交直流控制模块（精选十篇）
交直流控制模块 篇1
几乎所有应用直流电机的场合都需要他改变速度或逆向旋转。逆向旋转可以简单地通过改变直流电机供电电压的极性实现。
各公司的89V5x RD2都是以8051为内核的八位单片机。它是87C51合并了包括可编程计数阵列 (PCA) 的增强版本。包含在可编程计数阵列中的是16位自动运行的定时器和5个单独的模块。
1 PCA模块
PCA定时器使用两个八位寄存器分别叫作CL (低字节) 和CH (高字节) , 它被所有模块共享。通过对它编程, 可使输入取自不同的源, 由此定时器可灵活的选择计数速率。最大计数速率为四分之一震荡器频率。PCA模块的定时引脚与P1口共用, 即可作为输出口或被用于PCA模块, 二者可选其一。
PCA模块可被编程为以下模式:捕获模式、比较模式、高速输出模式、脉宽调制模式 (PWM) 或看门狗定时器模式 (仅模式4) 。
每个模块有一个八位模式寄存器叫做CCAPMn, 和一个十六位比较捕获寄存器, 叫做CCAPnL和CCAPnH, n取0到4的值。适当设置这些寄存器的各位, 可使每一模块工作于前叙的各模式。当一模块被编程在捕获模式, 相应外部端口的外部信号引起16位定时器对当前值的捕获。通过设置CAPPn或CAPNn或两者同时设定, 可使模块的捕获操作发生在上升沿或下降沿或两种沿。也可使能中断, 在时间捕获时残生中断。当模块处理比较模式 (软件定时, 高速输出, 看门狗, PWM) 之一时, 用户将已计算好的比较值装入寄存器, 当与16位定时器的内容相等时引起一个事件, 或产生一个中断。
PWM也是一种比较模式, 且是唯一的仅使用八位捕获/比较寄存器的模式。用户可在选定模块的高位字节 (CCAPn H) 中写入值 (0至FFH) , 这一值被传送至低位字节并与PCA定时器的低位字节相比较。当CL
89V5x RD2有两个寄存器专用于PCA定时器的模式选择和定时控制, 这两个定时器叫做CCON和CMOD, 所示。CCON包含PCA定时器的开关位 (CR) , 滚动溢出标志位 (CF) 和模块标志 (CCFn) 。模块标志用于决定引起PCA中断的模块。
有两个寄存器专用于PCA定时器的模式选择和定时控制, 这两个定时器叫做CCON和CMOD。CCON包含PCA定时器的开关位 (CR) , 滚动溢出标志位 (CF) 和模块标志 (CCFn) 。模块标志用于决定引起PCA中断的模块。首先应先定义PCA的时钟源, 有四种时钟源可作为输入:四分之一震荡频率, 十二分之一震荡频率, 定时器0溢出, 外部时钟信号。在CMOD中有两位用以选择四种输入源之一, 作为PCA定时器的输入。这两位是CPS0和CPS1, 它们分别是CMOD的位1和位2。CMOD不是位可寻址的, 所以只能按字节装载该寄存器。接下来是将所用模块编程为PWM。在每个模块的模式寄存器中CCAPM n中, 位1叫做PWM n。连同第六位的ECOM n必须被置位, 使模块处在PWM模式。PWM是PCA的比较功能之一, ECOMn使能PCA的比较功能。所以在CCAPMn中, 应当装载正确的十六进制数。模块被编程为PWM后, 在比较寄存器的高位按选择的占空比, 填充0到255的一数值, 用于控制PWM的占空比。下一步是启动PCA定时器, 控制定时器开关的是CR位, 也就是寄存器CCON的位6。因为CCON是可位寻址的, 因此可用位指令开关定时器。
2 硬件需求
使用带有PCA的单片机控制电机对硬件的需求很少, 只需通过一个驱动器与之接口, 应用闭环控制只用到三个I/O引脚。在这个闭环控制回路中, 方向控制可以适当安排其他口, 速度控制口一定要用P1口, 以响应PCA模块的PWM输出。根据反馈产生和处理方式, 可将反馈信号连接至一般I/O口, 外部中断口, 或PCA模块上。
对于驱动电路, 尽管某些直流电机的操作电压是5伏或更小, 但任何单片机不能提供直接驱动电机所需电流。根据电机的尺寸和速率, 选择适当的驱动器以从83C51FA取得控制信号, 提供相应的电压和电流给电机。电机从静态开始满负载启动时吸收电流最大。选择驱动器时要充分考虑到这一点。然而如果需要反转电机电流需求会更大。当电机速度增加时, 它的电能消耗会减小。当速度达到稳定时, 电流取决于负载和电机电压。
另外将微控制器与驱动电路隔离, 对限制噪声很有效。电机可以发出足以使处理器失控的电噪声, 这些噪声可能来源于驱动电路的开关或电机自身, 噪声带来的后果不可预测, 因此必须被隔离或旁路掉。
3 软件设计
单片机在300条指令代码内便可以控制电机的运行, 变速、刹车、监视反馈信号甚至使电机步进。若在开环系统中, 代码条数不会多于30条, 处理器有很多时间用于完成其他任务。
应注意反向制动或反向运行时, 电流将达到最大。这时的电流要远远大于电机上电时的电流。以下是刹车代码的例子
著名的Keil公司的编译器, 在C语言层次上也支持各个大公司的PCA模块的使用。
4 结论
89V5x RD2与其上的外围构成的单片系统, 使控制板的成本降到了芯片水平。它可以在控制最多5个电机的同时, 处理诸如监测反馈、人机界面、通讯等任务。有大家熟悉的MCS-51指令系统, 和片上程序存储器 (89V5x RD2为8K, 83C51FB为16K) 为在工业、消费和电机控制领域的应用设计。另外也可应用类似C8051等带PCA的单片机实现这样的功能。
参考文献
[1]www.nxp.com;www.zlgmcu.com;www.keil.com.
交直流控制模块 篇2
【关键词】 高压直流供电系统 VIENNA 整流器 三电平半桥 DC-DC 变换器 零电压开关
一、高压直流通信电源中高频开关整流模块工作原理
我国目前的主流电压都是220V的交流电压，并且通常会保证220V服务器介入到UPS用电系统的电源中。AD/DC蒸馏电路以及AC/DC整流电路也包括了服务器内部电源而共同组成。其中，服务器中的滤波器、全桥蒸馏电路、平滑滤波电路共同构成了服务器。高频逆变电路、隔离变压器、蒸馏滤波电路也是构成DC变换电路的主要构成。所以在一般情况下，服务器能够适用的电压在220V左右，也就是165—275V之间。
本文针对通信高压直流供电系统中的高频开关整流模块进行了全面的分析，其中整流模块的主要功率就是变换部分，也是决定系统工作效率的最关键因素。
二、DC/DC 变换器关键控制环路
DC/DC变换器控制作为开关通信电源产品，所以说最为关键的一点指标就是可靠的性能，为此必须将电源设置具有保护措施的结构，通常情况下的保护措施包括过温保护、过载保护以及短路保护等功能。所以在尽可能的保证变换器最大性能，也为了保证过载时能够恢复正常可靠的运行，所以变换器的外特性通常是由恒压输出、恒功率输出以及恒流输出以及限流回缩输出等部分构成的。
2.1恒压控制
所谓的恒压控制就是在整流模块的工作压力始终保持在267.5V的工作电压环境时，恒压环的计算结果会与限幅后的开关作为占空比的控制信号来连接。通过恒压环采用的基于平均电流双环控制的外环电压环比较来说，控制量为输出电压、内环为电流环，所以控制量是以主变电压器的原边电流为主的控制系统。
2.2恒功率控制
单输出的功率增加到5.8kw的情况下，如果持续增加输出电流小于24A 时则变换器处于恒功率控制的状态。通过针对负载电流经过恒功率控制下的基准进行测量之后得到了关于输出电压的基准值，然后根据恒压环计算输出的占比空间所产生的调制信号，关于恒功率的控制环的本质就是变电呀基准的恒压环，从而使得环路小信号与恒压环的功率相符。
2.3恒流控制
当输出电流达到了24A以上，而且输出电压要大于195V的工作状态，这个时候的变换器工作状态时恒流状态。如果采用了同样输出电流和给定功率做差之后得到的电流数值，通过PI调节来换算出占空比调制信号的结果，如果结果大于24A，而且输出电压也高于195V时，这种情况下恒流环路的占空比处于最小值，而且作为实际的开关占空比的控制信号。
三、系统设计指标
高压直流通信电源中的开关整流模块通常包括四个部分，分别为主板、驱动板、控制板以及灯板。通过将驱动板插接在主板智商，并且控制板集成了PFC的控制电路以及DC变换控制电路的双系统的集成，这样的两组变换器就能够分为PFC主板和后级DC/DC变换部分。两部分的变换器分别采用独立的DSP进行控制，其中的一组用做PFC部分芯片控制，与前一级别的功率电路具有直接的电气连接功能，而另外一部分的DC/DC控制芯片也能够实现监控单元的正常通信，从而顺利实现监控的功能。当 DSP 与输出部分共地，前后级控制电路均在控制板上，控制板的功能涵盖了前后级各电压电流信号的采样处理、风扇调速、PWM 波的产生、整机实时参数显示和故障检测及警报。
四、结束语
随着我国通信事业的不断发展，通信电源作为通信系统中最为重要的一部分，不仅肩负着维护通信系统的安全、可靠、稳定的运行的功能之外，而且还必须保证能够持续不断的向通信设备提供稳定、高效的电源。只有这样才能够保证通信系统和设备能够正常的运行。本文通过针对高压直流通信电源高频开关整流模块的信息分析，进一步保证我国通信系统供电电流的安全稳定发展，从而促进我国的通信事业稳定发展。
参 考 文 献
[1] 孙育河. HVDC 和 UPS 供电系统在通信行业中的应用与分析[J]. 通信电源技术， 2011， 28（3）： 71-74.
[2] 许坚 . 单周控制功率因数校正技术研究 [D]. 南京 ：南京航空航天大学， 2008.
