超高速驱动（精选九篇）
超高速驱动 篇1
其中, 移动互联网可以说是在此轮变革中最令人瞩目的热点之一, 一系列智能终端的出现以及3G的普及, 使所有的普通人真正实现了随时随地接入互联网的梦想。在3G网络支撑下, 人们通过智能终端不仅可以获取信息, 还可以实现许多以往无法想象的功能, 比如视频浏览、定位服务、在线游戏等。
按照贝尔实验室的分析数据, 到2014年, 全球将有12亿部以iPad为代表的联网移动终端, 以及25亿部智能手机。所有这些终端带来的数据增长是爆炸式的, 据统计, 智能手机每月流量是普通功能手机的35倍, 而一部平板电脑的数据流量是普通手机的121倍, 带上网卡的笔记本电脑的流量甚至达到了普通手机的498倍。
在这些新型智能终端的驱动下, 到2014年, 移动互联网的业务将占所有移动数据量的70%;到2015年, 移动数据总量将是2010年的30倍;到2017年, 全球将有107EB的数据来自于各种移动终端。所以, 有人形象地说我们面临着一场数据海啸, 那我们的基础网络是否已经做好了应对的准备呢?
光网络的应对之道
作为基础网络, 光网络需要提前为带宽的增长做好准备。目前来看, 光传送网从今天的10G、40G向100G演进已经势不可挡。从Infonetic的统计可以看到, 到2014年基于相干检测技术的100G板卡的出货数量会占到所有速率的40%。
从目前的情况来看, 100G的标准已经完全成熟, IEEE、ITU-T、OIF和CCSA已经对100G的系统架构、模块接口、链路标准以及设备技术规范和测试规范做了完善的定义。而在路由器、光传送、光模块和测试仪表等各个领域, 目前都已经有了多个厂家能提供成熟商用的产品。所以, 可以说100G的整个生态圈已经非常完善。
相比于40G编码方式的多样性, 100G的技术路线相当明确, 业界公认PDM-QPSK+相干检测是100G的最佳解决方案。但是, 100G并不是光网络带宽演进的终点, 目前各厂家都已经开始展开对于400G甚至1T的系统的研究。但从图1我们可以看到, 100G以上系统的研发面临着香农定律的限制, 必须在频谱效率、性能和容量方面做平衡。
如图1所示, 如果调制相位从目前100G普遍采用的4相位发展到400G的16相位, 系统的OSNR需求将提高3.8dB;如果要进一步提升到256相的话, 系统OSNR将达到19dB以上, 这无疑将使系统的传送距离大大缩短。
如果要实现400G甚至是T比特传送, 我们可以在以下几方面做改进。
1.更高性能的DSP处理芯片。它使我们有能力引入SD-FEC, 相比于HD-FEC, 大致可以提升系统OSNR性能1.5dB左右, 即图1中的紫色点向香农曲线的极限推进1.5dB。当然, SD-FEC会带来更多的开销字节、更高的成本和更长的时延, 我们需要视网络实际需求灵活采用。对于100G系统, 基于HD-FEC的技术已经可以做到2000公里无电中继传送, 已可满足绝大部分网络的需求;但对400G以上的系统, SD-FEC是必须采用的技术。
2.灵活格栅技术。100G以后的传送速率一般需要大于50GHz的频谱, 比如400G的采用双载频和16相位复用后其理论频谱宽带是100GHz。经过一些技术处理后, 其频谱宽带可以压缩到75GHz, 这样就带来一个如何在C波段内有效安排不同频谱宽度的信号问题。灵活格栅技术定义了最小12.5GHz的频谱宽度, 允许以此为单位灵活安排不同的信号, 从而将频谱利用度最大化。
3.Raman光放。Raman光放并不是新的技术, 在向100G以上速率进军时, 我们需要获得更佳的系统OSNR, Raman光放的低噪声系数对此有很好的帮助。
4.超级波道 (superchannel) 。通过将若干个100G信号调制在一起可以获得一个T比特级别的高速信号。通常这些子信号通过OFDM方式调制以获得最佳的频谱效率。由于每个子信号都是1个100G信道, 所以100G的DSP及相关处理技术可以看做构建更高速率信号的基本模块。
5.先进的功率控制技术。众所周知, 更高的入纤功率可以带来更佳的OSNR性能, 但同时会带来更大的非线性。在100G以上的系统中, 我们需要更好地控制每个波道的入纤功率, 在OSNR与非线性间达到最佳点。
阿尔卡特朗讯的高速传送解决方案
阿尔卡特朗讯早在2010年6月即率先在OTN平台1830PSS上推出了单载波100G相关检测商用系统。到目前为止, 已经在全球60个以上的客户网络中得到了大规模的应用, 累计100G OTU发货数量超过了2300块, 占全球100G市场份额超过69%, 居于无可置疑的领先地位。
在2011年12月, 阿尔卡特朗讯发布了增强型的100G解决方案, 将无电中继距离由1500公里提升到2000公里。2012年3月, 阿尔卡特朗讯再次发布了适用于100G和400G的全新一代的光电处理引擎 (PSE-Photonic Service Engine) 。该引擎采用了以下四项关键技术以进一步提升性能。
1.引入SD-FEC提高1.5d B的系统性能, 从而使100G的系统无电中继传送距离进一步扩展到3000公里。
2.先进的波长整型技术将400G的频谱宽带压缩到75GHz, 在C波段内最多可以容纳下58个波道, 从而使系统的最大容量从原先的8.8T (88x10G) 提升到23T (58x400G) , 扩展了2.6倍的网络容量。
3.更高的取样速率和超快的数模转换, 使信号的判决更为精确。
4.增强的频率和相位控制技术以抑制滑码。
除了不断提升网络传送容量, 阿尔卡特朗讯同时也在传送网架构方面不断创新。阿尔卡特朗讯率先提出CBT (Convergent Backbone Transport) 的理念, 即:尽量用低层旁路高层, 只在必要时才使用高层;尽量用光层旁路电层, 只在必要时才使用电层。
超高速驱动 篇2
城市高速发展对徐州地下水环境演化的驱动作用
20世纪70年代后期,徐州市进入城市高速发展时期,生产生活用水量逐年增大,地下水常年处于超采状态,地下水环境演化趋势偏离正常轨道,局部呈现恶化的态势,主要表现在地下水动力场演化、地下水化学场演化和地质灾害负环境效应三方面.徐州市地下水环境演化轨迹和城市高速发展的相关分析结果和拟合函数表明,城市高速发展对地下水环境的演化具有明显的`线性驱动作用.本文详细分析了这种驱动作用并提出了城市与地下水环境和谐可持续发展的对策.
