直流平衡

直流平衡（精选七篇）

直流平衡 篇1

新型高压直流输电系统是近年来发展起来的一种新型输配电技术,它以电压源型换流器替代了电流源型换流器,具有良好的性能。新型高压直流输电系统既可以接入电压等级很高的输电网,也可以接入电压等级比较低的配电网。如果接入配电网,则电网三相电压往往存在不平衡的问题。如果换流器直接连接在不平衡电网上,若在设计的过程中仍以电压平衡为约束条件建立控制系统,就会出现不正常的运行状态:

a.换流器交流侧会出现负序分量,造成三相电流不对称;

b.换流器直流侧电压会产生2倍于工频的纹波,而直流侧电压纹波的产生一方面会导致交流侧产生3次谐波,使得交流侧电流谐波畸变率增大,污染电网,造成对电网上其他用电设备的干扰,另一方面直流侧的纹波会造成直流侧电容频繁充放电,损害电容器的寿命。

以上这些会使换流器性能下降,严重时可使换流器发生故障保护,系统不稳定,甚至烧毁装置等。

为了保证在电网三相电压不平衡的情况下,新型高压直流输电系统仍能正常地工作,现在分析了新型高压直流输电系统接入平衡电压情况时数学模型的基础上,通过对称分量法,将电压或电流分解为正序和负序分量,正序和负序分量分别通过各自的电流闭环得到控制,结果证明这是一种比较完善的控制方法,保证了新型高压直流输电系统在电压不平衡时仍具有良好的性能[1,2,3,4,5,6,7]。

1 电网电压平衡时电压源型换流器

新型高压直流输电系统由2个通过电容和直流线路(如果是背靠背工程则没有直流线路)相连的电压源型换流器组成[8,9],其拓扑电路如图1所示。

新型高压直流输电系统的核心部分是电压源型换流器,其拓扑电路由交流回路、换流器以及直流回路组成。其中,交流回路包括交流电动势e以及电感L、内阻R等;直流回路包括电解电容和直流负载;u是换流器输入电压,i是交流侧电流。

定义单极性开关函数sk为

对于三相静止坐标系,电压源型换流器的数学模型可以表示为

引入坐标变换矩阵T:

可以得到两相同步旋转坐标系下换流器的数学模型:

2 电网电压不平衡时换流器的运行特性

当三相电网电压频率相同、幅值相同、相位差固定,即120°时,称之为电网电压平衡。当三相电网电压频率相同、幅值不同或者相位差不固定时称之为电网电压不平衡。通常电压源型换流器的分析设计都是建立在电网电压平衡的基础上,但在实际情况中,三相电网电压往往存在不平衡现象。

造成电网不平衡主要有以下几个方面的原因:

a.三相电网配电时,三相负载不平衡;

b.大容量单相负载的使用;

c.不对称故障和非全相运行造成系统三相不对称;

d.非全换位输电线或紧凑型输电线造成系统不对称。

一般而言,三相电压源型换流器本身参数不平衡虽然存在,但并不严重,若设计合理,则不会出现严重的不平衡状况,以至影响换流器装置的正常运行。而电网可能出现较为严重的不平衡状况,从而影响三相电压源型换流器的正常运行。因此,主要研究电网不平衡是三相电压源型换流器的控制策略。实际上,三相电压源型换流器本身参数不对称所导致的不平衡运行,某种程度上可等效成三相电压源型换流器装置本身参数对称而电网不平衡时的状况。因此,研究电压源型换流器电网不平衡运行时,总假设换流器本身参数是对称的。所以,这里只针对电网电压不平衡,对系统主电路参数的不平衡没有作具体的分析。

对称分量法是一种通过线性变换,将不平衡的三相部分变为平衡的三相部分的方法。通过对称分量法,可以将不平衡的三相电压分解为平衡的正序、负序和零序部分,三部分平衡且相互独立,便于对系统的分析。若三相电网不平衡,且只考虑基波电动势,对于电网的高次谐波部分不作考虑,则电网电动势E可描绘为正序电动势Ep、负序电动势En和零序电动势E03者的合成,即

或者

式中 Emp、Emn、Em0分别为正序、负序、零序基波电动势峰值;δp、δn、δ0分别为正序、负序、零序基波电动势的初始相角。

对于三相无中线连接的三相电压源型换流器,一般不考虑零序电动势Em0的影响,即令Em0=0。

考虑三相静止坐标系和两相同步旋转坐标系(d,q),则式(6)可描述为

其中,C23为静止坐标变换矩阵:

R(θ)为正序旋转坐标变换矩阵:

R(-θ)为负序旋转坐标变换矩阵:

edp、eqp、edn、eqn分别为三相电网基波电动势的正序、负序电动势的d、q分量。

通过分析计算可以得知,增大交流侧输入电感和直流侧电容值都可以减弱电网电压不平衡对电压源型换流器性能的影响,但是由于换流器交流侧输入电压谐波的存在和直流侧电流纹波的存在,增大电感、电容并不能从根本上消除不平衡电压对交流侧电流和直流侧电压的影响。而且增大电感、电容会带来系统动态性能的变差,降低传输功率的极限值,且大电感、电容会带来体积、重量和费用的增加。因此,还是要着重研究在参数不变的情况下通过适当的控制技术来降低交流侧电流谐波畸变率和直流侧电压波动率[10,11,12,13,14,15]。

3 电网电压不平衡时换流器的控制方法

上面已经讨论了电压源型换流器在不平衡电网电压情况下的分析方法,即对称分量法可以将不平衡的电压分成对称的正序和负序2部分,这样就可以结合电网电压平衡时换流器的数学模型,从而得到在电网电压不平衡时换流器的数学模型。

在静止两相坐标系下,电网电压可以表示为

同理,换流器输入端电压ua、ub、uc及换流器输入电流ia、ib、ic也可表示为

同时,在同步旋转坐标下,由式(7)可以得到:

通过式(14)可以理解到,在不平衡条件下,换流器同步旋转坐标下的d、q分量其实是直流的正序分量与2次交流谐波的负序分量之和。则同步旋转坐标下系统交流回路的状态方程可表示为

在三相电网电压不平衡时,依据瞬时功率理论,三相输入的复功率S可以表示为

求解上式可以得到:

式中 p0、q0为有功、无功功率的平均值;pc2、ps2为2次有功余弦、正弦项谐波峰值;qc2、qs2为2次无功余弦、正弦项谐波峰值。

展开为

由于只有4个独立变量,所以在以上6个方程里,只能选择其中的4个功率值。因为直流侧电压的纹波来源于有功功率的波动,所以一般选择p0、pc2、ps2和q0作为控制对象。

为了消除电网电压不平衡对系统性能的影响,即交流侧负序电流和直流侧偶数次纹波(这导致交流侧电流奇数次谐波),关键在于对电流的控制。一般有2种方法,即抑制交流侧负序电流的控制技术和抑制直流侧电压波动的控制技术。

第1种方法可以使三相电流波形对称(不含有负序分量),但是由于负序电压的存在,换流器输入的有功功率仍然含有2次纹波分量,所以直流侧电压仍然会存在2次纹波分量。当换流器对直流侧电压控制精度要求比较高时,需要对电网电压不平衡时直流电压的2次纹波进行消除。

根据上面分析的要求,采用双电流闭环的控制方法。其控制框图如图2所示。

引入结构完全对称的正序、负序坐标系中的双电流闭环控制,可以对正序和负序电流独立控制。此时,正负序电流控制指令中只含有直流分量,若采用PI调节器,便可以实现对电压源型换流器交流侧正负序电流的无静差控制,从而完全抑制因电网电压不平衡所导致的直流侧电压波动。如果PI调节器的比例系数和积分系数分别为kp和ki,则电压源型换流器正序、负序电流前馈控制算法为

换流器整流桥输入端电压:

由整流桥的输入端电压进行SVPWM调制,便可以实现消除直流侧电压波动的控制目的。

4 仿真分析

根据图2所示的控制框图,在电力系统仿真软件Matlab/Simulink下搭建了双电流闭环控制方法的仿真模型,电路如图1所示。电网平衡时电路参数为:三相电网相电压约为220 V,直流母线电压约为700 V,交流电感为5 m H,内阻为0.2Ω,直流电容为0.003 F,直流线路电阻为1.6Ω。

