测试频率

2024-07-31

测试频率（精选九篇）

测试频率篇1

频率特性是电子部件、电路或系统设备的一项重要术指标。测量电子部件、电路或系统设备的频率特性对于研究、分析电路, 对电路采取改进措施以及检修电路的故障等具有重要意义。传统的模拟式扫频仪一般由调频振荡器、阴极示波管、扫描发生器等部分组成, 因而工艺复杂、体积较大、价格昂贵, 而且使用起来操作程序复杂。并且模拟式扫频仪不能直接得到相频特性, 更不能打印网络频率响应曲线, 给使用者带来了诸多不便。本文研究设计的频率特性测试仪 (中低频段10Hz一IMHZ) 克服了传统模拟扫频仪的缺点, 具有体积小、操作简便、测试准确;利用计算机强大的运算和显示功能实现了模拟式扫频仪不能实现或很难实现的功能:同时显示幅频特性曲线和相频特性曲线, 打印频率特性曲线 (或表格) , 甚至可以通过曲线拟合得到被测网络的近似传递函数。

2 系统的总体方案提出

系统的设计思想为:测试时首先由主机启动扫频程序, 控制扫频信号源产生频率按设定值步进的正弦信号, 其幅度基本恒定, 频率变化范围最大可达1-70MHZ。使信号通过被测网络后, 其幅度将产生变化, 即扫频信号的畸变里包含着被测网络的网络信息 (被调幅) , 因此该调幅波的包络就是被测网络的幅频特性。调幅信号经A/D部分至主机内的软件处理模块, 最终使被测网络的幅频特性显示在虚拟频率特性测试仪的前面板上。系统功能主要分控制部分、数据采集部分、频率特性测试分析、显示部分以及扩展部分。其中, 控制部分可通过计算机端口对系统中扫频信号源的输出频率值进行控制, 也可控制扫频信号源的扫频步进, 此外还能控制A/D采集板的采样时钟, 即控制采样率的大小。数据采集部分则完成变速率采样, 从8MHZ到65MHZ任意可调, 最小步进小于1HZ, 并可根据扫频信号的输出自动选择采样率。频率特性测试分析、显示部分则完成对被测网络幅频特性的测试、分析结果, 并将测试的结果展开显示。功能扩展部分则主要实现远程控制以及系统与外部I/O的连接与管理。

3 硬件平台具体实现

虚拟频率特性测试仪系统的硬件环境主要由扫频信号源、被测网络和数据采集卡三部分构成。由于要求扫频电路产生的是具有频率连续可调、相位连续、幅度稳定等特点的正弦波。产生正弦波最简单的办法是用晶体振荡器, 但要得到多种稳定的频率, 使用规格众多的晶振并不现实, 目前一般采用频率合成的办法来得到所要的各种频率。使用DDS (数字式直接频率合成) 电路便可很好地满足对扫频信号源的要求。通过改变DDS的频率控制字就能使其输出不同频率的信号, 这个控制字的值是经计算机串口先送入单片机AT89C51中, 再由单片机并行端口写入DDS的频率控制字寄存器中。由于实际的DDS电路输出随着频率增高会产生一定的幅度衰减, 所以还需有自动增益控制电路 (AGC) 以保证扫频源的恒幅输出。

数据采集电路是虚拟仪器实现对真实物理信号采集的硬件基础, 当采集电路被驱动后, 由软件再进行数据分析处理, 从而实现特定的测量功能。本文采用的基于计算机内部总线的插卡式数据采集系统是虚拟仪器最基本、最经济的构成形式。其中, 数据缓冲区采用IDT7L06FIFO RAM, 是一种高速、低功耗的先进先出双端口存贮缓冲器, 用于采集系统与微机之间的数据传送以及相应的通信控制等。A/D部分采用AD9851芯片, 其可实现高速的A/D转换。A/D转换时的采样时钟由DDS电路提供, 原因是DDS可产生一个频谱纯净、频率和相位都可程控的模拟正弦波输出, 此正弦波转换成方波后完全适于用作时钟输出。

4 单片机与DDS之间的通信

单片机与DDS之间的连接电路如图1所示, 整个电路以单片机AT89C51为控制核心, 控制信号的产生。为了能够完成调频、调幅、调相的各种功能, 要向AD9851输入频率/相位控制字, 这是通过AD9851和单片机相连接来实现。可以和AD9851的数据线直接相连接的单片机类型很多, 本文中选用的是Atmel公司生产的单片机AT89C51。AT89C51与AD9851的接口既可采用并行方式, 也可采用串行方式, 但为了充分发挥芯片的高速性能, 应在单片机资源允许的情况下尽可能选择并行方式。

AD9851输出脉冲的频率和相位可以通过程序来进行调制。方法是:采用并行或串行的方式来输入频率/相位控制字到数据输入寄存器中, 而AD9851内部有5个输入寄存器, 储存来自外部数据总线的32位频率控制字, 5位相位控制字, 1位6倍参考时钟倍乘器使能控制, 1位电源休眠功能 (powerdown) 控制和1位逻辑0。寄存器接收数据的方式有并行和串行两种方式。并行方式由5组8位控制字反复送入, 前8位控制输出相位、6倍参考时钟倍频器、电源休眠和输入方式, 其余各位构成32位频率控制字。而串行输入是以一个40位的串行数据流经过一个并行输入总线输入。

