宽带放大（精选九篇）
宽带放大 篇1
1. 系统总体方案
根据题目要求, 本系统总共分为四大部分：第一部分输入信号放大模块通过OPA2690双运放实现对有效值10mV输入小信号放大10dB的功能，使输入信号有效值达到30.16mV。第二部分为分挡滤波模块，题目要求放大器带宽可预置，至少得设计5MHz, 10MHz两个低通滤波器, 我们分别设计了5MHz, 10MHz的LC巴特沃兹低通滤波器，通过单片机控制继电器可以切换挡位以达到分挡滤波功能。第三部分为-40dB～40dB的程控放大，一级VCA810理想情况下放大可达-40dB～40dB，但考虑到外界环境的影响和系统的稳定性，我们设计两级VCA810级联的形式来得到-40dB～40dB的放大，而且在其频率带宽范围内，可以保证其幅频曲线稳定，为后级的功率放大电路稳定提供了保证。最后一部分是功率放大器，我们采用运放THS3001，其压摆率高，且能支持15V的供电, 最具特色的是我们采用浮电源技术将输出的电压扩压, 再利用场管实现其输出电流扩流, 就能实现功率到达2W。通过单片机AT89S52控制既实现了放大器带宽和电压增益AV可预置并显示又降低了整个系统的成本。本系统效率高，成本低，工作可靠稳定。
2. 系统总体框图（见图1)
3. 理论分析及计算
(1) 集成运放扩压电路原理
集成运放扩压电路如图2所示。当输入信号Vi为0时, 输出信号Vo也为0。两个二极管的VB1=+15V, VB2=-15V，集成运放的正负电源端分别为+14.3V和-14.3V, 它之间压差为28.6V, 加入信号Vi后, 两二极管基极电位分别为:
与Vi为0时的静态情况几乎一样, 但经扩压后, Vo输出可以达到24V。通过浮电源技术我们可以实现输出电压的扩压。
(2)带宽增益积 (GBP)
带宽增益积是衡量放大器性能的一个参数，这个参数表示的是增益和带宽的乘积，即
GDP=AV×BW，根据整个系统，最大电压增益为+60dB，也就是+1000V/V，带宽为10MHz，根据上式可得整个系统的最大带宽增益积为10GHz。
(3)通频带内增益起伏控制
随着频率的增高，放大器的增益会随之下降，可以通过补偿电容来添加极点，进而实现相位补偿和增益补偿，这样就可以将放大器的增益在通频带内的起伏控制在最小范围内。
(4)抑制直流零点漂流
零点漂移现象是输入电压为零但输出电压不为零的现象，其产生的主要原因是温度漂移使得半导体元器件的参数变化, 致使输出电压不为零。抑制零点漂移的方法有：●利用超级伺服电路将零点漂移强制拉回零, 但此方法不能放大直流信号。●采用温度补偿的方法，利用热敏元件来抵消放大管的变化, 但效果不明显。●采用加入直流偏置调节零偏, 此方法可以放大交流。
(5)放大器稳定性
放大器的稳定性是指放大器在其带宽范围内幅频曲线的稳定性。
提高放大器的稳定性, 可以采用相位提前补偿的方法, 增加其零点，抵消极点来实现。
4. 硬件电路设计以及方案比较
(1)前级输入信号放大模块
按题目要求对10mV有效值以下的小信号经行放大，要求对信号的干扰要小，所以必须采用一定方法减小对采集信号的干扰。
采用以下几种方法：
●前级采用低噪声高共模抑制比运放OPA2690，最小可放大1mV有效值信号。
●可采取对前级加屏蔽盒，减少外界环境电磁波干扰。
●采用光电耦合器将送给DA0832以及继电器的数字信号与模拟信号彻底隔离, 减小数字电路噪声对模拟放大的干扰, 电路如图3。
(2)程控放大模块
由于题目要求放大范围在0～60dB可调放大，必须采用程控增益放大的方法，并且动态变化范围有60dB，而题目又要求输出幅度达到10V有效值，并驱动50Ω负载，使得最后一级放大倍数固定，因此必须对前级放大的信号经行一定的衰减才能够达到0dB输出。
对于程控放大有以下几种方案：
方案一：用两级AD603实现-40dB～40dB的程控放大。此方案虽然简单，但由于放大频率范围从直流到15MHz，使得放大器输入失调电压要小，而AD603输入失调电压可达30mv，并且随放大倍数不同而不同，再经过后级放大直流漂移显得严重。
方案二：采用高速低零偏的放大器，加D/A转换电阻网络构成AD603程控放大原理。此方法可以有效解决失调电压问题，但电路实现对放大器及D/A转换器要求均较高。
方案三：用两级VCA810级联实现-40dB～40dB的程控放大。VCA810具有低失调电压，一级放大倍数最大范围可达-40dB～40dB，并且外围电路简单。但由于单级放大倍数过大容易引起自激，故两级级联放大。
方案比较：方案一虽然简单，但不适应直接耦合方式的放大器电路。方案二虽然效果较好，但实现有一定难度。方案三虽然需要两级级联，但放大效果好，电路简单，并且可提升空间大。
(3)功率放大模块
方案一：用BUF634来实现功率放大。
方案二：利用集成运放扩压和MOSFET实现扩流来实现放大。
方案比较:方案一中, 虽然BUF634外围电路简单, 容易实现, 但BUF634的最大输出功率为1.8W, 达不到题目发挥部分2W的要求;方案二中, 该方案虽然实现较为麻烦, 但是成本低廉, 效果较好，故采用方案二。
(4)自制电源模块
方案一：采用开关电源。
方案二：采用线性稳压电源。
方案比较：由于开关电源制作虽然效率高但需花费时间较多，并且纹波较大，故采用制作简单的线性稳压电源。并且要求电源在正负30V附近。
(5)分档滤波模块
为了实现放大器带宽可设置, 设计了两路滤波器, 使得放大器带宽分别为5MHz和10MHz, 通过单片机控制继电器来切换档位以得到不同带宽的幅频曲线。
(6)单片机及液晶显示模块
由于控制与处理部分较为简单, 使用AT89S52完全可以实现功能, 液晶显示采用1602.