作 者：王滨 程彦培 陈立 张发旺 WANG Bin CHENG Yan-pei CHEN Li ZHANG Fa-wang 作者单位：王滨,WANG Bin(中国地质科学院水文地质环境地质研究所,石家庄,050061;石家庄经济学院工程学院,石家庄,050031)程彦培,陈立,张发旺,CHENG Yan-pei,CHEN Li,ZHANG Fa-wang(中国地质科学院水文地质环境地质研究所,石家庄,050061)
刊 名：地球与环境 ISTIC PKU英文刊名：EARTH AND ENVIRONMENT 年，卷(期)： 37(4) 分类号：P641 X141 关键词：城市高速发展 地下水环境演化 驱动作用 徐州市 city high-speed development groundwater evolutiom driving aetion Xuzhou City3D驱动 影院数字化高速向前 篇3
2009年,3D影片《我的血腥情人节》(My Bloody Valentine)上映后,史蒂夫·维纳(Steve Wiener)看到该片的票房报表后感觉情况有点异常。维纳回忆说:“我看了看发行商,他说:‘怎么了?’我回答:‘这家影院每天的票房怎么总是相同的?’他说:‘史蒂夫,电影票每天售罄,每天的票房自然一样多。’”
“这的确是一种很特别的体验。”史蒂夫·维纳,英国影院巨头Cineworld Group创始人兼CEO。
Cineworld Group拥有由英国电影理事会“埋单”的74台数字放映机,作为回报,公司旗下影院必须播放一定数量的专业和艺术电影。
在《我的血腥情人节》之后,维纳开始将旗下所有影院向全数字化改造。现在,Cineworld Group拥有的790块银幕中,有252块是数字银幕,同时,他们还在与英国另一重要放映企业Odeon UCI公司竞争,比拼谁会成为英国首家全数字银幕的公司。
这两家公司的全数字化改造并非个案,过去一年,全球影院以前所未有的速度推进着数字化改造。欧洲视听观察组织的数据:该地区2009年数字银幕从1529块增至4693块,同比增长近207%;3D数字影院从815家增至2374家,增幅近三倍。
出于放映3D电影的考虑,过去一段时间,欧洲各家综合多厅影院平均至少完成了1-5块银幕的数字化改造。这直接推动了欧洲放映市场数字银幕数量成倍增加。
Odeon UCI公司是欧洲一家推广数字影院的公司,执行副总裁德鲁·卡萨(Drew Kaza)说:“在了解到《阿凡达》和《爱丽丝梦游奇境记》等3D巨制即将上映后,我们做了大量工作。”去年,Odeon UCI公司旗下的影院已覆盖英国、德国、意大利、葡萄牙等欧洲许多国家。
派拉蒙电影公司国际部负责人安德鲁·克里普斯(Andrew Cripps)补充说:“《阿凡达》的成功让每个人都意识到,3D电影的市场前景有多么广阔,影院肯定会采取行动。”克里普斯介绍,去年单是在美国以外地区,派拉蒙电影公司国际部发行的3D版《怪兽大战外星人》(Monsters & Aliens)的签约影院就达到了1300家,而今年的《驯龙高手》(How to Train Your Dragon)则是在3900家影院上映,今夏上映的《怪物史莱克4》,他估计会有6500家影院放映。“据我们观察,在短短一年半的时间里,放映3D电影的影院数量增加了五倍。”
全球影院正朝着数字时代迈进,北美自然也不例外。
仅次于DCIP的美国第二大电影院线联盟Cinedigm数字影院公司董事长兼CEO布德·梅奥(Bud Mayo)说:“3D已成为影院数字化的催化剂。”
梅奥指出,数字化影院的优势非常明显,比如增加效率,以及“在真正的数字影院,观众可以享受到更清晰的画面和更高品质的音响效果。最为重要的是,它还可以通过举办体育比赛、音乐会和商务会议这样的活动创造新的收入来源”。
梅奥表示,届时,他们将依据自身优势建立一种新的业务模式,比如对相关系统进行维护、提供软件升级、组建广告网络等。
全球范围内还有其他许多类似于Cinedigm的联盟,譬如欧洲的艺联传媒。
艺联传媒CEO霍华德·基达伊希(Howard Kiedaisch)说,在数字影院时代,小型放映商根本无力与大型院线运营商竞争。“为了达成虚拟拷贝费协议,我们花了两年时间与电影公司谈判,付出了很大努力,投入了很多资金。小型放映商自力更生的想法是不现实的。”
艺联传媒已对其位于荷兰、法国、丹麦、德国等欧洲各国的院线进行了数字化改造。公司早在2008年获就得了第一笔总值2000万欧元的融资,用以对法国第三大院线Circuit George Raymond旗下影院进行数字化改造——Circuit George Raymond拥有400块银幕。不幸的是,随着金融危机的爆发,各国纷纷实行信贷紧缩政策,融资变得极其困难。基达伊希回忆,一年前摩根大通尝试为称得上是全球最大放映商的DCIP融资,但未成功。他说:“他们拥有世界上最大的放映商,却搞不到钱。那段时间,DCIP在融资上都遭遇重重阻力,其他院线就更不用提了。”
DCIP最终在今年3月筹集到近7亿美元的资金,“所有人都说,‘好了,他们做到了,我们也要尝试一下了。’”不久后,艺联传媒与贝恩资本旗下的投资公司Sankaty Advisors达成为期两年的数字放映协议,从该公司成功融资5000万欧元。
基达伊希说:“经过五年的痛苦挣扎,我们终于迎来好日子。”
另一家数字技术先驱,德国的Film Ton Technik(FTT)公司的数字化进程则要曲折得多。过去50年,FTT一直在向影院提供放映机、音响设备、舞台、座位及相关服务。今年1月,FTT将公司的控制权卖给了泛欧洲放映商XDC,后者筹集了1亿多欧元用于影院数字化改造。
FTT总裁托马斯·鲁特格斯(Thomas Ruttgers)早在2000年的ShoWest电影产业博览会上就见识了数字放映机的独特魅力,他立即感觉到“传统的35mm放映机将成过眼云烟”,但他没去想这一过程需要多长时间。2003年,FTT公司在德国、英国等国安装了1.3K放映机。随着技术的不断进步以及行业标准的确立,FTT公司又增加了2K放映机,最近则是索尼的4K放映机。
据鲁特格斯估计,FTT公司拥有德国、比利时、荷兰三国60%的数字影院市场份额,“我们的业务增长非常迅速。”
高速压电陶瓷驱动电源 篇4
压电陶瓷具有体积小,分辨率高,响应快,推力大等一系列特点。用它制成的压电陶瓷驱动器广泛应用于微位移输出装置、力发生装置、机器人、冲击电机[1,2,3]、光学扫描等领域。因此压电陶瓷的驱动电源技术已成为非常重要的研究热点。
目前,国内常见的压电陶瓷器件主要基于静态特性[4,5,6,7,8],因此该类压电陶瓷驱动电源动态特性不理想,交流负载能力差,不适合应用于动态领域。例如,压电陶瓷管冲击马达,是基于冲击原理,利用锯齿波驱动压电陶瓷管,使得压电马达产生正反的旋转,频响范围宽及具有很高上升和下降速率是该类压电陶瓷驱动电源必须满足的重要动态特性[9,10]。但现在国内对此种驱动电源的研究不多,且价格昂贵,因此有必要设计一种满足上述要求且价格低廉的压电陶瓷驱动电源。
1 高压驱动电源原理及电路设计
该高压驱动电源主要由高压直流电源、恒流源及功率放大电路三部分组成。功率放大电路部分将锯齿波信号放大,以此驱动压电陶瓷管。为了得到快速的电压下降速率,使压电陶瓷管形成冲击,则需使用恒流源帮助容性负载的压电陶瓷快速泄放电荷。
1.1 高压直流电源
高压直流电源部分如图1所示,工频220 V交流电经变压器输出双130 V交流,经整流桥整流和电容滤波后,得到180 V直流电,作为驱动电路的工作电压。
1.2 恒流源电路
恒流源电路如图2所示,本设计电路的运放选择OP467,其上升速率可达到170 V/μs,且具有极宽的响应频率,完全能满足要求。当A点的输入电压为VA时,根据虚短原则,VA=VB,放大器同向输入端与反向输入端的输入电流均为0,则VB=VC,所以流经场效应管的电流恒为I=VA/R3,此时VGS≥3.5 V,场效应管导通。假若输入电压VA有电压波动+ΔV,放大器的差模增益接近无穷大,所以VG增大,VGS增大,流经场效应管的电流增大,则VC增加;又因VB=VC,故VB也增大,且最终与VA相等,保证恒流源正常工作,反之当ΔV为负时,同理。此恒流源电路的电流I=50 mA,即电压VA=7.5 V,此恒流源电路的目的主要是帮助容性负载压电陶瓷泄放电荷,使驱动压电陶瓷管的锯齿波具有快速的下降速率,当与功率放大电路连接时,将恒流源场效应管的漏极与图3功率放大电路的D点连接在一起。
1.3 功率放大电路
功率放大电路如图3所示,该部分电路的运放也选择OP467,这样可以保证两部分电路在速度上匹配。功率放大级选用场效应管IRF840,它具有电流负载能力大,开关速度快(纳秒级)的特点,因此适合驱动容性负载。此功率放大电路中含有一个悬浮地(即图3中的点D),恒流源电路运放的供电电压经过DC/DC转换模块后,将功率放大电路的运放参考点与地分开。
当电路工作在线性区域内时,若输入信号Uin的电压范围为-10~0 V,则与F点的电压相等,在通道DF上产生电流,R6与R7为分压电阻,R6与R7的比例决定了放大电压的倍数,则驱动压电陶瓷的电压Uout=(Uin/R6)(R6+R7)。由于电流I恒定不变,故R6与R7阻值不能过小,以保证其具有足够的电流负载能力来驱动压电陶瓷。
2 设计结果
该设计的输入信号幅值范围为-10~0 V,输出范围为0~350 V,泄放电流为50 mA。实验测试时,以容性负载230×(1±0.1)pF为标准,在100 Hz~100 kHz的频率范围内,当以VPP=6 V偏置为-3 V的方波信号输入时,测得其不同的放大倍数与频率的关系如图4所示。可以看出,在60 kHz以后,波形已经严重失真,所以应避免在高于60 kHz的情况下使用高压电源驱动器。
在不加负载,而以VPP=6 V,偏置为-3 V,f=50 kHz的方波输入时,电源输出结果如图5所示。图5中,输出方波为示波器衰减10倍的波形。由此可知,输出的方波峰峰值为240 V,且上升速率高于下降速率。由图5所示数据可计算出下降速率约为48 V/μs,上升速率约为80 V/μs,这相对于其他动态压电陶瓷驱动电源具有明显的优势,该参数已能够满足压电陶瓷管冲击电机定子形成扭转所需要的条件。
3 结 语
设计的高速压电陶瓷驱动电源具有工作频率高,电压跟随性好,结构简单,价格低廉等特点,在动态性能上较其他电路有明显优势,并且对一些需要利用冲击原理的压电陶瓷器件可以提供很好的驱动效果。
摘要：为了满足压电陶瓷致动器对驱动电源动态冲击特性的要求,提出一种新型的压电陶瓷驱动电源。用高速运放OP467作为核心芯片,搭建功率放大电路及恒流源泄放电路,并给出详细的电路原理图。实验表明,在输入为方波等动态信号时,该驱动电源可以良好地跟随输入波形变化,具有较高的上升和下降速率,频响范围可达到100 Hz60 kHz。在同类型高压放大器中,其成本低廉,结构简单。
关键词：压电陶瓷,驱动电源,速率,动态性能
参考文献
[1]Pan G L,Feng Z H,Ma Y T,et al.Small Torsional Piezo-electric Fiber Actuators with Helical Electrodes[J].Appl.Phys.Lett.,2008,92(1).
