直接速度控制

直接速度控制（精选七篇）

直接速度控制 篇1

直接转矩控制摒弃了解耦的思想,直接对转矩和磁链进行控制,具有转矩响应快、对转子参数变化不敏感等优点。圆形磁链控制的结构比较简单,在参数准确的情况下,控制效果好。但它对定子磁链的区间判断要求严格。当由于各种原因(特别是定子电阻的非线性时变)带来的测量误差造成判错区间时,电机的控制性能就会变坏。本研究考虑到定子电阻压降影响时,采用十二区段控制方法及其电压选择表和实现方法[1]。

为了满足高性能调速系统的需要,交流调速系统必须对速度进行闭环控制,利用速度传感器对电动机速度进行检测,会影响系统的简单性、廉价性和可靠性,所以人们提出了各种速度辨识的方法取代速度传感器。

本研究采用转子磁通估计法,将异步电动机电压模型的输出值作为转子磁链的期望值,电流模型的输出值作为转子磁链的推算值,以两个模型的输出作为比较量,采用变参数的自适应律估计转速,并用Matlab/Simulink对系统进行仿真研究[2]。

1 直接转矩控制系统的原理

一种典型的直接转矩控制系统的框图,如图1所示。直接转矩控制是继矢量控制后交流调速领域里一种新型的控制方法,其特点是采用空间电压矢量的分析方法,直接在定子坐标系下计算与控制异步电机的转矩,采用定子磁场定向,并借助于离散的两点式调节(Band-Band控制)产生信号,直接对逆变器的开关状态进行最佳控制,从而获得转矩的高动态性能[3]。

2 十二区段直接转矩控制

感应电机开关导通状态如果采用三相导通时有8种逆变开关模式,其中有6种非0工作电压空间矢量模式,如果采用双极性电压源逆变器,在三相导通的基础上再增加两相导通方式,还可以获得6个非0的电压空间矢量。

在双极性电压源逆变器中,规定3个桥臂分别为SA、SB、Sc,并对3个桥臂的开关状态作如下规定:

(1) SA、SB、Sc=1表示该相桥臂的上桥臂功率开关器件导通,而下桥臂功率开关器件关断;

(2) SA、SB、Sc=0表示该相上、下桥臂功率开关器件都关断;

(3) SA、SB、Sc=-1表示该相桥臂的上桥臂功率开关器件关断,而下桥臂功率开关器件导通。

如果只考虑两相导通的状态,即其中有且仅有一相桥臂的上、下两个功率开关器件都关断,那么其中一相的逻辑状态为0,另外两相的逻辑状态可以是1或-1,三相逻辑状态共有3×22=12种逻辑状态组合,对应的电压矢量图,如图2所示。

考虑定子电阻压降影响时,传统磁链闭环直接转矩控制一个区段内,定子电压对定子磁链的作用是不平衡的,将导致定子磁链轨迹在一个区段内非均匀变化,在区段线附近特别明显。这将导致磁链的轨迹不再是一个圆形。反映到电流上,将会引起电流的畸变。这种畸变必然会对系统的性能产生不良的影响。这将影响磁链、电流、转矩的控制性能,特别是定子电阻的非线性时变带来的测量误差造成判错区间时,电机的控制性能就会变坏。本研究采用了十二区段磁链闭环直接转矩控制方法,将六区段方法区段线附近的部分作为另外6个新区段,如图3所示,不同的扇区电磁转矩变化时,电压空间矢量的选择方式,如表1所示。

采用十二区段控制时,增加磁链和减小磁链的两个矢量对磁链幅值的影响比较对称,改善电压矢量,切换引起的转矩最大变化量将相应地减小,因此可大大减小转矩的脉动。

3 基于MRAS的变参数速度估计模型的建立

MRAS的基本原理:对于一个可建立数学模型并且参数或变量不完全可测量的系统,可利用参考模型和可调模型的输出误差,设计一个可改变系统中的某一或某些参数(或不可测量变量)的自适应机构,通过参数或变量调节动作改变可调模型的输出值,使得参考模型和可调模型的输出误差为零[4],如图4所示。

用MRAS设计无速度传感器直接转矩控制系统的关键在于参考模型和可调模型的选取,所选取的模型不仅要结构简单、易于实现,还要有较宽的工作范围,对电机参数的变化具有一定的鲁棒性。

由异步电机定、转子电压平衡方程和磁链方程可得到下面两组转子磁链方程:

$\{\begin{array}{l}\psi {}_{r\alpha }=\frac{L{}_r}{L{}_m}{\displaystyle \int [}u{}_{s\alpha }-(R{}_s+\sigma L{}_{s}p)i{}_{s\alpha }]\text{d}t\\ \psi {}_{r\beta }=\frac{L{}_r}{L{}_m}{\displaystyle \int [}u{}_{s\beta }-(R{}_s+\sigma L{}_{s}p)i{}_{s\beta }]\text{d}t\end{array}(1)$

$\{\begin{array}{l}{\rm P}\psi {}_{r\alpha }=\frac{L{}_m}{{\rm T}{}_r}i{}_{s\alpha }-\frac{\psi {}_{r\alpha }}{{\rm T}{}_r}-\omega {}_r\psi {}_{r\beta }\\ {\rm P}\psi {}_{r\beta }=\frac{L{}_m}{{\rm T}{}_r}i{}_{s\beta }-\frac{\psi {}_{r\beta }}{{\rm T}{}_r}-\omega {}_r\psi {}_{r\alpha }\end{array}(2)$

式中 usα、usβ—定子电压α轴和β轴分量;isα、isβ—定子电流α轴和β轴分量;Rs、Rr—定子、转子绕组的电阻;Ls、Lr—定子、转子绕组的电感;ψα、ψβ—转子磁链在α轴和β轴分量;Lm—定、转子绕组间的互感;Tr—转子励磁时间常数,Tr=Lr/Rr;σ—电机漏感系数,σ=1-L2m/(Ls×Lr);p—微分算子。

式(1)称为电压模型,式(2)称为电流模型[5]。

可以看出在电压模型式(1)中不包含转速,而其电流模型式(2)中包含了待估变量转速。采用MRAS辨识方法,以电压模型作为参考模型,电流模型作为可调模型,利用两个模型输出量的误差构成自适应律,实时调节可调模型的待估参数,以达到控制对象的输出跟踪参考模型的目的。

如果转速估计准确,则两个模型的输出值相等,本研究采用广义误差[6]:

$e=\psi {}_{r\alpha }\widehat{\psi }{}_{r\beta }-\widehat{\psi }{}_{r\alpha }\psi {}_{r\beta }(3)$

其中,带“^”的为电流模型中的量,不带“^”的为电压模型中的量。

根据POPOV超稳定性理论,可以求得自适应算法为:

ω=kpe+ki∫edt (4)

MRAS在低速时,速度估计误差较大,这时kp、ki取较大值,加快收敛速度,以减小偏差和收敛时间,转速升高时,速度误差较小,这时kp、ki取较小值以便消除静差,减小超调量和稳定时间。kp取值如下:

$k{}_p=\{\begin{array}{l}{\rm K}{}_p\widehat{\omega }{}_r\le 25\text{r}\text{a}\text{d}/\text{s}\\ {\rm K}{}_p(25/\widehat{\omega }{}_r){}^4\widehat{\omega }{}_r>25\text{r}\text{a}\text{d}/\text{s}\end{array}(5)$

kp参数在速度不大于50 rad/s时,取值恒定;在速度大于50 rad/s时,与速度成反比例函数关系。ki取值如下:

