三相电流平衡

三相电流平衡（精选九篇）

三相电流平衡 篇1

以前我县农村共有配变628台, 总容量25196千伏安。这些台区的三相负荷不平衡率都大大超出了20%的标准, 不仅增加的线损, 而且影响配变供电效率。因此, 当有多台单项用电设备时, 应将它们均匀的分接在三相网络上, 以力求减少三相负荷的不平衡状况和降低线损。三相负荷电流不平衡度Kbp可用下式表示

式中-中性线电流 (A) ÁI

要求在变压器的出线端的负荷电流不平衡度应小于10%

低压供电网络始端的负荷电流不平衡率小于20%, 三相负荷分布不均匀区将产生不平衡电压, 从而有了电压偏移。

2三相负荷不平衡时对线损的影响

降低线损为:

由此可见, 三相负荷不平衡时将会增加线损, 不平衡程度愈大, 线损增加也愈多, 这是因为三相负荷不平衡时, 各相负荷电流不相等, 就会在相间产生不平衡电流。这些不平衡电流除了在相线上引起损失外, 还将在中线上引起损失, 这就增加了总的损失, 而且变压器不能满出力。

3我们的具体做法

根据这些问题, 我们除采取定期测负荷, 并进行调整, 同时借农网改造之机, 对628个台区中名山供电所的80个台区, 台区总表按三相每相装一具单相电子表, 共装出240块单相表, 每个台区按A、B、C三相设置抄表卡片, 每月抄表后, 即可算出台区每相总表电量及分表电量, 每相低损多少, 三相负荷不平衡度, 都可算出按月、季, 按年进行分析, 根据每户月用电量, 季用电量, 年用电量, 进行季度、年度调整。通过名山供电所的考核, 取得的效益很可观。

摘要：在我们低压配电网络中, 当三相电压对称三相负荷也对称的情况下, 三相电流也将是对称的。各相负荷的有功功率和无功功率不全相等且三相电流的相量和不等于零, 称为三相电流不平衡。三相负荷不平衡将使线路功率损耗增加。三相电流不平衡与三相电流平衡这两种情况的线路功率损耗之差, 称为电力线路的电流不平衡附加损耗。

三相电流平衡 篇2

【关键词】旁母代供；异常；处理

0.前言

当电力传输网络不够完善时，为保证部分设备检修情况下不间断供电，在一些重要的变电站设置了旁路母线接线，旁路可以旁代主变、旁代线路甚至兼用母联，旁路的设置对提高供电可靠性起到了至关重要的作用。

220kV涟水变是淮安地区建成比较早的一个大型变电站，采用双母线带旁路加专用母联方式。变电站运行人员反映旁母代供操作过程中，按调度要求记录的旁母负荷测量值三相不平衡率较大，甚至出现个别相电流为0的情况，影响运行人员以及调度员对设备状态的判断。

1.异常现象

在220KV涟水变进行无人值班改造过程中，旁路720开关无人值班自动化改造工作结束后，调度下令用720开关旁代主变701开关操作以实现带负荷测试，当合上720开关，实现720开关与被代701开关并列运行时，出现了异常情况：720开关电流分别为：A相为0A、B相为28.49A、C相为33.4A。如图1：

首次出现异常后，恢复运方。通过仪器对CT二次回路检查无开路异常。调度再次下令720开关旁代主变701开关代供操作中，当合上720开关后，A相电流仍偏小，当天停止720开关。第二天对720开关CT进行试验后，720开关再次旁代701开关测试。测试结果如下表：

三次异常情况时负荷电流记录表

事后我们又统计了前期720开关旁路代供操作情况。由于涟水变无人值班自动化改造，所有110kV间隔除783涟胡二线、785涟高线为备用线外，均发生过旁路代供操作。当720开关与所带开关并列运行时负荷情况如下：

通过上表我们发现：旁路720开关代主变701开关并列运行时三相负荷电流不平衡率最高达到了100%，最低14%，平均61.3%。720开关旁代701开关的数据最高具有典型性。

2.原因分析

对720开关无人值班自动化改造后发生的异常情况进行分析，我们发现720开关与701开关并列运行时720开关A相电流为0A，701开关的A相电流相应的偏大。

720开关与701开关同相电流之和及实际负荷A、B、C三相几乎相等。

现场人员初步判断认为720开关与701开关此时为并联电阻关系（如图2所示）。

720开关负荷电流与电阻大小成反比。

我们用直流电阻测试仪分别对720 开关的三组110kV刀闸和7016刀闸进行接触电阻测量，测量数据表明7202、7206、7016三组刀闸接触电阻在150至200微欧之间，而7201刀闸接触电阻达1800微欧，大大超过正常值100微欧，所以一次设备接触电阻大是三相电流不平衡的主要原因。

3.采取办法

针对此问题，现场作业人员对上述四组刀闸进行除锈并用导电脂润滑处理，通过对检修后刀闸接触电阻现场测量，四组刀闸的九个动静触头接触电阻均在100微欧左右。

后期，我们统计了720开关旁路代供操作情况。结合涟水变110kV部分保护更换工作，720开关旁路代供701开关后负荷电流三相不平衡率由实施前的平均61.3%降低到实施后的6%，满足了运行人员对设备状态的判断。

4.总结

三相电流平衡 篇3

我国电网经过“十一五”快速发展, 大部分地区主网架日趋完善, 但配电网发展仍相对滞后, 供电瓶颈依然存在。主配网发展的不平衡以及配电网基础管理相对薄弱, 使得当前大部分地区主网网损基本趋于一个相对较合理水平, 但配电网网损相对较大, 供电企业主要降损空间在配电网网损。目前, 我国城乡配电网大量采用了三相四线制接线方式, 且配电变压器为Y/Y0接线, 存在很多的单相负载, 因此配电变压器及配电线路三相不平衡运行是不可避免的。在这种不对称运行状况下产生的附加损耗也给配电网网损带来不容忽视的影响。下面就对配电变压器及配电网线路在不对称运行状况下运行分别进行线损讨论分析, 给出相关消除影响措施。

1 负荷电流不平衡度概念引入

为便于研究三相不平衡对损耗增加的关系, 现引入负荷电流不平衡度β和功率损耗增加量系数K、三相负荷电流不平衡时线损增加率ρ。

相不平衡度概念:

其中:IФ指的是相电流

Iav———三相平均负荷电流, 且Iav= (IA+IB+IC) /3

IФ= (1+βФ) Iav, IФ由于取值范围为0~3Iav, 所以βФ范围是-1~2, 且存在以下关系:

式中:Punb———三相负荷不平衡时, 单位长度线路上的功率损耗

Pb———三相负荷平衡时, 单位长度线路上的功率损耗

2 配网线路不平衡分析

目前, 我国配电网大多采用三相四线制接线方式如图1所示:

IA、IB、IC、IO分别为三相线路及中性线电流

三相不平衡时, 各相的负荷电流不相等, 就在相间产生了不平衡电流, 这些不平衡电流除了在相线上引起电能损耗外, 还将在中性线和配变上引起损耗, 增加了总的电能损耗。

假定三相四线制线路的单位长度相线电阻为R, 单位长度中性线电阻为2R (一般中性线截面为相线截面的一半)

则三相不平衡时, 相线的功率损耗为:

中性线电流为

中性线上的损耗为

所以线路总损耗为

下面分三种情况讨论三相负荷不平衡时, 线路损耗情况

1) 一相负荷重, 两相负荷轻

假设A相负荷重, B、C相负荷轻, 即βA=β, βB=βC=-β/2

在三相相位对称情况下, 由 (2) 式得中性线电流为:IO=3/2βIb=3/2βI, 由 (4) 式得单位长度线路上的功率损耗:

它与三相负荷平衡时单位长度线路上的损耗比值, 称为功率损耗增量系数, 其值为K,

2) 两相负荷重, 一相负荷轻

在三相相位对称情况下, 由 (2) 式得中性线电流为:I0=3βI。这时, 由 (4) 式得单位长度线路上的功率损耗为:

