双变频器

双变频器（精选七篇）

双变频器 篇1

以Power Flex70变频器上Controlnet为例,其添加方法为:

(1)将Power Flex70变频器前罩打开,把拨码拨到要设定的站址。本文将其站址拨到0 2。

(2)打开Logix5000,并选择相应项目test.ACD。在cnb下新建MODUEL,选择Power Flex70EC-C,点击OK键,出现如图1所示画面。在Name栏输入变频器名称transducer,Node栏选择站址2,与硬件拨码一致,然后点击,弹出如图2所示画面。版本选择3.2,电子锁选择禁止锁,驱动选择与变频器相匹配型号,DATA LINKS选择A、B通道,其中A通道作为电流显示,B通道作为温度显示,点击O K键即可。

(3)在drive栏中,双击,打开transducer的参数列表,55#参数改为50Hz,82#参数改为50Hz,83#参数改为0Hz,90#参数改为DPI Port5,196#参数改为Advanced,361、362、363#参数改为Not Used。参数设定完毕,点击CLOSE按钮,回到drive栏画面,点击,将数据传输到transducer变频器,显示完成后关闭画面。

(4)保存项目,并下载到P L C。在开始菜单中找到并打开,弹出图3画面,点击,扫描完毕后点击,然后保存。选择在线数据,一直到保存完毕,然后在Logix5000中检查新配置的变频器是否有黄色叹号出现,没有则说明配置正确可以使用,若有则要检查参数设置重新扫描。

2 编程实现变频器的双向双速功能

双PWM变频器及应用技术研究 篇2

关键词：四象限变频器,双PWM,LCL滤波器,Matlab,仿真

1 引言

通用型变频器,由于其整流环节不可控,存在网侧功率因数低、电流谐波大、能量不可逆的缺点。双PWM变频器是在一般通用变频器的基础上引进了PWM整流的能量变换装置。该装置能够提高电能的利用率,把由电动机产生的再生能源回馈到交流电网,并且能提高装置的功率因数,能主动地消除变频装置对电网的谐波污染。由于PWM整流,变频器中间直流环节的电压能保持稳定,通过整流桥和逆变桥的功率平衡控制,能大大减小直流电容的容量,提高了变频器的调速性能且节能效果显著。

文中对四象限变频器进行数学建模,然后在其基础上提出了有功功率和无功功率解耦控制的策略,并网电压定向使用了软件锁相环的方法,提高了锁相速度,开关器件使用IGBT双向开关,四象限变流器除了可以工作在整流状态也可工作在逆变状态,实现四象限运行。

2 四象限变换器的数学模型

四象限变换器有多种建模方式,本文所采用了是旋转坐标dq轴系下的数学模型,这种模型可以把有功功率和无功功率进行分解,易于解耦控制策略。它的理论基础基于坐标变换原理,把三相输出交流电从三相静止坐标系变换到两相静止αβ轴系下再变换到旋转dq轴系,空间矢量的变换如图1所示,其中旋转坐标系跟随电网电压相角θ以ω速度进行旋转[1]。

三相静止坐标系的空间矢量分解到旋转坐标dq轴系下得到四象限变流器数学模型:

式中:为交流侧电流矢量的dq轴分量;u q为交流侧电压矢量的dq轴分量;为电网电压矢量的dq轴分量。

式(1)表明电流dq轴分量除了受控制量ud、u q的影响外,还受交叉耦合项ωLiq、和电网电压ed、eq的影响,所以需要一种可以对dq轴分量进行解耦消除电网电压扰动的控制方法。

3 四象限变流器的控制策略

要保证输出交流电的解耦控制,即功率因数可调,必须要对四象限变流器的数学模型进行分析,现将式(1)改写为:

其中

可以看出、是与dq轴电流分量有一阶微分关系的电压分量,为解耦项,∆u d、∆u q为dq轴电压耦合的补偿项,为消除电网电压扰动的影响需要引入电网电压ed、eq进行前馈补偿,这样就实现了dq轴电流分量独立控制,还提高了系统的动态性能。

为简化控制算法,本系统用了电网电压定向矢量控制,把电网电压矢量u s定向与d轴上,这样图1中的θ=ωt就为电网电压u s的相角,电网电压的dq轴分量可以改写为:

式(2)就可以改写为:

四象限变流器与电网的有功功率和无功功率之间的交换:

从式(7)可以看出P大于零表示变流器从电网吸收能量,处于整流状态,P小于零则表示变流器向电网输送能量,处于逆变状态;同理,Q大于零表示变流器从电网吸收感性无功电流,Q小于零表示变流器从电网吸收容性无功电流。从式(7)可以得出结论,dq轴电流分量id、iq实际上就是变流器的无功电流和有功电流,调节id、iq的值就控制了四象限变流器的无功功率和有功功率。

四象限变流器用IGBT作为开关器件,IGBT为双向开关管,所以四象限变流器可做四象限变流器。当交流侧输入功率大于直流负载消耗的功率时,多余的功率会使直流母线电压上升,反之则直流母线电压下降。也就是说,直流母线电压与变流器吸收的有功功率有关,因此调节d轴电流给定值id*即可调节直流母线电压。直流母线电压会随着负载的增大而降低,此时增大id*使四象限变流器工作在整流状态,从电网吸收更多的能量为直流母线电容充电,提高直流母线电压,反之,则减小id*是四象限变流器工作在逆变状态,直流母线电容向电网放电,降低直流母线电压。在四象限变流器四象限运行时,控制q轴电流给定值iq*可以控制四象限变流器交流侧输出的功率因数,这就可以灵活控制四象限变流器吸收的无功功率,作为四象限变频器的四象限变流器,一般都需要四象限变流器工作在单位功率因数状态下,这时只需把q轴电流给定值iq*设为0。本文的电流采样在LCL滤波器之后,因为LCL滤波器的作用,电网电压和电流会产生相移,所以这时需要对无功进行补偿控制,也就是说q轴电流的给定值iq*不再设为0,而是根据LCL滤波器吸收的无功而进行给定,这样才保证电网的能量为单位功率因数。

