下行波束赋形（精选五篇）
下行波束赋形 篇1
传统的下行波束赋技术无法满足现阶段日益增长的通信要求,尤其是在通信条件比较恶劣的环境下,下行波束赋技术干扰大,通信质量差,该问题已引起各国学者的重视。
为此,提出了TD-SCDMA系统的技术特点,及其物理信道基本帧结构;深入研究了智能天线的概念、原理、自适应算法和波束赋形算法,智能天线的上下行处理过程而智能天线可以有效的对抗移动通信中的符号间干扰,多址干扰以及共信道干扰带来的性能损失,极大的提高通信质量。
2 TD-SCDMA系统下行波束赋形原理
窄带模型是指信号的带宽B小于或等于载波频率fc的通信模型。在此情况下,入射信号在不同阵元之间的微小的时延情况可以用相移来替代。具有一定带宽的信号满足(28)B1即为窄带条件。
信号空间相关矩阵用来进行波束赋形运算,其计算公式如下:
3 TD-SCDMA系统下行波束赋形实现
波束赋形技术的基本思想是:通过将各阵元输出进行加权求和,在一时间内将天线阵列波束“导向”到一个方向上,对期望信号得到最大输出功率的导向位置即给出波达方向估计。
TD-SCDMA系统的上下行链路使用同一个频带,若上下行的时间间隔小于信道的相干时间,上下行信号的来波方向角、快衰落特性相近,故上行链路加权矩阵可以直接用于下行。
TD-SCDMA系统具有10ms的帧结构,并且将一个10ms的帧分成两个5ms的子帧,从而缩短了上下行之间的转换时间,在一个子帧的时间内空间信道可以认为是静态的。
由于TD-SCDMA系统具有上述特点,故可以采用上行时所测得的上行信道特性来做下行波束赋形。
TD-SCDMA系统用到的波束赋形算法大致有如下5种:理想DOA赋形、固定波束DOA赋形、最强径赋形、最大功率特征值分解赋形、最大信噪比分解赋形。由于理想波束赋形计算量小、结构简单、适用于工程实用的需要,所以本文着重介绍理想DOA赋形。
假设用户的主径DOA已知,则根据DOA的方向向量得到赋形权值的方法称为理想DOA赋形。对第k个用户天线权系数为:
其中k代表第k个用户,Ka为天线的阵元数。
4 结语
本章主要包括以下内容:分析TD-SCDMA系统下行波束赋形的原理及其实现过程,根据TD-SCDMA系统的特点,研究了基于理想波束赋形算法的下行波束赋形,由理论分析和仿真结果可知:AWGN环境下,没有多径干扰,caee33环境下,多经衰落严重。因此在智能天线技术中采用理想波束赋形算法可以使得系统在复杂的无线信道环境下也能取得较好的性能。
参考文献
[1]李小文,李贵勇等.TD-SCDMA第三代移动通信系统、信令及实现[M].北京:人民邮电出版社,2003.1:3~5.
[2]3GPP TS 25.201:Physical Layer-General Description.
天线阵列的波束赋形仿真 篇2
近年来,阵列信号处理已成为信号处理的一个重要分支,在通信、雷达、声纳、地震探测、射电天文等领域获得了广泛应用与迅速发展。阵列信号处理的主要问题包括[1,2]:波束形成技术,该技术的核心思想是使阵列方向图的主瓣指向所需的方向;零点形成技术,使得天线的零点对准所有的干扰方向;空间谱估计,即对空间信号的波达方向的分布进行超分辨估计。波束赋形技术是智能天线的核心技术,能高效地利用无线资源[3]。
1天线阵列模型
考查在空间传播的多个信号源,它们均为窄带信号。现在利用一天线阵列对这些信号进行接收。每根天线称为一个阵元,它们都是全向天线,即无任何方向性。通常,天线阵列有两种排列方式,线阵或圆阵,分别如图1和2所示。线阵适合于扇区化设计,而圆阵适合于全向小区设计,各阵元间是等间距排列的。