交直流控制模块 篇3
传统的交流输电与基于电流源换流器的直流输电技术在城市电网扩容与可再生能源并网等领域显得既不经济又污染环境。针对常规输电技术的固有瓶颈,伴随门极可关断晶闸管(GTO)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等大功率可关断器件的快速发展和广泛应用,电压源换流器(VSC)型直流输电技术(VSC-HVDC)应运而生。其中,全控型电力电子器件、脉宽调制和VSC是其三大技术特点,也正是这些技术优势使直流输电的应用范围延伸至新能源联网、向无源网络供电等领域[1,2,3,4,5,6]。
目前已投运的新型直流输电工程多采用两电平或三电平的VSC拓扑结构,其开关损耗较高,且易受谐波电流影响[7],另外,由于两电平或三电平的VSC采用串联型IGBT阀体,其可靠性成为了制约柔性直流输电技术发展的核心问题。为解决上述问题,Marquardt和Lesnicar于2002年首次提出模块化多电平换流器(modular multilevel converter,MMC)技术[8,9]。MMC是VSC的一种新型拓扑,通过子模块串联的方法代替传统VSC开关元件的直接串联,电平台阶数高,运用较低的开关频率可获得较优的波形品质,且对器件的开关一致性要求也大大降低[10],因此非常适用于VSC-HVDC的输电领域。
尽管MMC柔性直流输电技术具有自身独特的优势,但对这种新型直流输电技术的研究时间并不长。由西门子公司承建的美国Trans Bay Cable Project是世界上首个采用MMC技术的直流输电工程,于2010年3月刚刚投入商业运行。控制保护系统是MMC-HVDC的核心之一,其性能的好坏直接决定着运行的可靠性及可用率。而国内关于MMC的探索目前还属于起步阶段,研究主要集中在系统建模仿真与稳态控制策略方面[11,12,13,14,15]。由于拓扑配置的差异,针对不同故障类型,MMC-HVDC的故障机制和控制保护系统与先前的VSC-HVDC系统有所区别。其中,直流线路故障的影响与危害程度最为严重,但迄今对MMC-HVDC直流线路故障态进行分析的文献较少。本文通过比较基于MMC与VSC直流输电系统的结构特征差异,对MMC-HVDC直流系统进行了故障仿真,分析了MMC-HVDC直流侧故障对系统的影响,并提出了相应的控制保护策略,从而为基于MMC-HVDC工程的控制配合与保护设计提供了参考。
1 MMC的工作原理
如图1所示,与常规的VSC拓扑结构显著不同的是,MMC将直流侧正负极之间的直流储能电容能量均匀地分配到3个独立的相单元子模块中[16],通过调整子模块中T1与T2的开通和关断,可以灵活实现子模块的投入与切除。正是由于其“模块化”设计的优越性,提高了MMC的故障穿越能力,并且通过调整子模块的冗余配置可实现对换流器阀的故障保护。
以a相为例进一步对MMC运行原理进行说明。ua1和ua2分别为a相上、下桥臂电压,直流侧的正负母线相对于参考中性点o的电压分别为Udc/2和-Udc/2,uao为a相交流输出侧的电压,得到
通过调整相单元中上、下桥臂处于投入状态的子模块个数可以灵活控制三相交流电压的输出。
将式(1)中两式相加得到:
ua1+ua2=Udc (2)
由于换流器中3个相单元具有严格的对称性,且直流电压等于相单元中上、下桥臂电压之和,当MMC正常运行时必须保证相单元中在任何时刻投入的子模块个数都相同。
2 MMC-HVDC直流侧故障机制
通常情况下,MMC-HVDC直流系统采用双极对称传输方式,直流线路故障类型包括单极接地故障、断线故障和正负极间短路故障。一般而言,直流断线和极间短路故障通常为外界机械应力导致,视为永久性故障,因此一旦检测到故障,两端换流站将闭锁退出运行。若在换流站闭锁前,采用合适的控制保护策略抑制故障的发展与扩散,则有利于减小系统的损失。而直流单极接地故障往往为树枝或雷击所造成的暂时性故障,相应的控制保护需配合其故障恢复能力进行。对于直流线路故障来说,断线与极间短路故障后果虽较单极接地更为严重,但其故障特征与基于传统两电平或三电平VSC-HVDC十分类似,因此本文将重点分析具有独特故障特性的单极接地故障,以说明MMC-HVDC直流侧故障机制。
图2(a)所示为传统VSC-HVDC直流系统单极故障,直流侧并联电容中的能量通过接地极构成通路进行放电,容易产生较大的故障浪涌电流。考虑实际工程情况,MMC直流侧可通过2个大电阻接地(见图2(b)),一方面钳位两极直流电压,另一方面可提供直流系统的电位参考点。因钳位电阻阻值极大,对系统交流侧而言,MMC直流单极接地故障理论上只改变了直流系统电位参考点的位置。设正极电压为Up,负极电压为Un。当直流侧发生正极接地故障后,电位参考点发生变化(图2(b)中①到②)。此时,Up降低至0,Un幅值被钳位上升一倍,而直流正负极间电压Udc将保持不变,两端系统可正常输送功率。
为分析故障对阀设备所造成的危害程度,对故障过程中子模块电容的放电机制进行进一步研究。正常运行时,MMC通过控制子模块的投切对输出电压进行控制,其中桥臂上所投入的子模块电容通过子模块的T1进行放电,放电路径见图3(a);与此同时,交流系统通过每个相单元上所有子模块的D2向MMC馈入能量(见图3(b)),因此桥臂电流是各子模块放电电流及交流系统馈入电流的叠加。
当单极接地故障发生时,由于直流侧所并联的电阻阻值极大,近似开路,各模块电容不存在与故障接地点的放电通路,电容电压维持稳定,电容电流分量与故障前保持一致(见图4),电气应力对阀设备的危害极小。
交流系统方面,受Up和Un变化的影响,两侧换流器出口侧交流电压将发生相应的改变。可知
ua0=Up-ua1 (3)
当单极接地后,Up为0,此时换流器交流出口侧相电压ua0幅值下降幅度为正常运行时的单极电压值。
应该指出,在传统双极VSC-HVDC系统中,即使暂时性单极接地故障恢复后,其电容电压仍无法恢复平衡[17]。而对MMC-HVDC而言,由于直流侧通过钳位电阻接地,且故障期间其电容电压基本保持不变,当故障恢复时,其正负极对地电压可较快恢复正常,这种特性对直流线路上的暂时性故障恢复十分有利。
3 单极接地故障仿真
3.1 MMC-HVDC故障仿真平台
结合基于模块化多电平的直流输电工程建设要求,以及IGBT、桥臂电抗参数、子模块电容参数、换流变压器等选型原则和计算方法[4,8],对连接2个交流有源网络的直流输电系统参数进行设计,并在PSCAD/EMTDC仿真环境下搭建21电平MMC-HVDC模型。实际工程中,为充分利用半导体器件的电压、电流容量,考虑交直流侧电压等级的配合,通常会使用变压器与交流系统相连。变压器一般选择YNd配置,且靠近换流器侧一般采用三角形接法,靠近交流系统侧绕组则采用YN接法[4],目的是为了起到隔断零序分量向交流系统的传递,同时使变压器绕组中基本不含直流电流以及谐波电流分量。有功和无功功率的参考正方向如图5所示,两端交流系统采用理想电压源和感性系统阻抗来模拟,每个桥臂串联20个子模块,IGBT选择FZ1600R17KE3型,桥臂电感20.80 mH,子模块电容1.76 mF,直流侧钳位电阻阻值10 kΩ,两端换流变压器变比k均为220 kV/245 kV。为了更为精确地模拟远距离直流输电,仿真中直流线路采用频变架空线模型,线路长度200 km。MMC基于载波移相正弦脉宽调制(CPS-SPWM)策略,并根据文献[18]中的相关理论对子模块电容电压进行均衡控制。其中,MMC1采用定直流电压、定无功功率控制方式;MMC2采用定有功功率、定交流电压控制方式。直流电压整定值为±200 kV,无功功率整定值为0 Mvar,有功功率整定值为-400 MW,交流线电压整定值为220 kV (表示成标幺值0.9)。
3.2 单极接地故障对系统的影响
MMC-HVDC系统稳定运行2.0 s后,在正极线路中点100 km处设置金属性直接接地故障,故障持续时间0.065 s。MMC直流出口侧检测到的电压电流波形如图6所示。
故障发生后,故障极电压(Up)为0,非故障极电压(Un)幅值增倍,极间直流电压(Udc)依然稳定;故障极电流(Idcp)与非故障极电流(Idcn)基本保持不变,直流线路过流程度低。考虑故障时直流线路分布参数的传输效应及线路对地电容通过故障接地点的短时放电,在直流出口侧检测到的直流电压电流的故障波形存在小幅振荡过渡过程,故障消除后,直流电压电流均恢复到正常水平,直流系统运行可靠性高。
图7为单极接地故障后交流系统电气参数变化情况。对系统交流侧而言,单极接地只改变了直流系统电位参考点的位置,交流侧电气量及功率输送(见图7(a))均正常,不存在两电平或三电平VSC-HVDC因电容放电而导致的交流系统过流现象,仅换流器交流出口侧相电压因两极电压的突变而幅值下降。由图7(b)可知,故障期间换流器交流出口侧相电压出现高频脉动直流分量,有效值增大。直流侧单极接地故障的其他仿真波形见附录A。
3.3 控制保护策略
基于两电平或者三电平的VSC-HVDC直流系统单极接地故障时,必须通过系统控制对换流器的运行方式进行改变,以减小直流线路短路电流,并使直流侧并联电容的能量尽可能多地反馈回电网。而MMC-HVDC直流侧由于其自身拓扑结构的优势,单极接地故障的发生、发展过程中的故障特征与传统的VSC-HVDC不同。由以上仿真分析可知,整个系统在故障期间依然能够正常进行功率传输,直流线路过流程度低,仅故障健全极直流电压与换流站交流出口侧电压迅速增大。当故障消除后,系统具备恢复正常运行水平的能力。
因此,当MMC-HVDC系统直流线路上发生暂时性单极接地故障时,一方面应考虑高压直流系统绝缘配合的相应标准,通过合理设计直流线路和换流器交流母线的绝缘水平,以及直流极避雷器的强度,避免故障影响的扩大。另一方面需要相应调整交直流保护定值以最大限度地配合系统的可靠性与可用率。若单极接地故障为永久性质,由于系统功率传输正常,阀设备所承受的电气应力不大,并不需要采取紧急闭锁,应注意在超过交直流线路耐压程度之前尽快排除故障。
4 其他直流侧故障研究
4.1 断线故障
由于直流线路断裂、直流断路器跳闸等原因会导致直流线路断线故障。故障发生后,不仅会中断功率的输送,而且在控制系统的延时反应作用下,短时间内,线路所输送的剩余功率会向送端换流站的子模块电容进行充电,直流电压升高;而受端换流站的子模块电容则向受端系统进行放电,直流电压降低。而后,在两端控制系统的分别作用下,断线的故障机制将呈现出各自的特点,这与定直流电压控制器在MMC-HVDC系统所在的端位置关系密切。
1)MMC1整流,MMC2逆变
由于MMC1端采用定直流电压控制,MMC1侧的直流电压经历短暂升高后将迅速回落到正常水平;而定有功功率端MMC2侧的直流电压将持续走低、交流电流增大,威胁系统安全稳定,必须在直流电压低于允许值之前迅速闭锁换流站,防止事故进一步扩大。
2)MMC1逆变,MMC2整流
MMC1侧直流电压在定直流电压控制器的作用下,经历短暂小幅度降低后迅速恢复到原有水平;而定有功功率端MMC2侧的直流电压在故障后逐渐振荡上升(见图8(a)),MMC2侧的阀设备由于直流严重过电压将承受巨大的电压应力,在闭锁前应立即进行有效控制。
故障发生后,为稳定直流电压,可选择将发送端的定有功功率控制策略改为定直流电压控制策略,但这种控制保护策略对控制器的动态跟踪调节能力要求非常高,极易出现严重超调过压。本文针对MMC可灵活进行潮流调节的特点,提出一种有效的控制保护策略:一般而言,换流站闭锁动作时间为10 ms级,当监测点检测到直流断线故障时,通过系统控制使MMC2改变运行工况,切换为逆变状态,减小交流系统向直流线路能量的输送,可在闭锁前较为迅速地抑制直流过电压,从而保障系统安全。图8(b)所示为断线故障后执行相应控制保护策略的直流电压波形,当MMC-HVDC系统运行2.0 s后直流线路断线,MMC2运行方式由整流变为逆变,在故障到执行闭锁的时间区间内,直流过电压程度显著改善,提高了系统运行可靠性。