如果相位累加器的位数为N, 频率控制字的值为⊿phase, 系统外部参考时钟频率为30MHz, 6倍参考时钟倍乘器使能, 经过内部6倍参考时钟倍乘器后, 可得到AD9851内部工作时钟fr为180MHz, 由此得到最终合成信号的频率f0。当要对输出信号的频率进行控制时, 就需先计算出频率控制字的值, 于是可得到:⊿phase=f0*2N/fr。将己知各参数代入, 得出:⊿phase=f0*232/180。

⊿phase的值通过PC串口送入AT89C51, 其产生的控制电平使AD9851的W—CLK引脚有效, 将⊿phase值写入DDS的频率控制字寄存器, 再使FQ—UD引脚有效, 则AD9851的频率寄存器刷新后装入新值, 最终输出频率为f0的信号。扫频信号采用线性或对数方式产生, 步进值由扫频的分辨率决定, 最小可低于1HZ。AT89C51的信号传送时间为ms级, 而DDS的频率切换短到20ns, 因此扫频间隔时间主要考虑前者因素, 后者可以忽略。本文中的扫频方式设计为自动和手动两种, 其中自动方式将在扫频宽度内以设定步进连续扫描, 手动方式即点频方式可在1—70MHZ的任选频点上输出信号。

5 总结

虚拟仪器是现代计算机技术、通信技术和测量技术相结合的产物。虚拟仪器的出现是传统仪器观念的一次巨大变革, 是仪器产业发展的一个重要方向。本文用虚拟仪器思想对虚拟频率特性测试仪做了深入细致的研究设计工作, 采用直接数字合成波形 (DDS) 技术完成了虚拟频率特性测试仪硬件的设计, 从通信协议到PC机和单片机的通信程序都做了的详细的分析和设计。本文研究设计的频率特性测试仪 (中低频段10Hz一IMHZ) 克服了传统模拟扫频仪的缺点, 具有体积小、操作简便、测试准确;利用计算机强大的运算和显示功能实现了模拟式扫频仪不能实现或很难实现的功能:同时显示幅频特性曲线和相频特性曲线, 打印频率特性曲线 (或表格) , 甚至可以通过曲线拟合得到被测网络的近似传递函数, 大大提高了测试的性能。

参考文献

[1]刘君华等.虚拟仪器编程语言[M].电子工业出版社, 2001

[2]屠良尧, 李海涛.数字信号处理与VXI自动化测试技术[M].国防工业出版社, 2000

[3]樊尚春, 周浩敏.信号与测试技术[M].北京航空航天大学出版社, 2002

测试频率篇2

连续刚构桥健康监测自振频率测试和评估研究

在对桥梁进行健康监测时,准确地测量桥梁的.自振频率是非常重要的.以某连续刚构桥为例,简要地介绍了加速度传感器在测量桥梁自振频率中的应用,并提出了桥梁自振频率的评估模式,为后期健康监测桥梁结构技术状态的判定提供了依据.

作者：石鹏程陈宇 SHI Peng-cheng CHEN Yu 作者单位：重庆交通大学土木建筑学院刊名：黑龙江交通科技英文刊名：COMMUNICATIONS SCIENCE AND TECHNOLOGY HEILONGJIANG年，卷(期)：200932(2)分类号：U446.3关键词：连续刚构桥健康监测自振频率评估

关于血糖测试频率及注意事项篇3

2006年，诺和诺德公司为了履行“让我们一起改变糖尿病”的承诺，发起了大巴车全球之旅活动。“全球大巴车”于2007年3月先后抵达了北京、上海、天津、济南、杭州、南京六个城市。在活动中，诺和诺德公司发现中国公众对糖尿病知识的了解亟待提高。于是，在2008年诺和诺德公司又为中国大陆糖尿病患者“量身定做”了专属于中国的“健康大巴车”，希望通过这种特别的糖尿病患者教育活动，提高公众对糖尿病的认知度。使糖尿病患者重视糖化血红蛋白检测，了解尽早使用胰岛素可有效阻止或延缓并发症。大巴车将在中国境内行驶3年，预计覆盖全国100多个大中城市。活动于今年2月份在成都启动，途经20余个省份和城市，贯通南北，覆盖了大半个中国。

①无论是用口服降糖药还是用胰岛素治疗的病人，当血糖未达标时，需至少每周正规测一天7次血糖(即三餐前+三餐后2小时+睡觉前的血糖)。②用口服降糖药治疗的病人，如果血糖已达标，生活有规律，无特殊情况，每两周正规测一天7次血糖。③用胰岛素治疗的病人，如果血糖已达标，生活有规律，无特殊情况，每1～2周必须正规测一天7次血糖。因胰岛素剂量或种类的调整，需依据一天7次血糖的结果甚至更多次的结果，一天4次的血糖结果不够全面。④以前只测空腹血糖及午餐后2小时血糖(或早餐后2小时血糖)现在认为是不全面的，应当纠正。⑤医院门诊只能测早餐后2小时及午餐后2小时血糖，其他血糖的测试是满足不了的，需病人在家自己测试，故每个糖尿病病人必须自备一台血糖仪，并且随身携带，也就是说一家有两个糖尿病病人需两台血糖仪，出门在外可按时测血糖，也可随时捕捉特殊情况下的血糖变化，及时捕捉低血糖的瞬间。⑥购买血糖仪不要图便宜，要“买好不买坏”。因不同厂家生产的血糖仪与自己的试纸相配套，各厂家的血糖仪和试纸互不通用，故要买保证试纸供应的血糖仪。

