倍压整流电路（精选四篇）
倍压整流电路 篇1
近年来,在电路设计的一些高电压小电流的场合,常常使用倍压整流电路。倍压整流电路可以把较低的交流电压通过耐压较低的整流二极管和电容振荡后产生一个较高的直流电压[1],但是对其参数的选取往往依靠经验,这样就为电路的设计增加了难度。通过对倍压整流电路进行计算机仿真分析各参数对整个倍压整流电路的具体影响,从而为电路设计提供参考依据
1 倍压整流电路原理
如今,常用的倍压电路基本结构主要有两种:科克罗夫特—沃尔顿对称式倍压整流电路和信克尔对称式倍压整流电路。下面以沃尔顿电路为例介绍倍压整流电路的原理。如图1所示为沃尔顿四倍压整流电路。
该电路主要由电容和二极管组成,电路原理如下:在交流电压正半周时,D1导通,C1被充电至峰值V1=-V,由于D1两端电压相等,C2不充电,第一个正半周充电完成;当负半周时,由于D1反向,因此D1不导通,电路通过正向的D2向C2充电,C2两端电压为电源电压与C1两端电压串联之和,为V2=-2V。第一个负半周充电完成。在第二个电压正半周时,D2反向截止,由于此时电源与C1电压大小相等,方向相反,因此D1仍不导通,电路通过D3向C3充电,C3充电完成后电压为V3=V2=-2 V;当负半周时,由前面可知,此时电源电压与C1向D2充电,D2两端电压为-2 V,而D4由D3向其充电,充满后D3两端电压也为-2 V,此时便可得到输出端电压为D1与D3电压之和,为-4 V,以此类推,便可得到六倍压甚至更高倍压整流电路的振荡充电原理。沃尔顿倍压整流电路中每个电容所承受电压都不会超过电源电压峰值的两倍,这是该类型电路的一大优点,所以在高倍压的电路设计中得到了广泛的应用[2]。
如图2所示为信克尔四倍压整流电路,该类型电路升压原理与之前介绍的沃尔顿电路原理基本相同,但是由于其电容是以并联的方式接入电路,因此当充电完成后,C4所承受电压为电压峰值的四倍,从而在电压较高的电路设计中该类型电路对电容的耐压值便提出了很高的要求[3]。但同时等效电容也增加,在电路设计中便可减小电容,缩小电路体积,加快了充电速度,因此在体积小,输出电压不太高的场合使用信克尔倍压整流电路。
2 电路仿真及分析
Protel DXP是主要用来设计电路图的工具,其中混合信号仿真器可实现电子电路的仿真[4],现采用该软件对沃尔顿倍压整流电路进行仿真。
2.1 二倍压整流电路仿真与参数分析
在DXP中搭建好电路后,选取交流电源幅值为1 000 V,频率为50 Hz,两个电容统一为1μf,负载为2 MΩ电阻,将在此参数设置下得到的仿真结果作为参照,用来与参数改变后的结果进行比较。图3为仿真电路,图4为仿真后的电压输出波形。
从倍压整流电路中可以看出,在交流电源幅值不变的情况下,可改变的参数主要有交流电源的频率,电容的容值以及负载的大小[5],首先将交流电源的频率改为20 Hz,其他参数不变,图5为此时的仿真波形;再将频率改回50 Hz,将两个电容的容值都改为0.1μf,图6是电容为0.1μf时的仿真波形;最后将电容容值改回1μf,将负载改为500 K,得到了如图7中的仿真波形,从上述三图中可以看出不同的参数的改变对倍压整流电路的输出具有不同的影响,在表1中列出了具体的仿真结果。
由以上仿真分析可以看出:频率降低不仅使输出电压下降,也使输出电压稳态时的峰峰值增加,输出不稳定,同时也延长了输出进入稳态的时间;电容容值的降低虽然缩小了电路体积,也缩短了进入稳态的时间,但是很大幅度地降低了输出电压的幅值;负载的降低在增大了输出电流的同时也使输出电压有了小幅度的下降,增加了输出电压的峰峰值,缩短了输出进入稳态的时间。
2.2 六倍压整流电路仿真与各电容参数分析