根据式(2)~式(5)可以设计出双闭环的四象限变流器控制策略,如图2所示。

整个控制策略使用双闭环控制结构,外环为电压环,内环为电流环。电压外环给定值udc*与直流母线电压u dc进行比较,经过P I调节器调节,输出d轴电流给定量id*。q轴电流给定量iq*由需要的功率因数决定,一般都需要单位功率因数输出,则iq*给定为0。id*、iq*与实际电流的dq轴分量进行比较,误差经PI调节器调节后输出ud、u q,再与各自的解耦补偿项∆u d、∆u q和电网电压扰动前馈补偿项ed、eq运算后得到四象限变流器参考电压给定值ud*、uq*,再经过坐标变换得到两相静止坐标αβ轴系下的电压分量uα*、uβ*,最后送入SVPWM发生器输出四象限变流器各开关器件的驱动信号。

4 四象限变流器三相锁相环相角估计

四象限控制策略满足了有功功率和无功功率解耦控制,在控制策略中需要用到坐标变换,由两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系的过程中需要用到电网电压的相位角,这就要求快速而准确地获得电网电压相位角,这是保证整个系统具有良好性能的前提。因为电网相位角固定频率,一般采用锁相环获得电网电压的相位角,因此设计优良的锁相环可以对系统的性能有很大的提高。

获得电网电压相位角的一般途径是先产生一个与电网电压同步的信号,再通过同步信号获得相位角。产生同步信号的方法有很多,最简单方法是用电网电压作为同步信号,但这种方法会因电网电压波形失真而导致系统输出电压和电流的畸变,甚至影响系统的稳定性,因此不宜采用此方法。一般采用锁相环来获得电网电压的相位角。

锁相环一般由鉴相器、环路滤波器、压控振荡器及分频器组成[2],其结构框图如图3所示。其基本原理是实现跟踪,用实际电网电压的相位角和反馈的相位角偏差值,经鉴相器变换成电压信号,然后再经过环路滤波器对信号进行滤波,最后送入压控振荡器,该表系统内部同步信号的频率,直到输出相位角与电网电压相位一致。

锁相环有很多种,目前在电力电子装置中广泛应用的锁相环一般采用硬件电路检测电网电压过零点求得相位差信号,然后用硬件或软件实现锁相。然而,每个工频周期内电网电压只有两个过零点,这限制了锁相环的锁相速度;而且,电网电压本身的畸变和检测电路的各种干扰信号使得难以准确检测过零点,会导致锁相环输出相位信号产生振荡。

对于三相电网,采用单相同步的方法很难准确的实现dq坐标系与电网三相电压合成矢量的同步,必须综合三相电压的相位信息。如图4所示,当电网电压幅值,即电压合成矢量U的幅值不变时,U的q轴分量U q反映了d轴与电网电压U的相位关系。Uq>0时,d轴滞后U,应增大同步信号频率;Uq<0时,d轴超前U,应减小同步信号频率;U q=0时,d轴与U同相。因此,可通过控制U q,使U q=0来实现d轴与电网电压同相。由于已知电网电压频率为50Hz,因此,一旦锁相成功,相位角就可以在每周期内计算得出。基于这一思想,设计了一种采用ARM实现的软件锁相环。

图5所示是三相软件锁相环的结构框图[3],电网电压经坐标变换后得到U q,经过环路滤波器后改变压控振荡器的振荡频率。用ARM实现时,一般采用ARM内部定时器的循环计数来产生同步信号、实现压控振荡器和分频器的功能,因此可通过改变定时器的周期或最大循环计数值的方法来改变同步信号的频率和相位。

设平衡三相电压为:

经过坐标变换后,可以得到

由式(9)可知,当d轴与U完全同相时。

5 仿真及其试验结果

5.1 Matlab仿真

使用Matlab进行四象限变流器仿真实验,本节对四象限变流器的双闭环控制策略进行了仿真。外环为电压环,内环为电流环,并且根据dq旋转坐标系下的电网模型进行解耦控制。

四象限变流器Matlab仿真模型如图6所示。

电流内环解耦模型如图7所示。

母线电压给定值为800V,其控制效果如图8所示。电网电压设定为100V工作在整流状态时的电网电压和电流波形如图9所示。电网电压设定为220V工作在逆变状态时的电网电压和电流波形如图10所示。

通过Matlab仿真实验可以看出,双闭环控制策略对于四象限变流器可以得到良好的控制效果,并且增加解耦控制后,可以有效调节有功功率和无功功率输出,对于LCL滤波器的无功吸收可以进行有效控制。同时,此控制策略采样软件锁相环,对于不同的电网电压有良好的适应性,在各种实际环境都能快速精确的对电网电压进行定向,从而提高了四象限变换器的整体性能。