4.2 极间短路故障
极间短路是MMC-HVDC直流系统中最为严重的故障类型,由于直流线路正负极短接,两侧换流器中的子模块电容通过短路点快速放电,直流电压立即降低至0,整流器与逆变器之间将立即终止功率传输,两侧交流系统近似于发生三相短路,严重危害整个系统的安全运行。当直流电压低于保护系统设置的整定值时,保护装置投入,闭锁触发脉冲,停运换流器,交流断路器跳闸。图9所示为1.5 s故障发生后,控制保护系统动作对各电气量的影响。
由图可知,故障发生后,桥臂上所投入的子模块电容通过T1进行快速放电,直流线路严重过流,交流电压电流呈现近似三相短路的故障特征;1.51 s时两端换流站闭锁,此时子模块电容不存在放电通路,仅由桥臂电抗通过D2进行续流,直流电流开始减小;整个故障闭锁过程中,交流电压严重降低,且交流系统一直持续向换流器馈入短路电流,当1.6 s保护动作,跳开交流断流器后,馈入终止,随着桥臂电抗能量的释放,直流电流缓慢归至0。
5 结语
本文通过对MMC-HVDC直流侧的故障机制进行分析,总结了不同类型的直流线路故障特点,在PSCAD/EMTDC平台下搭建21电平MMC-HVDC模型对各故障对系统的影响进行仿真研究,并提出相应的控制保护配合原则。
1)对于单极接地故障,由于其自身拓扑结构特点,直流线路过流程度较小,系统仍能正常传输功率,仅故障健全极直流电压与换流站交流出口侧电压被钳位增大。在线路绝缘允许的情况下,通过调整交直流保护定值,对直流系统的暂时性故障恢复十分有利。
2)对于断线与极间短路故障,其故障特性类似于传统两电平或三电平VSC-HVDC,当系统检测到故障发生,应投入相应控制保护装置,闭锁换流器进行检修。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。
摘要：模块化多电平换流器(MMC)是电压源换流器(VSC)的一种新型拓扑。由于MMC与VSC拓扑结构的差异,二者的直流系统故障机制也有所区别,有必要对其故障特性进行深入分析以进行保护设计。文中介绍了MMC的拓扑结构及工作原理,通过比较基于MMC与VSC直流输电系统的故障特征差异,分析了MMC-HVDC不同类型直流线路故障对系统的影响,并进一步根据交直流系统电气参数变化情况和子模块电容的放电机制,提出了控制保护设计的基本要求及相应的控制保护策略。在电磁暂态仿真软件PSCAD/EMTDC下进行了直流侧单极接地、断线和极间短路故障的仿真研究,仿真结果验证了故障机制分析的正确性及控制保护策略的有效性。
单片机控制的简易直流数字电压表 篇4
关键词:直流数字电压表;单片机;A/D转换
中图分类号:TM933.22 文献标识码:A 文章编号:1674-7712 (2012) 12-0026-01
数字电压表作为一种数字仪器仪表它采用数字化测量技术,把连续的模拟量(待测的直流电压值)转换成离散的数字形式并加以显示。由于有别于传统的指针式电压表由读数带来的种种误差与不便,它具有精度高、误差小、测量速度快、读数准确方便等优点。
数字电压表的核心部件是A/D转换器,本设计中A/D转换器采用ADC0809对输入模拟量即待测电压进行转换。而控制部分则由单片机AT89C51完成对转换之后的数据进行处理,由此产生相应的段码并送入数码管显示。而在软件部分,当A/D转换结束,采用中断方式对数据进行读取、处理,相较于查询方式程序更为合理,实时性也更好。
一、功能设计
由AT89C51与ADC0809构成一个简易的直流数字电压表,采用1路模拟量输入,能够测量0-5V之间的直流电压值。显示部分采用LED数码管动态显示,能够精确到小数点后两位。
二、硬件电路
硬件电路如下图示:
1.由于采用1路模拟量输入,因此ADC0809的三根地址线C、B、A(用于通道选择)直接接地,默认选择0通道。2.单片机采用6MHz的晶振,ALE引脚输出6MHz/6=1MHz的时钟信号,经74LS74触发器2分频,最终得到500KHz的时钟信号送入ADC0809的时钟端。3.ADC0809的启动端START、地址锁存端ALE均为高电平有效,将START与ALE端连在一起,与AT89C51的P2.7相连,当P2.7输出一个高电平时,启动0809开始模数转换。4.A/D转换结束,采用中断方式进行数据的读取处理。当转换结束时,EOC端输出高电平,而单片机的外部中断均为低电平有效,因此0809的EOC端通过反相器74LS04与单片机的P3.2(即外部中断0)相连,当转换结束,外部中断0则申请中断。5.0809的输出允许OE端与单片机P2.6相连,当OE端为高电平,模数转换的结果输出到0809的8位数字量输出端。6.模数转换的8位数字量由P0口输入单片机,经单片机处理后产生用于显示的段码值,再由P1口输出驱动LED显示器动态显示电压值。三个LED数码管的位选分别由单片机的P2.0、P2.1、P2.2三根口线控制。动态显示时,每一位LED的选通时间为5ms,由延时程序实现。
三、软件设计
程序:
ORG 0000H
LJMP MAIN
ORG 0003H AJMP JINT0
;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;MAIN:NOP
SETB IT0
SETB EX0
SETB EA
MOV P0,#0FFH
SETB P2.0
SETB P2.1
SETB P2.2
SETB P2.3
CLR P2.7
SETB P2.7
CLR P2.7
;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;
XS: CLR P2.1
MOV DPTR,#TAB
MOV A,31H
MOVC A,@A+DPTR
ORL A,#80H
MOV P1,A
LCALL YS
SETB P2.1
CLR P2.2
MOV DPTR,#TAB
MOV A,32H
MOVC A,@A+DPTR
MOV P1,A
LCALL YS
SETB P2.2
CLR P2.3
MOV DPTR,#TAB
MOV A,33H
MOVC A,@A+DPTR
MOV P1,A
LCALL YS
SETB P2.3
AJMP MAIN
;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;
JINT0:NOP
CLR EA
SETB P2.6
SA:MOV A,P0
CLR P2.6
MOV B,#51
DIV AB
MOV 31H,A
MOV A,B
MOV B,#5
DIV AB
MOV 32H,A
MOV 33H,B
SETB EA
RETI
;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;
YS:MOV R6,#5
YS1:MOV R7,#250
L:DJNZ R7,L
DJNZ R6,YS1
RET
;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;
TAB:DB 3FH,06H,5BH,4FH,66H ;0,1,2,3,4
DB 6DH,7DH,07H,7FH,6FH ;5,6,7,8,9
;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;
END
四、结论
由于ADC0809的分辨率为8位,当输入模拟电压的变化范围为0~5V,输出8位二进制数可以分辨的最小模拟电压为5V/255≈0.0196V。这就决定了该电压表的精度只能达到0.0196V。因此测试时电压数值的变化一般以0.02V的电压幅度变化,在一般的应用场合可以完全满足要求。
参考文献:
[1]南建辉,熊鸣,王军茹.MCS-51单片机原理及应用实例[M].清华大学出版社,2004
[2]王法能,尹季昆.单片机原理及应用[M].科学出版社,2004
[作者简介]高皑琼(1981-),女,2005年毕业于兰州理工大学通信工程专业,并获得学士学位,于2005年任教于甘肃工业职业技术学院至今,讲师。
交直流控制模块 篇5
模块化多电平换流器(MMC)是一种使用半桥模块单元串联方式构成的多电平换流器[1],和两电平拓扑相比[2],增加了交流输出电压的电平数,减小了每个控制周期输出电压的变化台阶,减少了开关器件开关状态变化时的承受电压变化率[3]。MMC输出电压由上下桥臂的子模块按控制命令投退形成[4]。一方面可以通过增加电平数量,减少换流器输出电压谐波,满足系统输出波形质量要求,另一方面可以按照控制输出需要,输出满足当前运行条件的阀侧电压。模块化多电平柔性直流系统与有源电网相连接时,在交流网侧出现不对称故障时,需要采取适当措施来消除电网不平衡带来的不利影响,即保护换流阀的同时能穿越故障维持运行。
对于电压源换流器来说,在网侧不平衡故障情况下,根据对称分量法,故障点电压、电流可以分解为正负序分量,由于负序分量的存在,会部分恶化控制器的效果。在某些故障情况下,负序电流分量超过一定含量后,引起故障电流增大,超过设定的阀侧过电流保护定值,导致过流保护动作,中断直流系统运行。
本文首先对不平衡电网情况下模块化多电平柔性直流输电系统运行进行分析,对电压源换流器的控制策略进行总结。在分析MMC数学模型的基础上,针对接入交流系统发生故障时的不平衡运行状态,提出一种基于负序电压叠加的故障控制策略,在模块化多电平柔性直流输电系统中进行控制策略的仿真验证,并在实际控制保护系统中实施,验证了所提出方法的有效性。
1 不平衡运行和控制分析
模块化多电平柔性直流系统交直流侧联系可以用图1表示。图中:l为上下桥臂的电抗器等效参数,l=0.5L,其中L为图2中的桥臂电抗器电感;us和u分别为网侧电压和阀侧电压;udc为直流母线电压;id为直流侧电流;Ps,Qs和Pc,Qc分别为网侧和阀侧有功功率和无功功率;Pdc为直流侧功率;电源u可以看成是上下桥臂的合成电源,其等效内阻抗为jωl;i为阀侧电流。
由图1可知,换流器侧瞬时功率Sc、换流器换流阻抗jωL的损耗瞬时功率Sl以及网侧瞬时功率Ss之间存在以下关系:
换流器输出瞬时功率可以表示为:
式中:Pc+和Pc-为直流成分;Pc1和Pc2为二倍频分量的幅值;ω=2πf,f=50Hz。
由式(1)可以看出,换流器输出瞬时有功功率和无功功率成分中实际含有二倍频成分。该分量是由正负序电压和电流的分量相互耦合产生的结果,根据交直流侧功率平衡原理,也同时导致直流侧电压二次波动,在一定程度上影响了直流电压的稳定性。直流线路电压的波动会通过直流线路传递到交流侧,产生非特征谐波,一种控制方式就是通过消除功率二倍频成分来稳定直流侧波动,有控制网侧或换流器输出侧功率波动2种方法[5]。由以上分析可以看出:实际网侧输出功率和换流器侧输出功率不相等,在满足一侧基波功率输出控制目标时,另外一侧必然不能同时满足;另一方面,控制自由度为4,无法满足同时消除有功和无功脉动成分,也无法保证满足基波有功和无功指令要求。文献[6]提到采用网侧控制基波功率,阀侧控制二次功率脉动的方法,避免控制单侧功率时无法消除另外一侧功率波动。这类方法都是从功率控制和抑制直流侧电压二次谐波角度出发,实际上是向系统注入负序电流来保证直流电压稳定,但负序电流同时会增加系统不平衡电流,并且由于控制自由度的限制,无法兼顾无功波动给系统带来的影响。
