电压型PWM整流器

电压型PWM整流器（精选八篇）

电压型PWM整流器 篇1

本文在理论分析的基础上,采用3 种方法对三相电压型PWM整流器进行建模。首先采用基尔霍夫定律和拉格朗日方程建立系统数学模型。系统的数学模型普遍存在“负调现象”[6],对非最小相位系统进行研究,然后采用开关平均周期法建立PWM整流器的开关平均模型,再通过分离稳态分量和小信号扰动量分别得到稳态模型和两相旋转坐标下的相电压和相电流的解耦线性化动态小信号模型。此模型为非最小相位系统模型[7,8,9,10,11]。

1 基于基尔霍夫定律的数学模型

定义开关函数[2,3]

根据基尔霍夫定律网测三相回路有[8,9]

对输出直流电压正极节点有

整流器网测电压三相对称[4]

2 基于拉格朗日方程的数学模型

分析力学通过选择广义坐标作为描述质点系运动的变量,通过数学分析,从系统能量的角度出发来研究具体的力学问题。分析力学广泛应用在一些复杂多变量系统中,其重要理论工具就是拉格朗日方程。

选择广义坐标: 设网侧电感的电荷量分别为qLa,qLb,qLc; 直流侧电容电荷量为qo。由拉格朗日方程[6]

有线圈磁能为; 电源电位能为- q U; 电容电位能为。系统磁场能量与电场能量的满足关系

系统磁场能量为

系统电场能量为

系统耗散能量函数为

以ia,ib,ic,uo为状态变量,两种理论建立数学模型得到相同的数学模型。

三相静止abc坐标系中的数学模型如下

两相旋转dq坐标系下的数学模型为

3 基于小信号理论的数学模型

3. 1 三相PWM整流器的非最小相位特性

非最小相位系统的开环传递函数中含有不稳定环节或延迟环节,系统有位于s右半开平面上的极点或零点。最小相位特性的研究可分析出“负调现象”产生的原因,确定PWM整流器控制系统的结构,有利于控制方法的研究。由于开关函数描述的数学模型为非线性模型,控制器设计困难。所以,本文利用开关周期平均法建立系统平均模型[11],推导其传递函数,研究其非最小相位特性。

3. 2 基于小信号理论建立数学模型

系统建模做如下假设[7]: ( 1) 开关为理想器件,忽略开关的死区时间,忽略电感、电容的内阻; ( 2) 电路中变量的交流分量的幅值必须远小于相应的直流分量[11]。在一个开关周期内电感电流平均值和电容电压平均值及开关函数平均状态量定义如下

得到三相PWM整流器在三相静止abc坐标系下的数学模型如式( 10) 所示。

由开关函数关系得到: 在一个开关周期内,电感电流平均值、电容电压平均值及开关函数平均状态量定义为直流量和扰动小信号交流量[6]。表示为; id= Id+Δid; iq= Iq+ Δiq; uo= Uo+ Δuo; sd= Sd+ ΔSd; sq= Sq+ΔSq。将直流分量代入式( 2) ,求得静态工作点为

忽略电网电动势扰动和网侧等效电阻,将扰动量代入式( 10) 可得小信号数学模型为

由式( 14) 可看出,dq轴电流相互耦合,为解决这一问题,可采用解耦控制。改变d轴电流控制器的输出为,q轴电流控制器的输出为,系统中耦合项ωLΔiq,ωLΔid被抵消[11],可得到等效电路如图2 所示。

由于稳态iq= 0 时,并对式( 14 ) 进行拉氏变换,可得

输入对于d轴电流输出传递函数为

传递函数的零点在s平面左半平面,输入对于d轴电流输出是最小相位。输入对于直流电压输出传递函数为

稳态下即为输入对于直流电压输出的非最小相位系统。

经解耦后三相电压型PWM整流器小信号模型等效为两个并联的DC /DC升压变换器。电流环路的设计可按单输入单输出系统设计,给控制器的设计带来了便利[7]。

4 结束语

在传统的基尔霍夫定律和拉格朗日方程的基础上,采用小信号理论对三相PWM整流器进行建模,更好的掌握系统特性,便于实现对系统的更好控制。

摘要：整流器模型建立直接影响控制策略,通常系统采用基尔霍夫定律和拉格朗日方程建立数学模型,其状态变量间存在耦合。文中针对开关函数描述的数学模型为非线性且控制器设计困难的特征,采用开关周期平均法建立系统平均模型,分离扰动得到稳态模型和线性时不变的小信号模型。结果表明,小信号模型较传统模型更有利系统控制器的设计。

电压型PWM整流器 篇2

摘要：针对传统滑模变结构控制在三相电压型PWM整流器中应用时参数摄动所引起的抖动现象，提出一种改进PID神经网络的滑模变结构在线控制方法，将PID三个参数作为神经网络隐藏层的神经元，利用PID算法响应快、无静差的特点以及神经网络的在线自学习能力，实时对滑模趋近律参数进行修改，从而缩短系统状态进入滑模面的时间并减小抖动。对选取的价值函数进行改进，使算法不会陷入局部最优而逼近全局最优解，并对系统的全局稳定性进行分析。通过仿真和实验验证，结果表明该方法能使系统全局稳定，抖动有明显削弱且具有更好的动态响应。

关键词：PWM整流器；滑模变结构；PID神经网络；趋近律；全局最优解

中图分类号：TM46 文献标识码：A

1引言

在电力电子技术应用领域中，PWM整流器具有实现能量双向流动、直流侧电压恒定、电网谐波低、功率因素可调等特点，因而得到了广泛使用。近几年，针对PI控制器的缺点提出了一种滑模变结构控制（SMVSC）策略，其物理实现简单，对参数变化和扰动不灵敏，响应速度快，适用面广，能够很好的应用于PWM整流器中，然而滑模变结构控制在本质上的不连续开关特性将会引起系统的抖振，使得稳定性降低的同时增加了控制器的运算量。

针对滑模变结构控制中的抖振现象，本文提出了一种改进PID神经网络复合控制（PIDNN）与滑模变结构相结合的控制方案，相比于传统滑模变结构控制，新的方案具有实时性好，无需精确的数学模型，鲁棒性强，在数字信号处理器（digital signalprocessor，DSP）上易于实现，能够很好的减小系统抖振等特点。

2三相电压型PWM整流器数学模型

三相电压型PWM整流器主电路如图1。图中e_a、e_b、e_c为相位互差120°的三相交流电压，i_a、i_b、i_c为三相交流侧电流，R为交流侧等效电阻、L为滤波电感、U_dc为直流侧电压，i_L为负载电流，R_L为负载电阻，C为负载电容，以及s_a、s_b、s_c为整流器IGBT的开关函数。

由于三相静止坐标系下的数学模型具有非线性时变特性，不利于控制系统的设计。根据功率不变原则，将三相静止坐标系下的数学模型转换到d-q同步旋转坐标系，转换后的数学模型如下：

式中：e_d、e_q为交流侧电动势的d、q分量；i_d、i_q为交流侧电流的d、q分量；s_d、s_q为整流桥d-q坐标系下的开关函数。

3双闭环滑模变结构控制算法设计

3.1电压外环滑模面的选取与计算单元的设计

滑模变结构控制器设计主要包括两个环节，一是滑模面的选取，其次是趋近律的设计。

在三相VSR双闭环控制系统中，内环有功电流i_d是电压外环计算所得到的内部变量，则在系统滑模面的设计时需要控制的变量为外环电压U_dc和内环无功电流i_q。为了使得输出直流电压稳定在给定值，需满足等式U_dc=U_dcref。设计如下滑模面：

根据式（1）将电压状态变量表达式带入式（2），得：

3.2电流内环无功电流i_q滑模面选取

为了满足系统在单位功率因素下运行，设计滑模面如下：

3.3趋近律的选择

为了使系统状态更快到达切换面且改善趋近运动的动态品质，本文采用了满足存在性、可达性和稳定性要求的指数趋近律进行趋近，令：根据式（1）可得如下状态方程：

根据式（1）、（6）、（7）、（8）、（9）可以得出滑模控制律为：

在指数趋近律公式中，kS可以保证系统状态偏离切换面很远时，以较快的速度到达滑模面。当S趋近于0时，kS趋近于0，但是由于Lεsgn（S）并不趋近于0，使得S也不趋近于0，而且系统参数和电力电子开关器件都具有一定的滞后性，造成系统状态在滑模面上来回的运动，从而产生颤振的现象。所以对于Lεsgn（S）中系数e的选择变得极其重要，若ε选择太小，会使得系统达到滑模面的速度过慢，若ε选择太大，则会使得系统出现超调甚至不稳定的现象。