此处考虑的电网不平衡包括电压幅值不平衡和电压相位不平衡2种。电压幅值不平衡时,电路参数不变,只是c相电压变为150 V。采用双电流闭环控制和采用传统电压、电流双闭环控制时的直流电压udc与三相电流波形分别如图3、4所示。

电压相位不平衡时,电路参数不变,只是c相电压相位不再滞后a相120°,而是150°。采用双电流闭环控制和采用传统电压、电流双闭环控制时的直流电压与三相电流波形分别如图5、6所示。

从以上波形图中可以看到,无论是电网电压幅值不平衡,还是电网电压相位不平衡,通过双电流闭环的控制方法,都能有效地消除直流电压的波动,从而保证整个系统的优良性能。

5 结论

直流平衡 篇2

三电平逆变器已经在中电压、大功率的应用中得到广泛使用。它与二电平逆变器相比,每个三电平桥臂上的开关器件只是承担直流母线的一半电压,使得开关器件对耐压值的要求大大降低。同时,三电平逆变器能够提供的电压矢量较多,通过选择合适的电压矢量,可以减少电平转换的次数,从而减少输出电压的谐波含量[1]。

由于三电平逆变器的直流侧需要串联多个直流电容,使得直流电压平衡控制成为三电平逆变器运行时必须要解决的一个重要问题。以三相四线,三桥臂中分的三电平逆变器为例,直流电压不平衡会导致逆变器的中点电压漂移。很多专家提出了用不同的控制策略和电路结构来解决这个问题[2,3]。其中以通用多电平逆变器拓扑具有较大的吸引力。通用多电平逆变器带有电压自平衡的能力,这种逆变器由两个或多个基本模块组成,可以任意组成所需要的多电平逆变器[4]。

三电平逆变器比二电平逆变器使用更多的开关器件,开关损耗也会相应增加并减低系统运行效率。引入软开关技术可以改善以上问题,减轻开关器件上的电压和电流的压力,并提高逆变器的效率和性能。目前常用的软开关技术包括谐振直流环节,准谐振直流环节,谐振转换极,零开关转换[5,6,7]等,这些软开关技术采用不同的辅助电路、控制策略,因而在软开关特性上也有所不同。当中准谐振直流环节技术具有控制简单、辅助组件少的优点,它能够使直流母线电压瞬间下降到零,为开关的动作提供零电压的条件,从而减轻开关动作时高dv/dt的问题,同时开关在零电压下动作将大大降低整个系统的开关损耗。

在本文中,为了解决直流电压不平衡问题,并同时降低整个系统的损耗,提出把准谐振直流环节技术和通用三电平逆变器结合的解决方案。在下文中,首先分析了准谐振直流环节软开关技术和通用三电平逆变器的运行原理,接着提出了一种直流电压自平衡新型三电平准谐振逆变器及其控制策略,并利用仿真结果证明了所提出新型逆变器及其控制方法的有效性,同时和传统三电平逆变器进行了比较。

1 电压自平衡和软开关

1.1 通用多电平逆变器

直流侧电压不平衡是多电平逆变器应用中的一个重要问题,由零序电流引起的直流电压不平衡问题更为严重。在很多应用如有源电力滤波器中[9],都需要考虑直流电压的控制问题。图1所示为由三个基本模块组成的通用三电平逆变器。其中每个基本模块是一个二电平桥臂。通过将上一级模块的输出端连接到下一级模块的直流母线,就可以组成任意电平的逆变器。这种通用多电平逆变器具有电压自平衡能力,不需要额外的直流电压控制[4]。表1给出了通用三电平逆变器的四种可能转换组合和其相应的电容连接。当开关S1,S2和S6导通时,逆变器输出Vdc/2,同时电容Cm1和Cm3并联连接,两个电容上的电压将相等。当开关S3,S4和S5被触发时,逆变器输出为-Vdc/2,此时电容Cm2和Cm3并联且电压相等。透过选择不同的电压输出形式,电容Cm3可以与电容Cm1和Cm2交替并联,将使得三个直流电容上的电压相等,实现直流电压的自平衡。

1.2 准谐振直流环节软开关电路

图2(a)所示为用于三电平逆变器的准谐振直流环节软开关电路,该电路由两个对称且独立运行的模块组成。电感Lr和电容Cr是小容量的能量存储器件。当电容Cr中的能量转换到电感时,电容Cr的电压将减小到零,逆变器的主开关将触发从而实现零电压开启和关断。图2(b)所示为一个准谐振直流环节模块的谐振电压和电流以及相应辅助开关Sa和Sc的触发信号。准谐振直流环节电路的谐振频率由Cr的电容值和Lr的电感值通过以下公式得到准谐振直流环节电路的详细分析和工作原理文献[7]中有详细论述,准谐振直流环节软开关技术具有如下的特性:

逆变器的主开关和辅助开关都实现了软开关;

准谐振直流环节与桥臂数无关,只对逆变器的直流母线动作,因此在单相或三相逆变器中应用时辅助开关的数目是相同的。

2 含准谐振直流环节的新型三电平逆变器

将图1中由直流电容Cm1和Cm2组成的直流母线由图2(a)中谐振电容Cr1和Cr2替代,将通用多电平逆变器的直流母线转换成谐振母线,便得出如图3所示,本文提出三相四线系统的直流电压自平衡新型三电平准谐振逆变器。因为一个通用型桥臂就能为直流电压带来自平衡的效果,若三个桥臂也设定为通用型桥臂只会增加系统的复杂性和组件数目。所以逆变器只有一相桥臂由通用多电平拓扑构成,另外两相桥臂采用了传统的二极管箝位结构。

为保持上级和下级准谐振直流环节模块的谐振电压平衡,开关S5和S6在谐振期间不能触发,否则等效的谐振电容被改变从而导致实现零电压的异步。另外因图3中的电容Cm通过开关S1和S4的两个续流二极管并联到直流母线,当直流侧出现谐振时,电容Cm会影响谐振电压不能下降到零点。谐振电压的最低值,同时受到电感Lm的电感值影响。但电感Lm亦可减低直流电压平衡时的冲击电流。因此,本文提出的新型逆变器中,准谐振直流环节并不能实现完全的零电压软开关技术;同时,开关S2和S3因为被电容Cm箝位,没有产生软开关的效果。但其它开关的损耗都被大大降低。根据以上分析,本文提出的新型三电平准谐振逆变器有如下特点:

只需要改变一相的设计,能为三相的逆变器带来直流电压自平衡的效果;

新型逆变器同时具有软开关和电压自平衡能力;

除了开关S2和S3,其余开关器件都可以实现软开关,能减低整个系统的开关损耗。

3 直流电压自平衡新型三电平准谐振逆变器的控制系统

本文运用了近年提出的三维通用型直接脉宽调制技术[8],它减轻了运算电压空间矢量的压力,在多电平转换器上应用有较大的优势。图4所示为通用三电平准谐振直流环节逆变器的控制图表。通用型直接脉宽调制的信号会发送到锁存电路中暂存,同时脉宽信号亦会被检测。当脉宽信号改变时,会触发软开关的谐振模块,产生直流电压谐振。整个谐振过程会被监控。当检验到谐振电压达到最小值时,锁存电路会发送最新的脉宽信号给逆变器的主要开关组件,使得逆变器的电力组件能实现类似零电压的开关。谐振模块与电压自平衡单元之间透过不同的检测电路以确保两者功能相互配合而不会相互影响。

4 仿真结果

针对本文提出的直流电压自平衡新型三电平准谐振逆变器,在PSCAD/EMTDC中进行了仿真。逆变器被设定成一个三相四线交流电压源去带动一个含零序电流的非线性负载,用以演示直流侧电压的不平衡问题。表2列了出仿真系统的参数。