由于窄带信号的包络变化缓慢,因此等距线阵各阵元接收到的同一信号的包络相同。令空间信号si(n)与阵元的距离足够远,以致于其电波到达各阵元的波前为平面波,这样的信号称为远场信号。远场信号si(n)到达各阵元的方向角相同,称为波达方向,定义为si(n)信号到达阵元的直射线与阵列法线方向之间的夹角。阵元1作为基准点(简称参考阵元),即空间信号si(n)在参考阵元上的接收信号等于si(n)。这一信号到达其他阵元的时间相对于参考阵元存在延迟(或超前)。令信号si(n)电波传播延迟在第二个阵元引起的相位差为wi,从而可以得到天线阵列响应为:
a(θ)=[1 e-jφ2 … e-jφN-1]T (1)
分析图1线阵中不同天线阵元之间的相位差,可以得到在线阵中有如下关系:
undefined (2)
分析图2圆阵中不同天线阵元之间的相位差,可以得到在圆阵中有如下关系:
undefined (3)
如图2,a为入射角度。
2波束赋形
波束赋形的一个核心问题是如何获得加权因子w。目前己经提出很多著名算法,概括地讲有非盲算法和盲算法两大类,非盲算法需借助参考信号,对接收到的预先知道的参考信号进行处理可以确定出信道响应,再按一定准则(如迫零准则)确定各加权值,或者直接根据某一准则自适应地调整权值(即算法模型的抽头系数)。常用的准则有线性约束最小方差准则LCMV(Linear)最小均方LMS(Least mean square)和递归最小二乘法等。
盲算法无须参考信号或导频信号,它充分利用调制信号本身固有的、与具体承载信息比特无关的一些特征(如恒包络、子空间、有限符号集、循环平稳等) 来调整权值,以使输出误差尽量小。常见的算法有常数模算法CMA(Constant module arithmetic)、子空间算法、判决反馈算法等。
本文的波束赋形采用线性约束最小方差准则(LCMV)来计算加权值。
线性约束最小方差准则LCMV可使用Largange乘子法求解加权系数。构造目标函数为:
J(w)=wHRxxw+λ[1-wHa(wk)] (4)
由∂J(w)/∂wH=1得Rxxw-λa(wk)=0,从中得到使输出能量最小化的最佳波束赋形器
wopt=λRundefineda(wk) (5)
将这一波束赋形器代入波束赋形条件wHa(wk)=aH(wk)w=1中,可知
undefined (6)
因为Largange乘子λ是个实数。
将式(6)代入式(5)立即知,使输出能量最小化的最佳波束赋形器为:
undefined (7)
3计算机仿真
如图1所示,为12根天线的方向响应图,有10个到达角信号入射,分别为-60°,-40°,-20°,-10°,0°,10°,20°,45°,65°,80°,从仿真图3中可看出红线所对应的期望用户信号入射角为-20°,而绿线对应的期望用户信号入射角为20°,可见,天线阵列的主波束能对准期望用户,而使得零陷对准干扰用户,从而对干扰用户信号能起到很好的抑制作用,类似的仿真图4对应的天线阵列为圆阵,从图中可以看出它有三个主波束。
4结论
波束赋形技术能使天线主波束对准期望用户,低增益旁瓣或零陷对准干扰信号,达到充分高效利用移动用户信号并删除或抑制干扰信号的目的,且天线数目越多,其主波束越窄,赋形越精确。
参考文献
[1] Haykin S, Reilly J P, Vertatschitsch E. Some Aspects of Array Signal Processing[J].IEE Proc F,1992,139:1-26.
[2]Kri m H,Viberg M.Two Decades of Array Signal Pro-cessing[J].IEEE Signal Processing Magazine,1996,13(4):67-94.
