直流电动车

直流电动车（精选十篇）

直流电动车 篇1

所有列车在投入运用前, 都必须满足所用信号系统所规定的电流干扰限度。目前, 许多列车生产厂都对直流电气化铁路的轨道电路, 特别是对低干扰限度的低频 (200Hz以下) 轨道电路进行达标试验, 这是因为低频轨道电路大多是为非电气化铁路而开发的。

因此, 生产厂家和列车运营者都表示了在设计列车前就能估算出最高电流谱的愿望。然而, 低频电流没有现成的理论分析方法, 而只有几种应用开关函数估算谐波的理论分析方法。

本文叙述了直流电动车低频回流排列 (频率和幅值) 的估算方法。

2 由列车特性估算低频回流

下列假定形成可以估算低频回流的首要基点:

(a) 直流电动车的电能等于其动能;

(b) 列车在平直线路上运行。

直流电动车大都有转换效率高于90%的牵引变流器。所以, 假定 (a) 对具有牵引变流器的列车是成立的, 牵引变流器由逆变器和电枢斩波器控制组成。

从假定 (a) 可以导出式 (1) :

直流电动车大都按照图1所给定的加速度-速度曲线运行。图1中的直流电动车的时间-电流曲线从式 (1) 得出。

第一, 在恒定转矩区, 列车的速度和加速度由式 (2) 给出:

第二, 在恒定功率区, 列车的功率是恒定的。由于接触网电流也是恒定的, 所以, 低频电流在理论上为0 (只存在直流) 。

第三, 在电动机性能区, 列车的加速度比在恒定转矩区低。此外, 证实达标试验的时窗窄。在这样短的时间间隔内, 回流的时间-电流曲线与线性函数相近, 这在第一种情况中已经做过论述。总之, 电动机性能区产生的电流谱比在恒定转矩区要低。

最后, 用式 (4) 估算直流电动车的最大低频回流。

3 验证试验

本节叙述用试验列车对第2节的估算进行验证。试验列车上设有1台逆变器、2台异步电动机。

3.1 试验车和测量装置

图2 为验证试验用的测量装置。像测量回流那样, 用直流传感器测量逆变器输入电流。

在2种加速度情况下进行运行试验, 以确保估算的有效性。由于列车的牵引逆变器依据转矩电流 (Iq) 的指令作业, Iq的2个值代表2种形式的加速度:Iq=75A和Iq= 200A。Iq= 200A是试验列车的最大转矩指令。

3.2 分析装置

在恒定转矩区, 测量分析用快速傅立叶变换, 以10s的时间间隔来测量回流。

估算中, 接触网公称电压 (1.5kV) 用E表示, 列车静态质量 (72.205t) 用M表示, 都出现在式 (4) 中。

式 (4) 中的其他变量为加速度α1。列车加速度取决于多种参数, 即试验线路的坡度和半径、试验列车的运行阻力。测量加速度中包含这些参数。回流同一时间间隔, 即10s的平均测量加速度用α1表示。

3.3 验证结果

图3示出验证试验的结果。左上图表示Iq= 75A的时基图, 左下图表示Iq= 200A的时基图。右上图表示2种加速度情况的傅立叶变换回流分析结果。估算的幅值示于右下图。图3中的直线表示各种频率下的计算结果, 三角符号表示测量结果。当Iq= 200A时估算精度很高。

在某些频率下, 当Iq= 75A时估算会产生明显的误差。原因是由于列车的阻抗 (图4) 在某些频率处骤降, 而滤波电容器、滤波电抗器和牵引逆变器间产生共振。

本文的目的是估算低频电流的最大频谱, 以符合轨道电路的限度值。所以, 本文对估算的探讨是有效的。

4 结论

本文阐述了直流电动车低频回流的估算方法。这是建立在列车的电能和动能相等的假定之上的。由于目前大多数列车的牵引变流器效率都在90%以上, 所以, 假定是站得住脚的。这种假定使之能在回流和加速度性能间建立联系, 以产生理论估算。试验结果的验证清楚地表明估算方法的有效性。

参考文献

[1]Sone, S.and Hori, Y..Harmonic Control of PWM Inverter Traction[J].IEEJ Trans.of Power and Energy, 1980, 100-B (8) :477-484 (in Japanese) .

[2]Ogawa, T., Wakao, S., Taufiq, J., Kondo, K.and Terauchi, N..Theoretical Analysis of Sideband Harmonics on the inverter DClink Current for an Electric Railcar[J].IEEJ Trans.of Industry Applications, 2006, 126-D (7) :1049-1057 (in Japanese) .

直流电动车 篇2

一、运行中牵引电动机连线及引入线断裂现象及处理方法

故障现象：观察电机电流表指示状态。

1、机车在全磁场工况，某个电机电流表无显示；机车在磁场削弱工况，某个电机电流表波动或电流非常大（电流表指针升天）。

2、机车在全磁场和磁场削弱工况，某个牵引电动机电流表无显示或时有时无。

处理方法：出现上述故障原因为牵引电机主磁极引入大线（C1、C2）或电枢间连线（S1、H2）断，此时将SK置“0”位，将该台电机GK置于“故障”位；用绝缘板将该台电机工况开关HKg相对应的主触头间打上隔板，并注意检查磁场削弱电阻状态。

二、牵引电动机接地故障

故障现象：运行中机车加载或突然卸载，接地继电器DJ动作，接地指示灯亮。判断及 处理方法1：将SK主手柄置“0”位，解锁DJ，DK置“负端”位，机车加载后DJ不再动作，为电机负端接地。可继续维持运行。

判断方法2：将SK主手柄置“0”位，DK置“负端”位，1～6GK分别置于“故障”位。加载后DJ不再继续动作，为该电机正端接地。

处理方法：将接地的电机GK置于“故障”位，DK置“负端”位，用绝缘板将该台电机转换开关HKg上的主触点隔离，甩电机维持运行。

三、牵引电动机环火故障

故障现象：运行中机车突然卸载LJ和DJ同时动作，过流指示灯、接地继电器、卸载指示灯同时亮，解锁后又出现接地过流，同时某个牵引电动机电流表出现波动。为牵引电动机环火造成。

判断处理方法：通过观察牵引电动机的电流表状态，甩掉故障电机，维持运行。

四、牵引电动机主动齿轮松脱故障

故障现象：运行中某个牵引电动机电流突然下降。

判断处理方法：运行中机车某个牵引电动机电流由原来几百安培突然降至50安培左右，应判断为主动齿轮松动或脱落，应将该电机GK置于“故障”位，同时注意该电机走行部的声音，如有异常应检查外观状态有无异状。

五、牵引电动机故障维持运行时应注意事项：

1、运行中应注意观察主发机电流表和牵引电动机电流表显示，若连续出现电流较大幅度波动时严禁维持运行，应立即卸载并进行检查判断处理。

2、运行中应增加巡检次数，注意检查电器柜、整流柜1ZL、电阻制动柜、主发电机等有无冒烟或烧焦气味，若出现此现象时应立即降低柴油机转速，减小主发电机负荷来维持运行。必要时对故障部位进行切除。

浅议直流串励牵引电动机的工作原理 篇3

关键词：直流串励牵引电动机；工作原理

中图分类号：TM922.71文献标识码：A文章编号：1000-8136(2009)23-0012-02

随着中国国民经济的大力发展，在国民生产中大力提倡节能环保，为了铁路的高速发展，铁路干线上大力使用节能环保的电力机车，驱动电力机车车辆运行的主动力主要是直流串励牵引电动机。牵引电动机有多种类型，如直流串励牵引电动机、交流异步直流串励牵引电动机和交流同步直流串励牵引电动机等。