3) 一相负荷重, 一相负荷轻, 第三相负荷为平均负荷

假设A相负荷重, B相负荷轻, C相负荷为平均负荷, 即βA=β, βB=-β, βC=0

显然, IA= (1+β) I, IB= (1-β) I, IC=I

在三相相位对称情况下, 由 (2) 式得中性线电流为:。时, 由 (4) 式得单位长度线路上的功率损耗为:

比较 (5) (6) (7) 式, 在不平衡度β相等时, K2>K3>K1, 对于三相四线制结线方式, 由此可以得出以下结论:

(1) 三相不平衡时, 线损与不平衡度按照平方关系上升, 最大可高出三相平衡时。

(2) 三相四线制结线方式, 当三相负荷平衡时, 线损量最小;当一相负荷重。两相负荷轻时, 线损量较小;当一相负荷重, 一相负荷轻, 第三相负荷为平均负荷时, 线损量较大;当一相负荷轻, 两相负荷重的情况下, 线损量最大。

(3) 当三相负荷不平衡时, 不论何种负荷分配情况下, 负荷不平衡度越大, 线损增量也越大。

按照规程规定, 不平衡度β不得大于20%。若使β=0.2, 则K1=1.08, K2=1.32, K3=1.11。也就是说, 相对于三相平衡而言, 由于三相负荷不平衡 (且在规程规定允许范围内) 所引起的线损分别增加8%、32%、11%。

下面给出了负荷电流不平衡度β与功率损耗增量系数K的关系曲线 (图2) , 从曲线可以明显的看出β对线损的影响。

3 三相不平衡运行引起变压器损耗

三相电力变压器是按对称运行设计的。正常运行是, 变压器一次侧电源和二次负荷均应对称。但我国城乡配电网大量采用了三相四线制接线方式, 且配电变压器为Y/Y0接线, 单相负荷的存在, 使得配电变压器三相不平衡运行在实际中是不可避免的。

3.1 附件铁损

Y/Y0接线配电变压器采用三铁芯柱结构, 其一次侧无零序电流, 二次侧有零序电流, 因此二次侧零序电流完全是励磁电流, 产生的零序磁通不能在铁芯中闭合, 需通过油箱壁闭合, 从而在铁箱等附件中发热产生铁损。

Y/Y0接线配电变压器零序电阻比正序电阻大得多, 变压器的零序电阻通过实测可以得到, 250千伏安变压器的零序电阻是正序电阻的15倍, 因此零序电流产生的附加铁损较大。

3.2 不平衡运行时绕组附加铜损

配电变压器三相不平衡运行时三相绕组总损耗 (单位千瓦) 可计算为:

三相平衡时, 每相绕组电流为Iav= (IA+IB+IC) /3, 三相绕组总损耗为

三相不平衡带来的附加损耗为:

下面分三种情况讨论:

1) 一相负荷重, 两相负荷轻

假设A相负荷重, B、C相负荷轻, 即βA=β, βB=βC=-β/2

2) 两相负荷重, 一相负荷轻

3) 一相负荷重, 一相负荷轻, 第三相负荷为平均负荷

假设A相负荷重, B相负荷轻, C相负荷为平均负荷, 即βA=β, βB=-β, βC=0

显然, IA= (1+β) I, IB= (1-β) I, IC=I

由 (8) 、 (9) 、 (10) 、 (11) 式可知, 配电变压器三相不平衡运行时, 三相绕组的附加铜耗与三相绕组电流不平衡度的平方呈增比关系, 且三相绕组中, 在出现两相绕组负荷重, 一相负荷轻时, 附加铜耗最大。

4 配网三相负荷平衡措施

4.1 重视低压配电网的规划、设计工作

在配电网规划、建设和改造当中对低压台区进行合理的分区分片供电, 配变布点尽量接近负荷中心, 配电网络的建设要遵循“小容量、多布点、短半径”的配变选址原则。在供电方案批复和供电系统设计时, 认真采集数据, 做好负荷调差与预测, 分析负荷特性, 尽量将负荷均匀分配在三相上。

4.2 在低压配电供电网中, 尽量采用三相四线制供电方式

在对采用低压三相四线制供电的地区, 要积极争取对有条件的配电台区采用3芯或者4芯电缆或者用低压集束导线供电至用户端, 这样可以在低压线路施工中最大程度的避免三相负荷出现偏相的出现, 同时要做好低压装表工作, 单相电表在A、B、C三相的分布尽量均匀, 避免出现单相电只挂接在一相或者两相上, 在线路末端造成负荷偏相。

4.3 积极开展变压器负荷实际测量和调整工作

通过及时的测量配变低压出线和接近用户端的低压线路电流, 便于准确地了解设备的运行情况, 做好负荷的均衡合理分配。

4.4 选择合理的无功补偿方式

通过合理的无功补偿方式, 提高功率因素, 改善电能质量, 降低电能损耗。

5 结束语

低压配电网三相不平衡电流对配电网网损带来的网损是不容忽视的。通过各种手段降低低压配电网三相不平衡电流, 能有效降低配电网网损。在电网企业, 需要从规划、设计、建设、运行等各环节关注和降低系统的不平衡电流, 从而有效地促进低电压配电网的节能降耗。

摘要：低压配电网三相电流不平衡运行在中低压配电网产生的附加损耗。本文通过引入不平衡度, 分析了配电网线路、配电变压器的电能损耗与三相电流不平衡度的关系, 并探讨了降低中低压配电网线损的对策措施。

关键词：配电网,线损率,不平衡度

参考文献

[1]赵全乐.线损管理手册[M].北京:中国电力出版社, 2007.

[2]张弘廷.低压降损的金钥匙:就地平衡降损法[M].北京:中国电力出版社, 2003.

三相电流平衡 篇4

【关键词】农村；配电变压器；三相负荷不平衡；危害；管理措施

随着我国经济的快速发展，以及国家家电下乡等一系列惠农政策的实施，农村居民的家用电器迅速增加，电冰箱、电磁炉、空调等各类高档家电纷纷进入农民家中，农村村庄配变的用电量中在整个农村电网中所占比例也越来越大。农村公用配变普遍采用三相四线供电方式，由于农村村庄单相负荷居多其开关的随意性，加上三相负荷分配不均。因此，存在着不同程度的配变三相负荷不平衡状况。三相负荷不平衡产生的损耗在低压电网部损耗中占有一定比例，不平衡度越大，损耗越严重，还会影响配变和用电设备的安全运行以及电压质量，造成配变烧毁及居民电器烧毁事件屡有发生。所以，采取有效措施，降低配电变压器三相负荷的不平衡度，将不平衡控制在一定范围，是农村低压配电网络降低电能损耗的有效措施之一。下面笔者就如何进行农村村庄配变三相不平衡问题的管理谈一些个人看法：

1.农村配电变压器三相负荷不平衡情况的分析

（1）在一天时间内三相负荷持续不平衡情况，负荷大的相总是大，负荷小的相总是小，相差的比例在一天的各个时段没有多大变化，这类负荷三相动力很小，基本上都是单相用电，负荷在三相上分配不均。

（2）在白天时段，三相负荷基本平衡，晚上用电高峰时段，负荷不平衡相当严重。这类负荷的特点是三相动力，单相生活用电量都很大。白天主要是动力用电负荷，三相负荷基本平衡。在中午空调或晚上单相用电高峰时，单相生活用电在三相上分配不均形成三相电流相差很大。