5.2 实验结果

四象限变流器的结构如图11所示。

系统参数设定:额定功率电网线电压有效值3 8 0 V,取直流母线电压开关频率相电流峰值为取。

参考文章[4]计算出LCL滤波器总电抗分割后考虑1.5倍过载,额定电流有效值不低于25A;电容耐压不低于400V;阻尼电阻。

实际平台采用重物提升方式,负载使用160kg的砝码,由电机曳引,做起升和下降实验。在整个起升和下降的过程中,四象限变流器的电网电压和电流波形通过DL750示波器进行采集,波形如图12所示。

其中在整流状态时电网电压和电流波形如图1 3(a)所示;回馈状态时电网电压和电流波形如图13(b)所示。

从图13(a)可以看出整流状态时电网电压和电流基本重合,功率因数可达到1。当砝码下降时,能量向电网回馈,从图13(b)可以看出能量可以有效的向电网回馈并且可以保证良好的正弦度及功率因数。

6 结束语

本章对四象限变流器控制策略进行了分析和研究。首先建立了四象限变流器的两相旋转dq轴系下的数学模型,在此数学模型的基础上对四象限变流器解耦控制进行了研究,并给出了电网电压定向的矢量控制策略,详细描述了电流环解耦补偿的控制方法。其次,对于系统性能影响较大的电网电压相位角的估计给出了一种软件锁相环的控制策略,利用计算能力非常强的A R M处理器可以精确地对电网电压相位角进行跟踪,在实验中得到了良好的控制效果。整个控制策略达到了四象限变流器的控制目标:

(1)稳定直流母线电压恒定且具有良好的动态响应能力;

(2)四象限变流器能量可以进行双向流动。

(3)确保交流侧输入电流正弦,谐波小,功率因数可调。

除此之外还对四象限变流器性能产生重大影响的滤波器进行设计研究,提出了一种有效的设计方法。从本质上说四象限变流器是一个交直流电能转换的能量变换系统,由于无穷大电网电压基本恒定,快速实施对输入电流的控制也就能够有效的控制能量流动的速度和大小,本文所提出的四象限变流器可进行能量双向流动,完成四象限运行的目的,以后可在解耦的电流环基础上继续增加更加复杂的算法,实现更多的要求,为日后的研究奠定了基础。

参考文献

[1]M’ONICA CHINCHILLA,SANTIAGOARNALTES,JUAN CARLOS BURGOS.Control of perma-nent-magnet generators applied to variable-speed wind-energy systems connected to the grid[J].IEEE Transactionson Energy Conversion,2006,21(1):130-135.

[2]王福昌,鲁昆生.锁相技术[M].武汉:华中理工大学出版.1997.

[3]CHANGJIANG ZHAN,Fitzer C,RAMACHANDARA-MURTHY,etc.Software Phase Locked Loop Applied toDynamic Voltage Restorer(DVR)[J].IEEE Power Engineer-ing Society Winter,2001,3:1033-1038.

双变频器 篇3

悦达汽车总厂总装车间PBS升降机的主驱动电机由双速电机进行调速, 升降机在升降过程中, 需要有一个由慢到快, 然后再由快到慢的过程, 即起动时缓慢的升速, 达到一定速度后快速运行, 当接近终点时, 先减速, 再缓慢停车, 调速方法主要是通过切换外部电气线路来改变电动机线圈的绕组连接方式来实现, 但是该双速电机只能实现有级调速, 无法平滑调速, 因控制回路主要是由继电器和接触器控制, 线路复杂, , 所以故障点较多, 故障率较高;另外由于双速电机起动时冲击电流大, 升降机不停上升下降, 故交流接触器容易损坏, 从而延长设备停机时间, 降低设备启动率。变频器调速技术在悦达汽车总厂驱动交流电机方面已有广泛的应用, 它可以实现无级调速, 具备调速平滑, 调速范围宽, 控制方便, 精度高, 效率高, 故障率低, 使用寿命长及节能效果好等诸多优点, 因此, 由交流电动机和变频器组成的多级频率调速系统来改造双速电机调速系统是极好的方法。

1 双速电机调速原理

异步电动机的转速表达式为:

式中:N2为同步转速;S为转差率;F为电源频率;P为电动机极对数。

从式 (1) 及 (2) 可知, 当电源频率保持不变, 改变绕组的极对数, 也能改变同步转速, 从而改变转子的转速。利用这种方式调速, 定子绕组需要有特殊的绕法, 应使绕组的极对数能依外部接线的改变而改变。由于电动机的极对数只能跳变, 因此变极调速不是无级平滑调速而是有级调速。如极对数增加一倍, 同步转速将减小一半, 转子的转速也减少一半。具有2种不同转速的电动机称为双速电动机。

2 变频器的选型和参数设置

原升降机主驱动电机是品牌为SEW型号为R87SDV132S8/2/BMG/HR/TF/Z的双速电机, 低速转速为690 r/min, 高速转速为2730 r/min, 额定电流为5.5/9A, 功率为1.0/4.0KW, 我们选择2730 r/min作为改造后电机的额定转速, 根据电动机的型号, 选择西门子G120系列变频器, 利用变频器多段速功能实现电动机高低速运行。

变频器的参数设置:

3 结束语

升降机自改造后运行状况良好, 无重大故障发生, 系统在性能, 功能, 及灵敏度等方面都大大提高;改造后的升降机比原系统有更明显的经济效益, 据统计, 该升降机一年可节约用电8540度, 电费按0.6元/度计算, 改造后的升降机每年可节约电费5124元;改造后电气线路简单, 电气故障减少, 维护及点检更加方便, 大大提高了设备启动率;改造后升降机起动平滑, 对设备无冲击, 延长了设备的使用寿命;变频器调速范围宽, 可根据工艺需求对加速频率和减速频率进行修改, 提高了设备柔性。

摘要：本文介绍了变频调速技术在升降机双速电机改造中的应用, 简述了双速电机的调速原理及利用双速电机驱动升降机所存在的弊端, 重点介绍了变频器的选型和参数设置。

关键词：变频,双速,改造

参考文献

[1]熊永超, 陶勇.PLC在小型货物升降机控制系统中的应用[J].煤矿机械, 2006, 27 (4) :681-683.