直流串励牵引电动机的工作原理与一般直流牵引电动机相同，但有特殊的工作条件：空间尺寸受到轨距和动轮直径的限制；在机车运行通过轨缝和道岔时要承受相当大的冲击振动；大、小齿轮啮合不良时电枢上会产生强烈的扭转振动；在恶劣环境中运用，雨、雪、灰沙容易侵入等。因此直流串励牵引电动机在设计和结构上也有许多要求，如要充分利用机体内部空间使结构紧凑，要采用较高级的绝缘材料和导磁材料，零部件需有较高的机械强度和刚度，整台电机需有良好的通风散热条件和防尘防潮能力，要采取特殊的措施以应付比较困难的“换向”条件以减少炭刷下的火花等。牵引电机通过齿轮与轮对相连结，在机车或动车上用于驱动一根或几根动轮轴，直流串励牵引电动机有两种悬挂方式。一种是直流串励牵引电动机和动轮轴连接的悬挂方式，称为抱轴式悬挂或半悬挂。采用这种悬挂方式时，动轮通过轨缝和道岔所产生的冲击振动会直接传给直流串励牵引电动机。抱轴式悬挂适用于结构速度低于120 km/h的机车车辆。另一种是架承式悬挂(或称全悬挂)。采用这种悬挂方式时直流串励牵引电动机固定悬挂在转向架构架上，在直流串励牵引电动机轴端和小、大齿轮之间加入各种弹性连接元件，以减小冲击振动的影响，架承式悬挂适用于结构速度高于120 km/h的机车车辆。

直流串励牵引电动机主要由定子和旋转的电枢(转子)两大部分组成，定子的作用是产生磁场和作为整台电机的机械支撑，它的零部件有主磁极、换向级、机坐、端盖及轴承等。转子是用来产生感应电动势和电磁转矩以实现能量转换的主要部件，它由电枢铁芯、电枢绕组、换向器和转轴组成。通过两端的轴承，电枢与定子保持相对位置，它们之间有合适的气隙。又要旋转自如，电枢除了机械支撑外，还是电路和磁路的一部分。

在用牵引变压器降压经硅整流器或大功率晶闸管整流后供电给直流串励牵引电动机时，加在直流串励牵引电动机上的电压为脉动电压，因此，这种直流串励牵引电动机称为脉流直流串励牵引电动机。大功率脉流直流串励牵引电动机的“换向”条件更加困难。此外，电动机内部还有一些附加损耗，从而引起电动机温升。因此，脉流直流串励牵引电动机在设计和结构上还要采取加装换向级和补偿绕组等特殊措施，以解决“换向”和温升两个突出的问题。

直流串励牵引电动机的工作原理是直流串励牵引电动机的换向器端装有电刷装置，当电刷从晶闸管整流电路获得电流后。将电流传给电枢绕组与外电路连接起来，由于直流串励牵引电动机是串励电动机，主磁极励磁绕组与电枢绕组串联，这时在励磁绕组上产生电流，使固定在机坐上的6个主磁极分别按N、S级显示磁性，产生了直流串励牵引电动机的主磁场，见图1。

瞬时电流的流向为+→A→换向片→1→a→-b→c→d→换向片→2→B→-。根据电磁力定律载流导体ab、cd即电枢绕组都将受到电磁力的作用，其受力大小为f＝Bil，电枢绕组受力方向用左手定则判断，在次瞬时ab位于N极下，电流由a流向b，受力方向从右向左，而cd位于s极下电流从c到d，其受力方向从左向右，由于电枢绕组导体固定在电枢铁芯上，而电枢铁芯又固定在转轴上，因此绕组导体受到的电磁力对转轴形成电磁转矩T。在电磁转矩T的作用下，电枢便逆时针旋转起来。

当电枢逆时针转过90°时，电刷不与换向片接触，而与换向片之间的绝缘片接触，此时线圈中没有电流通过，电流i=0，故电磁转矩T=0。由于机械惯性的作用，电枢仍能转过一个角度，这时电刷A与换向片2接触，电刷B与换向片1接触，线圈中有电流通过，导体db、cd中电流改变了方向，即为b→a、d→c，且导体ab转到原来cd在的地方且电流方向与原来电流方向c→d一样，因此原磁极极性不变仍为s极，所以导体ab所受到的电磁力f方向从左到右，同理cd转到N极下，cd所受的电磁力方向从右到左，因此线圈仍受到逆时针方向电磁转矩的作用，电枢始终保持同一方向旋转。

在直流串励牵引电动机中，电刷两边虽然加的是直流电源，但在电刷和换向器的作用下，线圈内部却变成了交流电，从而产生了单方向的电磁转矩，驱动电动机持续旋转。同时放置的线圈中也将产生感应电动势，其方向与线圈中从电刷和换向器流入的电流相反，故称反电动势。反电动势的表达式为E=Cen?(v)式中Ce为电机常数，Ce=pN/60 a，n是电机转子转速，φ是电机主磁通，电动机外加电压与反电动势的关系为U=E+IR，再通过变换就可以求出电动机转速表达式N=(u IR)/ceφ，直流串励牵引电动机若要维持继续旋转，外加电压必须高于反电动势，才能不断地克服反电动势而流入电流，将电能转换为机械能。

电动车直流无刷控制器设计 篇4

近年来, 人们的环境保护意识越来越强烈, 电动车逐渐开始普及, 其在人们生活中的地位也日益突出[1]。早期的电动车动力系统采用的是有刷电机, 但随着控制技术和直流电机的发展, 无刷电机逐渐取代有刷电机成为电动车的动力系统。对无刷直流电机的电动车而言, 控制器的好坏是衡量其性能的重要指标, 因此设计出一个好的控制器对一部电动车来说至关重要。本设计采用电机专用控制芯片CY8C24533作为主控芯片, 通过对市场上的电动车软硬件的改进, 设计一个性能稳定、效率高的无刷直流电机控制器系统。

1 直流无刷电机的结构和工作原理

无刷直流电机 (Brushless Direct Current Motor) 是相对有刷直流电机而言的, 相比有刷直流电机, 无刷电机在应用上有更多优点, 其不需要电刷和换相器, 结构相对简单, 也不会产生换相火花, 能够可靠运行, 维护也相对容易[2]。直流无刷电机主要由转子和线圈绕组的定子以及位置传感器构成。一般情况下, 电动车中的直流无刷电机多采用的是绕组 (定子) 在内、永磁体 (转子) 在外的三相星形接法[3]。这样的好处是能够保证系统稳定, 结构相对简单, 易于对电机进行控制, 对后期的植入程序也较为方便。其工作原理如图一所示。电子换相电路通过转子的位置传感器的输出的转子的位置信号控制相应的功率管的导通, 不同的绕组就轮流通电, 这样就会在线圈上产生电磁力, 推动转子的转动。同时, 位置传感器也根据相应的情况输出周期变化的信号, 就能保证绕组的电流方向始终是一个方向, 这就实现了无刷电机的无接触的换相。

2 无刷直流电机控制系统整体设计

本控制系统选择了赛普拉斯公司生产的PSOCCY8C254533为主控制芯片, 无刷直流电机控制系统如图二所示。诸如转把信号、制动启动信号、速度选择信号等, 通过主控芯片的配置和一些外部的驱动电路, 传送到主控芯片, 主控芯片负责对这些信号进行分析, 产生指令, 通过驱动电路, 将指令传送给电机, 电机也作出相应的反应, 同时CPU也不断的检测电机内部的信号, 如报警信号、指示灯信号等, 当发现有异常情况, 会输出相应的信号提醒用户采取相应的措施。该系统还设计了一个过流保护路, 这样当电流达到一定程度时, 系统会自动采取措施, 降低温度, 使整个系统能够稳定、良好的运行。系统的供电电源采用52伏蓄电池组, 通过稳压芯片的稳压作用使其达到15伏稳定供给电机驱动电路的目的, 15伏的电压再经过78L05输出稳定的5伏电压供给CY8C24533。

3 无刷直流电机控制器的硬件设计部分

本设计的硬件电路部分主要包括驱动电路和采样电路两部分。驱动电路负责对电机的驱动、电机整体状态、电池电压、电流大小的监测等;采样电路包括一些控制信号的采样, 如转把信号、制动启动信号等[4]。在设计驱动电路的时候要特别注意对功率管的保护, 防止电流过大烧坏功率管, 同时也要注意解决在线圈的作用下, MOSFET关断的时候会产生浪涌电压现象。如图三所示, 针对功率管的浪涌电压可以并联一个电容来吸收这个电压, 针对功率管的热损耗过大的问题, 可以加缓冲电阻来解决。