互耦效应对波束赋形天线的影响分析 篇3
随着近些年来全球移动通信业务的飞速发展,移动通信需求越来越大,移动通信事业也得到了蓬勃发展,于此同时,对于移动通信中所要求信号的传输强度也越来越高,由于覆盖范围增大以及传输数据增多对网络的传输接收都增加了要求,移动通信发展给系统带来了容量压力,如何更加高效的利用无线频谱以及如何保证信号质量基础上同时提高系统容量也日益受到关注。智能天线( Smart Antenna) 和自适应波束赋形技术( Beamforming)[1]能够很好的解决这方面的问题。因此智能天线在无线移动通信领域焕发出了光彩,而结合了几年来发展迅速的高性能数字信号处理技术的智能天线也成了目前最热门的研究内容之一。
智能天线原名自应用于雷达、声纳、军事方面完成空间滤波与定位功能的自适应天线阵列( Adaptive Antenna Array,AAA)[2],它由天线阵列、波束成形网络以及波束成形算法三部分构成,通过某种准则的算法调节各阵元信号的不同加权值与相位来改变波束形状,自适应的调整波束宽度,并使主波束指向所期望的信号方向,零陷指向干扰方向,使得信号从空间上隔离,也就是“空间滤波”的作用,这样可以提高增益与信干比( Signal to Interference Noise Ratio,SINR) 。不仅可以有效提高频谱,也解决了移动通信中如同道干扰( Co-Channel Interference ,CCI) 、多址干扰( Multiple Access Interference,MAI)与多径信道衰落的影响,提高系统性能。它使得通信不再局限与时间域、码域和频率域,而是扩展到了空间域,提供了空分多址( Space Division Multiple Access,SDMA) 的方式[2,3]。因此基站与移动用户间的信道不再是传统意义上的系统响应,而是加入了随空域变化而变化的时空信道,这带来了多用户与多径条件下对各个用户之间时空信道盲辩识、盲均衡的难点,这要求动态自适应地跟踪时空信道变化,对多用户进行盲分离,下行信道对信号进行预均衡。所以智能天线的波达方向( Direction of Arrival ,DOA) 估计,利用盲均衡以及多用户信号分离以及自适应波束成形[4]技术成了研究智能天线技术的关键。
在波束成形技术中,如果天线的间隔小于半波长,阵列可见区[5]减少导致主瓣宽度增加,而如果天线间隔大于半波长则导致出现影响系统性能的栅瓣,智能天线中阵元间隔为半波长时,发射的天线在发射同时因为距离太近也在接收其它阵元辐射出的不容忽视的信号,这导致接收辐射场改变了原有天线的电流分布,这就是互耦效应( Mutual Coupling)[6]。而在智能天线的阵列处理中一般假设不存在互耦效应为理想条件,而耦合单元的空间场和表面场都不同于孤立单元时情况,而其参数比如天线单元的电流分布、辐射阻抗、辐射功率、输入的阻抗等都会发生变化,这就有必要研究波束成形中的互耦效应带来的影响,对天线系统的收发性能进行深入了解,进行补偿。互耦补偿是智能天线校准( Calibration) 的重要因素。自20 世纪八十年代以来,国内外针对微带天线阵阵元间互耦矫正做了深入研究[7,8,9,10],目前可以通过阵列的预处理和电磁分析解决DOA中的互耦效应影响,而这些算法往往需要知道先验的信息或者计算量大、收敛速度慢[9,10,11,12],本文从另一个方面补偿互耦效应带来的影响,在一般假设互耦矩阵是对称的情况下,结合信道互易性补偿互耦效应带来的影响。
1 阵列天线系统模型
智能天线是通过阵列天线来实现的。下面将介绍本文所使用的均匀圆阵( Uniform Circular Array ,UCA) 阵列模型。
图1 是一个均匀分布的圆阵,它由K个理想的各向同性的阵列阵元围绕在半径为R的圆上组成,每一个阵元都由复赋形权重Vk加权,其中K = 0,1,…,K - 1。第k个阵元的方位角可以表示为: фk=2kπ / K。如果一个平面波以图1 中的( θ,ф) 方向入射到阵列中,则相对于阵列中心第k个阵元的相位为:
K个阵元的均匀圆阵的阵列因子因此可以由下式表示:
其中,表示了第k个阵元的复赋形权重。为了在指定的方向角( θ0,ф0) 有一个最大的主波束,第k个阵元的相位权重应当设置为如下:
在许多应用中,比如基站天线,通常简化为模型中近似 θ = π/2,因此改变ф0的值就可以改变期望的阵列波束所指向的方向。一个8 阵元均匀圆阵中( 如图2 所示,其中R = 0. 8710λ ) ,阵列因子可以以公式( 4) 表述:
而图3 则展示了一个8 阵元均匀圆阵理想的波束方向图。其期望的天线波束指向方向为 ф = 0 ,从垂直方向图看,一个均匀圆阵的内在特征是它的波束模型具有较高的旁瓣,它的可实现的最低旁瓣比主瓣低了大约8d B,而且是一个与阵列物理参数有关的关于 θ0和 ф0函数。
2 阵列天线互耦效应模型
在智能天线的阵列天线中,无论是均匀线性阵ULA还是均匀圆阵UCA,阵列中的阵元都会吸收阵列中其他阵元所辐射出的信号,这样就产生了每个阵元的电流并不完全是由激励源或者接收信号电场引起的问题,这就是互耦效应带来的影响。随着阵元之间的距离越近,彼此受到的影响也就越大,图4也通过散射参数与阵元的距离变化趋势说明了阵元之间距离越近时,影响越大。
由于天线阵列中阵元的电流会受到其它阵元彼此之间的影响,在阵列处理中所假设的阵元之间是相互独立互不影响的条件就会使阵列处理算法产生相当大的偏差,天线阵的每一个阵元的方向图会产生很大的变化,而且天线阵的方向图也不能由单纯的方向图相乘原理进行计算。图5 包含了一个8 单元的均匀线性阵中激励一个阵元同时其他阵元均保持开路时的方向图以及一个z轴向的独立半波振子H的平面方向图。从图中可以看到,其他阵元保持开路时,由于互耦引起的谐振电流会减小,互耦效应的影响也会减弱; 而独立半波振子方向图并不随着方位角的变化而发生改变,但是出于阵中的半方向图会随着互耦的发生产生很大的变化,由于处于位置不同其受到互耦效应的影响也会不同。
3 互耦效应的数学模型
由于实际的开路电压以及端口电流并不容易测量,而且信号激励源并不是恒压的,会产生因电压改变而产生的误差,所以采用传输线模型利用散射参数法对互耦进行数值分析比较合适。将天线阵看作N端口网络。那么端口n的入射波与端口m的反射波关系可以写成:
其中,a = [a1,a2,…,aN] 为入射波,b = [b1,b2,…,bN]为反射波,S ∈ CN × N为散射参数矩阵。利用矩量法计算电压与电流时,使用归一化的入射波与反射波:
对于所有的端口,有:
其中,V和I分别是天线的输入电压与输入电流。那么依据式(8)和式(9),开路时可以看作I=0,那么联合N个未知量与N-1个方程组,可以求解,这样便可以求得阻抗矩阵的每一个元素。
由S参数与阻抗矩阵的关系得:
S参数法和开路电压法有相似的缺点,即S参数和开路电压是在发射模式下得到的,不适用于接收模式。反应互耦效应的互阻抗矩阵应与负载、外源信号有关。在求得阻抗矩阵以后,将理论的激励值乘以阻抗矩阵,就可以有效的补偿互耦带来的影响。
4 互耦效应的仿真
本节主要通过MATLAB仿真互耦效应存在的情况下对均匀圆阵方向图的影响,基于线性最小方差约束( Linearly onstrained Minimum Variance,LCMV) 算法得到阵列天线波束赋形的方向图,该方向图能保证期望信号方向增益最大,干扰方向形成零点并且副瓣形状、增益与期望静态方向图非常接近。同时与不考虑互耦效应下的理想天线方向图对比,最后通过互耦校正的方法得到在互耦效应存在的情况下互耦校正之后阵列天线方向图。
4. 1 仿真环境描述
仿真使用PC平台,处理器为Inter Core I7 -3720QM,内存32GB。
首先产生15 天线的均匀圆阵,其参数设置如下: 载波频率设置为Fc = 5e9; 圆阵的半径为R =[12]; 激励的方位角为45°,仰角设置为0°,仿真信噪比SNR为20d B。
计算机仿真按照如下流程进行:
步骤1: 首先,建立均匀圆阵天线模型,然后接收信号,通过仿真DOA算法,计算出预设的来波方向的方位角与仰角,并能够有效的估计出系统存在互耦效应下的互耦矩阵,用于后面的互耦补偿。
步骤2: 通过估计出的互耦矩阵进行互耦校正,并通过LCMV算法计算出波束赋形的权向量,通过权向量得到理想情况下的天线阵列方向图以及互耦效应存在情况下的方向图。
4. 2 仿真结果
仿真时,天线采用的是介质板,其介电常数为2. 2,厚度为0. 6mm。首先,通过系统仿真得到不存在互耦效应下的理想3 维方向图如图6 所示,仿真时间为5s。从图中可以看出其主瓣与旁瓣相差了15d B以上,主瓣在预设方向上获得了增益得到了最大的波束赋形,零陷也比较深,其主瓣指向预设的方向( 方位角Az = 45°,仰角El = 0°) 。