集成电路振荡频率的性能测试篇4

LCPU01是岭芯微电子公司的一款用于无线网卡的电源管理类的IC,内部包含了一个同步降压转换器、九个高速LDO和一个反相器用来与外部晶振构成振荡电路,封装形式为QFN28 4×4。

在对LCPU01芯片进行测试时,除去常规的参数测试,还需要对晶振振荡电路的输出波形的频率进行测试,即测试PIN15的波形频率。芯片测试电路如图1所示,PIN13、14内部的反相放大器与外部的晶振、电容、电阻构成了振荡回路,由PIN15 CLK_OUT脚输出32.768k Hz的时钟波形,给外部电路提供时钟。正常条件下,对于输出时钟波形频率的测试,只需要给出测试条件,使用测试机的TMU功能在PIN15处直接测试频率即可。

2 LCPU01 集成电路测试过程中遇到的问题及原因分析、解决方案

在实际的测试调试过程中,按照直接给测试条件测试频率的办法,PIN15的测试结果见表1,测试数据不稳定,波动比较大,并且偏离32.768k Hz的标准频率值。分析原因,由于LCPU01采用QFN封装形式,QFN插座距离测试板连接线过长,这是导致芯片无法稳定输出时钟波形的一个原因。但是,深究晶振输出频率不稳定的原因还是要从晶振振荡原理分析。

对于晶振来说,动态时相当于一个振荡电路,其等效电路如图2所示,其中各个参数含义如下:

C0:晶体的静态电容,p F数量级;

L:晶体的动态电感,反映晶体的惯性,10-5~10-3H;

C:晶体的动态电容,反映晶体的弹性,10-1~10-4p F,C≤C0;

R:晶体的损耗电阻,10-1~103Ω之间。

(1)串联谐振状态:谐振频率

(2)并联谐振状态:谐振频率

从数量级上看,C≤C0,因此,ωs和ωP两个频率非常接近。由此,绘制出晶振的电抗———频率特性曲线,如图3所示,由于晶振等效为电感的频率范围很窄,所以即使其他元件的参数变化很大,这个振荡器的频率也不会有很大变化。

根据这样的原理,在图1所示的测试电路中,PIN13、14内部的反相放大器与外部的晶振、电容、电阻构成了振荡回路。晶振两端的电阻是为了使芯片内部的反相放大器在振荡初始时处与线性状态,增益很大,便于反馈电路自激振荡。

晶振的负载电容值指的是晶振交流电路中参与振荡的,与晶振串联或并联的电容值。晶振电路的频率主要由晶振决定,但既然负载电容参与振荡,必然会对频率起微调作用的。负载电容越小,振荡电路频率就会越高。实际电路设计中有多种振荡形式,为了振荡反馈信号的相移等原因,也有为了频率偏差便于调整等原因,大都电路中均有电容参与振荡。为了准确掌握晶振电路中该用多大的电容,只要把握晶体负载电容应等于振荡回路中的电容加杂散电容就可以了。晶振两端的两个电容一般是容量相等,容量大小依工艺和版图而不同,外接时大约是数p F到数十p F,依频率和石英晶体的特性而定。

通过上面的理论分析,经实践证明,负载电容容量的大小往往决定了振荡输出波形的稳定。因此,可以通过改变电容容量来提高振荡输出波形的稳定性。实际测试时,将晶振两端对地电容的大小从20p F增大到到100p F后,输出波形达到了一定的稳定状态,其频率测试结果见表2。从改进后的数据看,一方面频率看似稳定了,实则还是偏离了标准值32.768k Hz。另一方面,电容值增大虽有利于振荡输出波形的稳定,但是增加了测试时间。通过示波器观察发现,振荡输出波形要达到稳定值需要一定的起振时间,上述测试结果是延时3-4s后得到的,但此时输出波形仍然不稳定,如图4所示,延时时间不充分会导致频率测试不准确。实践证明,调整C1、C2电容值将会影响起振速度,减少C1或增加C2可以加速晶振起振。经过实际调试,最终选定电容容量比C1/C2为20p F/100p F,此时测试等待时间需要1.2-1.8s左右,输出波形如图5所示,比之前的波形起振快,相对平稳,测试的频率比较准确,测试结果见表3。

经过上述的改进,振荡输出的频率测试已经比较准确,但芯片的整体测试时间过长,达到了3s左右。实际生产中必须减少芯片的测试时间,提高测试效率。通过研究芯片内部电路模块发现,振荡电路的电源由LDO2提供,如图6所示。试想如果能够在测试其他参数的时候,保证LDO2的正常工作,可以更好地利用这段时间让振荡电路工作,减少测试时间,提高测试效率。因此,将所有LDO2工作时的测试项目放在一起测试,最后由TMU读取PIN15振荡电路的频率。最终通过修改测试参数的顺序,TMU读取频率的等待时间缩短为0.5s,整个芯片的测试时间仅为2s左右,频率测试结果也是十分理想的。

3 结束语

集成电路的测试需要进行大量的实验验证与推敲,要保证测试数据的准确性、稳定性,同时又要缩短测试时间,提高生产效率。LCPU01集成电路测试通过调节负载电容容量的大小,加速振荡电路的起振时间,使得输出波形迅速趋于稳定。同时,注意合理安排测试项目的顺序,芯片整体测试时间大大缩短,一次测试通过率也大大提高。