为了解决上述问题，设计了一种改进PID神经网络控制器，实时对趋近律参数进行调整，最大限度的减小抖动。

4改进PID神经网络控制器设计

4.1PID神经网络控制系统结构

PID神经网络是一种多层前向神经网络，与一般神经网络的不同点在于隐藏层的选择上。一般神经网络中神经元的输入一输出特性都是静态的相同的，而PID神经网络的隐藏层由比例元、积分元、微分元组成，将PID控制规律融入到神经网络中，它具有PID控制器响应快、超调小、无静差的特点和神经网络的在线自学习能力，同时也克服了一般神经网络中的许多缺点。由于PIDNN结构简单，实现较易，采用DSP等芯片进行实现，算法运算量不大，因此可以很好的使用在实际工程应用。PIDNN结构形式如图2所示。

控制器采用2-3-1的3层BP神经网络，输入层输入分别为给定值r（k）和实际测量值y（k）。

输入层状态函数为：

式中：l、p、q为输入的最大限制值。

神经网络中权值是由价值函数进行训练更新的，若对初始权值选择不当，很难保证系统的稳定性且容易陷入局部最优解。针对这个问题，本文选取的价值函数为李亚普诺夫稳定性判据所要求的S-ke+e=0条件，后面证明了其不存在局部最优解问题：

在三相PWM整流器系统的PIDNN控制器中，两个输入信号分别为给定信号和实际测量信号，输出信号为滑模趋近律增益ε。通过不断的运算，直到E为一个无限趋近于0的正数时学习训练结束，此时已满足系统稳定性要求。在算法中将输入层到中间层的权值设定为定值：[w_1i，w_2i]=[1，-1]，i=1，2，3，即给定信号与实际测量信号的误差作为中间层神经元的输入，不进行更新，从而减少了整个系统的计算量。中间层到输出层的权值通过不断的训练得到，其训练公式为：

4.2局部最优解问题

在BP神经网络权值更新时，算法最大的问题就是停留在局部最优解上。根据系统不存在局部最优解的条件：当一个函数的二阶导数不随着变量改变其符号时，说明函数变量的曲率符号不变，该系统不存在局部最优解。根据所选取的价值函数（21），可证明其不存在局部最优解。

将所选价值函数对权值求二阶偏导数：

由式（32）可以看出对所选价值函数求二阶偏导数其符号始终为正，则该函数不存在局部最优解，但由于神经网络是一种启发式算法，不能够得到精确的全局最优解值，但是可以逼近于全局最优解，则所得到的解为全局最优解或次优解。

4.3系统稳定性分析

使用李亚普诺夫函数来判断系统的稳定性，这里选取与价值函数相同的式子来做判断：

由此可以看出，当学习步长足够大时，V为负定，此时的系统是稳定的。但在实际应用中，当把学习步长取的太大时，对系统的稳定性会产生一定的影响。根据上述分析，可得到三相PWM整流器PIDD-SMVSC控制原理图如图3。

5系统仿真结果及分析

利用Matlab/Simulink平台搭建了三相电压型PWM整流器的仿真模型，以本文所提出的方法与传统滑模变结构控制算法进行仿真对比，验证其算法的有效性和优越性。系统仿真主要参数为：380V/50HZ正弦交流电输入，700V直流电压输出，交流侧电感为4mH，等效阻抗为0.15 Q，直流侧负载电阻为49Q，电容为235μF。为了使得仿真结果和实物实验时的参数基本保持一致，选择开关频率为12kHz。

改进PID神经网络滑模控制直流电压输出波形如图4（a）所示，传统滑模控制直流电压输出波形如图5（a）所示。从两幅图的对比可以看出，输出直流电压波形都几乎没有超调，但传统滑模变结构控制达到稳态的时间要长，当达到稳态后，传统滑模控制的电压值会在给定电压±6V之间来回抖动，使得输出直流电压质量不高。由改进PID神经网络滑模控制算法的仿真波形可以看出，在稳态时的抖动只有±0.05V左右，相比传统滑模控制方法有明显的削弱，控制效果更好。

为了进一步的验证改进PID神经网络滑模控制的动态性能，分别对负载突变和电压给定值变化的情况进行了仿真实验。图6给出了负载突变时的波形，当系统直流电压稳定后，在0.15S时将负载由50%额定值增至100%额定值。由图可以看出直流输出电压经过0.003S恢复至稳定值且电流平稳的过渡到新的稳态值。

图7给出了电压给定突变时的仿真波形，当系统稳定后，0.1S时电压的给定值由700V突变至650V，由图7（a）仿真波形可以看出经过0.01S后到达新的稳定状态，由图7（b）可以看出交流电流也很好的过渡到新的稳态，使得电压突变后同样保持在单位功率条件下运行。

上述所做的仿真实验验证了本文所提出方法的正确性和优越性，相比传统滑模变结构控制能够更好的消除抖振且具有良好的鲁棒性。

6实验结果

为了验证仿真结果的正确性，搭建了以TSM320F2818为主控芯片的实验样机，主要参数如下：直流输出电压为700V，额定功率为IOKW，IGBT采用三菱公司生产的CMIOODY-24H，交流侧绕线电感为4mH，负载功率电阻为50Ω，负载电容由2个4700μF的电解电容串联组成，采用五段式空问矢量技术，其开关频率为12KHz。图8（a）为输出直流电压波形，由于负载端电容的存在，通电瞬间电容侧相当于短路，从而产生很大的冲击电流，所以不能直接进行可控整流，而是首先进行带有软启动的不控整流。不控整流10S后直流电压稳定，再由DSP芯片控制进行可控整流。图8（b）为带载稳态时的A相电压电流波形，由图可以看出，功率因素接近1。图8（c），（d）分别为带载和空载时由不控整流到可控整流时直流电压和交流A相电流波形。图8（e）为在空载稳态运行后转换为带载情况下的直流电压和交流A相电流波形。

7结论

电压型PWM整流器 篇3

目前, 变频器已在各个领域得到了广泛的应用。通用型变频器大多数是AC-DC-AC型, 这种变频器的整流部分为二极管不可控整流。在电动机处于再生发电状态时, 会在直流侧产生过高的泵生电压, 而二极管整流电路的能量传输是不可逆的, 无法实现能量的双向流动, 目前解决泵升电压的办法大多采用制动电阻, 造成了很大的能源浪费。电压型PWM整流器 (VSR) 是一种具有网侧电流正弦波形好、网侧功率因数接近1、系统的动态响应快等特点的新型整流装置, 能实现能量的双向流动, 不但可解决泵升电压问题, 还消除了传统的不控整流电路中的大量谐波, 提高了功率因数, 使得整流电路实现了“绿色”运行, 现已成为电力电子中的热门课题[1,2,3,4]。

PWM整流的控制策略主要分为间接电流控制和直接电流控制。直接电流控制以其快速的电流响应和较强的鲁棒性而得到快速发展, 控制方案主要有电流滞环控制、SVPWM和直接功率控制等。其中SVPWM以其电压利用率高、谐波小、动态响应快的特点被广泛应用。本文主要介绍VSR的主电路拓扑结构, 并对SVPWM算法进行了改进, 通过Matlab/Simulink仿真验证了改进算法的正确性, 且实现了能量的双向流动[5]。

1三相VSR的结构和数学模型

三相VSR由网侧电路、整流器、中间电路和PWM控制器组成, 其拓扑结构如图1所示。

要建立三相VSR的一般数学模型, 通常做如下假设: (1) 电网电动势为三相平稳的纯正弦波电动势; (2) 网侧滤波电感L是线性的, 且不考虑饱和; (3) 功率开关管损耗以电阻Rs表示; (4) 为描述VSR能量的双向传输, 三相VSR直流侧负载由电阻RL和直流电动势eL串联表示。

开关函数描述的一般数学模型是对VSR开关过程的精确描述, 较适合于VSR的波形仿真, 其对应的开关函数sk为

$s{}_k=\{\begin{array}{l}1\text{上}\text{桥}\text{臂}\text{导}\text{通}‚\text{下}\text{桥}\text{臂}\text{关}\text{断}\\ 0\text{上}\text{桥}\text{臂}\text{关}\text{断}‚\text{下}\text{桥}\text{臂}\text{导}\text{通}\end{array}(k=\text{a}‚\text{b}‚\text{c})(1)$

那么三相VSR的一般数学模型为

$\mathit{{\rm Z}}\mathit{X}=\mathit{A}\mathit{X}+\mathit{B}\mathit{E}(2)$

式中:

$\begin{array}{l}\mathit{{\rm Z}}=\left[\begin{array}{cccc}L& 0& 0& 0\\ 0& L& 0& 0\\ 0& 0& L& 0\\ 0& 0& 0& C\end{array}\right](3)\\ \mathit{X}=[i{}_{\text{a}},i{}_{\text{b}},i{}_{\text{c}},U{}_{\text{d}\text{c}}]{}^{\text{Τ}}(4)\\ \mathit{B}=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 1/R{}_{\text{L}}\end{array}\right](5)\\ \mathit{E}=[e{}_{\text{a}}‚e{}_{\text{b}}‚e{}_{\text{c}}‚e{}_{\text{L}}]{}^{\text{Τ}}(6)\\ \mathit{A}=\left[\begin{array}{cccc}-R\hfill & 0\hfill & 0\hfill & -\left(s{}_{\text{a}}-\frac{1}{3}{\displaystyle \sum _{k=\text{a},\text{b},\text{c}}s}{}_k\right)\hfill \\ 0\hfill & -R\hfill & 0\hfill & -\left(s{}_{\text{b}}-\frac{1}{3}{\displaystyle \sum _{k=\text{a},\text{b},\text{c}}s}{}_k\right)\hfill \\ 0\hfill & 0\hfill & -R\hfill & -\left(s{}_{\text{c}}-\frac{1}{3}{\displaystyle \sum _{k=\text{a},\text{b},\text{c}}s}{}_k\right)\hfill \\ s{}_{\text{a}}\hfill & s{}_{\text{b}}\hfill & s{}_{\text{c}}\hfill & -1/R{}_{\text{L}}\hfill \end{array}\right](7)\end{array}$

2能量回馈式VSR的控制原理

能量回馈式VSR采用电压外环、电流内环的双闭环串级结构, 电压外环主要控制三相VSR直流侧电压, 电流内环主要是按电压外环输出的电流指令控制电流, 其控制结构如图2所示。

在一般数学模型中, VSR稳定运行时, 其输入电流都是工频的时间变量, 由于PI电流的增益和带宽有限, 会导致跟踪的电流幅值和相位有误差。如将三相正弦电流变换到与电流基波角频率ω为同步旋转的d-q轴下, VSR稳定运行时输入电流将变成直流量, 且PI调节器的直流增益为无穷大, 这样就实现了电流无差跟踪控制。在同步旋转的d-q轴下的开关函数模型为

$\{\begin{array}{l}L\frac{\text{d}i{}_q}{\text{d}t}+\omega Li{}_d+Ri{}_q=e{}_q-U{}_{\text{d}\text{c}}s{}_q\\ L\frac{\text{d}i{}_d}{\text{d}t}-\omega Li{}_q+Ri{}_d=e{}_d-U{}_{\text{d}\text{c}}s{}_d\\ C\frac{\text{d}U{}_{\text{d}\text{c}}}{\text{d}t}=\frac{3}{2}(i{}_{q}s{}_q+i{}_{d}s{}_d)-i{}_{\text{L}}\end{array}(8)$

式中:sq、sd为d-q轴下的开关函数;iq、id和ed、eq分别为网侧电流和电动势的d-q轴分量。

由图2可知, 三相电流ia、ib、ic经3s/2r变换后, 得到d-q轴下的电流分量id、iq (取d轴为有功分量, q轴为无功分量;改变i*q即可改变功率因数, 当i*q=0时功率因数为1) ;从式 (7) 可看出, 由于d-q轴变量相互耦合, 因而给控制器设计造成一定的困难。为此, 可采用前馈解耦控制策略, 当电流调节器采用PI调节器时, 对ud、uq实现独立控制, 如图2中虚线框所示, 然后通过2r/3s变换, 经SVPWM控制模块得到开关管的脉冲信号, 使电网输入电流为正弦波, 且功率因数可调。

3SVPWM算法的实现

3.1 基本电压空间矢量

三相VSR有8个基本空间电压矢量: (000) 、 (100) 、 (101) 、 (001) 、 (011) 、 (110) 、 (111) , 其中 (000) 和 (111) 为零矢量, 如图3所示。用6个非零矢量和2个零矢量去逼近电压圆, 在三相输入端即可得到等效的正弦波。

根据空间矢量的控制原理, 三相对称的VSR开关输入电压可被视作一个电压空间矢量$\overrightarrow{V{}_{\text{s}}^{*}}$来处理, 利用VSR的8个基本电压空间矢量V0～V7的不同组合合成幅值相同、相位不同的电压空间矢量$\overrightarrow{V{}_{\text{s}}^{*}}$。如图3所示, $\overrightarrow{V{}_{\text{s}}^{*}}$可用V1、V2和V0合成。

6个特定的电压空间矢量在三相正弦电压波形图上的位置如图4所示, 图4还表明了6个扇区所在的区域。由图4可知, 在扇区I中, 有ua>ub>uc;在扇区II中有ub>ua>uc;……

3.2 确定$\overrightarrow{V{}_{\text{s}}^{*}}$所在的扇区

如图3所示, 当$\overrightarrow{V{}_{\text{s}}^{*}}$在第一扇区时, 若$\overrightarrow{V{}_{\text{s}}^{*}}$与V1的夹角为$\theta ‚\overrightarrow{V{}_{\text{s}\alpha \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}$和$\overrightarrow{V{}_{\text{s}\beta \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}$为$\overrightarrow{V{}_{\text{s}}^{*}}$的α、β分量。定义一种新的变量如下:

$\{\begin{array}{l}V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}1}=\overrightarrow{V{}_{\text{s}\alpha \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}\\ V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}2}=\frac{\sqrt{3}}{2}\overrightarrow{V{}_{\text{s}\alpha \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}-\frac{1}{2}\overrightarrow{V{}_{\text{s}\beta \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}\\ V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}3}=-\frac{\sqrt{3}}{2}\overrightarrow{V{}_{\text{s}\alpha \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}-\frac{1}{2}\overrightarrow{V{}_{\text{s}\beta \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}\end{array}(9)$

则扇区号N为

${\rm N}=\text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}1})+2\times \text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}2})+4\times \text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}3})$

根据上述方法判断扇区的仿真模型如图5所示。

3.3 矢量作用时间和切换点时间的计算

传统的SVPWM算法步骤:将合成电压空间矢量在α-β两相直角坐标系下进行分解, 用反正切函数求出合成的相角θ, 根据相角判断出矢量所在扇区并确定电压空间矢量, 再用正弦函数计算各电压空间矢量的作用时间。可见传统的SVPWM算法复杂且计算量大, 计算精度及控制系统的实时性将会受到很大影响。本文采用一种实现SVPWM的快速算法, 有效地简化了计算量。下面分析该算法的原理及实现方法。

对任意一个VSR电压空间矢量, 都可以由其所在区间的2个相邻的非矢量和零矢量来合成, 假设一个电压空间矢量$\overrightarrow{V{}_{\text{s}}^{*}}$在如图3所示的扇区Ⅰ, 由平行四边形法则可得:

$\frac{{\rm T}{}_1}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\mathit{V}{}_1+\frac{{\rm T}{}_2}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\mathit{V}{}_2+\frac{{\rm T}{}_0}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\mathit{V}{}_0=\overrightarrow{V{}_{\text{s}}^{*}}(10)$

式中:T1、T2分别为V1、V2在1个开关周期中的作用时间;Ts为PWM开关周期;T0为零矢量的作用时间, 其表达式为

${\rm T}{}_0={\rm T}{}_{\text{s}}-{\rm T}{}_1-{\rm T}{}_2(11)$

假设$\overrightarrow{V{}_{\text{s}}^{*}}$与V1的夹角为θ, 又因为|V1|=|V2|=2Udc/3, 由几何关系可得:

$\{\begin{array}{l}{\rm T}{}_1=\frac{{\rm T}{}_{\text{s}}}{U{}_{\text{d}\text{c}}}\left(\frac{\sqrt{3}}{2}\overrightarrow{V{}_{\text{s}\alpha \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}-\frac{1}{2}\overrightarrow{V{}_{\text{s}\beta \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}\right)\\ {\rm T}{}_2=\frac{\sqrt{3}{\rm T}{}_{\text{s}}}{U{}_{\text{d}\text{c}}}\overrightarrow{V{}_{\text{s}\beta \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}\end{array}(12)$

式中:Udc为输出端直流电压。

定义X、Y、Z为如下变量:

$\{\begin{array}{l}X=\sqrt{3}\frac{{\rm T}{}_{\text{s}}}{U{}_{\text{d}\text{c}}}\overrightarrow{V{}_{\text{s}\beta \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}\\ Y=\frac{\sqrt{3}}{2}\frac{{\rm T}{}_{\text{s}}}{U{}_{\text{d}\text{c}}}\overrightarrow{V{}_{\text{s}\beta \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}+\frac{3}{2}\overrightarrow{V{}_{\text{s}\alpha \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}\\ {\rm Z}=\frac{\sqrt{3}}{2}\frac{{\rm T}{}_{\text{s}}}{U{}_{\text{d}\text{c}}}\overrightarrow{V{}_{\text{s}\beta \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}-\frac{3}{2}\overrightarrow{V{}_{\text{s}\alpha \text{r}\text{e}\text{f}}^{*}}\end{array}(13)$

则$\overrightarrow{V{}_{\text{s}}^{*}}$在不同扇区相邻电压空间矢量的作用时间T1、T2如表1所示。

在实际应用中, 当电压给定值太大时会出现过调制的现象, 即T1+T2>Ts, 这时需调整电压空间矢量的作用时间。用调整后的电压空间矢量的作用时间T*1、T*2代替原来的T1、T2, 则T*1、T*2的表达式为

$\{\begin{array}{l}{\rm T}{}_1^{*}=\frac{{\rm T}{}_{\text{s}}}{{\rm T}{}_1+{\rm T}{}_2}\times {\rm T}{}_1\\ {\rm T}{}_2^{*}=\frac{{\rm T}{}_{\text{s}}}{{\rm T}{}_1+{\rm T}{}_2}\times {\rm T}{}_2\end{array}(14)$

在选择扇区切换时间时, 需在DSP的事件管理器中设置死区时间, 防止上、下桥臂同时导通。定义:

$\{\begin{array}{l}{\rm T}{}_{\text{a}}=\frac{{\rm T}{}_{\text{s}}-{\rm T}{}_1-{\rm T}{}_2}{4}\\ {\rm T}{}_{\text{b}}={\rm T}{}_{\text{a}}+\frac{{\rm T}{}_1}{2}\\ {\rm T}{}_{\text{c}}={\rm T}{}_{\text{b}}+\frac{{\rm T}{}_2}{2}\end{array}(15)$

根据电压空间矢量所处的扇区不同, 切换时间Tcma、Tcmb和Tcmc的值如表2所示。

4仿真结果及分析

本文用Matlab/Simulink对该能量回馈式VSR系统进行仿真, 主要的仿真参数:交流侧的Em=310 V、直流侧给定电压为600 V、网侧的滤波电感为5 mH、等效电阻为0.5 Ω、支撑电容为4 700 μF、PWM周期为0.000 2 μs、三角波频率和幅值分别为10 kHz和0.000 1。仿真波形如图6～8所示, 从图6可看出, 系统的动态响应比较快, 从0～600 V的直流电压所需要的时间不到30 ms;从图7可看出, 系统工作在整流状态的功率因数接近1、交流侧的电流波形接近正弦波;从图8可看出, 系统从0.08 s开始由整流状态转换为逆变状态, 在逆变状态时系统的功率因数为-1, 达到能量的双向流动, 实现了能量回馈。

5结语

在分析了三相能量回馈式VSR的控制原理的基础上, 采用简化的SVPWM算法进行PWM控制, 并在Matlab/Simulink中进行了建模仿真。仿真结果表明, 系统的动态响应快, 交流侧电流波形接近正弦波, 且可以使能量双向流动, 实现能量回馈。本文采用的简化的SVPWM算法, 计算量小, 具有一定的工程实用价值。

摘要：针对二极管整流电路无法实现能量的双向流动问题, 提出了一种能量回馈式电压型PWM整流器 (VSR) 的设计方案, 在给出了三相VSR主电路拓扑结构及其一般数学模型的基础上, 详细分析了能量回馈式VSR的控制原理, 介绍了改进的SVPWM算法的实现, 并在Matlab/Simulink中建立了仿真模型。仿真结果表明, 该VSR稳定性好、动态响应速度快, 实现了能量的双向流动。

关键词：电压型PWM整流器,SVPWM,能量回馈,VSR

参考文献

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[4]尹忠刚, 钟彦儒, 刘静, 等.基于空间电压矢量的变频器能量回馈系统的研究[J].电力电子技术, 2007 (7) :6-8.

电压型PWM整流器 篇4

在当前环境污染、能源危机不断加重和工业技术的驱动日益强劲的时候,人类社会对化石能源的使用态度越来越谨慎,进而转去寻求其他相对清洁的能源。例如我国光伏产业的飞速发展,电动汽车的不断兴起等等,都是人们不断探索可替代化石燃料的一种创新。而在众多的新型能源中,电力这种相对历史悠久的能源形式则是被使用最为广泛的[1]。可以说,电力的需求已经是一个城市文明和发展的象征。

电能的使用广泛而且电力网络交错复杂,很多的非线性电器使用引入了很大的谐波污染。公用电网中用户使用空调等非线性电力设备越来越多,功率越来越大,带来的谐波污染问题日益严重,治理难度随之加大。与此同时,原有电力补偿装置的老旧,导致了电能质量的下降不可避免。更为严重的是,这些技术问题会影响工业生产的正常运转,给社会生活带来不可估量的影响。

1研究意义

如何提高用电效率、去除污染,更加科学地利用电能来服务于人们的生活和工业生产,一直是各个国家重视并普遍都在进行探索研究的关键问题。特别是在在功功率率半半导导体体开开关关器器件的不断升级换代过程中,电子技术也不断发展,各个行业中使用PWM脉冲宽度调制来控制设备运转的领域众多,而这些装置和设备大部分是交流的,其中包含了对电能的整流[2,3]。大量的整流装置的运转必然导致在电网中产生了极其繁杂的谐波污染和无功功率,电网中出现的谐波污染引起的额外能量损耗以及变压器温度的升高,电力电缆、电容等器件的损坏为代价,同时这种污染还会造成电量统计的失准,引起供电方和用户的经济纠纷。 这种误差带来的影响不容忽视,是当前研究中需要解决的热点问题。

2电网谐波的危害和解决办法

无功功率和谐波污染造成的严重影响主要包括:

1)谐波电流会使电压产生畸变,对电容和导线等电气设备造成不可逆的损坏。

2)引起额外的电能消耗,使电能的利用率大打折扣。

3)以负序量为基础的继电器和自动保护装置会受到谐波的冲击和影响,造成电能计量出现差错甚至自动装置无法正常运转和误操作。

4)造成通信线路和电路系统故障,引发事故。

谐波和无功功率对电网造成的危害主要可以通过两种途径来解决:

1)使用滤波器或者当前广泛安装的静止无功发生器,这些装置的作用主要是削弱谐波和补偿无功, 即起到抑制甚至是消除谐波和无功功率的目的。

2)依靠当前的电子电力技术对电网内的设备进行改造,把谐波和无功功率消灭在发生阶段。

显然,第二种方法是一种新型治标治本的手段。 整流装置不可避免地引入谐波是主要的谐波源之一, 研发低谐波含量和高功率因数的整流器是一种有效的方案[4]。在这个过程中,三相电压型PWM整流器可以实现电能的高效率、科学性的转换,在各种相关系统中有着不可替代的作用。

3PWM整流器的发展和分类

3.1PWM整流器的发展历程

传统的整流手段主要是使用晶闸管相控整流和二极管不控整流这两种技术,它们的缺陷是对储能元件的要求很高,电容和电感的品控需要严格把关。同时,苛刻的条件造成的后果是系统的动态性能在很长一段时间无法得到有效保障。20世纪70年代开始, 人们发现PWM技术在谐波污染消除和无功功率控制上的优势。国外科研机构首先将PWM技术应用于直流电压的整流输出,并且得到了单位功率因数很高、整流交流侧正弦化的稳定结果。但是由于当时电子器件工艺和制造技术的限制,PWM技术在整流器中的应用很长一段时间处于停滞不前的状态。一直到20世纪末,IEEE、IEC以及CIGRE等机构处于对电网谐波问题日趋严重的考量,开始着手制定谐波的标准。而我国国家技术监督局也在1994年制定了《电能质量公用电网谐波》(GB/T 14549—1993)国家标准。从此,PWM整流器开始逐渐大范围研发和使用。

3.2PWM整流器的研究现状

我国关于PWM整流器的研究和制造起步晚于国外,技术积累上也存在较为明显的差距,而其中最为广泛使用的三相大功率PWM整流器的研究一直是难点问题,亟需解决。三相电压型PWM整流器的原理、生产、控制和使用方面包含了许多专业领域的交叉学科问题,例如新能源的高效使用、电力系统的谐波控制手段、计算机技术和通讯技术、以及新型电力电子技术和电力系统的谐波治理等,其中包含的经济效益和社会价值是关系到国计民生的大事,还需要加大力度去研究和了解[5]。