从图6 中可以看出其主瓣与旁瓣之间归一化能量相差了15d B以上,主瓣在预设方向上获得了增益得到了最大的波束赋形,零陷也比较深,其主瓣指向预设的方向( 方位角Az = 45°,仰角El = 0°) 。
在系统存在互耦时,利用文中提到的数学模型对互耦效应进行建模,并利用MATLAB平台进行仿真,仿真时间10s,仿真结果如图7 所示。
从图7 中可以看到,由于互耦效应的存在,使得方向图得到了严重的畸变,主瓣与旁瓣之间归一化能量几乎无差别,同时也看不出有零陷,这使得系统会发生严重的误差导致系统误差正常工作。这时就必须为系统做互耦校正的工作。
为了验证方案的有效性,采用ANSYS HFSS软件对所设计的阵列天线单元的电性能参数进行了仿真分析,仿真结果如图8 所示,仿真时间为61 小时。
可以看出,ANSYS仿真结果与MATLAB仿真结果基本相同,但是基于MATLAB的仿真方案有效的提升仿真速度,为系统设计提供快速验证方案。
5 结束语
在智能天线的阵列天线中,无论是均匀线性阵ULA还是均匀圆阵UCA,阵列中的阵元都会吸收阵列中其他阵元所辐射出的信号,这样就产生了每个阵元的电流并不完全是由激励源或者接收信号电场引起的问题,这就是互耦效应带来的影响。随着阵元之间的距离越近,彼此受到的影响也就越大,互耦效应会严重影响阵列天线的性能。本文对互耦效应进行了数学建模,并提出了基于MATLAB平台的仿真方案,仿真结果显示文章中提出的方案可以得到与专业软件相近的仿真性能,但是仿真速度大幅度提升,为工程设计和方案评估提供了更加灵活简便的手段。
参考文献
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TD-LTE双流波束赋形技术分析 篇4
3GPP长期演进(Long term evolution,LTE)计划是通用移动通信系统(Universal mobile telecommunications system,UMTS)的演进方向,由于物理层采用了多入多出天线(Multiple-input multiple-output,MIMO)和正交频分复用(Orthogonal frequency division multiplexing,OFDM)等革命性的技术,链路层采用频域分组调度(Frequency-domain packet scheduling,FDPS)、混合自动请求重传(Hybrid automatic repeat request,HARQ)等链路自适应技术,频谱效率得到了极大提高[1]。波束赋形作为一种下行传输模式,在消除小区间干扰与提高小区边缘用户性能方面发挥了巨大作用。LTE Release 9中单用户双流波束赋形是Release 8中单流波束赋形的直接演进技术,能够进一步增大系统吞吐量。基于空分多址(Space division multiple access,SDMA)的多用户波束赋形利用用户间的不同信道特性取得多用户分集增益。不同用户拥有相同的时频资源,通过有效的多用户调度来消除用户间的干扰。
1 原理介绍
波束赋形技术是一种应用于小间距天线阵列多天线传输技术,发射机根据信道状态信息对各天线阵元的加权系数进行调整,使得功率集中在期望的方向性的波束内,为用户形成特定指向的波束,如图1所示。若同时知道其他用户的方位,还可以通过赋形权值的计算,将波束的零点对准其他用户的方位,从而进一步降低对其他用户的干扰[2]。
双流波束赋形技术是波束赋形技术和MIMO空间复用技术的有效结合。在TD-LTE系统中,利用TDD信道的对称性,通过上行信道获得下行的信道状态信息,形成指向用户的波束,同时在相同的时频资源位置上传输2个数据流来实现空间复用,并且能够保持传统单流波束赋形优势,提高小区容量和减少干扰。既可以保证边缘用户的传输性能,又能有效提升小区中心用户的吞吐量,从而提升小区的平均吞吐量。根据多天线理论可知,接收天线数不能小于空间复用的数据流,当采用双流波束赋形时,终端至少需要支持2个天线接收。
LTE R8只支持单流波束赋形,在R9协议中引入传输模式8(新增端口7和端口8),支持双流波束赋形,根据在同一时频资源位置上调度的用户数不同,又可以分为单用户双流波束赋形和多用户双流波束赋形。
