相位选择（精选七篇）
相位选择 篇1
1 对象与方法
1.1 临床资料
搜集2007年6月至2008年5月32例无明显心脏疾患的健康受检者的MSCTCA资料,其中,男23例,女9例,年龄36～65岁,平均52岁。均为窦性心律,心率60～75次/min,心率大于75次/min者口服倍他乐克25～50 mg,60 min后进行检查。
1.2 扫描方法
采用日本TOSHIBA Aqulion16层螺旋CT机,检查前训练患者屏气,使心率波动幅度不能超过10%。扫描范围为气管隆突下方1 cm至膈顶下方2 cm。使用高压注射器,经肘部静脉以4 mL/s的速度注射造影剂碘比乐(含碘浓度300 g/L)80 mL。延迟时间采用Surestart智能触发方式联动扫描,当气管隆突层面主动脉根部的强化峰值达到设定值(主动脉根部感兴趣区内CT值上升至165 HU)时,嘱患者屏气后启动冠状动脉增强扫描。采用回顾性心电门控技术,扫描参数:探测器0.5×16排,螺距4.3,管电压135 kV,管电流300 mA,扫描速度2.5 r/s,采集矩阵512×512,层厚1 mm,重建间隔0.8 mm,重建函数值10。
1.3 图像后处理
将扫描完成后的原始图像进行回顾性心电门控重建。选择R-R期间40%、50%、60%、70%、80%、90%6个相位窗进行横断位薄层重建,再传送Vitrea2工作站进行图像后处理,分别对上述不同相位窗的重建薄层进行容积再现(volume rendering,VR)、多平面重组(MPR),最大密度投影(MIP)和曲面重组(CPR),分别重组出冠状动脉主干及其主要分支的2 D或3 D图像(见图1～10)。
1.4 图像评价方法
观察每一例MSCTCA资料的左主干(LM)、左前降支(LAD)、左回旋支(LCX)及右冠状动脉(RCA)的显示情况。参考Hong等[1]的5个等级评分方法,由2位放射科医师各自单独对每例资料LM,LAD,LCX,RCA在上述6个相位窗上的图像进行质量评价,意见不一致时通过协商达到一致。
1.5 统计学方法
运用多个独立样本(有序等级资料)χ2检验,检测比较R-R期间6个时相重组图像的质量差异;R-R期间2个时相间差异的检测采用两独立样本非参数检验;以P<0.05作为有统计学意义。
2 结果
32例健康检查者的各支冠状动脉在R-R期间不同相位窗图像质量评分结果见表1。32例检查者在不同相位窗4支冠脉总的可诊断例数及冠脉各分支的可诊断例数见表2。
由表1、表2可得知,冠状动脉总体显示最佳的时相依次为70%相位窗、80%相位窗、50%相位窗、40%相位窗,60%相位窗和90%相位窗。两独立样本非参数检验显示70%与80%、50%与40%相位窗的图像质量评分无显著性差异。前两者与后两者相比图像质量评分有显著性差异(P<0.05)。60%和90%相位窗之间有显著性差异,它们与其他4个相位窗相比,亦有显著性差异(P<0.05)。
32例健康受检者32支左主干在6个R-R期间时相均显示良好,绝大多数均评为5分。多个独立样本非参数检验显示32支左主干在上述R-R期间6个时相的图像质量差异无显著性意义(χ2=6.773,P=0.254)。分别对左前降支、左回旋支、右冠状动脉图像质量评分,经多个独立样本非参数检验显示在R-R期间6个相位窗这3支冠脉图像质量差异有显著性意义(χ2=58.56,P<0.05)。左前降支显示最佳的时相依次为70%、80%、50%、40%相位窗;左回旋支显示最佳的时相依次为70%、80%、50%、40%相位窗;右冠状动脉显示最佳的时相依次为80%、70%、50%、40%相位窗。LAD,LCX,RCA各相位窗两两之间χ2检验比较,70%与80%、40%与50%相位窗图像质量评分无显著性差异。70%和80%相位窗与40%、50%、60%、90%4个相位窗之间图像质量评分有显著性差异(P<0.05)。
3 讨论
冠状动脉粥硬化性心脏病(CAD)诊断的“金标准”为选择性血管造影,但它属于有创性检查,危险性高,并发症多。随着多排螺旋CT的出现以及回顾性心电门控的问世,MSCTCA可以作为一种无创性检查方法用于临床怀疑冠心病的筛选、冠脉钙化及狭窄程度的评价,以及冠脉支架、冠脉搭桥术后患者的评估。但是由于受心率、心搏、呼吸等多种因素影响,使得重建后的血管图像极易产生伪影。Achenbach等[2]的研究结果显示,仅有68%的冠状动脉可用于评价。Vogl等[3]的研究发现,即使心率在60次/min以下,也仅有80%的冠状动脉节段能用于评价。
由于冠状动脉的运动方式较复杂,冠状动脉各个节段的运动方向和速度存在差异,图像重建相位窗在R-R间期的位置将影响其冠状动脉重建成像的质量。Achenbach等[4]认为左冠状动脉主干及前降支重建图像质量最佳的心电相位窗为70%～80%,左冠状动脉回旋支及右冠状动脉为50%。Hong等[1]认为左前降支质量最佳的时相为50%和60%,左旋支为60%,右冠状动脉为50%。Kopp等[5]认为左冠状动脉前降支重建图像质量最佳的心电相位为60%～70%,左冠状动脉回旋支为50%,右冠状动脉为40%。蒋学祥等[6]研究发现心率小于70次/min双侧冠状动脉最佳重建时相大多位于70%～80%R-R期间,当心率大于70次/min时,右侧冠状动脉最佳重建时相多位于40%～50%R-R期间,左侧冠状动脉仍多位于70%～80%R-R期间。王照谦等[7]采用双扇区重建算法,冠状动脉多数在心动周期的R波后75%相位窗上显示最佳,其次为70%和50%相位窗。
由于心脏大小、心轴方向、血管走行方向的不同,导致在不同患者、不同心率及不同的冠状动脉分支间图像重建相位窗可不相同,因此,应按不同的冠状动脉分别选择不同的重建相位窗。根据本研究结果,如采用16层螺旋CT行冠状动脉成像,应首先选择70%相位窗进行冠状动脉图像重组,如在此相位窗上重组的冠状动脉CT图像不理想,可依次选择80%、50%、40%相位窗分别对各支冠脉进行图像重组,直到各支冠脉达到最佳显示。
摘要：目的探讨l6层螺旋CT冠状动脉造影的最佳重建相位窗。方法32例健康受检者行16层CT冠状动脉成像检查,在6个相位窗(心动周期的R波后40%、50%、60%、70%、80%、90%)上对冠状动脉进行CT图像重组,对这6个时相的薄层图像进行最大密度投影、二维曲面重建、多平面重建和容积再现重建。结果每位受检者的4条冠状动脉分支(左冠状动脉主干、左前降支、左回旋支、右冠状动脉)分别用于图像质量分析。左主干在6个R-R时相均显示良好,左前降支、左回旋支在70%相位窗的图像质量最佳,右冠状动脉在80%相位窗的图像质量最佳,整体图像在70%相位窗的重组图像质量最佳。结论16层螺旋CT冠状动脉成像,应首先选择70%相位窗。选择最佳相位窗进行图像重建可以明显提高图像质量和工作效率。
关键词：冠状血管造影术,体层摄影术,X线计算机,相位窗
参考文献
[1]Hong C,Becker CR,Huber A,et a1.ECG-gated reconstructed multi-detector row CT coronary angiography:effect of varying trigger delay on image quality[J].Radiology,2001,220(3):712-717.