[2]Takeshi Morita,Yoshida R Yuichi,Yasuhiro Okamoto.ASmooth Impact Rotation Motor Using a Multi-Layered Tor-sional Piezoelectric Actuator[J].IEEE Trans.on Ultason-ics,Ferroeleotrics and Frequency Control,1999,46(6):1 439-1 445.
[3]羽贞行,富川义郎.超声马达理论与应用[M].杨志刚,郑学伦,译.上海:上海科学技术出版社,1997.
[4]冯晓光,赵万生,栗岩,等.压电陶瓷微位移器驱动电源及减小其纹波的方法[J].压电与声光,1997,19(1):35-38.
[5]张明辉,杜志江,曲东升,等.一种新型直线压电马达驱动器[J].压电与声光,2004,26(4):286-288.
[6]钟清华,黄伟强,李子升.基于线性电源的高压放大器[J].现代电子技术,2004,27(15):6-7.
[7]林伟,冯海.压电陶瓷电源控制系统的设计与实现[J].现代电子技术,2007,30(16):44-45,52.
[8]张学成.压电致动器双向电源研究[J].压电与声光,1998,20(2):85-88.
[9]刘岩,邹文栋.一种高速压电陶瓷驱动器驱动电源设计[J].压电与声光,2008,30(1):48-50.
高速时钟驱动电路的优化设计 篇5
目前,CMOS工艺技术已经使芯片内的时钟频率和微处理器的速度达到了上GHz,然而由于受到电路以及传输线的限制,普通I/O接口电路仅能工作在几百MHz级,因此,I/O接口电路限制了当前高速低功耗时钟驱动电路间的连接应用和发展[1,2]。LVDS( Low Voltage Differential Signaling) 传输技术这种高速低功耗接口标准为解决这一瓶颈问题提供了可能[3]。但是,由于传输过程中,会受到传输距离、外界环境以及制造工艺偏差的影响,高速的数据信号易出现干扰和失真,因此,需要对传统的LVDS驱动电路进行优化[4]。
1 高速时钟驱动电路结构
本文将从预加重电路、占空比调整电路和共模稳压电路3 个方面对高速时钟驱动电路中LVDS模块性能进行优化。其中,预加重电路能够增大输出信号的电平反转能力,增大了高频信号的输出能力[5]。占空比调整电路不仅能保证输出信号占空比1∶ 1 的平衡,还能保证信号的完整性。共模稳压电路能够保证输出信号的共模电平动态稳定在接口所需的电压值上,便于后级电路的接收[6,7]。高速时钟驱动电路整体架构如图1 所示。
2 预加重电路的分析和仿真
预加重电路能够实现传输信号高频部分的放大,加快信号高低电平的建立时间,降低码间干扰,提高了LVDS驱动电路的传输速率[8],因此预加重电路成为了LVDS设计的一个重点。普通驱动级和带预加重电路的驱动级如图2 和图3 所示。
普通驱动级电路是通过差分信号p1 和p2 控制4 个MOS管的导通,来改变电流流过R0 的方向,从而在输出端out1、out2 产生高低电平。当信号的传输速率很高时,图2 的输出信号很容易受到干扰,而且需要较大的功耗做补偿。
带预加重的驱动级电路如图3 所示,控制信号线pl、p2 比plb、p2b延迟一定时间,当p1、p2 信号还未到达稳定电平1 或0 时,p1b、p2b已提前一定时间建立到1 或0 电平,使得通过R0 的电流I( t) 由图3 中左侧驱动级电路产生的电流I1 和右侧预加重级产生的电流I2 组成,但方向相反,此时I( t) =I1 - I2; 当p1、p2 信号达到稳定电平1 或0 时,p1b、p2b仍处在1 或0 电平,此时流过R0 的电流方向相同,I( t) = I1 + I2。由此可见,信号在反转时刻,驱动电流得到了加强,实现了预加重的功能。普通驱动级和带预加重的驱动级输出波形如图4 和图5所示。
由此可见,预加重电路在信号发生变化时,能更快地上升到最大电压,而且高出的瞬间高电压能很好地抑止噪音,并且能够克服信号在变化时的突变。预加重电压越大,信号传输的距离将会越长。因此,带预加重的驱动级与普通驱动级电路相比具有较好的抗干扰能力[9]。
3 占空比调整电路分析和仿真
在高频信号输入的过程中,即使在输入端口匹配较好的情况下,芯片加工时的工艺偏差,会导致输入时钟信号到达驱动级控制端时发生占空比的偏移,从而导致,一个周期内,高电平或低电平信号不能充分地建立,降低了信号的质量,甚至无法被后级电路识别[10]。而占空比调整电路,能够自动将占空比调整为1∶ 1,工作原理如图6 所示。
普通的接收级,仅是由图6 中虚线框中部分的运放作为比较器,将差分信号接收进来,产生时钟信号,而改进的电路增加了检测和反馈环路,首先从INV1 后的A点将信号采出,经过低通滤波器,得到A点信号的直流信号,然后送到检测电路OP中,与参考电压Vref进行比较,若反馈电压高于Vref,则降低VO1 和VO2 的电压,增大VBO的电压; 若反馈电压低于Vref,则增大VO1 和VO2 的电压,减小VBO的电压。最终通过短暂的调整过程,反馈电压与Vref电压相等,输出时钟的占空比近似为1∶ 1。
在对A点信号进行滤波采样时,最低工作频率的信号,经过滤波采样后应该衰减60 d B左右。该时钟驱动电路应用在50 MHz ~ 2 GHz的频率范围,因此对低通滤波采样电路进行AC特性仿真,衰减3 d B时,带宽在1 MHz左右,可以满足使用要求。
由于该检测调整系统是负反馈系统,需要对该系统的相位裕度和环路增益进行仿真,相位裕度的仿真是用来保证系统的稳定性,一般要求相位裕度在60°以上[11]; 环路增益的仿真是保证系统的精度,根据设计指标要求,可以偏差20 m V以内,由此计算环路增益应在50 d B以上。根据使用要求,将系统的稳定时间设定在2 μs以内,根据通过式( 1) 计算可以得到:
稳定时间= 3. 5 /GBW,( 1)
式中,GBW为反馈系统的单位增益带宽积,设计单位增益带宽积> 1. 75 MHz。
在典型情况和4 个极端工艺角下,进行波特仿真,相位裕度均在73. 8°以上,环路增益在50 d B以上,GBW在2. 9 MHz以上,能够满足设计要求。
此外,对该电路进行瞬态仿真,仿真波形如图7所示。
由图7 可看到,刚输出的时钟信号占空比较差,高电平和低电平大概在1∶ 2,由于占空比调整电路的作用,占空比最终近似为1∶ 1,由于是负反馈调整电路,无论是工艺偏差的影响,还是外界环境的变化,占空比调整电路都能将输出占空比稳定在1∶ 1。
4 共模反馈电路分析和仿真
根据不同LVDS的应用,为和后级接收电路匹配,需要将输出的共模电平固定在稳定电压上。本电路设计将固定电平稳定在612 m V左右。
由于芯片外界的噪声以及工作中外界环境的变化,很容易导致在信号传输过程中共模电平的偏移和波动,而且器件的失配也会造成共模电平的偏移[12]。而接收器对共模电平的变化是相当敏感的,这将直接导致接收器性能上的波动,最重要的是共模电平是不可能通过差动反馈来达到稳定[13]。因此,就要求加入共模反馈电路来稳定输出共模电平。共模反馈电路的工作大致可以分为3 个步骤: ① 共模电平的检测; ② 共模电平与参考电平进行比较;③ 将比较的误差送回驱动器的偏置运放中。
比较通用的共模反馈电路如图8 所示,在输出端间接2 个阻值相同的电阻R0 和R1,通过电阻分压来实现共模电平的检测。将检测电压送入五管运放的负端,共模参考电压vref送入运放的正端,二者进行比较,将结果通过偏置电路送给驱动器的P5 管和N6 管,从而调整输出的共模电压。但是这种方法在实际应用中存在很大的弊端。电阻R0、Rl是端接在发送器两输出线上的,而发送器发送的是差分信号,如此则要求这2 个电阻有非常大的阻值才能避免开环增益的降低。2 个大的电阻将不可避免地占去非常大的面积,增加了系统成本,而且电阻越大越多,增加了匹配的难度,会使失配的概率增大,最终会导致输出共模电压偏移出设计范围。