在现实的电路设计中,电源的频率与负载的大小往往是固定的,并不容易改变,而由上面的分析可知为了保证输出电压的大小,通常就只能增大电压的容值,但这样会在一定程度上延迟进入稳态的时间,并且在多倍压的整流电路中,所有电容容值的增加也会导致整个电路体积的增大,因此,在电路设计中可以有选择性地增加电容容值来调整输出[6]。以下对六倍压整流电路进行仿真,通过依次改变电路中各个电容的容值来观察不同位置的电容对输出的影响。
在六倍压的整流电路中,参数的选取沿用之前仿真设置的参数,交流电源1 000 V,50 Hz,电容1μf,负载2 MΩ电阻,如图8所示为仿真波形。
将此波形作为参照。然后依次改变电容容值为10μf,其余电容保持为1μf进行仿真,表2为仿真具体结果。
从表2中可以看出,电容1的改变增大了输出电压,并且可以有效地抑制电路由于电容的增大从而导致稳态时间增加;电容2的改变可以有效地减小输出稳态时的峰峰值,对稳态时间的增加也有抑制作用;电容3的改变增大了输出电压,对稳态时的峰峰值影响不大;电容4、5、6的改变对输出电压的影响较小,但都会延长进入稳态时间,其中电容4可以减小输出稳态时的峰峰值。按照以上得到的结果在电路设计中便可以根据不同的优化目的对电容参数取值。
如果需要在尽可能快地进入稳态的情况下增大输出电压,可以只改变前三个电容的容值,图9和图10分别是全部电容改变为10μf后的仿真波形与只改变前三个电容后的仿真波形。从图中得出改变全部电容容值的仿真结果输出电压为5 945 V,进入稳态时间大约为1.1 s;而只改变三个电容容值的仿真结果为电压5 898 V,进入稳态所需时间大约0.7 s。通过上述结果可知,尽管前一种电容取值多了50 V,但却需要多花0.5倍的时间才能进入稳态,因此,仅改变三个电容的容值便可达到优化目标。
3 结论
通过Protel的仿真分别对二倍压与六倍压整流电路进行建模与仿真,得出了以下结论。
1)在倍压整流电路设计中,通过增加交流电源频率,增大电容,增加负载可以有效地增大输出电压,也可以减小纹波的大小,但是电容的增加会延长电路进入稳态的时间,输出电流主要由负载的取值来决定,需根据设计中不同的要求来优化参数。
2)在电路设计中,当只能对电容容值进行改动时,并不需要保证各电容容值一样,可以有选择性地进行取值达到优化目的。图11和图12分别是在全部电容改变为10μf与只改变前三个电容的条件下实际搭建电路测试的波形,采用了电阻分压的方法来测量最后的输出电压。
从图中可以看出,经分压后在两种条件下测得的波形平均值分别是428V与412V,差距并不大,并且图12中的波形进入稳态的时间要快一些,再考虑到整个测试过程中存在的不可避免的误差,可以判断出在实际电路若只改变三个电容是可以达到优化目标的,同时,也验证了对倍压整流电路的分析是具有实际意义的。
参考文献
[1]银志军,赵扬,孙大维.倍压整流电路的仿真与分析.光电技术应用,2006;21(5):71—75
[2]曲振江,马文娟.高压静电设备中倍压整流电路的工作状态分析.高电压技术,2005;31(10):64—66
[3]施荣贵.高压直流电压倍压器的设计与制作.云光技术,1990;(4):15—23
[4]李秀霞,郑春厚,等.Protel DXP2004电路设计与仿真教程.北京:北京航空航天大学出版社,2010:167—183
[5]李蜀川,杨忠孝,成友才.倍压整流电路的计算.川北教育学院学报,2002;12(1):51—54
整流电路-教学反思 篇2
《电工电子技术》是机电一体化等专业的专业基础入门课程，该课程以实际应用为导向，结合高职院校学生的特点，旨在培养学生分析实际问题的能力、理论与实践相结合的能力。
通过本次授课，从以下方面进行教学反思：
一、教学理念
本次课贯彻高职教育“以学生为主体，教师为主导”（“以生为本”）的教学理念，以实际应用为导向，通过教师的组织与指导，引导学生发挥主观能动性，提高学生学习的积极性和主动性，将课堂知识和实际应用巧妙结合，使学生学有所乐、学有所用、学有所得。