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相位选择 篇2
关键词：数字相位计,FPGA,FFT
0 引言
红外激光测距系统由于其测距的准确性和实时性,已广泛应用于军事、电力、机械、煤矿等领域。该系统的原理是通过测量连续波激光在发射点与测量点之间往返传播所产生的相位延迟来间接测得距离。即利用被调制的连续激光器对合作目标发射一束调制了的连续激光波,激光接收机接收由目标返回来的调制光波,通过测量发射的调制激光束与接收的调制光回波之间的相位移来代替时间的测量,即间接测量目标的距离。因此,信号的相位测量的精度决定了测距的精度。
相位法是一种常用的信号检测技术,相位测量的方法有模拟相位差计、自动数字鉴相、信号频谱分析等。传统的模拟、数字相位计在进行信号相位测量时,会因外部干扰源或本身线路的原因产生各种各样的误差,严重影响了测量的精度。目前,采用软件算法可获得相位测量的高精度,它的原理主要是通过运用一定的软件算法来提取信号的相位信息达到相位检测的目的,其中最常用的算法有傅里叶变换法、最小二乘法和相关函数法。本文正是采用傅里叶变换法的方法来完成信号相位的检测。但由于傅里叶变换所需运算量相当大,计算时间较长,所以必须借助于FFT(快速傅里叶变换)算法。
本文介绍一种基于FPGA的数字相位计,它将数字信号处理和信号的傅里叶变换引入鉴相系统,利用现场可编程门阵列(FPGA)实时高速的数据处理能力对采集信号进行快速傅里叶变换,计算出采样信号的初始相位,进而解算出测距系统中测量信号和参考信号之间的信号差。针对于传统的数字信号处理器(DSP)而言,现代大容量,高速度的FPGA芯片在数据的大吞吐量和数据的纯硬件处理方面,有独特的优势。面对传统的DSP处理器诸多难以克服的技术瓶颈,FPGA已有了突破性的应用。在各种DSP应用场合,FPGA具有全硬件的用户可定制性以及可重配置性,即可根据需要随时通过改变FPGA中的DSP系统的硬件结构来改变系统的功能和技术指标。可以预见,FPGA有进一步取代DSP处理器的趋势。
1 数字相位计的测量原理
首先,用双通道A/D器件将激光器发出的参考信号和接受器接受的测量信号采样转变为数字信号,然后对采样数据作快速傅里叶变换FFT,求出其频谱分布,并根据频谱值分别求得两信号的初始相位角,从而求得相应的相位差值。
假设A/D的采样频率为fs,FFT的长度为N,则谱的频率分辨率为:
对于信号来说,其频率一般并不正好是频率分辨率的整数倍,这样在功率谱上会表现为两条谱线。但是由于所处理的信号f频率为已知,为了方便起见,将选择合适的采样频率fs和采样点数N,使得信号正好落在频率分辨率的整数倍上,即在其功率谱上表现为单一谱线。如果功率谱最大值出现在第n个频率上,则此频率为:
然后只需在幅度谱上取其相应的第n个频谱值的实部Re和虚部Im,按照(3)式即可计算得到输入信号的初始相位。
在数字相位计中分别对发射信号和接收信号做FFT变换,并分别求得两信号的初始相位角,从而求得相应的相位差值。若发射信号的初相位被设置成0,那么只需对接收信号的初相位进行FFT变换,即可求出相位差值。
整个数字相位计的原理框图,如图1所示:
2 FFT算法分析
对于长度为N的时域序列x(n)离散傅里叶变换可以表示为:
FFT算法是将长序列的DFT分解为短序列的DFT。时间抽取FFT(DIT)是将N点的输入序列x(n)按照偶数和奇数分解为偶序列x1(n)=x(2n)和奇序列x2(n)=x(2n+1)两部分,因此x(n)的N点FFT可以表示为:
当N=2L时,共有L级蝶形,每级都由N/2个蝶形运算组成,每个蝶形有两次复加和一次复乘,因而每级运算都需N/2次复乘和N次复加,这样L级运算总共需要复乘数N/2log2N,复加数Nlog2N次。
本文从以下5个方面对基2-DIT算法流程的特点予以说明:
①原位运算(同址运算)
基2-DIT算法是很有规律的,其每级计算都是由N/2个蝶形运算构成,每一个蝶形结构完成下述的基本迭代运算:
式(6)中m表示第m级迭代,k,j为数据所在行数。
②倒位序
按原位计算时,FFT的输出X(k)是按正常顺序排列在存储单元中,但是这时输入x(n)却不是按自然顺序存储的,称之为倒位序。一般实际运算中,总是先按自然顺序将输入序列存入存储单元中,为了得到倒位序的排列,则要通过变址运算来完成。
③蝶形运算两节点的距离
有两种情况:①输入数据为倒位序,输出为自然顺序的,其第一级每个蝶形的两节点间“距离”为1,第二级每个蝶形的两节点“距离”为2,第三级每个蝶形的两节点“距离”为4,由此类推得,对N=2L点FFT,其第m级运算,每个蝶形得两节点“距离”为2m-1。②输入数据为自然顺序,输出为倒位序的,对于N=2L点FFT,其第m级运算,每个蝶形得两节点“距离”为N/2m。
④旋转因子W'N的确定
对于输入数据为倒位序的,其第m级运算,一个蝶形运算的两节点“距离”为2m-1,因而(6)式可以写成:
r的求解方法为:把(7)式中蝶形运算两节点中的第一个节点标号值,即k值,表示成L位(N=2L)二进制数,把此二进制数乘上2L-M,即将此二进制数左移L-M位,把右边空出的位置补零,此数即为所求r的二进制数。
⑤存储单元
由于是原位运算,只需有输入序列x(n)(n=0,1,2,…,N-1)的N个存储单元,加上系数W'N(r·=0,1,2,…,N/2-1)的N/2个存储单元。
3 FFT算法在FPGA中的实现