为了避免图8 结构带来的设计弊端,采用了一种无电阻结构的反馈电路,如图9 所示。该结构中尾电流管N2、N3 镜像N13 管的电流,限制住共模反馈主体电路。主体电路由N4、N5、N6、N7 4 个MOS管构成。N4、N7 的栅极接发送器的差分输出,N5、N6 的栅极接基准电压输出。当共模电平偏高的时候,N7、N4 管的栅电压高于正常值,通过这两管的电流增加。但是由于尾电流管N2、N3 的作用,共模反馈主体电路的电流恒定,所以通过N5、N6 管的电流减小。该效果通过电流镜传递给电流模主体电路的首尾电流管P0、N0,其减小了主体电路的工作电流,从而降低输出共模电平。同理,当共模电平偏高的时候,通过N5、N6 管的电流增大,通过镜像,从而增大了主体电路的工作电流,进而提高共模电平,最终实现了共模反馈。由图4 和图5 可以看出,最终输出的共模电平能够稳定在600 m V附近。
5 芯片整体输出仿真
在完成预加重电路,占空比调整电路以及共模反馈电路的优化后,并对版图进行充分匹配优化设计,然后,对版图进行寄生参数的提取,在极端工艺角下,负载13 p F电容,对整体电路进行后仿真,进行充分的验证,仿真结果如表1 所示,仿真波形如图10所示。
从各个工艺角下的仿真结果和测试结果可以看出,输出平均幅值在350 m V左右,说明预加重电路能够在高频时,保证了输出的建立幅度; 占空比近似1∶ 1,说明占空比调整电路对占空比进行了动态调整; 中心电平近似在600 m V左右,说明共模反馈电路将够将共模稳定电路稳定在设计值上。
6 结束语
高速机车驱动单元测量装置的研制 篇6
一、驱动单元振动和温度检测装置的测量方案
试验条件:每台驱动单元有12个振动测点和6个温度测点, 3个升速段, 每个转速下各保持30分钟。测量方案:根据试验条件和驱动单元的测点位置, 我们选用pt100热电阻经铠甲保护后作为测温元件, 用压电加速度振动传感器作测振元件。为了测量方便, 可将快变的振动加速度信号转换成要求的振动烈度直流信号进行测量, 使整套检测装置用一台工控机进行协调控制。编写软件时, 使之可以同时对两台驱动单元进行温度和振动的检测, 检测后, 软件自动记录每台驱动单元在三段测试转速下的振动值, 及整个检测过程中的6个温度测点的温升曲线, 如检测值超过标准限值时系统能报警并记录报警数据, 检测结果确定后打印输出。
二、检测装置的硬件组成
系统组成原理框图如图1所示:
该系统结构采用工控机加采集模块的结构形式, 共使用了8个研华工控模块。其中有4个ADAM4017测量振动烈度, 每个模块测量6路振动信号 (对应一块真有效值转换电路板) , 分A和B两组共24路;2个ADAM4015分别对应A和B两组共12路PT100热电阻信号;1个ADAM4080模块测量A和B组的两路电机转速信号;1个接口转换模块ADAM4520将工控机的RS232C接口转换成RS485标准, 连接各个模块与计算机进行通讯。
振动加速度传感器输出的振动信号, 经过有效值转换电路将振动的加速度信号转换成正比于振动烈度的直流电压信号, 然后, 通过研华ADAM4017模块转换成数字信号, 经模块ADAM4520送入工控机。
温度测量元件采用日本生产的PT100热电阻 (385标准) , 加上保护套组装而成。温度测量元件直接接入ADAM4015热电阻测温模块, 转换成数字量后通过ADAM4520进入工控机。
转速测量是检测在电机上预装的转速传感器输出的脉冲信号, 通过ADAM4080计数模块和ADAM4520模块送入工控机。
上述信号均由工控机的组态软件控制测量、管理和显示打印。
三、检测装置的软件组成
MCGS (监视与控制通用系统) 是北京昆仑通态自动化软件科技有限公司研发的一套基于Windows平台, 用于快速构造和生成上位机监控系统的组态软件系统, 它可运行于Microsoft Windows 95/98/Me/NT/2000等操作系统。
检测装置软件使用MCGS工控组态软件开发, 负责完成驱动单元振动和温度的检测任务。本软件在Windows XP操作环境下运行, 它可以进行一台驱动单元测试, 也可同时对两台驱动单元进行测试。测试方法主要有自动测试和手动测试两种。该软件对运行时所需的各种参数 (灵敏度、报警限值、开始及结束的转速、各段测试时间等) 均可进行在线设定和修改, 还具有数据显示、保存、管理和报表输出功能。
振动检测软件。振动检测软件负责适时检测并显示各测点的振动值及其变化曲线。当振动值超过报警值时, 软件自动报警并记录报警信息。每台驱动单元有12个振动测点。
温度检测软件。适时显示各测点的温度值及其变化曲线, 当温度值超过报警值时, 软件会自动报警并记录报警信息。每台驱动单元有六个温度测点。
软件的主要功能:
1. 传感器灵敏度设定。
振动传感器的灵敏度 (mv/mm/s) 必须在传感器灵敏度设定窗口中进行设定, 只有这样各点振动测试数值才是真实的振动数值。
2. 报警参数设定。
对驱动装置的各测点进行上限报警设置, 当振动和温度测试数值大于设定的报警值时, 屏幕显示的测试数值变为红色字体并不停地闪烁, 程序自动保存报警数据。
3. 自动测试。
自动测试是对三段测试段的起始转速和各段测试的时间, 事先设定好由程序自动控制测试的过程。测试过程中, 为了防止转速的微小偏差, 在设定窗口中设置了转速允许跳动间隔, 当转速落在设定转速±转速允许跳动间隔范围内时, 程序即自动记录振动和温度的测试数据。
4. 手动测试。
各段测试的转速和时间段完全由测试人员手动, 此种测试方式适应于单段运行及特殊试验方式。它可以在任意指定的试验条件下进行测量。
5. 报表输出。
按驱动单元的序列号将保存在相应数据库中的测试数据取出并计算, 然后输出测试报告。
6. 数据库管理。
通过系统菜单对数据库进行操作, 包括型号删除、数据库导出与导入三种操作。为了保证数据库安全, 对数据库导出和导入的操作要进行权限设定。
四、小结
PWM高速开关阀驱动电路仿真设计 篇7
高速开关阀作为一种新型的数字式电液转换元件,具有结构简单、控制方便、响应速度快、抗污染能力强等优点,已广泛应用于车辆电子控制系统(EFI、ABS、AMT、CVT、DCT、主动悬架等)[1,2]。在车辆换挡离合器油压缓冲控制中高速开关阀作为先导阀使用[3,4],由于车辆换挡时摩擦元件的滑摩时间应该在0.4~1.0s左右较为适宜[5],因此要求高速开关阀必须具有很好的高频性能。研究表明[6,7]:通过减小高速开关阀的开关时间可以提高其调制频率,并且在一定的频段内,可以增大其线性控制区,有利于改善PWM的控制特性。本文将对高速开关阀的开关过程及其功率驱动电路进行分析研究,并完成驱动电路的仿真设计。
1 高速开关阀及其开关过程
1.1 高速开关阀结构
本文研究中,采用贵州红林机械厂生产的HSV系列二位二通常闭型高速开关阀[8],结构简图如图1所示。
当线圈通电时,衔铁1受到电磁力作用,克服弹簧力、摩擦力和液动力,并通过顶杆6使供油球阀7向右运动,阀口打开;当线圈断电时,供油球阀7在液动力和弹簧力作用下向左运动,最终紧靠在供油球阀的密封座面上,阀口关闭。
该阀结构紧凑、阀芯质量小,响应速度快,最高频率可达200Hz。
1.2 高速开关阀开关性能
高速开关阀在PWM信号激励下的开关动态过程[6,9]如图2所示。下面以时间为主线,分析高速开关阀在一个PWM周期内的工作过程。
1.衔铁2.衔铁管3.线圈4.极靴5.阀体6.顶杆7.球阀
1.2.1 电气延迟时间t1