二、教学方法
以实际应用导入课程，将问题引导教学法、探究式教学法贯穿课堂始终，构建“自主、合作、探究”型教学模式。
三、教学过程
结合自制稳压充电器，由实际应用导入，引起学生感官刺激，突出本次内容重点——整流。
小信号精密整流电路设计 篇3
摘 要：精密整流的作用是将交流小信号在过零处准确转换为直流信号。传统的二极管整流电路中，当输入电压小于二极管的开启电压时，二极管截止，输出电压为零；当输入电压大于开启电压，并使二极管完全导通，此时输出电压等于输入电压减二极管导通电压，输出电压小于输入电压，即输出电压只能反映出输入大于导通电压的部分。因此，当输入电压值较小，为某一交流小信号时（信号有效值与二极管的导通电压相近），二极管整流电路就会产生明显失真。所以，对交流小信号的整流不能用二极管。本文中所论述的小信号精密整流电路，是以运算放大器为核心器件，将双极性信号转换为单极性信号。
关键词：交流；小信号；整流；运放；波形
中图分类号： TU9 文献标识码： A 文章编号： 1673-1069（2016）25-176-2
1 电路组成
1.1 电路组成框图
交流小信号首先经过半波整流部分产生一半波信号，该信号再送入后级与输入信号进行叠加反向，输出的波形为全波整流信号。这个信号经一阶滤波电路后可得到较为平稳的直流信号。
1.2 电路原理图
电路图中由U1、D1、D2、R1、R2构成半波整流部分；由U2、R3、R4、R5构成叠加反向部分；由R6、C1构成一阶滤波部分。
假设电路中二极管导通电压为0.7V，而集成运放的开怀放大倍数一般为万倍级，此时运放输入端仅需微伏级的净输入量就能使二极管导通。所以，运放输入端电压的微小变化，就能使输出跟随其发生变化。小信号精密整流电路正是利用了这一特点，来实现对交流小信号的整流。
电路中集成运放的型号主要根据输入信号的电压幅度及频率进行选择。通常会选择幅值范围较大的轨到轨运放。
2 电路工作原理分析
2.1 半波整流部分
2.1.1 当输入交流小信号为电压正半周时：
因为ui>0，所以U1的输出电压uo1<0，使D1导通、D2截止。此时R1、R2、U1构成反向比例放大电路，其输出电压uo1=-（R2/R1）ui。电路中取R1=R2，所以uo1=-ui，电路为放大倍数为-1的反向放大电路。
2.1.2 当输入交流小信号为电压负电压时：
因为ui<0，所以U1的输出电压uo1>0，使D1截止、D2导通。由于D1截止，使U1输出端的信号uo1不送入下一级（即U2的输入端）；因为同向端接地，所以反向端电压为零，而此时D2导通，因此U1的输出电压uo1被钳位在0V（即uo1=0）。
2.2 叠加反向部分
由硬件电路图可知，R3、R4、R5和U2共同构成了个反向加法电路，它将输入信号ui和U1的输出信号uo1进行反向叠加运算。uo2=-（R5/R3）uo1-（R5/R4）ui，因为2R3≈R5、R4=R5，所以uo2=-2uo1-ui。
2.2.1 当输入交流小信号为电压正半周时：
①uo1为输入信号：因为U1输出的电压为uo1=-ui，该信号经U2后输出为uo2=2ui；
②ui为输入信号：该信号的输出为uo2〞=-ui；
③U2的输出uo2=uo2+uo2〞= ui。即当输入为正半周时，为等量同向输出。
2.2.2 当输入交流小信号为电压负电压时：
①uo1为输入信号：uo1被钳位在0V，即R3左侧电压为0，而R3右侧电压根据虚短可知也为0，所以理想情况下此时无电流流入U2，即uo2=0；
②ui为输入信号：该信号的输出为uo2〞=-ui；
③U2的输出uo2= uo2+ uo2〞=-ui。即当输入为负半周时，为等量反向输出。
2.2.3 在整个周期内：U2的输出为正半周电压加负半周的反向电压，从而实现了交流整流。
2.3 电路等效框图