图5所示为系统的非线性负载电流与中线电流。当中的零序电流为逆变器带来了直流侧电压偏移。如果采用没有加入直流电压控制的传统的三电平逆变器,直流侧电压差如图6(a)所示会不断增加。而图6(b)所示为新型三电平准谐振逆变器的直流电压自平衡效果,直流侧电压明显地受到了控制。直流电压的平衡效果并没有受到软开关电路工作的影响,显示了本文所提出的控制方法能有效地同时运作两个功能又不互相冲突。图7所示为准谐振电路的谐振过程,可见直流侧上下电压在软开关瞬间的变化情况。虽然如前文所叙,新型三电平逆变器中谐振电压不能下降到零,但是直流电压可以瞬间降到接近零,仍然能实现软开关的效果。加入准谐振直流环节前后的平均开关损耗分别为4.7W及3.6W。可见,在不影响逆变器输出性能和电压自平衡的运作下整个系统的开关损耗减小了23.4%。

5 结论

直流母线电压不平衡的问题常常受零序电流的影响,而通用多电平逆变器不需要额外的辅助电路,就可以使逆变器直流电压平衡。准谐振直流电路控制简单,需要的器件数目少。本文通过将准谐振直流技术和通用逆变器相结合,再经过简化,提出了一种同时具有电压自平衡和软开关能力的新型三电平准谐振逆变器及其控制方法。仿真结果显示所提出的新型三电平逆变器可以控制直流电压,并使整体开关损耗减少23.4%,通过使用本文提出的控制方法,能够协调实现电压自平衡和软开关功能而不影响逆变器输出效果。

参考文献

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[3]N Y Dai,M C Wong,Y D Han.Three-dimensional spacevector modulation with DC voltage variation control in athree-leg centre-split power quality compensator[J].IEEProc.-Electr.Power Appl.,2004,151(2):198-204.

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直流平衡 篇3

关键词：高压直流输电,柔性直流输电,不平衡电网电压,电压源换流器,谐波,功率波动,双dq-PI控制策略,相序分解

0 引言

基于电压源换流器 (Voltage Source Converter, VSC) 技术的高压直流输电 (High Voltage Direct Current, HVDC) 系统, 即柔性直流输电 (VSC-HVDC) 技术, 具有能够独立控制有功功率和无功功率, 易于实现能量双向流动, 无需换向电压, 调节节点电压和稳定电网频率, 控制系统潮流, 隔离电网故障, 改善电网质量等优点[1,2,3], 已有很多文献对VSC-HVDC系统的稳态模型和控制方式加以研究[4,5], 但对VSC-HVDC系统在不平衡电网电压情况下的研究很少。VSC对负序分量很敏感, 在不平衡电网电压情况下, VSC的直流侧会产生2n次谐波, 且2n次谐波还会影响交流侧产生2n+1次谐波[6], 谐波从一侧传递到另一侧, 会引起系统不稳定, 电能质量下降, 损耗增加等问题。因此, 研究不平衡电网电压下VSC-HVDC系统的控制策略具有积极意义。

参考文献[6-7]采用双电流控制方法, 即通过实时地分解出电压、电流的正、负序分量, 分析VSC-HVDC系统在正、负序双同步坐标系下数学模型的基础上, 采用2套电流内环对电流进行跟踪控制, 从而抑制直流侧电压的二次谐波, 但该方法对相序分解的实时性要求较高, 不然在相序分解时产生的延时会影响系统的动态性能及带宽。为了避免相序分解带来的不良影响, 参考文献[8]通过对d-q坐标系下电流控制环数学模型的研究, 提出了一种在α-β坐标系下等效的调节器, 该调节器能对正弦电流进行跟踪控制, 避免相序分解带来的麻烦。但该系统对测量的精度和系统实时性要求较高, 不利于系统稳定运行。参考文献[9]提出了一种内模控制策略, 该控制策略不需要对电流进行相序分解, 能够增加系统控制宽带, 但要求系统模型精度高, 鲁棒性差。参考文献[10]针对参考文献[9]中鲁棒性差的问题提出了基于α-β坐标系下的滑模控制。

针对上述问题, 本文在建立基于正负双d-q坐标系下VSC数学模型的基础上, 提出了一种双dqPI控制策略, 并采用了一种新的快速相序分解方法, 仿真结果验证了该控制策略的有效性。

1 不平衡电网电压下VSC-HVDC系统数学模型

1.1 VSC-HVDC系统结构

图1为VSC-HVDC系统结构。送端站和受端站都为VSC换流站, 是VSC-HVDC系统的核心部分。T1, T2为换流变压器, L1, L2为电抗器, 起到滤除VSC交流侧电流谐波的作用, R1, R2为等效电阻, 滤波器起到滤除交流侧电压、电流的高次谐波的作用, 直流侧电容起到支撑直流侧电压和滤除直流侧高次谐波的作用。

1.2 正、负序同步d-q坐标系下VSC的数学模型

三相VSC拓扑结构如图2所示。uga, ugb, ugc为电网电压, iga, igb, igc为VSC交流侧电流, uca, ucb, ucc为VSC交流侧电压, Udc为VSC直流侧电压, iC为VSC直流侧流过电容电流, iL为等效负载电流。Sa, Sb, Sc, Sa′, Sb′, Sc′为三相桥臂开关函数, 当器件导通时设为“1”, 否则为“0”。在不平衡电网电压情况下, 电网电压中不仅有正序分量, 还有负序分量和零序分量。由于VSC-HVDC系统整流变压器采用中性点接地, 所以VSC中无零序电流。

在α-β坐标系中空间复矢量可以表示为[11]

式中:Fαβ为α-β坐标系空间合成矢量;F+αβ, F-αβ分别为Fαβ的正, 负序分量;fα, fβ分别为Fαβ在α, β轴上的分量;θ1, θ2分别为正负双d-q坐标系d轴与三相坐标系A轴的夹角, 由于造成电网电压不平衡的情况很多, θ1和θ2不相等且不固定;F+dq, F-dq分别为正, 负序分量在正, 负序旋转坐标系上的合成矢量;fd+, fq+, fd-, fq-分别为F+dq, F-dq在正负双d-q坐标系d, q轴上的分量。

VSC的暂态数学模型已有大量文献叙述, 这里不再赘述。由式 (1) 和以往VSC的暂态数学模型可得VSC在正负双d-q坐标系下的数学模型:

式中:ρ为微分因子;ω为电网电压角频率;u+gd, u+gq, i+gd, i+gq, u+cd, u+cq分别为电网电压, VSC交流侧电流, VSC交流侧电压正序分量在正d-q坐标系d, q轴上的分量;分别为电网电压, VSC交流侧电流, VSC交流侧电压负序分量在负d-q坐标系d, q轴上的分量;Sd+, Sq+, Sd-, Sq-为开关函数在正负双d-q坐标系d, q轴上的分量;Sαβ, Igαβ分别为开关函数、VSC交流侧电流在α-β坐标系上空间合成矢量;为Igαβ的共轭复数。

由式 (3) 可看出, 直流电压中含有2倍频谐波, 直流电压2次谐波是影响整个系统谐波含量增加的重要原因, 要加以抑制。

2 控制策略

由参考文献[9-10]可知, 电网输入功率为

式中:;Pg为有功功率;Qg为无功功率;P0, Q0分别为有功、无功功率直流分量;Ps2, Qs2分别为有功、无功功率按正弦规律变化的2倍频分量;Pc2、Qc2分别为有功、无功功率按余弦规律变化的2倍频分量。

由式 (4) 可看出, 在不平衡电网电压情况下, 有功功率和无功功率都将出现2倍频的功率脉动, 且通过控制策略不可能同时消除有功功率和无功功率的脉动功率。鉴此, 本文采用VSC交流侧消除有功功率脉动, 直流侧抑制直流电压2次谐波的控制策略。

为了消除有功功率脉动且提高功率因数, 令有功功率的脉动分量及无功功率的直流分量的给定值为0, 即P*s2=P*c2=Q0*=0。在正、负同步旋转坐标系下有u+gq=ugq=0, 由参考文献[9-10]可得到双dq-PI控制的电流给定值:

式中:D= (u+gd) 2- (ugd) 2≠0。

由式 (2) 可知, VSC交流侧电压的给定值为

式中:jωLi+gq, -jωLi+gd, -jωLigq, jωLigd为前馈补偿量;ucd+′, ucq+′, ucd-′, ucq-′为交流电流给定值与实际值的差值经PI调节后的输出量。