上述方法对于采用功率控制换流站是较为合适的,对于控制直流电压换流站一侧(例如逆变侧),直流电压控制器的设计需要根据交直流侧功率平衡原则,推导直流电压和交直流侧功率之间关系的准确数学模型。经过推导可以发现,该控制模型中需要引入直流侧功率预估值,并需要采取一定措施滤除反馈量中的二倍频成分[7],增加了工程应用中直流电压控制的复杂性。
针对此,第2种方式就是对交流系统中的正负序成分分别进行考虑,将电流控制器分为2个部分[8]:正序、负序电流控制器。采用正序和负序2套旋转坐标系下独立的电流跟踪控制方式,将正负序电流分别变换为正负序坐标下的直流量,利用比例—积分(PI)控制器实现对正负序电流的无静差跟踪控制。在实际工程应用中,其缺点是会增加在线计算量,另外,内环控制参数增加一倍,这对于系统保持静态稳定性的参数设计提出了较高的要求;另一方面,正负序量分解时造成的时延问题会给控制系统的动态响应带来不利影响。
2 MMC数学模型和控制设计
2.1 MMC数学模型
本节在分析MMC数学模型的基础上,按照矢量控制方式设计换流器级控制,包括有功功率、无功功率、交流电压控制以及直流电压控制,提出一种基于故障负序电压叠加的控制方法。该方法可以消除故障电流中的负序分量,同时又避免了负序电流分解环节,以及负序电流分解和在线计算延时给控制系统的动态响应带来的不利影响,减去了负序电流控制环参数设计过程,对于工程应用具有实用价值。MMC数学模型如图2所示。
图2中:iU和iL分别为上、下桥臂电流;id1为直流电流;up和un分别为上、下桥臂电抗器末端电压;R为桥臂电抗器电阻;Q为无功功率实测值;P为有功功率实测值;ud1和ud2分别为正负极直流电压实测值;uc1和uc2分别为上、下阀臂等效电容输出电压。
按照图2所示的参考方向,列写交直流侧电流和电压的关系表达式如下:
式中:ud为正负极之间直流电压。
此处的ur是一个假想参考电压,由于它与实际桥臂电抗器末端电压在稳态时大小相等,即ur=up=un。在控制设计中,该参考电压与实际up和un的电压误差由闭环控制加以纠正,假定上、下阀臂等效电容输出电压参考值分别为u*c1和u*c2,直流电压参考值为udref,则有以下关系成立:
2.2 控制策略
控制电压输出是常规矢量控制器输出加上负序电压叠加成分构成的,其中的矢量控制器实际是电流解耦控制器[9,10],可以表示为:
式中:kp和ki分别为比例和积分系数;idq为阀侧电流在dq轴上的分量,i*dq为其参考值;u+dq为阀侧正序电压在dq轴上的分量。
变换到两相αβ静止坐标下有:
式中:u+rαβ为图3电流解耦控制器输出;T(θ)为变换矩阵。
最终输出电压可以表示为:
式中:u-rαβ为负序电压叠加成分。
完整的换流器控制部分如图3所示。图中:usref为网侧电压参考值;Pref和Qref为有功功率和无功功率参考值;上层控制计算包括有功功率、无功功率、交流电压控制以及直流电压控制[11,12]。将以上得到的控制输出电压u+rαβ+u-rαβ经过αβ/abc坐标转换,转换为三相坐标下的形式,得到最终输出参考电压urabc,经过调制环节后得到换流器触发脉冲。
2.3 相位测量环节
为在网侧故障不平衡条件下获取准确的基本电压相位信息,本文采用软件锁相环[13]。该锁相环采用阀侧电压在静止坐标系下的分量作为输入,输出为阀侧电压相角位置。控制系统锁相环见图4。
数字信号处理器(DSP)将采集到的三相交流同步电压测量实时值经过αβ变换后,变换为uα和uβ,通过计算得到q轴分量uq,将uq经过PI调节得到角频率误差Δω,Δω与额定角频率ω0相加后得到实际角频率,最后再经过积分环节得到相位。
2.4 控制电压的产生与调制
图3控制系统输出电压为三相交流电压,还需要转化为6个桥臂的参考电压,根据式(5)和式(6),可以得到上桥臂电压控制量u*c1j(j取a,b,c),以及下桥臂电压控制量u*c2j(j取a,b,c)。其中调制环节的输入是上下桥臂电压控制量u*c1j和u*c2j,输出为上下桥臂的投入工作子模块数量。
MMC参考电压产生和调制环节[4]见图5,输入是图3中的输出控制电压urabc,其中nU(t)和nL(t)分别表示上、下桥臂投入工作的子模块数量。
3 仿真系统建立和验证
3.1 仿真模型参数
利用PSCAD/EMTDC离线仿真软件,按照上海南汇柔性直流输电系统参数建立了仿真模型,主要参数如下:南汇风电场站(送端)的换流器额定容量为20 MVA,额定直流功率为18 MW,交流系统电压/阀侧电压为35kV/31kV,额定直流电压为±30kV,额定直流电流为300 A,电平数为49,联络变接线方式为Dyn,系统接地方式为电源侧接地/变压器阀侧接地;书柔站(受端)参数与送端完全相同。其中,送电和受电两端接入的交流系统等效为无穷大电源,按照实际换流阀搭建两端直流系统MMC模型。采用图3所示的控制结构,分别搭建两端控制系统,在功率接收站采用定直流电压控制,送端采用定功率控制。
3.2 仿真结果和分析
仿真初始条件是送电端发出额定功率18 MW,受端控制直流电压在额定值±30kV,本仿真是在功率送出端模拟短路故障,考察所提出的控制策略的控制效果。
仿真1在网侧模拟单相故障100ms,送电侧仿真结果如图6所示。仿真2在网侧模拟ab相间故障100ms,送电侧仿真结果如图7所示。
从图6和图7可以看出,在网侧出现单相故障或者相间故障时,虽然故障期间阀侧电流有所上升,但被限制在1.25(标幺值)以下,并且从电流波形中可看出所含负序成分较小,证明该控制策略能有效抑制阀侧电流中的负序成分。同时可以看出,该故障电流没有影响逆变侧直流电压控制,故障期间单极直流电压相对于额定数值波动范围在±3%以内,不会引起保护动作,证明该方法对维持模块化多电平柔性直流系统在网侧故障下持续运行具有一定作用。
对采用不同控制策略时的仿真结果进行比较。另一种控制方式是按照常规矢量控制方式设计控制器,在最终输出参考电压中没有叠加本文提到的负序电压控制分量,而是采用电流解耦控制器输出作为最终输出电压参考。对仿真2重新进行仿真,结果如图8所示。由于篇幅所限,此处仅给出了阀侧电压、直流电压以及阀侧电流波形。
对比图7和图8所示的2种不同控制设计输出结果可知:图8中直流电压在故障期间有较小波动,和图7相比变化不明显;图8阀侧电流在故障期间达到了1.8(标幺值),并且有不稳定振荡现象,在故障期间,有多次达到1.8(标幺值)以上,已经超过实际控制保护中阀侧电流保护定值,增加了柔性直流输电系统的停运风险。
4 试验和结果
本实验是在上海南汇柔性直流输电示范工程中进行,在逆变侧35kV网侧模拟两相相间金属性短路故障100ms,该工程具体参数参见3.1节。由于实验条件限制,本实验在送电侧保持零功率初始条件下进行,实验结果如图9所示,和以上满功率条件下的仿真结果(图7)比较可知,网侧电压、阀侧电压、直流侧电压变化并没有区别。
图9中,阀侧电流在短路瞬间最大故障电流c相电流达到1.361(标幺值),但在故障期间,由于故障控制策略的作用,故障电流被抑制在较低数值,以变化幅度最大的c相电流为例,抑制程度达到82.6%。以上试验结果表明,逆变站采用本文的控制方案后,对网侧发生不对称故障时的系统故障电流有一定抑制作用。这对于提高系统在发生故障时的持续运行能力以及故障时换流阀器件的保护是有帮助的。
在柔性直流系统中,由于交直流系统耦合作用,当换流站一侧出现故障时,控制策略如果不当,可能会引起直流侧电压或者电流的波动,采用本文的控制策略后,从实验结果以及仿真结果都可以看出,网侧故障没有对直流侧造成影响,单极直流电压相对于额定数值波动在±3%范围内,这对本工程来说是可以接受的。
5 结语
本文分析了不平衡电网情况下模块化多电平柔性直流输电系统的运行,对换流器在不平衡电网运行状态下的故障控制策略进行总结。在分析MMC数学模型的基础上,提出了模块化多电平柔性直流系统基于故障负序电压叠加的控制方法,用于消除网侧发生不平衡故障时阀侧电流中的负序成分。由仿真结果和工程实验结果都可以看出,在电网侧出现电压不平衡情况下,本文方法抑制故障电流是有效的,对不平衡电网下维持模块化多电平柔性直流输电系统运行具有帮助作用。
交直流控制模块 篇6
基于模块化多电平换流器MMC(Modular Multilevel Converter) 的柔性直流输电技术 , 以模块化程度高、开关损耗低、易于容量扩展和提高电压等级等独特的优势日益成为世界范围内研究热点并不断加快产业化进程[1,2,3,4]。随着电力电子器件和控制技术的发展,为进一步降低系统成本和工程造价,优化柔性直流输电系统配置并提高技术竞争力,高电压大容量已成为柔性直流输电技术发展的迫切需求。
MMC高压柔性直流电压等级的提升,受限于功率器件的电压耐受能力,需要更多的子模块串联构成换流阀。因每一个子模块均为独立的控制节点,换流阀控制设备(以下简称阀控设备)不得不面临更大规模节点控制,特别是在换流器输出较高电平数时,需要较短的控制周期,并且需在微秒级甚至更短的控制周期内同时完成大规模节点的同步触发、高速通信、脉冲分配以及子模块电压的均衡控制等核心功能,这无疑大幅增加了阀控设备软硬件设计的复杂度,对换流阀平稳可靠控制提出了严峻挑战。可见,制约换流阀大规模节点控制能力的关键因素为换流阀控制周期(以下简称阀控周期),如何优化设计阀控周期,既能保证换流阀的控制性能,又不明显增加阀控设备软硬件设计的复杂度,成为大规模多节点模块化多电平柔性直流输电技术的关键研究点。
现有的文献中,涉及MMC柔性直流换流阀控制周期的文献比较少。文献[5]分析了MMC电平数的选取原则,给出换流阀的2个临界控制周期与电平数的数学关系,但未给出位于2个临界周期之间的控制周期与电平数的关系,且仅限于电平数选取原则的阐述;文献[6 - 11]主要涉及换流阀子模块数的优化设计、桥臂环流机理分析及控制,以及桥臂子模块电容电压的平衡控制等,虽关系到阀控设备的核心算法的优化设计,但均未涉及换流阀控制周期的研究。
本文基于MMC换流阀控制原理和调制方式,提出从与换流阀控制保护性能密切相关的3个关键指标(换流阀电平数、直流电压波动限制、换流阀解锁交流电流冲击限制)综合优化设计换流阀控制周期的方法,为大规模多节点MMC柔性直流输电阀控设备的软硬件优化设计奠定了理论基础。
1 MMC 工作原理
MMC主电路拓扑如图1所示 ,每个桥臂由n个子模块SM(Sub-Module)与桥臂电抗器L串联组成,同相的上、下2个桥臂构成一个相单元[12,13,14,15],各桥臂子模块按正弦规律依次投入,上、下桥臂电抗器的连接点为换流器交流电压输出口,分别输出三相交流相电压uA、uB、uC。为保持直流电压稳定,在不考虑冗余的情况下,上、下桥臂的子模块对称互补投入,任意时刻上、下桥臂投入子模块数之和为定值n。
2 MMC 控制系统架构与调制方式
2.1 MMC 控制系统架构
如图2所示,MMC柔性直流输电控制保护系统总体为包括系统级、换流站级、换流器级和换流阀级控制保护的4层控制架构,其中换流阀级控制位于控制的最底层,根据换流器级的控制保护指令完成对换流阀最直接的控制和保护功能,需在微秒级甚至更短的控制周期内完成高速通信、脉冲分配、同步触发、子模块电压均衡控制及换流阀保护等核心功能。出于换流阀设备的安全和运行可靠性考虑,换流阀级控制在所有控制层中具有最高的控制保护优先级,决定了阀控设备具有最高的软硬件复杂度。
2.2 MMC 调制方式
对于MMC柔性直流输电系统,既要求换流阀输出较高的电平数以保证输出交流电压满足谐波要求,又要保证换流阀子模块具有较低的开关频率以降低换流阀损耗,一般采用最近电平控制NLC(NearestLevel Control)[16,17,18],其原理框图如图3所示。
图3中,uarm_ref为桥臂参考电压,与子模块正常运行时的平均电压Usm相除后,经过取整运算后得到当前桥臂投入的子模块数,桥臂控制器根据当前时刻的桥臂电流方向对桥臂内所有子模块电压进行排序,最终生成桥臂子模块的触发脉冲,完成最近电平控制。本文对于阀控周期的研究,正是基于最近电平控制方式。