FFT硬件处理器的结构框图,如图2所示。FFT处理器包括一个基2的蝶形运算单元(包括四个实数乘法器、六个加/减法器),一个双端口存储器用于存放输入输出数据和中间结果,一个ROM用于存放系数(旋转因子表),一个控制器用来控制整个系统运算流程和一个地址产生单元用来产生寻址RAM和ROM的地址。FFT运算时,蝶形运算采用了流水方式因此将运算中间和最终结果写回RAM的过程开始于读出第一个数后的第5个周期,这就需要计数器单元记录这些周期。数据通路是16位带符号的定点数,系数是16位。
整个系统的工作流程如下:
控制单元接收外部启动信号initial后,首先复位各个功能模块。发出in_mode,wr_en信号,接收待算数据,同时地址发生器根据in_mode模式发出写地址信号,将外部数据写入RAM中。接收数据完毕,io_finish有效后,控制单元发出rom en,rd_en,fft_mode,fft_en信号,地址发生器根据fft_mode模式产生读RAM、ROM的地址,读出的数dadain_re,dadain_im以及旋转因子送入蝶形运算单元进行运算,运算完成后将运算结果dadaout_re,dadaout_im写入到RAM中。这样直到FFT运算完成之后,fft_finish有效,控制单元发出out_mode信号,将运算的最终结果从RAM读出。
本电路具有以下特点:
①蝶形运算电路
蝶形运算电路是本系统的核心部分,采用并行处理的运算方式。每个蝶形运算单元的计算结果存储在原相同的RAM单元中,同时由进位寄存器输出数据用于溢出检测。
②数据存储
双端口RAM是输入输出数据及中间运算结果的存储单元。因此,双端口RAM的频繁读写速度对FFT处理速度影响很大。将双端口RAM内置在FPGA中既不存在驱动和pad延时,速度极快,而且控制简单,不需占用片外电路面积,可提高系统的可靠性。
③时钟管理
本设计的系统内部需要多个时钟信号,如蝶形运算单元的倍频时钟,ROM寻址的分频时钟以及主系统时钟。为了消除时钟分配延时,可以采用FPGA片内的PLL(Phase-locked Loop)。PLL不仅可以保证芯片的内部时钟和外部时钟信号保持精确的同步,还可以对时钟信号进行倍频和分频。
4 结束语
由FPGA芯片构造的数字相位计,是在完成FFT算法的基础上实现的。本设计采用流水线工作方式,内置双端口RAM,ROM单元,加快系统的总体速度,使存取数据,蝶形运算,溢出检测工作协调一致,有效避免了“瓶颈”。该数字相位计应用到激光相位测距中,不仅可以保证位置测量的精度,提高系统的稳定性,而且在很大程度上简化了电路的复杂程度和功耗,具有良好的应用前景。
参考文献
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[4]潘松,黄继业,王国栋.现代DSP技术[M].西安电子科技大学出版社,2006.
相位选择 篇3
地震数据采集中经常需要用到用多个ADC去同时采样一个信号以获得各种信号的相对相位。这就要求到多个ADC用一个同步时钟以及一个同步触发信号来控制ADC采样同时进行。所以地震数据中时间同步信息集中是一个非常重要的信息。时间同步的测量精度不仅直接影响到地震观测记录的质量, 也是地震数据分析和地震波反演工作所需要的很有价值的数据。地震数据采集中多个数据采集仪器是一个空间式分布, 各个ADC之间相隔比较远, 所以即使同个一个同步信号从主控站到各个采集站之间的时间也是不一样的。这样就会对数据采集系统带来同步时间差, 由于距离的原因这种时间差并不容易消除。如果几个ADC对同一个正弦测试信号进行采样, 同步时间差在采集到的信号上就表现为初始相位的相位差 () 。可根据采集获得正弦信号相位差来获取同步时间的差异。
2.相位计算
B信号差值法估算两个信号相位差的方法。
ADCs采样信号分别为
由于两个ADCs之间的增益误差不一致, 所以A不等于B。对A, B进行归一化处理之后得到:
对两个信号做差:
测试信号频率是31.25kHz ()
(1) 式可以化为
值很小所以
那么 (2) 可以化简为
式 (3) 是一个幅度为的正弦信号。所以同步时间差可以由式 (3) 得到。这是一种得到相位差的简单方法, 但是没有考虑到谐波和噪声的影响, 因此精确度比较低。
从谐波还有噪声两个方面来进行误差分析。考虑到谐波影响采样得到的信号应该为:
考虑到噪声和谐波的影响, 实际的信号类似于这样[4]
为第n次谐波的初相位, An为第n次谐波的幅度。且幅度和总谐波畸变THD有以下关系
由于谐波引起的相位差可以估算出来。假定各次谐波的相位为0, 谐波造成基波幅值正向增大, 并以最大值影响相位差。另一方面, 假定各次谐波的相位在这一时刻为π并造成基波幅值偏向负向。谐波最大幅值定义为, 采样频率为1KHz, 只考虑10次以下谐波, 那么谐波幅值之和为:
根据式 (4) 和 (5) , 可以得到式 (6)
谐波带来的相位差小于。-110dB总谐波失真相当于相位差。可以认为SNR的绝对值远大于THD值, 噪声引起的相位差小于谐波引起的。
该论文提出了一种相位差精确控制方法, 并且介绍了一种有效计算小相位差的方法。对谐波和噪声带来的误差进行分析。并证明这种方法可以用来计算在范围内的相位差。
摘要：并行采样中多个ADC之间同步时间差会带来采样数据的相位差。本文介绍了一种能够减少同步时间差的方法。通过这一方法可以使不同取样ADC之间的时间差在600ns内。在该同步精度下对采样信号相位差进行分析。介绍了计算信号相位差的一般方法。然后分别用信号差值法, 傅立叶法求出采样信号的相位差信号以及采样方法和误差分析的应用范围。
关键词：地震数据采集,并行采样,相位差,离散傅立叶变换
参考文献