在整个周期范围内，通过R1、R2的支路的放大倍数为-1，通过R3的支路的放大倍数为-2，通过电阻R4的支路的放大倍数为-1。所以，该小信号精密整流电路可以用下面的等效框图表示。
3 波形仿真
3.1 U1输出仿真波形
3.2 U2输出仿真波形
3.3 滤波后波形
参 考 文 献
[1] 赛尔吉欧·佛朗哥.基于运算放大器和模拟集成电路的电路设计[M].西安交通大学出版社，2009.
[2] 科特尔.运算放大器权威指南[M].人民邮电出版社，2010.
倍压整流电路 篇4
1 主电路工作原理简介
如图1(使用MATLAB/POWERSYSTEM绘制)所示系统总电路图,以设计额定输出功率1 k W,频率50 Hz,输出电压峰值900 V单相交流电源为例。该拓扑结构由三级电路构成。工频220 V交流电源AC,二极管D1、D2,储能电容C1、C2、限流电阻R1、R2构成第一级C-W二倍压整流电路。PID调节器,PWM发生模块,IGBT,续流二极管D3,储能电感L1,输出电容C3和电传感器检测与反馈回路构成第二级BOOST升压电路,单相逆变桥UniversalBridge2arm,纯阻性负载R3,LC滤波电路元件L2、C4构成第三级单相逆变电路。电路正常工作时,工频220 V交流电经过二倍压整流电路进行升压整流;但由于整流电压纹波较大,带负载能力较差[2],所以设计第二级BOOST升压电路,一方面是电压得到进一步地提高,另一方面,通过BOOST输出电压检测与反馈,结合PID调节器,提高BOOST输出直流电压的稳定性,并通过C3进一步减小直流电压的纹波。最后经过第三级的单相逆变器和LC滤波网络,得到50 Hz高压交流电。
2 主电路参数设计
2.1 倍压整流电路设计
倍压整流电路由电压源、变压器、电容和整流二极管组成。常用的倍压电路基本结构主要有两种:科克罗夫特一沃尔顿对称式倍压整流电路和信克尔对称式倍压整流电路。沃尔顿倍压整流电路中每个电容所承受电压都不会超过电源电压峰值的两倍,这是该类型电路的一大优点,所以在高倍压的电路设计中得到了广泛的应用[3]。
如图2为沃尔顿二倍压整流电路结构。假设电路中的所有元件都是理想的。电源电压有效值E。其工作原理如下:电源电压(下正上负)正半周时,二极管D1导通,D2截止,电流经过D1对C1充电,将电容C1上的电压充到接近U的峰值,并基本保持不变。电源电压为负半周时,二极管D2导通,D1截止。此时,C1上的电压为,与电源电压串联相加,电流经D2对电容C2充电。如此反复充电,C2上的电压就基本上是了。
储能电容C1、C2的选择需要综合考虑其电容值和耐压值。电容器上的直流电压极限值。选择是应当留有一定的裕量,二倍压整流电路输出电流为I,每个电容的容量相同为C,交流电源频率为f,电路阶数为N(二倍压为一阶),则电压下降ΔU和输出电压纹波Δu分别为[4]
由式(1)、式(2)可以看出,选择更大容值的电容不仅可以减小由于负载过大引起的电压下降,还可以减小二倍压整流电路输出电压的纹波。但是电容过大会导致电路成本和体积的提高,降低电路运行的稳定性。综合以上考虑,设计时C1,C2选择额定电压600 V,容值0.001 F的电解电容。
限流电阻R1与R2是为了在电路充电过程中限制流经整流二极管D1、D2的最大电流。如果选择过大,充电电流较小,电路转换效率降低,系统响应时间增长。如果选择过小,充电电流较大,可能导致整流二极管的损坏。综上考虑,选择D1、D2额定正向工作电流为80 A,限流电阻R1=R2=6Ω。
2.2 BOOST电路设计