3 阀控周期优化设计指标选择
阀控周期的优化设计指标的选择取决于阀控周期对换流阀控制保护性能影响的物理本质。以下基于模块化多电平换流阀控制的机理以及阀控设备本身数字控制的特点,揭示阀控周期对换流阀影响的物理本质,从而引出阀控周期优化设计的指标。
根据柔性直流控制系统分层架构,换流阀控制位于系统控制的最底层,根据换流器控制系统下发的调制波指令(或桥臂参考电压),完成各桥臂子模块投切控制,最终生成满足系统要求的桥臂阶梯波电压,此为模块化多电平换流阀控制的机理。然而阀控设备数字控制的特点以及模块化多电平换流阀调制方式,不可避免地引入换流阀控制的2种偏差:一是换流阀控制延时,一般至少为1个阀控周期;二是桥臂阶梯波电压与桥臂参考电压之间的幅值偏差,这是由模块化多电平最近电平控制方式和数字实现方法共同决定的。
首先,桥臂阶梯波电压的电平数对换流器输出交流电压总谐波畸变率(THD)具有决定性的影响,而当桥臂参考电压和桥臂子模块数一定时,阀控周期直接决定了桥臂输出电平数,示意图如图4所示,可见桥臂输出电平数可作为阀控周期设计的关键指标之一。
根据MMC控制机理,同一相单元的上、下桥臂子模块投入数在同一时刻为互补关系,这在理论上就使得任意时刻同一相单元的投入子模块数为定值,从而保证了直流电压的恒定。然而由于阀控设备的延时,会使得同一相单元的上、下桥臂投入子模块数不完全互补,同一桥臂的子模块的上、下IGBT驱动脉冲也不完全对称,从而使同一时刻至少有1个或以上子模块延时(或提前)投入,最终导致直流电压的波动。值得注意的是,该直流电压的波动是阀控周期级和子模块开关级的波动,无法通过直流控制系统的闭环控制加以消除。阀控周期对直流电压波动的影响示意图如图5所示。可见,直流电压波动要求可作为阀控周期设计的关键指标之一。
此外,换流阀充电完成后的解锁瞬间,阀控设备接收到初始调制波,本质上为开环调制波,一般为解锁瞬间的阀侧交流电压。由于阀控设备本身的延时和最近电平控制的离散性必然导致实际输出的桥臂电压与初始调制波之间存在阀控延时与换流器控制延时共同产生的相位延时,以及子模块数投切数四舍五入导致的幅值偏差,产生桥臂电抗上的初始冲击电流,如图6所示。当系统参数与换流器控制周期一定时,桥臂输出电压的相位延时与幅值偏差均与阀控周期相关,因此表征换流阀启动性能的初始冲击电流大小可作为阀控周期设计的关键指标之一。
综上所述,阀控周期优化设计指标可以选择为桥臂输出电平数、直流电压波动限制以及阀解锁初始冲击电流限制。
需要特别说明的是,本文是从换流阀层的角度研究阀控周期对换流阀控制性能的影响,与上层控制系统决定的控制模式无关。此外,事实上阀控周期不是影响设计指标的唯一因素,本文研究的前提是假定影响指标的其他因素(如系统参数、控制保护设备参数等)均已确定。
4 阀控周期与设计指标的数学关系分析与验证
下面分析阀控周期与桥臂输出电平数、直流电压波动、阀解锁初始冲击电流之间的数学关系,以作为阀控周期综合优化设计的理论依据,并通过仿真和试验验证理论分析的正确性。
4.1 阀控周期与电平数关系
对于MMC柔性直流换流器,当桥臂子模块数一定时,已有文献研究了2个临界控制周期与电平数的数学关系[5],本节为了得到全周期范围内的阀控周期与电平数的定量关系,对处于2个临界周期间的阀控周期与电平数的关系进行了数学分析,并通过仿真与试验验证理论分析的正确性。
4.1.1 理论分析
对于MMC柔性直流输电系统,设换流器系统频率为f0,阀控周期为T,桥臂子模块数为N,全电平输出时阀级最大控制周期为TM,稳态调制度为M,桥臂输出电平数为NL。
基于现有的研究结果[5]:
当时,阀控周期与电平数存在严格的线性关系:
下面研究当时,阀控周期与电平数的之间的数学关系。
以A相为例,设A相上桥臂电抗器与阀子模块连接点对地电压为:
假设t时刻起,在1个阀控周期T的时间内,uA0变化1个子模块电压,则此时对应有:
在1 / 4周期内,正向过零点到uA0,则由2个子模块构成一个电平输出,电平数为:
在1 / 4周期内,从uA0到峰值点,则由1个子模块构成一个电平输出,电平数为:
由式(5)、(6)可得,此时桥臂输出电平数为:
同理,通过数学推演可得:
综上,阀控周期取值范围与桥臂输出电平数的数学关系可表示为:
需要说明的是,式(9)计算结果取整后若为奇数,则维持计算结果不变;计算结果取整后若为偶数,则在计算结果的基础上加1。
4.1.2 仿真与试验验证
为了有效验证阀控周期与电平数关系理论分析的正确性,基于MATLAB / Simulink针对桥臂含24个子模块的情况进行仿真分析。
根据式(1),桥臂子模块数为24时对应的TM=266μs;仿真中阀控周期分别取TM、2TM、4 TM,桥臂阶梯波电压仿真波形和仿真数据分析分别见图7、8。
从图7和图8可看出,仿真结果与计算结果基本一致。当时,仿真值与计算值几乎无偏差;当时,计算值较仿真值偏低,主要是由取整 运算和1个阀控周期的时延带来的计算偏差,可通过函数修正进行解决。
为进一步验证理论分析的正确性,基于厂内MMC试验平台进行试验验证,桥臂子模块数为24,分别设定阀控周期为T=250μs和T=500μs。由于本文关于阀控周期对换流阀控制性能影响研究与控制模式无关,以系统STATCOM运行模式为例(后不赘述),试验结果如图9所示。当阀控周期T=250μs时,小于对应的满电平输出的最大控制周期TM= 266μs,桥臂电压电平数为25;当阀控周期T=500μs时,桥臂输出电平数为17,与仿真分析结果是一致的。
4.1.3 指标对阀控周期的制约关系
系统对桥臂输出电平数的要求主要取决于换流器输出交流电压THD。表1为换流器输出阶梯波相电压(暂不考虑滤波,按照调制度为1计算)电平数与THD的数据对应关系。
系统对阀侧交流电压THD的要求一般为THD<1.5 %,根据表1所示的电平数与THD的关系可以看出,当电平数高于60时,换流器输出交流相电压阶梯波电压THD已降至1.3 %,若考虑桥臂电抗器的滤波作用,阀侧交流线电压THD将低于1.3%,满足系统要求。因此,在满足系统要求的前提下,可将桥臂输出电平数临界值选为61,当桥臂子模块数确定时,可根据式(9)确定阀控周期的取值范围。
4.2 阀控周期对直流电压波动的影响
4.2.1 理论分析
阀控周期对换流器直流电压波动的影响,主要考虑由于阀控设备1个阀控周期的延时所造成的直流电压出现1个电平的电压跳变,对应的最大电压跳变量为:
其中,kμ为修正系数,考虑到桥臂电抗与子模块电压波动的影响,kμ一般取0.5。
4.2.2 仿真与试验验证
为有效验证理论分析的正确性,基于单站MMCMATLAB / Simulink仿真平台进行仿真验证 ,桥臂子模块电压为24,桥臂子模块平均电压为100 V,额定直流电压为2 400 V,分别取阀控周期T = 500μs和T = 1 000μs,仿真结果如图10所示。
从图10可以看出,仿真结果与理论分析基本一致,当阀控周期T=500μs≈2 TM时,直流母线电压出现的最大电平跳变电压为80 V,接近1个子模块的平均电压; 当阀控周期为T=1000μs≈4TM时, 直流母线电压出现的最大电平跳变电压为190 V,约为2个子模块的平均电压。由于理论计算中子模块电压为子模块的平均电压,而仿真中的电平跳变为为实际子模块电压的瞬时值,造成仿真结果与理论分析稍有偏差。
为进一步验证理论分析的正确,基于厂内MMC试验平台进行试验验证,桥臂子模块数为24,分别设定阀控周期为T=250μs和T=500μs,试验结果如图11所示(图中iA1、iA2分别为A相上、下桥臂电流)。
从试验结果可以看出,当阀控周期为250μs时,直流电压最大波动幅值约为45 V,考虑子模块波动的影响,为子模块额定电压的一半;当阀控周期为500μs时,直流电压波动约为100 V,为1个子模块电压值,可见试验结果与理论分析基本一致。
4.2.3 指标对阀控周期的制约关系
假设系统要求的直流电压波动率为±ε,则有:
由式(10)和式(11)可得:
可见,当桥臂子模块数和系统允许的直流电压波动范围确定时,根据式(12)可确定阀控周期满足该指标时对应的取值范围。
4.3 阀控周期对解锁瞬间的电流冲击影响
4.3.1 理论分析
设换流器级控制周期为Tc,阀控周期为T,桥臂子模块数为N,子模块平均电压为Usm,桥臂电抗为L。忽略换流器锁相误差的影响。对初始调制度M0计算时,则不可避免地引入一个周期Tc的相位延迟。
以A相为例,不妨设阀侧交流相电压为:
桥臂电抗器与阀接口处交流相电压为:
其中,ΔU为换流器多电平离散化输出造成的调制度幅值计算偏差,式(10)可表示ΔU最大值ΔUmax与桥臂控制周期T的关系。
A相电流iA可表示为:
可见初始调制度造成的最大冲击电流,主要和阀侧交流相电压峰值、换流器级控制周期、阀控周期、子模块电压以及桥臂电抗值有关,当阀侧交流电压、换流器级控制周期、子模块电压及桥臂电抗值及冲击电流限值一定时,便可以根据式(16)确定阀控周期的取值范围。
4.3.2 仿真与试验验证
为有效验证理论分析的正确性,基于单站MMCMATLAB / Simulink仿真平台进行仿真验证 , 桥臂子模块电压为24,桥臂子模块平均电压为110 V,阀侧交流相电压峰值1200 V,换流器级控制周期Tc= 250μs,桥臂电抗L=20 m H,分别取阀控周期T=250μs和T = 500μs,换流阀预充电完成后在0.22 s时解锁 ,仿真结果如图12所示。
将系统仿真参数代入式(16),阀控周期T=250μs对应的理论推算最大电流冲击为8.35 A,T = 500μs对应的理论推算最大电流冲击为12.5 A。而图12所示的仿真结果为:T=250μs对应的阀解锁初始冲击电流约为6 A,T = 500μs对应的阀解锁初始冲击电流约为9.5 A,其值均略低于理论推算值,这是因为初始调制度计算时并不一定对应的最大电平电压的跳变(最大电平电压的跳变发生在交流电压过零点附近)。
为进一步验证理论分析的正确,基于厂内MMC试验平台进行试验验证,系统试验参数与仿真参数一致,分别设定阀控周期为T=250μs和T=500μs,试验结果如图13所示。
试验结果表明,T=250μs时,阀解锁瞬间初始冲击电流峰值约为5 A;T=500μs时,阀解锁瞬间初始冲击电流峰值约为8 A。上述结果与理论分析基本一致,进一步验证了理论分析的正确性。
4.3.3 指标对阀控周期的制约关系
当系统的阀侧交流电压、换流器级控制周期、子模块电压值以及桥臂电抗值确定时,可根据系统允许的初始冲击电流的大小为Ien,由式 (10)和式 (16)确定阀控周期的取值范围。
4.4 阀控周期的最优选取
基于以上分析,假设满足换流阀输出电平数要求的最大阀控周期为T1,满足直流电压波动要求的最大阀控周期为T2,满足换流阀解锁瞬间电流冲击限制要求的最大阀控周期为T3, 阀控周期的最优设计值为Topt,则有:
根据式(18)即可选择最优的阀控周期。
5 工程应用算例
本文以±320 k V / 1 000 MW柔性直流输电工程为例,进一步阐述阀控周期选取原则的理论应用。系统主要参数如下:额定直流电压±320 k V,额定功率1 000 MW,阀侧交流电压330 k V,阀侧额定交流峰值2 470 A,桥臂子模块数为N(N可取值为400、300、200、100),桥臂子模块平均电压为Usm( 其数值由桥臂子模块数而定),桥臂电抗80 m H,换流器级控制周期Tc= 125μs。该工程针对本文所述的3个换流阀控制性能指标分别为:
1换流阀侧交流电压THD<1.5%;
2直流电压波动小于额定直流电压的±3%;
3阀解锁初始冲击电流小于阀侧额定交流电流峰值的50%。