摘要：LCPU01是岭芯微电子公司的一款用于无线网卡的电源管理类IC,内部包含了一个同步降压转换器、九个高速LDO和一个反相器用来与外部晶振构成振荡电路。实际芯片测试时,通过合理设置晶振两端的电容容量,可以加速晶振起振,增加频率测试的稳定性、减少测试时间,最终提高芯片测试效率。

一种频率特性测试仪的实现篇5

关键词：扫频信号,频率特性

一、理论分析与计算

1、系统原理

单片机控制DDS模块 (AD9854) 来产生各点频和扫频信号。但是产生出来的信号一般幅值较低, 所以还要经过稳幅放大过程。然后将其中一路信号通过被测网络, 从被测网络输出后再分别与两路正交信号混频, 之后再分别通过低通滤波, 及AD转换, 将其结果通到显示模块上显示出被测网络的幅频特性和相频特性。

2、信号源产生部分

可以考虑用分离元件搭出VCO电路来产生所要求的正交信号, VCO电路是通过电压来控制产生信号的频率的。所以可用来产生各点频和扫频信号, 其正交信号可通过一个90度移向网络来实现。方案虽然可以实现, 但是电路复杂, 易出现不稳定的情况, 而且其频率调节不能数字控制, 电路之间也容易产生较大的干扰。利用单片机或者FPGA控制AD9851来产生想要的波形。该方法优势明显, 加入单片机或者FPGA后, 可以实现数字键控, 可以通过键盘来输入想要的频率点或选择扫频信号, 其正交信号也可以通过软件编写来控制另一个DDS模块产生。其不足之处在于产生的正交信号较难保持90度的稳定相差, 这是由于器件本身原因造成的。如果DDS模块使用AD9854来实现, 能够确保两路信号正交, 只需再将输出信号稳幅放大。

3、放大稳幅模块

通过负反馈实现自动增益控制 (AGC) 。使用AD603来实现, 该方案可以采用数字方式, 即通过单片机在输出端口采样计算, 产生负反馈, 也可以在其输出后级直接增加反馈电路, 采用模拟方法实现自动增益控制 (AGC) 。

4、混频部分

乘法器可以采用芯片MC1496来实现。但是外围电路过于复杂, 实验显示其输出的载波频率较高, 噪声也比较大。而芯片AD835用于混频时, 其外围电路简单, 管脚较少, 输出干扰较小。输入幅值范围是-1~+1V。

5、滤波器设计

低通滤波部分采用MAX295芯片来实现。MAX295是8阶的巴特沃斯低通滤波器, 具有最大的通带平坦度, 其3d B截止频率范围为0.1Hz~50KHz。5脚即为输出口。其时钟对3d B截止频率的的比为50:1, 所以其时钟最大可到2.5MHz。

6、ADC设计

为了提高转换精度, 采用AD574作为ADC转换芯片。AD574A是美国模拟数字公司推出的单片高速12位逐次比较型A/D转换器, 内置双极性电路构成的混合集成转换芯片, 具有外接元件少, 功耗低, 精度高等特点, 并且具有自动校零和自动极性转换功能, 只需外接少量的阻容件即可构成一个完整的A/D转换器。其分辨率为12位。为了节省单片机端口, 采用一个ADC加电子开关的方法来实现两个ADC的功能, 可以节省一半的单片机端口。将单片机的一端口作为控制端, 高电平时传输I路信号, 低电平时传输Q路信号, 这样可以让两路信号公用一组并行数据口。

二、测试方案和测试结果

频率可设置, 采取了数字键控的方法, 可以手动输入一个频率值, 也可以手动输入扫频信号的起始值、步进以及终止值, 这样就达到了频率可设置, 可进行扫频, 扫频范围和步进可调的条件。DDS芯片AD9854能产生严格的正交信号, 经示波器实际观测相位误差小于5°。一次扫频小于2s。经测量数据如下:1MHz:1.06V 1.04V;5MHz:1.06V, 1.04V;10MHz:1.06V, 1.01V;40MHz:1.02V, 1.18V。一次扫频用时:1.6s (泰克60M示波器测量) 。

测试频率篇6

关键词：激光冲击处理,激光喷丸,发动机叶片,质量控制,固有频率

0 引言

激光冲击处理 (laser shock processing, LSP) 是利用强脉冲激光导致的冲击波使金属材料表层产生塑性应变, 从而改善金属表面疲劳性能的技术。美国LSP技术公司等自1997年开始在航空发动机叶片上应用激光冲击强化技术后, 经过十多年工程技术的发展, 形成一整套激光冲击强化的快速涂层技术、质量控制技术、在线检测技术等[1]。在工艺稳定并取得大量的实际使用数据后, 激光冲击处理的质量保证技术成为近年发展的重点。为了不影响生产的连续性, 实时无损评估的质量保证技术是最有效的方案。

国外早期的测量方法是检测激光冲击处理后留下的表面凹陷体积, 并根据此凹陷体积 (即金属表面塑性变形量) 计算出金属表面残余压应力, 从而作为工件质量检验的依据。也有人研究利用X射线, 直接对金属内部的应力分布进行探测来检测工件质量[2]。另外就是利用声音检测装置, 采集每次激光束冲击时产生的声音并将此声音数据送到计算机中, 与预先得到的声音和处理质量的关系函数 (此函数通过实验得出) 进行比较, 以此来作为检测标准[3]。从美国有关该技术的专利发展状况看, 激光冲击强化的质量控制有很多检测方法, 而在线检测是目前的发展趋势。此外, 还有等离子监测、声信号监测等方法。