电气延迟时间,即衔铁吸合触动时间。始于PWM信号开始激励线圈,止于线圈电流增长到开启电流Ion为止。此过程,线圈电流以指数形式增长,电磁吸力不足以克服运动反力(弹簧力、摩擦力和液动力),衔铁尚未运动。因此,气隙不变,高速开关阀磁环路总磁阻Rm亦保持不变。由磁路欧姆定律:
可知,φ/i亦保持不变,而线圈电感L为:
式中,φ为线圈磁路磁通量;N为线圈匝数;i为线圈电流。
由式(2)可知,在高速开关阀吸合触动阶段,线圈电感L为常量,用Li表示,则线圈等效电路如图3所示。
线圈电压平衡方程为:
式中,U为线圈电压;i为线圈电流;R为线圈内阻;t为通电时间。
解得线圈电流暂态过程为:
式中,Iw=U/R,为线圈稳态电流;τ1=L1/R,为线圈时间常数。
由式(3)可知,对于一定的L1、R,U越大则di/dt越大,即线圈电流上升时间越短。设线圈电流增长到开启电流Ion所需时间为t1,则
式中,α为涡流影响系数。
1.2.2 阀芯开始运动时间t2
此阶段始于衔铁从最远端开始运动,止于衔铁到达与极靴最近端。当电流增大到Ion后,电磁力足以克服运动反力,衔铁开始运动,主气隙(工作气隙)减小,磁阻减小,磁通变大[10]。磁通的变化将使线圈中感应而产生反电动势,该反电动势和线圈的自感电动势共同阻止线圈电流的增长,电压平衡方程为:
等式右边第二项为自感电动势,而第三项即为电感变化引起的反电动势。由于di/dt>0,故i减小,如图2所示线圈电流曲线出现拐点。t2的计算要考虑电磁力的变化和阀芯的运动,建立阀芯动力学方程:
式中,mv为衔铁及其他运动部件质量,Bv为粘性阻尼系数,xv为阀芯位移,xv0为弹簧预压缩量,Fe为电磁吸力,Fd力阀芯轴向液动力,f为库伦摩擦力。
由于方程(6)、(7)是非线性的,无解析解。为了便于定性分析,忽略粘性阻尼力,将Fe、弹簧力k(xv+xv0)、Fd及f均近似为恒量,并用运动反力Ff代替,则阀芯动力学方程可写为:
解得,
式中,xvm为阀芯最大位移。
电磁吸力Fe可按下式近似计算:
式中,u0为空气磁导率;r为衔铁半径;δ为气隙长度。
Fe较精确计算可参考文献[10]。
由式(9)可知,对既定的高速开关阀,t2是确定的。
1.2.3 维持时间tωc
始于衔铁刚运动到位,止于PWM驱动信号结束。此过程中阀芯处于最大开启位置xvm,控制油压最低。维持时间内,气隙不再变化,线圈电流又按指数规律增长,但线圈电感变大,其时间常数τ2=L2/R,L2为吸合后的线圈电感。因此,高速开关阀开启后,线圈在同样电流下,将产生更大的电磁吸力Fe,即维持原来的电磁作用力不再需要如此大的电流。故需对高速开关阀采取适当的控制方式以减小线圈电流,减小能量损耗和线圈发热。
1.2.4 断电延迟时间t3
断电延迟时间,即衔铁释放触动时间。始于PWM信号结束,止于衔铁自最近端开始运动。PWM信号结束,高速开关阀线圈断电,线圈电压U为零,但线圈电感的存在使电流不能突变。该过程和电气延迟阶段高速开关阀的电气特性类似,电感也可以视为常量。建立电压平衡方程及阀芯受力方程:
式中,Fx为复位弹簧力。
式中,Ioff为开始运动的剩余电流,主要由复位弹簧力Fx决定[6];β为涡流影响系数。
1.2.5 阀芯关闭运动时间t4
阀芯关闭运动时间,即衔铁释放运动时间。始于衔铁从最近端开始运动,止于衔铁到达最远端。衔铁开始运动后,线圈电流(或涡流)变化规律比较复杂,假设阀芯复位运动时不计电磁吸力,则阀芯只在复位弹簧力Fx作用下复位;由于阀芯位移很小,假设不变,则阀芯动力学方程为:
解得,
由式(14)可知,对既定的高速开关阀,t4基本是确定的。
通过上述分析,对既定的高速开关阀,要减小其开启时间(tom=t1+t2)和关闭时间(toff=t3+t4),应从减小t1和t3考虑。从式(5)可知,对t1,由于Iom取决于高速开关阀自身特性,故只能增大Iw,即提高线圈电压U;从式(12)可知,对t3,只能减小Iw,即降低线圈电压U。因此,本文将通过控制高速开关阀线圈电流以减小其开关时间。
2 高速开关阀驱动方案
2.1 仿真分析
为了定量分析驱动电压对高速开关阀时间响应的影响,采用PSPICE电路仿真软件建立高速开关阀PSPICE模型进行仿真研究。本文研究所用高速开关阀线圈内阻R=1.6Ω、电感L1=6m H,不同驱动电压下线圈电流曲线如图4所示。可见,线圈两端驱动电压越高,电流上升速度越快;线圈稳态电流越小,线圈断电延迟时间t3越短。采用额定电压12V驱动时,电流上升到稳态值Iw'大约需10ms,而采用60V驱动时,上升到相应电流Iw'大约需0.75ms;12V驱动断电延迟时间大约为1ms,而60V驱动时大约需3ms。
虽然,在仿真时由于没有考虑高速开关阀气隙的变化、磁饱和性和磁滞性,存在一定的误差。但足以定量说明,通过控制线圈电流可以减小高速开关阀的开关时间。
2.2 高速开关阀驱动控制方法
基于上述理论和仿真分析,本文对高速开关阀采用高、低电压驱动以减小其开关时间。如图5所示,PWM1控制高电压,在线圈通电初期,对线圈加高电压,使线圈电流快速达到稳态电流Iw,提高阀的开启响应速度;当阀开启后,通过PWM2迅速将线圈电流下调到维持电流Iwc,维持阀芯开启,以避免线圈发热,减小衔铁释放触动时间。
3 高速开关阀功率驱动电路
功率驱动电路的作用是将PWM信号发生源(CPU)输出的PWM信号进行功率放大,以驱动高速开关阀动作。放大过程中应尽量减小PWM波形失真,并保护功率开关管的栅极[11]。本文设计的高速开关阀高、低电压驱动电路如图6所示。电路采用单电源高压(60V)供电,低端MOSFET驱动的方式。其中,M1为高压控制MOSFET管,M2为低压控制MOSFET管。高速开关阀简化为理想电感L1和电阻R1。通过控制信号PWM1和PWM2来实现M1和M2的开、关。为了减小MOSFET的通态阻抗,栅极采用15V驱动。
在高速开关阀开启阶段,PWM1控制M1打开,高电压实现线圈电流快速达到稳态电流Iw;当高速开关阀开启后,M1关闭,PWM2控制M2打开,大功率电阻R6起限流作用,线圈电流迅速下调到维持电流Iwc;当高速开关阀关闭时,PWM2控制M2关闭。
由于线圈关断时会产生反电动势,冲击功率开关管。因此,M1、M2两端分别并联电阻R2、R5和电容C1、C2组成RC吸收回路;另外,线圈两端也需要并联续流回路。本电路续流回路采用瞬变拟制二极管D1和二极管D2串联的方式。线圈断电时,其反电动势大于瞬变拟制二极管D1临界反向击穿电压,D1两端阻抗以极高的速度由高变低,使线圈电流瞬间下降,线圈反电动势箝位于预定值。通过选择不同最大箝位电压的瞬变拟制二极管,可实现不同的释放时间。
本文建立了驱动电路各元件及高速开关阀的PSPICE模型,在仿真中用固定输出的脉冲方波代替CPU输出的PWM控制信号,仿真结果如图7所示。高速开关阀线圈电流上升时间为1s,下降时间为0.4s。可见,本电路可显著地减小高速开关阀的开关时间,提高其响应频率。
4 结束语
本文基于对高速开关阀开关过程的分析研究,设计了低端MOSFET管控制的高、低压驱动电路。该驱动电路可显著缩短高速开关阀开关时间,提高其响应频率。线圈维持电流可通过限流电阻调节,合理选择续流回路瞬变拟制二极管,可实现更短的开关时间。
摘要：本文分析了高速开关阀的开关过程中不同阶段线圈电流对其开关时间的影响。在仿真分析的基础上,设计了低端MOSFET管控制的高、低电压驱动电路,建立了驱动电路的PSPICE模型。仿真结果表明,该电路可减小高速开关阀的开关时间,提高其响应频率。
关键词：高速开关阀,PWM,MOSFET,PSPICE,仿真
参考文献
[1]申水文,张建武,葛安林,罗邦杰.提高高速开关阀性能的仿真研究[J].机床与液压,1998(5):25-26.