$k{}_i=\{\begin{array}{l}{\rm K}{}_{{\rm I}}\widehat{\omega }\le 50\text{r}\text{a}\text{d}/\text{s}\\ {\rm K}{}_{{\rm I}}-5\times (\widehat{\omega }{}_r-50)\widehat{\omega }{}_r>50\text{r}\text{a}\text{d}/\text{s}\end{array}(6)$

4 仿真结果及分析

仿真系统模型中选用的电动机的参数为:Lr=0.356 2 H;Lm=0.342 5 H;Ls=0.356 2 H;Rr=2.23 Ω;Rs=2.7 Ω;np=2;f=50 Hz。

采用Matlab/Simulink软件建立系统的仿真模型,仿真状态为:电机空载启动,速度给定为810 r/min,1.3 s时转速给定突变为300 r/min,1.6 s时突加转矩负载6 N·m。

十二区段原形磁链控制的磁链轨迹和转矩响应,如图5、图6所示,估计转速和实际转速的曲线,如图7所示。

从磁链和转矩响应曲线可以看出,十二区段的原形磁链控制具有良好的动态响应,从估计转速和实际转速的比较曲线可以看出,这种变参数的模型参考自适应转速辨识法具有良好的转速跟随性。

5 结束语

本研究考虑定子电阻压降影响时,采用了十二区段控制方法及其电压选择表和实现方法,并且在研究中所采用的变参数速度辨识方法在传统基础上进行了改进,不仅提高了收敛速度,而且减小了波动性,该系统结构简单、容易实现,另外,仿真结果也验证了它的可行性和有效性。

摘要：由于传统的直接转矩控制采用六边形磁链控制或六区间的圆形磁链控制,容易造成转矩脉动大。提出了电压选择表十二区段控制方法及其实现方法,利用电动机定子电压方程和电流方程得到电动机转速的模型参考自适应辨识算法,建立了一个改进的变参数速度辨识数学模型,仿真结果表明,这种基于变参数模型参考自适应法的十二区段控制具有更好的性能。

关键词：直接转矩控制,模型参考自适应,十二区段,电压选择表

参考文献

[1]廖晓钟,邵立伟.直接转矩控制的十二区段控制方法[J].中国电机工程学报,2006,26(6):167-173.

[2]王丹,姚绪梁,王晓三,等.基于MRAS变参数无速度传感器矢量控制系统的研究[J].应用科技,2006,33(8):22-24.

[3]郭冀岭,王君瑞,王远波.基于Matlab/Simulink的异步电机直接转矩控制系统仿真[J].机电工程,2005,22(3):18-21.

[4]佘致廷,肖岸文,孙炜,等.基于MRAS理论的无速度传感器直接转矩控制调速系统[J].电工技术学报,2006,21(4):67,98-101.

[5]DOMENICO C,FRANCESCO P,GIOVANNI S,et al.FOCand DTC:two viable schemes for induction motors torquecontrol[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2002,17(5):779-787.

半自动车床进给速度控制 篇2

一、 复习提问

1. 节流阀的结构原理?

2. 节流阀回路有哪几种?

二、 课程导入

上次课让我们学习了节流阀的结构原理，并且通过了解节流阀，让我们更好的掌握了它在液压系统中的作用、位置，但节流阀有自身缺点例如节流作用随负载变化而变化，那么有没有一种稳定的节流元件呢?这就是我们即将要学习的-------调速阀。

三、 新课内容讲授

调速阀

1. 调速阀

1)含义：根据“流量负反馈”原理设计而成的流量控制阀称为调速阀。

2)类型：串联减压式调速阀、溢流节流阀两种主要类型，

又可以分为普通调速阀和温度补偿性调速阀。

节流阀一般适用于节流调速系统，而调速阀适用于执行元件负载变化大而运动速度要求稳定的系统中，也可用于容积节流调速回路中。

2.串联减压式调速阀工作原理

采用“压差法”测量流量，

由定差减压阀2和节流阀4串联而成的组合阀，节流阀充当流量传感器，节流阀口不变时，定差减压阀作为流量补偿阀口，通过流量负反馈，自动稳定节流阀前后的压差，保持其流量不变。因节流阀前后压差基本不变，调节节流阀口

面积时，又可以人为地改变流量的大小。

3.温度补偿调速阀

普通调速阀的流量基本上不受外部载荷变化的影响，但是当流量较小时，节流口的通流面积较小，这时节流孔的`长度与通流断面的水力半径相对增大，因而油的黏度变化对流量变化的影响也增大，为了减小温度对流量的影响，常采用带温度补偿的调速阀。温度补偿调速阀也是由减压阀和节流阀两部分组成。如下图：

4.溢流节流阀

溢流节流阀与负载并联，采用并联易流失流量负反馈，可以认为它是由定差溢流阀和节流阀并联组合而成。

四、 总结

复杂命令不用记，直接加进控制面板 篇3

把组策略编辑器也加到控制面板中

如果你希望在控制面板中添加常用的组策略编辑器（gpedit.msc）的链接，添加注册表的方法与上类似，但是具体的键值会有很大不同。同样我们提供了一段参考代码，也包括在本文提供的userpw.rar压缩包中了，有兴趣的朋友可以试一下。

★本文中的方法也可用于Windows XP系统中，不过要稍加修改，比如XP中没有netplwiz.exe这个文件，必须改成nusrmgr.cpl。修改后双击这一文件导入注册表，重启后再打开控制面板，就可以发现“管理员账户”项了（经典视图模式）。

当我们需要启用权限最高的内置管理员账户时，或者设置是否在登录时输入用户名和密码，一般需要打开如图所示的“用户账户”的高级控制窗口，然后再进行相关的设置。不过，我们直接从控制面板下是找不到相关工具的，你必须在“运行”对话框手工输入“control userpasswords2”，而这个命令有点复杂，真正要用的时候常常想不起来。现在好了，我们可以简单修改一下注册表，就可以在控制面板的“用户账户和家庭安全”分组下添加一个名为“管理员账户”的高级管理工具了，双击即可运行。

首先在记事本中输入以下内容（基于Vista系统）：

Windows Registry Editor Version 5.00

[HKEY_CLASSES_ROOTCLSID{98641F47-8C25-4936-BEE4-C2CE1298969D}]

@="管理员账户"

"InfoTip"="Starts the "Control Userpasswords2" Admin Screen"

"System.ControlPanel.Category"="9"

[HKEY_CLASSES_ROOTCLSID{98641F47-8C25-4936-BEE4-C2CE1298969D}DefaultIcon]

@="%SystemRoot%\System32\netplwiz.exe"

[HKEY_CLASSES_ROOTCLSID{98641F47-8C25-4936-BEE4-C2CE1298969D}Shell]

[HKEY_CLASSES_ROOTCLSID{98641F47-8C25-4936-BEE4-C2CE1298969D}ShellOpen]

[HKEY_CLASSES_ROOTCLSID{98641F47-8C25-4936-BEE4-C2CE1298969D}ShellOpencommand]

@="Control Userpasswords2"

[HKEY_LOCAL_MACHINE＼SOFTWARE＼Microsoft＼Windows＼CurrentVersion＼Explorer＼ControlPanel＼NameSpace＼{98641F47-8C25-4936-BEE4-C2CE1298969D}]

@="Add 管理员账户 to Control Panel"

将以上内容保存为后缀为reg的注册表文件（如：userpw.reg），双击后导入当前注册表即可。注意：在对注册表进行修改之前，最好先备份当前注册表，这样一旦误修改还可以导入原来的备份恢复。另外，对于懒得自己输入的朋友，可从http://work.newhua.com/cfan/200722/userpw.rar直接下载代码。