1.1 单用户双流波束赋形
单用户双流波束赋形技术是指由基站通过探测参考信号(Sounding reference signal,SRS)获得上行信道估计,根据时分双工(Time division duplexing,TDD)系统的互异性获得下行信道状态信息[3],计算得到2个赋形向量,利用该赋形向量对数据流进行赋形,如图2所示。此时单用户可以在某一时刻同一时频资源位置上进行2个数据流传输,同时获得赋形增益和空间复用增益,获得比单流波束赋形更高的传输速率,从而提升系统容量。
目前8天线主要采用4+4双极化天线,这种配置的天线更是为波束赋形和空分复用的结合提供了可能性。同一个极化方向的4根天线间距较小,相关性较强,适合做波束赋形,不同极化方向天线相关性较弱,适合做双流[4],如图3所示。
为了支持双流波束赋形,LTE Rel-9中定义了2个天线端口专用导频:Port 7和Port 8。Port 7、Port 8时频位置相同,正交码区分(CDM),当SRS测量结果表明能使用双流传输时,基站eNodeB利用所得到的2个赋形向量,对Port 7、Port 8这两个端口进行赋形。UE需要通过对接收到的Port 7、Port 8的专用导频的测量来估计波束赋形后的等效信道,并根据信道估计的结果,对传输的双流数据进行解调。传输模式8的Port 7、Port 8导频图样如图4所示。
1.2 多用户双流波束赋形
下行多用户波束赋形是TM8的一种MIMO方式,是指利用空间不相关特性使多个用户在相同的时频资源位置上传输各自的数据流。在系统高负荷、每个用户的信号有较为明确的波达方向时,为有利于基站在波束域抑制UE间的干扰,采用多用户波束赋形技术可以有效提升系统的吞吐量[5]。
下行多用户波束赋形主要分为以下4种方案:
(1)基站调度2个rank=1的用户传输,此时基站支持2流的数据传输,每个用户采用相同的扰码,但占用不同的天线端口;2个rank=1的下行多用户波束赋形如图5所示。
(2)基站调度2个rank=2的用户传输,此时基站支持4流数据传输,每个用户都占用端口7、8,但是扰码ID不同;2个rank=2的下行多用户波束赋形如图6所示。
(3)基站调度4个rank=1的用户传输,此时基站支持4流数据传输,每个用户占用的天线端口和扰码ID值都不同。4个rank=1的下行多用户波束赋形如图7所示。
(4)基站调度1个rank=1的用户并同时调度1个rank=2的用户。由于图6和图7最多支持4个数据流同时传输,端口7、8的导频仅依赖不同的扰码进行区分,干扰较大,目前MU-MIMO主要指的是图5中的方式。
2 仿真结果
2.1 单用户双流波束赋形
各种传输模式的性能曲线如图8所示。
(1) TM8和TM3的性能对比
开环空间复用和双流波束赋形都是双流传输,主要用于信道质量较好的场景(如小区中心)以提升传输效率。TM8采用基于用户的专用波束赋形,相对于TM3来说可以获得赋形增益,此赋形增益带来的吞吐量增益可达30%以上,但同时也存在2个问题,主要表现为:①由于专用导频的存在会造成编码速率有10%的提升;②由于导频图样会和主辅同步信号存在冲突,TM8的资源占用率会降低8.8%。刨除这2方面因素的影响,TM8的吞吐量增益仍可达15%以上。
根据上文的描述和仿真结果可以看出,TM8双流相对于TM3双流有增益的点主要为中好点,如信噪比12～22 dB之间,吞吐量增益可达15%以上。当信噪比较低时则会选择单流传输,信噪比较高时由于编码速率和资源占用率的影响,性能反而会降低。TM8单流相对于TM3单流有增益的点主要为中差点,如信噪比小于15 dB。因此TM8相对于TM3在信噪比小于22 dB时均有吞吐量增益。
(2) TM8和TM7的性能对比
TM8采用波束赋形和MIMO相结合的方案,峰值速率接近TM7的2倍。在低信噪比下,TM8采用单流波束赋形,性能和TM7接近;在中高信噪比下(如信噪比大于15 dB),TM8采用双流传输,TM7只有单流传输,TM8相对于TM7有10%～45%的吞吐量增益。
2.2 多用户双流波束赋形
多用户双流波束赋形的性能主要取决于多用户配对策略和干扰抑制算法,一般基站会将2个空间隔离度较大的用户调度在相同的时频域资源位置上,此时用户间干扰小,多用户配对的性能增益大。SU-MIMO和MU-MIMO的吞吐量对比如图9所示。