[2]陈群.基于PLC控制的小型货物升降机调速系统[J].自动化技术与应用, 2007, 26:17-18.

[3]吴婧.PLC控制的小型货物升降机调速系统[J].OCCUPATION, 2009 (4) .

[4]徐文明.变频调速技术在改造双速电动机调速中的应用[J].金山油化纤, 2001 (4) :54-58.

[5]熊君华.变频调速技术在双速风机改造中的应用[J].通用机械, 2012 (6) :54-56.

双变频器 篇4

在露天煤矿长距离皮带输送系统中, 电机驱动控制是关系到整个皮带输送系统的安全、稳定运行的关键。对电机功率、转矩、转速、同步等控制技术要求高, 控制逻辑及控制方式均复杂多变。因此, 需要根据工艺生产过程的动态特性, 经过试验, 科学设置相关技术参数, 并对控制逻辑进行优化, 充分发挥变频技术的优势, 合理进行控制组态, 形成了完整、可靠、成熟的控制方案, 已经成功地应用在了北方魏家峁煤电有限责任公司露天煤矿的地面生产系统中, 达到了理想的效果, 取得良好的经济效益和安全效益。

1 双电机驱动皮带系统组成

以北方魏家峁煤电有限责任公司露天煤矿地面生产系统105A/B皮带机为例, 皮带生产出力为2000t/h。

105A/B皮带机全长5000米, 在皮带机头部附近设置2台1120kW/690V变频调速电动机, 并在电机驱动端设置电液制动器及通过联轴器设置三级减速器, 保证皮带最大运行速度4m/s, 并可连续可调。

在电机驱动输出皮带处设置液压及绞车拉紧装置, 保证皮带松紧合适、运行平稳。

双电机布置于同平面同侧位置, 减速器输出轴驱动2台大型滚筒带动皮带运转, 保证皮带在2电机同时驱动下安全、平稳运行。

2 电机控制逻辑

三相异步电动机在接通电源瞬间, 4极电机同步转速高达1500rpm, 转子绕组与旋转磁场的相对速度很高, 故转子电动势和电流很大, 从而定子电流也很大, 可达额定电流的4-7倍, 从机械特性上看, 则在整个启动过程中, 动态转矩很大, 所以启动时间很短。然而直接启动存在以下问题:

(1) 启动电流大。当电动机的容量较大时, 其启动电流将对电网产生干扰;

(2) 对生产机械的冲击很大, 影响机械的使用寿命。

采用变频调速后, 可通过降低启动时的频率来减小启动电流。如:105皮带电机在接通电源瞬间, 将启动频率降至5HZ, 则同步转速只有150rpm, 转子绕组与旋转磁场的相对速度只有工频启动时的十分之一, 同时, 可通过逐渐增大频率以缓解启动过程, 在整个启动过程中, 使同步转速与转子转速间的转差限制在一定范围内, 则启动电流也将限制在一定范围内。另一方面, 也减小了启动过程中的动态转矩, 升速过程能保持平稳, 减小对生产机械的冲击。

105A/B电机驱动部分设备有电机冷却风机、电机制动器、减速机冷却风机、减速机润滑油泵以及电机温度、减速机温度、油压、过滤器差压等控制和检测信号。为保证主电机控制的可靠性和安全性, 将主电机的控制回路单独进行组态, 其它设备的控制亦单独组态。并在PLC控制系统中采用不同的输入输出模块进行信号处理, 避免信号的相互交叉和干扰, 提供控制系统的安全性和可靠性。

105A/B主电机启停控制回路中, 在启动闭锁回路增加事故急停按钮、皮带拉绳急停外部停机信号以及变频器内部保护信号。在停止联锁回路增加事故急停按钮、皮带拉绳急停外部停机信号以及变频器内部保护信号。事故紧急停机信号同时作用于105A/B主电机控制回路中, 保证两电机同时动作。以达到在皮带事故状态下停止电机的运行, 保护皮带系统人员及设备的安全。

3 变频器调速应用

在变频器的应用中, 有很多场合需要进行主从控制, 当一个传动设备是由两个或多个电机驱动的时候, 就需要通过主从控制来分配各个电机间的负荷使其达到均匀平衡, 以满足对传动点的控制精度。

主从应用中主传动是典型的速度控制, 而从传动是速度或者转矩控制。

(1) 当主传动和从传动的电机轴通过齿轮或链条相互固定连接时, 从传动与主传动之间不能有速度差, 从传动使用转矩控制, 其工作时只负责输出一定比例的转矩以减少主传动的负荷, 整个传动的速度控制由主传动来完成。