赛普拉司公司生产的CY8C25433芯片是一款专门针对电机控制的芯片, 它相应的扩展了电机控制的功能, 所以用这款芯片作为电动车电机控制的主控芯片非常合适[5]。该芯片的内部配置如图四所示, 因为需要处理PWM信号, 所以内部的数字模块配置成一个8位的PWM模块, 同时还有一个数字缓存模块, 用以进行数据的处理。针对模拟信号的采样, 本设计对模拟模块配置成AD采集模块和比较模块。其中采集模块有8个采样的通道负责采集启动、制动信号、转把电压信号、外部电流信号等;比较模块主要用于设定的比较值与运放输出端的输出值进行比较从而选择是否关闭PWM口。

4 软件设计

软件设计是整个设计的灵魂, 电动车的软件设计要注意时实性、多任务性的特点。综合各个因素, PWM的频率定为15.625k Hz (周期为64us) , 在如此短的时间内要完成一系列的功能, 对软件的结构也是一个很大的考验[6,7]。这也是控制器能否稳定运行的关键因素。一般情况下可以考虑将换相程序放在中断子程序中[8], 但是考虑到换相程序执行的时间太长, 虽然中断程的周期可以满足其要求, 但是如果将这段程序放在中断程序中运行, 它占用的时间太长, 这样调度该子程序就占用了太多的CPU, 整个调度对系统的整体的运行影响太大。因此, 本设计考虑将该段程序放在主程序中, 通过不断检测Time_OK的值来确定是否换相, 如此可良好的解决此问题, 但前提是要保证子程序的执行时间不能被PWM波的周期时间打断, 否则会对系统造成严重的影响。其他的各个任务的调度没有换相调度的频繁, 对CPU负担不如换相大, 因此其他任务可以分成各个小程序去执行。但要保证每个任务的执行时间要和整个系统的时间要求相匹配。另外, 在设计程序时很容易设计成均匀任务模型, 这样系统表面上看起来能有条不紊的运行, 但事实上, 无刷电机在实际运行过程中其各项任务并不能同一而论。如在系统运行时, 限流的任务就比较重要, 这样才能有效保护功率管, 因此在均匀模型下如果限流的频率是13.2ms, 那么就很可能达不到保护功率管的效果。因此, 在非均匀的模式下可以调整限流为2.6ms, 从而确保每个任务的执行时间和系统要求相匹配。主程序如图五所示。

5 实测数据分析

表一是扭矩从0加大到50N.m时所得到的数据, 图六是不同扭矩下的波形图。通过上述图表可以看到, 开始的时候, 扭矩逐渐增加, 电流也相应的呈线性的增加, 但是当负载 (扭矩) 大到一定程度的时候, 负载扭矩即使增加, 电流也不再增加了, 这样就达到了限流的目的。也就是说, 当控制器的功率很高时, 限流作用使控制器的热量不会上升得太快, 从而可以达到保护控制器的目的。在实际应用中具有很高的可行性。

6 结束语

本文设计了无刷直流电机控制器的硬件电路, 在元器件的应用上力求做到最少, 主控芯片选择了一款电动车的专用芯片, 这样可以使围元器件减少, 节约了成本, 为批量生产奠定一定的基础。因为在软件中加入了限流作用, 本控制器在市场上同类产品中, 在相同的扭矩下, 电机效率是较高的;但是在电机带负载启动时候相比其他产品噪声更大, 这是要在算法中加以改进的地方。

参考文献

[1]刘丽娜.关于加快轻型电动车产业发展的思考[J].科学新闻, 2006, (13) :44.

[2]周立功.无刷直流电机的原理与驱动[EB/OL].http://www.docin.com/p-67765185.html.

[3]刘刚, 王志强, 房建成.永磁无刷直流电机控制技术与应用[M].北京:机械工业出版社, 2008.

[4]陈诚.基于PSoC的无刷直流电机控制系统研究[D].天津:天津大学, 2007.

[5]翁小平, 黄建明, 江小平.基于PSoC CY8C24533的电动自行车控制器的设计[EB/OL].http://www.docin.com/P-35444801.html.

[6]毕玉春.电动自行车无刷直流电机控制器的研究[D].镇江:江苏大学, 2007.

[7]张琛.直流无刷电动机原理及应用[M].北京:机械工业出版社, 1996.

[8]葛小荣.电动车无刷电机超静音控制器设计——基于高速A/D实现精准电流补偿[EB/OL].http://www.docin.com/P-26273927.html.

直流电动车 篇5

随着电动汽车和混合动力汽车的发展，部分电动汽车直流转换器和电池充电器已经安装在整车上了，且极大部分是在前舱。由于整车前舱的环境恶劣，以及体积和重量的限制，采用风冷不能解决散热问题，催生了液体冷却技术的应用。电动汽车直流转换器和电池充电器的液体冷却回路如图 1所示。

由图 1可见，电动汽车上的设备使用液体冷却，不需要额外的水箱、泵和冷却器，产品的成本和体积更小，散热性能更好，产品更有竞争力。

一、SolidWorks Flow Simulation 3D模型及仿真结果

电动汽车直流转换器和电池充电器的功率不是特别大，采用液体冷却时，U型流道就可以有效的解决产品的散热问题。我们使用 SolidWorks对结构进行了 3D建模，并在此基础上使用 SolidWorks Flow simulation对 U型流道压力损失进行了仿真分析。

U型流道水压损失几大因素从图 2可知：U型流道的折弯半径（ R）；U型流道的间距（ W）；U型流道的长度（ L）；U型流道的直径（ Φ）和 U型流的流速。因此，U型流道的优化主要从这些因素入手，利用仿真软件可以方便、快捷、准确的实现 U型流道的优化设计。

1.U型流道的折弯半径（ R）对流道压力损失的仿真结果

经过一系列的仿真运算，其结果如表 1所示。

仿真结果表明：同样的条件下，流道中的直角压力损失比圆角压力损失要大。当流道中的拐角处越多，直角的压力损失越大。在条件允许的情况下，圆角尽可能地大，液体的压力损失会减少。

2. U型流道的间距（ W）对流道压力损失的影响

经过一系列的仿真运算，U型流道的间距（ W）对流道压力损失的仿真结果如表 2所示。

仿真结果表明：同样的条件下，流道的宽度对 U型流道液压损失的影响可以忽略不记。

3. U型流道的长度（ L）对流道压力损失的影响

经过一系列的仿真运算，U型流道的长度（ L）对流道压力损失的仿真结果如表 3所示。

仿真结果表明：同样的条件下，流道的长度越长，液体的压力损失越大。

4. U型流道的直径（ Φ）对流道压力损失的影响

经过一系列的仿真运算，U型流道的直径（ Φ）对流道压力损失的仿真结果如表 4所示。

仿真结果表明：同样的条件下，流道的直径越大，液体的压力损失越少。

二、结语

以上 CFD仿真分析结果表明：同样的条件下，流道中的直角压力损失比圆角压力损失要大 ；同样的条件下，流道的长度越长，液体的压力损失越大 ；同样的条件下，流道的直径越小，水的压力损失越大。

根据伯努利方程，对于水平流道上的任意一点 ：

P+ 21 ρv2=常量

直流电动车 篇6

关键词：电动车,永磁直流无刷电机,温度场,有限元,内热交换,性能影响

0 引言

永磁无刷直流电机(Brushless DC Motor,以下简称BLDC)是随着电力电子技术及新型永磁材料的发展而迅速成熟起来的一种新型电机。以其体积小、重量轻、效率高、运行可靠和维护方便等优点,又具备与直流电机同等良好的调速特性,且无机械式换向,已经广泛应用于伺服控制、数控机床、机器人等领域。但是该电机在长时间使用过程中会面临点击各部件温度升高的问题,严重影响了点击寿命和运行可靠性。对于在电动车上普遍采用的永磁无刷直流电机来说,温度升高会带来永磁体磁密度下降甚至消失、绕组绝缘层被破坏、组件发热发胀引起的电机精度下降等问题。因而,通过计算得出电机的温度场对其设计和优化有着重要的意义。