图9给出了SU-MIMO和MU-MIMO在IMT-A LOS 3 km/h下的仿真结果,2个用户的角度差为30°,信噪比相同,其中用户1的角度为0°,用户2的角度为30°。从仿真结果来看,在信噪比小于20 dB时MU-MIMO相对于SU-MIMO来说存在吞吐量增益。
3 外场测试结果
3.1 单用户双流测试结果
由于R8终端支持TM3/7自适应,R9终端支持TM3/8自适应,只有R9终端才引入了双流波束赋形,因此主要对比TM3/8和TM3/7的性能。定点状态下TM3/8和TM3/7的性能对比如表1所示;移动状态TM3/8和TM3/7的性能对比如表2所示。
从表1和表2的测试结果可以看出,无论在定点状态下还是移动状态下,TM3/8相对于TM3/7均可以获得10%左右的增益,TM3/8相对于TM3/7来说主要是多了双流波束赋形,因此TM3/8相对于TM3/7的增益主要来自双流波束赋形对系统吞吐量的提升。
3.2 多用户双流波束赋形测试结果
开启和关闭MU-MIMO时下行小区平均吞吐量对比如图10所示。
从测试结果来看,在空扰、50%加扰和70%加扰情形下,多用户双流波束赋形相比与单用户双流波束赋形均有约8%的吞吐量增益,空扰大概有7.6%的增益,50%加扰有7.9%的增益,70%加扰大概有8.1%的增益。
4 结束语
双流波束赋形可以在保证边缘用户性能的基础上进一步提升用户平均吞吐量和小区平均吞吐量,适用于各种室外(如城区、郊区)8天线覆盖的小区,最大限度地满足运营商对覆盖性能和频谱效率提升的双重需求,同时有效降低网络内的干扰。
在系统中用户较少的情形下,可配对用户较少,采用单用户双流波束赋形可以提升系统吞吐量;当系统中用户较多的情形下采用多用户双流波束赋形技术可以增加同时调度的用户数,提升系统吞吐量。
摘要：文章介绍了3GPP Release 9中提出的双流波束赋形技术,对双流波束赋形技术的实现原理以及两种不同的应用场景进行了阐述。通过仿真,文章对单用户双流波束赋形时TM8与TM3和TM7进行了性能对比,并对单用户双流波束赋形和多用户双流波束赋形下的小区吞吐量增益进行了比较分析,分别给出了它们的信噪比适用门限。最后,文章通过外场测试评估,对仿真结果进行了验证,并给出双流波束赋形技术对系统吞吐量增益的结论。
关键词：TD-LTE,双流波束赋形,传输模式8,单用户,多用户
参考文献
[1]赵训威,林辉.3GPP长期演进(LTE)系统架构与技术规范[M].北京:人民邮电出版社,2010.
[2]来萍.IEEE802.16e OFDMA系统中智能天线技术(AAS)的研究[D].杭州:浙江大学,2006.
[3]高峰,高泽华等.TD-LTE技术标准与实践[M].北京:人民邮电出版社,2011.
[4]姚美菱,李明.智能天线发展方向浅析[J].移动通信,2012(01):129-132.
下行波束赋形 篇5
关键词：TD-LTE,波束形成,奇异值分解,码本,误块率
TD - LTE作为我国自主提出的3G系统( TD - SCDMA )标准的演进技术,具有以下特征:(1) 提高了通信速率和频谱效率;(2)Qo S(Quality of Service) 保证, 扩展业务的提供能力, 以更低的成本、 更佳的用户体验提供更多的业务;(3)系统带宽配置更灵活;(4)明确提出系统在支持高速移动的基础上, 需要考虑为低速用户提供优化条件,同时改善小区边缘用户的吞吐量[1]。
多天线技术作为LTE系统关键技术之一,能够给系统带来有效的分集增益和阵列增益[2,3]。 波束赋形是一种基于天线阵列的信号预处理技术,其工作原理是利用空间信道的强相关性及波的干涉原理产生具有一定方向性的辐射图, 使辐射方向图的主瓣自适应地指向用户,从而提高信噪比,获得明显的阵列增益。 波束赋形的目的是扩大信号覆盖范围、 改善边缘吞吐量及抑制干扰。 目前,3GPPR10 版本协议定义了9 种发射模式,其中模式7、8 和9 是波束赋形[4,5]。