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[3]Kejariwal, M.Johnston, J.Hopkins, T.Drakshapalli, P, “A Low-Power High-Precision Self-Testing Data Acquisition System for a Large Seismic Exploration Grid”.IEE CONFERENCE PUBLICATION.NUMB 510, pp 111-116, 2005
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[5]Du Nianwen, Guo Liqiang, “Error Analysis of Phase Measurement Using Fourier Transform”.JOURNAL OF ELECTRONIC MEASUREMENT AND INSTRUMENT Vol.21, Issue 01, 2005
射频相位表 篇4
在无线电业余爱好者的诸多现场测试应用中, 一款精确的射频相位表总能大显身手, 例如对于天线相位调整和延迟线的传输线电气长度测量、传输线传播速度 (Vp) 测定、天线组与天线阵列相位调整的线缆长度匹配、相控阵列天线系统的定相网络调节、调谐电路的谐振测定与滤波调节、相控阵列混合耦合器的测试与调节、特定频率的抗性成分测量以及任意单一频率下需要两端相位测量的应用。它还适用于音响发烧友的一些应用领域中。
我设计这款便携式仪器的主要目的是为了现场调节相控垂直阵列天线定相网络。在这之前, 为了在阵列天线测试实验中调节相位, 我使用可靠的HP8405A矢量电压表和HP8640B信号源, 有时候还要带上多通道示波器。为此常常要携带超过90公斤的测试仪器以及一个便携式电源到现场, 这耗费我大量的时间、精力, 成为研究实验的一种负担。我意识到自己需要一种既便携又精确的仪器, 于是便着手设计自己理想中的相位表。
我列出了设计需求:利用已有的元器件;在0℃～70℃间能够显示可重复精度;无需频率测量仪器以及特殊测试实验即可完成简单的校准;测量前不需要安装或校准;使用印制电路板制作, 以满足有需求的人复制此款仪器。另外, 测量所需的RF信号源也应当是业余爱好者实验设备中所具备, 比如各种业余无线电杂志中提供设计制作方法的一些天线分析仪、栅陷表、信号源以及弱电台信号发射机。仪器的基本属性需求在表1中列出。
电路说明
如图1所示, 参考信号输入 (REF) 与未知信号输入 (UNKN) 通道在电气上相同且对称。每条输入通道都经过一个衰减器, 输入信号电平降为原信号五分之一 (～14dB) , 并且输入阻抗大约为1.2kΩ并联12pF电容。选择这样的输入阻抗与衰减器是为了在接入比较器输入时保持较低的输入阻抗, 负载最小达50Ω的系统, 以确保过零交叉点的稳定转换。比较器U1、U2实现过零检测器的功能, 将每个通道的正弦波输入转换成精确的方波。这些超快速比较器增益带宽达到50GHz, 在VHF频率范围内对于低电频信号响应非常灵敏。U1、U2的方波输出传输至相位检测器U3, 一款高级CMOS异或门器件。U3的输出是一个连续的、轨到轨幅度摆动的方波脉冲, 其宽度为两个输入信号相位差的线性函数。
相位检测器输出被连至R5、R6和C6组成的RC积分器, 时间常数为0.4秒。积分器的输出传送至U4, 一款高阻、低输入电流直流运算放大场效应管, 它将相位信息缓冲、缩放, 产生0～1.8V的直流输出信号, 代表000°～180°的线性关系。U4的输出通过一个3-1/2数位的数字电压表 (DVM) 产生000°～180°的读数。通过R6可以调节满量程读数至180°, 通过R9可以调节0读数至000°。
设计中所使用的3-1/2数位DVM需要独立供电。DVM使用的+9V电源与地电位必须与输入信号相隔离。图3中的B3是一块独立电池, 用以满足以上需求。B3的+9V电源通过图1中光耦U7与数字表相连, 作为开关, 将表的电源与射频电路板的电源和地相隔离。
制作
在这个项目中, 我设计了两块印制电路板, 一块射频电路板和一块电池电路板, 建议使用这两块电路板。所有的集成电路都应当直接焊接于印制电路板上, 这样可以有效利用地层并保持稳定。请不要使用集成电路插座, 安装C6时请务必看清极性。我使用Molex接插件连接仪表板、数字表和电池器件, 你也可以直接用导线将他们连至射频电路板上。前面板BNC插头与射频电路板REF、UNKN输出端子J1和J2间的RB-174/U连线长度必须相等。
我建议使用9V碱性电池作为B1, 由于需要+9V、65mA的电源, 一节碱性电池大约可以提供8小时的使用时间。B2的电流要求为5mA, B3的为1mA, 可以忽略不计。三者都使用9V碱性电池很合算, 因为当负载电流为65mA、B1的电压降至7.2V以下时, 低于正电压稳压器U6工作电压, 可以同B2或者B3调换, 也还能提供B2/B3足够的电能, 以供负电压稳压器U5或者DVM使用。
图4描绘了外壳制作的前面板机械结构细节。印制电路板通过 (4) 4-40x 3/8英寸平头螺栓贯穿外壳而固定。每根螺栓通过一个4-40内齿星形垫圈和螺母固定, 螺母兼作为印制电路板的支柱。每个螺母上另加一个4-40星形垫圈, 印制电路板置于其上, 顶端再加装一套4-40星形垫圈和螺母以固定电路板。
PM-128 DVM根据模块指令改变显示数值。请确保数字表电路板上P1、P2、P3焊盘没有连接, RB焊盘上的跳线被移除, 目的是取消小数点的显示。还要在RA焊盘上加装一个100kΩ, 1/4W, 1%的电阻, 在RB焊盘上加装由3个3.3MΩ, 1/4W, 1%电阻串联制成的9.9MΩ, 1/4W, 1%电阻。