需要注意的是,当前很多对电能质量要求不是很高的场合仍然在使用结构简单的传统整流技术,主要原因是这两种技术相对比较成熟,成本也很低。随着国家对清洁能源和绿色电能技术的倡导和社会需求的提升,PWM技术应用于整流器的方案将成为以后发展的重点。

3.3PWM整流器的分类

PWM整流器根据它们连接的拓扑结构的差异, 可以简单地划分为互为对偶的两类:

1)电流型PWM整流器(Current Source Rectifier), 控制系统比较复杂,能量损失和工作效率都不理想。

2)电压型PWM整流器(Voltage Source Rectifier), 具有电路结构和原理简单、能量损耗相比于电流型PWM整流器低、动态响应速度快、变流效果好等特点。

电压型PWM整流器的这些优点和特性使其一直是大家研究的重点。下面将研究基于三相电压型PWM整流器进行电流控制的算法和实现。

4使用PWM整流器进行电流控制

4.1三相电压型PWM整流器的电流控制算法

国内外对三相电压型PWM整流器的电流控制算法研究很多,成果也层出不穷,不过究其根本,主要还是可以分为电流响应品质很高、速度很快的直接电流控制算法,以及无需电流反馈控制的简单间接电流控制算法这两个基础领域。间接电流控制常应用于对动态响应要求较低的场合,不需要复杂控制结构[6]。其主要缺点体现在其对系统的参数要求较为敏感,对电流的动态响应速度较慢,有时候甚至会出现交流侧电流中混杂有直流成分的分量。

而相对应的直接电流控制电流响应速度和质量都优于间接电流控制算法。直接电流控制主要的不足在于其复杂度较高的算法和控制结构,但是这些也反映了它优秀的特征,是近年来各个企业和科研机构的研究热点。目前,随着计算机性能和电力电子技术的飞快发展,结合计算机软件技术的知识和机器学习、 模糊控制等理论,直接电流控制算法主要有:预测电流控制算法;模糊控制和机器学习理论;电流无差拍控制;滞环电流控制,包含滞环SVPWM电流控制算法等;滑模变结构控制算法;直接电流解耦控制, 包含基于电网电压前馈及电流解耦的电流控制算法等。

4.2两种常用的电流控制算法研究

下面介绍使用Matlab进行仿真时候的两种主要算法。

1)滞环SVPWM电流控制算法:这种算法的Matlab仿真中,实际电路中的驱动部分组件位于logic模块的输出与out模块之间,将三种开关的不同状态变换为六路不同的PWM驱动信号。logic模块内部主要是滞环SVPWM开关函数的表达式,目的是为了建立完整的逻辑关系。该算法主要运用于对实时性要求比较严格的场合,它的开关频率是不确定的。

2)基于电网电压前馈及电流解耦的电流控制算法:在Matlab仿真中,虚拟锁相环Discrete Virtual PLL重要的功能是进行三相交流侧电流和电网电压的相位跟踪;终端Terminator可以作为附加模块加入,是为了防止仿真时出现Matlab警告而设置的; 在坐标转换模块abc_to_dq0 Transformation中,进行abc坐标系到dq坐标系的转换。在本算法中,电流环功率因数是可以调节的,但是稍微复杂的是需要进行dq坐标变换和三个PI调节器的设计[7]。

实际工作经验和仿真结果表明,三相电压型PWM整流器采用以上两种不同的直接电流控制算法下都表现出了明显的改善,在电网谐波冲击、电力负载变动、开关跳变等状态下可以实现较好的鲁棒性, 直流侧电压和交流侧电流的控制出现了显著的稳健性。

5结束语

电压型PWM整流器 篇5

随着电力电子器件与PWM控制技术的发展,PWM整流器以其单位功率因数,能量双向流动,恒定直流电压控制,网侧电压低谐波等优点[1],得到广泛的研究与应用。为实现上述优点,国内外学者提出了许多电流控制策略[2,3]与非线性控制策略[4],近年来,为进一步提高整流器的性能,简化控制系统,PWM整流器的直接功率控制成为国内外学者的研究热点[5]。

由于PWM整流器的非线性特性,采用PI控制器很难达到理想的控制效果。为此,本文提出一种将滑模控制与整流器的直接功率控制相结合的新型控制算法,给出了详细的推导过程与设计步骤,并在MATLAB/SIMULINK中搭建系统的仿真模型,仿真表明新算法既有较好动态响应,又有良好的抗扰性。

2 三相电压型PWM整流器的数学模型

三相电压型PWM整流器的主电路图如图1所示。图中ua,ub,uc为三相对称电源相电压,ia,ib,ic为三相线电流,udc为直流侧电压,R,L为交流侧电抗器的等效电阻与电感,RL为负载电阻,VT1至VT6为整流器的开关管。

定义开关函数

下桥臂导通上桥臂关断

则三相电压型PWM整流器在三相静止坐标系下的数学模型为:

假定三相电源对称,利用Park变换将(2),(3)式变换到d-q坐标系中,让d轴与电网电压空间矢量E方向一致,则可得三相电压型P W M整流器在同步旋转坐标下的数学模型以式(4),(5)表示

式中sd,sq分别为开关函数在d-q轴上的分量,根据瞬时功率理论[6],三相电压型P W M整流器的瞬时有功功率:

瞬时无功功率:

其中Um为电源相电压幅值,由(4)-(7)式可得到以p,q为变量的功率控制数学模型

3 电压型PWM整流器的直接功率控制系统结构原理

电压型PWM整流器直接功率控制系统采用有电压传感器方案,整个系统的结构如图2所示。系统的主电路由三相交流电源,滤波电抗器,整流器,直流滤波电容,负载组成;系统的控制电路为电压外环,功率控制内环的结构;由交流侧电压传感器与电流传感器测得ua,ub,uc,ia,ib,ic变换到αβ坐标系下得uα,uβ,iα,iβ。由式(9)得到瞬时有功与无功功率的估算值p,q。p,q与有功给定值pref和无功给定值qref比较后送入功率滞环比较器,输出反映估算功率偏离给定功率的开关信号sp,sq。qref设定为0以实现单位功率因数。ua,uβ送入扇形选择器,输出三相交流电源电压矢量E所处的扇区信号θn[5]。最后根据sp,sq,θn在开关表中选择所需的Sa,Sb,Sc去驱动V T1至VT6六个开关管。

4 基于滑模控制的电压外环设计

由于PWM整流器是一个非线性系统,直接功率控制系统中电压外环采用常规的PI控制很难达到理想的控制效果。为此,国内外许多学者提出PWM整流器的非线性控制策略,如状态反馈,时间最优,基于Lyapunov稳定性理论等。但这些策略都有一定的缺点,并且都难以数字化实现。

在PWM整流器中,电力电子开关器件是工作在开-关模式。而滑模变结构本质上是一种开关型控制。它要求频繁,快速的切换系统的控制状态。两者内在的联系是利用滑模变结构方法控制的电力电子变换器的基础。因此利用滑模变结构控制理论控制PWM整流器是可行的。

设eu=udcref-udcs=eu+βdtdeu(10)

式(10)中β是和输出电压响应的相关参数,β越大,响应越快,然而β不能太大,否则会激发系统的未建模动态。

由式(5),(10)得

在d-q坐标系中,,uq=0,sd,sq都有恒定的稳态值,在理想的滑模状态下由式(5)得

同样在理想滑模面上,输出电压精确跟踪参考值,udc=udcref,并根据功率平衡可得到

将(13),(12)带入(11)得到:

滑模面为

由式(15)得到电压外环控制方程:

结合(6),(16)可得pref,由于是在d-q坐标下得到的pref,qref,为进行直接功率控制,需要将pref,qref变换到αβ坐标下。所以改进的三相电压型P W M整流器的直接功率控制框图为:其中Um为三相相电压幅值。

5 仿真结果

主电路参数:ua=ub=uc=220V,电源频率f=50Hz,L=4 m H,C=2200μF,RL=1 0Ω,直流侧给定电压Udcr=500V。仿真MATLAB7.0/simulink。

直流侧直流电压的仿真图形如图4所示:在0.3s时将RL由10Ω变为5Ω

网侧相电压与相电流的波形如图5所示。

采用传统的PI控制的直流侧电压波形如图6所示:

从图4和图6的对比中可以看出,在系统负载恒定的时候,采用滑模控制的直流侧电压超调量小,但是传统PI控制的稳态性能好些,这是因为滑模控制系统中滞环存在的原因。当负载增大一倍的时候,采用滑模控制的直流侧电压波形只要0.05s就可以回到原来的状态,但是传统PI控制要近0.1s的时间。所以从仿真看出采用滑模控制的三相PWM整流器具有更小的超调量和更好的抗扰性。