设, 则有功功率的给定值P0*与直流侧电压有关, 即

式中:U*dc为直流电压给定值;kpdc, kidc为PI调节器直流侧参数。

由于在不平衡电网电压下直流电压中含有2次谐波, PI调节器不能调节正弦量, 所以本文设计了100Hz陷波器来滤除直流量中的2次谐波。图3为VSC的控制框图。

3 快速相序分解

相序分解的快慢直接影响控制系统的动态性能和带宽, 经典的相序分解方法是将不对称的三相电磁分量经d-q变换, 然后通过一个低通滤波器或带通滤波器滤除2倍频的电磁分量[12,13]。但滤波器降低了控制系统的响应速度和稳定性。参考文献[14]提出了一种基于T/4 (T为电网基波周期) 延时算法的相序分解方法, 但该方法还是有5ms的延时。为了提高控制系统的动态响应, 本文采用了一种快速的相序分解方法, 该相序分解方法延时较短, 理想情况下可以达到无延时[15]。快速相序分解公式为

式中:u+gα (t) 和u+gβ (t) 分别为电网电压正序分量在α, β轴上的分量;分别为电网电压负序分量在α, β轴上的分量;r为延时角度;r/ω为延时因子。

从式 (9) —式 (12) 可看出, r/ω越小, 相序分解的速度越快。然而随着r/ω的变小, sin r也变得很小, 则变得很大, 这种相序分解的方法也容易受到噪声的影响, 极端的情况是当r趋近于0。由此可看出, 相序分解的快慢可通过调节延时因子而改变。

4 仿真研究

为了验证控制策略的有效性, 在Matlab/Simulink环境中建立了仿真模型。模型中VSC的参数如下:额定功率为750kW, 开关频率为5kHz, 直流环节电容为105μF。直流母线电压为1 200V, 进线电抗为0.003H。采用单相接地故障形成不平衡电网, 假定A相电网电压在0.2s时跌落11.5%, 并在0.4s时恢复 (图4) , B, C相电压在整个仿真时间内保持不变。基于电网电压定向的dq-PI控制策略是VSC一种常用的控制策略, 在电网电压为理想情况下, 该控制策略有较好的效果, 但其没有考虑电网电压不平衡的情况。图5为不平衡电网电压下VSC采用传统的dq-PI控制的仿真结果 (除图5 (d) 外, 其他5张图的纵坐标均为标幺值) 。从图5可看出, 当电网电压在0.2s下跌时, VSC交流侧电压ucabc和电流igabc、直流侧电压Udc均出现了较大的波动。VSC交流侧电流d, q轴分量实际值和给定值有较大差距, 说明在电网电压不平衡情况下, 利用传统dq-PI控制策略的控制效果不理想。

图6为不平衡电网电压下VSC采用双dq-PI控制的仿真结果 (除图6 (b) 外, 其他5张图的纵坐标均为标幺值) 。从图6可看出, 改进控制策略下VSC交流侧电压、电流和直流侧电压的波动较传统控制策略下的波动要小得多。VSC输入无功功率在0附近, 各VSC交流侧电流实际值紧紧跟随给定值。因此, 采用双dq-PI控制策略能较好地抑制直流电压及交流电流的波动, 仿真结果验证了该控制策略的有效性。

5 结语

直流平衡 篇4

高压直流输电技术在远距离大容量输电和电力系统联网方面有明显的优点，近年来在我国发展迅速，其可靠性的改善将给整个电力系统的安全、经济运行带来好处[1,2]。直流保护是直流输电系统中最重要的功能之一，直流保护系统的可靠性直接关系到设备的安全和电网的稳定[3]。然而，南方电网直流输电系统运行中，却多次发生直流保护误动的事件。南方电网兴安直流投运以来，发生多起扰动导致的直流滤波器C1不平衡保护误动作跳闸事件。从现场检查情况来看，未发现电容器损坏或电气回路短路、放电等现象，电容器桥臂处于平衡状态。

为解决扰动导致C1不平衡保护误动作的问题，相关工程技术人员提出了相应的反措，如为C1电容器不平衡保护动态段和静态段的正、负定值越限判据分别进行800 ms延时出口，并于2010年进行了实施[4]。反措取得了一定的效果，但在2012年5月12日依然发生了C1不平衡保护误动作事件。5.12事件所提取的Trace录波如图1所示，扰动使得不平衡度采样值ITD/ITS超过了定值-30.30%，且持续时间达到了延时定值800 ms以上，最终C1不平衡保护动态段动作。

由此可见，兴安直流C1不平衡保护依然存在误动作的风险。需要进一步研究C1电容器不平衡故障的机理，完善C1不平衡保护原理。

本文介绍了兴安直流滤波器C1电容器结构特点，C1不平衡保护原理和配置。对C1不平衡保护程序中至关重要的积分功能模块INT进行了分析和仿真。根据C1电容器不平衡故障的发展过程及过电压水平[5,6]，提出C1电容器不平衡保护修改方案，通过动态段采用计数方式，可有效地限制扰动对保护造成的影响，避免误动。

1 兴安直流C1电容器结构及现有不平衡保护原理

1.1 C1电容器结构及其特点

兴安直流工程各站每极各配置两组直流滤波器，型号为TT 12/24/36。直流滤波器C1电容器共有104个电容器单元，结构为52串2并(两臂)，如图2所示。

兴安直流C1电容器单个电容器单元由72个电容元件组成，每个元件带有熔丝保护，其结构为18并4小串，每一小串元件并接分布式均压电阻，如图3所示。每个元件的电容值为9.244 444μF，每一小串元件的电容值为166.4μF，每一个电容器单元的电容值为41.6μF，单个桥臂的电容值为0.8μF，整个C1电容器的电容值为1.6μF。

当一小串并联的元件中某些元件击穿，同一小串中完好元件所存储的能量将通过击穿元件串接的熔丝放电，使熔丝熔断;当一小串并联的元件中剩余完好元件所存储的能量不足以熔断熔丝时，故障发展为整小串元件短路[7,8,9]。根据兴安直流工程直流滤波器保护研究报告，C1电容器一小串并联的18元件中，熔丝熔断的极限为8个，C1电容器内部元件故障将经历先断路后短路的过程[10]。

1.2 现有C1不平衡保护原理

C1不平衡保护的任务：在C1电容器内部部分元件发生故障时退出直流滤波器，避免剩余完好元件承受过应力造成电容器雪崩损坏。通过检测流过C1电容器两臂的总电流ITS和不平衡电流(差电流)ITD，取12次(600 Hz)谐波量，计算判断C1电容器内部损坏程度，采取相应的动作后果。

C1不平衡保护分为静态段和动态段，静态段反应C1电容器的不平衡度，动态段反应C1电容器不平衡度的变化量。实际程序中的判据如表1所示。

动作结果为：ITS<100 A时，退出该组直流滤波器;ITS>100 A时，相应极紧急停运，并退出该组直流滤波器[11,12]。

2 积分功能模块INT功能的分析

在兴安直流C1电容器不平衡保护程序中，如图4所示，ITD/ITS实时反应C1电容器的不平衡度，当C1电容器不平衡度发生变化后，ITD/ITS立刻跟着发生变化，也就是发生突变。

无论是动态段或是静态段，都跟ITD/ITS的计算相关。在保护程序中，ITD/ITS的计算由积分模块INT完成，对C1电容器不平衡度的变化进行跟随，当C1电容器不平衡度ITD/ITS发生突变后，经过一段时间的积分后，ITD/ITS的值将跟ITD/ITS一致。积分模块INT的输入输出计算如式(1)，在程序中具体为式(2)，其中TA=1 ms为模块采样中断时间。

通过数值仿真，可以得到C1电容器不平衡度ITD/ITS发生突变后，ITD/ITS跟随变化的过程，如图5所示，其中ITD/ITS值由0突变为1。积分时间为800 ms时，ITD/ITS的值为0.052，积分时间为34 s时，ITD/ITS的值为0.9，经过长时间的积分后，ITD/ITS才等于ITD/ITS。也就是说，动态段判据ITD/ITS-ITD/ITS的值在延时800ms的时间内可等效于不平衡度ITD/ITS的变化量。并可以得到，扰动导致直流滤波器C1不平衡保护误动作事件中，为动态段动作。