(7)软件设计流程(见图4)
二、制作及调试
1. 集成运放扩压电路
在实际制作时发现虽然THS3001的压摆率足够高，但是实际情况下在10MHz附近改电路便产生自激现象，芯片温度迅速上升，工作进入不稳定状态，这不是我们所想要的。为解决自激，使得放大器工作在更高的频率，工作更稳定，必须加入相位补偿和做好电源退耦。图2中各值为实际调试时不断更换试出的最佳值，最终工作频率达到15MHz依然工作稳定，带内衰减很小。
2. 前级放大电路及程控放大电路
由于本系统要把输入信号放大60dB，所以前级的低噪声就显得尤为重要。实际调试中发现，前级如果有1mV的波动，则会引起后级的自激，系统很不稳定。另外，系统要求在直流到10MHz范围内带内起伏要足够小，这就要求前级处理时幅频特性要平稳。所以，我们最后选择了具有低噪声和高带宽特性的OPA2690做最前级的处理，把信号放大到适合增益可变放大器处理的幅度，同时加电容进行补偿，尽量减小带内起伏。由于OPA2690是双运放，于是第一级做跟随器同时具有匹配阻抗的效果，第二级放大10dB方便后级处理，如图5 (a)所示。
程控放大模块是系统的核心之一，同时这里也是数字和模拟结合的地方。为了减少数字信号对模拟信号的干扰，我们采用光电耦合器将数字和模拟彻底分开，实际调试发现，效果明显。另外，刚开始制作时，两级之间没有进行50欧姆的阻抗匹配，调试中发现，容易引起系统的自激，而阻抗匹配后效果变好，如图5 (b)所示。
3. 功率放大电路
图6为扩压及功放电路原理图。由于手中有的性能较好的MOS管仅有IRF610与IRF9610，但需配对好。于是借用晶体管图示仪花费1个小时选出一对性能最好最合适的管子。开启电压在4V附近，于是用稳压管和电阻分压组合，经反复挑选电阻值使场效应管恰好工作在甲乙类放大状态。将前后级一起联调时又发现问题，电路的频响特性变得复杂，既存在自激，又存在高频响应特性下降。为继续消除自激，在两级连接处加入电阻R8, R9。为提升电路高频特性，经反复不断加入电容，最后C1～C8构成了补偿电容。最终调试结果为R7, R8为并联的两个1kΩ，C4, C3, C2, C1分别为121, 121, 501, 501。C5, C6, C7, C8为对应值。最终在蜂窝板上搭建效果十分好，用示波器FFT观察频谱特性，从直流到13MHz, 14MHz附近均为一条直线。
4. 自制电源
电压经过变压器后输出为有效值为24V的交流, 经过整流桥后分别送入稳压芯片LM7824和LM7924中, 通过稳压扩压电路将5.1V稳压二极管分别与LM7824和LM7924相连使得输出有效值稳定为29.1V, 以供给主要模块使用, 原理图如图7所示。图中K1, K2, K3, K4为开关, HEAT1, HEAT2为散热片, D14为电源指示灯, 稳压芯片两端的为保护二极管。
5.分挡滤波
通过滤波软件设计得到模型, 再经过仿真后最终确定滤波器参数分别如图8、9所示。
设计这两套滤波器的时候, 我们选择了滤波设计软件AADE来进行设计, 设置滤波器的通带频率、截止频率以及通带和截止频带的起伏大小, 得到大概的LC模型。因为软件所算得到电感和电容的值不一定是平常的所能见到的值, 我们根据标准低通的传递函数进行改变电感和电容的大小, 再通过AADE仿真滤波器波形, 进而更换适合的电感电容, 最后经过不停地调试, 通过示波器观察其幅频曲线, 最后得到理想的滤波器的成品。
6. 单片机及液晶显示模块
由于该模块设计程序并不复杂，故略。
三、指标测试方案以及测试结果
(1)测试仪器清单见表1。
(2)放大器增益测试见表2。
测试方案选择:通过函数发生器产生直流和10MHz以内有效值10mV的正弦波，通过双踪示波器分别观测系统输入和输出信号的大小。
(3)最大输出电压有效值测试：
测试方案选择：在增益为40dB时, 增大输入信号幅度, 观察最大不失真输出信号幅度
测试结果：
(4)通频带内增益起伏测试
测试方案选择：以1MHz为基准, 在增益为60d B时, 输入峰峰值为20m V信号, 从DC到4MHz (9MHz) 改变输入信号频率, 测出输出信号幅度与放大60dB时理论输出幅度之比, 得到测试结果
0～4MHz内：平均0.8dB
0～9MHz内：平均1.4dB
(5) 放大器噪声电压测试
测试方案选择:在增益为60dB时, 将输入端与地短接, 测出输出信号幅度
测试结果：在AV=60dB时，输出端噪声电压的峰-峰值VONPP为0.2 V。
(6)输入电阻与负载电阻阻值测试
测试方案选择:系统设计方案保证了输入阻抗大于50Ω，负载电阻用万用表直接测量。
测试结果:输入阻抗：>50Ω负载电阻：50.8Ω
四、总结
宽带放大 篇2
摘要：THS4302是TI公司推出的新型固定增益放大器，具有2.4GHz的带宽和+5V/V的固定增益，其性能是现有同类产品的四倍，可为高速应用系统提供高速低噪声的模拟解决方案。文中介绍了THS4302的特点、工作原理及使用注意事项，并在此基础上给出了几种典型应用。
关键词：固定增益 放大器 A/D转换器?THS4302
1 引言
THS4302是美国德州仪器公司推出的新型固定增益放大器，它具有低失真、高斜率、低噪声和超过2GHz的增益带宽积。这些特性的结合使得模拟电路设计人员能够超越当前的性能限制，而以高于先前使用闭环所能达到的速率来处理模拟信号，从而优化放大器的设计方案。
THS4302具有2.4GHz的带宽及+5V/V的固定增益，其性能较现有同类器件提高了三倍，从而为高速应用领域提供了高速度、低噪声的模拟解决方案。
THS4302的推出使得无线基站、中继站以及其它基础设备能够提供更多的通道，从而可在更小空间中提供更高的带宽。由于THS4302具有高速、低失真特性，因而可在数字信号处理 (DSP)中驱动宽动态范围的高精度A/D(数/模)转换器。THS4302在100MHz频率输入时， 可驱动100Ω负载，其三阶输出截取点(OIP3)可高达+46dBm，这和以前的相同固定电压增益的运算放大器相比，具有更佳的线性增益变化及更低的功耗。
THS4302还采用了新型的带散热垫(PowerPAD)的RGT封装，其引脚定义如图1所示。各引脚下的功能说明如下：
1～4脚(VS-)：电源负端;
5～8脚(VOUT)：输出端;
9～12脚(VS+)：电源正端;
13脚(NC)：空脚;
14脚(VIN-)：输入负端;
15脚(VIN+)：输入正端;
16脚(PD)：功率下拉端，低电平有效。
2 工作原理
2.1 宽带同相工作
THS4302是具有功耗下拉功能的固定增益电压反馈运算放大器，可在3V～5V的电源下工作。现以图2为例说明TH4302电路的典型性能。该电路采用同相放大结构，并采用双电源供电。图2中，VI端49.9Ω的并联电阻用来匹配测试仪器的源阻抗。VO端的50Ω电阻用于与测试仪器的50Ω负载阻抗相串联以提供100Ω负载。输出端总的100Ω负载与总共250Ω的反馈网络负载相结合可在THS4302的输出端呈现出71Ω的有效输出负载。图中的Rf、Rg为THS4302的内部反馈电阻和增益设定电阻，其取值分别为200Ω和50Ω。从图2可以看出，为了获得足够宽的频带响应，电路在正、负电源端均设计了严格的滤波网络。
2.2 单电源工作
当THS4302在单电源下工作时，输入信号和放大器必须具有适当的偏置以便能获得最大的输出电压摆幅。图3给出了一种有益于放大器单电源工作的配置方法。
为了获得最大的输出电压摆幅，输入信号和放大器应加Vs/2的电压。图中标示的2.5V偏置电压是在供电电压为5V时给出的。
另外，通过THS4302的功耗下拉引脚?PD?可以将静态电流从37mA降至800μA，这对于降低系统功耗是非常有用的`。当放大器的功耗下拉脚(PD)接到高电平(正电源)时，放大器工作在正常功耗模式。而当功耗下拉脚(PD)接负电平时，放大器关断，此时电流降至800μA。
功耗上拉或下拉门限电压与电源电压有关。当加到功耗下拉脚(PD)的电压高于使能电压时，器件被激活。而在低于下拉电压时，器件休眠。当所加电压在两门限电压之间时，放大器的工作状态不确定。
3 典型应用电路
3.1 用THS4302驱动A/D转换器
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p; 图4所示是用THS4302驱动高性能A/D转换器的实际电路。图中，THS4302输出的放大信号经过隔离电阻、AC耦合电容和低通滤波器后，再经宽带变压器即可转化为差分信号以驱动A/D转换器。对于不包含直流信息的应用，这种驱动ADCs的方法很有用。