1 永磁直流无刷电机传热学基础

热源的确定对于温度场的计算非常重要。电机的损耗大部分转化成热量导致各部件温升增大,电机中主要损耗包括绕组和铁芯产生的损耗以及机械损耗。

利用有限元方法对多电机的温度场进行分析时关键的就是准确地计算出热源(定子铜耗、铁耗)、定子槽和铁芯的等效导热系数和一些重要的散热面如外壳、铁芯散热通道内壁、气隙表面的传热系数。

定子绕组铜耗产生的热量可从以下三条途径散出:先传给定子铁芯再传给空气;从通风道中绕组表面传给空气;从绕组端部表面传给空气。铁芯中产生的热量可从以下四条途径散出:先传给绕组再由铜散出;从铁芯外表面散出;从铁芯内圆表面散出;从通风道表面散出。

电机内的热交换方式包括三种,分别是热传导、对流换热以及辐射换热。

热传导是热量由一个系统传到另一个系统或从系统的一部分传到系统的另外一部分的现象。根据傅里叶提出的导热基本定律,可知:

式中:“—”表示热量流向温度降低的方向;鄣T/鄣n为温度梯度;λ为导热系数;q为热流密度。

对流换热是与流体所接触的固体表面和流体之间的热量传递过程。据牛顿冷却定律可知:

式中:Tambient为环境温度;Tsurface为表面温差;A为表面积;h为模系数;q为热通量。

辐射换热则是借助于电磁波传递能量的过程,满足:

式中:F为辐射面的形状系数;A为热辐射面积;ε为热辐射率;σ为史蒂芬-波尔曼兹常数。

由于在电机中热辐射所占比例很少,所以可以忽略不计辐射换热。

2 永磁直流无刷电机温度场分析

2.1 分析模型的建立

分析模型是利用UG依据工程图纸建立的三维立体模型,在不影响电机热分析的前提下对其进行适当的模型简化。如螺栓导线等就不必要出现在模型中,不是主要热源也不对温度场的分析产生较大影响就可以简化。实体模型如图1所示。

为了计算方便,给出模型和求解域的基本假设如下:

①假设每槽绕组产热相同。②假设铁耗和涡流损耗为恒定值。③槽内所有绝缘体看作一体,材料均假设为绝缘材料。

2.2 有限元模型的建立

划分网格时采用先大后小的原则,如何可清晰体现出电机内部零件尺寸大小比例,且容易对局部的关键接触面进行细化。网格的划分采用手动按照曲率划分的方法。该有限元模型的网格有44862个网格单元,262507个节点数。网格划分的有限元模型如图2所示。

2.3 电机损耗的计算

2.3.1 铁耗的计算

基本铁耗应该分别计算。

①轭部铁芯的基本损耗:

式中:Ka为经验系数,直流电机取3.6;Gj为轭部铁芯重量;PFej为单位质量的损耗,也称比损耗。

②齿部铁芯的基本损耗:

式中:Kb为经验系数,直流电动机取Kb=4;Gi为齿部铁芯重量。

2.3.2 铜耗的计算

假定电流在绕组交界面上均布,则基本铜耗为:

式中:I为相电流;R为相电阻。

2.3.3 机械损耗

机械损耗主要包括轴承的摩擦损耗和转子旋转过程中的风摩损耗。

①滚动轴承的摩擦损耗可用下式计算:

式中:v为滚珠中心的圆周速度;d为滚珠中心处直径;F为轴承载荷;Pf为滚动轴承的摩擦损耗。

②风摩损耗的计算公式:

式中:v为转子圆周速度;K为经验系数;Pfr为风摩损耗;D、l分别为转子表面的直径与长度。

③电机性能指标如表1所示。

2.4 电机内热交换系数的确定

电机内部的换热条件,实际上主要是研究电机内各零件的导热系数和零件与空气间的对流热系数。

2.4.1 电机各部件的导热系数

导热系数是材料直接传递热量的能力,其大小与材料有着直接的关系。热分析所涉及电机各部件的导热系数如表2所示。

2.4.2 电机内外对流换热系数的计算

①机座壁向周围空气空间的自然传热系数可表示:

式中:α为表面传热系数;θ为机座壁外表面温度。

②电机气隙表面传热系数可表示:

式中:ασ为气隙表面传热系数;u为转子圆周速度,,Di为定子内径,nN为额定转速。

③定子铁芯与转子各表面传热系数:

式中:Vn为强制风冷气体介质的流速;自然冷却时αn=22.22。

3 三维暂态温度场分析与实验

根据上述分析,对一台8极、12槽、额定功率为2.2k W永磁无刷直流电动机在额定负载下进行温度场分析,得到电机运行到12min时刻的温度场分布云图,如图3所示。

仿真分析的机壳温度随时间的变化趋势如图4所示。

仿真分析绕组和转轴温度随时间的变化趋势如图5、图6所示。

仿真分析定子和磁钢温度随时间的变化趋势如图7、图8所示。

实验测试了电机在运行12min时机壳温度为84℃,绕组温度为120℃,根据图4和图5可知仿真数据机壳温度为83℃,绕组温度为115℃,两者基本吻合,从上述图中可以看出,绕组为主要热源,温度最高,磁钢温度相对较低。

电机爬长坡温升实验如表3所示。

4 结论

①建立的三维暂态温度场计算模型与实验实际测量数据基本吻合,证明电机模型假设的合理性,能够满足对力矩电机暂态温度场预测仿真的要求。

②电机在运行12min时,磁钢温度达到80℃,温度过高,磁钢容易产生退磁,影响电机正常运行。改变转子铁芯材料,提高导热性,可以降低磁钢的温度。

③针对永磁无刷直流电动机建立三维暂态温度场模型能够较好地模拟电机温升曲线,该种分析方法对于永磁直流无刷电机的设计和优化具有很大的参考意义。

参考文献

[1]张琛.直流无刷电动机原理及应用[M].北京:机械工业出版社,1996.

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[4]胡敏强,黄学良.电机运行性能数值计算方法及应用[M].南京:东南大学出版社,2003.

直流电动钻机整流单元运行状态分析 篇7

相关实践证明, 80%电动钻机电站功率能够提供给可控硅系统驱动直流电动机, 但是, 在正常钻井生产过程中, 90%直流电机消耗总功率被用于驱动泥浆泵直流电机;泥浆泵属于整台钻机功率消耗设备, 不包括起下钻作业, 即85%电站功率均用在供给谐波负载 (或泥浆泵) , 因谐波负载的过大需要电站为之供给同样大的无功功率, 从而导致无功电流占据了30%-35%发电机总电流, 以至于电站电网系统功率因数被制约在0.550.65, 这对于最大化发挥电站有功功率是极其不利的, 这一问题被称为电站“动力不足”, 所以, 增大发电机组至与常规钻井作业功率需求相一致。

就可控硅整流电路而言, 若触发角ϑ越来越大, 即可控硅整流电路功率因数越来越低, 那么线路功率因数会越来越低, 大容量直流负载在面对这样的现状时, 该方面的问题会愈加凸现出来, 然而, 电动钻机转盘及绞车因受到钻井工艺的规范要求, 尽管在中速或者低速状态下工作将一定的无功功率消耗掉, 但是这一类转盘及绞车仍然在实际钻井生产中承担关键用电设备的角色, 然而, 主要为中速或低速运转的泥浆泵却成为了钻井生产过程中的关键用电设备, 以及造成无功损耗增大及电网电压下降的关键原因, 所以, 提高供电系统功率因数及供电质量势在必行。