（3）配电变压器三相负荷不平衡随季节变化，这是因为各种三相动力用电和单项生活用电的比例在变化，而单项负荷在三相上分配不均匀造成的。

2.三相负荷不平衡的危害

（1）增加了线路损耗。电流通过导线时，由于导线的电阻作用，将在导线上产生功率损耗。配变三相负荷平衡时

Iu=Iv=Iw=I， Io=0

线路损耗为

△ Pp=3I2R

配变三相负荷不平衡时，中性线有电流通过，中性线也在产生功率损耗。这时，线路损耗

△Pbp=（I2u+I2v+I2w）R+I2oRo

式中，△Pp—三相负荷不平衡时的线路损耗；

△Pbp—三相负荷不平衡时的线路损耗；

Iu、Iv、Iw—三相负荷不平衡时，配变各相负荷电流；

I—三相负荷平衡时的相线电流；

Io—配变中性线电流；

R—相线电阻截

Ro—中性线电阻。

显然，△Pbp大于△Pp，不平衡度越大，线路损耗也越大。

如果把三相负荷接在一相上，其实质就是单相供电。此时，导线上的功率损耗。

△Pbp=（3I）2R*2=18I2R

18I2R∕3I2R=6，是三相负荷平衡时的6倍，增大5倍，大大增加了低压线路的损耗，运行极不经济。

（2）增加了变压器的有功损耗。配电变压器的功率损耗包括空载损耗（也叫铁损）和负载损耗（也叫铜损）。空载损耗基本上是个恒量，负荷损耗是随变压器所带负荷变化而变化的，并与负荷电流平方成正比。三相负荷平衡时的功率损耗为：

Pp=△Pk+Pd（Ip∕Ie）2

三相负荷不平衡时的功率损耗为

Pbp=△Pk+Pd〔（Iu∕Ie）2+（Iv∕Ie）2+（Iw∕Ie）2〕∕3

式中，Pp—三相负荷平衡时配变的功率损耗；

Pbp—三相负荷不平衡时配变的功率损耗；

△Pk—配变空载损耗；

Pd—配变短路损耗；

Ie—配变额定电流；

Ip—三相负荷平衡时，配变负荷电流；

Iu、Iv、Iw—三相负荷不平衡时，配变各相负荷电流。

如果在这两种负荷情况下，变压器输出容量相等，则有：

Ip=（Iu+Iv+Iw）/3

三相负荷不平衡与平衡时配变功率损耗之差为

△ P=Pd〔（Iu-Iv）2+（Iv-Iw）2+（Iw-Iu）2〕/3I2e>0

从中可以以看出，在配变输出容量相同的情况下，三相符合不平衡增加了配变的有功功率损耗。

（3）降低了配变压器的出力。在配变容量的设计和制造是按三相负荷平衡条件确定的，其三相绕组的结构和性能是一致的，每相额定容量相等，最大允许出力受每项额定容量限制。三相负荷不平衡时，变压器的出力将受到限制，配变的最大出力只能按三相负荷中最大一相不超过额定容量为限，负荷轻的相就有富裕容量，从而使配变出力降低。由于输出容量降低，变压器备用容量亦相应减少。出力降低程度与不平衡度有关，不平衡度越大，出力降低程度越大。同时，配变的过载能力亦降低。当运行中的变压器过载，就可能引起变压器过热，甚至烧毁变压器。

（4）使配变变压器运行温度升高。三相负荷不平衡时产生的零序电流，在铁芯中产生零序磁通，而高压测没有零序电流，不能由高压侧的零序磁通来抵消低压侧的零序磁通，这就迫使零序磁通只能从变压器的油箱壁和钢构件中通过，由于这些材料的导磁率很低，所以磁滞损耗和涡流损耗都比较大，造成油箱壁和钢构件发热，从而使配变运行温度升高，使变压器内部绝缘老化加快，导致变压器寿命缩短，增加了变压器的自身损耗。不平衡度越大，零序电流越大，对变压器的危害越严重。在一次夜巡中，巡视人无意碰触到一台配变外壳，热得烫手，测量其三相电流，两相为0，负荷接在一相上，该相电流并不太大，在额定电流范围之内，可见其对配变危害之大。

（5）中性点产生位移，造成三相电压不对称。配电变压器是按三相对称运行设计制造的，各相绕组的电阻、漏抗和激阻抗基本一致，三相负荷平衡时变压器内部压降相同，其输出电压是对称的。三相负荷不平衡时，各相电流不一致，中性线有电流通过，三相四线制线路中，中性线截面一般比较小，具有较大的阻抗压降，从而使中性点位移，各相电压发生变化；负荷大的相压降大，负荷小的相压降小，造成三相电压不平衡，三相负荷不平衡度越大，三相电压不平衡程度越严重。如果此时中性线因故断路，所接负荷小的相电压就会异常升高，接在此相上的用电设备和家用电器将被烧毁，给用户造成损失。

（6）影响电动机输出功率，并使其绕组温度升高。三相负荷不平衡造成的三相电压不对称，将在感应电动机定子中产生逆序旋转磁场，电动机在正、逆两序旋转磁场的作用下运行，由于正序旋转磁场比逆序旋转磁场大，所以电动机旋转方向不变，但由于转子逆序阻抗小，因此逆序电流大。逆序磁场、逆序电流将产生较大的制动力矩，使电动机输出功率降低，绕组温度升高，影响电动机的安全运行。

3.三相负荷不平衡的管理

（1）加强对配变三相负荷不平衡度的管理，供电管理部门应把降低不平衡度做为一项经济指标列入考核，并制定奖惩措施，以提高管理人员降低三相负荷不平衡度的自觉性和积极性。

（2）定期观察、测量三相负荷电流，检查三相负荷不平衡情况。测量应在白天和夜晚用电高峰时进行，测量后计算三相负荷的不平衡度。三相电流不平衡计算公司如下：

K=Io∕Ipj*100%=Io∕〔（Iu+Iv+Iw）/3〕*100%

式中，K—配变三相负荷不平衡度；

Io—配变中性线电流（A）；

Ipj—配变三相负荷平均电流（A）。

规程规定，配变变压器出口处三相负荷不平衡度小于或等于10%，其它地点小于或等于20%，中性线电流不应超过配变额定电流的25%。如计算或测量结果大于此标准，应做好单项负荷的调整工作，力争一天中大部分时间和用电高峰时三相负荷基本平衡，不平衡度越小越好。

（3）调整三相不平衡负荷要做到“四平衡”，即计量点平衡、各支路平衡、主干线平衡和变压器低压出口侧平衡。在这四个平衡当中，重点是计量点平衡和各支路平衡，可把用户月平均用电量作为调整依据，把用电量大致相同的作为一类，分别均匀地调整到三相上。为了达到计量点三相负荷平衡，最好将三相电源同时引入计量点，减少单相干线的线路长度。

（4）注意农村配电变压器供电范围内大的三相四线制用户（如学校和幼儿园等）内部的三相负荷平衡问题。此类用户对配变的三相负荷不平衡度有较大的影响，因此应协助他们调整本单位（用户）三相负荷不平衡度，这对用户本身是有好处的。

（5）做好新增单相负荷的功率分配，将同时运行的和功率因数不同的单相设备，分别均匀分配到三相电路上。

三相电流平衡 篇5

目前, 我国绝大多数500k V变电所均采用3/2接线。这种接线方式有供电可靠性高, 运行方式多样、灵活, 操作检修方便的特点。由于优点突出, 因此500k V变电站多采用此种接线方式, 但是当一次回路中某一相或两相的阻抗不对称时, 运行方式又是合环运行时, 就会产生三相电流不对称。

2 故障现象及现场检查

2013年某日500k V厂口变电站500k VⅠ段母线保护多次短时发“支路2TA异常报警”并自行复归, 经检查500k VⅠ段母线保护装置采样和后台电流采样中, 500k V第2串5821、5822、5823断路器均有三相电流不平衡, 在检查了现场情况向调度汇报后, 按调度指令操作断开5822之后5821、5823断路器三相电流恢复平衡。

变电站后台机交流采样数据见表1, 对涉及的第2串的3个断路器的电流回路进行了二次电流相位伏安测量, 测试结果显示5821、5822、5823断路器各个二次电流绕组均一致, 各绕组之间电流幅值无明显差异, 因此排除是二次回路的问题引起三相电流不平衡, 而且在对5822断路器进行操作断开后, 第2串的电流恢复了平衡, 也排除了电流互感器的因素。对涉及的第2串相关一次设备进行了检查, 包括外观检查、红外测温等, 均未发现异常情况。和平厂口Ⅰ回线潮流也是对称的, 而且此时其他几串断路器的电流没有出现明显不平衡, 因此不考虑是负荷不平衡所导致。初步可以判断造成该电流不平衡的原因是站内三相阻抗不对称, 三相分流不平衡。