3 兴安直流C1电容器不平衡故障分析

为完善C1不平衡保护方案，需要进一步对C1电容器不平衡故障进行分析。

兴安直流C1电容器共有104个电容器单元，结构为52串2并(两臂)。单个电容器单元由72个电容元件组成，其结构为18并4小串，故兴安直流C1电容器单臂共有4×52=208小串。兴安直流C1电容器元件串有熔丝，电容器内部故障发展过程为先断路后短路。一侧桥臂各小串元件先断路后短路的不平衡度及过电压分析如表2所示。另一侧桥臂小串元件发生不平衡故障时，不平衡度变化量大小是一样的，但符号相反，可采用正负符号不同来区分两侧桥臂发生不平衡故障对总的不平衡度的贡献[13]。

依据兴安直流滤波器保护研究报告，直流滤波器C1不平衡保护定值整定原则为：当一个电容器臂出现单个电容器单元内部一小串18个元件中8个元件熔丝熔断，发展为同一小串元件短路的过程中产生的不平衡度乘以0.7倍的可靠系数，得出C1不平衡保护的定值。如表2所示，第一小串元件由断路发展为短路产生的不平衡度为0.432 923 159，乘以0.7倍的可靠系数得0.303 0，对应得到C1不平衡保护动态段的整定值为30.30%[14]。

兴安直流C1不平衡保护动态段定值整定存在以下的问题。

(1)从表2可以看出，任一小串元件发生故障，由熔丝熔断发展到短路的过程中，产生的不平衡度变化量均为0.4以上。第一小串元件短路故障后，桥臂剩余完好的电容元件承受的过电压倍数为1.004 83，属于电容器可较长时间承受的范围。从过应力看，第一小串元件短路故障后不应跳闸出口。

(2)兴安直流C1不平衡保护动态段无法有效防止扰动导致的保护误动作。在直流系统的运行中，C1电容器不平衡电流受交直流系统运行方式转换、开关分合闸、区外故障及频率的影响，变化范围较大[15]。根据历次C1不平衡保护误动作的Trace录波，ITD/ITS的波动具有以下特点：

(a)扰动导致ITD/ITS波动值较大，从百分之几十到百分之两百不等;

(b)扰动导致ITD/ITS波动方向不规则，既有在正负范围波动的情况，也有偏向时间轴一侧的情况;

(c)扰动导致ITD/ITS波动时间较长，保护动作前波动持续的时间超过1 s。

在扰动情况下，ITD/ITS的波动将有可能导致动态段的误动作。2010年进行的反措针对ITD/ITS值在正负范围变化的情况，但无法应对图1所示的ITD/ITS值偏向时间轴一侧的情况，需要对保护方案作进一步的完善。

4 C1电容器不平衡保护修改方案

4.1 修改方案介绍

根据对C1不平衡保护误动作原因及不平衡故障过程的分析，基于保护误动作时，剩余完好元件过电压尚有较大裕度，对C1电容器不平衡保护进行修改。动态段修改为计数方式，静态段定值设定比动态段跳闸出口时的值稍高，作为动态段的后备。修改后的C1不平衡保护配置如表3所示。

4.2 改进方案的优点

动态段采用计数方式后，每当发生一小串元件由部分断路发展为短路，不平衡度发生变化时，计数器加1，同时INT积分模块输出ITD/ITS值立刻跃升，等于ITD/ITS值，跃升过程如图6所示。

动态段采用计数方式，不但可以具体反应两侧桥臂各自短路的小串数，便于在过电压可承受的范围安排动作出口策略：短路小串数较少，过电压较低时告警出口;短路小串数较多，过电压较高时跳闸出口。

还可以限制扰动对保护造成的影响，每次扰动造成的影响仅限于计数器加1，在短时间内连续发生多次扰动的情况较少，可以有效地避免保护误动作。

静态段作为动态段的后备，其不平衡定值设置较动态段跳闸出口时的值稍高，为8小串，而动态段跳闸出口为6小串。当动态段每次告警或动作后，不但复归保护，还对电容器进行检修，使电容器两臂重新平衡，则静态段没有动作的可能。当动态段每次告警或动作后，尤其是告警后，没能对电容器进行检修，使电容器两臂重新平衡，则静态段有动作的可能。

5 结语

直流平衡 篇5

随着国内经济的快速发展,工农业生产和生活对电能、供电质量及其可靠性的要求越来越高,各种无功负荷对电网的影响越来越引起重视。科学的无功补偿是提高电能质量、节约电能的有效措施,同时也是防止电压崩溃,提高安全运行水平的重要条件。基于晶闸管的静止无功补偿器(SVC)被广泛采用,其包括晶闸管控制电抗器(TCR)及晶闸管投切电容器(TSC)等。其中:TCR采用相控原理,其自身产生很大的低次谐波,需要外加滤波器,且由于晶闸管门极控制的固有延迟,补偿器的响应速度受到了限制;TSC不能实现电容器组连续投切,影响调节质量,灵活性差。

静止同步补偿器(STATCOM)作为一种新型SVC[1],与无功补偿装置相比,具有响应速度快、可连续调节无功功率、谐波电流小、损耗低、装置体积小等优点,受到了广泛的关注,也逐步应用到高压场合。高压大容量STATCOM一般采用变压器多重化结构和多电平变流器结构。

级联H桥多电平结构是实现高压大容量STATCOM[2]的重要拓扑结构,由直流侧相互独立的全桥模块串联组成。与变压器多重化结构相比,该结构省略了变压器,节约了成本,但每相阀组内部各模块直流侧电容电压不平衡是级联 STATCOM需要解决的首要问题[3,4]。目前,已有一些直流侧电压平衡控制的方法应用到了链式STATCOM中,且取得了较好的性能。

除了每相阀组内部各模块间直流侧电容电压不平衡,阀组间的直流侧电压不平衡也会影响级联STATCOM的安全运行和输出性能。文献[5,6]中对阀组内部各模块间直流侧电压平衡进行了控制;文献[7]中对不平衡情况下的控制进行了设计;文献[8]中提出了一种处理阀组间直流侧电压不平衡的方法,但是未对不平衡原因进行分析。本文对引起阀组间直流侧电压不平衡的原因进行了详细分析,通过仿真和实验,验证了分析的正确性。

1 级联H桥STATCOM数学模型

级联H桥STATCOM拓扑结构的基本单元是单相全桥变流模块(H桥)。通过H桥在交流侧串联构成每一相换流阀组,从而减小输出的谐波含量。其每个H桥直流侧电容相互独立,总输出电压为多个级联单元输出电压之和。

1.1 级联STATCOM阀组主电路

级联STATCOM阀组的连接方式有三角形连接和星形连接。2种方式各有其特点,本文以星形连接方式为例来说明阀组间直流侧电压不平衡及其原因。星形连接阀组的主电路拓扑如图1所示。设各开关器件工作在理想状态下:连接电抗为Ls;三相系统电压分别为usa,usb,usc;系统电流分别为isa,isb, isc;STATCOM输出电压分别为uca,ucb,ucc;补偿电流分别为ica,icb,icc;负载电流分别为ila,ilb,ilc。

1.2 静止坐标下的单相等效模型

级联STATCOM用于补偿无功功率时,直流侧电容电压为直流分量叠加2次谐波,经过调制波调制,输出为基波分量和3次谐波。其中,3次谐波在三相三线制系统中相互抵消,因此可以认为三相系统没有相间干扰,三相相互独立,级联H桥STATCOM单相等效电路如图2所示。图中,ipa和iqa分别为a相有功和无功电流。

根据图2,可以得到级联STATCOM的单相等效电路模型的数学表达式为:

$\frac{\text{d}i{}_{\text{c}\text{a}}}{\text{d}t}=-\frac{R{}_{\text{s}}}{L{}_{\text{s}}}i{}_{\text{c}\text{a}}+\frac{u{}_{\text{s}\text{a}}}{L{}_{\text{s}}}-\frac{u{}_{\text{c}\text{a}}}{L{}_{\text{s}}}(1)$

2 STATCOM的直接电流控制与阀组不平衡现象

2.1 直接电流控制

直接电流控制方式具有控制精度高、不依赖于系统参数等优点,是STATCOM广泛采用的控制方式之一。直接电流控制采用跟踪型脉宽调制(PWM)对瞬时电流进行反馈来直接控制STATCOM的输出电流。在STATCOM中,有直流电压和补偿电流需要控制,补偿电流变化速度比直流电压变化速度快很多,所以采用直流电压为外环、补偿电流为内环的双闭环控制策略,双闭环控制策略如图3所示。直流侧电压与直流侧参考电压相比较做差后,经外环比例—积分(PI)调节形成有功参考电流,与无功和谐波电流相叠加形成参考电流,然后与STATCOM的反馈电流做差,经内环PI调节形成参考波形,再经过实时性好的三角载波PWM,输出一系列宽度不等的脉冲信号,经光纤传送到门极触发电路完成对功率器件的驱动。

2.2 STATCOM阀组不平衡现象

理想情况下阀组间不会出现直流侧电压不平衡现象,不会对级联STATCOM的性能和安全产生影响。在样机的实验过程中发现,在每相阀组内,各模块直流侧电压、三相输出电流保持平衡,各PI调节环在没有饱和的情况下,三相阀组间出现了明显的直流侧电压不平衡。

实验采用的绝缘栅双极晶体管(IGBT)、电容等电气元件一致性较好,排除了器件个体差异;交换阀组后直流侧电压不平衡问题依然存在,说明其与阀组没有关系;在交换相序后,阀组间的不平衡情况随着交换而变化。

2.3 STATCOM阀组不平衡的原因分析

经研究发现,设计系统电压存在少量不平衡,与仿真和理想系统存在差异。根据已有STATCOM在系统不平衡情况下的研究[9,10],当系统出现不平衡时STATCOM负序阻抗小,为了防止负序电流过流,STATCOM需要输出相同的负序电压分量来抵消系统的负序电压分量,使STATCOM不产生负序电流,其单相等效电路如图4所示。

图中:usP和usN分别为系统正序和负序电压分量;ucP和ucN分别为STATCOM输出的正序和负序电压分量;icP为STATCOM输出的正序电流分量。在级联STATCOM拓扑结构情况下,采用该方法会导致阀组间出现明显的直流侧电压不平衡。

三相三线制系统电压不平衡时,STATCOM输出电压中存在正序电压、负序电压以及正序电流,其负序电压与正序电流矢量示意图如图5所示。

假设A相正序电压与A相负序电流夹角为α,各相负序电压对正序电流的有功功率为PNPx,x=a,b,c,则有:

$\{\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\text{a}}^{\text{Ν}\text{Ρ}}=\mathit{V}{}_{\text{a}}^{-}\mathit{{\rm I}}{}_{\text{a}}^{+}=V{}^{-}{\rm I}{}^{+}\cos \alpha \\ {\rm P}{}_{\text{b}}^{\text{Ν}\text{Ρ}}=\mathit{V}{}_{\text{b}}^{-}\mathit{{\rm I}}{}_{\text{b}}^{+}=V{}^{-}{\rm I}{}^{+}\cos (120°-\alpha )\\ {\rm P}{}_{\text{c}}^{\text{Ν}\text{Ρ}}=\mathit{V}{}_{\text{c}}^{-}\mathit{{\rm I}}{}_{\text{c}}^{+}=V{}^{-}{\rm I}{}^{+}\cos (240°-\alpha )\end{array}(2)$

三相负序电压对正序电流有功之和如式(3)所示:

PNP=P${}_{\text{a}}^{\text{Ν}\text{Ρ}}$+P${}_{\text{b}}^{\text{Ν}\text{Ρ}}$+P${}_{\text{c}}^{\text{Ν}\text{Ρ}}$=

V-I+cos α+V-I+cos(120°-α)+

V-I+cos(240°-α)=0 (3)

所以在公共直流侧,如两电平和二极管钳位NPC三电平的STATCOM中,无功电流在三相的作用之和为0,电容只起直流电压支撑作用,正序电流对负序电压的作用之和也为0,不影响直流电压且不危害设备安全。

根据负序电压与正序电流的有功作用,设工频周期为Ts,直流电压平均值为Udc0,每相阀组直流电压为Udcx,x=a,b,c,则有:

$\frac{1}{2}CU{}_{\text{d}\text{c}0}^2-\frac{1}{2}CU{}_{\text{d}\text{c}x}^2={\rm P}{}_x^{\text{Ν}\text{Ρ}}{\rm T}{}_{\text{s}}(4)$

可得:

$U{}_{\text{d}\text{c}x}^2=U{}_{\text{d}\text{c}0}^2-\frac{2{\rm P}{}_x^{\text{Ν}\text{Ρ}}{\rm T}{}_{\text{s}}}{C}(5)$

代入负序电压对正序电流的作用,可得每相阀组直流电压与电压平均值的差异为:

$\text{Δ}U=U{}_{\text{d}\text{c}0}-U{}_{\text{d}\text{c}x}=U{}_{\text{d}\text{c}0}-\sqrt{U{}_{\text{d}\text{c}0}^2-\frac{2{\rm P}{}_x^{\text{Ν}\text{Ρ}}{\rm T}{}_{\text{s}}}{C}}(6)$

根据式(6)可知,阀组直流电压差是一个与稳态直流电压平均值、负序电压、正序电流、电容均有关的一个量。

在级联STATCOM中,各直流侧电容相互独立,对某一相而言,正序电压对负序电流的作用不为0,且三相的作用效果也各不相同。负序电压对正序电流的作用不可忽略,造成有功功率在三相阀组中的不平衡,使得各阀组间直流侧电压不平衡,威胁设备的安全。由式(2)可得,补偿的电流越大,负序电压对正序电流的作用就越强,由它们相互作用产生的有功功率也就越大,造成的结果是各阀组间直流侧电压不平衡也越大,所以必须对阀组间不平衡现象进行处理。已有的针对STATCOM在不平衡条件下的算法运用到级联STATCOM也要进行相应修正。

3 仿真分析与实验验证

3.1 仿真分析

本文通过系统仿真来验证实验和分析的正确性,仿真的系统电压为3.8 kV,每个阀组由4个H桥串联组成,电容容量为5 mF,补偿电流为300 A,开关频率为500 Hz,单个直流侧目标电压为900 V,采用单极倍频载波移相调制和直接电流控制方式。

通过对级联STATCOM的仿真,可得在理想平衡条件下系统电压和电流仿真波形如图6所示。当系统存在2%的不平衡且A相负序电压相位超前正序电压相位20°时,系统电压和电流仿真波形如图7所示。

可见,在系统电压和补偿电流平衡情况下不会出现阀组间直流侧电压不平衡,当系统电压出现不平衡后,阀组间出现了直流电压不平衡;根据已有STATCOM在不平衡条件下的算法不会造成过流,对输出电流的影响不大,能够保持平衡的三相电流。在实际系统中,系统不完全平衡,所以仿真中产生了阀组不平衡现象,与理论分析一致,需要对阀组间的不平衡进行控制。

3.2 实验验证

所搭建样机系统电压为220 V,采用2个H桥串联结构,阀组间不平衡情况如表1所示。实物系统电压为10 kV,选用的IGBT为Infineon公司的FF650R17IE4型号,直流侧电容为4.7 mF,直流电容目标电压为1.7 kV,实验样机额定容量为 ±6 Mvar,选用电抗率为15%的连接电抗,每相阀组由12个H桥级联组成,选用载波相移调制,开关频率为500 Hz,实验样机和阀组输出电压波形如附录A图A1所示。