2 直流电机在钻井生产过程中的工况

在本案, 笔者将详细分析泥浆泵工况, 其意义在于有效提高整个电网功率因数以及改善泥浆泵无功损耗问题。

参考钻井工艺规范要求, 泥浆泵、转盘、绞车需要变速的情况十分普遍, 因直流电动机调速的方式主要为恒转矩, 可控硅装置输出的直流电压处于持续变化的状态下, 从而导致可控硅装置功率因数下降, 这一现状需要并网的交流发电机组输出更大的无功功率, 但是可控硅装置功率因数决定着交流电机组运行功率因数, 因此, 可控硅装置功率因数与交流发电机组运行功率因数保持基本一致。

电动钻机可控硅整流组件通常使用三相桥式全控整流不可逆系统, 该系统规定的最小控制角ϑmin=15°-20°, 此时若选定m i n=6 0°, ϑmin=20° (在实际生产过程中, 最小控制角取值) , 可控硅装置功率因数近似COSφ≈COS (γ/2+ϑ) , 此时, γ——可控硅换向重叠角, 其取值为15°-25°:

可控硅装置功率因数最大值为:

(COSϑ) mix=C O S (15°/2+20°) ∽COS (25°/2+60°) =0.38∽0.30

若可控硅装置运行功率因数处变化范围为0.37-0.87, 可控硅装置平均功率因数取值为:

(COSϑ) cp= (0.887+0.3) /2=0.59

因可控硅装置平均功率过低, 柴油发电机组面临着新的问题:在选用发电机组时应该综合考虑一下两个方面的内容:交流发电机组应该供应足够的无功功率及有功功率 (无功功率等同于有功功率) 。

3 电动钻机泥浆泵概况

电动钻机选用的泥浆泵应该与绞车型号及规格相同的电动机驱动, 容量足够大, 因其调整范围过大, 在排量过低时, 其功率将明显减少, 卧式三缸往复活塞泵为泥浆泵的常用构件, 因该泵具备恒转矩性能, 以至于其有助于借助缸套更换进行泵排量及压力的调整, 及借助转速调整进行泵排量改变。在钻进时, 应该以钻井井下实际状况及钻井井深为依据, 进行泥浆泵压力及排量调整, 例如:在表层钻井过程中, 泥浆泵排量应该足够大, 泥浆泵转速足够快, 泥浆泵充数足够高;在深层钻井过程中, 泥浆泵排量及泵压应该足够小, 这些要求均要求泥浆泵驱动电机更高的调速要求。

4 计算电动钻机功率因数

电动钻机可控硅整流电路功率因数为:

COSφ≈COS (γ变/2+ϑ)

上列方程式中:φ——功率因数角;ϑ——可控硅触发角;γ变——变压器漏抗造成的重叠角;若将重叠角γ变忽视:COSφ≈COSϑ

该功率因数COSφ将被电流波形畸变影响;且其与电压同电流相位差存在一定的关系, 即功率因数与位移系数COSφi及波形畸变系数λ间存在一定的关系, 其表达式如下:

COSφ=λCOSφi

上列方程中:φi——对应电压与电流基波分量间的夹角。

由上列方程式可得:只有减少角位移φi (减少ϑ值) 、增大波形畸变系数λ才能有效提高可控硅整流电路功率因数COSφ;只有设法将高次谐波减去方能将波形畸变系数增大;只有增加整流相数方能将高次谐波幅值降低及将电流内高次谐波最低次数提高, 从而实现畸变系数λ增大及波形畸变减少。此外, 只有将可控硅触发角ϑ减少方能将角位移φi减少, 所以通过可控硅触发角ϑ可以实现可控硅整流电路可控硅整流装置直流电压输出的合理调节。

众多业内人士认为不能借助减少可控硅触发角ϑ实现功率因数的提高, 原因是其考虑的方面仅局限于电气方面, 即为将机械方面的因素考虑进去。需要强调的一点是:在可控硅电动钻机内, 若电动机选取恒功率调速调磁, 直流电动机在额定电压条件下进行调速调磁, 可控硅装置功率因数将达0.85左右;若适当将泥浆泵传动比进行改进, 在泥浆泵传动与钻井生产需求相一致的前提条件下, 适当更换泥浆泵缸套, 从而实现泥浆泵驱动直流电机工作转速上升至与额定转速无限接近, 最终实现可控硅触发角ϑ得到既定改变。

摘要：随着经济与社会的发展, 世界各国均面临着能源紧缺的问题。能源紧缺的问题严重制约了各国经济的发展。在现今能源紧缺的背景之下, 减少石油钻井生产导致的能耗成为了现在乃至今后的焦点话题。尤其是国际电气行业针对用电设备功率问题做出严格规定:严禁将功率因数不高的电气设备投入市场。在本案, 笔者立足于直流电动钻机整流单元运行情况, 探讨了改进直流电动钻机因无功功率大而造成发电机功耗大的措施。

关键词：直流电动机钻机,整流单元,节能,谐波

参考文献

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直流电动车 篇8

近年来, 各种轻型电动车迅速占领市场, 成为平原地区的主要交通工具。其以直流无刷电动机作为动力源。永磁直流无刷电动机 (brushless DC motor, BLCDCM) 结构简单、调速性能好、运行可靠、体积小、无换相火花、效率高、出力大、起动转矩大、控制灵活、方便, 因此广泛应用于调速与位置控制系统中[1]。对于无刷电动机控制器, 当前所采用的核心器件主要有专用集成电路 (A-SIC) 、微处理器 (MCU) 和数字信号处理器 (DSP) 等三种类型[2]。本文对以DSP为核心的控制器的设计原理加以综述。

1、TMS320LF2407DSP简介

TI公司生产的TMS320LF240x系列是专门为控制应用和数字运动控制领域设计的DSP芯片。TMS320LF2407是TMS320C2000平台下的一种定点DSP芯片, 其CPU核为16位, 运算速度为40MIPS。它把几种先进的外设集成到芯片内, 能够实现完整的无刷直流电机控制功能并可大幅简化控制电路。是一种低功耗、低成本、功能强大的电机运动数字化控制升级产品[3,4,5]。

TMS320LF2407内部采用哈佛结构, 流水线作业, 其绝大多数指令只需要一个指令周期就能完成。CPU由32位中央算术逻辑单元 (CALU) , 32位累加器, CALU输入输出数据定标移位器, 16×16位乘法器, 乘积定标移位器, 数据地址发生逻辑 (8个辅助寄存器和1个辅助寄存器算术单元 (ARAU) ) , 程序地址发生逻辑构成。不仅如此, 还包括电机控制常用接口--2个事件管理器 (EVA、EVB) [6]。

2、系统设计方案

用DSP实现永磁无刷直流电动机全数字双闭环控制的控制系统如图1所示。将给定转速与速度反馈量形成的速度偏差经速度调节器后产生电流参考量, 再与电流检测电路的电流反馈量的电流偏差经电流调节器后产生PWM占空比的控制量, 实现对电动机运行速度的控制。速度反馈是通过安装在电动机转轴上的编码器得到的位置信号A、B加以相应的计算得到。电流反馈是通过检测电阻上的压降得到的。系统采用串级控制, 外环为速度环, 内环为电流环。内外环都采用PID算法, 保证系统为无静差系统, 且还有较好的静态和动态性能。

内环调节时, 根据当前电流检测值与计算值的差值调节PWM斩波输出参数, 再根据电机的启动电流与最大电流对其限幅, 根据当前转子位置选择功率MOSFET管, 输出正确的脉冲触发对。外环根据速度反馈值与给定值进行相应的调节[8]。

3、系统硬件

无刷直流电动机的驱动系统框图如图2所示, 主要由以下几个部分构成:

(1) 控制系统核心--TMS320LF2407、外RAM、仿真接口JTAG等; (2) 电流采样部分; (3) 转子位置信号处理部分; (4) 逆变电路部分 (附加功率驱动部分) [9]。

3.1 电流采样

采用电阻来检测电流。电流检测电阻安装在下桥臂的下端与功放板地线之间, 这样只要检测出电阻两端的电压就能间接得到各相电流, 即I=U/R。检测到的电阻压降, 经RC滤波电路和放大电路后送入DSP的ADC模块作为电流反馈量[10]。