Boost电路一般分为不连续导电模式(discontinuous conduction mode,DCM)和连续导电模式(continuous conduction mode,CCM)两种。BOOST变换器的CCM也分为完全电感供能(complete inductor supply mode,CISM)和不完全电感供能(incomplete inductor supply mode,IISM)两种模式[5]。而在要求相同功率输出时,DCM模式下开关管和二极管的最大瞬时电流比CCM模式下要大,同时输出直流电压纹波也会增加[6]。本文小功率实际应用系统中,电压较低,可选较大的滤波电容使得电压纹波减小。所以不一定要工作在CISM,只需满足CCM即可。在确定参数时,应充分考虑电路的最佳工作状态,同时兼顾元器件的极限参数。当变换器工作在CCM时,临界电感Lc和输出纹波电压Vpp为[7]
式中:RL为负载电阻;d为开关的导通比;T为开关周期;f为开关频率;C为输出电容;Vo为输出电压;Vi为输入电压。开关管最大电流,最大电压Vo。二极管最大电流,最大电压:Vo,其中ΔI为脉动电流。
根据上述公式,选取L1=4 m L,续流二极管D3额定正向工作电流80 A,输出电容C3选择额定电压1 500 V,容值0.1 m F的电解电容。
2.3 逆变电路设计
目前逆变技术主要采用脉宽调制(pulse width modulation,PWM)方式,在中小容量应用场合,双极性单相正弦脉宽调制(sine pulse width modulation,SPWM)逆变是一种常用的逆变技术。PWM波本身的特性决定着功放器件的输出电压含有较多的谐波分量,一般采用LC滤波器滤除输出电压中的高频谐波成分。综合考虑滤波器频率特性要求,负载变化对功率因数的影响和减小体积三方面[8]。选取滤波电容C4=0.05 m F滤波电感L2=50 m L。
3 系统仿真和分析
3.1 倍压整流电路和BOOST电路仿真与分析
如图3为本设计前两级电路,二倍压整流电路和BOOST电路组成的直流升压模块MATLAB/POWERSYSTE仿真模型,BOOST电路中的IGBT给定占空比50%的方波。RL为640Ω纯阻性负载。其他参数根据前面叙述方法进行选取。电路仿真波形如下。如图4,图5为两个二倍压整流电路整流二极管电流仿真波形。
由图4、图5波形分析可知:二倍压整流电路与BOOST电路级联后工作正常,流经二极管D1、D2的电流也在极限参数的范围之内。
如图6二倍压整流电路输出电压波形,图7为BOOST电路输出电压波形。
由图6分析可知二倍压整流电路实现了倍压功能,但是纹波较大。由图7分析可知,经过BOOST电路后,电压升为原来的两倍,与理论分析基本吻合。明显可以看出,电压纹波减小,电压更加稳定,达到设计效果。
3.2 系统电路仿真与分析
系统整体MATLAB/POWERSYSTE仿真模型如图3,RL为640Ω纯阻性负载,系统输出电压波形如图8,局部放大图如图9。
由图8、图9分析可知:电路最终输出频率50 Hz,峰值电压900 V的高压交流电。波形光滑平整。系统响应较快,在0.25 s时,基本达到稳态。实际应用时,若需求的电压增大,可以使用多倍压整流电路代替二倍压整流电路。实际负载多为感性负载,需对滤波电路做相应的调整,必要时,还需要增加功率因数校正电路,以满足实际应用的需求。
4 结束语
本文提出了一种设计小功率交流开关电源的新型拓扑结构,采用倍压整流电路和BOOST电路进行升压,避免了使用高频变压器带来的诸多问题。拓展了倍压整流电路的应用。并且通过模型仿真可知:系统结构合理,响应时间短,输出正弦波形平滑。与传统设计方法相比,简化了系统设计,减小电源体积和重量,具有广阔的应用前景。
摘要：传统高压交流电源通常由高频交流(HF)变压器、整流滤波电路和逆变桥正弦脉宽调制(SPWM)主电路组成。设计高频高压变压器是传统高压交流电源设计中的难点。提出一种新型小功率高压交流开关电源设计方案,采用倍压整流技术和升压斩波(BOOST)电路实现升压,避免了设计高频高压变压器时的绝缘距离受限制、空载电流过大,高频振荡回路可靠性低等问题,简化小功率高压交流电源拓扑结构,具有设计简洁,稳定可靠的优点。