RISO电阻在电路中起隔离作用，对它的精心设计可使电路获得最优的频率响应。
3.2 用THS4302驱动电容负载
对运算放大器来说，电容负载是一种最苛刻、也是很普通的负载条件。通常，电容负载为A/D转换器的输入，包括推荐用来改善A/D 线性度的外部附加电容。象THS4302这样的高速放大器，在输出端直接放置电容负载时，其稳定性很容易受到影响。而且，在放大器带有开环输出电阻时，电容负载在信号路径上引入的附加极性会减少相位余量，因此，在设计时，如果主要考虑频率响应的平坦度、脉冲响应的真实度、或者失真度，最简单有效的方法是在放大器输出和电容负载之间插入一个串联隔离电阻RISO以将反馈回路和电容负载隔离。
当THS4302的寄生电容负载超过2pF时，其频率响应性能降低。在实际应用时，长的PC板路径，非匹配电缆以及多个器件间的连接都很容易出现等效寄生电容负载超过2pF的情况。因此，为了获得最优的频率响应，RISO电阻的取值尤为重要，并应尽可能地将电阻RISO安装在靠近THS4302的输出端。图5所示为一组THS4302驱动不同电容负载时的频率响应曲线。
4 使用建议
THS4302具有2.4GHz的频带和5倍的电压增益，为了获得最优的AC性能，下面给出一些关于电源退耦和版图设计方面的建议。
(1)尽可能地将退耦电容放置在靠近电源输入端，以减小电源到地的电感。推荐使用与器件电源脚宽度差不多的电源线来连接退耦电容，并用3个或更多的孔将电容连接到地平面。
(2)将容值小的电容优先放置在最接近器件的位置。
(3)固态电源平面的四周到地平面之间要慎用高频退耦电容，以避免PCB出现自激。
(4)为了获得超过2 GHz的最佳传输特性，建议旁路电容的排列采用评估板上的排列方式。30.1Ω电阻与0.1μF电容串联可降低并联集总元件的谐振Q值。其中包括0.1μF和47pF电容和放大器的电源输入电容。
(5)将信号输入/输出脚到交流地的寄生电容应减到最小。
不管怎样，如果在I/O端使用传输线，匹配电阻应尽可能地接近器件。除非使用了传输线，否则，输出端和同相输入端的寄生电容会与负载和源阻抗一起，不自觉地对带宽产生限制。为了降低不必要的电容，地平面或电源平面应沿着信号I/O脚的周围断开，以形成一个窗口。
(6)将电源脚到高频0.1μF退耦电容器的距离减到最小?<0.25”?;
设计的地平面和电源平面不尽远离信号I/O脚，以避免使用窄的电源和地线，达到减小引脚和退耦电容间电感的目的。
(7) 仔细选择和放置外部元件以保护THS4302的高频性能。电阻应选择低电抗类型的。表贴电阻的工作特性较好，可进行高密度设计。此外，还应保持PC板上的连线尽可能地短。
(8)与其它宽带元件间应短线直接连接或使用板上传输线。 实际上，THS4302内部已经产生有2pF的寄生负载。因此，随着信号增益的增加，在没有隔离电阻的情况下，也可以驱动更大的寄生电容负载。也就是说，如果实际要求的走线较长，那么，也可以采用6dB固有信号损耗的双端传输线，当然还可以采用微带设计技术实现阻抗匹配传输线。
(9)像THS4302和THS4303这样的高速器件，一般不推荐使用插座。
宽带放大器(B题)析评 篇3
对题意的领会
对于题目基本部分和发挥部分的要求，最好将其分类、归纳，与教学训练内容结合起来，以便把握操作。现将宽带放大器需要满足的技术指标整理如下：
1.带宽 3dB通频带为10kHz～6MHz，可以扩展。
2.增益 （1）最小值为10dB，基本指标为40dB，最大值≥60dB。（2）可步进调节，在10～58dB范围内，步进间隔为6dB；要求更高时，步进间隔为2dB。（3）可预置增益值，并显示。（4）预置增益值与实测增益值的误差要求：在步进间隔为6dB时，误差小于2dB；在步进间隔为2dB时误差小于1dB。（5）带内增益平坦度要求：在增益为40dB时，在20kHz～5MHz范围内，增益起伏小于1dB。（6）自动增益控制要求：在4.5V≤V0≤5.5V范围内，AGC范围≥20dB，即输入信号的ViH/ViL大于12.2倍。
3.最大输入电压幅度（有效值） （1）基本要求≥3V；（2）扩展要求≥6.5V；（3）数字显示正弦电压有效值。
4.噪声性能 在AV=58dB时，输出噪声峰－峰值不大于0.5V。
5.输入阻抗≥1kΩ；负载电阻为600Ω；单端输入、单端输出。
6.进一步提高各项技术指标，扩展功能。
对题意要求作了如上整理后，在作总体方案设计时，至少有三点思路易于明确：
（1）器件选择必须选择宽带、低噪、增益可程控放大的器件，且这类器件必须从新型的高速宽带运算放大器中去寻找；分立元件很难奏效。
（2）硬件系统；根据最大输出电压幅度和最大增益要求，系统可分为3级、2级或1级（满足基本要求）来实现，每级的增益分配都不会太大，易于实现。
（3）增益指标这一项，内容较复杂，但主要都是依靠编程技术来完成。对多数参赛学员来说，这个问题现在已不算太困难。因此，在完成本题任务时，对题意的分析、整理，显得非常重要。
AD603运放性能介绍
由上可见，完成本题的关键在于选择好宽带、低噪、增益可控制的放大器件。从本次竞赛作品的测评中看，有的作品正是这样做了，如选择AD603、UA733等，因而取得的成绩较好。这里侧重介绍一下高速宽带运放AD603的有关技术性能。
1.AD603的特性
图1为AD603的引脚图，表1为其引脚功能，图2为AD603原理框图，图3为其最大增益与Rx之间的关系。这些图表对了解AD603的电气性能非常有用。
2.电气性能
（1）增益特性
①固定增益上限Av(0) ：与5、7脚之间的外接电阻Rx有关，Rx=0（5、7脚短接），Av(0)max=30dB。Rx=6.44kΩ，Av(0)max=50dB。所以，固定增益的上限为（30～50）dB。
②增益衰减范围：由内部R-2R精密梯形网络实现，R=100Ω，每节衰减6dB，共有7节，总的衰减能力约40dB。可见运放的增益在其上限之下，有40dB的可调范围。
③增益控制调节方法：1、2脚都是其控制电压Vg的接入端，由Vg控制内部衰减网络的无级变化，从而实现40dB范围内任一步进间隔的增益调节；Vg是1、2脚之间的电位差，范围是[-0.5V,0.5V]，超出该范围时，Vg的作用与区间端电压相同；在Vg控制下，放大器的对数增益（以分贝表示）与Vg成线性关系（Vg的单位为V）：Av(Vg)=40Vg+(Gmax-20)(dB)。
例如：当Rx=0，Gmax=30dB,Vg∈[-0.5V，0.5V]时,AV(Vg)范围为:-10~30dB。当调节范围超过40dB时,需用级联方式解决。
另外，控制端1、2脚之间输入电阻达50MΩ，对Vg接入电路不会产生影响；在内部，1、2脚与信号输入端3、4脚之间无电的联系。因此，Vg调节增益是独立进行的。
（2）带宽 当Gmax=30dB时，BW0.7=90MHz；当Gmax=50dB时，BW0.7=9MHz，即单位增益带宽接近3GHz；带内增益起伏小于0.5dB；大信号电压转换速率：275V/μs。
（3）低噪声性能 1.3nV/Hz。故即使在100MHz频带里，噪声峰-峰值也仅0.13V左右。
（4）输入电阻 100Ω。这是由其R-2R网络决定的。因此为提高输入阻抗，可采用宽带运放跟随器作输入级。
（5）极限参数及应用范围 表2为AD603极限参数及应用范围。
3. 使用注意事项
（1） 输入信号必须直接接在3、4脚上，否则影响精度。（2） 参考电压必须非常稳定。（3） 信号输入端宜加保护电路，以防过压输入。（4） 容易自激。电源和地之间加去耦电容，各级电源之间加电感线圈隔离。（5） 对容性负载敏感，易造成自激，当用同轴电缆连接输出时，宜加缓冲器隔离。（6） 前后级易产生电磁耦合，必要时需用铜屏蔽盒隔离。（7）级联运用时，因为Ri2=100Ω，为防止后级输入过流，应采取保护措施。（8）在5脚上加接4.7μF电容接地，可适当提升高频分量，改善幅频特性。
由上可见，如果了解了AD603的有关性能，对完成本题任务中硬件系统的设计与制作，心中就大抵有了底。
典型设计方案示例
1.总体设计方案
根据带宽、增益调节范围(≥48dB)、输入阻抗、噪声等项要求，系统前端电压放大部分需设一级宽带跟随器和两级AD603程控增益放大器；根据输出电压幅度的要求，需再加一级大信号宽带电压放大器；根据增益控制调节、自动增益控制范围、测量并显示输出电压有效值等要求，需要设置单片机小系统和有关检测电路。于是系统总体设计方案可如图4所示。
各级增益的分配可由实验确定，末级增益在6~20dB之间（即2~10倍）即可满足题意要求。