对于三相星形连接的电机, 电流满足各相的电流之和为零。所以只需要其中两相绕组上的电流就可以得到另一相的电流。这种电流检测方法比较简单, 但要求软件上必须保证在输出PWM逆变器的命令时, 同时检测PWM逆变器下桥臂的电流, 以保证电流检测的正确性。

3.2 位置信号检测

用直接反电动势法来检测位置信号的方法巧妙地避开了PWM斩波带来的开关噪声, 同时不会带来随转速变化的移相问题, 检测电路更加简单, 很好地解决了电机在不同运转频率时反电动势过零点检测的问题[11]。

电机绕组端电压通过电阻限流、分压和采样后接到DSP输入口或跳变沿捕捉口。其工作原理:逆变器采用上桥臂开关管PWM斩波、下桥臂开关管恒通的工作方式, 在PWM关断时检测未导通相绕组反电动势过零点。例如假设在某一时刻, A、B相绕组导通, 自然C相悬空, 如图3所示。r为三相定子绕组电阻;Ua、Ub、Uc为三相定子电压;ea、eb、ec为三相定子反电动势;i为定子相电流;Ls为三相定子等效电感。对A相上桥臂的开关管进行PWM斩波控制, B相下桥臂的开关管保持恒通, 在PWM关断时, 电流通过A相下桥臂二极管续流, 在此期间, C相没有电流, 检测C相反电动势得到过零信号[12]。

由图3, C相绕组有:

A、B绕组有:

由 (1) 、 (2) 、 (3) 式得:

由于ea+eb+ec=0, 在PWM关断 (A相关断) 时Un=ec/2。但是三相绕组反电动势之和并不等于零, 而导通的A、B两相绕组反电动势大小相等且方向相反, 它们之和却等于零。所以得到此时的Un=0。将其代入 (1) 式得Un=ec。

由此可以在PWM的关断区间检测未导通相的端电压, 绕组端电压的过零点就是该相绕组反电动势的过零点。由于在PWM的关断区间不含开关噪声, 并且以地线而不是中心点为参考点, 因此可以不用对端电压进行低通滤波就能得到精确的反电动势过零点, 从而得到转子位置信号[12], 再延迟30°得到换相点。

3.3 驱动电路

电机控制的驱动器采用IR2131芯片。IR2131是一种高电压、高速度的功率MOSFET和IGBT驱动器。其驱动电路图如图4所示。

IR2131芯片可同时控制六个大功率管的导通和关断顺序通过输出H01、H02、H03分别控制三相全桥驱动电路的上半桥Q1、Q3、Q5的导通和关断, 而IR2131的输出L01、L02、L03分别控制三相全桥驱动电路的下半桥Q4、Q6、Q2的导通和关断, 从而达到控制电机转速和正反转的目的[13,14]。3.4系统保护电路

3.4 系统保护电路

在无刷直流电动机控制系统中, 保护电路占据着非常重要的地位, 主要作用是保护控制系统的核心部件DSP免受高电压、过电流冲击。整个系统的保护电路主要由三部分组成:电路隔离电路、信号隔离电路、驱动保护电路[15]。

(1) 隔离电路

信号隔离电路主要是把控制电路和驱动电路之间的控制驱动信号通过光电隔离器进行信号隔离, 实现不同电压之间信号传输。

(2) 保护电路

系统运行过程中, 如系统出现过电流或欠压现象, PWM号驱动器IR2131启动内部保护电路, 锁住后继PWM信号的出, 与此同时通过FAULT引脚拉低DSP控制器的PDPINTA脚电压, 启动DSP控制器的电源驱动保护[15]。

4、系统软件

软件由初始化模块和运行模块组成。用以实现电流和转速的调节、反电动势检测、PWM的产生等。运行时要不断产生PWM输出波, 并以中断方式对PWM进行控制, 以此完成电压电流的检测、A/D转换等[16,17]。主程序、中断子程序分别如图5、图6所示。

BEGIN为电机启动标志位。BEGIN=1则电机启动;BEGIN=0则电机停转。在主程序中, 通过不断检测BEGIN的值的方法来确定电机的当前运行状态。

5、结语

目前, 科学工作者对以DSP构成的控制系统的控制方法做了大量的研究, 取得了丰硕的成果。但以下方面任需进行研究: (1) 无位置传感器控制降低了电机体积与成本、增加了系统的可靠性。定子三次谐波法、涡流效应法、磁链法等无传感器控制方法目前还不成熟, 大部分采用反电动势法。但反电动势法在电机启动和低速运行时, 反电动势很小, 导致过零点检测困难, 使电机启动困难增加, 只有在一定的速度范围内反电动势法才能实用。所以对反电动势法加以改进的方法需要进行大量研究。 (2) 系统运行中, 控制器是故障率最高的部件。控制器是电动车核心部件, 损坏原因主要是车辆持续重载运行时控制器功耗过大, 控制器温度升高而使电路元件发生过热损坏。同时为了防雨, 控制器安装在较密闭的空间里, 通风不良, 散热条件差, 进一步导致温度快速升高, 易发生过热损坏, 因此降低控制器功耗对提高系统可靠性和节能具有非常重要的意义。

摘要：文章从系统设计方案、系统硬件设计和系统软件设计等几方面总结了目前基于DSP的电动车控制器研究的最新进展。

直流电动钻机谐波治理与无功补偿 篇9

电动钻机分为直流驱动和交流变频驱动两种, 都是通过大功率电子开关元件的开关动作来实现能量的转换, 因此都存在谐波污染的问题[1]。由于大量谐波的存在, 使得交流电机机械振动、噪音增大, 使电缆、电机等设备过热, 造成绝缘老化、使用寿命缩短[2], 同时使钻井仪表经常出现死机、显示不准确等故障, 营地空调无法正常工作, 潜水泵、整流器等对谐波敏感的小电器经常烧毁等, 甚至出现了由于谐波干扰, 导致顶驱控制系统无法正常运行, 需要额外增加净化电源的情况, 给钻井日常生产带来了很大的影响。直流驱动电动钻机除了谐波较大以外, 功率因数还很低, 通常在0.5以下。由于电动钻机由自备柴油发电机组提供动力, 功率因数很低导致发电机组有功功率占视在功率比例较小, 出力不足, 在某些工况下不得不多开一台发电机组来满足现场的需要, 大大增加了油耗和发电机组维护费用。为响应国家节能降耗的号召, 同时保障钻井电气设备的安全可靠运行, 提高发电设备利用率, 降低钻井成本, 在直流电动钻机电控系统中加装谐波治理和无功补偿装置已十分必要。

1 常用谐波治理装置分类[3]

1.1 无源滤波装置

无源滤波器是传统的谐波抑制方法, 采用LC调谐滤波器, 主要是由滤波电容器、电抗器和电阻器适当组合而成的滤波装置, 与谐波源并联进行滤波。利用电感、电容元件的谐振特性, 在阻抗分流回路中形成低阻抗支路, 从而减少流向电网的谐波电流。

1.2 有源滤波装置

随着相控脉冲宽度调制技术 (PWM) 和四象限变流技术的发展, 国际上对有源滤波器 (APF) 的研究逐渐活跃起来。以三相电路瞬时无功功率理论为基础的谐波和无功电流检测方法在有源滤波器中得到了成功的应用, 极大的促进了有源电力滤波器的发展, 逐渐成为治理谐波污染、提高电能质量的最有效的工具。

有源滤波装置主要是通过实时监测线路电流, 并把监测到的谐波转化为数字信号处理器中的数字信号, 同时数字信号处理器产生一系列宽频脉冲调制信号, 驱动IGBT功率模块通过线路电抗器向电网输出相位与谐波电流相反、幅值相等的电流, 两种谐波电流相互抵消, 使总谐波电流为零, 从而达到滤除谐波, 净化电网电流的目的。