当然，上面的“管理员账户”名称可以自由设置，但必须保持两处的名称相同。

直接速度控制 篇4

自从直接转矩控制(DTC)理论问世以来,由于其动态响应快、调速性能好,受到人们的广泛关注。针对传统滞环控制方式的直接转矩控制所存在的磁链、转矩及转速脉动大、开关频率不恒定等问题,大量文献展示了改进系统控制方案的研究成果。但是,与此形成鲜明对照的是,目前市场上采用直接转矩控制的通用变频器产品非常少见,仅有的几款产品也采用了很高的采样和开关频率,成本偏高。因此,本课题组多年来致力于开发高性价比的直接转矩控制变频器产品,探讨实用可行的系统方案。

无速度传感器直接转矩控制系统由以下几个重要环节组成:转速估算与控制、磁链与转矩估算与控制、输出电压调制。良好的输出电压调制特性是系统控制的基础,对整个系统有着至关重要的影响。文献及本课题的前期研究结果表明,采用空间电压矢量调制(SVM)可实现对输出电压的精确控制,有效地减小脉动,即使在较低的恒定开关频率下也能获得良好的控制效果;采用模型参考自适应法(MRAS),能够获得良好的磁链、转矩及转速的估算结果。

在SVM-DTC系统的磁链与转矩控制环节中,又有多种控制方法。文献[1]从定子磁场定向的角度出发,提出了基于PI控制原理的直接转矩控制方法,结构简单,但是整个系统中同时使用了3种参考坐标,中间变量多,计算量大。文献[2]提出了一种无差拍直接转矩控制方法,并在有速度传感器的三电平变频器中得到应用和验证。该算法仅采用静止参考坐标,直观明了,响应速度快,但需要使用较多的电机参数和变量,计算量大,鲁棒性较差。文献[3]比较了3种无速度传感器直接转矩控制系统的变结构控制方法,获得了良好的稳态和动态特性,但是控制频率和开关频率较高(10 kHz),试验系统采用了双控制芯片的方案。文献[4] 基于变结构控制原理,提出了一种更为简洁的直接转矩控制方法,并证明了磁链与转矩控制的渐近稳定性。对电机参数的鲁棒性较好,磁链、转矩控制器计算简单,不需要转速信息,但是文中仅给出了转矩控制特性,未确认应用于无速度传感器调速系统时的整体特性。

本课题从通用变频器产品开发的角度出发,以实现单控制芯片和低采样频率(4 kHz左右)为目标。在前期的工作中,将文献[2]的无差拍控制方法与空间电压矢量调制及模型参考自适应状态观测相结合,应用到无速度传感器的两电平变频器中[5],完成了小功率样机的开发,在5Hz以上的调速区域获得了较好的控制特性。但是,更低速区域的运行特性不够理想,实时计算量大、鲁棒性较差、响应过于灵敏的问题仍然存在。

本文将文献[4]提出的变结构控制方法应用到无速度传感器直接转矩控制系统中,确认了包括转速控制环节的系统控制特性,在较低的开关频率下达到良好的转速、转矩控制效果。并且通过完善死区时间补偿环节,保证了电压调制精度,使低速运行特性有了明显的提高。计算机仿真及样机实验验证了方案的可行性。

2 变结构SVM-DTC控制系统

2.1 磁链、转矩控制器

变结构控制能够通过改变控制系统的结构使系统保持稳定,算法简单,对参数变化和负载扰动具有很好的鲁棒性,控制性能良好。本文基于变结构控制的无速度传感器直接转矩控制系统框图如图1所示。

磁链与转矩控制器分别为[4]

undefined

式中:undefined;undefined;undefined分别为定子磁链和转矩的估算值;usd,usq为定子磁场旋转坐标系下的定子电压值;ΨsREF,TeREF分别为定子磁链和转矩的参考值;KΨs,KTe,εΨs,εTe为控制器比例系数。

变结构控制存在不同模型的切换,从而在系统中存在抖振问题。为了减弱抖振,采用饱和函数来代替符号函数的方法[4]。饱和函数定义为

式中,y=e/ε,e为状态误差undefined或undefined为BL(Boundary Layer)的宽度。

定子磁场同步旋转坐标系的定子电压值需要转换到静止坐标系上:

undefined

式中:θs为定子磁链角。

采用空间电压矢量调制,其基本原理是根据转矩、磁链与各自参考值的偏差(大小与方向)计算下一控制周期所需要的定子电压矢量Us,然后利用相邻的2个非零电压矢量与零电压矢量合成该矢量。图2给出了当电压矢量Us位于第Ⅰ区间的电压合成情况。根据伏秒平衡原则计算各电压矢量的作用时间,使下式成立:

U4T4+U6T6+U7T7+U0T0=UsTs (4)

式中:Tn为电压Un的作用时间;Ts为开关周期。

空间电压矢量调制技术使得逆变器的开关频率恒定,在每个控制周期可以产生任意相角和大小的定子电压矢量,能够有效地减小转矩脉动。

2.2 磁链、转矩观测和转速估算

定子磁链的准确观测是无速度传感器直接转矩控制系统的关键因素。常用磁链的观测模型有3种:电压模型(u-i模型)、电流模型(i-n模型)以及u-n模型。本课题的前期研究通过充分的比较和实验,确定磁链观测采用u-n模型,转速估算采用MRAS法。u-n模型将电压模型和电流模型结合在一起,利用两个模型计算得到的转子磁链的误差反馈,消除电压模型的直流偏置问题,准确估算定子磁链。图3为本文的u-n模型结构框图,其中τr为转子时间常数,σ=1-Lundefined/(LsLr)。

转矩估算为

undefined

式中:np为电机极对数。

由上述u-n模型得到的两组转子磁链作为转速估算的输入,根据自适应调节律计算得到转速[6]

undefined

Ki∫undefined

2.3 死区时间补偿

为了防止同一桥臂上下开关器件同时导通,需要在对应的触发信号中加入一定的死区时间。如果不对死区时间进行适当的补偿,就会造成电流波形畸变,转速、转矩估算误差变大。特别是在低速运行时,由式(1)计算得到的电压值很低,死区时间效应所造成的电压偏差会使得转速和转矩存在较大的脉动。采用表1所示的补偿方法[7],可以有效地补偿死区时间的影响,明显地改善控制特性。表1中tkon(k=a,b,c)为根据SVPWM计算得到的触发时间,t′kon(k=a,b,c)为修正后触发时间,Ter为同一桥臂上下两个开关器件都不导通的时间。图4给出了补偿前后的实验结果,各波形得到明显的改善。

3 仿真与实验结果

本文对所设计的控制系统进行了仿真和实验。实验系统以磁粉制动器作为负载,通过智能数字式转速转矩测量仪测量转矩和转速。电动机的额定参数为: 功率1.5 kW, 电压380 V, 转速1 400 r/min,定子电阻4.7 Ω,转子电阻4.2 Ω,定子电感0.449 H,转子电感0.449 H,定转子互感0.434 H。

图5为变频器样机外形,所有检测、控制和保护功能由单个控制芯片(32位RISC-HD64F7047)承担,采样和开关频率均为4 kHz。

图6和图7分别为低速(30 r/min)运行时空载和加载(5 N·m)的转速、转矩和电流波形。空载时,转速的平均值能稳定在30 r/min左右,但是由于低速运行时电机反电动势值小,需要输出的定子电压低,容易受到各种误差的影响,因而转速、转矩仍有一定的脉动。加载时,需要输出的定子电压值增加,各种误差造成的影响减小,转速、转矩波形明显好转。