3 模型建立及仿真

3.1 3/2接线方式的仿真模型建立

PSCAD (全称Power Systems Computer Aided Design) 是世界上广泛使用的电磁暂态仿真软件, 在其中能找到电力系统常见的电器元件, 通过图形界面建立模型, 并仿真计算。

以500k V厂口变电站的500k V侧系统为简单模型分析, 建立3/2接线方式环网供电模型电路, 规定流入500k V厂口变电站的潮流方向为正方向, 以流入500k V厂口变电站的线路建立无穷大系统电流源, 系统的容量即视在功率S的大小由线路有功功率和无功功率经公式 计算而得, 其它出线潮流为流出变电站的则建立负荷元件, 有功功率和无功功率的大小即为该线路的功率值。在500k V系统内, 由于负荷的大小基本不随电压的变化而变化, 所以我们定义了负荷模型为恒压模式。连接500k V母线和线路的各断路器和隔离开关均等效为电阻元件。

在正常三相对称的情况下, 3/2接线中每一串中每一台断路器、两侧的隔离开关以及其连接触点部分共同作用的阻值大小约为800μΩ~1000μΩ, 由于这个阻值很小, 我们取大值1000μΩ, 这样能更明显的反映电流不平衡。在建立的模型中当出现不对称时, 则按照相应的不平衡度来进行阻抗调整。

3.2 PSCAD模型的仿真

根据变电站后台机调取的站内所有500k V线路负荷和断路器电流的数据作为原始数据, 我们首先设定第2串的三相阻抗不平衡;接着我们更改其他几串的三相阻抗, 通过仿真来观察第2串的三相电流, 以此来分析其他串元件的阻抗不平衡对第2串的三相电流不平衡的影响。

3.2.1 第2串的三相阻抗不平衡

基于以上的设定, 我们在设定第2串的三相阻抗不平衡时, 由于5821断路器的A相电流为223.89A, C相电流为115.14A, A相电流幅值为C相电流的2倍, 由电路理论知识可知在功率和电压相等时, 回路阻抗大的支路电流小, 回路阻抗小的支路电流大。因此可以判断5821回路A相阻抗小, C相阻抗大。假定第2串的Ⅰ母边开关5821的A相元件阻值是C相的3倍, 通过PSCAD的仿真计算。仿真结果第2串三个断路器三相电流如图1。从仿真计算的结果中可得在第2串的5821断路器和隔离开关组成的元件三相阻抗不平衡时三相电流确实不平衡, 而且此时5821断路器的A相电流约为C相电流的2倍, 5823断路器的C相电流约为A相电流的1.5倍, 而5822断路器的电流三相略微不平衡, A相最大, C相最小, 定性分析这与我们在变电站后台看到的交流采样数据是基本吻合的。

3.2.2 其他几串的三相阻抗不平衡

通过以上计算分析, 可以看出我们建立的模型在一定程度上是可行的, 但是我们仅仅考虑了第2串的三相阻抗不平衡, 由于3/2接线方式的特殊性, 当某一串的三相阻抗不平衡除了对本串有影响外, 还会对其他串造成影响, 因此我们考虑其他几串的三相阻抗不平衡对第2串的影响。我们假定每一串的三相阻抗不平衡的程度都和以上分析的第2串一样, 每一次只分析一串的三相阻抗不平衡, 通过多次仿真来分析哪一串或哪几串在相同的阻抗不平衡时对于第2串的影响更大, 这样来确定影响第2串三相电流不平衡的元件范围。我们同样在上述模型中依次将每一串的三相阻抗更改为与第2串仿真时一致, 通过PSCAD的仿真, 我们得到以下的数据, 其中表格左边第一列表示更改的三相阻抗的位置。

4 结论

通过总结分析以上数据, 我们得出以下结论:第3串的三相阻抗不平衡对第2串的影响较大, 而且当第3串出现与第2串三相阻抗类似时, 对第2串的影响是正向的, 5821断路器A相电流大, C相电流小, 而5823断路器则相反, A相电流小, C相电流大。分析第3串的情况, 第3串所挂接的线路功率潮流都是流出变电站, 幅值不是很大, 但是这一串上的3个断路器电流都特别大。而第2串的情况则是所挂接的线路功率特别大, 这一串的3个断路器电流也特别大, 可以看出站内这两串的环流是比较大的, 因此这两串的回路内三相阻抗不平衡时对于局部回路三相电流不平衡的影响也较大。

3/2接线方式三相电流不平衡是一个复杂综合的问题, 不是某一点或者一个元件就会引起这样的三相电流不平衡, 很可能是多处的三相阻抗不平衡共同叠加作用造成的, 因此不可能由一个简单的模型具体定位三相阻抗不对称的位置。通过上述分析, 重点检查发生三相电流不平衡时负荷电流较大的断路器串回路上的元件能更加快速有效的找到三相阻抗不对称的位置, 减小三相电流不平衡造成的影响。

作者简介:杨东宁, 1986年生, 本科, 现工作于云南电网公司昆明供电局, 从事继电保护工作;张丽, 1986年生, 本科, 现工作于云南电网公司电力研究院, 从事继电保护工作。

摘要：3/2接线方式供电可靠性高、运行方式灵活等优点, 因此国内绝大多数500k V变电站均采用3/2接线方式。但由于3/2接线方式处于环网运行时当回路三相阻抗不对称时会存在三相电流不平衡的现象。本文从500k V厂口变电站500k V第2串三相电流不平衡的现象入手, 结合现场检查情况结果和后台数据, 利用PSCAD仿真软件建立符合实际物理意义的模型, 通过更改元件参数, 多次仿真来分析3/2接线方式下的三相阻抗不平衡对于三相电流不平衡的影响, 并对此异常现象的提出检修意见。

关键词：3/2接线方式,PSCAD,三相电流不平衡,阻抗不对称

参考文献

[1]陈宏福, 唐大勇, 朱峰, 张志.500k V第4串三相电流不平衡原因分析及处理.电力与能源, 2012.

三相电机电流检测系统的设计及实现 篇6

1 系统总体设计

系统总体设计的目的是设计一种分布式体系结构的检测系统, 随时对多个地方的三相电机是否出现缺相和过载现象进行检测。具体设计是:监控中心的操作人员通过运行Delphi上位机程序的电脑向CAN总线发送指令, 连接到CAN总线上的下位机设备 (图1中的采集设备) , 通过CAN网络接受上位机的命令, 再根据命令内容进行各项操作 (如设置设备号, 采集电机工作电流的有效值及相位差等) 。其总体设计如图1所示。

2 系统硬件设计

2.1 控制芯片及其外围电路组成

本设备的控制芯片LPC2013是一款基于实时仿真的16/32位ARM7TDMI-S的微控制器, 带有32K嵌入的高速Flash存储器, 有128位宽度的存储器接口和独特的加速结构, 使32位代码在最大时钟频率下运行。其内置了宽范围的串行接口 (多个UART, SPI, SSPI和I2C总线) , 含有16位和32位定时器各2个[2]。检测设备硬件由供电电路、模数转换电路、信号调理电路、信号指示灯、CAN总线通信电路等组成。硬件结构如图2所示。接下来主要介绍AD转换电路、CAN电路和信号调理电路。

2.2 AD7606-4芯片与LPC2013的接口设计

由于LPC2013的片内模数转换器的模拟电压输入范围是0~3V, 为了保证采集精度和可靠性, 本设计选专用采集芯片AD7606-4, 此芯片具有4个16位的模数转换通道, 每个通道可以以200KSPS的速率进行采样。其工作模式有3种:工作模式、待机模式和关断模式。与控制器的数据传输可以选择为并行和串行传输2种模式。采用5V单电源供电, 不再需要正负双电源并支持真正的双极性信号输入, 而且输入端箝位保护电路可以承受最高达±16.5V的电压[3]。