1.3 两种滤波装置的比较

无源滤波器既可以补偿谐波, 又可以补偿无功功率, 而且结构简单, 投资较少, 一直以来都被广泛使用。但这种方案的主要缺点是补偿特性受电网阻抗及负载特性影响较大, 容易发生并联谐振, 导致谐波放大, 使滤波器过载甚至烧毁。此外, LC调谐滤波器只能抑制固有频率的谐波, 难以对变化的无功功率和谐波分量进行有效的补偿和抑制。

与无源滤波器相比, 有源滤波器不仅能补偿各次谐波, 还可抑制闪变、补偿无功, 具有高度可控制和快速响应特性, 可自动跟踪补偿变化着的各次谐波、自动产生所需变化的无功功率, 其特性不受系统阻抗等影响, 无谐波放大危险, 相对体积重量较小等突出优点。有源滤波器处于独立运行状态, 不会影响系统中其它设备的正常工作, 不会危害电网安全, 当负载的谐波量大于有源滤波器额定能力时, 有源滤波器能按额定功率工作, 不会发生过载而导致设备毁损。此外有源滤波器可以方便的与其它各种类型滤波补偿装置组合使用, 而且受电网参数的改变影响小 (如发电机组的并联、解列等) , 设计选型时无须进行复杂的电网分析。

2 常用无功补偿装置分类[3]

2.1 接触器投切电容器 (MS C) 型

采用接触器投切固定电容器组进行无功补偿, 其结构简单, 成本较低, 实现了跟踪负荷变化动态补偿无功功率, 但由于响应速度较慢, 补偿特性并不平滑, 适合负荷变化相对比较平稳、补偿精度要求不高的场合。

2.2 晶闸管投切电容器 (T S C) 型

采用晶闸管投切电容器与电抗器的串联回路, 其小电抗器主要是用来抑制电容投入电网时可能造成的冲击电流。由于用电力电子元件晶闸管作为无触点开关代替有触点的机电设备接触器, 使工作可靠性、寿命、响应时间等都有提高, 可适用于投入或切出较为频繁的场合, 是取代MSC的换代产品, 在目前的静止型动态无功补偿设备中占主导地位。

2.3 晶闸管控制电抗器+固定电容器 (TCR+FC) 型

TCR的单相基本结构就是两个反并联的晶闸管与一个电抗器相串联, 相当于电感负载的交流调压电路。单独的TCR只能吸收感性的无功功率, 往往与并联电容器配合使用, 从而可以将补偿器的总体无功电流偏置到可吸收容性无功的范围内。如图1所示。

当要求其补偿范围能延伸至容性和感性两个领域时, 其电抗器的容量必须大于电容器的容量。其缺点主要是当补偿器在吸收较小的容性或感性无功功率时, 其电抗器和电容器上其实已经吸收了很大的无功功率, 都有很大的电流流过, 只是相互抵消了而已。

2.4 静止无功补偿发生器 (S V G) 型

SVG基本原理就是将自换相桥式电路通过电抗器或直接并联到电网上, 适当调节桥式电路交流侧输出电压的幅值和相位, 或者直接控制交流侧电流, 就可以使该电路吸收或发出满足要求的无功电流, 实现动态无功补偿的目的。其具有体积小、响应速度快、无谐波污染、对电网呈现电流源特性等优点, 是目前最先进的无功补偿与谐波治理设备。但是由于设备复杂程度高、开关器件可靠性差、价格昂贵等原因, 使得这种设备的性价比较低, 目前现场应用还较少。

2.5 几种无功补偿装置的比较

几种无功补偿装置的简要比较见表1[4～5]。

3 方案选择及特点

3.1 方案选择

综合比较上述各种因素, 选择采用有源滤波结合TSC动态无功补偿装置, 结构相对简单, 造价适中, 能满足电动钻机负荷特性。装置的组成及工作原理如图2所示。

系统主电路由一面进线开关柜、两面总容量为640A有源滤波柜和四面总容量为2000kVar的TSC动态无功补偿柜组成。

3.2 技术特点

(1) TSC补偿装置从网络检测、运算到电子开关触发可控硅模块投切电容器组实现无功补偿, 总的响应时间控制在5ms～20ms, 实现对电网的每一周波进行无功功率补偿, 适用于钻机、电焊机、空压机等突变负荷的无功补偿。 (2) 使用电子开关元件快速投切电容器组, 电器的导通和关断在零电流的时候进行, 这样避免了传统的接触器投切电容器组带来的浪涌电流, 延长了动态补偿系统的寿命。 (3) 有源滤波器从监测到各谐波分量到产生精确有效的反向谐波分量的完整闭环控制过程总响应时间<20ms, 能同时滤除20种谐波, 并可根据需要对谐波次数和滤除谐波的目标值进行单独设定, 典型滤波效率达97%以上。 (4) 滤波器具有缓启动控制回路, 以避免启动瞬间过大的突入电流。能够自动地适应电网阻抗的变化, 无需进行复杂的电网分析。 (5) 具有电压、电流、频率、电压畸变、电流畸变、有功功率、无功功率、功率因数等参数的监测显示功能, 并可记录实时事件、故障报警信息等。 (6) 整套装置均采用模块化结构, 具备完善的自诊断和保护功能, 便于安装和维修, 同时具有可扩展功能。

4 现场使用效果

该系统在油田某50D钻机施工的3800m生产井投入使用2个多月, 在起下钻、钻进、循环等各种工况下, 都能正常运行, 谐波电流含量控制在8%以内, 谐波电压畸变率控制在4%以内, 系统功率因数从0.3～0.5之间补偿到0.9以上, 从而在大多数情况下, 只需要开一台发电机组就能满足工况要求, 提高了发电设备利用率, 大大降低了油耗。

5 结语

通过在直流电动钻机电控系统中加装谐波治理和无功补偿装置, 能有效抑制钻井井场电网中的谐波并补偿无功功率, 提高了直流电动钻机控制系统工作的安全性和经济性, 保障了井场电气设备的安全平稳运行。同时其功率因数和谐波含量符合国家有关电能质量标准, 为今后直流电动钻机采取工业电网直接拖动打下了较好的基础。

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直流电动车 篇10

电动机驱动系统是电动汽车的心脏, 它的任务是在驾驶员的控制下, 高效率地将蓄电池的能量转化为车轮的动能, 或者将车轮上的动能反馈到蓄电池中。从功能的角度看, 电动汽车的电动机驱动系统可分为电气和机械两大系统。电气系统由电动机、功率转换器和电子控制器等3个子系统组成, 而机械系统主要包括机械传动装置 (是可选的) 和车轮。其控制目标是驱动电动机, 对电动机的要求能够频繁地启动、停车、加速、减速, 低速或爬坡时要求高转矩, 高速行驶时要求低转矩, 并要求变速范围大。

我们把电动汽车中装有换向器的直流电动机称为直流电动机, 由于励磁绕组的磁场与电枢绕组的磁场是垂直分布的, 因而其控制方式容易实现。直流电动机一直在电驱动领域有着突出的地位。

1 驱动系统的控制模式

直流电动机作为电动汽车电动机驱动系统。直流电动机控制由一串电阻器与电动机串联或并联形成。电动机的电压等于电池电压减去电阻器上的电压降, 并通过运用接触器短路一部分电阻而使电压升高。直流电动机的电阻控制的基本结构如图1所示, 图中A、B、C和D是外部控制接触器。这种系统只适用于在额定转速运行和启动时只要求平稳加速的电动汽车驱动系统。虽然这种电阻控制方式简单且价廉, 但由于大量的能量以热的形式损失了, 因而其效率很低。另外, 它不能进行平滑控制, 因而运行不平稳。随着功率电子器件的迅速发展, 这种电阻控制方式只在电动汽车早期使用。目前直流斩波控制方式由于效率高、可控制性好, 而且根据所选的加速度, 能平稳加速到理想的速度, 该控制方式符合电动汽车驱动控制模式, 图2显示出了用于直流电动机速度控制基本的一象限直流斩波器。