关键词：倍压整流,升压斩波,小功率,高压交流电源
参考文献
[1] 兰柏,杨嘉祥,王新掌,等.高频高压交流电源的研制.高电压技术,2007;33(12):183—185Lan Bo,Yang Jiaxiang,Wang Xinzhang,et al.Development of high frequency and high voltage AC power supply.High Voltage Engineering,2007;33(12):183—185
[2] 林志琦,郎永辉,王岩,等.倍压整流电路电容参数的优化设计.长春工业大学学报;自然科学版,2009;30(5):551—553Lin Zhiyi,Lang Yonghui,Wang Yan,et al.Optimized design of voltage doubling rectifiers.Journal of Changchun University of Technology(Nature Science Edition),2009;30(5):551—553
[3] 陈翔,王丛岭,杨平,等.倍压整流电路参数分析与设计.科学技术与工程,2012;12(29):7733—7734Chen Xiang,Wang Congling,Yang Ping,et al.Parameter analysis and design of voltage doubling rectifier circuit.Science Technology and Engineering,2012;12(29):7733—7734
[4] 刘新泉,朱明光.三柱式倍压整流在高压电源中的应用.沈阳师范学院学报;自然科学版,2003;22(1):28—30Liu Xinquan,Zhu Mingguang.Application of three posts voltage multiplying rectifier in high voltage power supply.Journal of Shenyang Normal University,Nature Science,2003;22(1):28—30
[5] 谷鑫,夏长亮,陈炜.相差控制的Boost三电平变换器工作模式分析.中国电机工程学报,2011;31(27):36—38Gu Xin,Xia Changliang,Chen Wei.Analysis on operating mode of boost three-level converter with phase-delay control.Proceedings of the CSEE,2011;31(27):36—38
[6] 刘树林,刘健,陈勇兵.BOOST变换器的输出纹波电压分析与最小电感设计.西安交通大学学报,2007;41(6):707—709Liu Shulin,Liu Jian,Chen Yongbing.Output ripple voltage of boost converter and design of its minimal inductance.Journal of Xi'an Jiao Tong University,2007;41(6):707——709
[7] Kizilcay M,Ban G,Prikler L,et al.Interaction of the secondary arc with the transmission system during single-phase autoreclosure.Proceedings of IEEE Bologna Power Tech Conference.Piscataway,USA;IEEE,2003;23—26