有效值测量可有多种实现方案，但选用测量有效值的专用芯片AD637，则简洁方便，可满足本题要求（有关资料可自查）。
A/D与D/A的工作频率均不高，题目对测量精度的要求也不算高，因此，可选择8位的ADC0809和DAC0832。同时，单片机的任务并不算太多，亦可采用89C51类的普通芯片即可。
2.前端放大电路
根据上述AD603芯片的特点，可将前端放大器简要设计如图5所示。
前端跟随器选用OPA642，其截止频率达400MHz，跟随线性度好；输入电压允许值与AD603相同。这样，使系统输入阻抗远大于1kΩ的要求。
3.末级大信号放大电路
为保证高频端放大器的稳定性和带内幅度的平坦度，宜采用互补推挽和深度电压串联负反馈电路形式。典型电路如图6所示。
高频晶体管2N3904为NPN型，2N3906为PNP型，是配对的互补管，特征频率fT达200MHz，能保证系统性能要求。由于是深度电压串联负反馈，故输入阻抗较高，输出阻抗低，适合与前端放大器和负载连接。
由图可见，本级AVf≈1/kfV=1+(R10/R9)，如R9、R10为图中标注值，则AVf=11，约合20dB。
所有电容，均是为了电源去耦或改善频率特性的。
4.一组典型测试数据
表3为频率特性测试数据，表4为步进增益误差测试数据，表5为AGC控制测试数据。
5.安装调试注意事项
（1）设计的电路宜先作仿真，特别是频率特性与波形失真，要不出现明显误差；（2）电路板安装应尽量紧凑；（3）数字地与模拟地之间加接电感线圈，防止自激与干扰；（4）前端与末级放大器电路要分别加屏蔽盒，各接口以同轴电缆连接，同轴线外层和盒体应接地。
结束语
宽带低频放大器的设计 篇4
放大器主要功能是用来放大低频信号, 并使它们以饱和、截止的方法形成方波, 输出一个矩形连续脉冲波。在一般近距离或低高度雷达接收机电路中, 由于回波信号时间较短, 常需要较宽的通频带, 用来提高接收机恢复信号波形的能力。宽带低频放大器的设计重点是通频带宽, 而常规设计的带通滤波器相对带宽有限, 一般达不到指标要求。而该电路采用有源低通滤波器和有源高通滤波器组合, 形成一种频带较宽的有源带通滤波器, 实现宽带放大电路。电路设计中选用宽带运算放大器AD713器件[1]。
1 整体设计方案
a) 技术指标:低放带宽10～85 kHz;
b) 电压增益:60 dB。
在10～85 kHz这个范围内, 中心频率为47.5 kHz, 相对宽带比较宽, 一般带通滤波器难以达到, 因而采用高、低通组合的方式来实现。而运算放大器的输入阻抗比较高, 输出阻抗一般都比较低, 所以电路在级联时比较容易匹配。但对于高增益的低频放大器来说, 由于输入端阻抗高, 使电路很容易自激。因此, 在组装时要特别注意结构的合理性, 考虑到放大器在高增益时容易自激, 将滤波器插入在放大器的中间, 即第一级放大的信号经过带通滤波器后再去放大。安排次序是:放大-高通-低通-放大, 如图1所示。
经过高、低通组合后, 可获得相对宽带很宽的通频带。虽然滤波器级数稍微多了一点, 但由于所用器件体积小, 仍可以做到较小的面积。电路型式采用无限增益型滤波电路, 这种滤波电路型式与相反输入型放大器在电路型式上相一致, 即负端都作为输入端, 正端为接地端。然而接地一致性好, 使电路工作稳定, 有利于印制板的设计。
滤波器前后沿的陡削程度与级数有关, 级数越多, 波形系数越好, 前后沿越陡削。放大器采用3级运算放大器, 每级增益都在20 dB左右, 这样做使得整个电路工作容易稳定, 频率容易展宽。根据增益-宽带积, 每一级的宽带都在0～150 kHz或0～200 kHz左右。三级运算放大器级联后, 实测宽带为10～85 kHz, 电压增益为60 dB。
2 放大电路设计
放大器由相同的增益可调的反相宽带放大电路组成。每级电压增益为20 dB左右。放大电路采用宽带运放的AD713运算放大器, 见图2 。
考虑到前置放大器与后级的高通滤波电路相连接时, 电压增益要有些损失, 其设计放大器的电压增益要选得高一些。图2中放大电路反馈电阻R3为15 kΩ, 反相端电阻R1为1 kΩ, 由于电压放大倍数A是由R3/R1决定, 则A=15 , 而电压增益G=20logA, 即电压增益为23 dB。 由于AD713宽带运放的增益-宽带积f为4 MHz。因此, 前置放大器带宽约B等于f/G , 约170 kHz。
后级放大器由两级相同的反向输入电路组成, 其电路形式与前级相仿, 每一级放大倍数A=20, 其电压增益G=20logA, 约26 dB, 理论宽带B=f/G, 约150 kHz。两级电压增益约52 dB。由于放大器带宽低端从10 kHz起始, 则放大器每级之间隔直流电容选用的大一些, 这里我们选用0.33 μF。放大器正向输入端接地选用910 Ω的电阻R2, 见图3。
3 低通滤波器
低通滤波器的设计采用无限增益型反馈电路, 其电路组成如图4所示, 1个5级的低通滤波器。
低通滤波器的设计方法一般是从实际要求出发, 选定滤波器的类型, 再由它的归一化传输函数去确定各元器件的最终数值。但是, 具体做起来却十分麻烦, 人们设计了许多表格以供设计师们使用查阅。以下列出的表1是针对图4的电路模型给出的, 它假设所有的电阻数值相等, 且等于1 Ω, 其中n表示滤波器的阶数, C10 表示滤波系数。根据线性有源和无源RC网络中, 所有电阻值都乘以任意系数Z和所有电容都除以Z, 则网络的响应将保持不变的原理, 我们可以把电阻扩大到某一倍数, 而将电容缩小同一倍数。考虑到频率的归一化问题, 实选电容应等于表中归一化电容值的1/Rω0倍, 在这个低通设计中, 取R=10 kΩ, 截至频率f0=100 kHz, ω0=2πf0, 则:
表2是一组在输入信号为100 mV时的测试数据, 其中f0表示频率, UOUT表示滤波器输出电压。图5是它的通带特性。
4 高通滤波器
将图4中低通滤波器电路的电容和电阻互换一下就是高通滤波器, 如图6所示。
高通滤波器的设计方法[2]与低通滤波器相同, 选电阻应等于表中归一化电容值的1/ Cω0倍, 在设计中, 取C=0.015 μF, 截止频率f0=10 kHz, ω0=2πf0, 则:
表3是一组在输入信号为100 mV时的测试数据, 其中f0表示频率, UOUT表示滤波器输出电压, 图7是他的通带特性。
5 宽带低频放大器的测试结果
运算放大器的输入阻抗比较高, 输出阻抗一般都比较低, 所以, 电路在级联时比较容易匹配。但对于高增益的低频放大器来说, 由于输入端阻抗高, 使电路很容易自激[3]。因此, 印制板设计时应注意各放大器和滤波器要接地, 在组装时要特别注意结构的合理性。
全部级联后, 实测宽带为10～85 kHz, 电压增益为60 dB。以下是一组宽带低频放大器测试结果见表4, 输入信号为1 mV。图8是低频放大器的通带特性。
从表4测量结果看, 最大电压增益约68 dB, 下降3 dB后的带宽为10～85 kHz。而在10 kHz处的测得电压数值为1.42 V, 其增益为63 dB。而在100 kHz处的测得电压数值为1.18 V, 其增益为61.4 dB。可见, 如按照60 dB电压增益计算, 则带宽为10～100 kHz。如果想要增加带宽, 则降低一些电压增益即可实现。
6 结束语
AD713运算放大器模块的增益-宽带积为4 MHz, 对于低频运放来说, 由于频率较低, 它可在一个封装块中集成多个运放, 如AD713就集成了4个运算放大器。在以上电路中, 只需2块, 而且无论高通或者低通, 电阻、电容2个元器件之中有1个是相同的, 如低通滤波器中, 电阻都一样选10 kΩ。而高通滤波器中, 电容都一样选0.015 μF。这样只需要对电容或电阻进行挑选和调试, 从而简化了调试程序, 避免了调试工作的繁琐过程, 使电路指标容易实现。
参考文献
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可调增益宽带放大器设计 篇5
随着微电子技术的发展, 小信号的处理在通信和信息处理领域被广泛运用, 宽带运算放大器广泛应用于A/D转换器、D/A转换器, 有源滤波仪、广播、电视、通信、雷达等电路中, 这些电路不仅要求放大器有宽带宽, 还要求具有较高的放大增益;因此宽带放大器应用十分广泛, 有非常好的市场前景。
2 系统总体设计
可调增益宽带放大器系统主要由:宽带放大模块、可调衰减器模块、显示模块、键盘模块四个部分构成。
2.1 宽带放大模块