6 结束语

本文在深入分析三相电压型P W M整流器在两相同步旋转坐标下的数学模型上,提出了一种滑模变结构控制方法。详细的推导了控制方案的设计思路与实现过程。MATLAB/SIMULINK对滑模控制仿真证明了该控制方法具有一定的理论与应用价值。

摘要：本文针对传统PWM整流器直接功率控制中PWM整流器的非线性特性,PI控制器的滞后性及其比例积分系数对系统参数的敏感性这些缺点,根据三相电压型PWM整流器在d-q两相同步旋转坐标下的数学模型,结合滑模变结构控制对系统参数摄动不敏感与整流器直接功率控制动态响应快的优点,提出了一种基于PWM整流器功率控制数学模型的滑模变结构控制算法。MATLAB/SIMULINK下的仿真结果表明,滑模算法具有更好的动态响应以及抗干扰性。

关键词：PWM整流器,滑模控制,仿真

参考文献

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电压型PWM整流器 篇6

关键词：PWM整流器,直接功率控制,滞环比较器,开关矢量表

0 引言

PWM整流器因具有单位或可调的功率因数、电能双向流动、能有效抑制谐波等优点而被称为真正意义上的“绿色变流”装置[1]。PWM整流器在无功补偿、有源滤波、统一潮流控制、超导储能、高压直流输电、电气传动以及新型能源并网等领域有着广阔的应用前景[2]。对PWM整流器的研究主要是对其控制方法的更新,PWM整流器直接功率控制(DPC)策略具有结构、算法简单、动态响应快等优点,是目前PWM整流器研究的热点[3]。开关矢量表是基于滞环控制的DPC系统的核心,开关矢量表的好坏直接影响到系统的控制效果。传统的开关矢量表中零矢量对瞬时功率的控制能力较弱,易造成功率波动[4]。本文引入一种新的开关矢量表,仿真结果表明了这种开关矢量表的优越性。

1 电压型PWM整流器DPC模型

1.1 电压型PWM整流器在dq坐标系中的数学模型

电压型PWM整流器主电路拓扑结构如图1所示。图中ua、ub、uc为三相对称电源电压;ia、ib、ic为三相线电流;Sa、Sb、Sc为整流器的开关(绝缘栅双极型晶体管IGBT)函数,Sj定义为单极性二值逻辑开关函数。Sj=1,(j=a、b、c)(上桥臂开关导通,下桥臂开关关断),Sj=0,(j=a、b、c)(下桥臂开关导通,上桥臂开关关断);Udc为直流电压;R、L为滤波电抗器的电阻和电感;C为直流侧电容;RL为负载;ura、urb、urc为整流器的交流侧电压;iL为负载电流。

图1中三相PWM整流器在两相同步旋转坐标系中的数学模型如公式1所示[5]。

式中urd=SdUdc,urq=SqUdc,urd和urq是整流器交流侧输入电压矢量在d、q轴上的分量。Sd、Sq分别为开关函数在d、q轴上的分量。

1.2 电压型PWM整流器DPC模型和系统结构

在三相电源对称时,,uq=0,Um为电源相电压的幅值,则dq坐标系中瞬时有功和瞬时无功为:

根据公式(1)和公式(2)可得整流器DPC数学模型为[6]:

电压型PWM整流器系统结构如图2所示,由主电路和控制电路构成。主电路包括交流电源、滤波电抗器、整流器、直流侧电容和负载;控制电路包括交流侧电压电流测量和功率计算单元、扇区判断单元、功率滞环比较器、直流电压PI控制器和开关表。

2 电压型PWM整流器DPC系统主电路参数选取

2.1 交流侧电感值的选取

交流侧电感具有滤除电流谐波的作用,在本文中根据下式选择电感值[7]。

式中pref为直流电压PI控制器的输出(负载电流)与直流电压的乘积,作为瞬时有功功率的给定值;Hp、Hq分别为有功功率和无功功率滞环比较器滞宽的1/2;fav为开关管的平均开关频率。

2.2 直流侧电压值和电容值的选取

直流侧电压值和电容值的选取参考了参考文献[7],并根据仿真结果进行了适量修正。

3 直流电压外环PI控制器设计

系统稳态工况下,瞬时有功功率为:

设Udc=Udcr+ΔUdc,则可得:

式中Ks=RL/Udcr。

用一小惯性环节Gp(s)=1/(Tps+1)代替功率内环,Tp为功率内环等效时间常数。为消除直流电压偏差纹波,设计一个传递函数为Glowf(s)=1/(Tcs+1)的一阶低通滤波器。

综上所述,可得整流器DPC系统传递函数如图3所示[8]。图中GPI(s)为电压外环PI控制器,其传递函数为:

由于Tp<

按典型Ⅱ型系统设计,取中频区宽h=5,可得:

4 开关矢量表

传统的DPC开关矢量表如表1所示。在传统的开关矢量表中,过多的使用零矢量V0(000)和V7(111)而使得系统对无功的控制作用较弱,无功波动严重;交流侧电流存在一定程度的畸变。为解决这个问题,本文引入参考文献[9]中优化的开关矢量表,如表2所示。可以看出,与表1相比,表2主要对Sp=1时开关矢量的选择进行了修改。

5 电压型PWM整流器DPC系统仿真

在本文仿真中所取系统参数为:交流侧相电压Um=300 V,ω=314 rad/s,Hp=400 W,Hq=400 var,Tc=0.2 ms,fav=5 k Hz,Udcr=600 V,PN=20 k W,L=8 m H,C=500μF,KPI=0.114,KⅡ=15.126。按上述参数在Simulink环境下构建PWM整流器DPC系统仿真模型,t=0 s时刻,P=20 k W,整流器在额定功率下运行;t=0.1 s时刻,突加负载,P=28 k W,整流器在1.4倍额定功率下运行;t=0.2 s时刻,P=-10 k W,整流器工作于逆变工况,从直流侧向电网回馈电能。仿真结果如图4和图5所示。

系统启动后直流电压可迅速跟随给定,经过0.03 s,系统便达到稳态。t=0.1 s时刻,负载突增到额定值的1.4倍,直流电压有个较小的突降后迅速恢复稳态,表现出较强的抗扰性能。t=0.2 s时刻,直流侧负载变为-10 k W,直流侧电压出现波动,经过0.05 s,恢复为给定值,直流侧向电网回馈电能,整流器工作于逆变工况。

对比图4和图5,传统开关矢量表的开关矢量选择过于保守,过多的使用零矢量V0(000)和V7(111),零矢量虽然能够增加有功功率,但是其对有功功率的增加作用较弱。另外,零矢量对无功功率的调节能力也较弱,而且调节方向不确定,所以基于传统开关矢量表的PWM整流器DPC系统直流侧电压和瞬时功率波动严重,交流侧电流谐波也较为严重。优化的开关矢量表在Sp=0时保留传统失量表中比较合理的开关矢量;在Sp=1时,用对有功功率和无功功率调节作用相对较强的非零矢量代替零矢量。采用优化的开关矢量表时,直流电压和瞬时功率波动大为降低,交流侧电流总谐波畸变率THD=5.53%,还不到传统开关矢量表的1/2。

6 结语

PWM整流器DPC控制策略算法和结构简单,易于实现,而且动态响应速度快。但是由于DPC系统功率内环采用滞环比较器,无法消除静差,开关管的频率不固定,增加了滤波装置设计的困难,可采用一些定频方案,但此时会增加系统控制的复杂程度。DPC系统的核心是开关矢量的选择,传统开关矢量表过多选用对瞬时功率调节作用较弱的零矢量,导致电压和瞬时功率波动,交流电流畸变严重。优化的开关矢量表用对瞬时功率调节作用相对较强的非零矢量代替零矢量,仿真结果表明,该矢量表可以获得更好的控制效果。

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电压型PWM整流器 篇7

三相电压型PWM整流器由于能够提供稳定的直流电压,实现网侧单位功率因数以及电能的双向传输,并且结构简单、损耗低、控制方便,成为PWM整流器研究的重点。三相电压型PWM整流器的控制方法有间接电流控制和直流电流控制两种,直接电流控制由于采用网侧电流闭环控制,使网侧电流动、静态性能得到了提高,增强了电流控制系统的鲁棒性,是目前控制系统设计的主流[1]。而双闭环控制结构是实现直接电流控制的主要方式。