图8和图9分别为低速(30 r/min)时和高速(1 400 r/min)运行时对负载转矩变化的动态响应特性。突加5 N·m负载并在8 s后卸载。低速运行时,由于受磁粉制动器控制特性的影响,仿真结果与实验结果有一定的差异。而在高速运行时,仿真结果与实验结果基本一致。

图10和图11分别为空载和加载时的转速控制动态特性,从上往下依次为指令转速、实际转速、转矩、电流波形。转速指令从300 r/min升至1 400 r/min,然后降至300 r/min。由于实验系统的转动惯量大,为了避免触发过流或过压失速保护,加速和减速时间都设为6 s。仿真和实验结果表明电机转速能够准确地跟踪其指令值的变化。

4 结论

本文提出一套无速度传感器直接转矩控制系统方案,将变结构控制、空间电压矢量调制及模型参考自适应状态观测结合在一起,并在自主设计的实验样机上用单个控制芯片加以实现。仿真和实验结果表明该系统即使在较低的采样和开关频率的条件下,仍然保持良好的控制特性,为高性能变频器产品的开发打下了良好的基础。

摘要：从通用变频器产品开发的角度出发,提出了一种基于变结构控制理论的无速度传感器直接转矩控制系统方案。磁链与转矩的控制策略算法简单、不需要转速信息、鲁棒性强;输出电压采用空间矢量脉宽调制方式,有效地抑制被控制变量的脉动;基于模型参考自适应方法实现无速度传感器的转速检测;通过死区时间补偿环节进一步提高低速运行特性。开发完成变频器样机,获得了较为理想的实验结果,验证了系统设计方案的可行性。

关键词：直接转矩控制,空间矢量调制,变结构理论,无速度传感器

参考文献

[1]Lascu C,Boldea I,Blaabjerg F.A Modified Direct TorqueControl for Induction Motor Sensorless Drive[J].IEEETransactions on Industry Applications,2000,36(1):122-130.

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[3]Lascu C,Boldea I,Blaabjerg F.Variable-structure DirectTorque Control-A Class of Fast and Robust Controllers forInduction Machine Drives[J].IEEE Transactions on Indus-trial Electronics,2004,51(4):785-792.

[4]王焕钢,徐文立,黎坚,等.一种新型的感应电动机直接转矩控制[J].中国电机工程学报,2004,24(1):107-111.

[5]李飞科,陈锐坚,徐政,等.基于无速度传感器预测控制DTC系统研究[J].电力电子技术,2007,41(10):69-70,109.

[6]李永东.交流电机数字控制系统[M].北京:机械工业出版社,2002.

直接速度控制 篇5

直接转矩控制是继矢量控制后发展起来的一项高性能交流电机控制技术。该控制方法以其结构简单,鲁棒性强,动态性能好而得到了广泛应用[1,2,3]。直接转矩控制本身不需要速度信息,为了实施对电机转速的精确控制,必须引入速度反馈和调节,但是速度传感器的使用影响了系统的简单性、廉价性和可靠性。基于以上原因,无速度传感器直接转矩控制技术成为了国内外学者研究的热点[4,5,6,7],人们相继提出了转子齿谐波法[8]、扩展卡尔曼滤波法[9]和模型参考自适应系统(MRAS)法[10]等速度辨识方法。文献[8]的转子齿谐波法估计转子转速方法比较简单,但是由于转子齿槽个数有限,而且磁阻变化很小,脉动电压的频率和幅值在低速时变得很小,此时速度估计变得很困难。文献[9]的扩展卡尔曼滤波法是通过使用噪声的信号对非线性动态系统进行实时递推最优状态估计,但是算法十分复杂,即使采用高性能的DSP,计算时间还是很长,尤其是在转速快速变化时,故难以实现实时控制。文献[10]的模型参考自适应法是根据转子磁链模型设计的一种速度观测器,但未考虑定子电阻的变化对速度观测的影响。尽管无速度传感器直接转矩控制的优良性能显而易见,但是电机温度在运行中升高时,定子电阻将发生变化,导致电磁转矩在低速时出现较大的脉动[11,12],从而影响速度的高精度辨识。为了克服以上不足,本文从异步电机数学模型出发,基于MRAS理论提出一种交互式转速和定子电阻之间相互转换的MRAS模型[13]来实现转速精确辨识,这种方法既解决了转速辨识问题又消除了定子电阻变化对直接转矩控制动静态性能的影响,使系统具有较宽的调速范围。

2 异步电机直接转矩控制基本结构

由电机学可知,异步电动机在静止α-β坐标下的定转子绕组电压平衡方程式为

定子电压方程:

转子电压方程:

式中:isα,isβ为定子电流矢量is的α,β分量;Ψsα,Ψsβ为定子磁链矢量Ψs的α,β分量;irα,irβ为转子电流矢量ir的α,β分量;Ψrα,Ψrβ为转子磁链矢量Ψr的α,β分量;usα,usβ为定子电压矢量us的α,β分量;Rs,Rr为定、转子绕组电阻;ωr为转子角速度;p为微分算子。

定子磁链方程:

转子磁链方程:

式中:Ls,Lr,Lm为定子电感、转子电感和定转子间互感。

电磁转矩方程:

运动方程:

式中:Te为电磁转矩;TL为负载转矩;J为转动惯量;np为极对数;Lσ为电机漏感,Lσ=(LrLs-L2m)/Lm;θ为定子磁链和转子磁链的夹角。

在直接转矩控制中,实际运行时保持定子磁链的幅值为额定值,以便充分利用电动机,而转子磁链幅值由负载决定。要改变异步电动机的转矩,可以通过改变磁通角θ来实现。因此,通过选择合适的电压空间矢量,控制定子磁链的走走停停,改变磁通角θ,达到直接控制转矩对电机调速的目的。无速度传感器直接转矩控制结构框图如图1所示。

3 基于交互式MRAS的速度和定子电阻参数辨识

3.1 速度辨识

根据Popov超稳定性理论可将模型参考自适应系统变成由前馈和反馈两个部分组成的等价非线性时变反馈系统[14],如图2所示。

当前馈线性部分的传递函数为正实(或严格正实),且非线性反馈环节满足∀t1≥0,η(0,t1)=

∫${}_0^{t{}_1}$vTwdt≥-γ${}_0^2$时(γ${}_0^2$为任一有限正数),那么模型参考自适应系统是渐近稳定的[15]。

此时可求得待辨识参数的自适应算法为

$\widehat{x}={\rm K}{}_{\text{p}}\epsilon +{\rm K}{}_{\text{i}}$${\displaystyle {\int }_0^t\epsilon }\text{d}\tau +\widehat{x}(0)$ (7)

式中:$\widehat{x}$为待辨识参数;$\widehat{x}(0)$为$\widehat{x}$的初始值;Kp,Ki分别为比例、积分系数;τ为积分变量;ε为广义误差。

将式(1)～式(4)合并后得到电机的电压模型:

同时可得到电机的电流模型:

式中:Tr为转子时间常数,Tr=Lr/Rr;Lσ为电机漏感,Lσ=(LrLs-L2m)/Lm。

在转子磁链电压方程式(8)中不包含转速,而电流方程式(9)中包含了待估变量转速。采用MRAS辨识方法,以电压模型作为参考模型,电流模型作为可调模型,利用2个模型输出量的误差构成自适应律,实时调节可调模型的待估参数,以达到控制对象的输出跟踪参考模型的目的。根据Popov超稳定性理论,可以求得转速$\widehat{\omega }{}_{\text{r}}$的自适应算法为

$\widehat{\omega }{}_{\text{r}}=k{}_{\text{p}}\epsilon +$${\displaystyle {\int }_0^{t}k}{}_{\text{i}}\epsilon \text{d}\tau +\widehat{\omega }{}_{\text{r}}(0)$ (10)