校准
校准频率的选择并不严格, 使用音频变压器的音频信号或者图5所示变压器产生的射频信号都可以完成。较高的校准频率可以获得更精准的180°调节, 我建议使用10dBm电平, 30MHz的信号。
校准设置如图5 (B&C) 所示, 仅需1个跳线、BNC适配器若干、一个频率适于校准的中心抽头变压器以及一个未调制的CW信号源。一旦0°和180°的校准点被确定, 就可以从仪器读取50Hz～50MHz范围内任意频率正确的相位差。
首先将R6和R9的微调旋钮逆时针转4圈, 再顺时针转2圈以到达中心位置。接下来如图5 (B) 所示将0°信号接至各个通道, 打开电源并调节R9直到读数为000, 积分电路大约需要2～3秒才能稳定。你会观察到当你继续调节超过000点时, LCD显示负极符号。调节R9直到符号消失, 同时读数仍为000。再如图5 (C) 将0°信号接至REF通道, 180°信号接至UNKN通道, 并调节R6直到显示数值为180。这些调节相互略有影响, 因此要反复几次以获得精确校准。至此校准完成。
测量
保持输入信号在适当幅度对相位测量结果精确至关重要。如果你不知道自己的信号源是否能合适, 可以通过真空管电压表或者数字电压表测量信号的电压有效值来确定。也可以使用示波器, 不过需要将峰峰值转换为有效值。如果使用天线分析仪作为信号源, 必须工作在单频率模式, 即不要扫频。如果是为了调节电路进行测量, 要在调节增量之后等待2～3秒使得相位表的积分电路稳定下来并显示数据, 这一点很重要。
该仪器显示的是相位差绝对值。如果测量有这方面要求, 还必须根据电路及元器件相关知识建立适当超前或延后的相位角。
准备一套与仪器相匹配的测试探头, 对于在线测量来说是非常方便的。制作这些连线仅需要同轴线缆, 比如RG-174/U或者RG-58A/U, 他们从BNC接头到探头引脚必须一样长, 长度也要适合应用需求。探头的电气长度必须在测试频率下进行计算, 并且在相位测量时加上一定的修正。为了方便起见, 表2提供了30厘米长探头的修正值, 这些探头使用标称VP为0.66的同轴线缆, 比如RG-174/U或RG-58A/U。
应用
图6展示的我调节40米四元心形阵列定相网络时使用的相位表原型机, 测试使用的是里瓦伦 (Lewallen) 电流强行注入法。调节目的是让定相网络产生110°的相位延迟, 显示的115°是包含了5°的修正因子。
图7演示的是如何将传输线切割至特定的电气长度。这需要在一定的精度内确定传输线的速度因子, 先通过测量获得的传播速度对线材进行粗切割, 再根据计算值进行细处理, 最后将传输线调节至精确地长度。
理想情况下, 测试线缆应该通过UG-274A/U BNC T适配器 (一共7.5厘米长) 与REF和UNKN输入端直接相连。在测量频率下, 针对测试线材的期望读数应当考虑每个T适配器的3.8厘米长度所产生的修正因子。这一点在高频测量时尤为重要, 因为此时T适配器本身长度会导致明显误差。
如果你使用系列间同轴转换器, 诸如UHF-BNC或者N-BNC将测试线材连接至相位表, 最终测量结果必须考虑这些适配器的电气长度。针对具体频率时, BNC T和系列间适配器的修正值可以通过TIPS中的公式 (3) 计算获得。聚乙烯电解质适配器的VP为0.66, 聚四氟乙烯电解质适配器VP为0.69。端子的特性阻抗必须与测试线材的相等。只有当信号输出阻抗与测试线材一样时, 输入端端子可以忽略不计。
TIPS:测试探头修正因子
测量用探头的修正因子可以根据1/4波长频率的计算而比例的得出。所需要考察的是速度因子 (VP) 和同轴线的物理长度。那么线缆的1/4波长频率, 单位MHz可以通过以下计算得到:
在一定测试频率下, 测试探头的长度, 单位为度, 可以通过以下计算按比例获得:
综合公式 (1) 和 (2) :
例如, 假设你的测试探头是由RG-58C/U制成, 38厘米长, 测试频率为7.20MHz。那么在测量中应考虑相应的修正因子。
频率源相位噪声测量研究 篇5
1.1短稳测量概述
所谓的时域测量,指的是在采样时间已经指定的情况下,对频率源进行连续不间断的测量,根据测量的结果计算出平均的频率,最后计算ay(T),也就是阿伦方差的平方根。在计算的时候,最早采用的方法就是直接计数器的方法,这种方法也是最简单的一种方法,也叫做直接测频法。 受死时间以及计数器分辨能力的双重影响,在很长一段之间内这种方法都没有得到大范围的采用。所以后期又相继提出差拍测频法以及频差倍增测频法等两种方法来提高分辨测频方法的能力,以上两种方法又分别被简称为差拍法和频差倍增法。其中后者的检测原理是通过对频差倍增器的使用,是被测频率源和参考源之间的差距进行偏差倍数的增加,通常情况下增加的倍数为10n倍,而且输入和输出固定的频率,那么就有:
通过这一公式可以看出,利用频差倍增法可以比直接利用测频法的分辨力提高了N倍。和频差倍增法不同的是,差拍法的原理是通过对参考源的频率进行调偏处理,之后通过变频得到一个差拍的频率fb,最后利用计数器对fb的频率进行测量并且求出平均值。
1.2时域测量的若干问题
1.2.1有限次测量组数的影响
受阿仑方差是随机估算现实的影响, 在实际的操作过程中针对阿仑方差是不可能一直进行测量无限多次的,那么在有限的测量次数之内,其可信度就由平均频率的独立测量组数m来决定,其中和不确定之间的关系是负向关系。根据公式,其意思指的是在有限测量结果中m的值比100大的时候,不确定度就为10%,或者在10% 以下,这个时候对其造成的影响是可以忽略不计的。为了使有限测量的误差不断缩小,往往在测试的时候多测试几次,例如测试三到五次,这样就得到三到五个σy(τ)值,通过计算几次的平均结果来决定。