(2) 当主传动和从传动的电机轴通过传输带等设备柔性连接时, 从传动与主传动之间允许有细微的速度差, 从传动使用速度控制。

(3) 在一些特殊应用中从传动既需要速度控制, 也需要转矩控制, 原因是两个电机轴工作时有的时候是硬性连接, 有的时候是柔性连接, 一般有主从控制性能的变频器都有自由切换这两种控制方式的功能。

北方魏家峁煤电有限责任公司露天煤矿的地面生产系统, 因为工艺对异步电机的同步控制要求非常高, 使用的是两台电机控制同一条皮带 (柔性连接) , 所以采用的是转矩同步。

主从控制的关键技术问题是如何把主传动的速度信号或转矩信号高速和精确地传送到从传动变频器, 实现方法因产品规格型号不同会有所差别, 并且在各种应用场合中由于传动控制精度的要求不同也可以通过不同的方法来实现, 根据魏家峁煤矿实际运行情况, 接下来以AB的Power Flex700S系列型变频器为例说明主从控制的几种实现方法及其控制特点。

通过模拟量输入输出口 (AI/AO) 连接实现主从控制。Power Flex700S型变频器的控制板上集成有可编程的两个回路的AI (模拟量输入口) 和两个回路的AO (模拟量输出口) , 在主从应用中主传动的速度或转矩信号可以通过AO口转换成标准的4&20mA信号输出, 而从传动则是通过AI口接收主传动发来的速度或转矩给定值, 这样就可以实现经济实用的主从控制应用。

在主传动中可以应用Power Flex700S型变频器内的965参数, 由内部把速度转换成十进制数据当作从传动的给定值, 连接到929参数中。在从传动中若其是作为速度控制则把模拟输入口数据值通过光纤连接到速度给定连接量27参数中, 若其是作为转矩控制则把数据值通过光纤连接到转矩给定连接量319参数中, 或者也可以将数据进行处理后再连接到相应的连接口。至于变频器的运行命令或联锁控制则可以通过变频器的数字量输入/输出接口来实现, 从而实现主从控制。其控制特点:简单实用, 不需要投入其他的硬件设备就可以实现两个变频器间的主从控制, 模拟量的输出口分辨率为10bit+sign, 输入口分辨率为11bit+sign, 响应时间为5mS左右, 若是增加软件滤波时间则响应时间也会跟着增加, 此方法对于速度较低、控制精度要求不是很高的主从控制来说相当方便实用, 其主要的缺点是模拟信号较容易受电磁干扰, 并且A/D和D/A转换器也会有零点漂移, 在实际应用中需要特别注意。

(1) 通过通讯模块连接实现主从控制

Power Flex700S型变频器的控制板上两个有用于扩展的插口, 通讯模块可以直接插在上面使用, 变频器通过通讯板可以作为从站和PLC等主站进行数据交换, 通过PLC完成两台变频器的主从控制, 其接线原理图如下 (见图1) 所示:

在该应用中主从传动的速度或转矩分配是由PLC来完成, PLC根据两个传动的控制特点把计算好的速度或转矩值周期性地发送给变频器, 变频器根据接收到的控制命令和给定值进行高精度的速度或转矩控制。控制特点:controlNer是一控制层网络、数据的传送速率快, Power Flex700S变频器通过通讯方式可以进行32位的数据处理, 通过PLC的控制两台变频器可以实现高精度的主从控制, PLC可以通过controlNer通讯方式中的同步功能使两台变频器的运行命令和速度或转矩给定值实现同一时间接收, 从而实现高精度和响应快的主从控制。该种控制方式要求为每台变频器配置一块controlNer通讯模块, 并且需要对PLC等上位机进行软件编程才能实现控制。所以特别适合在已经配置有controlNer通讯网络的大中型传动中使用。速度同步是做不到真正意义的线速度同步, 只能做到角速度同步。但因为存在一些机械误差, 电机误差, 机械磨损等因素, 使电机运行一段时间启动困难等问题。如果主从电机的线速度相差很大, 就会造成其中速度快的电机出力过大, 使出力大的电机带着出力小的电机运行, 出力小的电机按着自己的速度运行, 抵制出力大的电机快速运行, 导致皮带过紧, 这种情况在实际生产中是不允许的, 因为这会造电机发热烧毁或皮带撕裂等, 造成经济损失, 影响企业的效益。

在电源进线柜, 三相690VA.C电源在10kV/690V变压器副边分别采用△与Y接方式引入, 以便产生12脉冲的电压信号, 改善电源波形, 减少对供电系统的谐波干扰。变压器副边采用高阻接地, 以保护变频器的安全运行。

两台主电机的同步控制是通过105aVFD03柜与105bVFD03变频器控制柜通信方式实现的。我们设定了以105a电机为主方式, 105b电机为跟踪方式。在105aVFD03柜中设置好频率给定方式、频率速率、频率上下限等主要技术参数以及电机功率、额定转速、电流等设备参数。

在未连接减速机及皮带的状态下, 分别对105a、105b电机进行了单电机运行试验。经过多次模拟试验, 确定变频器及电机的最小、最大运行频率, 以及加减速运行速率、运行曲线等相关技术指标。在单电机运行方式下, 未进行两台电机的同步试验, 因为两台电机之间没有联系, 电机转矩亦很小, 不能作为参考数据实现同步。