TDD系统具有上下行信道互异性, 参考文献[ 6 - 8 ] 研究了基于上行参数的波束赋形方法,通过对用户空间相关矩阵进行特征分解, 以找到最大特征值对应的特征向量作为权矢量,从而实现波束赋形。 但该类算法运算中涉及复杂的矩阵分解求逆等运算。 参考文献[9] 研究了基于对角加载奇异值分解的波束形成算法,在一定程度上降低了波束赋形复杂度,但其计算量仍然较大。 由于无线信道环境往往变化迅速,因此实现系统下行波束赋形不仅要考虑赋形效果,而且还要考虑赋形的处理速度。 怎样有效高效地产生波束赋形权值来匹配信道的变化, 从而提高系统的吞吐量, 成为衡量波束赋形算法的唯一标准。
1 系统模型
端口5 是LTE协议中定义用来支持单流波束赋形,单个端口的数据可以加权映射到多个物理天线上传输[9]。基站发送端从上行探测导频(Sounding)估计出信道信息,然后根据用户信道信息计算出对应的波束赋形权值矩阵。 基站在发射端对数据先加权再发送,形成窄的发射波束, 将能量对准目标用户,TD-LTE系统8 天线波束赋形处理流程如图1 所示。
基站侧发射信号为s,则UE的接收信号矢量为:
其中,H为下行MIMO信道,W为波束赋形的信号加权矩阵,n为加性高斯白噪声。
根据接收功率最大化原则,对于单流波束赋形,可得到最优化的加权向量矩阵为:
其中,Wo为WHHHHW使最大化的W 。
2 基于SVD分解的波束赋形基本原理
用户空间相关矩阵最大特征值对应的特征向量, 也即为信道矩阵最大奇异值对应的奇异向量。 因此最佳权向量可以通过对信道矩阵奇异值分解(SVD)来实现。
其中SVD分解操作如下: 假设发送天线的数目为M , 接收天线的数目为N , 则空间矩阵H的维数为N ×M , 空间信道矩阵H的SVD分解为:
其中,U=[u1, u2, … , uM] 是N × N维的左奇异矩阵, V = [ v1, v2,… , vM] 是M × M维的右奇异矩阵, Σ 是N × M维的对角阵,对角元素 σ1≥σ2≥ … ≥σn为奇异值,n是M、N中的最小值。 采用右奇异列向量作为波束赋形加权矢量。 U和V都是酉矩阵, 通常采用酉矩阵V作为波束赋形权值,且为最优。
3 基于码本的波束赋形算法
3 . 1 TD - LTE 8 天线码本设计
其中,φk= ej2πk / 16, k = 0 , 1 , … , 15
i = 0 , 1 , … , 15 , j = 0 , 1 , … , 15 , 码本选择一共有16 × 16 ×16 = 4 096 个。
3 . 2 TD - LTE 8 天线码本搜索方法
对波束赋形权值码本进行搜索, 当权值颗粒度m=1 RB , 为了简化搜索空间, 本文采用在i 、 j 、 k的3 × 16 个码本中搜索:
搜索16 次,得到I1; 其中, index1 是port0 对应的4 天线;
搜索16 次,得到J1; 其中, index2 是port1 对应的4 天线;
搜索16 次,得到K1; 此时, 获得权值PMI序号PMI1( I1, J1,K1) ;
当权值颗粒度m>1 RB, 搜索时使用的信道估计取平均值 计算如式(11)。
权值码本搜索过程同上,这里不再重复。其中,H(1)为每RB上的信道估计值。
4 系统级仿真
本节中的相关仿真参数按照3GPP LTE协议进行配置。
4 . 1 仿真条件
TD - LTE系统单流波束赋形仿真参数如表1 所示。
4 . 2 仿真结果及分析
在仿真过程中, 各种PMI码本组成如下:PMI32 ( 极化内8 个值, 极化间4 个值),PMI64( 极化内16 个值, 极化间4 个值),PMI128( 极化内32 个值, 极化间4 个值),PMI256 ( 极化内16 个值, 极化间16 个值) , PMI512 ( 极化内32 个值, 极化间16 个值)PMI1024( 极化内256 个值,极化间4 个值)PMI4096( 极化内256 个值, 极化间16 个值)。 由于PMI量化后的码本是恒模的,因此,SVD分解得到权值也采用恒模计算,仿真选取MCS5 和MCS16 两种条件并进行了对比,如图2、图3 所示。
仿真结果分析:两图给出了基于SVD分解算法和基于码本搜索算法的性能对比曲线。 传统基于SVD分解的算法能够较好地匹配用户信道,因此其性能最优。 从图中可以看到PMI的量化误差在0.5~1 d B左右, 相对于SVD算法, 基于码本搜索的算法性能增益有所损失,但损失不大,能够保证波束赋形效果。 而且,基于码本搜索的算法在复杂度上有一定优势。 另外,随着码本数的增加,基于码本搜索的算法性能呈增长趋势。