其中$\epsilon =\Psi {}_{\text{r}\beta }\widehat{\Psi }{}_{\text{r}\alpha }-\Psi {}_{\text{r}\alpha }\widehat{\Psi }{}_{\text{r}\beta }$

选择合适的比例、积分系数Kp和Ki可使自适应算法加快收敛速度,减小超调量和稳定时间。根据该方法,MRAS速度辨识框图如图3所示。

利用式(8)推算转子磁链时,必然会遇到积分运算的初始值设定问题和由测量误差、电动机参数变化引起的积分漂移问题,进而影响计算的精确度和系统的稳定性。为解决上述问题,在转子磁链方程式基础上,重新选择参考模型。

设电动机反电动势α,β 分量为

eα=(Lm/Lr)pΨrα

eβ=(Lm/Lr)pΨrβ

励磁电流α,β分量为

imα=Ψrα/Lmimβ=Ψrβ/Lm

代入转子电压方程(8)和电流方程(9),可得:

由以上模型可知,只要在电机运行时能准确测得电机定子电压和电流,就可以由式(11)构成速度辨识器的参考模型,式(12)和式(13)构成可调模型,这种辨识模型称为反电动势模型。在参考模型中不存在纯积分项,因此电机运行于低速域时速度辨识器具有一定的鲁棒性。利用MRAS理论选择适当的自适应调节律可获得转速估计值,但这种辨识器的参考模型包含有电机的漏感Lσ,当电机的漏感变化时,如果仍然采用其额定值来构成参考模型,势必会降低速度观测的精度。为消除电机漏感的影响,扩大速度辨识器的适用范围,在反电动势模型基础上,再定义一个新变量Dm及其观测值$\widehat{D}{}_{\text{m}}$如下:

将式(14)作为参考模型,式(13)和式(15)作为可调模型,这样构成一个新的模型参考自适应系统。参考模型中不包含纯积分项和电机漏感,电机稳态精度和调速范围都得到了提高。选择合适的自适应律获得较好的转速估计。

3.2 定子电阻辨识

在式(14)的参考模型中仍包含定子电阻,若电机温度在运行中升高时,定子电阻发生变化,将造成实际转速与辨识转速之间的误差,特别在低速时这种误差更大,严重影响了系统低速性能。本文将式(15)作为参考模型,式(14)作为可调模型构成定子电阻Rs的自适应辨识系统,在短时间间隔内速度可视为恒定,此时只对定子电阻进行辨识,同时2个模型交换作用,其误差驱动另一个自适应装置进行定子电阻辨识,使$\widehat{R}{}_{\text{s}}$收敛于实际值并更新Rs值。这样就解决了在低速域转速辨识和定子磁链观测受定子电阻参数影响较大的问题,进一步扩大了调速范围,提高了速度辨识的准确性和鲁棒性。由于式(14)和式(15)2个模型在转速和定子电阻辨识时作用是相互切换的,因而称之为交互式MRAS参数辨识。其结构框图如图4所示。

4 仿真与实验结果

4.1 仿真结果

将以上交互式模型参考自适应方法用于直接转矩控制中,构成无速度传感器异步电动机直接转矩控制系统。用Matlab/Simulink软件对其进行仿真。仿真用到的异步电动机参数为:额定功率PN=1.5 kW,额定电压UN=380 V,额定频率fN=50 Hz,额定转速nN=1 400 r/min,转动惯量J=0.026 7 kg·m2,电机极对数np=2,定、转子互感Lm=0.363 H,转子自感Lr=0.386 H,定子自感Ls= 0.398 H,转子电阻Rr=12.31 Ω,定子电阻Rs=10.28 Ω。给定定子磁链|Ψs|*=1 Wb。

为了考察定子电阻对定子磁链的影响,仿真模型对定子磁链的轨迹进行了观测,图5和图6分别为无定子电阻辨识和有定子电阻辨识的定子磁链仿真波形,可以看出带定子电阻辨识的定子磁链与未辨识的定子磁链相比,其幅值更接近圆形,磁链幅值的波动较小,且较迅速到达磁链给定值,定子磁链观测精度提高。

图7为转子转速辨识仿真波形,其中曲线1是无定子电阻辨识的转速辨识波形,2是有定子电阻辨识的转速辨识波形,3是给定转速。可以看出,带定子电阻辨识的转速辨识与无定子电阻辨识的转速辨识相比,动态性能更好,转速阶跃响应几乎没有振荡,以及超调和稳定时间都比较小,而且转速的观测结果与实际转速值之间的误差很小。这是因为定子电阻的变化能及时在定子磁通方程式中得到反映,使得控制系统鲁棒性增强。

4.2 实验结果

为进一步验证理论分析和计算机仿真结果的正确性,进行了实验研究。上文提到的交互式MRAS参数辨识和直接转矩控制策略在以Microchip公司的dsPIC30F6010A为核心的电机控制开发平台上得到了实现,电机参数同仿真。

调速系统的给定负载转矩都设定为3.5 N·m,转子磁链给定值为Ψ*r=0.9 Wb。未对定子电阻辨识时的速度辨识和转矩变化波形如图8所示,有定子电阻辨识后的速度辨识和转矩变化波形如图9所示。

图8、图9中的曲线1是转矩波形,2是给定负载转矩,3是转速辨识波形,4是给定转速。由图8可知在给定转速为梯型(0～12 s)和阶跃型(14～26 s)变化时转矩和速度辨识波形出现了较大的振荡,这是没有考虑定子电阻变化的结果。而由图9可知采用交互式MRAS方法对定子电阻辨识后的转矩和速度辨识曲线没有出现振荡,只有微小的波动,这说明辨识效果非常好。图8和图9的实验结果表明,与无定子电阻辨识控制相比,交互式模型参考自适应直接转矩控制可以实现在速度较低时对转速的高精度辨识,并且有效地减小低速时的转矩脉动,说明无速度传感器直接转矩控制系统在速度较低时具有良好的动静态性能。

5 结论

本文基于模型参考自适应理论研究了一种交互式模型参考自适应转速和定子电阻的参数辨识方法。仿真和实验结果表明,该方案在消除了纯积分和漏感变化影响的同时,也消除了定子电阻变化对定子磁链和转矩的影响,实现了对转速的高精度辨识,从而改善了低速域直接转矩控制性能,使得电机在较宽的调速范围内有良好的性能。这种新的速度辨识方法具有结构简单、易于实现并继承了直接转矩控制系统鲁棒性强和动态响应特性好的优点。

直接速度控制 篇6

定子磁链的准确估计是感应电机无速度传感器直接转矩控制获得高性能的关键。磁链相位的观测误差, 可导致扇区的判断错误, 产生较大的转矩脉动;而磁链幅值的观测误差, 可导致电机的负载能力降低, 影响动态响应或使电机处于磁饱和。由于感应电机在运行中存在着电机参数变化, 信号检测误差和逆变器死区等非线性因素, 影响磁链观测精度。因此要求定子磁链观测器具有强鲁棒性[1]。