[2]赵高阳.DCT电液控制阀特性建模与仿真分析[D].长春:吉林大学,2007.
[3]杨树军,周中锐,苏利杰.车辆换挡用数字比例溢流阀试验研究[J].液压与气动,2009(2):80-82.
[4]刘永明.基于数字调压阀的换挡品质控制[D].北京:北京理工大学,2005.
[5]朱经昌,魏宸官,郑慕侨,等.车辆液力传动[M].北京:国防工业出版社,1983,231.
[6]黎启柏.电液比例控制与数字控制系统[M].北京:机械工业出版社,1997,481-495.
[7]陈宝江,杨树兴,曹泛.PWM高速开关阀特性分析[J].北京:理工大学学报,1993,13(3):354-356.
[8]苗建中,郑云川.螺纹插装式高速开关阀[J].液压与气动,1996(6):29-30.
[9]王尚勇,杨青.柴油机电子控制技术[M].北京:机械工业出版社,2005,70-80.
[10]Takashi,Kajima.Dynamic model of the plunger type solenoids at de energizing state[J].IEEE Transactions onMagnetics,1995,Vol.31(3):2315-2323.
高速电磁阀驱动控制策略的研究 篇8
高速电磁阀是汽车ECU控制系统中的一个关键部件,微处理器就是通过控制它来控制喷油的开始及持续时间。如何能精确地来控制电磁阀的开闭,直接影响着整个系统的性能指标[1]。在高压共轨燃油喷射系统中,由于每次的喷射时间很短,所以要求电磁阀中的电磁铁必须在很短时间内迅速动作,即产生强大的电磁力来克服弹簧的拉力。为满足这一要求,除了电磁阀本身的设计外,还需要有一个有效的驱动电路。
1 电磁阀基本原理
由公式F=K×(IW)2S/δ2×9.8×10-8(F—电磁吸引力,K—常数,δ—气隙大小,IW—安匝数,S—铁芯截面积)可知,电磁力与安匝数平方成正比,在电感一定的情况下,匝数不变,唯一能变的就是通过电磁阀线圈的电流。所以,要使得电磁阀迅速动作必须要在短时间内增大通过电感的电流[2]。由于在电磁力克服弹簧复位拉力之后,只需较小的电流即可维持其始终吸合的状态。所以,为了避免线圈过热,当阀门打开后应迅速控制线圈电流降低到一个较小的数值[3]。电磁阀电流在整个动作过程中的理想曲线如图1所示。
2 硬件电路
高速电磁阀的驱动电路由提供高压侧跟低压侧栅极驱动信号的控制电路组成[4,5]。
以龙口龙泵电磁阀为例,图2中开关S2栅极驱动信号频率依据曲轴转速而定,本试验中采用的周期为4 ms的方波信号。对S1的控制分两个阶段,开始的宽脉冲阶段由高压VHH启动,使电磁阀电流迅速上升从而使其快速闭合,接下来的PWM控制阶段由低压VH维持,试验中该PWM频率为7.8 k Hz,占空比为20%。一个喷油过程结束后,电磁阀电感经由二极管D1和电容C放电给电源。
在器件的选择上,考虑到电磁阀的快速开闭需要高电压的驱动来产生大的开启电流,在此选用2N7000型号的N沟道增强型MOS管,其栅极侧驱动信号在10~15 V之间。开关管栅极驱动采用的IR2110芯片,它兼有光耦隔离跟电磁隔离的优点,驱动上采用自举电路。主要电路示意图如图3所示:S1为高压侧开关,S2为低压侧开关,C1为自举电容,D3为自举二极管,PWMH1跟LIN11分别接两个开关的驱动信号。对于自举电容跟自举二极管的选择还是要有精确计算的,要根据所驱动的开关管栅极侧所需电荷多少来衡量。最小电容值可由下式计算:C=2Qg/(VCC-V1-V2),其中,Qg为开关管充分导通时所需的栅电荷,V1为开关管充分导通所需的电压,V2为自举电容充电路径上的压降。对于自举二极管的选取方法可参阅IR2110资料,这里不再赘述。
图3只是高压侧开关在最开始的快速启动阶段的部分电路图。可以知道,在电磁阀完全打开后只需要4 A以上电流即可维持其始终吸合,所以,要另外产生一路信号,这就是接下来的PWM信号,其对开关管的控制电路图与图3差不多,只不过将图3中的高压变成了低压。需要注意的是两个电源之间还加入了一个双并联二极管,防止因驱动信号出错而将高压电源VHH直接加到低压电源VH上。
总的来说,用于驱动电磁阀栅极的信号是由两组电路来完成的,它们产生信号的叠加才构成了图2中用于控制开关管S1的栅极驱动信号。
3 驱动电路设计
对于PWM信号的产生,有些资料中是选用专门的驱动芯片来完成的。大家知道,现在单片机种类繁多,而且功能越来越强大,合理地选取单片机就可以直接完成PWM信号的输出,而不必设计专门的驱动电路。C8051F500单片机内部自带可编程计数器阵列,可以输出8位跟16位的占空比可调的PWM信号。将此输出信号进行处理和放大就可以作为开关管的栅极驱动信号。实验发现,从单片机引脚输出的信号不能直接接到IR2110芯片上作为输入信号。由于干扰跟耦合的原因,单片机输出的PWM信号会产生漂移,这将会使得最终驱动开关管的栅极信号很不稳定。因此,为了增强抗干扰性,在单片机跟IR2110芯片之间加了一个光耦隔离芯片。
4 实验电路分析
试验中的数据设置如下:VHH为70 V,VH为24 V,电磁阀快速启动的时间为250μs[6],启动结束后电感续流50μs后进入PWM控制阶段,PWM占空比为20%。之所以先续流50μs再进入PWM控制阶段,是因为启动结束后电感电流太大,在保证电磁阀接下来的时间内始终闭合的前提下,电流越小越好,所以选择了先续流一段时间再进入PWM控制阶段。通过示波器对电磁阀在整个动作过程中的电流波形进行了采集,如图4所示。
说明:曲线1为低端开关管栅极控制信号,曲线2为与VHH相连接的开关管栅极控制信号,曲线3为电磁阀内电感电流波形图,曲线4为与VH相连接的开关管栅极控制信号。
从图4中可以发现,电磁阀电流曲线在A点出现了拐点。众所周知,在输入高端高压VHH(0~250μs)后,电磁阀电流随时间成非线性变化。当衔铁向动铁侧移动时,随着磁阻变小,线圈电感增大,产生了一个由于电感增大而阻碍电流变化的感应电动势,导致电磁阀完全闭合前的电流不是按照指数曲线上升。230μs后衔铁移动结束(图4中A点),线圈电感不再发生变化。此后电流按照新的指数曲线继续上升。图中A点即为电磁阀的完全闭合点。
于是可以这样控制,在电磁阀电流出现拐点的时刻断开高端高压VHH,只要能保证电磁阀电流在整个维持阶段始终吸合即可[7]。
基于这种思想,对参数进行调整后,将电磁阀启动时间改为230μs,重新对电磁阀电流进行了测量,其波形图如图5所示。
由图4跟图5对比很明显可以看出,电磁阀电流的峰值从25 A降低到了18 A,并且在维持阶段的电流能够始终保持在4 A以上,使电磁阀始终处于吸合状态,这样就大大降低了功耗。
此外,还可以通过改变VHH跟VH并且借助示波器来观察电磁阀电流波形。利用测试上位机,可以对电磁阀的启动时间、PWM频率及占空比进行调节,使电磁阀的开闭速度达到所预期的结果。
5 结语
该高压启动、低压维持的驱动电路实现了电磁阀的快速开闭。并且该电路具有启动时间、PWM频率及占空比均可调等优点,整个电路模块的造价不高,很有实用价值,已经在单体泵电磁阀的控制中得到了成功应用。
参考文献
[1]邹开凤,陈友龙.高速电磁阀响应特性的研究[J].海军航空工程学院学报,2005,20(6):672-675.