1.2.2参考源稳定度的影响。
使用差拍法进行测量的时候,得到的结果中包括了参考源以及被测量源共同结果,为了使参考源受到的影响降低到最小,尽量选择低噪声的参考源,而且使参考源测试的范围缩小到可以被测源的范围之内。假如在稳定的方面参考源和被测源的比例超过了三倍,那么测量结果要比被测源的实际数值高出五个百分点,从这个数值来看的话,可以认为参考源带来的影响是十分有限的。不过在测量高稳定源的时候,要想选择比三倍还要高的参考源是不容易的。这个时候,应该尽量的选择和被测源有相同稳定度的源作为参考目标,其中被测源的稳定度可以通过和同类源进行比较获得。
1.2.3测量间隙的影响
在现实中,某些装置是根本无法实现无间隙的进行测量的。在遇到这种情况的时候,只有在的情况下,比如的时候,测量得到的有间隙阿仑方差σy(2 .T.τ)才可以被近似的认为是和 σy(τ)相同的,也就是说可以不计较间隙的存在导致的影响。如果不是在这个范围之内的话,只可以通过阿仑方差氏的方法对 σy(2 .T.τ)测量的结果进行计算,同时还必须要给出测量周期的数值,也就是T值。 时间间隔分析仪以及HP5371A/72A频率分析仪不但满嘴了无间隙连续采样的要求,同时还能够根据阿仑方差对平方根进行计算和测量,这一功能和HPK79一59992A混频/IF放大器共同组成了对阿伦方差进行迅速测量的装置,截止到现在为止都是一个可靠的测量时域频率的装置,被广泛的进行采用。
1.2.4触发噪声的影响
宽带噪声一般会附加在参考信号和被测信号上,以下变频相混叠的方式进入到IF宽带内部,而且在后面的过程中会通过触发电路以及IF放大器被转变为时间或者相位误差,这种现象在计数器中被称为触发误差。这一误差的大小主要是由后期表现的噪声能量和信号幅度转换速度来决定的,如果信号幅度转换速度过快或者噪声电平转换速度较高的话,对于特定的数值范围内,触发的误差同样是微乎其微的。IF信号宽带中的噪声可以通过后面的宽带滤波器实现很大程度的减低,同时滤波器对IF信号进行局部的放大,这样就得到一个高强度的、噪声较小的信号, 最终被输入到信号的输入端,在很大程度上降低了触发的误差。
1.2.5计数器的时基影响
时基的影响主要有两点:首先是受时基老化以及稳定程度的影响造成的时基误差,其次是基于时基分辨力基础上的计数器测量分辨率。其中计数器能够达到的最为精确的一个准确度就是计数器测量分辨力。使用差拍法进行测量的时候,拍频和测量的分辨力有很大的关系,也就是说通过降低拍频能够在一定程度上提升分辨力的测量质量,另外能够利用高稳定的晶振对时基误差进行完善和降低误差, 直到其达到一个可以忽略不计的结果。
2频域相位噪声测量
2.1测量方法概述
所谓的频域噪声边带,是因为频率源被测量的时候内部的噪声调频以及调相所输出的一种信号,对这种信号进行测量的最有效直接的办法就是使用直接测量法,也叫直接频谱仪法。直接测量法测量之后得到的记过是射频功率谱SRF(f),如果调幅噪声低于相位噪声一定的程度的时候,往往这个界定值为1Od B,那么通过测量得到的结果就是边带相位噪声了,用L(f) 来表示。影响直接频谱仪法的主要因素包括三个,分别是L0的相位噪声、分辨能力以及其动态范围等等。假如一个频率其表现出很强力的漂移的现象,那么这个源是不可以用这种方法进行测量的。所以说,这种方法只适合于快速测量频率源往往是边带噪声电平较高的源。同时为了在测量的时候提高测量噪声的灵敏度,还往往会采用消载波的技术,也就是平常所说的解调的方法。这种方法提高测量灵敏度的原理是在测量的时候把频率的载波想法消除掉,消除之后只剩下边带噪声了, 这时候边带噪声仍然是带有信号的。这种提升质量的方法一般会通过相位检波器以及有鉴频器的方法来实现。频率鉴频器法将被测频率送到一个鉴频器,变换成电压起伏△ Vrms,经滤波放大送低频频谱仪分析测量。
2.2相位噪声测量的若干问题
2.2.1参考源相位噪声的影响
相位噪声测量系统参考源( 包括混频源、锁相源) 的相位噪声Lf应优于被测源1Od B以上,否则应考虑其对测试结果的影响。
2.2.2测量系统底部噪声的影响
一般认为当底部噪声优于被测源相位噪声10d B以上时,则底部噪声的影响可以忽略,否则应考虑其对测试结果的影响。
2.2.3调幅噪声的影响
相位检波器法测量中,由于相位检波器工作于正交状态,它对被测信号和参考信号的AM噪声不敏感。在典型的情况下, 其对AM的噪声的抑制能力在20d B以上一般在射频波段可达30一40d B,在微波波段,可达20d B以上)。所以,相位检波器测量系统具有区分AM噪声和相位噪声的能力,一般情况下测得的就是相位噪声。
3国内外测量设备的发展状况
3.1时域阿仑方差测量
(l) 不能完全做到无间隙测量;
(2) 系统的灵敏度仍受计数器分辨力等的限制,满足不了高稳定频率源测量的要求,该产品现已被淘汰,但国内仍在普遍采用。
中国航天工业总公司二院二0三所新近推出HT一01型频率短稳分析仪, 其特点是:无间隙连续采样二机内装有高稳定参考频率源;可对SMHz,10MHz, 100MHz频标源的lms-ls采样时间的稳定度测试,不需用户配备任何其他仪器,就可独立完成;对非标准频率源的测试用户只需配备参考频率源即可。本分析仪不仅可进行阿仑方差测量,还可配以频谱仪进行相位噪声的测量,是一台频标源的研制、生产、使用单位适用的、性能价格比高的短稳及相位噪声测量分析仪。
3.2相位噪声测量
相位噪声测量设备,美国HP公司继HP3047A之后又推出了HP3O48A相位噪声测试系统,HP3O48A主要在两方面做了改进:一是通过增加10MHz A, IOMHz B,350-500MHz VCO以及改善DCFM的特性,使该系统总的频率调谐范围复盖了从 ±5X10-8HZ提升到 ±2X107的很宽的范围;二是测量软件更加完善、 齐全,便于应用。
