滤波器 (RCF) 每次输出时能运算更多的阶数。RCF滤波器是20位系数抽取率可编程的积和滤波器, 抽取率为1~32, 最大可处理256阶。AD6620中每个滤波器都能使宽带信号变窄, 且在CIC2中更多的抽取将减少整个抽取阶段所耗费的资源［６］。
AD公司为用户提供了滤波器设计软件Fltds- gn.exe, 用户可以利用它设计出CIC2、CIC5和RCF三个滤波器的最优抽取率。假设要求AD6620输出数据率为50Ks/s, 则总的抽取率为1 000。通带为0~12 500Hz, 阻带为30 000Hz~25MHz, 抽取滤波器衰减为-90dB。设定这些参数后, 在滤波器设计软件面板上就能得到若干种抽取率组合方式, 根据实际要求选取一组状态 (STATUS) 为通过 (PASSED) 的最佳滤波器抽取组合。选取MＣＩＣ２= 5, MＣＩＣ５=10, MＲＣＦ=20, RCF的阶数为256, 其滤波器综合频率响应曲线如图4所示, 冲击响应曲线如图5所示。
由图4可知, 在保证系统带宽的前提下, 滤波器的抗混叠衰减已经达到了-90dB, 能够满足系统需要。图5表示当前滤波器的冲击响应曲线, 用鼠标单击该窗口, 在滤波器设计软件的左下角显示RCF滤波器的阶数为256。综上所述, 仿真结果验证了系统参数设计的有效性, 从而保证了卫星信道模拟器数字下变频系统的稳定性。
4结语
提出了基于AD6644和AD6620的卫星信道模拟器数字下变频系统的总体设计方案, 重点对数字下变频芯片AD6620的参数进行了设置, 仿真结果验证了参数设置的有效性。数字下变频系统能够大大降低进入DSP的数据速率, 从而显著提高卫星信道模拟器的实时性。该设计方法结构简单、易于实现, 提高了设备的精度和稳定性。
参考文献
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卫星云图模拟 篇4
卫星实验用小型地球模拟器张角测试方法的研究
采用红外技术,提出了一种地球模拟器张角测试方法.叙述了张角测试系统的组成、总体结构和测量原理,详细讨论和分析了用于测试地球张角的关键部件小视场红外探头的`设计方法,从地球模拟器张角测试需要出发,当采用一束细光线进行测量时,希望红外探头的视场角越小越好,但是视场角变小,会使张角标定系统的信噪比降低,从而带来较大测量误差,为此采用超半球浸没透镜的方法有效解决了探头视场过小而信噪比过低、致使张角测试精度降低的难题,提高了张角测试精度.利用该系统对地球模拟器张角进行了实测,结果表明地球张角误差小于±0.05°.
作 者：段洁 孙向阳 张国玉 杨成禹 DUAN Jie SUN Xiang-yang ZHANG Guo-yu YANG Cheng-yu 作者单位：长春理工大学光电工程学院,长春,130022刊 名：仪器仪表用户英文刊名：ELECTRONIC INSTRUMENTATION CUSTOMER年，卷(期)：200815(6)分类号：V556关键词：地球模拟器 地球张角 小视场红外探头
卫星云图模拟 篇5
随着社会经济的不断发展,卫星导航系统应用越来越广泛,为了实现更高的军事效益及经济利益,人们对于设备性能要求也越来越高,但是由于卫星导航系统的特殊性,设备的研制普遍时间长、花费高、不便捷。而卫星信号模拟器则可以为卫星导航系统及各类终端测试提供真实卫星导航系统的高精度模拟,可在受控的实验室环境中为GNSS接收机的研制、测试、生产等环节提供可重复、可选择的测试验证支持。也正鉴于此,人们越来越关注卫星信号模拟源技术的发展。
二、研究卫星导航信号模拟技术的意义
卫星导航信号模拟技术的研究具有政治、经济、军事等诸多意义,主要表现在以下几个方面:1、方便验证卫星导航信号的性能,推进卫星导航系统的建设与发展。2、打破高端模拟源国外禁运壁全,为我国卫星导航终端测试提供自主可控解决方案。3、促进卫星导航应用产业化推广,为结合卫星导航的创新应用提供高可信度的星座模拟测试手段。4、作为涵盖星座、环境、信号、电文等多层面的系统级技术,可以展示出卫星导航系统级技术水平,在国际合作中掌握更多主动权。
三、卫星导航信号模拟技术的现状