5.1 根据控制性能指标确定最优阀控周期
不妨假定 N=400,则对应 Usm= 1 600 V。
针对指标1,首先根据式(1)(2)计算桥臂子模块N=400时,401电平输出对应的T≤TM= 16.9μs,当阀控周期与电平数成线性关系时对应T≥225μs,对应的电平数为45,不满足阀侧交流电压THD的要求,当取5 TM< T = 100μs < 6 TM,根据式 (9)可以求得输出电平数为81>61,满足系统要求且有30% 的裕量,100μs的换流阀控制周期已对控制硬件没有压力,因此综合考虑到系统可靠性、安全裕量等因素,当N=400时单从满足换流器输出电平数考虑,可选择阀控周期T=100μs ;
针对指标2,已知TM= 16.9μs,N = 400,ε = 3 %,根据式(12)可得T<406μs;
针对指标3,已知TM=16.9μs,N=400,Usm=1600V,L = 80 m H,Um= 270 k V,Ien= 1 235 A,根据式 (17)可得T<113μs。
综上,根据式(18),当N=400时,阀控周期可取T = 100μs。
5.2 根据电平数确定最优阀控周期
若该工程要求换流阀输出电平数为101时,以下分别针对N为400、300、200、100进行阀控周期的优化设计。
换流阀输出电平数为101时,已满足指标1,当桥臂子模块数一定时,只要先根据式(9)计算该电平数对应的换流阀控制周期,再核对该阀控周期是否满足指标2和3即可。
若N = 400,根据式(1)、(2)和(9)可得,换流阀要输出101电平,阀控周期必然满足4TM< T < 5 TM,再由式(9)可得T=81.9μs,根据式(12)和(17)核算,完全满足指标2和指标3的要求。
同理可针对桥臂子模块数N分别为300、200、100时对应的最优阀控周期T,计算结果如表2所示。
6结语
随着柔性直流技术的快速发展,换流阀控制设备应用于大规模多节点模块化多电平柔性直流输电系统将面临重大挑战,本文提出通过优化设计换流阀控制周期以降低阀控设备的软硬件设计复杂度。基于MMC的工作原理、控制架构和调制方式 , 分别从桥臂输出电平数、直流电压波动、阀解锁初始冲击电流3个关键指标阐述换流阀控制周期的优化设计方法,并给出了工程应用算例。理论分析、仿真与试验结果表明,本文所述的换流阀控制周期的优化设计方法,可应用于大规模多节点模块化多电平柔性直流输电换流阀控制设备的优化设计,具有较高的工程应用价值。
摘要：提出了换流阀控制周期的优化设计方法。基于模块化多电平换流器(MMC)的工作原理、控制架构和调制方式,提出影响换流阀控制性能的3个关键指标,分别为换流阀输出电平数、直流电压波动、阀解锁初始电流冲击;理论分析了其对换流阀控制周期的定量约束,并通过仿真与试验验证了理论分析的正确性,最后得出同时满足这3个指标的最大控制周期作为换流阀控制周期的最优设计值,并给出了工程应用算例。
变电站直流电源模块故障分析及处理 篇7
直流电源的作用是供给控制、信号、继电保护、自动装置、事故照明、直流油泵及交流不停电电源等直流负荷用电。它是发电厂、变电所的重要组成部分, 要求有充分的可靠性和独立性。变电站直流电源是十分重要的电源系统, 为电力系统的控制回路、信号回路、继电保护、自动装置及事故照明等提供可靠稳定的不间断电源。由于直流电源在二次系统所处的重要地位, 直流电源自身的可靠及安全直接影响到整个供配电系统的安全。
随着电力事业的发展, 电力系统变电站综合自动化系统、微机保护系统的广泛采用, 变电站无人化的逐步实行, 由此对变电站直流电源的可靠性提出了更高的要求。
1 直流电源模块故障原因
2008年8月, 某变电站发生直流系统故障, 当监控端发出“直流屏模块故障、直流屏系统故障总信号”经过一段时间后发出“直流屏电池欠压”。接通知后到现场检查, 发现控制模块、充电模块显示屏无显示, 模块风扇停止, 模块处于失电状态。经查看各模块交流输入正常, 监控系统显示模块故障。现场直流由蓄电池供给, 情况十分危急。联系检修部经更换损坏的直流模块后, 直流系统恢复正常。事后分析当时该地区正发生雷雨天气, 而该站又没在模块输入进线处装设C级、D级避雷器, 从而使得直流模块被雷击而损坏。在安装调试时还发现当并列的电源模块间输出电压相差较大时, 输出电流将会不平衡。故障分析时检查换下来的模块单元, 还发现模块滤网及风扇积满灰尘。
通过当时的故障处理, 以及对故障模块的检查并结合其他站的模块故障, 经过分析总结, 找出造成变电站内直流模块故障及异常的原因。
1.1 直流模块故障的原因
(1) 直流模块由于长期重负荷运行、甚至过载而损坏。
变电站直流模块在设计时容量配置采用的是N+1的标准, 在一台模块故障时仍能保持其他模块正常运行, 因此在正常情况下模块一般不会过载。由于目前半导体功率器件和磁性材料等部件性能的原因, 单个直流电源模块的最大输出功率无法满足有些变电站的总功率要求, 直流电源模块的并联是不可避免的, 否则无法满足现在变电所对直流供电模块功率的要求。
尽管每个直流电源模块单元具有输出自动均流功能, 但是并联运行的各个模块特性的不一致导致各模块负荷电流存在不均衡情况。有些模块可能承担更多的电流, 极端情况下甚至过载, 而有些模块运行于轻载状态, 甚至基本上是空载运行。由于存在部分模块分担负荷多、部分模块分担负荷少这一情况, 其结果必然加大了分担负荷多的模块损坏的可能性, 也缩短了分担负荷多模块的正常使用寿命, 降低了系统的可靠性。通过检查并列直流模块的负荷情况, 发现各模块输出电压的差异将导致负荷分配的不平衡。当其中一个控制模块输出直流电压高于其他模块5 V以上时, 此模块将承受直流负载的大部分负荷。此直流模块所分担的负荷往往超出单个直流模块所能承受的最高负荷, 从而导致直流模块的过载损坏。
(2) 直流模块交流进线处未安装避雷器, 或避雷器的安装不符合防雷要求。一些老站在早期综合自动化改造时, 设计不是太规范, 有的未安装避雷器, 造成雷电侵入交流电缆经交流回路进入直流模块造成模块损坏。而一些已安装了C级、D级避雷器的变电站其避雷器之间的电缆距离过短使得雷击过电压无法衰减至模块可承受的电压值, 远远大于模块过压保护值, 造成了直流模块损坏。
避雷器分为间隙类、放电管类、压敏电阻类、抑制二极管类、压敏电阻-气体放电管组合类、硅化类等。目前避雷器常用的有氧化锌压敏电阻和气体放电管2种。氧化锌压敏电阻避雷器分为单片压敏电阻避雷器和多片压敏电阻避雷器, 是限压型保护器件, 平时呈现高阻状态, 一旦有脉冲电压, 立即将电压限制到一定值, 其阻抗突变为低阻状态。与气体放电管比较, 它最大的优点是当它吸收脉冲电压时因残压高于工作电压, 不会造成电源的瞬间短路, 同时动作时间比放电管短。气体放电管避雷器分为开放式放电管避雷器和密闭式气体放电管避雷器。气体放电管避雷器虽然具有很强的承受大能量冲击的能力, 但在使用时, 由于气体放电管在放电时残压极低, 近似于短路状态, 对系统的影响较大。模块进线处安装压敏电阻避雷器已能满足防雷保护的要求。为了减小对系统的影响一般采用压敏电阻避雷器, 作为C级、D级避雷器。采用C级、D级多级保护时, 存在着一个前级保护和后级保护如何配合的问题。C级、D级避雷器这两级避雷器之间为了能够满足配合要求, 必须保持足够的距离, 以利于两级避雷器之间的配合。保证C级避雷器先于D级避雷器动作, 泄放部分雷电的能量, 限制残压, 之后再由D级避雷器动作进一步泄放雷电的能量, 限制残压, 从而使进入直流模块的电压限制在模块能够承受的范围以内, 保护直流模块不受损坏。
1.2 直流模块发生异常原因
风冷型模块长期运行后积攒灰尘过多, 影响散热。风冷型直流模块通过风扇的转动散出模块内部由于元件工作所产生的大量热量。模块具有过温保护功能, 当模块的进风口被堵住或环境温度过高导致模块内部的温度超过设定值时, 模块会过温保护, 模块无电压输出。当异常条件清除、模块内部的温度恢复正常后, 模块将自动恢复为正常工作。因此当模块由于长期运行进出风口积聚大量灰尘造成散热不良时会使温度过高, 过温保护动作模块不在输出, 必然加重其他正常模块的负荷供给。随着负荷的加重增加模块异常的机率。即使温度没有超过设定值时, 长期的高温也会影响模块的正常使用寿命。
2 直流电源模块故障的处理
(1) 模块过负荷损坏其主要原因是并列模块间的负荷电流不平衡造成的, 为了保证模块间的均流, 在安装调试时通过调节各模块的输出电压, 使其输出电压基本达到一致, 实现各模块间的负荷分配的平衡。在验收时应该严格把关保证各模块输出电流的平衡。在平时巡视时应注意查看各模块的电流是否在允许的偏差范围内 (自主均流法的模块间输出电流不平衡度±3%。) , 如超出范围及时检查模块并查找原因, 杜绝并列模块间的负荷电流不平衡度超出允许的范围的情况发生, 从而防止直流电源模块因负荷电流不平衡而造成损坏。
(2) 交流进线处加装合格的C级和D级两级避雷器, 加装的C级、D级避雷器之间应保持5 m以上距离, 以利于限制雷电波的残压, 有效地防止过电压的冲击, 保障电源系统正常工作。在满足防雷要求的情况下, 选用性能更加优良的氧化锌压敏电阻避雷器。加装氧化锌压敏电阻避雷器时前端要串接相应容量的断路器 (可发出遥信信号) 来提高直流系统可靠性。
断路器的作用:在避雷器损坏时, 方便更换;在避雷器发生老化时, 避免发生对地故障。避雷器损坏, 避雷器与母线间的断路器跳闸后就可以及时发信, 为及时发现异常和缩短故障处理时间提供便利。巡视时要注意查看避雷器是否完好有无异常, 接地引线是否完好接地。
(3) 巡视时注意直流电源模块的散热情况, 如发现散热不正常, 温度过高及时检查并查找原因。经常对直流电源模块进行除尘工作。如发现直流电源模块长期运行以致于积聚灰尘过多的必须立即进行除尘, 保持模块进出风口的通畅, 保证直流电源模块的散热正常, 防止由于滤网及风扇积灰, 导致散热不良引起直流电源模块的损坏。同时也要保持直流屏的通风散热。注意直流屏安装场所的环境温度, 温度过高时及时开启空调。通过以上措施保证直流模块有良好的运行环境。
3 结语
通过这次检查整改, 消除了直流模块发生故障以及异常的原因, 降低了变电站内直流模块故障次数, 提高了直流系统运行的可靠性, 确保了电网安全运行。
参考文献
[1]郭春生, 王洲.电气控制系统继电保护器的整定与复校[J].科技资讯, 2006 (18)
[2]张胜发, 向龙, 姚国顺.模块化直流电源并联均流控制方法[J].电源世界, 2007 (8)
交直流控制模块 篇8
关键词：柔性直流输电,子模块,三重冗余,接口装置
0 引言
模块化多电平柔性直流输电 (MMC-HVDC) 是一种基于电压源型换流技术 (VSC) 的新型高压直流输电技术[1,2]。除了具有传统高压直流输电优点外, 柔性直流输电系统还可直接向远距离的小型孤立负荷供电, 连接分散电源, 运行控制方式灵活多变, 可实现有功功率和无功功率的解耦控制, 提高电能质量[3]。因此, 柔性直流输电技术在孤岛供电、城市电网供电、分布式能源并网等方面具有良好的应用前景[4]。
采用模块化多电平技术路线的柔性直流输电换流阀由功率子模块串联组成, 系统电压等级越高, 每桥臂需要串联的子模块个数越多, 一般来说, 需要几百甚至几千个子模块串联[5]。由于子模块接口装置直接控制功率子模块, 因此子模块接口装置的可靠性直接关系着换流阀的运行安全。本设计的子模块接口装置其接口控制单元采用三重冗余设计, 增加了一套冗余控制单元, 同一接口单元中任意一个或两个接口控制板发生故障, 均不影响系统的正常运行。与传统的两重冗余系统相比, 大大减少了因控制系统故障导致系统停运的次数, 提高了系统运行可靠性。装置采用模块化的硬件设计, 能够根据具体工程需要进行配置, 可满足不同容量MMC-HVDC工程需求。