本设计使用AD7606-4前3个通道进行同步采集, 传输方式采用高速串行输出, 这样可以减少端口资源的占用, 此时串行输出端是DB7/Dout A和DB8/Dout B。把AD7606-4的RANGE端接地, 使其采集电压为±5V, 其AD7606-4与LPC2013的连接示意如图3所示。

2.3 LPC2013与CAN接口的设计

本设计采用CAN总线与上位机进行通信。在本设计中选用SN65HVD230的3.3V的CAN收发器, 这是使用最广泛的一种CAN收发器。它具有完全符合IS011898标准、高速率 (最高可达1Mb/s) 、低电流待机模式、未供电节点不干扰总线、斜率控制以降低射频干扰 (RFI) 、差分接收器具有抗宽范围的共模干扰和抗电磁于扰 (EMI) 等特点[4]。其电路如图4所示。

2.4 信号调理电路

感测电机的工作电流是电流互感器, 其输出的是电流, 而模数转换器的输入是电压, 因此需要将电流信号转换成电压信号。本设计中选用100欧的千分之一的精密电阻作为电流取样电阻, 同时考虑到设备所处的环境存在高压, 因此选用一个瞬态抑制二极管并接在取样电阻两端, 防止设备因瞬态高压而损坏。其电路如图5所示。

3 系统软件设计

系统软件的设计包括2个部分:下位机软件和上位机软件的设计。

3.1 下位机软件设计

下位机程序使用的是RT-Thread实时操作系统。RT-Thread是一款由中国开源社区主导开发的开源嵌入式实时操作系统 (遵循GPLv2许可协议) , 它包含实时嵌入式系统相关的各个组件:实时操作系统内核、TCP/IP协议栈、文件系统、libc接口、图形界面等。下位机程序划分为命令接收线程、数据发送线程、数据采集线程、数据处理线程、LED灯通信指示线程和看门狗复位线程。其软件结构如图6所示。各个线程具体功能及其优先级描述如下: (1) 系统调度:基于多线程技术实现各个线程实时调度。 (2) 命令接收线程:接收上位机发送下来的命令, 进行地址匹配, 如果匹配成功, 根据命令内容, 向产生相应事件信号。如向数据采集线程发送执行采集事件信号, 其优先级为5。 (3) 数据发送线程:当发送事件产生时, 把发送缓冲器的数据发送给上位机, 其优先级为6。 (4) 数据采集线程:对三通道电流信号完成以10KHz的采样速度采集连续采集200个点, 并存在数据存储器中, 当采集完成时, 产生数据处理事件信号, 其优先级为8。 (5) 数据处理线程:计算出每个通道的电流信号的有效值, 计算出每两个通道之间的相位差, 把得到的结果存在发送缓冲器中, 并产生发送事件信号, 其优先级为9。 (6) LED灯通信指示线程:当接收到不同命令, 以不同的频率闪2秒, 其优先级为10。 (7) 看门狗复位线程:每隔一段时间对其看门狗定时器的计数器复位, 其优先级为11。

3.2 上位机软件设计

本检测系统上位机界面是Delphi编写, 通过这个人机操作界面, 对现场的多个下位机设备进行操作。上位机发送的命令包括3类: (1) 读设备数据 (命令头是“#”) 。 (2) 读设备配置信息 (命令头是“$”) 。 (3) 写设备配置信息 (命令头是“%”) 。其中, 读通道有效值又包括读下位机某一通道的有效值和读所有通道有效值及各个通道之间相位差。读设备配置信息命令包括以广播的形式读取所有连接在RS485总线上的下设备的配置信息, 各个设备的配置信息以事先设定好的顺序向上位机发送各自设备的配置信息。写设备配置信息包括修改设备号和改变通信波特率。其上位机操作界面如图7所示。

4 系统测试

系统测试包括上位机与下位机通信的测试和下位机设备电流有效值和相位检测功能的测试。对于通信的测试, 主要测试下位机设备在工作现场中能否正常响应上位机发下来的命令, 并且上位机能否正确地收到下位机反馈的信息。在现场测试上位机和下位机都能正常地通信。

下位机设备相位检测功能和有效值检测功能的测试。下位机相位检测功能测试的思路:把220V的市电通过变压器变成6V交流电, 再在6V电压的两端用电阻电容搭建两路交流电通路, 再对两路中间的相位差进行测量, 其具体搭建如图10所示, 通过双通道示波器测得的相位差为64°左右 (见图11) , 使用下位机设备采集得到的相位是65°。在现场测试相位差误差也在2°以内, 满足实际应用要求。下位机交流电有效值检测功能的测试:在现场测试中, 用本下位机得到的电流值能保证与万用表测出来的数值小数点后2位是一致的, 满足实际应用的要求 (见图12) 。

5 结语

文中介绍了针对三相电机的一种分布式体系结构的检测系统。首先, 利用霍尔电流互感器把三相电机的工作电流缩小1000倍输出;接着, 上位机向下位机设备发送检测命令, 下位机就对霍尔电流互感器传出的电流以10KHz的采样率连续采集20m S (即采集200点) , 通过采集的数据推出三相电机的工作电流有效值和三根线之间的相位差。再根据这2个数据判断电机是否处于过载或缺相状态。经过3个多月的现场测试, 这个检测系统是可行的。

参考文献

[1]邵富春.异步电动机的断相保护 (七) [J].中小型电机, 1988 (4) :39-43.

[2]李飞, 刘放, 何岚.基于ARM7的磁浮列车空压系统CAN通信研究[J].测控技术, 2013 (8) :95-98.

[3]ADI公司.基于AD7606的高性能电力线监测、继电保护系统设计指南[J].电子技术应用, 2011 (6) :6-8.

三相半桥可逆整流器的电流控制 篇7

当前, 工矿企业对于各种变流器的性能要求越来越高, 尤其是在对谐波抑制及功率因数提高等方面。设计了一种基于PWM控制三相半桥可逆整流器, 可以很好地控制网侧电流波形和功率因数。

为了使电压型PWM整流器 (VSR) 具有较好的运行性能, 其电流控制方法的选择至关重要。

1 三相半桥可逆整流器的滞环控制

1.1 三相半桥可逆整流器控制框图

滞环电流控制是一种瞬时值反馈控制模式。其基本思想是将电流给定信号与检测到整流器的实际输入电流信号相比较, 若实际电流大于给定值, 则通过改变整流器的开关状态使之减小, 反之则使之增大。这样, 实际电流跟随给定电流作锯齿状变化, 并将偏差控制在一定范围内。这种简单的Pang-Pang控制方式, 硬件电路实现简单, 属于实时控制方式, 电流响应速度很快, 而且电流反馈的存在能够加快动态响应和抑制环内扰动, 并通过防止整流器过流而保护功率开关元件, 这些优点使的滞环电流控制得到了广泛的应用。其基本控制框图如图1所示。

1.2 滞环控制的原理

图 2为三相电压型半桥可逆整流器的A相主电路图。其中us和is分别表示电源电压和电流;EDC+和EDC-分别表示正电容电压和负电容电压, R为电阻性负载, ib+和ib-分别表示正母线电流和负母线电流;EDC表示总母线电压;IDC为负载直流电流。电路开始工作时, 首先对两个电容充电, 当EDC+>us正的最大值以及EDC-<us负的最大值时, 二极管反偏, 停止充电。

为分析方便, 引入一个变量S, S=1, T1或D1导通;S=0, T2或D2导通。忽略网侧电阻Rs, 考查S与is和输出电压的关系可得, 该整流器电压电流微分方程式如下:

$\begin{array}{l}pi{}_{\text{s}}=[u{}_{\text{s}}-SE{}_{\text{D}\text{C}+}-(1-S)E{}_{\text{D}\text{C}-}]/L{}_{\text{s}}(1)\\ pE{}_{\text{D}\text{C}+}=(Si{}_{\text{s}}-E{}_{\text{D}\text{C}}/R)/C(2)\\ pE{}_{\text{D}\text{C}-}=[(1-S)i{}_{\text{s}}+E{}_{DC}/R]/C(3)\end{array}$