由四个宽带放大器OPA820级联, 每级放大6倍, 在满足了放大倍数的同时保证了带宽。
2.2 可调衰减器模块
选用HMC624LP4芯片采取三级衰减器完成可控衰减, 每级衰减-0.5d B~-31.5d B可调, 调节精度-0.5d B。先将所有衰减器均衰减到极限, 再通过自动程控增益模块, 对衰减器的衰减参数进行释放, 得到需要的放大倍数。以上两部分采用间插级联方式实现, 如图1所示。
2.3 显示模块
设计选用MS128624r系列的LCD, 实时显示系统增益, 并可显示用户键盘定义的放大倍数, 方便用户使用与调整。
2.4 键盘模块
选用HD7279A芯片进行键值读取, 用SPI协议写入单片机, 单片机算出衰减器所需衰减参数, 用SPI协议发送给衰减器, 控制整体放大倍数, 得到正确的输出信号, 实现增益可调。
3 系统硬件设计
系统硬件总体框图如图2所示。
设计选用宽带放大器OPA820对信号进行放大。OPA820是单位增益稳定低噪声电压反馈运算放大器, 具有带宽高、单位增益稳定和输入噪声电压非常低等特点, OPA820适用低于6毫安供应电流和高输出电流, 在单位增益时, 能提供800MHz的带宽。OPA820为低功耗器件, 具有卓越的DC精度。OPA820特性曲线如图3所示;设计中采用四级放大, 每级放大6倍, 在保证电压放大幅度的同时, 保持了高带宽的性能。通过调节R3与R1的比值来调节放大倍数G, G=R3/R1。
衰减器设计选用HMC624LP4芯片。通过衰减器改变整体放大倍数从而实现放大倍数可调。如图4所示。
HMC624LP4是一个6位宽带集成电路数字控制衰减器。它适用于各种的RF和IF应用。双模式控制接口CMOS/TTL兼容, 并接受三线串行输入或6位并行输入。采用三线串行输入大大简化电路设计, 占用单片机资源少 (最少3线) , 完全免调试, 外围电路简单。HMC624LP4管脚如图5所示。衰减器HMC624LP能从-0.5d B衰减到-31.5d B, 6位数据操控衰减参数, 0x00对应衰减31.5d B, 0x3F对应衰减0.5d B。6位数据每加1衰减系数加-0.5d B, 其对应真值表如图6所示。
本设计采用三级衰减器级联的方式, 每个衰减器最大能够衰减-31.5d B, 三级能够满足衰减60d B, 并且保持其高带宽的性能。衰减器模块电路图如图7所示。
键盘模块设计选用HD7279A芯片。用户通过键盘输入放大倍数, 单片机读取键值, 将键值计算转换成衰减系数, 从而实现增益可调。
HD7279A是一款具有简单SPI串行接口的器件, 可直接驱动8位共阴式数码管 (或64个独立的LED) , 管理多达64键键盘, 单片即可完成LED显示和键盘接口的全部功能, 外围电路更简单。HD7279A与微处理器仅需4条接口线, 其中CS为片选信号 (低电平有效) 。DATA为串行数据端, 当向HD7279A发送数据时, DATA为输入端;当HD7279A输出键盘代码时, DATA为输出端。CLK为数据串行传送的同步时钟输入端, 时钟的上升沿表示数据有效。KEY为按键信号输出端, 该端在无键按下时为高电平;而在有键按下时变为低电平, 并一直保持到按键释放为止。HD7279与MCU的接口电路如图8所示。
单片机模块选用K60DN512ZVLQ10作为主控制器来操作键盘键值的接收, 衰减器系数的发送和液晶显示的发送。用主控制板上J10的输入输出口作为数据传送通道。
功率驱动输出模块选用TI的宽带功率放大器THS3001驱动, THS3001是一个电流反馈放大器, 它有420MHz的-3d B带宽和良好的带内平稳度。
4 小结
可调增益宽带放大器设计的特点在于将放大器和衰减器以间插级联方式连接, 通过一级放大接一级衰减的原则, 系统经过四级放大和三级衰减。这样的配置可以逐渐减弱系统的噪声, 调试过程中通过不断的参数修改, 实现系统分配格局和参数的最佳配置, 使系统的稳定性达到预期的效果。
系统测试仪器有示波器Agilest DSO7054A、直流稳压电源5V和9V、信号发生器Agilest N9310A、频谱仪Agilest N9320B等, 采用系统扫频的方式, 对系统进行扫频测试, 扫描波形如图9所示。
经过测试, 此系统在低频段误差小于2d B, 调整放大与衰减器的配置, 实现设定放大倍数, 波动较小;在高频段, 系统性能表现优良, 在突破上限100MHz之后依然可以正常工作, 实测上限截止频率提高至200MHz。
摘要：本设计以宽带放大电路、可调衰减电路为核心实现微小信号的宽带放大功能。系统主要由:宽带放大模块、功率驱动输出模块、衰减器模块和键盘显示模块四大部分组成。用K60DN512ZVLQ10作为系统主控MCU, 实现键盘键值的接收, 衰减器系数的发送和液晶显示的发送等功能;系统具有Av在0-60d B范围内可调, 工作频带0.3MHz-100MHz, 频带内增益起伏≤1d B等特点, 有较高的实用性。
关键词：可调增益,宽带放大,衰减器
参考文献
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宽带放大 篇6
在高功率激光装置系统中,数字化运行控制模块(LPOM: Laser Performance Operations Model)已经在模拟仿真以及控制、反馈和调整整个激光光路等方面成功应用[1,2,3,4,5,6]。比如在美国NIF中,研就人员于2001年开始研发的该关键技术,于2004年第一次调试运行,并在2005年实现了8路激光的自动调整,之后也成功实现了192路激光束的稳定输出和精密平衡控制。目前,数字化运行控制模块已发展成为最新一代聚变级激光装置的稳定运行以及激光束间能量和功率平衡的重要平台。神光II 作为中国第一台有能力正常输出二倍频和三倍频以实施靶场实验的高水平物理实验装置[7],其升级装置已经于2011年7月开展了终端靶场下一阶段的验证实验。
在打靶或者物理实验中,放大器作为大型激光系统的重要组成部分决定了输出脉冲激光波形能否满足特定的物理实验需求。为了减小大口径光学元件的横向非弹性散射;并且有效抑制激光光束的近场空间相干性,提升光束的空间均匀性,可以通过引入位相调制模块进行单纵模激光束的频谱展宽。在激光束展宽之后,通过谱色散匀滑(SSD)技术能够显著改善激光对靶丸辐照时的均匀性,从而提升激光系统的安全运行通量、打靶质量以及成功率。但是,因为电场的位相调制作用,宽带光在激光放大器的传输过程常常会演化成幅度的调制,即出现幅频效应(FM-AM效应),该效应会引起原本较为匀滑的脉冲激光在时域波形上有尖峰振荡的出现,该结果不但会极大的影响对脉冲激光的整形能力,而且也会大幅降低激光系统安全运行的能量。高功率激光装置中产生FM-AM效应的主要因素包括介质色散、增益窄化等因素[8]。
法国的Miro软件与NIF的Prop92、LPOM和Fresnel软件相比,最大的优势是其中包含了脉冲激光的宽带放大设计与分析,其算法可以通过短时傅里叶变换来实现[9,10]。在文献[11]中,SG-II前端的低温再生放大器设计与分析中也使用了短时傅立叶变换方法。另外,Chuang等人在1993年通过极化强度的时域解析法来解决啁啾脉冲激光放大过程中也同样实现了非平稳信号的数值分析[12]。两种方法的主要区别在于:短时傅里叶变换是通过将一维线性空间信号映射到二维线性空间,然后再通过二维线性空间逆映射到一维线性空间,通过选择合适的窗函数进行时频分析,从而得到信号的时空演化。该算法的实现包含了数据处理的升维和降维过程,这必然需要耗费更多的计算时间,其工程时效性差。以位相调制脉冲激光为例,将极化强度的时域解析法应用于纳秒和亚纳秒量级脉冲激光的宽带放大传输过程。同时参照非线性方程的介质切片和脉冲序列化处理思想,在偏微分方程离散格式稳定收敛的条件下,通过龙格-库塔法(RK4)求解亚纳秒量级脉冲激光在宽带放大器中的FM-AM效应。结果表明,在脉冲激光持续时间远大于介质退相时间的条件下,与短时傅里叶变换和RK4法比较,极化强度时域解析法耗时最少、精度也比较高,而且该方法可以在几十皮秒至纳秒量级使用,也能够满足激光装置运行的在线控制与反馈需要。
1 脉冲激光宽带放大理论模型
以Miro的均匀加宽增益的脉冲激光宽带放大为例。
式(1)中,
时间域上正弦位相调制的入射电场可以表示为
E(z,t)=E1(z,t)exp[iσsin(2πfmt)]≡
E1(z,t)exp[iφm(t)] (2)
式(2)中, E1为电场的振幅, σ表示电场的相位调制深度, 而fm表示电场的相位调制频率, φm(·)为电场的位相部分。