1 硬件设计
子模块接口装置与其它设备的信号连接关系如图1所示。
设计的FCK303型子模块接口装置采用6U高度机箱, 共包括8个接口单元, 每个接口单元可控制16个功率子模块, 一个装置可控制128个子模块。
FCK303控制单元硬件设计为接口控制板, 安装在机箱正面, 每个接口单元中包含3个冗余的接口控制板, 如图2所示。
FCK303机箱前后均可安装插件, FCK303与功率子模块的接口为光纤接口, 位于机箱背面, 与桥臂控制器的接口采用光纤接口, 位于机箱正面 (接口控制板上) 。
1.1 接口单元
每个子模块接口单元由2个光收发板 (LER) 、3个接口控制板和背板信号转接端子组成, 如图3所示。其中背板位于机箱中部, 3个接口控制板从机箱前面插在背板上, LER板从机箱背面插在背板上。两个LER板左右排放, 占用两列插件位置, 3个接口控制板上下排放, 占用1列插件位置。
1.2 光收发板
每个光收发板 (LER) 连接8个子模块, 与每个子模块分别用两根光纤连接, 一根发送, 一根接收。
光收发板主要实现的功能包括:光电信号转换;接口控制板的“三取二”、“二取一”、“一取一”信号选择。
每块LER板都有两个CPLD芯片, 各处理4个子模块的控制信号选择和发送。共有8收8发16路光纤接口, 接收信号经过光电隔离后直接接到3个接口控制板上, 极控控制系统发出的信号要先经过CPLD进行逻辑处理 (主要是“三取二”、“二取一”、“一取一”的逻辑) , 再通过发光管接到子模块。
图4为光收发板的结构框图, 仅画出了1对收发信号, 其余7对收发信号的连接方式与此相同, 每4个光发射口连至一个CPLD, 每个光接收口分别进行电气隔离连至三个接口控制板。
1.3 接口控制板
接口控制板实现的功能包括:对16个子模块的光通信编/解码 (经过背板和光收发板) ;与桥臂控制单元的数据通信接口实现;通过一路以太网接口向监控后台传送监控信息。
接口控制板结构如图5所示。接口控制板采用FPGA作为核心处理单元, 型号为EP3C40, 光通信的编/解码工作通过FPGA完成, 是连接光收发板所接的16个子模块到桥臂控制单元的中转环节;通过2收2发光纤与桥臂控制机箱进行通信。
为方便调试, 采用一片ARM芯片作监控处理, 型号为LM3S9B96, 从ARM上引出1路RS-485接口, 1路以太网接口。ARM与FPGA之间通过数据总线和地址总线进行数据交互。
1.4 电源板
电源板负责装置的电源分配, 输入输出都为24VDC, 通过背板为接口控制板和LER板供电, 结构如图6所示。
2 软件设计
2.1 冗余逻辑
子模块上传的信息在LER板上经信号转接, 分成3路分别发送给3个冗余的接口控制板, 3个接口控制板下发的控制指令和使能信号CTRL-EN都发送到LER板的CPLD, 经CPLD进行冗余逻辑处理后, 选择一路控制指令发送到子模块。因此, 冗余逻辑的处理在LER板的CPLD中完成。
接口控制板对自身的工作状态进行自检, 并通过控制使能信号CTRL-EN把自检结果发送到LER板的CPLD。控制使能信号CTRL-EN为“1”表示该接口控制板工作正常, 否则, 表示该接口控制板故障, CPLD认为其输出的控制指令无效。
当3个接口控制板都工作正常时, CPLD对控制指令输出执行“三取二逻辑”, 即输出三个值里面至少两个相同的值, 其逻辑组合如表1所示, 其中1表示与其余系统值相同, 0表示与其余系统值不同;当任意一个接口控制板故障时, CPLD执行“二取一逻辑”, 按照控制系统优先级选择输出值, 优先级顺序设置为:控制板1>控制板2>控制板3, 其逻辑组合如表2;当任意两个接口控制板故障时, CPLD执行“一取一逻辑”, 其逻辑组合如表3。
当3个接口控制板都工作正常时, 有可能出现三个冗余系统的输出都不一致的情况。发生这种现象时, LER板的CPLD会发送错误信号ERR到接口控制板, 并且丢弃本次数据, 仍将上一控制周期的控制指令发送给子模块。如果三个冗余系统的输出都不一致的情况超过连续20个控制周期, 则LER板会向阀控系统发送紧急故障信号MFAULT, 申请换流阀闭锁。
2.2 软件流程
设计的子模块接口装置的软件处理流程如图7所示。冗余逻辑选择流程如图8所示。
系统的控制周期设计为30μs, 各控制单元的时序分配如图9所示。
3 试验验证
设计的子模块接口装置装配在许继集团自主研制的MVCE200型柔性直流输电阀控设备上, 控制周期为30μs, 每个桥臂装配2个子模块接口机箱, 单桥臂共连接子模块256个, 电平数为257。在阀控动模试验平台和RT-LAB数字物理混合测试平台上通过所有试验项目的测试。试验中, 通过拔光纤或断电制造任意一个或两个接口控制板故障, 系统仍可正常运行, 实测子模块接口装置的输出逻辑与设计相符。
(1) 子模块AD采集与数据转换 (2) 子模块向LER板发送电容电压与运行状态信息 (3) LER板将8个子模块数据打包发送给3个冗余系统的接口控制板 (4) 接口控制板将16个子模块数据发送给上层控制系统 (5) 上层控制系统进行电容电压排序等数据处理算法, 并产生每一个子模块的控制指令 (6) 接口控制板接收并转发所控16个子模块的数据 (7) LER板接收3个冗余控制指令, 并经逻辑选择后, 将控制指令发送至每一个子模块 (8) 子模块执行控制指令
4 结语
实际测试结果表明, 所设计的子模块接口装置中任意一个或两个接口控制板发生故障, 均不影响系统的正常运行, 相比一般采用的两冗余系统, 大大提高了系统可靠性。模块化设计的硬件配置, 可以很方便地进行组合, 满足各种电压等级的柔性直流输电系统要求。
参考文献
[1]姜喜瑞, 贺之渊, 汤广福, 等.基于多agent架构的高压大容量柔性直流输电阀基控制技术研究[J].中国电机工程学报, 2013, 33 (28) :59-66
[2]王姗姗, 周孝信, 汤广福, 等.模块化多电平电压源换流器的数学模型[J].中国电机工程学报, 2011, 31 (1) 1-7
[3]李响, 王志新, 刘文晋.海上风电柔性直流输电变流器的研究与开发[J].电力自动化设备2009, 29 (2) :14-20
[4]刘钟淇, 宋强, 刘文华.基于模块化多电平变流器的轻型直流输电系统[J].电力系统自动化, 2010, 34 (2) :53-58
一款控制模块备用电源的设计 篇9
关键词：备用电源 过欠压检测 Mulitisim
中图分类号：TL503.5 文献标识码：A 文章编号：1674-098X（2016）07（b）-0000-00
1.引言
为了防止控制模块的直流27V供电电源输出出现异常时，对控制模块造成的数据丢失、电子设备及后级负载的损害等问题，考虑一路备用电源是十分必要的[1]。本文中选用一款蓄电池作为备用电源，当供电电源输出出现中断或异常时，蓄电池仍可以持续一定时间给控制模块供电，既保证了控制模块的数据不会丢失，同时减少了对电子设备及后级负载的影响。此外，备用电源要具有对蓄电池的充电功能，还要实现27V电源与蓄电池的切换功能，以及对蓄电池充放电的过欠压检测和对供电电源的异常检测等保护功能。
2.工作原理
当27V直流电源正常时，直接给控制模块供电，同时给蓄电池组充电；当27V直流电源异常时，切换电路将电路切换到蓄电池组供电。当蓄电池组作为控制模块供电电源时，必须实时监测蓄电池组的放电电压，当电压降到设定阈值时切断电路，以免电池损坏。
在检测电路中，必须达到以下效果：27V直流电源给蓄电池组充电正常时，发光二极管D7灯亮，直至充满D7灯灭；27V直流电源异常时，电路切换到蓄电池供电，发光二极管D6开始闪亮，待蓄电池组放电至欠压D6灯灭，进行光报警，备用电路原理图如图1所示。
3.组成
本文设计中，备用电源主要由蓄电池组和监测控制电路模块两大部分组成。其中，蓄电池组主要由两个12V蓄电池串联而成，监测控制电路模块主要由充电电路、欠压检测电路、过压检测电路以及切换电路等组成。备用电源原理框图如图2。
3.1蓄电池组
铅酸蓄电池由于其制造成本低，容量大，价格低廉而得到广泛的应用[2]。但是，若使用不当，其寿命将大大缩短。因此为有效延长蓄电池的使用寿命，在本电路中主要设计了对电池充放电时过欠压的控制电路。
选取2块免维护铅酸蓄电池12V1.3AH/20HR串联使用。蓄电池组放电时间按式（1）计算[3]。
Q ……………………………… （1）
式中：
Q——蓄电池容量（Ah）（取值1.3Ah）
K——安全系数（取值1.25）
I——负载电流（A）（取值0.4A）
T——放电小时数（h）
t——蓄电池最低环境温度（℃）（取值15℃）
η——放电容量系数（取值0.76）
α——蓄电池放电温度系数（取值0.008）
由式 （1）可得电池放电时间约为2h，满足备用电源延时要求。
3.2监测控制电路模块
a）充电电路
备用电源电路原理图如图1所示， 27V直流电源由MOS管控制给蓄电池充电，在27V直流电源正常时，给控制模块供电，同时蓄电池处于充电状态，此时发光二极管D7灯亮，直至充满D7灯灭。
b）电池欠压监测电路
在蓄电池正常工作一段时间后电池电压下降，当下降到保护值（电压<20V）时，必须关闭电池供电电路，可能会影响电池寿命，甚至导致电池损坏。因此对电池电压进行监测并采取相应的保护措施是十分必要的。如图1所示，放电欠压终止由电压比较器U1B控制，电阻R7、R8串联采样充电电压接到比较器U1B的反相端，同向端接TL431提供2.5V的基准电压，当放电电压低于20V时，U1B输出高电平，Q1导通，继电器（常开）断开，蓄电池停止放电。
c）电池过压监测电路
充电过压监测是为了防止蓄电池过充，从而延长蓄电池寿命，同时也能防止过充造成不必要的危险。如图1所示，充电过压（电压﹥27.6V）终止由电压比较器U1A控制，电阻R1、R2串联采样充电电压接到比较器U1A的反相端，同向端由TL431提供2.5V的基准电压，当电池电压高于27.6V时，比较器U1A输出低电平，Q2截止，Q3导通，MOS管Q4关断，电池停止充电。
d）切换电路
当27V直流电源异常时，切换电路切换到蓄电池工作状态，实现不间断供电。由于需要通过功率器件——继电器来切换，而功率器件的切换是需要动作时间的，因此在本电路设计中，如图1所示，对控制模块电源输入端并联大电容来弥补切换中断时间时的电源供电，从而确保控制模块零中断工作。
4.结束语
通过对控制模块备用电源的合理设计，可完成备用蓄电池的充电、过欠压监测与光报警及其切换等功能，实现了对控制模块的不间断供电，提高了工作效率。
参考文献
[1] 殷小明.应急电源与备用电源的设计[J]，现代建筑电气，2012年04期
[2]吴浩亮，张明锋，陈波等.中国铅酸蓄电池行业现状与展望[J].工程建设与设计，2011年07期
交直流控制模块 篇10
在直流集成光伏模块发电系统中,每个光伏组件与其自身的DC/DC变换器集成在一起组成光伏模块,该模块能够实现各自的最大功率点跟踪,而不影响其他模块,有效地提高了光伏系统的能量利用率。且模块能够即插即用,便于组合,受到了研究者们的青睐
与光伏组件集成的DC/DC变换器拓扑通常有Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk四种
然而,由于光照不均,灰尘等影响常使各光伏模块功率不均衡
本研究提出一种基于Boost/Buck直流集成光伏模块串联系统。该系统通过载波重叠的调制方式调节变换器的开关管,合理设计载波的重叠区域,使得串联系统中的各光伏模块在Boost,Buck或Boost/Buck模式之间自动切换,能有效减小甚至消除串联集成模块之间的相互影响。同时与传统变换器相比,输出电压与输入电压同极性,且工作效率和传统Buck、Boost电路相当。