式中:EDC=EDC+-EDC-。p为微分算子, 假定电容通过二极管的充电已完成, 在一个极小时间Δt内, 设电流由is0变到is1, 则变化量Δis=is1-is0。由式 (1) 可得:

$\text{Δ}i{}_{\text{s}}=\text{Δ}t(u{}_{\text{s}}-SE{}_{\text{D}\text{C}}-(1-S)E{}_{\text{D}\text{C}})/L{}_{\text{s}}(4)$

当S=1时, 式 (4) 变为Δis=Δt (us-EDC+) /Ls。下面分两种情况讨论:

当us≥0时, us-EDC+<0, 则Δis<0;

当us<0时, us-EDC+<0, 则Δis<0。

两种情况下都有Δis<0, 则 is1<is0, T1或D1导通时, is减小。同理可以推出 T2或D2导通时is增大。

当S=0时, 式 (5) 变为Δis=Δt (us-EDC-) /Ls。下面也分两种情况讨论:

当us≥0时, us-EDC->0, 则Δis>0;

当us<0时, us-EDC->0, 则Δis>0。

两种情况下都有Δis>0, 则is1>is0, 即T2或D2导通时, is增大。这些关系为功率晶体管的开闭控制逻辑提供了依据。

为确保滞环电流控制的实施, EDC+或EDC-在数值上要大于电源电压us 的幅值Us。当电源电压us处于正半周时, D1正偏, C0通过D1充电, 随着电容C0两端电压的升高, 电源电流is下降;但当is≤ir-h时开通T2。由于 (us+EDC-) 的共同作用, 电流is增加, 但当is≥ir+h时, T2关断。由于电感Ls的作用, 当电流有减小趋势时, 电感电势反向, 使电源电压us与电感电势的叠加值大于EDC+ (us+Lsdis/dt>EDC+) , 强迫二极管D1导通, 进行续流, C0又被充电。如此反复就形成了锯齿状的正半周电源电流, 见图3。 当电源电压处于负半周时, 情况与正半周类似。

2 仿 真

为了验证设计方案的正确性, 利用Matlab对系统进行仿真研究。

2.1 仿真模型

三相电压型PWM整流器的Matlab仿真基于前文推导的旋转坐标系d, q轴下数学模型以及仿真模型建立。仿真内容选取整流器在整流、逆变状态的电压、电流波形及直流输出电压。仿真时, 将PWM整流器分为交流侧和直流侧两部分。交流侧参数:输入三相电压, 每相220 V, 50 Hz, 电感为10 mH, 滤波电感L的等效电阻和功率开关管损耗等效电阻的合并值取10 Ω;直流侧参数:负载为50 Ω, 输出直流电压660 V, 电容2 200 μF, 开关频率为5 kHz。仿真求解器算法采用ODE23TB。

2.2 仿真波形

仿真结果如图4、图5所示。其中, 图4为整流时的输入电压和输入电流;图5为直流侧输出电压。

从仿真结果可很好地看出, 三相电压型PWM整流器在进行整流运行时很好地实现了高功率因数的整流运行, 交流侧电网电压和交流侧电流波形均为正弦波, 相位基本相同, 即功率因数近似为1。图5中整流器的输出直流响应非常快, 系统在0.03 s左右即满足稳定状态, 基本达到所需要求。

3 结 语

首先对三相半桥可逆整流器的滞环控制原理进行详细的分析, 并建立基于Matlab环境下的仿真模型。仿真结果说明, 该设计方案可以使整流器在运行时很好地实现高功率因数和输出直流电压响应快的优点, 同时验证了该方案的可行性。

参考文献

[1]王琳, 郑士富.三相单位功率因数PWM整流器的研究[J].电力电子技术, 2007, 41 (3) :24-27.

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[3]许赟, 邹云屏, 刘雄, 等.单相三电平PWM整流器双闭环控制系统的研究[J].电力电子技术, 2008, 42 (9) :1-3.

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[5]戴瑜兴.有源电力滤波器逆变电路的滞环比较控制策略[J].湖南师范大学自然科学学报, 2003, 26 (3) :37-40.

[6]陈伯时.电力电子与电力传动自动化[M].北京:机械工业出版社, 2008.

[7]林渭勋.现代电力电子技术[M].北京:机械工业出版社, 2006.

[8]张一工, 肖湘宁.现代电力电子技术原理与应用[M].北京:科学出版社, 1999.

[9]周渊深.电力电子技术与Matlab仿真[M].北京:中国电力出版社, 2005.

三相电流平衡 篇8

随着电力电子装置在工业市场和应用领域的不断扩大,特别是电力变换器的大功率化,带来了谐波污染、无功功率损耗等问题。电力电子装置的谐波污染问题成为电气工程领域关注的焦点问题之一[1,2]。PWM整流器可以实现交流侧电流正弦化,且运行于单位功率因数或者功率因数可调,谐波含量很小,被称之为“绿色电能变换器”。在PWM整流器研究的基础上,先后对电流型PWM整流器的数学模型,电流型PWM整流器的直接电流控制中的空间矢量调制技术,介绍了三相电流型PWM整流器的数学模型。研究了电流型PWM整流器的直接电流控制,提出了电流型PWM整流器三逻辑SPWM实现的一种新方法,利用三相电压型整流器(VSR)的电压空间矢量调制技术(SVM)实现三相电流型整流器(CSR)的三逻辑空间矢量调制,实现电流型整流器交流侧的单位功率因数和直流侧电流的平稳运行。

1 三相电流型PWM整流器的数学模型

1.1 电流型PWM整流器在低频下的数学模型

电流型PWM整流器又称为Buck型整流器,交流侧由L,C组成二阶低通滤波器,以滤除交流侧电流中的开关谐波;直流侧接大电感,使直流侧电流近似为平滑的直流。开关器件由可控器件与二极管串联组成以提高器件的反向阻断能力。与电压型PWM整流器相似,电流型PWM整流器具有四象限运行的能力。

三相电流型PWM整流器的等效电路如图1所示[3,4]。

分析三相电流型PWM整流器时假定三相电路完全对称,开关元件是理想的,并且开关频率远大于电网频率,电感线性,考虑电感的内阻,设交流侧滤波电感La=Lb=Lc=L,电感和线路的内阻Ra=Rb=Rc=R, C为交流侧滤波电容。Ldc,Rdc为直流侧滤波电感参数和负载等效电阻。n为电网中点,N为三相电容的中点[5]。

1.2 电流型PWM整流器在高频下的数学模型

前述的电流型PWM整流器的低频数学模型是基于状态空间平均意义上的模型,这对于控制系统的研究是至关重要的。但是,低频模型忽略了与开关函数有关的高次谐波,不能反映整流器的开关过程,因而不能据此深入地讨论整流器本身的工作机理和调制特性。下面分析三相电流型PWM整流器的高频模型[6,7]。

电流型PWM整流器的上、下桥臂在任意时刻都必须有且仅有一个开关管导通,为了在三相电流型PWM整流器数学模型中体现PWM开关状态对整流器瞬态电路特性的影响,引入三值逻辑开关函数Sj,且定义:

$S{}_j=\{\begin{array}{cc}1‚& \text{下}\text{桥}\text{臂}\text{导}\text{通}\\ 0‚& \text{桥}\text{臂}\text{全}\text{通}\text{或}\text{关}\text{断}\\ -1‚& \text{下}\text{桥}\text{臂}\text{导}\text{通}\end{array}$

其中,j=a,b,c。电流型PWM整流器交流输入电流与直流电流的关系为:

$i{}_{\text{p}j}=i{}_{\text{d}\text{c}}S{}_j(1)$

忽略开关器件的功率损耗,由功率守恒定理,整流器交流输入侧的瞬时有功功率与直流侧的输出瞬时有功功率平衡,即:

$v{}_{\text{c}\text{a}}i{}_{\text{p}\text{a}}+v{}_{\text{c}\text{b}}i{}_{\text{p}\text{b}}+v{}_{\text{c}\text{c}}i{}_{\text{p}\text{c}}=v{}_{\text{d}\text{c}}i{}_{\text{d}\text{c}}(2)$