2 电动汽车直流电动机

励磁绕组直流电动机名称的由来是由于在电枢与励磁绕组之间存在着相互作用。如图3所示, 普通励磁绕组直流电动机分为他励、串励、并励和短复励等。没有外部控制时, 它们在额定电压时的转矩—转速特性如图4所示。对于他励直流电动机, 励磁电压和电枢电压可以互相独立控制, 其转矩—转速特性是线性相关的, 转速随转矩的增大而减小, 转速调节是通过调节电枢回路的电阻来实现的。对于串励直流电动机, 励磁电流与电枢绕组的电流相等, 转矩增加伴随着电枢电流的增大及磁通的增加, 结果, 转速下降使电源电压与感应电压保持平衡, 转矩与转速成反比关系。对于并励直流电动机, 励磁绕组与电枢绕组连接在同一电源上, 其特性与他励直流电动机相似。对于复励直流电动机, 串励绕组磁动势的方向与并励绕组的相同, 其特性介于串励直流电动机与并励直流电动机之间, 取决于串励与并励磁场的相对强弱。试验表明, 由于串励直流电动机在低速时能提供高转矩, 所以它广泛用于传统电动汽车驱动系统。它所提供的单位电流转矩在所有电动机中是最高的, 这种特性能大大降低车辆加速与爬坡时的电池消耗。

直流电动机与换向器和电刷并存, 励磁绕组直流电动机和永磁直流电动机存在同样的问题:换向器引起转矩波动并限制了电动机的转速, 会使电刷带来摩擦与射频干扰 (RFI) 。直流电动机的优势在于其控制策略容易实现, 由于气隙磁通Φ和电枢电流Ia能分别控制, 因而电动机转速ωm和转矩T也能分别控制, 所以直流电动机的控制无论是励磁绕组直流电动机还是永磁直流电动机, 它们都满足以下基本方程:

式中:E———反电动势;

Va———电枢电压;

Ra———电枢电阻;

Ke———反电动势常数或转矩常数。

对于励磁绕组直流电动机来说, Φ与可独立控制的磁场电流If线性相关。而对于他励、串励、并励或复励直流电动机来说, 则If与Ia或Va或与Ia、Va都有关。但是, 永磁直流电动机的Φ基本上是不可控制的。所以直流电动机的设计必须考虑以下主要尺寸:电枢的外径与铁心长、电枢外径与铁心长之比的优化、气隙长度、磁极对数、电枢槽的个数、电枢齿宽与槽深、线圈绕组匝数、槽满率、换向器的小节数、换向装置、单位磁路的磁通密度、励磁电流、单位热回路中的热阻抗、转速、转矩和效率、单位质量转矩、铜和铁心质量等。

3 DC-DC转换器

当DC-DC转换器以斩波方式工作时, 通常称为直流斩波器, 用于直流电动机驱动的电压控制。直流斩波器分为第一象限型、第二象限型、二象限型和四象限型。第一象限型直流斩波器适用于电动机工作模式, 能量从能源流向负载;而第二象限型直流斩波器适用于再生制动, 能量从负载流向能源。再生制动对电动汽车是非常重要的, 能使其续驶里程延长25%以上。二象限直流斩波器如图5所示, 它既适合于电动机模式又适合于再生制动模式, 所以它在电动汽车驱动中是首选的。四象限直流斩波器不用机械接触器实现反向工作, 而是用电子控制来实现正向的电动机工作模式和逆向的再生制动工作模式。

如图6所示, 直流斩波器的输出电压有3种调节方式, 即脉宽调制 (PWM) 方式、频率调制方式和限流控制方式。第一种方法, 斩波器的频率保持不变, 只改变脉冲的宽度;第二种方法, 脉冲宽度保持不变, 斩波频率是可变的。第三种方法, 脉冲宽度和频率都是可变的, 使负载电流控制在某个特定的最大值和最小值之间。传统的电动汽车直流电动机驱动通常采用PWM控制或二象限直流斩波控制方式, 相应的控制依赖于占空比δ的变化。

式中:Vs———供给的直流电压。

当δ> (E/Vs) 时, 工作于电动机模式 (Ia>O) ;当δ< (E/Vs) 时, 工作于再生制动模式 (Ia<0) ;当δ= (E/Vs) 时, 表示处于空载状态。由于电流没有间断, 所以不会出现不连续的导通模式。软开关DC-DC转换器很少用于直流电动机驱动的电压控制, 主要原因在于它的发展比开关模式的功率器件的发展缓慢。而且, 可用的软开关DC-DC转换器不能控制再生制动的能量回流。目前已专门开发出了适用于电动汽车电动机驱动的二象限软开关DC-DC转换器, 即二象限零电压变换 (2Q-ZVT) 转换器, 它具有最小的电压与电流开关应力, 且能高效地工作于电动机和再生制动工作模式。图7显示了2Q-ZVT转换器控制的直流电动机驱动的结构图。它在电动机与再生制动工作模式时的等效电路和工作波形分别如图8和9所示;在电动机工作模式, 转换器的输出电压V0由电压转化比μm=V0/Vi控制, 该转化比与新的可控占空比的关系如下:

式中:δm———S4、S5和S6的标准总周期;

f———标准开关频率;

λm———标准负载电流。

当f选择为0.04时, μm对于λm、μm对于δm的工作特性如图10所示。同样, 再生制动时的电压转化比定义如下:

式中:δr———S4, S5和S6的标准总周期;

λr———再生制动时的标准负载电流。

当f选为0.04时, μr对于λr、μr对于δr的工作特性如图11所示。

4 转速控制

电动汽车直流电动机的转速控制可以通过两种方法实现, 即电枢控制和励磁控制。当直流电动机电枢电压减小时, 电枢电流和电动机转矩就会降低, 由此引起电动机转速降低。反之, 当电枢电压增加时, 电动机转矩就会增加, 由此会引起电动机转速增加。由于电枢的最大允许电流不变, 且磁场是固定的, 电枢电压的控制可在任何转速下保持最大转矩不变。然而, 由于电枢电压不能超过其额定值, 这种控制方法只适于直流电动机的工作转速低于基速的场合。另外, 当电枢电压值恒定, 直流电动机的励磁电压减弱时, 电动机的感应电动势就会降低。由于电枢电阻很小, 电枢电流增大的程度比磁场减弱的程度要大, 因此, 电动机转矩增加, 电动机转速也随之增大。由于电枢的最大允许电流是常数, 当电枢电压保持不变时, 无论转速多大, 感应电动势都是恒定的。因此, 电动机所允许的最大功率恒定, 允许的最大转矩随电动机转速的变化而逆向变化。为使电动汽车的直流电动机有较宽的转速控制范围, 电枢控制必须和励磁控制相结合。当电动机转速在零与基速之间时, 励磁电流保持在额定值, 采用电枢控制。当电动机转速超过基速时, 电枢电压保持在额定值, 采用励磁控制。采用电枢与励磁控制相结合的所允许的最大转矩与最大功率如图12所示。他励直流电动机在电动机和再生制动两种工作模式时的转矩—转速特性曲线如图13所示。

5 结语

电动汽车的电动机驱动系统的特性要求主要取决于三个方面:驾驶员对电动汽车的驾驶性能要求、车辆的性能约束以及车载能源系统的性能。驾驶性能的要求是由包括加速性能、最大车速、爬坡能力、刹车性能以及续驶里程等性能在内的驾驶模式决定的;车辆的性能约束主要是指车型、车重和载重等等;能量系统的性能与蓄电池、燃料电池、电容器、飞轮及各种混合型能源有关。因此, 电动机驱动系统的性能确定及整体包装匹配应该在系统水平上进行优化, 必须仔细地研究各个子系统之间的相互作用以及系统的整体匹配。

参考文献

[1]Chan K T, Jiang S Z and Chan C C.Reduction of current rippleand acoustic noise in dual-inverter pole-changing inductionmotor drive.Proceedings of IEEE Power Electronics SpecialistsConference, 2000.67-72.

[2]Cheng M, Chau K T, Chan C C and Zhou E.Performanceanalysis of split～winding doubly salient permanent magnetmotor for wide speed operation.Electric Machines and PowerSystems, V01.28.2000.277-288.