短时傅里叶变换算法是将极化强度项在频域内求解,其余偏微分项在时间域内求解,这具有典型的时频分析特性。于是得到宽带脉冲放大方程中的电极化强度在频域的表达式[9]。
式(3)中, FFT{·}表示正傅里叶变换。
参考Chuang方法[12],可以得到极化强度的时域解析式为
式(4)中, φ′m(t)为电场位相部分对时间变量的微分。
在介质切片和脉冲序列的处理思想基础上,分别可以运用以上两种方法求解脉冲激光宽带放大的传输特性。尤其在亚纳秒量级,由于偏微分方程的离散格式容易满足收敛,也可以用RK4方法求解上述宽带放大方程。上述三种数值求解方法之间可以相互参照、校对和核实,以此验证算法的可靠性、稳定性、时效性以及适用范围。
2 亚纳秒脉冲激光宽带放大
计算参数参考文献[9],发射光谱的中心波长为1 053 nm,增益介质的带宽取20 nm,饱和能流密度约为4.93 J/cm2,入射的激光束径向对称,在电场振幅的平顶分布空间中引入一个Tukey窗口(参数为0.4),激光束的口径为310 cm×310 cm,激光脉冲的持续时间为30 ps,调制频率为500 GHz,正弦相位调制深度取2.5 rad。入射电场强度的归一化时空分布如图1所示,其中图(a)和图(b)分别对应入射电场的归一化时空分布及径向光强分布。
以四程放大为例,增益系数3 dB/m, 等效厚度144 cm, 入射电场的最大能流密度2.4 J/cm2, 此时为非饱和能流密度注入,脉冲激光经过四程宽带放大后的时空强度分布如图2所示。图2(a)显示了输出电场的时空光强度分布,在HP Z800工作站, 64位系统, 八核2.4 GHz和64 GB内存计算机上进行运算,短时傅里叶变换256切片和2 048时间序列,计算耗时4 h;同样条件下的极化强度时域解析法耗时约143 s,RK4耗时约279 s。从图2(b)中可以看出,三种算法下的放大输出均达到饱和,其中极化强度时域解析法的最大输出能流密度6.49 J/cm2, RK4计算的最大输出能流密度6.50 J/cm2, 而短时傅里叶算法的最大输出能流密度6.45 J/cm2, 稍显偏低。在亚纳秒量级,三种算法的数值结果在径向光强度基本重合,而在时间波形方面有较大的差别,如图2(c)所示,对于短时傅里叶变换来说,该算法对时间序列样点数目更加敏感,次要原因是切片数目。在后面的计算中发现,注入的非饱和能量密度经过放大器后,其FM-AM效应的短时傅里叶算法产生的时间波形幅度偏差较大。造成这种现象的原因在于,短时傅里叶时频分析中每次升维和降维过程中对窗函数进行了归一化操作,由截断误差累积效应所致。另外需要指出的是,当继续增加样点时,极化强度时域解析法和RK4法的计算结果稳定,图2(b)和图2(c)基本没任何显著变化。其二者的细微差别在于,极化强度时域解析法在推导过程中假定了脉冲持续时间远大于介质的退相时间,忽略了位相调制的二阶偏导及高阶偏导项,从而造成二者的曲线并不能随着样点的增加完全地重合在一起。
(a)二维分布; (b) 沿径向的光强度
(a)二维分布; (b)沿径向的光强度; (c)时间波形
入射电场的最大能流密度4.95 J/cm2, 此时为过饱和能流密度注入,脉冲激光经过四程宽带放大的时空强度分布如图3所示。图3(a)显示了输出电场的时空光强度分布,极化强度时域解析法的最大输出能流密度9.09 J/cm2, RK4计算的最大输出能流密度9.11 J/cm2, 而短时傅里叶算法的最大输出能流密度9.05 J/cm2, 与图2的非饱和注入比较知,在放大器饱和工作状态下,在亚纳秒量级,三种算法的数值结果径向光强度分布曲线基本重合。时间波形如图3(c)所示,由于增益饱和效应,其FM-AM效应的三种算法差异减小。大量的模拟计算表明,随着注入能流密度的进一步提升,三者的输出时间波形曲线渐趋向完全一致。与图2(c)的时间波形比较,非饱和注入的短时傅里叶计算对FM-AM效应的影响大于饱和注入的情况。文献[9]指出调制深度严重影响增益窄化的程度,因采用的调制深度比较小,对增益窄化的效应不是十分明显。
(a)二维分布; (b) 沿径向的光强度; (c)时间波形
3 纳秒脉冲激光宽带放大
前面已经指出,脉冲激光的持续时间远远长于增益介质的退相时间是极化强度时域解析法的前提条件,并且忽略了位相调制的二阶偏导及高阶偏导项。对于约20 nm带宽的介质来说,相应的退相时间为58 fs左右,相比之下,纳秒级脉冲比亚纳秒级脉冲的近似程度更为可靠、合理。纳秒量级宽带放大的RK4算法若要求其离散收敛,则此时的步长过于微小,从而导致计算时间数量级增长,故而该部分不讨论RK4算法。
注入脉冲激光持续时间3 ns, 位相调制频率5 GHz, 其它参数同上。图4为四程脉冲激光放大器的归一化输出时间波形,图4(a)对应非饱和能流密度输入4.0 J/cm2, 极化强度时域解析法计算的最大输出能流密度为8.14 J/cm2, 而短时傅里叶计算的最大输出能流密度为8.26 J/cm2, 二者的时间波形曲线完全重合。同样在过饱和能流密度6.0 J/cm2注入时,二者所计算的最大输出能流密度分别为10.14 J/cm2和10.28 J/cm2, 二者的时间波形曲线仍然完全重合。另外从图4中可以得出,非饱和注入时的激光器放大能力大于饱和注入的情况,这也说明了宽带放大时,饱和状态下的激光放大器只能有限放大脉冲激光信号。
(a)非饱和输入, 饱和输出; (b)饱和输入, 饱和输出
4 结论
将Chuang处理啁啾脉冲放大的极化强度时域解析法应用于位相调制脉冲激光的宽带放大传输过程。以法国Miro软件中的宽带放大为例,RK4法在亚纳秒量级宽带放大耦合方程的离散格式容易满足收敛,因而和短时傅里叶变换算法、极化强度时域解析法一样,可以成功应用于亚纳秒量级的宽带放大研究。在脉冲激光持续时间远大于介质退相时间的条件下,极化强度时域解析法更显得耗时少、精度高、工程时效性强。而在纳秒量级,宽带放大耦合方程的离散格式收敛条件苛刻,因而要尽量避免使用RK4法求解。总之,在数十皮秒至纳秒量级,极化强度时域解析法可以高效、准确地求解出脉冲激光经过均匀加宽增益介质后的脉冲时空特性,这一问题的解决将会对高功率激光放大系统的宽带优化设计起到积极指导作用。
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宽带直流放大器设计与实现 篇7
系统以MSP430为控制核心, 由程控放大模块、带宽控制模块、功率放大模块、LCD显示模块等构成。采用前置电压放大和后级功率放大产生的固定增益, 并在VCA810配合下, 实现了0d B~52d B的增益范围。后级功率放大电路由多个高速缓冲器BUF634并联, 以扩大输出电流, 提升放大器带负载的能力。带宽控制模块的主体是两个4阶椭圆低通滤波器, 截止频率分别为5MHz和10MHz。带宽增益可预置显示并可手动连续调节。此外, 为减小宽带放大器的输出噪声, 本系统采用多种形式的抗干扰措施, 抑制噪声, 改善系统的稳定性。
1.1 可控增益放大器的选择
为提高输入输出精度, 简化电路, 易于单片机处理。系统选用增益可调的集成电路VCA810, 该集成电路的增益与控制电压成线性关系, 控制电压由单片机控制DAC产生, 实现了精确的数字控制。
1.2 功率放大电路的选择
若采用分立元件实现宽带功率放大器, 可以实现较大输出电压, 但需采用多级高频放大电路, 受电路分布参数的影响, 调试难度大, 带宽难以保证。因此, 系统采用单片集成宽带运算放大器, 提供较高的电压输出, 再由缓冲器BUF634并联实现扩流输出, 提高带负载的能力。
1.3 系统总体框图
根据上述分析, 可得系统总体结构图, 见图1。
2 理论分析与计算
2.1 系统带宽增益积的分析计算
前置放大电路电压增益设为AV1, VCA810增益控制电路的电压增益设为AV2, 后级功率放大电路的电压增益为AV3, 则系统的电压增益AV=AV1*AV2*AV3。为使系统达到宽带直流放大效果, 则系统的通频带应该是从0~fmax, 系统的带宽BW=fmax。带宽增益积AV*BW=AV1*AV2*AV3*BW。
2.2 增益控制放大分析与计算