卫星导航信号迷你源的研制技术难度很大,涉及伪码扩频调制、载波相位的精确控制、误差仿真等技术。国外很早就开始研究GPS信号模拟源技术的研究,已经研制生产出多款型号并投入使用。因为GPS是由美国开发并使用的的卫星导航系统,至今已有几十年,因此美国拥有大量成熟的卫星信号模拟源技术。最早的卫星导航信号仿真系统是由Texas Instruments公司于1977年开发的GPS模拟源。自此,随着卫星导航系统的建立,体制的更新,其他卫星导航系统的出现,卫星导航信号模拟源也从模拟合成到数字合成、从中频数字合成到基带数字合成、通道由单到多、从单一仿真到混合仿真、从专用到通用、从整机系统仿真到便携的单片机片上仿真。目前国外市场上GPS仿真系统均不同程度地采用了大规模DSP/FPGA技术,在数字域进行直接信号合成,把多颗卫星的数字合成信号用一个射频通道输出,以提高信号精度和通道间的一致性。
因为卫星信号模拟源极大地方便了GPS系统及终端的研制,世界上许多国家相继研制了卫星导航信号模拟源。英国、美国、德国等已经有比较成熟的产品。其中,Spirent、Aeroflex公司等生产的GPS模拟源最具代表性。
经过多年的技术积累,国外的GPS卫星导航信号模拟源功能更多,性能更加优越,有的模拟源可以模拟多种环境下的干扰信号,甚至可以模拟差分信号、姿态测量信号,具有基于卫星增强(SBAS)仿真功能。对于其他卫星导航系统的模拟源则技术相对不够成熟。
国内在卫星导航领域起步就比较晚,卫星导航信号模拟技术与国外相比也有不小的差距,国内研究卫星导航信号模拟技术的机构主要包括北京航天航空大学、国防科技大学等高校,东方联星、华力创通等企业以及某些军工研究所。GNS8000系列卫星导航模拟器由湖南矩阵电子有限公司研制生产,支持中国北斗、美国GPS、俄罗斯格洛纳斯及欧盟的伽利略等多种卫星导航系统星座,并且可以产生高动态的卫星信号、以及可以与惯导组合实现实时闭环、还支持多波束抗干扰仿真、多输出多通道仿真等终端产品的测试。
四、卫星导航系统模拟源技术的发展趋势
卫星导航系统及应用经过近几十年的发展,其仿真测试技术及装备也经过了长时间的发展和积累,甚至先于导航应用终端的发展,特别是国外在建设导航测试评估系统方面基本与导航系统建设一致,经过长时间的发展积累了大量的技术及工程经验,对提升导航装备水平作用巨大。目前国际卫星导航模拟测试技术和相关装备发展表现出如下趋势:
卫星云图模拟 篇6
随着我国北斗卫星导航系统的建立和发展,卫星导航在我国得到广泛应用。卫星导航系统已经成为一个国家国防力量的重要体现,卫星导航技术发展趋势也由单一GPS技术向多系统兼容、互操作方向发展。将BDS和GPS组合起来,可以增加接收机的观测量,提高导航定位的精度和服务质量。卫星信号模拟器可以精确生成和复现不同条件下接收机射频前端接收到的卫星信号,为导航接收机的设计和研发提供可靠、准确和易用的测试环境,从而提高接收机的研发效率,减少研发测试费用[1]。在军事领域,接收机被安装在飞机、导弹和火箭等高动态载体上,需要借助卫星信号模拟器进行测试。
1 系统总体架构
本文所设计的卫星信号模拟器主要由DSP信息处理模块、FPGA信号生成模块、D/A转换模块、射频上变频模块、Flash、SDRAM等模块组成。系统总体架构如图1所示。
DSP信息处理模块主要实现卫星导航算法。FPGA信号生成模块主要实现数字中频信号合成,FPGA通过DSP的外部存储器接口(EMIF)与DSP相连,FPGA作为DSP外接的异步存储器与DSP进行数据交互。D/A转换模块将FPGA输出的数字中频信号转换为模拟中频信号,本设计有3路D/A转换模块,一路D/A生成GPS L1和BDS B1I频点的模拟中频信号,另外2路D/A分别输出BDS B2I和BDS B3频点的模拟中频信号。3路射频上变频电路分别将D/A输出的模拟中频信号上变频至对应频点的射频信号。Flash芯片用于存储DSP引导装载所需的代码和系统初始化时所需参数。SDRAM用于存储DSP程序中占用空间大且使用频率低的变量和数组。
2 硬件电路设计
2.1 D/A转换模块电路设计