[2]陈林,刘磊,杨福源,等.柴油机燃油系统电磁阀闭合始点及反馈控制策略[J].机械工程学报,2010,46(18):108-114.
[3]刘剑飞,申琳,张云龙.电容储能式高速电磁阀驱动电路的研制[J].电子设计应用,2005(7):93-95.
[4]王洪荣,张幽彤,王军.高性能共轨柴油机电控单元的开发研究[J].北京理工大学学报,2007,27(7):580-584.
[5]宋军,黄建平,李孝禄,等.柴油机高速电磁阀驱动特性仿真分析[J].车用发动机,2005,59(5):94-98.
[6]连长震,李建秋,周明,等.电控燃油喷射用高速电磁阀驱动方式研究[J].汽车工程,2002(4):310-313.
离心力驱动液压膨胀式高速刀柄设计 篇9
高速刀柄是高速主轴与刀具连接的关键件。 普通7∶24锥度BT刀柄的离心膨胀量小于主轴锥孔的膨胀量,且锥柄和锥孔在大小端的离心膨胀差不等,导致刀柄与主轴的定位精度和连接刚度大幅下降,不适于高速加工。
为解决高速离心膨胀问题,20世纪80年代末,德国、美国、日本等国家相继开发了双面(锥面和端面)定位高速刀柄。一类是中空短锥结构,如德国的HSK、美国的KM和瑞典的Capto等刀柄;另一类是传统BT刀柄的改进 型,如日本的Big-Plus、3Lock、NC5、WSU等刀柄。HSK是最具代表性的高速刀柄,为双面定位、中空薄壁、1∶ 10小锥度短锥结构,并利用中空柄部使用外胀式夹紧机构,在一定程度上缓解了高速刀柄与主轴锥孔离心膨胀的不匹配问题,但仍存在极限转速 (刀柄与主轴锥孔即将分离而不能保证径向定位时的转速)低、强度刚度低、锥柄易磨损、动态性能差等问题[1]。Agaplou[2]利用线弹性理论建立了主轴-刀柄连接的力学模型,揭示了连接刚度随转速的变化规律;Ahmadi等[3]利用仿真与试验揭示了主轴-刀柄连接的接触应力分布和阻尼比变化规律;Namazi等[4]采用有限元和试验方法,研究了不同拉刀力对主轴-刀柄系统动态性能的影响规律。
国内研究主要集中在对国外高速刀柄进行参数优化以及对性能进行研究方面。王贵成等[5]建立了HSK刀柄的力学模型,并研究了其静动态特性;冯平法等[6]建立了HSK刀柄临界转速的计算模型,分析了刀柄的锥面接触状况与夹紧力和转速的关系;张松等[7]运用弹塑性力学和非线性有限元技术分析了刀柄-主轴连接的受力变形和接触应力特征;高相胜等[8]对刀柄-主轴接触面的刚度建模方法进行了研究;Xiao等[9]对高速工具系统的切削稳定性进行了试验研究。
针对高速刀柄-主轴的离心膨胀问题,本文设计了一种新型离心膨胀动态补偿高速刀柄 (hydraulic expansion high speed toolholder,HE),并对其性能进行了分析。
1新型刀柄的工作原理与结构
1.1刀柄的工作原理
本文设计的HE刀柄结构如图1所示,主要包括刀柄体、膨胀套、离心动力缸(以活塞自身离心力为驱动力的液压缸)、油塞等部分。
1.油塞 2.膨胀套 3.刀柄体 4.离心动力缸
当机床主轴带动刀柄旋转时,活塞以自身离心力作为动力源驱动液压油产生油压,液压油通过油路进入膨胀套内表面的油腔内,使膨胀套薄壁处产生径向弹性变形,对主轴锥孔与刀柄锥体的离心膨胀差进行补偿。转速愈高,活塞的离心力愈大,油压随之增加,膨胀套的径向补偿量增大,从而保证高速下刀柄与主轴锥孔的良好接触。
1.2刀柄的结构
本文设计的HE刀柄为实心短锥、双面定位结构。膨胀套外表面为1∶10锥面,内表面为圆柱面,并开有两个连通的环形油腔,即两油腔中间的肋与刀柄体柱面留有缝隙。刀柄体圆柱柄与膨胀套为过盈连接,装配后精磨各定位表面。刀柄体凸缘处有两个关于刀柄轴线对称的圆孔,孔内各安装一个由缸体、活塞、弹簧和缸盖等组成的离心动力缸。活塞底部装有压缩弹簧支承活塞,起预置压力和增大阻尼作用。离心动力缸与刀柄体采用柱面定位和螺纹连接。离心动力缸通过缸体及刀柄体上的油路与膨胀套油腔连通,油路关于刀柄轴线对称布置。刀柄体尾端两个油路端孔使用内六角油塞密封,除了密封和注油时排气外,还通过将其旋入一定深度反压活塞来调节活塞最大工作行程(初始状态弹簧使活塞处在外端,行程为零),避免两个离心动力缸在高速旋转时出现非对称导致刀柄不平衡。
为了与同规格HSK刀柄兼容,HE刀柄选用标准HSK-A63高速刀柄的外形尺寸,主轴锥孔尺寸相应为德国DIN69063标准的HSK-A63锥孔。HE刀柄选用M16的BT标准拉钉拉紧。
2刀柄结构参数设计
结构设计的初始参数:根据有限元分析,初定HE刀柄极限转速为40 000r/min。在此极限转速下,HSK与HE刀柄应具有相同的锥面平均接触应力,据此利用有限元方法计算膨胀套的补偿量,进而确定 离心动力 缸应提供 的油压p为8MPa。
2.1离心动力缸设计
离心动力缸结构如图2所示。参照标准单作用活塞缸的设计准则设计。
1.孔用旋转密封 2.缸筒 3.格来圈 4.活塞 5.支撑环 6.弹簧 7.缸盖
活塞材料选用表面镀铬40Cr。通过活塞的离心力获得油压,活塞高度H与油压p的关系为
式中,p为油压,Pa;r为以刀柄轴线为中心的活塞质心半径,m;ω 为主轴角 速度,rad/s;ρ为活塞材 料密度, kg/m3。
代入相关数据,求得活塞高度H =8.8mm; 在满足油压条件下,活塞直径尽量取较小值,定为7mm。
缸体材料选用45调质无缝钢管,其内直径为7mm,外直径为10mm,长度为18mm。活塞与缸体为动密封,选用MGL006型格来圈,并设置导向支承环。缸体与刀柄体安装孔选用TKX413型组合密封。
2.2过盈量的确定
2.2.1刀柄(膨胀套)/主轴过盈量的确定
类比HSK-A63刀柄,确定刀柄(膨胀套)/主轴的过盈量。DIN标准规定HSK-A63刀柄/主轴的配 合过盈量 如下:大端 (距刀柄法 兰端面6.3mm处)过盈量为4~12μm,小端 (距刀柄端面21mm处)过盈量为0~8μm。因HE刀柄为实心刀柄,刚性大,适当减小 大端过盈 量,确定HE刀柄/主轴的锥 面配合大 端过盈量 为2~ 10μm,小端过盈 量与HSK刀柄相同,为0~ 8μm。分析计算时取最小过盈量。
2.2.2膨胀套/刀柄体过盈量的确定