目前, 直接转矩控制系统中常用的定子磁链观测器是电压积分磁链观测器 (电压模型) 。其实现简单, 观测值仅与定子电阻有关, 对电机转子参数依赖小。但电压模型中的纯积分环节会产生直流偏置误差和初始积分误差, 通过积分器累积后, 会使观测值发散。为了克服电压模型存在困难, 国内外学者提出了多种改进方法, 如用低通滤波器代替纯积分器[2], 对死区时间进行补偿[3,4], 采用定子电阻在线观测[5,6,7]等方法。这些方法在一定程度上提高了磁链观测器的性能, 然而这些观测器的基本结构与电压模型类似, 采用的是一种开环结构, 因此易受电机参数变化及采样误差的影响, 系统鲁棒性差, 在电机低速运行和外界干扰较大的情况下, 实际的运行状态并不理想。为进一步提高磁链观测器的性能, 人们提出了一些具有闭环结构的磁链观测器。文献[8]提出了一种扩展卡尔曼滤波磁链观测器;文献[9]提出了一种自适应磁链观测器。这些观测器很大程度上克服了开环观测器存在的问题, 但这些闭环观测器的设计与实现都比较复杂。如自适应观测器中反馈矩阵增益系数对观测器的收敛速度影响很大, 且与电机运行状态有关, 其值的选择主要依赖经验, 在电机不断变化的工况状态下, 不易获得最优值。扩展的卡尔曼滤波器算法的计算量很大, 其实现需采用计算能力强的高性能DSP, 实时性较差。此外这种方法易受电机参数变化的影响, 低速时的观测性能也不理想。

滑模变结构控制与常规控制方法的根本区别在于控制的不连续性, 即一种使系统“结构”随时变化的开关特性, 使系统在一定条件下沿规定状态轨迹做小幅度、高频率的上下运动。这种滑动模态是可以设计的, 且与系统的参数与扰动无关。从而使系统具有很好的鲁棒性[10]。本文将滑模控制理论用于磁链观测器的设计提出了一种新型定子磁链滑模观测器, 该观测器结构简单, 易于实现。将其用于感应电机的无速度传感器直接转矩控制系统, 提高了磁链和转速的鲁棒性和观测精度, 有效地减小了转矩脉动, 扩展了调速范围, 提高了调速性能。

2 定子磁链滑模观测器

在忽略电动机铁心磁饱和, 不计涡流和磁滞损耗, 三相绕组对称、均匀, 绕组中感应电势波形为正弦波的条件下, 在两相静止α-β坐标系中, 以定子电流和定子磁链为状态变量的感应电机方程为:

其中

式中, ψsα, ψsβ为α-β轴定子磁链分量;isα, isβ为α-β轴定子电流分量;usα, usβ为α-β轴定子电压分量;ωr为转子速度;Rs, Rr分别为电机的定子和转子电阻;Ls, Lr, Lm为电机的定子、转子的电感和互感值;σ为总漏感系数, 。

根据式 (1) 构建定子电流和磁链滑模观测器:

式中 为定子电流的观测值;为定子磁链的观测值;c1, c2为常数;sgn (·) 为符号函数。定义电流观测误差为eisα, eisβ, 取滑模观测器的滑模面为:

符号函数

用式 (1) 中电流方程减去式 (2) 得:

其中

定义如下形式的李雅普诺夫函数:

则

取

即实现 , 从而保证定子电流观测值收敛到真值。

用式 (1) 磁链方程减式 (3) 得磁链观测误差方程如下:

当电流观测值收敛到真值后, 这样由式 (6) 可以得:

定义如下形式的李雅普诺夫函数:

则

当c1>0的情况下, c2>0即可保证 , 从而保证了定子磁链观测器收敛到实际值。定子磁链滑模观测器结构, 如图1所示。

3 电机转速观测器

异步电动机中转子速度ωr、同步转速ωe及转子转差角频率ωs存在如下关系:

定子磁链与定子坐标系的夹角θe可以表示为:

同步转速ωe, 可以得到:

转差角频率ωs可以表示为:

所以电机的转速为:

其中, ψr的计算公式为:

感应电机转矩的估计方程为:

在实际应用中, 逆变器输出电压及输出电流中含有噪声, 当模拟量经过A/D转换器变为数字量时会附加上转换噪声, 直接采用式 (17) 和式 (18) 来估计转子速度会导致速度估计的偏差。可以对转差速度项和转子磁链旋转速度项进行滤波来提高估算精度[11]。

4 系统实现

系统测试平台主要包括功率驱动电路, 信号检测电路和控制电路。功率驱动电路由单相整流电路、大电容滤波电路、逆变电路及一些辅助电路组成。信号检测电路是由一个电压和两个电流传感器组成。以TMS320LF2812 DSP为控制芯片。算法采用C语言编程实现。

控制系统结构如图2所示。定子相电流和母线电压由霍尔传感器检测。ia, ib经3/2变换, 得到静止两相坐标系 (αβ坐标系) 中的定子电流分量;由母线电压Vdc和当前开关状态, 得到静止两相坐标系 (αβ坐标系) 中的定子电压分量。由观测器得到转矩、磁链、磁链角和电机的转速。将转矩与磁链误差作为滞环比较器的输入量, 得到相应的开关状态变量。最后通过查表得到正确的电压开关信号来驱动逆变器提供合适的电压给感应电机, 实现感应电机无速度传感器的变频调速。

5 实验结果

实验中电机参数见表1。取PWM采样周期Tpw m=100μs, 速度采样周期Tspeed=10 Tpw m, 给定转速ωr*=55 rad/s、100 rad/s和10 rad/s, 磁链给定值ψs*=0.9 Wb, 速度PI调节Kp1=0.1, Ki1=0.01, 观测器增益c1=1000, c2=10, 转矩PI调节器的输出3.5 Nm。

试验中采用TMS320F2812自带RS-232串行通讯来实现实验数据的传输。这种数据采集方式可以防止外加检测电路对系统运行的干扰。

图3~图5为基于滑模观测器的感应电机无速度传感器直接转矩控制实验结果。图3 (a) 为设定转速给定为55rad/s时, 转速和转矩实验响应曲线, 可见转速无超调, 且稳态运行平稳、脉动小, 转矩稳态下转矩脉动较小;图3 (b) 为定子磁链轨迹, 近似于圆形, 磁链跟踪控制性能优良。

由图4可知在转速发生变化时对磁链的观测并无影响。说明该滑模磁链观测器具有较好的观测性能。

图5 (a) 为转速为100rad/s时实际转速与估计转速, 从中可以看出, 启动时估计存在一定误差, 但稳态时估计速度能够准确地收敛到真实转速。图5 (b) 是转速为10rad/s时的实际转速与估计转速, 从图中可以看出, 滑模观测器低速时, 仍具有很好的估计性能。

6 结论

本文提出了一种新型的感应电机滑模磁链与转速观测器。该观测器结构简单, 易于实现。可在较宽的调速范围实现对磁链和转速的渐近估计, 有较强的鲁棒性。将设计的滑模观测器应用于感应电机的无速度传感器直接转矩控制, 实现了感应电机无速度传感器的变频调速。理论分析和实验运行表明给出的控制方法, 在高低速区域内均有着良好的转速跟踪能力, 电机的转矩和磁链脉动较小, 控制系统性能优良。

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透明材料中冲击波速度直接测量技术 篇7

在冲击波诊断领域,可测量“任意反射面的速度干涉仪”技术,已经成为诊断冲击波作用下样品自由面速度剖面或粒子速度剖面的主要技术。该技术简称为VISAR(Velocity Interferometer System for Any

Reflector)技术[1,2],主要用于材料的高压状态方程研究和冲击波作用下材料物态响应特性的研究。在ICF研究领域,为了实现燃料的准等熵压缩,需要诊断手段精确测量多次冲击的冲击波速度。ICF研究领域产生的冲击波特点为超高速(速度达到几十公里/秒)、超高压(瞬态高压达到10TPa量级)、短持续时间(持续时间约1∼10 ns)。而且,为了模拟准等熵压缩的物理过程,实验中的靶需要采用透明窗口,其空间尺度仅有1∼2 mm。针对ICF环境下,超高压条件下时空分辨冲击波诊断技术的需求,国内外发展了新型VISAR技术[3,4,5]。