宽带直流放大器的核心部分是电压增益控制放大器, 使用VCA810构成的增益控制放大器电路, 最高频率达25 MHz, 增益范围为-40~40d B, 增益与电平关系为GVCA810 (d B) =-40 (Vc+1) , 式中V为VCA810的增益控制电压, 范围为-2V~0V。为满足增益要求, 分配各级放大器的增益分别为:前置放大20d B, 后级功率放大20d B, VCA810增益范围为-40~40d B。因此理论上整个放大器的增益为G (d B) =GVCA810 (d B) +20+20=-40Vc, 即增益范围为0~80d B。单片机通过DAC的输出电压控制VCA810的增益, 若采用的是16位的D/A转换器, DAC基准电压为2.5V, 则DAC输入值KDA与VCA810控制电压的对应关系为VC=-2.5*KDA/65535, 增益G与KDA的关系为KDA=65535*G/2.5*40。
2.3 零点漂移抑制
由于系统各级采用直流耦合方式, 对于高增益电路, 直流耦合时前级的微小的偏置电压经放大后也将在后级产生较大的偏置, 因此对零点漂移要有很好的抑制。系统的零漂由三级共同决定, 每级都会产生零点漂移, 而且前级电路的偏置对系统影响最大。首先, 系统采用低偏压、低温漂的宽带运算放大器O PA 8 4 2 1构成前级放大电路;其次, 系统采用分级消除直流偏置的方法, 在前级放大级、可控增益级增加偏置调节电路, 将VCA810接成偏置电压可调的电路形式。
2.4 稳定性分析
为提高系统的稳定性, 主要采取一定的抗干扰措施。首先采用大面积接地, 减小地回路。其次级间采用同轴电缆相连, 避免级间干扰和高频自激。
3 系统电路设计
3.1 前置放大器设计
前级放大电路由两级OPA8421构成, 第一级OPA8421增益为8d B, 在其同相输入端并联51欧姆电阻到地, 实现阻抗匹配。第二级OPA8421作用主要是在其同相端增加偏置调节电路。采用±15v电源, 并用0.1u F和10u F电容去耦, 提高系统稳定性, 电路图见图2。
3.2 可控增益放大电路设计
系统可控增益放大电路采用VCA810实现, VCA810有高达±40d B的增益调整范围, 控制电压由单片机控制16位DAC产生, 实现增益可调控制。VCA810接成偏置电压可调模式, 电路图, 见图3。
3.3 低通滤波器设计
低通滤波器采用四阶低通椭圆滤波器实现, 该滤波器能有效滤除干扰信号, 结构简单, 成本低, 易于调节。电路图, 见图4。
3.4 功率放大电路
功率放大电路由电流反馈型运放THS3091和高速缓冲器BUF634构成, THS3091和BUF634均可±18V供电, 能够满足高输出电压的要求。THS3091虽然具有高压摆率, 但其输出电流有限, 采用THS3091实现16d B增益, 并在输出端采用四个并联的BUF634来驱动负载, 实现扩流输出, 电路图, 见图5。
4 系统软件设计
系统在MSP430控制下实现了增益手动连续设置, 并通过LCD显示功能, 其软件设计流程图, 见图6。
5 系统测试
5.1 最大输出电压峰峰值测量
输入端加1Hz正弦波, 调节电压和增益得不失真最大输出电压。输入峰峰值:40m V;预置增益:52d B;输出峰峰值:16V。
5.2 频率特性测试
增益预置为52d B, 输入峰峰值为40m V的正弦波, 调节输入信号的频率, 用示波器观测不同频率信号输入时, 输出电压的峰峰值如表1。
由测试结果可知, 低通滤波器截止频率超过5MHz, 在0~4M内增益起伏小于1d B。
5.3 输入电阻与负载电阻阻值测试
测试方案选择:系统设计方案保证了输入阻抗大于50欧姆, 负载电阻用万用表测量。经过测试, 输入阻抗大于50欧姆, 负载阻抗为52欧姆。
6 结语
通过测试与验证, 系统在有效的频带范围内, 达到了预期的放大功能。并且利用各种去耦和降噪措施, 保证了放大器稳定性, 降低了噪声, 以满足实际用于需要。
参考文献
[1]远坂俊昭.测量电子电路设计[M].北京:科学出版社, 2006.
[2]夏宇闻.Verilog数字系统设计教程[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2008.
宽带低噪声放大器噪声分析 篇8
关键词：低噪声放大器,宽带,噪声,射频
1 射频接收机的结构分析
低噪声放大器 (LNA) 是整个RF前端的最前端, 是整个接收通道最关键的模块。它的噪声系数直接决定着整个系统的噪声系数的下限。因此, 低噪声放大器的设计是整个射频前端设计的一个关键技术。
射频接收机的作用是在众多电波中选择目标信号, 将其从载波频率搬移到基带, 并放大到一定的幅度, 以满足基带信号处理系统的要求。其结构分为:低中频结构, 零中频结构, 外差式结构。如果系统指标非常苛刻, 难以用上述结构来实现时, 采用外差式结构是一个很好的选择。
接收机最重要的两个特性是灵敏度 (sensitivity) 和选择性 (selectivity) 。灵敏度是接收机对于弱信号放大和解调能力的测试, 数值上等于接收机在解调出可以接受的信号的前提下, 所能接收的最小信号电平。选择性是衡量接收机选取带内信号和抑制带外信号的能力的参数, 其重要指标包含:噪声系数 (Noise figure) 、线性度和失真、相位噪声。
2 射频低噪声放大器分析
低噪声放大器的主要功能是在引入尽量低的噪声的前提下, 为后面各级提供足够的增益。同时, 低噪声放大器作为整个系统的第一级, 直接决定的整个系统的噪声系数的下限, 低噪声放大器的设计关键是低噪声。此外, 根据不同系统的要求, 低噪声放大器还必须同时要满足:高增益、高线性度、良好的输入输出匹配。本章将重点分析低噪声放大器的低噪声以及对它所作的优化。
2.1 低噪声放大器的结构
低噪声放大器对于设定整个系统的性能是非常重要的。无论采用何种工艺技术设计低噪声放大器, 其电路结构都是差不多的, 都是由晶体管、偏置、输入匹配和负载四大部分组成。低噪声放大器的结构往往很简单, 当我们把一个晶体管的一端交流接地, 一端接输入信号, 另一端则是输出。这个简单的晶体管就可以看作一个低噪声放大器。当然, 实际设计的低噪声放大器为了达到各项指标, 要复杂一些。
2.2 低噪声放大器的噪声
任何所需要的信号之外的信号都可称为噪声。之所以叫做噪声, 是因为它们相对于通常意义上的信号, 是一种干扰。电子系统中的噪声又可分成两类:人为噪声和固有噪声。前一种可以通过好的屏蔽系统减弱甚至彻底消除。而后
2.2.1 双极晶体管的噪声源
电阻热噪声 (Thermal Noise) 各电极的体电阻和电极引线上自由电子热运动产生的噪声, 称为热噪声。集电极串联电阻也贡献电阻热噪声, 但是由于它与高阻集电结串联, 因此可忽略, 通常不计入电阻热噪声。Shot噪声, Shot噪声起源于电荷载子的粒子性, 是由Schottky于1918最先提出的。闪烁噪声, 闪烁噪声发生于所有的有源器件及一些分立的无源器件当中。Burst噪声, 所谓的Burst噪声, 其实是产生-复合噪声的一种, 典型的表现形式是不等长, 但等高的随机脉冲, 有时这些脉冲相互叠加在一起。
2.2.2 噪声系数
我们可以通过双端口噪声模型来分析系统的噪声系数。我们可以把带有噪声的线性双端口网络等效为一个噪声电流源、一个噪声电压源、与一个不含噪声的双端口网络的组合。噪声电压源和噪声电流源之间往往存在着关联, 因为它们的物理起因有可能是相同的。
2.2.3 放大器的噪声分析
在本小节中, 将对一些常用的低噪声放大器结构进行噪声系数的分析。
2.2.3. 1 共射极放大器的噪声系数
对窄带的低噪声放大器来说, 可通过在射极和基极加匹配电感来同时实现功率和噪声的匹配。可是, 对宽带低噪声放大器而言, 通过电感的匹配网络则很难实现整个频带内的匹配。可以通过加入负反馈回路的方法来实现宽带匹配的。
2.2.3. 2 共射共基放大器的噪声系数
cascode结构的低噪声放大器要比共射极结构的低噪声放大器的噪声系数略大一些。
2.2.3. 3 共集放大器的噪声系数
共集放大器很少作为LNA的放大级, 而是经常作为缓冲器用在两级之间或输出端。共集放大器加入的射极负反馈电阻可以减少集电极shot噪声对系统的影响。
3 工作总结
对低噪声放大器原理进行了深入的分析和研究, 主要完成了以下工作:
3.1 根据数字电视接收标准及射频接收前
端电路的性能指标, 明确了对低噪声放大器的设计要求, 并据此收集相关文献资料。
3.2 分析了影响低噪声放大器线性度的主要因素, 归纳了目前已有的提高低噪声放大器线性的几种方法。
参考文献
[1]Fenk J.RF"Trends in mobile communi-cation", European Solid-State Circuits Confer-ence.2003.