为了将生成的BDS、GPS多频点数字中频信号转换为模拟信号,需要多路D/A转换电路来完成。本系统选用AD9742实现中频信号的数模转换。AD9742是ADI公司的一款低功耗、高性能、量化精度为12 bit的D/A转换芯片,其最高采样速率可达165 MS/s。本系统采用3片AD9742实现GPS L1和BDS B1、B2、B3频点中频信号的数模转换,其中GPS L1和BDS B1I信号从一路DA输出。本系统GPS L1和BDS B1、B2、B3信号的中频频率分别为20.42 MHz、6.098 MHz、7.140 MHz和18.520 MHz。D/A转换模块电路示意图如图2所示。
2.2 射频上变频模块电路设计
射频上变频模块是系统的重要组成部分,上变频模块主要实现信号调制、上变频、功率放大、功率调节等功能。本文选用ADRF6755作为上变频模块。ADRF6755集成正交调制器、频率合成器和可编程衰减器,输出信号频率范围为100 MHz~2 400 MHz,满足本设计输出信号频率的要求。ADRF6755片内集成有一个数字控制输出衰减器,功率调节范围为47 d B,步进为1 d B。本设计中信号采用差分方式从I路输入;通过SPI接口对片内寄存器进行设置,可以实现不同频率的信号输出。GPS L1和BDS B1、B2、B3信号的射频频率分别为1 575.42 MHz、1 561.098 MHz、1 207.140 MHz和1 268.520 MHz,对应本振频率分别为1 555 MHz、1 555 MHz、1 200 MHz和1 250 MHz。本设计的上变频模块电路示意图如图3所示。
2.3 DSP与FPGA接口设计
DSP通过EMIF接口与FPGA进行通信,同时,将DSP的外部中断信号、多通道缓冲串行口(MCBSP0)信号与FPGA的I/O引脚相连,以实现DSP与FPGA之间的灵活控制及通信。DSP与FPGA电路连接示意图如图4所示。
图4中,AOEN、AWEN、TCE信号为片选和使能信号,用于控制DSP与FPGA之间的读写时序;MCBSP0信号复位FPGA;EXTINT4和EXTINT5信号分别触发DSP芯片的中断4和中断5。
3 软件结构设计
3.1 DSP信息处理模块软件设计
DSP信息处理模块主要完成系统初始化信息提取、信号生成参数计算和系统控制参数计算等功能。首先DSP接收上位机软件下发的场景文件和星历文件,并提取相关信息。然后根据场景文件生成载体运动轨迹;根据星历文件中的星历参数计算所有卫星的空间坐标,判断卫星的可见状况;实时计算可见卫星和载体之间的伪距及伪距变化率,进而得到系统仿真起始时间的信号初始状态,并计算出初始码相位、初始载波相位、整数码片数、码频率控制字和载波频率控制字。分别对BDS和GPS进行电文编码,并预存导航电文。DSP完成系统初始化计算后,发送通道状态字给FPGA,FPGA开始生成信号。系统启动以后,DSP实时更新信号生成参数,并通过EMIF与FPGA进行数据交互。DSP算法流程如图5所示。
本设计采用数控振动器合成数字中频信号,由于卫星和用户载体存在相对运动,存在多普勒频率偏移;同理,测距码和导航电文也存在多普勒频移[2]。当用户处于高动态运动状态时,多普勒频移将对接收机的定位造成很大的影响。为实时模拟多普勒频移,需要实时调整数控振荡器的频率控制字。本文以BDS B1I信号为例,介绍多普勒效应对模拟器输出信号频率的影响。卫星播发的B1I信号的频率为1 561.096 MHz,由于卫星和用户接收设备存在相对运动,用户接收到的B1I信号的频率不精确为1 561.096 MHz。模拟器模拟的是接收机射频前端接收到的卫星信号[4],因此模拟器输出的射频信号不固定为1 561.096 MHz,NCO频率控制字K不是固定不变的,K随中频信号频率变化而变化。假设卫星和用户接收设备不存在多普勒效应,则频率控制字Kbase的计算方法为[4]:
式中,IFB1I为设定的BDS B1I信号的中心频率;fclk为系统时钟频率;N为NCO中相位累加器的位宽。假设NCO中设定的频率控制字的更新间隔为Δt,本地接收机t时刻伪距为rt,则t时刻接收到的卫星信号的发射时间ts(t)为:
本地接收机t+Δt时刻伪距为rt+Δt,则t+Δt时刻接收到的卫星信号的发射时间ts(t+Δt)为:
用户接收设备在Δt时间内前后两次接收到卫星信号,而这两次卫星信号发射的时间间隔Δts为:
由此可得,Δt时间间隔内载波频率控制字和伪码频率控制字分别为:
式中,Kcarr表示载波频率控制字,Kcode表示码频率控制字,fB1I表示BDS B1I信号伪码速率。
3.2 FPGA信号生成模块软件设计
本设计中FPGA模块主要功能包括伪码生成、载波生成、伪码调制、载波调制、系统时序控制和数字中频信号合成。本文研制的卫星信号模拟器FPGA模块结构框图如图6所示。
FPGA模块以通道为基本单元,总共包含48个信号通道,1~12号通道合成GPS L1信号,13~24号通道合成BDS B1I信号,25~36号通道合成BDS B2I信号,37~48号通道合成BDS B3信号。
系统初始化阶段,FPGA在接收到DSP发送的载波NCO参数、码NCO参数、导航电文和通道状态字后,从通道状态字中提取卫星号并选择对应的信号通道,然后进行导航电文NH调制、伪码调制、载波调制,合成与卫星号相对应频段信号的伪码和载波,最后将同一个频段的多个多通道信号进行合成,生成数字中频信号。同一个卫星导航系统的FPGA各信号通道的模块结构基本相同,BDS系统和GPS系统FPGA信号通道的差异在于信号调制过程中BDS系统MEO卫星信号需对导航电文进行NH码调制,再进行伪码调制;而GPS L1信号不需要进行NH调制。FPGA各模块主要功能为:
(1)RTC时序控制模块。卫星信号模拟器要求时钟严格同步,即各个芯片或者器件都必须同源。该模块主要功能为协调控制系统各模块之间的工作,给DSP模块提供中断信号。
(2)载波NCO模块。FPGA模块采用数控振荡器来生成卫星信号的数字载波。本设计中将MATLAB软件生成正余弦的幅值表存入FPGA的ROM核中,然后通过相位查询表生成相应频率的载波信号[5]。
(3)码NCO模块。FPGA模块采用数控振荡器来生成卫星信号伪码。BDS和GPS卫星的伪码通过MATLAB软件生成,伪码序列存放在FPGA的ROM核中,其中GPS系统的每个信号通道中的ROM核中都存储有GPS系统32颗卫星的伪码表。
(4)信号调制合成模块。信号调制的主要功能是实现各系统导航电文的读取和同步,完成伪码、导航电文和载波的调制,实现多路信号的合成,控制通道的状态和配置等。本设计中选用12 bit的D/A模块,这要求多个通道信号合成后为12 bit,需要对每个通道输出数字中频信号的高位进行扩展,在合成信号输出至D/A模块时,只绑定合成信号的高12 bit到D/A模块的物理引脚。
(5)数据交互模块。系统采用DSP模块的EMIF方式实现数据交互。DSP和FPGA交互的数据主要包括:载波初始相位、载波频率控制字、码初始相位、码频率控制字和通道状态字等。
4 测试结果
根据接收机定位解算的结果与模拟器预设的载体运动轨迹进行比较,根据接收机定位误差的大小来验证模拟器信号的正确性。模拟器模拟的载体位置纬度为北纬31°、东经121°、海拔高度50 m,测试采用泰斗微电子科技有限公司生产的基带、射频一体化接接收模块TD3020C,BDS B1I信号定位结果如图7所示。由图7分析可知,在纬度和经度方向的定位误差大概在2 m之内,高度方向的定位误差在5 m之内。定位结果说明,本文所设计的卫星信号模拟器工作正常,能正确模拟导航卫星信号。
5 结束语
为便于接收机的研发和测试,本文设计了一种BDS/GPS双模多频点卫星信号模拟器,在DSP+FPGA硬件平台上实现了系统功能。对系统功能进行了测试,测试结果表明,系统可以准确模拟卫星信号。该系统可以应用于导航仪、接收机生产厂商,也可以应用于卫星导航科研院所等单位。
参考文献
[1]王海峰,张升康,王宏博,等.GPS/BDS组合导航态信号模拟器关键技术研究[J].宇航计测技术,2013,33(3):17-22.
[2]于厚钢.高动态GPS卫星信号模拟器的基带数字信号处理实现[D].北京:北京邮电大学,2009.
[3]李晓敏.GPS/BD双模卫星信号模拟器的数字信号实现[D].北京:北京邮电大学,2013.
[4]赵军祥.高动态智能GPS卫星信号模拟器软件数学模型研究[D].北京:北京航空航天大学,2003.