针对激光冲击处理的质量检测, 国内现有的方法并不多, 主要是靠直观判别, 南京大学声学所早期曾经研究过铝合金的冲击处理工艺, 并通过对工件微凹坑进行直观观察与分析来判别激光冲击强化效果的好坏, 从而达到无损检验的目的[4]。

上述提到的各种检测方法都有不完善的地方, 尤其是国内, 直观判别法这样的检测方法只是凭借经验来进行直观判断, 效率低且没有精度保证。为了解决激光冲击处理工艺的快速发展和其检测技术相对落后的矛盾, 本文提出一种基于固有频率测试的高效、实时、无损的发动机叶片激光冲击强化质量检测新方法。

1 测试系统

目前国内测量航空发动机叶片固有频率主要采用共振法, 该方法的精度往往受到部件精度的影响, 实际精度较低。此外, 共振法需要通过逐步改变激振力的频率才能找出叶片的共振频率, 费时较长, 对叶片激光冲击处理时的固有频率的在线测量难以实现。笔者采用脉冲激励, 通过对叶片响应信号进行频谱分析, 辨识出叶片的固有频率。由于激光冲击强化处理时, 会产生巨大的瞬间冲击力, 这就相当于对叶片产生一个脉冲瞬态激励, 因此采用这种激振方式来测量还能省去激振装置的设计。激光冲击叶片产生的振动信号被涡流位移传感器及传声器采集后经变送器送到USB数据采集卡, 再将数据传输到计算机, 计算机对数据进行处理。

叶片激光冲击实验在北京航空工艺研究所调Q钕玻璃激光器上进行, 实验对象为黎阳航空发动机公司提供的1Cr11Ni2W2MoV型不锈钢压气机叶片。1Cr11Ni2W2MoV是在低碳12Cr钢中加入大量的W、Mo、V等缩小奥氏体相区的铁素体形成元素而得到的, 该材料密度ρ=7800kg/m3, 弹性模量E=198GPa, 泊松比ν=0.3, Hugoniot弹性极限HEL=2.62GPa。该钢种具有良好的综合力学性能, 室温强度、持久强度较高, 并有良好的韧性和抗氧化性能, 在航空工业中已被广泛用于制造600℃以下的发动机叶片、盘、轴等重要零部件。

本实验希望通过监测激光冲击处理过程中压气机叶片的固有频率和声功率, 得到叶片LSP过程中固有频率和声功率的变化规律, 然后检测处理后叶片冲击点的残余应力, 分析叶片残余应力与LSP固有频率以及声功率间的关系, 最终推导出经验公式作为叶片LSP质量检测标准。待检测叶片实物及冲击点分布分别如图1、图2所示。

实验采用单光斑冲击模式, 即各个光斑不互相覆盖, 实验过程如下:①将待冲击叶片表面用酒精擦拭干净, 给需要冲击的部位贴上铝箔;②安装好叶片及传感器;③调整激光功率及光斑大小、位置;④将水泵打开放水, 开始对试件表面进行冲击处理, 每次冲击后记录能量计读数。将略大于工件的铝箔胶带粘贴于试件表面时, 检查铝箔与试件之间无气泡后再将试件置于工作台, 预先调整工作台位置, 使激光光斑直径为5mm (实际光斑形状为椭圆形光斑, 长轴和短轴差距不大, 近似圆形, 故取长轴和短轴的平均值, 称之为光斑直径) 。

叶片在LSP加工时有流水覆盖在其表面, 冲击位置不同时, 其表面水流状态不同, 这会对叶片振动造成影响, 从而影响测量精度。通过对不同流水状态下的叶片进行敲击响应实验发现, 流水影响下的叶片二阶固有频率辨识随机误差在0.04Hz以内, 而系统对叶片一阶固有频率的辨识随机误差与音叉标定结果一致, 都是0.02Hz。

2 实验结果

单光斑冲击区残余应力检测在北京机电研究所进行, 检测设备为日本理学电机产的MSF-2M X射线应力测试仪, 该设备的X射线光斑为4mm×4mm, 和冲击区的大小相当, 测量的结果为整个区域的平均值。由于冲击激光光斑为椭圆形, 导致叶片激光冲击后产生的残余应力在长短轴方向不一致。第一组检测第2号～第7号冲击点的叶片长宽两个方向残余应力, 并得知在叶片宽度方向残余应力值较大;第二组检测所有冲击点宽度方向残余应力。

通过分析第一组实验中叶片冲击后的位移响应信号得到固有频率, 选择其中几个典型点测量其残余应力, 最后得到实验结果, 如表1所示。

3 叶片激光冲击次数与固有频率的关系

观察上述实验数据, 分别列出一阶、二阶固有频率与叶片激光冲击次数的关系曲线, 如图3、图4所示。

从图3、图4中可以看出, 叶片的一阶、二阶固有频率均随着叶片冲击次数增多而增大, 且二阶频率对冲击的响应更加敏感, 相关性更好。利用线性回归分析方法, 推导出叶片固有频率与冲击次数间的一元线性回归方程。

一阶固有频率经验曲线:

f1=0.0486n+218.79 (1)

测试频率篇7

电力变压器振动不但会产生强烈的噪音污染环境, 也会导致电力变压器在持续的共振状态下产生内部磨损, 长久下去就会造成设备损坏, 影响生产进程。

1 电力变压器振动机理分析

本文所研究的是油浸式电力变压器, 这种变压器油箱存在一定的固有频率, 所以在使用方法方面存在限制性。它在运行时很容易出现谐振现象, 增大变压器在运行时的噪音。本文要做的就是对其进行固有频率和振动的测量, 评价和研究电力变压器油箱的固有振动意义。