得:

$v{}_{\text{d}\text{c}}=v{}_{\text{c}\text{a}}S{}_{\text{a}}+v{}_{\text{c}\text{b}}S{}_{\text{b}}+v{}_{\text{c}\text{c}}S{}_{\text{c}}(3)$

由图1及式(2),式(3)可以得到基于开关函数描述的三相电流型PWM整流器的一般数学模型为:

$\{\begin{array}{l}L\frac{\text{d}i{}_{\text{s}j}}{\text{d}t}=e{}_j-v{}_{\text{c}j}-i{}_{\text{s}j}R\\ C\frac{\text{d}v{}_{\text{c}j}}{\text{d}t}=i{}_{\text{s}j}-S{}_{j}i{}_{\text{d}\text{c}}L{}_{\text{d}\text{c}}\frac{\text{d}i{}_{\text{d}\text{c}}}{\text{d}t}=\\ {\displaystyle \sum _{j=a,b,c}v}{}_{\text{c}j}S{}_j-i{}_{\text{d}\text{c}}R{}_{\text{d}\text{c}}\end{array}(4)$

式中:j=a,b,c。

2 电流型PWM整流器的调制策略

对电流型PWM整流器,输入电流的控制是整个系统控制的核心,选用合适的直接电流控制策略可以获得理想的稳态和动态电流控制效果。在研究直接电流控制时,实现了电流型PWM整流器的三逻辑SVM调制或电流空间矢量的直接SVM调制[8]。

利用三相电压型PWM整流器的电压空间矢量调制(SVM)技术实现三相电流型PWM整流器的电流空间矢量调制技术,即二逻辑SVM转化为三逻辑SVM技术。验证了这种SVM实现方法的可行性和合理性。

电流型PWM 整流器的6个开关管总共有9 种开关状态,零开关状态对应3种开关模式7,8 和9。与电压型整流器类似,电流型整流器的9个开关状态构成的电流空间矢量如图2所示。Ir为调制波合成的空间电流参考矢量。

由图2可知,电流型PWM整流器的空间矢量超前电压型PWM整流器相应的空间矢量30°(如I1超前U130°,依次类推)。因此就相位关系而言,可将电流型PWM整流器的空间矢量看作是电压型PWM整流器空间矢量的线信号。若将三相电压型PWM整流器的每相桥臂对的开关函数重新定义为+1表示开通、-1表示关断,则任一时刻此二逻辑SVM信号可以构造出满足电流型PWM整流器要求的三逻辑SVM信号[9,10]。按此方法,电压型PWM整流器参考电压位于第I扇区的二逻辑SVM可以变换为电流型PWM整流器参考电流位于第Ⅱ扇区的三逻辑SVM,其他各扇区以此类推,不再赘述。

3 控制系统仿真模型[4]

三相电流型PWM整流器有2个被控变量:直流侧电流和网侧电流。直流电流的控制目标主要是要求整流器直流侧提供恒定的直流电流,为此要求Idc控制具有良好的抗扰性能;而交流电流的控制目标主要是实现整流器网侧电流的正弦波控制,甚至要求网侧电流与电压同相位,因此网侧电流的控制更侧重电流的跟随性能[4]。因此,为了实现整流器输出直流电流的恒定和输入端接近单位功率因数,三相电流型PWM整流器的控制实际上是一个双环控制系统。外环是直流电流控制环,其目的一般是保持Idc的恒定。在直流电流环中,采样的直流电流与给定值进行比较,产生的误差经过PI调节后,输出作为整流器的网侧电流峰值指令I*sm ,将I*sm 与同步信号(单位幅值正弦波)相乘,作为网侧电流指令信号i*sy ,由i*sy 和isy 经过一定的控制策略组成交流电流控制环,其目的是要求网侧电流isy 跟踪给定电流i*sy ,也实现了网侧电流对网侧电压的相位跟踪[6]。整个控制电路如图3所示(只画了A相的控制电路)[5]。

根据电流型整流器SVPWM控制图,对整个控制系统在MATLAB的Simulink环境下进行仿真。

4 仿真结果分析

在此对上述2种实现电流型PWM整流器的SVM方式进行了仿真研究。电路的仿真参数如下:eA= 220 V ,L=15 mH,R=0.5 Ω,C=50 μF,Ldc=300 mH,Rdc=15 Ω,直流电流给定值Idc =10 A。开关频率f=3 kHz。

图4表示直流端电流的变化情况,图5表示交流端A相电压和电流的变化情况。由图5可以看出,电流和电压基本同相位,表明利用二逻辑SVPWM 实现的三逻辑SVPWM 是完全可行的。仿真结果表明应用三逻辑SPWM 调制技术可以很好的实现电流型整流器交流侧的单位功率因数,并且性能良好,且直流端电流稳定在给定值10 A左右。

5 结 语

在此分别从低频和高频的角度,建立了三相电流型PWM整流器在三相静止坐标系、两相静止坐标系的数学模型。利用三相电压型整流器(VSR) 的电压空间矢量调制技术(SVM ) 实现三相电流型整流器(CSR) 的三逻辑空间矢量调制, 并实现了电流型整流器交流侧的单位功率因数和直流侧电流的平稳运行。仿真结果证明了该方法的有效性。

摘要：相对于传统的电压型PWM整流器而言,电流型PWM整流器用于电机驱动具有动态响应快,便于实现再生制动和四象限运行,限流能力强,短路保护可靠性高,能在宽范围内精确控制转矩和速度等优点,在小、中等功率得到广泛的应用。利用三相电压型整流器(VSR)的电压空间矢量调制技术(SVM)实现三相电流型整流器(CSR)的三逻辑空间矢量调制,对其数学模型进行了推导,并利用Matlab建立了系统的仿真模型。仿真结果证明了该方法的有效性,实现了电流型整流器交流侧的单位功率因数和直流侧电流的平稳运行,对电力无功补偿和谐波抑制具有很好的效果。

关键词：电压型整流器,电流型整流器,空间矢量调制(SVM),单位功率因数

参考文献

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三相电流平衡 篇9

低压配电网的供电方式主要是三相四线制。随着工业发展,低压系统中非线性负载越来越多,造成了大量的谐波污染,三相四线制有源电力滤波器(APF)应运而生并成为研究的热点。采用传统的电流控制方法,由于系统的非线性和固有的延时,经治理后的电网电流存有毛刺[1,2]。随着DSP性能不断提高,在APF采用智能控制技术一直是重要的发展方向[3,4]。

神经网络具有特有的非线性、适应性信息处理能力,已成功应用于模式识别、智能控制、预测等领域[5]。鉴于神经网络的广泛应用,为了便于工程技术人员搭建有关神经网络的仿真模型,Matlab工具箱提供了三种常用的神经网络控制系统模块。本文结合不平衡的三相四线制APF,提出一种基于神经网络的电流预测控制算法,并根据Matlab提供的神经网络模型预测控制(NN Predictive Controller)模块验证了该方法的有效性。

1神经网络模型预测控制原理

神经网络模型预测控制是根据非线性神经网络模型来预测未来模型性能。使用神经网络进行模型预测时第一步是建立网络模型(系统辨识);第二步是使用控制器来预测未来神经网络的性能。

1.1系统辨识

模型预测首先要训练神经网络来表示网络的动态机制。系统辨识用模型输出与神经网络输出之间的预测误差作为神经网络的训练信号。该过程如图1所示。

神经网络模型利用当前输入和输出预测神经网络未来的输出值。神经网络模型如图2所示。

1.2模型预测

模型预测方法是基于水平后退的方法,神经网络模型预测在指定时间内预测模型响应。预测使用数字最优化程序来确定控制信号,通过最优化如下的性能准则函数:

式(1)中,N2为预测时域长度;Nu为控制时域长度;u为控制信号;yr为期望响应;ym为网络模型响应;ρ为控制量加权系数。

2基于神经网络的三相四线制APF电流预测控制系统

图3是基于神经网络的三相四线制APF电流预测控制系统原理图。指令运算电路得到参考电流i*c(k),神经网络预测模型(NNPC)根据数学模型以及参考电流i*c(K)和APF输出电流ic(k)输出控制电压U(k+1),控制电压U(k+1)减去e(k+1)得到指令电压u(k+1),然后采用静止坐标下的3D-SVPWM算法[6]得到APF中IGBT的触发脉冲信号。

2.1三相四线APF的FBD法谐波电流检测仿真模型

本文采用FBD法检测得到三相四线制APF的参考电流。设up为单位有功参考电压矢量,则有:

$u{}_p=\left[\begin{array}{c}u{}_{pa}\\ u{}_{pb}\\ u{}_{pc}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\sin \omega t\\ \sin (\omega t-2\text{π}/3)\\ \sin (\omega t+2\text{π}/3)\end{array}\right](2)$

假设iLa、iLb和iLc为负载电流,则系统零序分量iz为

$i{}_z=(i{}_{La}+i{}_{Lb}+i{}_{Lc})/3(3)$

将零序分量剔除,三相电路的负载电流iL为

$i{}_L=\left[\begin{array}{c}{i}^{\prime }{}_a\\ i^{\prime }{}_b\\ i^{\prime }{}_c\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}i{}_{La}-i{}_z\\ i{}_{Lb}-i{}_z\\ i{}_{Lc}-i{}_z\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\displaystyle \sum _n{\rm I}}{}_{an}\sin (n\omega t-\phi {}_{an})\\ {\displaystyle \sum _n{\rm I}}{}_{bn}\sin (n(\omega t-2\text{π}/3)-\phi {}_{bn})\\ {\displaystyle \sum _n{\rm I}}{}_{cn}\sin (n(\omega t-4\text{π}/3)-\phi {}_{cn})\end{array}\right]$

(4)

则等效电导Gp(t)为

$\begin{array}{l}G{}_p(t)=\frac{<i,u{}_p>}{<u{}_p,u{}_p>}=\\ \frac{2}{3}\left[i{}_a\sin \omega t+i{}_b\sin \left(\omega t-\frac{2\text{π}}{3}\right)+i{}_c\sin \left(\omega t-\frac{4\text{π}}{3}\right)\right]=\\ \frac{{\rm I}{}_{an}}{3}{\displaystyle \sum _n[}\cos ((n-1)\omega t-\phi {}_{an})-\cos ((n+1)\omega t-\phi {}_{an})]+\\ \frac{{\rm I}{}_{bn}}{3}{\displaystyle \sum _n[\cos \left((n-1)\left(\omega t-\frac{2\text{π}}{3}\right)-\phi {}_{bn}\right)-\cos ((n+1)\times \begin{array}{l}\\ \end{array}}\\ \left(\omega t-\frac{2\text{π}}{3}\right)-\phi {}_{bn})]+\frac{{\rm I}{}_{cn}}{3}{\displaystyle \sum _n[\cos \left((n-1)\left(\omega t-\frac{4\pi }{3}\right)-\phi {}_{cn}\right)-}\\ \cos \left((n+1)\left(\omega t-\frac{4\text{π}}{3}\right)-\phi {}_{cn}\right)]。\end{array}$

经LPF后,线性等效电导为

$G{}_p=\frac{1}{3}({\rm I}{}_{a1}\cos \phi {}_{a1}+{\rm I}{}_{b1}\cos \phi {}_{b1}+{\rm I}{}_{c1}\cos \phi {}_{c1})={\rm I}{}_p(5)$

式(5)中Ip为各相基波有功电流的平均值。

则基波有功电流分量为

$i{}_{p1}=G{}_{p}u{}_p=\left[\begin{array}{c}{\rm I}{}_p\sin \omega t\\ {\rm I}{}_p\sin (\omega t-2\text{π}/3)\\ {\rm I}{}_p\sin (\omega t+2\text{π}/3)\end{array}\right](6)$

采用类似的方法,可以得到基波无功电流分量为:

$i{}_{q1}=\left[\begin{array}{cc}{\rm I}{}_q\sin (\omega t-\text{π}/2)& \\ {\rm I}{}_q\sin (\omega t-2\text{π}/3-\text{π}/2)& \\ {\rm I}{}_q\sin (\omega t+2\text{π}/3-\text{π}/2)& \end{array}\right](7)$

将总负载电流减去基波有功电流及基波无功电流便得到负载的总谐波电流。图4为三相四线制FBD法电流检测仿真模型。

2.2三相四线APF的电流预测仿真模型

因为电流控制方法采用SVPWM算法实现,系统存在延时,将不能及时跟踪参考电流,要提高APF补偿性能,故需预测下一时刻的参考电流。

根据NNPC原理,将参考电流i*c(k)连接到NNPC的参考输入端,APF的输出电流ic(k)连接到NNPC的内模模型输出端,NNPC的输出端为预测的参考电流i*c(k+1)。图5为三相四线APF的电流预测模型。

3参考电压的获取

对图3中的a、b、c三相中的任一项,有:

um-em=Lpicm+Ricm (8)

式(8)中,m=a、b、c,p表示微分运算,R和L分别表示逆变侧到网侧的电阻和电感。

式(8)中,icm(k+1)可由NNPC预测得到,e(k)是可测的周期性的电源电压,由于系统采样频率远大于基波频率,e(k+1)可用e(k)代替,则参考电压与表达式为:

um(k+1)=Lpick(k+1)+Rick(k+1)+e(k) (9)

4系统仿真

电源电压U=380 V/50 Hz,不对称的非线性负载由三相晶闸管可控整流和单相二极管整流组成,A、B、C三相接三相可控整流,R=8 Ω,L=2 mH,整流电压由电源电压引入,触发角为30度。A相和中线之间结单相二极管整流,L=3 mH,R=8 Ω, APF输出侧的电阻R=0.01 Ω,L=0.1 mH,采样频率f=12.8 KHz,UDC1 * = UDC2 * = 500 V,直流侧电容C1=C2=2 000 μF,NNPC主要控制参数设置为:N2=5,Nu=2,ρ=0.05,α=0.001,优化算法为csrchbre;模型辨识主要参数为:隐含层的神经元数为5,训练函数为trainlm。

图6为NNPC训练过程相关数据波形图。

图7(a)、 (b)和(c)分别是负载电流波形、不加预测时的网侧电流波形和采用NNPC预测时的网侧电流波形,对比可以发现由于采用NNPC预测控制算法,APF输出电流可以及时跟踪参考电流,治理后的电网电流不存在毛刺现象。

图8为预测控制前后中线电流波形图,对比图8(a)、(b)可知,由于可以及时跟踪,中线电流的高频振荡被消除。

为了验证NNPC预测的动态性能,本文又做了动态仿真实验,在0.05 s时合上breaker,给三相可控整流负载电阻并上一个8 Ω的电阻,实验波形如图9所示,动态时APF也有较好补偿效果。

5结论

本文分析了神经网络模型预测的原理和系统结果,采用FBD法检测谐波电流,在此基础上提出基于神经网络的三相四线制APF电流预测控制结构模型,并搭建了仿真模型,实现了对三相四线APF电流的预测控制。仿真实验结果表明,该方法可以克服毛刺,有较好的控制效果,为今后的实际应用提供了参考和依据。

摘要：针对三相四线制有源电力滤波器(APF)固有延时造成APF补偿性能下降问题,提出了一种基于神经网络的电流预测控制方法。研究了基于神经网络模型预测控制的基本原理。建立了三相四线制APF电流预测控制结构模型。在此基础上设计了神经网络预测控制器。实现了对三相四线APF电流的预测控制。仿真实验结果证明,基于神经网络的电流预测控制具有较好的跟踪能力,克服了网侧电流存有毛刺的现象。提高了APF补偿能力。

关键词：三相四线制,源电力滤波器,预测控制,神经网络

参考文献

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[5]李国勇.智能预测控制及其MATLAB实现.北京,电子工业出版社,2009