根据实验可知,发出电流越大,各相阀组间的直流侧电压不平衡越严重,且级联STATCOM工作在感性与容性区域均存在这种现象,可见与所在工作区域无关。

4 结语

本文针对直接电流控制的级联H桥STATCOM阀组不平衡现象进行了详细分析。当系统电压存在不平衡时,正序电压对负序电流的作用会导致阀组间的直流侧电压不平衡,该不平衡度会随着补偿电流的增大而增大,需要对系统的不平衡进行特殊控制。通过仿真和实验,验证了该分析的正确性,并在后续工作中对阀组间直流电压不平衡现象进行了控制。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

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直流平衡 篇6

在航空航天等领域通过LVDS进行遥测设备的之间的通信有着广泛的应用。LVDS有很好的低摆幅和低电流驱动能力,同时有低串扰、低功耗和高传输速率,但在LVDS传输过程中存在交流耦合,一方面交流耦合可以消除直流偏置、共模干扰,但另一方面高速信号中会出现连续0或1的情况,容易被当作低频信号滤掉。8b/10b编码是一种实现直流平衡的方案,可以解决LVDS传输过程中因交流耦合而带来的问题。该方案有效率高、可靠性好等特点,并经过仿真和实际传输实验验证。

1 LVDS传输中的交流耦合

LVDS即低电压差分信号(Low Voltage Differential Signaling),是一种低摆幅差分信号技术,LVDS是靠电流驱动的,接收端的负载可以使电流转换为电压,当电流正向流动,接收端为1,反之为0。其传输介质可以是差分PCB连线、双绞线或同轴电缆。

LVDS传输中采用了差分方式,使用差分信号的原因是噪声以共模的方式在一对差分线上耦合出现,并在接收器中相减从而可消除噪声。在传输线路上存在交流耦合,如图1所示。交流耦合是一种将电容串连在差分对的两路信号通路上的终接技术[1]。

交流耦合可以消除驱动器和接收器之间存在的直流偏置。但是电容将隔断信号的全部直流分量,因此,接收器端只会观察到输入信号的前沿和后沿。当数据0或1连续出现时,电容会造成接收端电压下降,信号产生抖动[2]。

交流耦合传输过程中需要使用直流平衡的数据信号。直流平衡,是指在一组数据中0和1的个数相等,则这组数据是直流平衡的。在使用隔直电容时,电流仅在状态切换时流入接收器的终接网络。因此0或1连续出现时间过长会影响信号传输。而直流平衡可以减少0或1连续出现的情况。

2 方案设计

2.1 系统整体设计

本设计方案采用两块电路板,如图2所示。其中电路板一通过FPGA产生256个字节的递增数(包含递增数、4个字节的帧计数和由EB 90构成的帧头和帧尾)。这些数据通过串化器DS 92LV1023和驱动器芯片CLC001后由双绞线发给电路板二接收,同时电路板一通过均衡器CLC014和解串器DS92 LV1224接受来自电路板二的控制信号。

电路板二通过均衡器CLC014和解串器DS92 LV1224接收来自电路板一的数据,并传给FPGA,之后FPGA再将数据发给CY7C68013,通过CY7C68013经由USB2.0接口上传给上位机。此板的FPGA内部利用IP核设置一个内部FIFO,用于与CY7C68013之间的数据缓存。同时电路板二将控制信号通过串化器DS92 LV1023和驱动器芯片CLC001发给电路板一。

2.2 LVDS传输设计

本次LVDS设计中由发送部分和接收部分组成,如图3所示。发送部分由串化器DS92LV1023和驱动器芯片CLC001组成。接收部分由解串器DS92LV1224和均衡器CLC014组成。

LVDS设计的关键是阻抗匹配。一般一对LVDS信号之间并联一个100 Ω的电阻来实现阻抗匹配。驱动器芯片和均衡器芯片的作用是为了更远地传输数据。驱动器芯片增强信号的驱动能力,通过双绞线传输到接收器端,均衡器芯片可为信号损耗提供补偿,恢复其原有的强度。

3 8b/10b编解码实现

3.1 8b/10b编码模块分析

8b/10b编码是一种常见有效的、确保高水平直流平衡的编码方案,是本次设计的核心。可实现所发送的0和1的数量相平衡(直流平衡)。8b/10b编码中有268个有效的编码列表,在码表中有256个数据编码和12个控制字编码。8b数据各位从低到高定义为ABCDE和FGH。10b数据各位abcdei和fghj。控制字编码有12个可采用直接查找表法来实现。数据编码在编码过程分为5b/6b和3b/4b两个部分。5b/6b的对应关系为ABCDE对应abcdei。3b/4b的对应关系为FGH对应fghj。图4中显示了8b/10b的变换关系。本次8b/10b编码使用VHDL语言在FPGA中实现。

8b/10b编码的最大运行长度(maximum run length,即在串行流中连续的1或0的最大数量)为5 bit。8b/10b数据编码的运行极性差异RD(running disparity)(即发送0的数量减去发送1的数量)为+2、0或者-2 [1]。

当10b编码中0的个数比1的个数多2时,则记为RD+。当10b编码中0的个数比1的个数少2时,则记为RD-。当10b中0和1的个数相等时,运行极性差异为零,为完美平衡码。

本次8b/10b编码设计部分分为三部分:RD转换控制部分、RD-编码部分、RD+编码部分,总体结构如图5所示。

3.2 RD转换控制部分设计

RD转换控制部分是本次设计的控制核心模块。它的主要功能是控制RD-与RD+之间的转换。使运行极性差异在最多两个10b码后为0。RD转换控制部分如图6所示。

当在RD-状态时,判断当前的10b码中0、1的个数。如果0和1个数相等,则10b码为完美平衡码,下一个8b/10b编码还在RD-中进行;如果当前0比1的个数多2则10b码为非完美平衡码,跳转到RD+状态。

当在RD+状态时,判断当前的10b码中0、1的个数。如果0和1个数相等,则10b码为完美平衡码,下一个8b/10b编码还在RD+中进行;如果当前0比1的个数少2则10b码为非完美平衡码,跳转到RD-状态。

3.3 RD-与RD+编码部分

在RD-和RD+编码模块中,首先将8b数据分为高3位和低5位,即3b和5b。然后进行3b/4b和5b/6b转化。最后将4b和6b组合成10b数据。如图7所示。

3b/4b编码不仅与RD的正负有关,还与当前的6b值有关。当3b的值为001、010、101、110时,不论是RD-还是RD+分别对应4b的完美平衡码1001、0101、1010、0110。当3b为000时,在RD-下,6b为完美平衡码时,4b为0100,反之为1011;在RD+下,6b为完美平衡码时,4b为1011,反之为0100。当3b为011时,在RD-下,6b为完美平衡码时,4b为0100,反之为1011;在RD+下,6b为完美平衡码时,4b为1011,反之为0100。当3b为100时,在RD-下,6b为完美平衡码时,4b为0010,反之为1101;在RD+下,6b为完美平衡码时,4b为1101,反之为0010。当3b为111时,在RD-下,6b为非完美平衡码时,4b为0001,6b为完美平衡码时,要根据6b的低两位相与的值来确定,相与为1则4b为0111,相与为0,则4b为1110;在RD+下,6b为非完美平衡码时,4b为1110,6b为完美平衡码时,要根据6b的低两位相或的值来确定,它们相或为1则4b为0001,相或为0,则4b为1000[3]。

5b/6b的编码方式在RD-和RD+下都只有32种情况,并且是唯一的。采用元件例化的方式进行调用,再与3b/4b进行组合。部分程序如下:

begin

a5b<=in8b(4 downto 0);

a3b<=in8b(7 downto 5);

u1:rom0_6b generic map(6,32,5) port map(a5b,a6b);

process(clk)

begin

if(clk'event and clk='1')then

case a3b is

when "000" =>

out10b<=a6b&a4b_000fun(a6b);

when "001"=>

out10b<=a6b&"1001";

when "010"=>

out10b<=a6b&"0101";

when "011"=>

out10b<=a6b&a4b_011fun(a6b);

when "100"=>

out10b<=a6b&a4b_100fun(a6b);

when "101"=>

out10b<=a6b&"1010";

when "110"=>

out10b<=a6b&"0110";

when "111"=>

out10b<=a6b&a4b_111fun(a6b);

when others =>null;

end case;

end if;

end process;