1.1 变压器振动产生的原理

电力变压器之所以会产生振动是由于它其中的铁芯、冷却元件和绕组在设备运行时本体发生共振。具体来说就是设备运行时硅钢片的磁致伸缩导致铁芯的周期性振动, 负载电流产生了绕组匝间的电动力振动, 而冷却元件中的漏磁引起了变压器油箱壁的振动。前两者所产生的共同振动使振动声波均匀的向四周发射, 而冷却装置自身产生的振动与噪音也通过磁致接头将振动间接传递给变压器油箱。据调查, 三者共振所产生的噪声与振动可以以100Hz的基频进行传播, 而在油箱表面测量也会发现其振动信号中存在大量的高阶谐波分量[1]。

1.2 共振原理的计算

在公式中, x、y、k表示了共振所产生的质量、阻尼、刚度。

将这三个变量带入公式中, 就有:

所以就有:

如果阻尼变量较小时, 就可以为上述运动方式列出微分方程, 它的解应该为:

公式迎合了小阻尼情况下变压器油箱内壁的受迫振动, 即阻尼振动和简谐运动叠加情况。当阻尼振动在进行一段时间后, 会由于振动频率的减小而衰减, 最终忽略不计。所以当受迫振动完全进入稳定的等幅振动周期内, 就可以表达为:

当变压器的本体振动产生大量的高阶谐波时, 振动的某一频率分量就会导致油箱产生较大的共振振幅, 而且越来越大。变压器在这种长期的剧烈共振中将会处于不稳定状态, 内部的设备磨损就会缩短它的寿命。为了减少变压器的故障发生, 应该在其油箱内壁选取一定的测点进行固有频率的测试[2]。

2 油箱内壁的测点布置

为了进行固有频率的测试, 应该首先在变压器油箱的内壁进行测点布置。其原则就是按照内壁的加强筋放置来归纳和简化其内部结构, 以便于测点的布置。

由于电力变压器的主体规格和结构形式都是不同的, 所以在进行测点布置时一定要首先考虑加强筋结构与油箱内壁的关系。可以首先利用加强筋将油箱内壁进行几何分割, 变为若干个矩形单元。然后定义每个单元的长度为L, 再进行各个单元的尺寸测量, 最后在每个单元上确定布点的数量。如果加强筋将内壁分割为L=600mm内一个布点, 那么它的具体布点原则就应该如表1.

按照以上原则, 本文利用一台三相的油浸式电力变压器, 通过它的油箱内壁结构来进行测量布点的研究。如果它的顶部尺寸为1200mmx600mm, 那么按照上述原则就可以得知该油箱内壁可以布置2个测试点。而当宽方向为600mm时, 可以布置1个测试点。

3 电力变压器油箱固有频率测试仪器的具体设计

3.1 测点的选择布置、

按照上文提到的测点布置方法, 应该在变压器的顶端三相铁芯和油箱内壁的四周选择11个测点, 根据它们来进行振动测量。所以测点的选择原则如图1.

3.2 变压器油箱内壁的固有频率测量

无论是设备内元件的单独振动还是共振, 整体上振动系统都属于线性振动, 所以可以根据已得到的激振力数据来对油箱内壁的激励结构进行控制, 再通过对输入输出信号的测量进行传递函数分析来获得固有频率。所以根据已知的激振力与油箱内壁相应来导出它们之间的关系Y (可用导纳) 为:

在公式中, X即为油箱表面所测得的振动信号, k为油箱壁表面的刚度, F是输入力信号, 而为频率比, 所以就有:

由上述计算可知, 当可用导纳Y的幅值为1时, 它所产生的激励力响应与共振系统中的频率响应特性曲线相关, 所以在共振频率下可用导纳Y的值会根据共振频率的增大而增大, 这样就可以通过Y来判断出各个阶段的共振频率值。

3.3 力输入锤击法对固有频率变化的测试

利用冲击力锤配合力传感器、压电式加速度传感器以及电荷调理电路数据分析仪等等进行固有频率的测试。其具体测试方法为用冲击力锤 (冲击脉宽频率为3k Hz响应范围) 对油箱表面锤击, 产生激振, 此时所产生的力信号就会吸附于已经布置好的测点上, 测点通过振动传感器来测量这些力所产生的振动加速度信号, 然后利用传递函数分析方法来测量各个测试点在响应后所得到的不同固有频率。这其中力信号所产生的第一个峰值就是共振系统的第一阶段固有频率, 按照测试以此类推, 再根据测点可以测试出各个峰值下所代表的各个阶段固有频率。

3.4 测试结果分析

根据此前在油箱壁上布置的11个测点来测试冲击力锤所产生振动对各个测点的固有频率特性影响, 具体利用到了固有频率的传递函数。我们以测点布置中的顶点2号点为例, 这一点布置于油箱的顶部, 当冲击力锤敲击油箱时, 在1k HZ范围内它的固有频率变化如图2。如图2所示, 2号点的固有频率由低变高, 最高达到900Hz范围, 主要分为四个阶段。它的频率特性幅值变化小于侧面的测点, 所以可以按照无阻尼的固有频率公式来推理:

当质量越大时, 它所产生的固有频率就越低。因为2号点处于油箱顶部, 它的结构虽然简单但是有铁芯连接, 整体承载了来自于绕组和铁芯的共同重力, 所以它的结构是相对稳定的, 因此在这个阶段固有频率很低[3]。

4 总结

按照本文分析可知, 油箱受到共振影响所产生的固有频率和质量有关, 也和其内部的结构有关, 但当电力变压器长期处于振动状态时, 即使是结构稳固的油箱顶点也会由于固件的松动而导致其部位的固有频率升高, 这对整个设备都是相当不利的。所以总体来说, 该测试对设备的寿命周期保护具有现实意义。

摘要：振动参数是电力变压器设计、安装调试与运行的关键, 它影响着变压器的使用寿命。本文基于电力变压器的振动产生原理和共振现象出现的原因, 探讨了变压器内壁固有频率测试中点的分布原则和油箱固有频率测试仪器的方案设计。

关键词：电力变压器,共振现象,固有频率测试,油箱,内壁,方案设计

参考文献

[1]汲胜昌, 门阳, 刘昱雯等.运行中电力变压器油箱表面振动特性的研究[J].电工电能新技术, 2007, 26 (02) :24-28.

[2]唐志兴.三相变压器共振回路的非周期振动[J].广西师范大学, 2000, 12 (30) :55-56.

测试频率篇8

1.1 正交扫频信号源的设计

方案一VCO+0°/90°移相器

笔者采用传统的压控振荡器和0°/90°移相器生成正交扫频信号源。

方案二:采用高性能的DDS芯片来制作

AD9854系列芯片产品具有较高的性价比,AD9854数字合成器是高集成度的器件,它采用先进的DDS技术,片内整合了两路高速、高性能正交D/A转换器通过数字化编程可以输出I、Q两路合成信号。AD9854 的DDS具有48 位的频率分辨率(在300M系统时钟下,频率分辨率可达1u HZ)。输出17 位相位截断保证了良好的无杂散动态范围指标。AD9854允许输出的信号频率高达150MHZ,而数字调制输出频率可达100MHZ。通过内部高速比较器正弦波转换为方波输出,可用作方便的时钟信号发生器。

方案三:利用FPGA配合高速DAC芯片来制作正交扫频信号源

利用Altera公司的FPGA芯片来制作正交扫频信号、与MSP430 进行通信来对扫频信号的控制及显示电路,不仅减小了电路尺寸,而且还增强了抗干扰性,使可靠性得到了进一步的提高。该扫频信号源克服了传统扫频信号源电路复杂、具有扫频和点频两种频率输出方式及测频、扫速控制等功能。

处于综合考虑,即以便本次的设计,选择方案三。

1.2总体设计方案

1)设计任务

根据零中频正交解调原理,设计并制作一个双端口网络频率特性测试仪,包括幅频特性和相频特性其示意图如图1 所示。

2)系统设计框图

3)系统硬件的主要组成

核心部分采用FPGA核心板,经过AD9764 转换成模拟信号,再经过40M无源6阶椭圆低通滤波器做成自制DDS正交信号发生器,外围电路板是双路AD835乘法电路和双路2阶有源滤波器电路滤波成直流交付于MCU,MCU采集并计算后,在示波器屏幕显示输出。

2 理论分析与电路设计

2.1 DDS正交信号发生器

1)DDS的基本原理:N

相位累加器由N位加法器与N位累加寄存器级联构成。每来一个时钟脉冲fs,加法器将频率控制字k与累加寄存器输出的累加相位数据相加,把相加后的结果送至累加寄存器的数据输入端。累加寄存器将加法器在上一个时钟脉冲作用后所产生的新相位数据反馈到加法器的输入端,以使加法器在下一个时钟脉冲的作用下继续与频率控制字k相加。这样,相位累加器在时钟作用下,不断对频率控制字进行线性相位累加。由此可以看出,相位累加器在每一个时钟脉冲输入时,把频率控制字累加一次,相位累加器输出的数据就是合成信号的相位,相位累加器的溢出频率就是DDS输出的信号频率。

笔者要在1M-40MHz之间检测频率特性,所以要经过40MHz低通滤波器,会有一定的衰减,所以笔者在FPGA部分做数字补偿,使得幅频均衡。

2)幅频均衡的原理如下:

1M-40MHz的频率范围,步进为100KHZ,所以笔者将得到1M-40MHz之间的n个点的幅值A,记为A=[ a1, a2, a3…, an - 1,an],由于双路滤波效果不同,交换DA与滤波通道,得到幅值B,记为B=[ b1, b2, b3…, bn - 1, bn],最终得到A+B[ a1+ b1, a2+ b2,a3+ b3,…, an - 2+ bn - 2an - 1+ bn - 1, , an+ bn],求的MIN(A + B),则通过计算笔者将幅值均衡到,达到幅值均衡的目的。

2.2 DAC数模转换电路

DA转换芯片采用14 位100Mps的ADC9764AR转换芯片,设计电路如下:

2.3 乘法电路设计原理

乘法器电路如图所示:

自制DDS信号发生器产生A cos(wt) 和A sin(wt) 两路信号源,假设被测电路的增益为G,相位为 ϕ ,则被测电路的信号为AG cos(wt + ϕ) ,经过乘法器之后得到

如图所示

积化和差之后

其中CF1 的直流分量为,CF2 的直流分量为

设直流分量

M,N分别为数字部分采集数据,则解得

对不同频率下的G, ϕ 的值进行采样得到的即为简易频率特性曲线的不同幅值下的幅频特性图和相频特性图。

最终交流分量为1M-40M,加入两阶100KHZ低通滤波器滤掉其中的交流分量,得到的直流分量值为。然后进入AD转换进行数字部分处理。乘法器及滤波器电路原理图如图5。