膨胀套结构如图3所示,为了进行有限元分析,参照HSK-A63的锥柄尺寸初定膨胀套的尺寸如下:内直径d =40 mm;l1=15 mm,l2= 4mm,l3=4mm,l4=4mm,l5=5mm;壁厚t= 0.9mm。
膨胀套与刀柄体通过l1和l5两段圆柱面过盈配合连接。过盈量确定原则如下:在极限转速40 000r/min下膨胀套 与刀柄体 保持良好 过盈密封。
建立ANSYS有限元模型,如图4所示。设置材料 属性如下:刀柄材料40Cr,密度为7900kg/m3;主轴材料38CrMoAlA,密度为7800kg/m3。刀柄、主轴弹性 模量均为210GPa, 泊松比均为0.3,摩擦因数均为0.2。主轴左端面施加全约束,在拉钉孔内表面施加柱面轴向拉刀力18kN。
计算膨胀套与刀柄体的离心膨胀量,由此确定配合面l1段与l5段在极限 转速为40 000 r/min时保持接触的最小过盈量分别为18μm、 16μm。密封需要一定接触压力,故确定膨胀套/ 刀柄体配合为φ40H6/s5,对应的过盈量为27~ 54μm。
2.3膨胀套设计
膨胀套的油腔数目为2,确保高速时 形成2个支承。刀柄尾部有键槽传递扭矩,不起支承作用(同HSK,见图1)。膨胀套外廓尺寸与HSKA63刀柄锥体相同(图3)。只需对膨胀套内直径d、轴向尺寸l1,l2,…,l5、油腔壁厚t进行设计。 设计依据是使刀柄膨胀量(离心膨胀与油压膨胀的叠加)与主轴的离心膨胀量相匹配,取得补偿效果。
2.3.1膨胀套内直径
受到拉钉孔直径和膨胀套壁厚限制,膨胀套内直径d的范围约为39~44mm。利用ANSYS计算在极限转速下膨胀套锥面(刀柄锥面)径向位移(半径膨胀量)与内直径d的关系,将膨胀套锥面沿轴向10等分,结果如图5所示。由图可见, 在有限的变化范围内,内直径d对膨胀套的径向膨胀量影响很小。确定内直径d为42mm。
与内直径的关系(n=40 000r/min)
2.3.2膨胀套轴向尺寸
膨胀套长度为32 mm,轴向尺寸 包括肋宽l1、l3、l5和油腔宽度l2、l4。l1、l5影响膨胀套与刀柄体的配合面积和过盈密封;l2、l3、l4影响膨胀套的弹性变形。各轴向尺寸的变化范围都很有 限,膨胀套轴向尺寸的几种典型组合见表1。
mm
按不同的膨胀套轴向尺寸建立ANSYS有限元模型(同图4),分析极限转速下膨胀套锥面各点径向位移与膨胀套轴向尺寸的关系,如图6所示。由图可见,轴向尺寸对膨胀套的径向膨胀量影响较大,油腔越宽,弹性变形越大。主轴锥孔的径向位移如图7所示。对比图6和图7,选取较理想的轴向尺寸 组合为组 合2,即l1=15mm, l2=5mm,l3=3mm,l4=5mm,l5=4mm时, 膨胀套锥面与主轴锥孔的径向位移接近,补偿效果较好。
2.3.3油腔壁厚
油腔壁厚t影响膨胀套的弹性变形。t的取值范围定为0.5~0.9mm,利用ANSYS分析在极限转速下膨胀套锥面各点径向位移与油腔壁厚的关系,结果如图8所示。油腔壁厚减小,膨胀套补偿部位的径向位移增大。壁厚的变化范围很小,兼顾弹性 变形、应力集中 等因素,选取t= 0.7mm。
2.4油压密封及锥面接触应力检验
2.4.1膨胀套与刀柄体的密封检验
因膨胀套的设计尺寸与初定尺寸不同,故需进行密封检验。在刀柄/主轴有限元模型上施加不同极限转速、油压8MPa和最小配合过盈量, 分析膨胀套与刀柄体的接触应力,结果如图9所示。由图9a可见,极限转速 为40 000r/min时, 在油腔靠近刀柄小端的边缘有接触应力为零的区域,密封不可靠。降低转速,反复计算得到极限转速为37 500r/min时的过盈密封面的接触应力如图9b所示,由图可见,密封面接触面积为100%, 接触应力能确保实现可靠密封。
2.4.2刀柄/主轴锥面接触应力检验
图10所示为HE刀柄/主轴锥面接触应力, 计算其平均接触应力为8.715 MPa。HSK-A63刀柄在极限转速为272 00r/min时的锥面平均接触应力为6.985MPa,HE刀柄/主轴在极限转速为37 500r/min时仍保持较 高的接触 应力,且分布合理,形成有效的径向定位支承。
综合密封和锥面接触应力情况,确认刀柄的极限转速为37 500r/min,是标准HSK-A63刀柄极限转速的1.38倍。
3HE刀柄/主轴径向连接刚度分析
3.1径向连接刚度的计算方法
径向连接刚度是评价刀柄与主轴连接特性的关键指标,它不同于刀柄或主轴自身的刚度,故用弯矩载荷与刀柄相对于主轴端面的转角之比表示。图11为刀柄/主轴的径 向连接刚 度计算简图。
提取A、B、C、D四点的Z方向位移,分别记为ZA、ZB、ZC、ZD,根据下式 求得径向 连接刚度K:
式中,φ1为主轴的转角;φ2为刀柄与主轴的总转角;φ为刀柄/主轴连接部分的转角;D为主轴前端外直径;Df为刀柄法兰外直径;M为施加于刀柄的弯矩;K为刀柄/主轴的径向连接刚度。
3.2径向连接刚度分析
刀柄/主轴径向连接刚度计算的有限元模型同图4。主轴前端直径D =80mm,刀柄法兰端面直径Df=63mm。在距刀柄法兰端面80mm处施加集中力F以产生弯矩载荷M ,M取50~ 350N·m。有限元计算时施加的油压载荷与极限转速有关,按式(1)计算,见表2。有限元计算提取数据,绘制径向连接刚度与转速和弯矩载荷的关系曲线,如图12所示。
由图12可见,刀柄/主轴的径向连接刚度随着转速和载荷的增加而降低。虽然采用实心结构并有液压膨胀补偿,但补偿只是局部的,随着转速的提高,刀柄与主轴的锥面接触应力仍会减小,进而影响连接刚度。径向连接刚度与载荷成非线性关系,随着载荷的增大,刚度下降速率会加快[10]。
图13所示为HE刀柄和HSK-A63刀柄与主轴的径向连接刚度对比。HE刀柄的径向连接刚度高于HSK刀柄。尤其在高速段,HE刀柄刚度下降速率略小些,证明液压膨胀补偿使刀柄与主轴在锥面有更良好的接触,在更高转速下不仅能保证锥面定位,也保持了较高的径向连接刚度。
4结论
(1)本文设计 的新型高 速刀柄与 标准HSK刀柄具有相同的外形尺寸,二者具有良好兼容性; 新型刀柄采用实心短锥结构,提高了刀柄的强度和刚度。
(2)离心力驱动液压膨胀系统具有良好的离心膨胀动态补偿性能,与同规格的HSK-A63高速刀柄 相比,HE刀柄的极 限转速达 到37 500r/min,提高了38%。