在已有的冲击波诊断技术中,以往的加窗VISAR技术主要是针对粒子速度进行诊断的,而对透明材料中冲击波速度的直接测量技术一直是高压物理研究人员追求的技术[3,4,5,6,7,8,9]。在冲击压力高达TPa以上的强冲击波作用下,固体透明材料将会“金属化”,从而在冲击波阵面上产生反射面,反射探针光[1,2,3]。在冲击高压作用下,整个离化区的表面,也就是冲击波阵面会反射探针光,其基本原理是菲涅耳定律。只是根据离化度的不同,穿透深度会有所不同。目前国际上使用Drude模型[2,3]来计算离化效应产生的反射率。这里的离化是由强冲击造成的,形成的离化区可以反射探针光,并提供冲击波阵面传输的直接信息。这一原理是直接测量透明介质中冲击波速度的出发点。对这一离化过程的定量分析,并建立离化度与冲击波阵面反射率的关系,是精确分析冲击压缩过程的基础。

本文将对神光III原型装置上完成的成像型VISAR实验进行介绍,提供透明蓝宝石材料中冲击波阵面传输的实验数据。针对实验数据,分析获得条纹图间断的原因,给出冲击波到达透明材料时刻的分析过程。通过与理论比对,确认蓝宝石当中的冲击波减速曲线。同时,给出了加上蓝宝石窗口材料以后的测速公式,通过与理论计算比较,确认了公式的正确性。该实验为将成像型VISAR技术应用到惯性约束聚变领域,提供了很好的数据,为透明材料中冲击波速度直接测量技术的发展提供了直接的实验支持。

1 光路系统介绍

正文内容整个系统的实验装置示意图如图1所示。探针光发出的激光通过多模光纤进入实验系统,光纤输出的激光通过透镜扩束,进入成像系统聚焦后,打到靶上,靶反射的光重新被成像系统收集,并被分光进入两套光路。实验中使用的激光器波长532 nm,脉宽为10 ns,线宽小于100 MHz。根据估算,其速度分辨率好于30(m/s/Fr),满足实验要求。

成像系统前面与靶之间用石英玻璃以保护成像系统的透镜不被实验中产生的碎片损伤。为了减小光路的长度,将成像系统的像面设计在干涉仪之前,从而能够进行下次的像传递。靶点的像在进入干涉仪之前进行扩束,变成平行光,以利于干涉仪系统的调试。每套干涉仪都是按照广角迈克尔逊干涉仪的原理工作的。在两套干涉仪中放入不同厚度的标准具,将组成双灵敏度系统。干涉仪将靶点的反射光分光后重新叠加,经过成像透镜在条纹相机的狭缝上再次成像,同时形成干涉条纹。这里在条纹相机前面的透镜没有采用柱面镜,而是通常的透镜,是为了使条纹相机狭缝上的像和靶点的物成一一对应关系。从而保证测到的条纹信息是靶点上对应点的信息,有利于数据的判读。在系统中使用干涉滤光片的目的是为了减小杂散光的影响,所以干涉滤光片透过率的半宽很重要。实验中我们选用半宽只有2 nm的干涉滤光片,根据实验结果,其滤光效果很好。

一般用固体透明材料,如蓝宝石、LiF或者CH材料做冲击波调速过程诊断的传输材料。打靶时激光照射进靶腔内,产生的冲击波在靶内部传播。在冲击波传入透明窗口材料以后,固体透明材料将会“金属化”,从而在冲击波阵面上产生反射面,反射探针光[8]。冲击波阵面的运动反映为条纹相机狭缝上条纹的移动。通过反演条纹相机上条纹的移动,将获得靶自由面的速度历史曲线。干涉条纹图的使用标准是:强度分布范围应该在条纹相机的动态范围内,条纹间隔合适,条纹数目合适。

2 实验结果

图2是实验用装置的示意图。实验中采用单端驱动,八束并打的条件。单束激光条件为:能量500 J,波长351 nm,峰值脉宽1 ns。实验中铝基底的厚度为60µm,透明窗口采用蓝宝石。在蓝宝石和基底之间有一层环氧胶粘合,厚度约为6µm。相对于传统VISAR技术而言,我们这里使用的是平行平面窗口。主要原因有两个方面。第一,窗口的尺寸很小。只有1 mm×1mm×0.5 mm,对这么小的片子来说,加工一个小的斜角是比较困难的。而且,对这么小的片子,保证一个确定的角度也比较困难。第二,斜角的存在除了把前表面反射的探针光反射出记录系统,还会对后表面获得的信号光进行偏折,导致冲击波阵面的反射光有一部分偏出了记录系统。也就是说,斜角的存在对我们实验来说并没有特别的优势。针对以上分析,设计了平行平板的窗口,而且在迎光面镀增透膜。实验中发现,效果很好,即使在冲击波压力比较小的情况下也获得了比较好的信号。

为了获得比较高的反射率,根据文献选用蓝宝石作窗口[8]。但是,根据X光离化的原理,蓝宝石的外围电子数目较多,也有可能产生很强的离化效应[9]。为了平衡X光离化和冲击波阵面反射率的关系,基底材料的选择以及厚度匹配就很重要。这里选择基底材料为Al,厚度为60µm以减小X光离化的影响。同时,在此厚度下冲击波还没有进入减速区或减速量很小,冲击波的压力还很高,其“金属化”能力还很强,能够对探针光产生比较强的反射。实验发现这样还是有效的,但是预热效应仍很严重。在X光离化和冲击波离化两者之间我们必须进行平衡,对窗口材料的选择也要与之对应。

图3是最高辐射温度为160 eV条件下获得的条纹未完全间断的实验条纹图。最上面的光点是时标光,小点之间的距离是500 ps。使用时标光可以让我们对各个部分得到的信号作对应。可以看到,黑区出现的时刻与激光脉冲平台期到达的时刻相同,之后条纹对比度减小,在激光脉冲平台期结束后,条纹对比度有所增加,而且,黑区的后期,出现了一个反射率突然增加的情况。而后,条纹的下半段粘合在一起,整个条纹图呈现下降趋势,外形为三角形的形状。

通过条纹图和激光脉冲的分析,可以看到在激光峰值到达时刻,离化效应开始出现。沿时间方向,离化效应也是逐渐减弱的。而且,最重要的是,在离化效应发生期间,条纹连续,没有发生移动,说明冲击波在离化效应期间还没有到达窗口材料,而是在Al中传输。黑区后期出现了一个反射率突然增加的情况,而且,反射率变化的情况和条纹图的形状与文献[5,8-11]报道相同。综合反射面出现时刻、反射率变化的实验现象和理论计算的冲击压力(超过1 TPa),以及文献[8]报道的实验结果,这几方面的数据,发现反射面应该是冲击波传出Al进入透明窗口中造成高压离化,在冲击波阵面上反射探针光[8]形成的。这个被冲击波高压离化的反射面就是冲击波的波阵面,其传输速度就表示冲击波的传输速度。在冲击波进入透明窗口以后,由于激光脉冲已经结束,外加的驱动条件已将撤去,冲击波在透明窗口中就会减速传输,而且其波阵面会逐渐发生弯曲,从而导致部分反射光信号不能进入收光系统而造成条纹图形成三角形的形状。冲击波形成的条纹图上半部分比较清晰,下半部分条纹连在一起。初步分析这可能是由于照明光源的不均匀引起的。图中沿时间方向的调制是由探针激光的非单纵模引起的。