为确保两台电机同时运行时同步, 在接入减速机及空皮带情况下, 重新核实变频器所有设置参数, 确认无误后, 进行空载试验。首先, 在未投入转矩平衡状态下, 投入转速平衡功能, 掌握主副电机的运行特点, 观察辅电机的跟踪特性, 在不同的给定转速情况下, 汇出副电机的跟踪曲线, 进行分析判断。最终确定皮带空载情况下变频器的最佳设置参数1。其次, 在在未投入转矩平衡状态下, 投入转速平衡功能, 掌握主副电机的运行特点, 观察辅电机的跟踪特性, 在不同的给定转速情况下, 汇出副电机的跟踪曲线, 进行分析判断。最终确定皮带空载情况下变频器的最佳设置参数2。结合上述两种运行方案, 确定在皮带空载情况下最优设置参数, 投入运行试验。经过24小时连续运行考验, 在0、25%、50%、75%、100%各工况下, 变频器运行稳定, 各项技术指标完全满足生产需要, 转速调节灵活、跟踪情况良好、启停特性优异, 充分发挥了变频器的优良性能, 为皮带系统的安全运行奠定了坚实的基础。

通过皮带系统带负荷试验, 变频器在空负荷、半重载、重载情况下运行稳定, 未发生两电机异步运行带来的皮带拉扯及撕裂现象, 保证了地面生产系统的安全、稳定运行。

4 结束语

变频器在大功率双电机同步驱动系统中的应用, 解决了在长皮带输送生产系统中平稳启动、停止及安全运行的问题, 实现了负荷调整的连续性和稳定性。

双变频器 篇5

模拟电路的设计折衷是一个由来已久的问题:电路总是在噪声、线性度、增益、供电电压、功率消耗、电压摆幅、等参数之间相互折衷。不同的电路结构, 设计参数的侧重点也不同。上变频混频器和下变频混频器虽然结构类似, 但特定设计上的折衷优化可能仅仅只适用某一种。本文阐述的接收链路中的下混频器由于需要较大的动态范围, 将更难设计。本文强调下变频混频器设计中经常遇到的参数之间的折衷, 为设计者提供一种直观的使用更少数学推导的简单方法, 方便其设计。

1 参数折衷

混频器设计一般考虑噪声、线性度、转换增益、端口隔离度和功耗等。由于双平衡结构的固有属性, 其端口之间的隔离度往往很高[5], 一般无需考虑。

1.1 转换增益

双平衡混频器中使用最多的是Gilbert单元混频器 (图1) , 由电流源、跨导级、转换级、以及负载组成。射频电压通过跨导级转换为射频电流, 经过转换级变为中频电流后, 再由负载电阻转换为中频电压。

双平衡混频器的转换增益

其中RL为负载电阻, gm是差分对的输入跨导。从 (1) 式可知, 通过增大电流源电流或M2、M3的宽长比来实现跨导级跨导gm增加可以增大转换增益。增加电流源电流, 混频器的线性度将变好, 但将直接带来功耗的增加。对于开关级, 增大电流, 导通和关断时间将增长, 开关状态的不理想将会使线性度和转换增益恶化[1]。增加M2、M3宽长比将使输入级的电容增大, 减小了输入带宽。

1.2 电压和功耗

为了使得混频器完全差分, 图1电路在任意导通状态都将有三个MOSFET和一个中频负载电阻堆叠, 这需要很大的供电电压。对于便携式设备, 大的供电电压增意味着更多的电池。

使用运放中常用的技术:将输入跨导级和转换级折叠级联[2], 可以显著降低供电电压, 但电流的消耗增加。

一种常用的技术就是采用PMOS有源负载, 相对于NMOS, 它的输出闪烁噪声要小。

另一个常用的方法是将电流源换成电感。这种技术一般适用高的RF频段, 因为此时电感阻抗更大, 共模抑制的效果更好。并联电感和电容, 使其在需要频段内谐振, 有助于减小芯片面积。

1.3 线性度

当把转换级看作理想开关的时候, 混频器的线性度主要取决于跨导级。

图2中的源级退化是提高线性度最常用的方法。源级负反馈使整个输入级的跨导降低

Zs为源级负反馈阻抗, gm为未衰退时跨导。输入跨导的降低, 使整个混频器的增益也下降。

图2中ZM1和ZM2可以是电阻或电感。电感几乎不会存在直流压降, 同时没有引入噪声, 所以在设计中使用更广泛。使用源级退化的另一个附加好处是使匹配更容易。M2的输入阻抗为

合理选择退化电感值, 可以使输入阻抗实部匹配到需要的值。一般为容性的虚部可以在输入端串联电感抵消。

1.4 噪声

结构的对称性, 使得在分析上可以将图3的双平衡电路简化为单平衡, 再将所得数值加倍即可。

1.4.1 跨导级噪声

下混频器中, 跨导级的噪声将会和信号一样被LO变频。跨导级中的白噪声将比闪烁噪声更加重要。低频的闪烁噪声经过频率转换后被搬移到LO、3LO等处, 很容易被滤除。由于白噪声的频谱比较宽, 因此LO、3LO等处的白噪声与本征及其谐波混频后被搬移到基带。对于一个混频器, 跨导级带宽越大, 被搬移的白噪声越多。

本振幅度要谨慎选择:大的本振能确保转换管几乎不同时导通, 避免跨导级闪烁噪声直接泄漏到输出。但过大的本振电压导致泄漏到非线性寄生电容Cp上的电压过大, 使电路线性度下降。

1.4.2 开关级噪声

开关级的闪烁噪声将是一个严重的问题, 因为它会直接泄漏到输出端[3]。

I是流过开关管的电流, S是本振电压波在零交叉点处的斜率, TLO是本振周期, Vn是M4的输入参考闪烁噪声。

将输出闪烁噪声电流转换为输入噪声电压:

对于短沟道器件

将上式带入 (6)

从 (7) 式可知, 减小转换级的闪烁噪声, 可以增大LO幅度, 使S增大。降低本征频率也能达到同样效果, 只是降低本征频率, 接收机的后级将要处理较高的中频频率。转换级使用较大面积器件将使其闪烁噪声Vn较小, 但这直接增加了MOS管的寄生电容。尤其是Cp的增加将会使另一种非直接方式泄漏的闪烁噪声增加[3]。以降低线性度为代价的的降低也能换来转换级闪烁噪声的减小。

2 结语

对CMOS下混频器参数折衷做了一个简单直观的描述。设计中, 不同参数之间的折衷往往取决于不同的混频器结构, 因此, 一些必要的结构被描述。每一种结构在某方面的优势都是以牺牲其它性能为代价的。实际设计中, 对结构的选取要要根据实际情况仔细考虑。在理解CMOS混频器的各种系数之间的折衷之前, 本文可以作为混频器设计的初步指导。

参考文献

[1]Behzad Razavi, RF Microelectronics.Prentice Hall PTR, 1998

[2]Vojkan Vidojkovic, Johan van der Tang, Arjan Lee-uwenburgh, et, A Low-Voltage Folded-Switching Mix in0.18-u m CMOS, IEEE Journal of Solid-State Circuits, June2005

双平衡二极管混频器的设计 篇6

随着第三代移动通信技术的发展成熟以及蓝牙技术的日益普及, 全球众多相关公司和研究部门都投入了相当多的人力和物力资源来研究无线通信技术。混频器就是无线通信中相当重要部分之一。已经广泛应用在手机, 卫星通信, 基站, 雷达, 导弹制导系统, 军事通信系统, 数字无线通信系统。混频器对电子系统的性能, 尺寸, 重量和成本有着决定性的影响。发展小型化, 高性能的混频器有相当重要的实际意义。[1,2]

2 应用ADS设计混频器

2.1 主要技术指标

本振功率0dBm, 射频功率-20dBm;隔离度:本振和射频端口隔离度-25dB以下, 本振和中频输出端口隔离度-25dB以下;变频损耗7dB左右;端口反射系数:射频端口在1.95GHz处反射系数-20dB以下, 本振端口在2.15GHz处反射系数-25dB以下。

2.2 电路设计及各端口性能参数

建立双平衡二极管混频器电路原理图, 三个端口采用微带线为之匹配。并按照电路设计参数为端口电源设定参数, 如图2-1所示。启用ADS的仿真功能, 得到三个断口反射系数曲线和端口隔离度如图所示。

由图2-2可知, S (1, 1) 在频率为1.95GHz时, 满足反射小的要求, 同样, 由图2-3, 本振频率在2.15GHz时, 其端口反射小于-20dB, 满足设计要求, 而中频输出等于射频减去本振, 为200MHz, 从图2-4可知, 中频输出端口在频率为200MHz时的端口反射也很小。S (3, 1) 表示1端口向3端口的传输系数, 从图2-5可以看出, 传输是满足要求的。另外, 1端口和2端口, 以及2端口和3端口之间的隔离度也是需要考虑的因素。同样, 可以从仿真结果中得出三个端口之间的隔离度。如图2-6所示。由图可见, S (2, 3) , S (1, 2) 在1～3GHz范围内都是很小的, 表明端口之间的隔离度好, 少有信号之间的泄漏。

从以上分析可知, 设计的射频1.95GHz, 功率为-20dBm, 本振2.15GHz, 功率为0dBm的双平衡二极管混频器满足指标。

2.3 谐波分析及变频损耗

采用ADS谐波分析方法对电路进行仿真分析, 显示本振信号、射频输入信号以及中频输出信号的频谱图。分别如图2-7, 2-8, 2-9所示。

由图2-7可看出, 本振信号在频率为2.15GHz的处, 信号功率最大, 为防止其他频率点的信号产生干扰, 可再本振端口设计滤波器, 滤除不需要的频率成分。同样, 由图2-8可见, 可在射频端口设计滤波器, 消除其他频率信号, 保留有用信号。在中频输出端口, 如图2-9所示, 有用信号频率为200MHz, 其他干扰信号可设计滤波器将其滤掉, 得到需要的纯净的有用信号。

混频器的变频损耗定义是:混频器输入端的微波信号功率与输出端中频功率之比。[3,4]

本设计的混频器变频损耗由射频功率 (单位dB) 减去中频输出信号功率 (单位dB) 等于5.618dB。 (见图2-7和图2-8)

4 结论

本文主要是对双平衡二极管混频器电路进行优化设计, 并通过谐波仿真分析其性能, 在各端口加上匹配电路后, 混频器各端口的反射系数都能达到预期的目标。本论文的目的在于通过设计优化混频器电路, 掌握电路的优化设计方法, 同时对设计电路的性能进行了的分析。

摘要：应用ADS软件设计双平衡二极管混频器, 采用微带线对端口进行匹配。并用谐波方法对设计电路进行了谐波分析。最后给出了设计电路的性能参数。

关键词：混频器,射频电路,ADS,二极管

参考文献

[1]W.AlanDavis, KrishnaK.Agarwal编著.射频电路设计[M].北京:机械工业出版社, 2005.

[2]常永宏编著.第三代移动通信系统与技术[M].北京:人民邮电出版社, 2002.