4 8b/10b解码模块分析

解码部分,首先将10b分为6b和4b,然后将6b转换为5b;4b转换为3b。这时的转换是唯一的,是多对一的关系。然后再将5b和3b组合成8b输出。该部分需要外部基准时钟来恢复时钟信号,对数据进行解码时需要严格的基准时钟源频率和抖动控制。

5 仿真及实验分析

使用Modelsim SE 6.5f进行编码和解码的仿真,结果如图9和图10所示。使用上位机读数和UltraEdit查看数据,实际验证结果如图10和图11所示。发送板使用FPGA产生带有帧计数和帧标记的递增数。其格式为单帧标记:EB 90;递增数:00~F9;帧计数:从00 00 00 00开始;共计256个数据。此种传输方式可以有效地发现丢数、误码、帧不连续。

实验结果分析,通过仿真和实验可以清楚地看到8b/10b编解码工作正常、准确。用10b码实现了直流平衡。从读回上位机的数可以看出,整个过程高效、数据完整、工作稳定,通过8b/10b编码实现了直流平衡的作用,有利于交流耦合中数据的传输。达到了设计的目的。

6 结束语

在分析了LVDS传输过程中的交流耦合的基础上,结合8b/10b编码,实现了直流平衡。使得高速数据传输过程中不会因交流耦合而使连0或连1的数据发生误码、丢数。由于LVDS高速、低功耗等优点,将会在高速数据传输中有更广泛的应用。

参考文献

[1]美国国家半导体公司.LVDS用户手册第四版.美国:美国国家半导体公司,2008

[2]赵增辉,刘中友,彭圻平.高速差分信号的互连设计.无线电通信技术,2010;36(1):50—53

直流平衡 篇7

1 线棒端部直流电阻变化原因分析及检测

某发电有限公司的一台WX25R-127型发电机组, 额定功率330MW, 额定容量388.2MVA, 额定电压22000V, 额定电流10188A。修理中, 在测试发电机定子线圈直流电阻值时, 发现此次测量结果不合格。相间最大互差达到3.95%, 分支最大互差达到7.76%, 与历史大修数据相比互差达到2.67%。《电力设备预防性试验规程》 (DL/T596) 中规定:所测结果与出厂时测量值相比较, 两者之间的差值不应超过出厂测量值的2%。由此可断定定子绕组存在直流电阻不平衡的缺陷。疑为定子绕组线棒导线断股及接头开焊引起的。

1.1 故障检测方法

我们采用直流电桥检查法, 对其进行检测。首先查看定子绕组展开图以及定子端部接线图, 掌握直流电阻偏大的故障相在定子槽内的布置情况及各焊接头的具体位置, 然后将被试绕组接入直流双臂电桥, 调至测量位置, 用胶皮锤或木榔头轻轻敲击可疑绕组的端部接头, 观察检流计是否有反应, 可准确检查出虚焊或脱焊的位置。该方法简单、实用, 快捷、准确。如果经过敲击, 直流电阻仍然偏大, 检流计没有反应, 则可敲击电机引出线端头焊接处及端部过桥线, 观察检流计反应情况。如果仍然不行, 可采用分段帅选法, 将故障相绕组按1/2、1/4、1/8、…分段, 剥开接头绝缘, 测量每一段的直流电阻, 对比分析, 找出故障绕组。

1.2 原因分析

通过直流电桥检查法检测, 可以确定其原因为定子绕组线棒导线断股及接头开焊。一般来说, 线棒铜导线和引出线电阻为定值, 变化甚小, 因此直流电阻的变化主要原因为接头焊接质量不良如焊接脱锡、断股、虚焊等问题。尽管线棒端头已采用了银焊和磷铜焊, 空心扁铜线与过渡接头均已经采用了感应钎焊, 并且采用了无焊剂钎料及焊后彻底清除工艺, 基本上可以消除接头开焊和焊接不良等缺陷。但是目前电机制造厂对线棒鼻部焊接质量缺乏有效的检查手段, 特别是机组容量越大, 定子绕组端部整形越困难、工艺也非常复杂。只能依靠严格工艺管理、提高员工责任心和强化人员培训来保证, 因此发电机线棒接头焊接不良的制造缺陷依然存在。

2 定子绕组端部接头修复过程

(1) 用专业电气工具将线棒的绝缘盒和环氧树脂填料清除, 取下绕组绝缘盒, 发现线棒的接头烧损严重, 并有明显的脱焊现象。

(2) 用丙酮清洗裸露铜线、线棒与绝缘盒搭接面。为防止剥开绝缘时对线圈接头焊接部位的伤害, 应测量每相线圈直流电阻。

(3) 用丙酮清洗绝缘盒, 用干净的布擦干后装配绝缘盒。定子线棒进入绝缘盒主绝缘的长度应不小于4cm, 若不能满足时应在主绝缘外再包裹12层D606-1环氧桐马玻璃粉云母带, 每层涂刷室温固化胶。安装绝缘盒时, 在绝缘盒套入线棒接头后, 先用2mm厚的环氧树脂板, 封好绝缘盒底部开口处与线棒间的空隙, 可用和环氧树脂与聚酰胺树脂混合做粘合剂。有些绝缘盒需要从中间剖开才能套入线棒接头, 因此应该用环氧树脂与聚酰胺树脂混合做粘合剂将剖缝粘好, 不留缝隙, 待固化后, 把绝缘盒调正, 然后用环氧泥将绝缘盒底部开口处与线棒间的缝隙密封。环氧泥固化后, 分3次灌注绝缘填料, 第1次灌注约8 m m~10mm厚, 等不漏并有点固化后, 再进行第2次和第3次灌注, 直至灌满为止。灌注时速度不得太快, 以便使盒内气泡全部排出。将约0.5kg的环氧树脂填料分别填入上下两瓣绝缘盒内, 使其在盒内均匀分布, 然后将绝缘盒扣在线圈鼻部, 为保证盒内填料填充满, 上下两瓣扣紧后必须有填料从绝缘盒的两端溢出, 然后用工具夹板夹紧绝缘盒。绝缘盒处用环氧树脂填料修饰成长方形, 然后用硅橡胶锥套套上, 必须保证锥套内的填料充实。线棒主绝缘与绝缘盒搭接处用填料填充实作成斜面, 不得有缝隙。

(4) 用碘钨灯对绝缘盒鼻端及绑扎的涤玻绳烤干、固化, 防止绝缘盒受潮漏电。

3 定子绕组端部接线头修复后的试验

经过处理的鼻端绝缘做局部泄漏电流试验, 数据与大修前及标准比较, 符合规范要求。

4 防止事故措施

(1) 加强机组的运行监控, 对于空冷机组, 一旦闻到焦味, 立即查明原因, 及时处理。

(2) 检修中应仔细检查接头, 有发黑现象时, 应剥开检查处理, 认真测量定子各相或各分支间直流电阻, 相间和历年的直流电阻进行比较, 其差应不超过1%, 超过时, 应查清原因, 及时处理。

(3) 继续推广锡焊接头改银焊工艺。

(4) 加强工艺管理及人员培训, 提高焊工的操作水平, 确保焊接接头的质量, 焊后彻底清理溶剂。

(5) 改进并增强定子端部与槽口绕组固定结构, 使线棒铜导体与绝缘在运行时承受的振动值不超过允许极限值。

(6) 为确保运行中不松散, 主绝缘与股间绝缘之间不脱壳、不离分、无气隙。制造厂应改善和提高定子线棒的胶化和成型工艺。

(7) 大机组可考虑安装定子线棒导线断股在线监测装置。

5 结语

发电机组整个绝缘关键问题是发电机组端接头绝缘, 而影响端接头绝缘的因素繁多, 所以在制作或处理端接头时, 应根据端接头处理步骤, 严格按照规范要求进行, 其处理质量的好坏是影响端接头绝缘的关键因素。因此在制作或处理端接头过程中, 应该加强监督力度, 并采用必要的检测手段对焊接后的绕组端部接头进行检测, 消除故障。

摘要：分析发电机定子绕组直流电阻值不平衡故障产生的原因, 有针对性的采取有效处理措施, 保证设备的安全、稳定运行。