2.4 显示部分设计

本设计根据需要采用示波器屏幕来显示波形,通常采用示波器的X-Y模式,通称李沙育图形。将两个信号分别输入到示波器的CH1和CH2,以CHI信号电压为X-Y坐标轴的X正半轴数值,以CH2为Y正半轴数值,得到的(X,Y)坐标值为显示出来的点。当信号连续输入时,点也连续,成为线和椭圆(圆),也就将幅频特性及相频特性绘制出来了。

3 系统的软件设计

DDS主程序流程图:

4 系统调试测试过程

4.1 调试仪器和设备

RIGOL DG4062信号发生器

RIGOL DS1152-EDU 150MHZ 1GSa/s数字示波器

XPD1252-C宽带双通道扫频仪

液晶显示屏

4.2 测试过程

1)系统调试(在没有幅频均衡之前,幅值图测试如下):

2)对扫频仪进行测试

4.3 测试结果分析

1)测试数据分析

根据测量结果分析,本设计的数据在频率误差方面能够满足设计要求

2)误差分析

由于元件误差和焊接技术差别,会出现一些误差。

5 总结

在整个设计制作的过程中,笔者始终关注系统的性能指标和最终运行结果的误差,本着稳定性和精确性并重的原则,笔者采取了诸多有效措施,对一些参数误差较大的笔者进行了多次调试和修改,最终完成了此次设计。同时也做了许多扩展功能,结合MSP430单片机与FPGA相互通信,使得通过按键来控制正交信号的频率和扫频点频方式,并能通过MSP430 控制LCD12864显示信号的频率等信息。

参考文献

[1]童诗白,华成英.模拟电子电路基础[M].北京:高等教育出版社,1980:106-130.

[2]高吉祥,唐朝京.全国大学生电子设计竞赛培训系列教程:电子仪器仪表设计[M].北京:电子工业出版社,2007:203-210.

测试频率篇9

某高炮随动系统测试中，正弦机的发送频率直接影响着输出信号的平滑度，当输出数字角位置变化较大时，固态同步机输出波形将产生较大的阶梯变化，引起被控系统跟踪不平稳，影响跟踪精度。

为了保证被控系统动态跟踪的平稳性和跟踪精度，把输出角位置信号的频率提高到480次/s，就能使输出信号的平滑度满足跟踪系统的要求，保证武器系统跟踪精度和跟踪平稳性不受正弦机信号发送频率的影响。

为了避免在正弦机运行过程中，由于计算耗用过多机时，在正弦机作等速、正弦运行之前，先计算出每个位置信号、前馈信号的各点数值，存放于内存中，在正弦机运行时，通过查表得到各点要输出的数值，再发送出去。但是由于内存容量有限，每次存放的数据有数量上的限制，不能无限增加,现以存放数据量最大5000为例，分析以下几种确定正弦机角位置信号发送频率方式的优缺点。

1 固定发送频率f

如式（1）所示，M为运行周期内发送的数据个数，M燮5000,f为正弦机发送频率，T为运行周期，Δt为发送时间间隔。由于正弦机输出频率不低于480次/s即可保证跟踪的平稳性和跟踪精度，为了兼顾计算机中断时间的准确性，这里取Δt为1ms的整数倍2ms。

以等速跟踪试验为例，当随动系统做等速跟踪时，有部分试验的发送点数大于5000，如表1。结合实际工厂试验台调试经验可知，若降低发送频率为4ms也基本满足稳定性要求，但是此时56°/s的等速跟踪试验的M值降低至2000以下，每次发送角位置信号的阶跃值到达4T左右，因此正弦机输出波形产生较大的阶梯变化，导致跟踪误差增大，影响了测试精度。

2 固定点数M

固定发送点数M可以保证每个运行周期的发送点数为5000，发送时间间隔为

但由于Δt不是整数，计算机中断时间不准确，因此这种方法有可能产生误差的积累，使输出信号的周期不准确。

3 变M-T法

变M-T法的基本思想是：在M燮5000的范围内，令发送点数尽可能的大，并考虑发送频率取1ms整数倍的要求。因此在计算M时，首先计算好T，再令Δt从1到5顺序取值，当恰好得到M燮5000时，取此时的Δt为发送频率。

图1为变M-T法确定正弦机发送频率流程。表2是对等速跟踪各速度值下的发送频率进行的计算验证。计算结果表明在各个速度、范围内做等速跟踪试验，Δt时间内发送的角位置信号的阶跃值ΔW都很小，满足输出波形平滑性的要求。

4 总结

根据该高炮随动系统测试的实际特点，通过对固定发送频率方式、固定点数方式和变M-T法方式的对比分析研究，得出了运用变M-T法方式作为正弦机输出信号频率的发送方式，通过计算可知，这种发送方式可满足输出波形平滑性的要求。

参考文献

[1]王胜勇,韩月秋,陈禾.基于DDS的固定频率正弦信号发生器的改进[J].电子元器件,2006(4):11-13.

[2]陈子为,李成飞.基于DSP的参数可调的波形发生器设计[J].微计算机信息,2010,26(2):153-155.

[3]毛群,王仕旭.基于FPGA和DDS技术的正弦信号发生器设计[J].现代电子技术,2010(9):118-120.