[2]Iuri Mehr"Integrated TV Tuner Design for Multi-Standard Terrestrial Reception", IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium, 2005
试论高频宽带放大器的制作 篇9
1.1 可高效增益正在使用的频带功率
一般地, 增益指电压增益, 而在高频率的电路中, 增益多用功率增益来表示。
1.2 产生较小的杂讯
为表示信号的品质良好, 我们会用信噪比表示, 即S/N, 信噪比能够具体地反映信号中有用信号和其他杂讯的比率。高频宽带放大器在放大信号的同时, 放大器本身也会产生一些杂讯, 导致输出端的信号会比输入端的信号的S/N值小, 信号的品质也会变差。为了解决这一问题, 作者将会把高频放大器连接前置放大器。
1.3 截取点要高
所谓的截取点, 是指在电路所产生的信号 (即输入信号) 对接收机产生干扰现象中, 把情况最为严重的三次互调失真成分, 再与输入信号进行对比, 这一比较可以利用截取点来表示。详细如下图所示:
如上图所示, 信号电平和干扰最严重的三次相互调变失真的电平相等的点即为截取点。但由于实际的放大器电平已经达到饱和状态, 所以在作图时可用虚线表示假象延长线来作出截取点。
为什么会有其他信号干扰呢?那是由于在高频放大电路中, 其输入信号包含多种复杂的成分, 所以在这些信号中会相互干扰, 进而产生多余的信号。另一方面, 由于放大电路所产生的非直线部分也会产生另一种高谐波, 这些信号会进行互调, 这种情况也会产生多余的信号。
在实际的制作高频宽带放大器过程中, 作者认为最重要的是针对以上三大特点进行设计, 即可完成设计和制作, 最后所得出的高频宽带放大器也是较为完美的作品。
2 主要电路的设计
为了提高放大器装置的实用性并具有更好的性能, 作者把放大器的系统硬件分为两部分设计。一个是电路的核心芯片, 而另一部分就是下文将要提到的电源部分。
2.1 电源的电路设计
上文作者有提及到, 由于输入信号的复杂性会对接收机造成一定的干扰, 从而影响输出信号的效果。所以作者为放大器配置了一个能够为其提供较为稳定电压的电源, 同时还在三端加入了稳压器, 进一步提高了电源的稳定度, 这里值得注意的是, 在计算滤波电容值时, 要考虑所用的二极管和稳压器的最小压降。另外, 为了消除高频电路中的杂散信号对电源造成的干扰, 可以在输入端和输出端各并联适合的电容。
2.2 输入缓冲电路的设计
为了避免前级电路对整个电路造成过大的噪声影响, 可以在输入缓冲电路中提高输入的阻抗, 如选择一个高速低噪声的电压运算放大器, 或具有相同作用的放大器。主要的电路设计如下图所示:
2.3 峰值检波的电路设计
上文提及到, 在放大器运行时, 要对峰值进行检测。这个电路主要是由二极管电路和电压跟随器所构成。电路的设计原理是:当输入电压为电容充电时, 通过检波管, 直到充电达到峰值。而三极管的基极会产生较高的电平令电容放电, 从而减少前一频率对后一频率的测量产生影响, 这样可精确地测量幅值。在选择组装的元器件时, 要根据设备的电容和电压, 选择合适的电容值, 就可以令电容的放点速度大于充电速度, 这样电容两端的电业也可以一直处于最大电压状态, 完成了峰值检波的目的。电路的设计图如下图所示:
3 抗干扰设备
由于高频宽带放大器极容易受到外界因素的影响, 因此作者认为设备的抗干扰措施必须要做得足够, 才能令设计更加完美。因此, 作者总结了以下几点有关的措施:
3.1 加粗电源线的宽度
加粗电源线的宽度, 就可以减少电路线路中的电阻, 而底线则需要短而粗, 同时尽量保持电源线、地线和数据传递的方向一致, 这样提高设备抗噪声的能力。
3.2 元件间连钱不可过长
在连接线路时, 要注意相关联的两线端距离不可太远, 也不要过于分散, 强电流的引线也尽可能地加宽。这些都要求设计者在进行设计的时候要注意线路的走向, 降低电阻和电压的同时还要便于日后的安装和维修。
3.3 注意电容配置
在信号耦合两端冰洁高频瓷片电容, 可以避免高频增益的下降, 同时电容引线也不能太长, 电容旁边更是不能有引线。
4 高频宽带放大器的调试和结果
4.1 测试方法
在根据电路原理图完成电路连接后, 作者就开始对系统电路实物进行测试。高频信号的输出端连接信号线的输入点, 利用示波器显示输入信号的峰值, 记为U1, 输出信号峰值则记为U2, 而放大器的放大倍数则为A=U2/U1, 通电前对调零电阻进行调节, 令高频宽带放大器能够处于正常的工作状态, 然后加上电源后开始通电。
通过分别输入阻抗和通频带测出放大器的输入阻抗和输出幅频特性等特点, 并根据公式计算出输出信号的增益步进值。
4.2 测试结果
通过一系列的实验得出的数据, 发现和理论的数据存在着一定的误差。通过作者的计算和观察, 作者认为产生误差的主要因素有:
(1) 电路中的实际电阻值会因外界环境因素产生与理论计算的电阻阻值不同的误差;
(2) 由于测试环境周走有较多的电子设备, 可能会产生一定的干扰;
(3) 制作的元器件的位置也会影像输出信号的特性。
造成这样的误差一方面既是作者进行测试的环境所造成, 另一方面是作者的专业知识水平还不足够充足, 相关的设计存在着一定的缺陷, 从而导致放大的宽带有限。
5 结言
本设计偏重于高频宽带放大器各部分电路的设计与处理, 力求做到高增益和较低的噪声, 因此深知这个设计还需要进一步的改进和优化, 所以必须更努力学习有关的专业知识, 提高控制精确度。
参考文献
[1]赵建领.Protel电路设计与制版宝典[M].北京电子工业出版社, 2007.
[2]陈颖, 陈少杰, 梁凯平.一款RFID低噪声放大器的设计与仿真[J].计算机仿真, 2008.
[3]梁立明, 南敬昌, 刘影.基于ADS射频低噪声放大器的设计与仿真[J].计算机仿真, 2009.