对图3的相关问题,做了比较详细的分析:

a)条纹分辨率:根据实验发现,条纹宽度仅有50µm左右。这对我们下一步获取更精细的波阵面信息提供了有效的测试手段。

b)条纹间断:图4是腔里面的辐射谱与不同厚度铝片对比的数据图。根据图4可以知道,使用60µm厚的Al做滤片,有1.5 eV和大于3 keV的X光大量透过基底材料,造成X光离化效应。即使选择90µm厚的Al做滤片,其阻挡X光的效果也不是很明显。在实验中,大量的高能X光(主要能量大于1.5 keV,小于5.5 keV[9])将穿透基底材料,先于冲击波对透明窗口进行离化,产生“自由电子”,从而降低探针光的反射率,严重时会导致探测失败。图5表示X光离化效应对IVISAR诊断影响的示意图[9]。首先是间接驱动时靶腔里面产生的X光对透明窗口材料离化,使得透明窗口材料中产生大量的“自由电子”;其次产生大量“自由电子”的透明窗口材料对探针光产生了强烈的吸收,造成反射光信号很弱;最后从表象上来看,这种离化效应就像窗口材料被X光漂白,严重时这种现象将会导致诊断失败,无法得到速度信息。

对于黑区的问题,作了更详细的时间序列分析。为了验证黑区出现时间与主激光的关系,我们又作了黑区出现时间与主激光的时间关系实验,如图6。以时标光作为时间基准,我们对两副图画上了主激光信号。将图3和图6进行综合,我们得到了图7。图7中的灰度曲线取的是图3中画框部分的灰度平均值。在图7中,发现条纹图在激光脉冲最强的时刻,离化效应最明显,之后出现了一个反射面的跳变。根据强度分析可以发现这是冲击波到达蓝宝石窗口时形成的反射面。但是,这里出现的反射率并没有直接上升到原有强度的30%,而是在2.0∼2.7 ns的时间段有一个逐渐上升的过程,最后在2.7∼4.5 ns期间到达比较平稳的阶段,其反射率约为静态条纹强度的30%,与文献[8]报道的值相符。同时,按照物理分析,在2.0∼4.5 ns期间都是冲击波减速阶段,其波阵面的反射率应该是逐渐减小的。这里出现了反射率上升的情况,初步分析原因可能是激光脉冲强度在这期间是增强的,而且其幅度超过反射率下降的影响,所以,反射率并没有出现下降的情况。

根据已有的数据处理程序,我们对图3进行处理,得到了减速曲线。数据处理程序的主要步骤为:a)取窗函数,滤波;b)傅里叶变换;c)频域移频并进行反傅里叶变换,得到相位分布图;d)相位解缠;e)去背景相位变化;f)带入条纹常数,得到速度历史;g)将波前的空间信息恢复,得到波前传播的历史信息。小数部分可以根据条纹图直接处理得到。整数部分的确定我们根据理论计算结果加上了3个丢失条纹数据来确定,最终得到了图8的曲线。图8中网格部分就是离化效应作用的区域。其起点是根据图6中黑区起点与与主激光平台期起点的关联关系确定的。

图8是实验得到的激光波形曲线,理论计算的冲击波速度历史曲线,实验得到的冲击波速度历史曲线的比较图。可以看到,冲击波速度的最大值在激光脉冲强度最大值出现后约500 ps。由于冲击波传出基底材料Al需要一定的时间,冲击波速度最大的时刻,它还没有传出Al。而在此期间,X光离化效应占优势。所以,我们看到的是图3黑区中没有移动的条纹。在2.0 ns左右的位置,冲击波传出了Al,进入环氧胶当中。根据理论计算,冲击波在环氧胶里面传输速度会加大。由于X光离化效应已经减弱,所以,冲击波离化效应就占优势,所以,冲击波反射面看得非常明显。经过大约200 ps以后,冲击波传出了环氧胶层,进入了蓝宝石。理论计算表面这时冲击波速度会降低,所以,产生了条纹跳变。在实验结果中,这个跳变没有看到。之后,冲击波在蓝宝石里面减速传输。比较实验和理论计算结果,除了在环氧胶里面的加速现象没有看到之外,其余在时间点和速度值以及变化趋势上面,实验结果和理论计算符合的比较好。初步分析,没有观察到环氧胶里面速度跳变的原因是胶层里面条纹跳变比较快,需要探针光具有较高的时间和空间稳定性,而探针激光器输出状态不稳,导致这个很快的跳变信号被系统噪声淹没了。所以,这个胶层中的加速没有在最后的数据中反映出来。

3 实验结果讨论

3.1 速度计算公式变化的讨论

在加窗测界面运动速度的时候,∆ν/ν0[12]是由于界面之前的冲击波对窗口进行预压缩,引起窗口材料折射率的变化,从而引入附加多普勒频移所引起的。在我们的实验中,直接测量的是冲击波阵面的速度,冲击波之前的介质折射率并没有变化。由于进入蓝宝石的光波波长发生了变化,所以,产生的多普勒频移也与进入的光波长有关。在蓝宝石里面光波长变成λ0/n,所以,冲击波阵面的速度计算公式变成:

式中:t是样品运动时间,τ是干涉仪内两光路间的延迟时间,λ0是激光波长,δ是标准具色散引入的修正项,其中δ=0.031 8[5],可以取蓝宝石静态折射率的值n=1.77(532 nm),条纹常数7.3(km/s/Fr)。

3.2 条纹视场变化

条纹总体趋势是视场在减小,原因是随着冲击波的传输,边缘部分的冲击波减速较快,造成冲击波阵面发生弯曲,边缘部分的冲击波反射信号已经不能进入成像系统,而造成三角形的收光趋势。在冲击波的边缘部分,由于多普勒效应与中心部分已经有所不同。根据文献[2]的讨论,我们成像系统F数为4.5,基本上可以不考虑这个影响。

4 结论

通过成像型VISAR直接获得了辐射温度为160 eV条件下蓝宝石当中的冲击波减速历史实验数据。可以发现,在2 ns的时间尺度上,速度减小了约10 km。这个实验结果与理论计算是一致的。实验中还发现预热问题对实验结果的影响非常显著。而且其时间为激光平台期前沿到达时刻开始,激光平台期结束后400ps减弱到不影响冲击波信号探测。我们使用平台时间为1 ns的方波激光,黑区的持续时间约为1.5 ns。计算冲击波速度的公式由于窗口材料的引入也发生了变化。不能直接使用真空中的计算公式,而应该将波长改为λ0/n再进行计算。通过实验还发现,在下半部分都有波面的融合,分析是由于激光照明的不均匀引起的。胶层的影响没有在实验结果中看到,需要在下一步实验中确认。

摘要：本文提出了超高压条件下应用于透明材料中冲击波速度直接测量的成像型速度干涉仪技术。介绍了成像型速度干涉仪技术的光路结构和基本原理,给出全系统的光路图。分析了预热效应产生和冲击波到达时刻的时间顺序,发现方波驱动脉冲平台的前沿到达时刻和X光离化效应出现的时刻相同,冲击波信号到达时刻晚于X光离化时刻。验证了冲击波到达窗口材料时形成反射面的反射率会突然增高,可以通过该现象确认冲击波到达的时刻。给出了实验结果,分析了条纹间断是由于X光预热效应引起的,并且发现预热效应在激光脉冲平台期前沿进入靶腔后开始,平台期后沿结束后约400ps减弱到不影响冲击波信号探测。通过理论分析和实验数据比对的方法,确认了蓝宝石当中的减速曲线。给出了加蓝宝石窗口后的测速公式。经过实验对比,确认了测速公式的正确性。

关键词：冲击波,光学诊断,光路系统,干涉仪

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