[3]Octavius Pitzalis and Paul Wang, “Si mulating the Intermodulation and Conversion Loss Characteristics of a Microwave Mixer”, MSN, March1987.

双变频器 篇7

双变量变频调速系统在稳态运行时, 定子旋转磁场和转子旋转磁场在空间保持相对静止。当定子旋转磁场以同步转速旋转时, 转子旋转磁场相对于转子以转差角频率旋转。当转子转速低于同步速时, 转子旋转磁场旋转方向和转子转向相同, 否则相反。电机转子接变频器, 其调速的基本思想就是要在转子回路上串入附加电势, 通过调节附加电势的大小、相位和相序来实现双变量调速[1]。

2 双变量交交变频系统仿真实验模型

通过对双变量交交变频系统理论分析并结合现有的实验平台, 利用MATLAB6.5中的Simulink库与Sim Power Systems库建立了双变量交交变频系统的仿真模型。[2]

2.1 三相电源模块。

电源模块是直接利用Sim Power System库中的单相交流电压模块, 将其按照星形连接在一起组成三相交流电源, 其幅值均设置为311V, 频率为50Hz, 相位角则是U相为0°、V相为-120°、W为120°。

2.2 触发脉冲模块。

触发脉冲模块设计主要思路:依据不同的控制方式, 如:双变量余弦交截法、三角波以及梯形波控制方式, 求出在该控制方式下的触发时刻, 把这些触发时间做成触发脉冲模块直接给晶闸管模块发脉冲。以十一分频全压为例简要介绍一下, 采用双变量对称余弦交截法, 计算出晶闸管触发时刻。

2.3 晶闸管模块。

晶闸管T1~T6采用电力电子元件库中的晶闸管模块, 其中端口a、k分别为阳极和阴极, g为触发端口。把T1~T6连接成三对反并联的形式, 组成三相零式交交变频电路的U相, V、W两相的组成和U相相同, 仅是相位上相差120°。

2.4 电机、测量显示模块及其它模块。

三相交流电机选用SimPower Systems库中Asynchronous Machine SI Units电机, 电机m端口的输出信号通过信号分配器来测量, 信号分频器实质是电压、电流等传感器的集合体, 可以根据测量的需要选取一中或几种信号进行测量。本文选择测量电机的转速与转矩。其他模块如定子电压、电流以及powergui continuous模块在这里就不做具体的介绍, 其主要作用是为了在调试过程中方便调试而设计的。

3 力矩式异步电动机的起动仿真实验

根据电机采用恒压频比控制策略低频起动电机时, 电机定子上电压降低较多, 为了提高低频起动时电机的转矩, 需要对变频器输出的电压进行补偿。[3]下面以十一分频 (f=4.5Hz) 为例来验证上面的结论。根据双变量对称余弦控制方法, 采用分频分压的控制策略电流、转矩波形如图2所示。从电流波形上看, 电流波形的正弦度和对称度较好, 因此电机的转矩脉动并不大。图中的最大平均转矩约为5N.m, 这明显低于理论计算电压全补偿下的起动转矩, 电机的带载能力下降。当电机负载较大时, 需要对电机进行电压补偿, 提高电机的起动转矩。

4 电流谐波和转矩脉动的关系

电机运行效果好坏主要是看电机稳定运行时转速的精度, 而转速的精度和转矩的脉动有直接的关系。

下面就分析一下转矩脉动和电流谐波之间的关系。

在由变压变频器供电的电动机气隙中存在基波磁动势和一系列时间谐波磁动势, 它们在旋转着的电动机转子中感应电动势并产生电流。以5、7次气隙谐波磁动势为例, 5次谐波产生与基波旋转磁场反向的逆序旋转磁场, 而7次谐波则产生正序旋转磁场, 它们的转速相对于电动机定子分别为反向的5ω1与正向的7ω1 (ω1为基波旋转磁场角速度) 。由于转子本身的角速度接近于ω1, 所以谐波磁动势在转子中感应的频率都近似为6f1 (6f1为基波磁动势频率) 。[4]以此类推, 转子感应电动势的各次谐波频率近似为6mf1 (m=1, 2, 3, …) 。所以交流电动机除由基波气隙磁动势与相应频率的转子感生电流合成作用产生的基波电磁转矩外, 还存在一系列气隙谐波磁动势与转子谐波电流合成产生的谐波电磁转矩。后者呈正、负半波振荡变化, 但在一周内的平均值为零, 故成为谐波振荡转矩。由转矩脉动和定子电流谐波的关系可知, 在K次谐波功率因数角一定的情况下, 电机转矩脉动的大小仅与电机定子电流谐波的大小有关。

5 结论

仿真结果表明在双变量变频调速系统中, 电机对转机侧电源波形的要求高于定子侧变频方式, 当电机工作于发电状态时能够很方便的调节定子侧功率因素, 进一步改善电网的运行环境, 最后的实验结果表明, 本系统所采用的变频调速方法能够获得良好的调速结果, 变频器能够稳定可靠的工作。

参考文献

[1]赵相宾.谈我国变频技术的发展及应用[J].测控自动化, 2004, 20 (3) :19-21.

[2]王国战, 卢超.Multisim仿真分析方法的研究[J].长春工程学院学报:自然科学版, 2009 (3) :50-52.

[3]吕红庆.交交变频器全范围变频调速方法及其80C196KB算法实现的研究[D].焦作:焦作工学院, 2002.