4结语
步进电机相位错位问题研究 篇6
在某些特殊应用场合,被控步进电机的数量比较多,并且需要进行切换控制。在切换控制过程中,在半闭环控制系统中步进电机的每一次上电运行操作都是在上一次断电时所处位置的基础上进行的,并没有绝对的零点可供参考。这样,在每次步进电机上电的时候,就存在一个驱动器相位与步进电机停机时位置相位错位的问题,这在一定程度上影响了控制的精度,故本文提出了一种引入相位反馈来消除相位错位的方法,此方法在工程应用中取得了很好的效果。
2 步进电机的驱动原理
反应式步进电机是使用比较广泛的一种步进电机,其驱动原理相对也比较简单,下面以三相反应式步进电机为例说明其原理。步进电机的转子上均匀的分布着很多的小齿,定子齿上有三个励磁绕组,其几何轴线依次分别于转子齿轴线错开0、T/3、2T/3(相邻两转子齿轴线间的距离为齿距以T表示),既A与齿1相对齐,B与齿2向右错开T/3,C与齿3向右错开2T/3,A与齿5相对齐(A就是A,齿5就是齿1),下面图1是定转子的展开图。
如A想通电,B和C相不通电,由于磁场的作用,齿1与A对齐。如B相通电,A和C相不通电,齿2应与B对齐,此时转子向右转动T/3,此时齿3与C偏移为T/3,齿4与A偏移(T-T/3)=2T/3。如C相通电,A和B相不通电,齿3应与C对齐,此时转子又向右移动T/3,此时齿4与A偏移为T/3。如A相通电,B和C相不通电,齿4与A对齐,转子又向右转过了T/3。这样经过A、B、C、A分别通电,齿4(即齿1前一个齿)移动到A相,电机转子向右转过一个齿锯,如果不断地按A、B、C、A……通电,电机就每步移动T/3,向右旋转。如按A、C、B、A……通电,电机就反转。不过,处于对力矩、平衡、噪音和减小角度等方面考虑,往往采用A-AB-B-BC-C-CA-A这种导电状态,这样将原来每步T/3变为T/6。甚至于通过二相电流不同的组合,使其T/3变为T/12,T/24,这就是电机细分驱动的基本原理。
在通常的步进电机驱动电路中,由于通过各相绕组的电流是个开关量,即绕组中的电流只有零和某一额定值两种状态,因此要使可达到的细分数较大,就必须控制步进电机各相励磁绕组中的电流,使其按阶梯上升或下降,即在零和最大相电流之间能有多个稳定的中间电流状态,这样相邻两相或多相的合成磁场的方向也将有多个稳定的中间状态,那么在不同磁场的作用下,电机内部转子所处的位置也不尽相同。
从步进电机的驱动原理可以看出,不论采用何种的控制方式,步进电机运行起始,都是从A相励磁绕组通电开始的,此时内部转子和A相对齐。但步进电机停止转动的时刻,由于最后通过各相励磁绕组中的电流不同,转子所处的位置也不相同。
3 消除相位错位的PLC控制步进电机系统
步进电机需配置一个专用的驱动设备,该设备的作用是让电机的绕组按照特定的顺序通电,即受输入的电脉冲控制而动作。步进电机及其驱动设备是一个互相联系的整体,步进电机的运行性能是由电机和驱动设备两者配合所形成的综合效果。步进电机的驱动设备基本上有脉冲发生器、环形分配器和脉冲放大器3部分构成。
以四相电机为例,传统的PLC控制步进电机系统如图2所示。
图2是最常见的一种PLC控制步进电机的系统原理图,适用于很多的自动化场合,但在一些特殊的应用场合中,该方案存在一定的问题。在该应用控制系统中,被控制的步进电机的数量相对比较多,并且需要进行切换控制。在切换控制的过程中,步进电机没有零位可以用来校对,每一次的运行动作都是在上一次断电时步进电机所处位置的基础上进行的。从步进电机的驱动原理可以知道,步进电机断电时转子所处的位置是未知的,也即是说步进电机断电时的相位状态是未知的。但通常步进电机的驱动器在重新上电时,驱动器的环形分配器都是从A相开始的,而电机在上次断电时所处相位位置是未知的,因此步进电机再次上电和上一次断电之间会存在一个相位错位的问题。
由于相位错位问题的存在,步进电机上电的时候,会出现一个抖动的现象。为了消除这种抖动,我们需要知道电机在断电时所处的相位,也就是驱动器的环形分配器在断电输出到电机驱动的相位状态,因此对传统的控制系统进行了一些改进,系统的原理图如图3所示。
在步进驱动器中引入相位反馈,在电机驱动器断电时,可以将相位状态OA、OB、OC、OD反馈给PLC。在电机驱动器再次上电时,先将使能控制关闭,然后补发单脉冲使环形分配器的相位状态与上次断电时的相位同相,然后再打开使能接通电机。
假设步进电机以四相八拍的方式(即电机采用A-AB-B-BC-C-CD-D-DA-A顺序导电)运行,我们可以得到表1。
同样的道理,其他诸如三相或者五相步进电机,不论其是单拍或者双拍的运行模式,都能很轻松地绘制出反馈的相位状态与上电时需补发的脉冲数的关系表,在对步进电机进行编程的时候,加以利用,就能消除步进电机上电时由于相位错位所产生的抖动问题。
4 结论
用PLC控制步进电机来驱动设备在我国工业控制领域应用广泛,并且该项应用具有结构简单、性能优良、稳定性高、成本低廉、适应范围广等优点。实践证明,在PLC控制步进电机中,引入相位反馈来消除抖动之后,不仅可以使步进电机更好的工作,更重要的是可以提高控制的精度,同时整个控制系统的工作效率也相对提高。
参考文献
[1]殷华文,于兆和,马志刚.PLC对步进电机的控制技术[J].组合机床与自动化加工技术,2003(8):65-67.
[2]罗妍,李志蜀,王汾雁,钟涵.PLC控制的步进电机频率曲线优化技术研究[J].四川大学学报(自然科学版),2007,2(44):65-68.