在三相电压型PWM整流器的双闭环控制结构中,PI调节器是实现输出电压稳定和输入单位功率因数的关键,而由于控制量较多,控制结构较复杂,PI调节器参数的整定比较困难。针对这种情况,本文根据功率守恒原理推导了功率电路中从控制到输出的传递函数,建立了电流环和电压环控制框图的数学模型,并运用自动控制原理对PI调节器的参数进行了整定。

1 三相电压型PWM整流器的控制策略

1.1 三相电压型PWM整流器数学模型

三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构如图1所示。图中ea、eb和ec是电源电压,ia、ib和ic为输入电流,RS是交流侧电阻,LS是交流侧滤波电感,C是直流侧滤波电阻,RL是直流侧负载,idc是直流侧电流,Vdc是直流侧母线电压,iL是直流负载电流。

Em是相电压幅值,ω是电网频率所对应的角速度。

为简化控制系统的设计,建立基于与电网基波频率同步旋转的dq坐标系的三相电压型PWM整流器的数学模型[2]

式中:ed、eq是电网电动势矢量在d、q轴上的分量;vd、vq是整流器交流侧电压矢量在d、q轴上的分量;id、iq是整流器交流侧电流矢量在d、q轴上的分量;P是微分算子。

1.2 三相电压型PWM整流器双闭环控制结构

从三相电压型PWM整流器在dq轴上的数学模型(式2)可以看出,id、id相互耦合,从而给控制器的设计造成困难,对此本文采用了基于前馈解耦控制策略双闭环控制结构[3](图2),图中Vdc*是电压指令值。该控制结构的数学模型为式3,式中Kip、KiI是电流环PI调解器中的比例增益和积分增益;id*、iq*是id、iq电流指令值。

将式(3)代入式(2)得:

式(4)表明基于前馈解耦控制策略的双闭环控制结构实现了对id、iq的独立控制。

2 三相电压型PWM整流器控制系统参数整定

2.1 电流环参数整定

由于两电流环的对称性,以id控制为例进行电流环PI调节器设计,考虑电流环信号采样的延迟和PWM控制的小惯性特性,将两者的小时间常数合并,已解耦的id(式4)电流环结构[2]如图3所示。

图中KPWM为整流器主电路等效增益,Ts为电流环电流采样周期(亦为PWM开关周期),τi=Kip/KiI。当取τi=Ls/Rs时,电流环为典型一阶系统,工程常取系统阻尼ξ=0.707来兼顾系统的稳定性与快速性[4]。此时

2.2 电压环参数整定

电压环的作用是建立稳定的直流侧电压,需推导出从电压环的输入(指令电压同实际电压的差值)到直流侧电压的传递函数,再对电压环中的PI调节器进行设计。由于PI调节器结构是确定的,所以只需根据功率守恒原理建立从其输出到直流侧电压的函数关系。

为简化控制系统设计,当开关频率远高于电网电动势基波频率时,可忽略谐波分量,对于单位因数正弦波电流控制,三相电压型PWM整流器网侧电流为:

式中:Im为整流器交流侧电流幅值。

由式(6)可得:

电压环中的PI调节器输出电流指令i*,在稳态工作时,可将其看作为稳态分量Im与扰动量之和。由于,所以

由功率守恒定律,整流器主电路的功率平衡方程式为:

式中:Pin为输入功率PC分别为交流侧电感、电阻、直流侧电容上的功率,PL为负载功率。

考虑式(7),得到

将式(7)代入式(9),并考虑式(8)得

在稳态工作点考虑小信号扰动量

将式(12)带入式(11),分离出微分变量后联立得:

通常Em>>2RSIm,所以式(13)可写为:

此为三相电压型PWM整流器从电压环PI调节器输出到直流侧电压的小信号线性时域模型,对其进行拉普拉斯变换得:

式中:

考虑到电压信号的采样延时,电压环的控制框图如图4。

根据控制到输出传递函数G(s)的特点来确定电压环中PI调节器的参数。

设电压环中PI调节器数学模型为,则有

其中:Ki=Kp/τi,由式15和式17得到电压环开环传递函数为:

为实现电流的完全跟踪,电压环的频带宽度应远小于电流环的频带宽度[5],通常电压环的带宽应小于开关频率的1/5,这里取为360 rad/s。从式18得到电压环带宽为KpK/τi,所以Kp=360τi/K

为提高系统的稳定性,PI调节器的零点设计应在G(s)的最低极点处,以补偿极点所引起的相位滞后[6],因为Ti≫Ts即有

整理后得:

由此可取得电压环PI调节器参数。

3 系统仿真

为验证本文所提出的设计方案,在Matlab/Simulink中搭建了基于本文所提出控制结构的三相电压型PWM整流器模型,仿真参数为:整流器额定功率3.6 kW,额定负载100Ω,功率器件开关频率为10 k Hz,即

将参数代入相关算式得电流环电压环的PI调节器参数为:

仿真结果如图所示:

由图5可以看出整流器的起动时间为0.05 s,起动过程中直流侧电压Vdc的超调量很小,约2.8%。

由图6可以看出网侧电流在0.05 s左右实现对电压相位的跟踪,进入稳定工作状态,此后整流器在网侧单位功率下运行。

为检验系统的抗干扰性,在0.25 s时突加负载,直流侧电阻由额定100Ω减至50Ω,在0.35 s时交流侧电网电压幅值由311 V降至150 V。如图5所示,0.25 s时,直流侧电压下降4 V,恢复时间为0.02 s;0.35 s时,下降6 V,恢复时间0.03 s,证明系统有良好的抗干扰性。

图7是受到干扰时A相电压电流波形局部放大图,可以看出,在0.25 s突加负载和0.35 s电网电压突降时,交流侧输入电流幅值迅速增大以保证整流器输入输出功率平衡,而相位无变化,仍运行于单位功率因数。

4 实验验证

搭建一台三相电压型PWM整流器样机进行实验验证。控制系统核心为TI的TMS320F243型DSP,时钟频率20 MHz,实验参数同系统仿真参数,开关频率10 k Hz。实验结果如图8所示。

从图中可以看出,输入电压无畸变,输入电流几乎与其同相位,趋近正弦波,取得了良好的功率矫正效果。

5 结论

由仿真和实验结果来看,整流器基本运行于网侧单位功率因数,有效地抑制了输入电流谐波,且直流侧电压稳定,抗干扰能力强,网侧电流跟随性好。验证了文中提出的三相电压型PWM整流电路的控制策略和对电流环、电压环PI调节器的设计方法。

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电压型PWM整流器 篇8

三相电压型PWM整流器 (VSR) 因功率因数可控、谐波少、电能可双向传输、直流侧电压稳定, 在交流传动系统中得到广泛应用[1]。它一般采用电流内环和电压外环的矢量控制方案, 其系统设计主要包括主电路的设计和PI控制器的设计, 其中控制方案的设计和控制器参数的选取是2个最重要的环节。

本文研究三相VSR基于直接电流矢量控制的方案, 它也是由电流内环和电压外环组成的双闭环系统。在这个控制方案中, 控制器参数的选取是控制质量好坏的决定性因素。由于难以建立三相VSR准确的数学模型或者由于这种准确的数学模型过于复杂等原因, 该控制方案中电流和电压调节器PI参数的选取主要是在理论计算的基础上由经验确定, 难度较大。如何在三相VSR系统初步设计的基础上, 根据直流电压响应的波形, 快速校正PI参数, 是解决这个问题的一个好思路。

本文针对三相VSR的直接电流矢量控制方案, 在相关文献基础上总结了一套完整、实用的系统设计和PI参数校正方法, 并用实例说明了这种方法的具体操作过程。

2 三相VSR的控制策略

2.1 三相VSR的数学模型

三相VSR的主电路拓扑结构如图1所示, 其中ea, eb, ec为理想电压源, ia, ib, ic为输入电流, L和R为交流侧等效电感和电阻, C为直流侧滤波电容, RL为负载电阻, Udc为直流侧电压, idc为直流侧电流, iL为负载电流, 主电路的开关器件采用IGBT和续流二极管反并联, 且视为理想开关。

为了便于设计, 在与电网基波频率同步旋转的dq坐标系中, 建立三相VSR的数学模型[1], 即:

2.2 三相VSR双闭环矢量控制系统的结构

在式 (1) 中, 三相VSR的d, q轴电流之间存在较强的耦合。为此, 采用前馈控制进行解耦, 当电流调节器采用PI调节器时, ud, uq的控制方程为

式中:Kip, Kii为电流内环的比例系数和积分系数。

将式 (2) 代入式 (1) , 化简整理后得:

式 (3) 表明, 在采用前馈控制后, 三相VSR的电流内环已经实现解耦。由此可得图2所示的三相VSR双闭环矢量控制系统原理图。

3 三相VSR双闭环矢量控制系统的设计

这个设计可分为2步:第1步是主电路的设计;第2步是PI控制器的设计及PI参数的校正。具体介绍如下。

3.1 三相VSR系统主电路的设计

3.1.1 直流侧电压Udc的选择

Udc的选择既要考虑负载的要求, 还要考虑网侧电流的畸变。根据文献[1], Udc的取值下限为

式中:SPWM表示采用正弦波PWM调制;SVP-WM表示采用空间矢量PWM调制;V1x为网侧电源相电压基波的有效值。

3.1.2 网侧电感L值的选择

L的取值不仅影响电流环的动、静态特性, 还制约着整流器的输出功率、功率因数以及直流电压[1]。存在着许多不同的L设计方法, 但它们的取值范围都过大, 给L的选择造成了困难[1,2,3]。本文通过大量的计算与仿真, 确定选用文献[2]给出的L下限及文献[4]给出的L上限, 这样不仅缩小了L的取值范围, 且结果较为理想:

式中:Um为交流侧电源相电压的幅值;ω为电源角频率;Ts为开关管的开关周期即采样时间;Im为交流侧电流的幅值;Pout为整流器的输出功率。

3.1.3 直流侧电容C值的选择

电容C主要对交、直流能量交换起缓冲作用, 并抑制直流侧的电压谐波[1]。本文采用文献[1]给出的C上限和文献[3]给出的C下限, 可以综合考虑到直流电压跟随性能和抗扰性能的要求:

式中:ΔUdcmax为最大直流电压波动;cosφ为功率因数;tr为由不可控整流电压的平均值跃变到直流电压的设定值所需的上升时间。

需要注意的是:ΔUdcmax与tr是2个互相矛盾的性能指标, 它们分别表征了系统对稳定性和快速性的要求。在设计中, 只有先协调好这两者的关系, 然后才能根据式 (7) 来确定C的范围。

3.2 PI参数的设计与校正

PI控制器的设计及PI参数的校正是三相VSR系统设计成功与否的关键。我们的办法是先由理论计算得到PI参数的初始值, 再根据输出直流电压仿真波形的情况来对PI参数进行相应的调整。下面分别介绍电流内环和电压外环控制器的PI参数设计与校正。

3.2.1 电流内环控制器的设计

电流内环的任务是按电压外环给出的电流指令来控制电流。由于两个电流环的对称性, 下面仅以id控制为例讨论电流调节器的设计。当不考虑ed的扰动时, 根据文献[1], 电流内环的框图如图3所示。

图3中, KPWM为三相桥路的等效增益;1.5 Ts为考虑电流环的采样延迟和PWM控制的小惯性特性后得到的时间常数;1/ (sL+R) 为网侧线路的传递函数。由图3可以得到电流环的开环传递函数为

令Kii/Kip=R/L, 则式 (8) 简化为

由于电流内环的设计着重考虑电流的跟随性能, 故可以按典型Ⅰ型系统来进行设计。由典型Ⅰ型系统参数整定关系[5]得:

解得:

3.2.2 电压外环控制器的设计

电压外环的作用主要是稳定直流侧电压Udc。根据文献[6], 电压外环的框图如图4所示。

图4中, 1/ (1+Tss) 为采样的惯性环节;Kup, Kui为电压外环的比例系数和积分系数;K (1-Tvs) / (1+Tis) 为从电压环PI调节器的输出到直流侧电压的传递函数, Ti=0.5RLC, Tv=LIm/Em, K=3RLEm/4Udc。

根据图4得到电压环的开环传递函数为

式中:KKui为电压环的频带宽度。

为实现电流的完全跟踪, 电压环的带宽应远小于电流环的带宽[7], 这里取KKui=360rad/s。为提高系统的稳定性, PI调节器的零点应设计在G (s) 的最低极点处, 以补偿极点所引起的相位滞后[8], 因为Ti>Ts, 所以Kup/Kui=Ti。整理得[6]:

3.2.3 PI参数的校正

初步选定电流内环和电压外环调节器的PI参数之后, 尚需对它们进行一定的微调, 才能得到满意的结果。一般来说, 当直流电压阶跃响应波形达到理想状态时, 整流和逆变状态下网侧电流波形都能符合要求, 而当直流侧负载突变或直流电压给定突变时, 直流电压的响应波形正好能反应此时控制系统的抗扰性能和跟随性能。这样我们就可以结合控制系统所要求的性能指标, 根据直流电压在不同状态下的响应波形来对PI参数进行有针对性的校正了。

在整流器的容量小于100kW时, 直流电压的波形主要由电压外环的PI参数决定[9]。只有协调好Kup和Kui后, 再微调电流内环的PI参数才有意义。图5给出不同Kup和Kui参数下, 直流电压的阶跃响应波形。可见, Kup的增大可以提高系统响应速度, 减小调整时间, 但同时增大了直流电压的超调量;而随着Kui的增大, 直流电压的静差则由负变正, 电压波形的稳定速度变慢[9]。图6给出了不同的Kup和Kui参数下, 直流侧负载和电压指令值突变时直流电压的响应波形 (0.2s时直流侧负载突变, 0.4s时直流电压指令值突变) 。可见, 随着Kup和Kui的增大, 负载突变所引起的直流电压的动态降落逐渐减小, 即系统的抗扰性能提高;但指令电压突变时系统的调节时间变长, 即系统的跟随性能降低, 且抗扰性能对Kup的变化较为敏感, 而跟随性能则主要受Kui的影响。

4 设计、校正的实例

给定交流侧电源相电压幅值Um=80V, 频率f=50Hz, 交流侧等效电阻R=0.1Ω, 输出功率Pout=1.2kW, 所需交流侧相电流幅值Im=10A, 开关 (采样) 频率fs=10kHz。

1) 直流侧电压Udc的选取。

本例采用SVP-WM进行调制, 由式 (5) 有Udc≥138.56V, 这里取Udc=200V, 则负载电阻为RL=33.33Ω。

2) 网侧电感L的选取。

由式 (6) 得1.13mH≤L≤5.3mH, 这里取L=3mH。

3) 直流侧电容C的选取。

系统要求ΔUdcmax=5V, tr=0.1s, cosφ=1, 由式 (7) 得1 350μF≤C≤3 030μF, 这里取C=2 000μF。

4) 电流环PI参数的计算。

取桥路等效增益KPWM=1, 由式 (11) 得Kip=10, Kii=333.33。

5) 电压环PI参数的计算。

由图4可求得Ti=0.033, K=9.999, 故由式 (13) 可得Kup=1.2, Kui=36。

按照以上设计的参数, 在Matlab/Simulink下对三相VSR系统进行建模仿真, 得到的直流侧电压响应波形如图7中的曲线1所示 (0.3s时直流侧负载电阻减半, 0.5s时直流电压指令值变为250V) 。这个波形基本令人满意, 但存在稳定速度较慢, 超调量较大, 振荡次数较大, 指令电压突变时系统的调节时间稍长等问题, 因此有必要对PI参数进行针对性的校正。

6) PI参数校正。

PI参数针对性校正的做法是:适当减小Kui和Kii, 提高系统的稳定速度, 减小给定电压突变时系统的调节时间;减小Kup、提高Kip, 抑制电压超调。

校正后的直流电压波形如图7中曲线2所示。此时系统的跟随性能明显优于参数校正前, 但抗扰性能却下降了, 在实际工程设计中, 对于这对互相矛盾的动态性能指标只能相互兼顾, 尽力寻求一组折中的PI参数。

7) 确定电压外环限幅。

PI参数校正后电压外环取不同限幅值时的直流电压波形如图8所示。可见, 电压外环的限幅取值过大时, 直流电压的超调过大。而限幅值过小时, PI调节器会迅速饱和而起不到应有的作用, 导致直流电压达不到给定值。因此, 电压外环限幅值的选取既要满足系统跟随性能的要求, 又要起到抑制超调、加速系统稳定的作用, 不能过小也不能过大。

表1列出了校正前、后电流环和电压环的PI参数以及幅值裕度和相位裕度 (由相应开环传递函数的波特图求取) 。可见, PI参数校正后, 电流环的相位裕度有所减小, 即电流环的快速性提高;而电压环的幅值裕度和相位裕度增大, 也符合电压环稳定直流电压的要求。

5 结论

本文详细介绍了双闭环矢量控制三相VSR系统设计的步骤以及根据直流电压在不同状态下的响应波形校正PI参数的方法。并通过实例验证了这套方法的可行性。根据本文的方法, 可以方便、快捷地完成三相VSR系统的初始设计, 并根据直流侧电压波形快速地校正PI参数, 使采用双闭环矢量控制的三相VSR系统获得良好的控制性能。

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