1 光伏集成Boost/Buck变换器工作模式
直流集成光伏模块串联系统及其Boost/Buck变换器如图1所示。
图1 直流集成光伏模块串联系统及其Boost/Buck变换器
图1(a)中的DC/DC变换器由Boost和Buck变换器级联而成,如图1(b),该变换器输出电压和输入电压同极性。在直流集成光伏模块串联系统中,根据各模块输出的功率情况,合理控制各模块集成的Boost/Buck变换器,使其工作在升压或者降压模式,以使每个集成模块仍工作在自身的最大功率输出状态,从而在宽范围内实现了系统的最大功率跟踪。
对于N个光伏集成模块串联的系统,每个直流模块的输出电压可表示为
式中:Pi—单个集成模块的输出功率,当忽略变换器的功率损耗时,近似等于光伏组件的输出功率;Udc—直流母线电压。
式(1)表明每个集成模块的输出电压和其输出功率成正比。
本研究通过控制Boost/Buck变换器的输入电压(即光伏模块最大功率点电压)来实现MPPT,因此需要根据集成模块的输出电压不断调节Boost/Buck变换器的电压变比k。当光伏模块最大功率点电压高于集成模块的输出电压时,应降低电压变比k直至跟踪到最大功率点;当光伏模块最大功率点电压低于集成模块的输出电压时,应升高电压变比k直至跟踪到最大功率点。
本研究探讨了当调节k使得光伏模块工作在最大功率点时,开关管T1和T2的工作状态。
在图1(b)电路中,设T1和T2的导通占空比分别为d1和d2,则Boost/Buck变换器的电压变比(输出电压V0和输入电压Vin之比)可表示为:
相对于传统的Boost、Buck直流变换器,本研究的Boost/Buck变换器存在2个开关管,其电压变比k是d1和d2的二元函数,d1∈(0,1),d2∈(0,1)。由式(2)可知,对于某一个特定的k,存在无数对(d1,d2)。为了选择合适的(d1,d2),可以从开关损耗、电感电流纹波等角度来考虑。
电压比k一旦确定,即使对于不同的(d1,d2),变换器的输入输出电压、电流也是不变的。
1.1 考虑开关损耗
器件的开关损耗由导通电流、关断电压、开关频率决定。假定开关频率不变,导通电流和关断电压越小,则开关损耗就会越小。由图1(b)可知,电感L1,L2的电流分别由输入和输出电流决定。而对于确定的电压变比k,不同的(d1,d2)输入输出电流相同,两个开关管的导通电流可以认为相同。因此只需讨论不同的(d1,d2)对开关管关断电压的影响。
T1的关断电压为:
T2的关断电压为:
由式(3)和式(4)可得,为了让T1,T2的关断电压降低,d1应尽可能减小,d2应尽可能增大。结合式(2)分析,当k<1时,d1最小为零,d2最大为k,即T1一直关断,T2处于开关状态,只有后级Buck电路工作,变换器工作在Buck模式。当k=1时,d1最小为零,d2最大为1,此时T1一直关断,T2一直导通,变换器工作在直通状态。当k>1时,d1最小为1-1/k,d2最大为1,此时T1处于开关状态,T2一直导通,只有前级Boost电路工作,变换器工作在Boost模式。
1.2 考虑电感电流纹波
电感电流纹波会增大线圈铜耗和磁芯损耗,对于同样直流偏置电流和纹波频率,纹波幅值越小,电感损耗就会越小。
电感L1的电流纹波大小可表示如下式:
式中:Ts—开关周期。
电感L2的电流纹波大小可表示为:
由式(5,6)可得,为了让电感L1和L2的电流纹波最小,应使d1尽可能减小,d2尽可能增大。与(1)中考虑开关损耗类似,可以得到:当k<1时,变换器应工作在Buck模式;当k=1时,变换器应工作在直通状态;当k>1时,变换器应工作在Boost模式。
综合以上讨论可知,为了使得开关损耗和电感电流纹波最小,当k>1时,变换器应工作在Boost模式;当k=1时,变换器应工作在直通模式;当k<1时,变换器应工作在Buck模式。
从而可以看出,光伏集成Boost/Buck变换器,工作模式可在Buck和Boost之间切换,能够在宽范围内实现MPPT,并且能够实现输出和输入电压同极性,这是相对于传统变换器的一大优点。
2 光伏集成Boost/Buck变换器调制方法
图1系统中Boost/Buck变换器包含两个开关管,为了使变换器能够在Buck和Boost两种模式之间切换,借鉴文献
载波重叠PWM调制方式如图2所示。
图2 Boost/Buck变换器载波重叠PWM调制
图2中,Vtri1和Vtri2是频率和相位均相同的两列三角载波信号,该载波信号与控制模块输出信号相调制,从而得到两路频率相同的PWM驱动信号。载波Vtri1的幅值增加偏置ΔV,使得Vtri1和Vtri2的幅值部分重叠,重叠区域的存在可以使得变换器在模式切换时平滑过渡。当调制波的信号大于载波时,开关管导通;当调制波的信号小于载波时,开关管截止。因此,当调制波的幅值较小时,调制波与三角波Vtri2比较得到开关管T2的PWM驱动信号,此时调制波的幅值小于三角波Vtri1的最小值,因此开关管T1始终截止,电路工作在Buck模式。当调制波的幅值较大时,调制波与三角波Vtri1比较得到开关管T1的PWM驱动信号,此时调制波的幅值大于三角波Vtri2的最大值,开关管T2始终导通,电路工作在Boost模式。当调制波幅值在重叠区域时,开关管T1、T2都处于开关状态,电路工作在Boost/Buck模式。因此,通过改变调制信号的大小,电路可以在3种工作模式之间自动切换。
当调制波幅值在重叠区域时,电路工作在Boost/Buck模式,T1、T2都处于开关状态,很显然,相对于Buck模式和Boost模式,Boost/Buck模式的损耗更大。为了提高工作效率,载波重叠区域X应尽可能小。另一方面,若X<0,即两路载波不重叠时,调制信号在过渡区间对电压变比不起作用,因此要使得变换器在不同工作模式之间平滑切换,两路载波Vtri1和Vtri2的重叠区域X不能无限小,即存在一个最小值。
假设两路载波的幅值都为1,开关管开通延时对应的占空比为dz1,关断延时对应的占空比为dz2,则最小重叠区域为:
若取开关管的导通延时和关断延时为0.5 us,则对于20 k Hz的开关频率,载波幅值为1时,载波重叠区域的大小最小应为0.02。当重叠区域X>Δ时,调制信号dctrl和增益呈现出单调的单值对应关系。调制信号dctrl与开关管实际动作占空比d1、d2的函数关系式:
式中:dctrl∈[0,2-dz1-2dz2];dboost—开关管T1控制信号的占空比;d1,d2—开关管T1和T2实际动作的占空比。
当dz1=dz2=0.01,X分别为-0.1和0.1时,调制信号dctrl和实际电压增益k的关系曲线如图3所示。
图3 调制信号dctrl和实际电压增益k的关系曲线
比较可得,当X<Δ时,曲线会有一个平台;当X≥Δ时,曲线呈现出单调递增特性,在重叠区域平滑过渡。曲线出现平台表明调制信号失去对电压的控制,这增加了系统控制的难度。因此,X的取值应当大于Δ。
3 实验结果及分析
为了验证上述理论分析的正确性,本研究搭建了基于Boost/Buck电路光伏集成串联系统的软硬件实验平台,参数如下:L1=1 m H,L2=1 m H,C1=100μF,C2=470μF,C0=470μF,开关频率fs=20 k Hz。利用Agilent光伏模拟器E 4 360代替光伏模块,负载采用Agilent直流电子负载6 063 B,控制芯片采用DSPT-MS320F28 335。
本研究首先验证系统的宽范围最大功率跟踪工作特性。将光伏模拟器模块与Boost/Buck电路相连构成一个直流集成光伏模块,负载连接电子负载。设置光伏模拟器的IV曲线参数为:(Vmpp,Impp,Voc,Isc)=(40,2,50,2.5),Vmpp,Impp分别表示最大功率点电压和电流,Voc,Isc分别表示光伏模块的开路电压和短路电流,电压、电流单位分别为V和A,以下同。
将电子负载设置为电压模式,实验过程中调节电压,使得Boost/Buck输出电压在60 V和20 V之间跳变。测得光伏模拟器输出电压电流功率和负载电压波形如图4所示。
图4 光伏模拟器输出电压、电流、功率和变换器输出电压波形
图4中,输出电压Vout由60 V变成20 V,再变回60 V。整个过程中,光伏模块的输出电压Vpv、输出电流Ipv基本没有变化,变换器始终工作在MPPT,输出功率不变,验证了光伏集成Boost/Buck模块能够在较宽的工作范围有效地跟踪最大功率输出。
为了验证基于Boost/Buck直流集成光伏模块串联系统在不均衡条件下的工作性能,两个光伏模拟器模块分别与各自的Boost/Buck电路相连,Boost/Buck电路输出端串联后接电子负载。两个光伏模拟器的IV曲线初始参数设置为(Vmpp,Impp,Voc,Isc)=(40,2,50,2.5),电子负载设置成恒压100 V。实验过程中将第一个光伏模拟器的参数突变为(Vmpp,Impp,Voc,Isc)=(40,1,50,1.5),测得光伏模块的电压、电流、功率和变换器输出电压的波形如图5所示。
图5 光伏模块输出电压、电流、功率和变换器输出电压波形
从图5(a)可以看出,光伏模块1的最大功率点的电流突降为1 A后,光伏模块1的输出电流突变为约1 A,输出电压不变,输出功率约为40 W,可见此时模块1工作在最大功率点,其直流变换器的输出电压降为约35 V。同时在图5(b)中,光伏模块2的输出电压、电流、功率均不变,始终工作在最大功率点,说明模块1的光伏特性变化对模块2的MPPT并无影响,此时直流变换器的输出电压升高为约70 V。比较图5的(a)和(b),直流集成模块的输出电压比约为1∶2,而光伏模块的输出功率比约为40 W∶80 W=1∶2,输出电压和输出功率呈正比,与理论分析一致。
实验说明,基于Boost/Buck直流集成光伏模块串联系统在各模块功率均衡和不均衡情况下都能够实现各自光伏模块的MPPT,不需要额外的能量均衡电路,即能减小甚至消除串联集成光伏模块之间的影响。
4 结束语
本研究探讨了基于Boost/Buck直流集成光伏模块串联系统,按照开关损耗和电感电流纹波最小的原则确定了系统直流变换器的工作模式和基于载波重叠的调制方法,通过合理设置载波重叠区域,实现了系统的Boost、Buck和Boost/Buck切换的工作模式。
实验验证了由Boost/Buck变换器集成的光伏系统具有宽范围的最大功率跟踪特性,基于Boost/Buck直流集成光伏模块串联系统在各模块功率不均衡条件下,每个模块都可以按照各自光伏输入侧的不同工况,控制变换器工作在Boost或Buck模式,从而保证各模块工作在各自的最大功率点,自动消除串联各模块功率不均衡的影响,而不需要额外的功率均衡电路,是一种较好的串联直流集成光伏模块的电路拓扑。
摘要：针对光伏模块在各模块功率不均衡条件下,直流集成光伏模块串联系统最大功率跟踪失衡、系统母线电流受限等问题,提出了一种基于Boost/Buck电路的直流集成光伏模块串联系统,通过对该Boost/Buck电路工作机理和参数对系统性能影响的研究,引入了基于载波重叠的调制方式控制电路的开关管通断,并通过合理设计载波重叠区域,使该系统变换器可根据光伏模块输入侧的不同工况,在Boost、Buck以及Boost/Buck三种工作模式之间自动切换。研究结果表明,该变换器能够实现系统宽范围的最大功率跟踪,并且即使在各模块功率严重失衡的情况下,也能使各模块跟踪到自身的最大功率点,使得各串联光伏模块之间互不影响。
关键词：Boost/Buck电路,载波重叠,最大功率跟踪,直流集成光伏模块
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