微分相位测量普遍存在的问题 篇7
关键词：微分相位,逐行倒相,失真
根据国家标准GB3174—1995《PAL-D制电视广播技术规范》[1]的规定,中国彩色电视广播制式为PAL-D(逐行倒相正交平衡调幅制)。在对符合国标的PAL制彩色视频信号的检测中发现,当前所进行的微分相位测量普遍存在很大的问题。笔者将就此进行分析,并给出正确的测量方法。
1 微分相位简介
对电视视频信号的质量检查,一般都要分析其视频线性失真和视频非线性失真。其中,视频非线性失真主要包括:亮度非线性失真、微分增益、微分相位和色度信号对亮度信号的交调失真等参数。而微分相位失真对图像质量的影响尤为明显。当微分相位失真较大时,会使图像相应部分的色调(颜色)发生变化,这将给人们一种图像不真实的感觉。
那么,什么是微分相位呢?微分相位又简称为DP(Differential Phase)。通俗地讲,就是当视频信号的亮度分量电平发生变化时,它上面叠加的彩色副载波信号的相位发生了变化[2]。微分相位失真对图像的影响是:会使图像相应部分的色调(颜色)发生变化,人眼对此十分敏感。比如,有一个画面是一位穿着艳丽裙装的报幕员,在聚光灯下走向舞台中央。如果图像信号存在严重的微分相位失真,那么画面上不同亮度部分的同一服装颜色就会发生改变。这种图像会给人一种虚假的感觉。所以,正确测量微分相位失真的数值并进行分析,以采用相应的措施降低其失真就变得十分重要了。
2 微分相位的测量方法
在GB3659—1983《电视视频通道测试方法》[3]国家标准中,对微分相位失真的定义和测试方法都给出了明确的规定。
定义:将未经相位调制的恒定小幅度色度副载波叠加在亮度信号上,并加至被测通道的输入端,当亮度信号从消隐电平变到白电平,而平均图像电平保持在某一特定值时,在输出端副载波的相位变化称为微分相位失真。
测试方法:
把叠加副载波的五阶梯信号加至被测通道的输入端,测量输出端阶梯波各梯级(包括消隐电平)上的副载波的相位,以消隐电平上副载波的相位Φ0为基准,微分相位失真用+X,-Y表示。其计算公式为
微分相位失真峰-峰值由式求得
式中:Φ0为输出端消隐电平上副载波的相位;Φmax和Φmin分别为输出端阶梯波各梯级(包括消隐电平)上副载波的相位中的最大值和最小值。
测量微分相位通常采用叠加副载波的五阶梯信号和CCIR330信号,其波形如图1和图2所示。
测量微分相位使用的较佳设备有美国泰克(Tektronix)公司的VM700T视频测量装置等,国产仪器有四川川嘉电子有限公司的JC-MVA150型视音频测量仪等。它们可以同时给出阶梯波各梯级上微分增益和微分相位的失真值,而无须按照上述公式手动计算。其测量结果显示如图3所示。
因为中国彩色电视广播制式为PAL-D制,彩色视频信号的色度副载波是逐行倒相的。一行为+V行视频信号,下一行就是-V行视频信号,依次反复。而且即使是同一行序号的信号,在第一场和第三场以及第二场和第四场其色度副载波也是垂直反相的。具体地说,在第一场和第二场,行序号为单数的行是非倒相行,行序号为双数的行是倒相行。而在第三场和第四场,则刚好相反,行序号为单数的行是倒相行,行序号为双数的行是非倒相行。对此,在国家标准GB3174—1995《PAL-D制电视广播技术规范》中有明确的规定。
3 微分相位测量中存在的问题
如上所述,因为同一行序号的视频信号在第一场和第三场(第二场和第四场)其色度副载波垂直反相。所以,在使用VM700T视频测量装置进行某一行微分相位测量时,如果不采用平均(Average)方式,那么非倒相行和倒相行的微分相位失真值就会快速交替显示。这将无法清楚地显示和读取稳定的微分相位测量值。对于这种情况,人们很容易想到用“平均”的办法来解决这个问题。但这样做,就会造成PAL制视频信号微分相位测量的严重错误。下面分析造成微分相位测量本质性错误的原因。
通常测量人员都采用叠加副载波的五阶梯信号进行微分相位测试。假设被测信号消隐电平上的副载波相位为60°,而阶梯波其他梯级上副载波相位最大偏离处的相位为70°。那么,根据微分相位的定义,该信号微分相位失真值就应为10°。用监视器观察其图像,相应色条的颜色也会发生明显的改变。这也说明该信号的确存在较大的微分相位失真。如果把该信号加到VM700T视频测量装置的输入端,采用简单的“平均”方式进行微分相位测量,那么,得到的测量结果不是10°,而是接近于0°。这与对应的色调(颜色)偏差图像完全不相吻合,结果显然是错误的。判断视频测量方法是否正确的准则是测量结果应与图像质量相一致。
下面简单分析:假设在第99行进行测试,如果被测信号第一场第99行在消隐电平上的副载波相位为+60°,副载波相位最大偏离处的相位为+70°,那么,显然其微分相位失真值应为+10°。但对于PAL制彩色视频信号来说,第三场第99行因是倒相行,如不考虑正交误差,那么在消隐电平上的副载波相位应为-60°,而副载波相位最大偏离处的相位则为-70°,其微分相位失真值应为-10°。这时,如果用简单的“平均”方式进行测量,那么,测量的就是非倒相行的微分相位失真值+10°和倒相行的微分相位失真值-10°的平均值,当然结果会接近为零。显然这种测量是错误的,但问题严重的是目前对微分相位的测量普遍采用的就是这种方法。
4 正确的微分相位测量方法
要掌握正确的测量方法,必须先了解一下VM700T视频测量装置进行微分相位测量的选单树,如图4所示。
从图4中可以看到,在微分相位测量选单树的“采集子选单”中,有“仅+V相位(+V Phase Only)”和“仅-V相位(-V Phase Only)”两个选项。但这里应特别注意:其中“+V”指的是“+V行”,即非倒相行。“仅+V相位(+V Phase Only)”表示在这种方式下,只测量“+V行”也就是非倒相行的微分相位失真值。而不是指仅测量和显示正的微分相位失真值。在“+V行”微分相位失真值为正值和负值的出现几率约各占50%。当然,“仅-V相位(-V Phase Only)”则指的是只测量“-V行”即倒相行在反相前的微分相位失真值。这一功能与VM700T和JC-MVA150中,彩条测量的“+V”、“-V”功能基本相同。这两个选项就为正确稳定地测量微分相位失真值提供了条件。具体的方法是:首先在被测行,选用“仅+V相位(+V Phase Only)”测量方式,在平均(Average)方式下,读取微分相位(DP)失真值。它对应于+V行(非倒相行)的DP值。然后再选用“仅-V相位(-V Phase Only)”测量方式,在平均(Average)方式下,读取微分相位(DP)失真值。它对应于-V行(倒相行)在反相前的DP值。所读取的微分相位(DP)失真值,都应带有正负号。最后,用“仅+V相位(+V Phase Only)”方式得到的微分相位(DP)失真值减去“仅-V相位(-V Phase Only)”方式得到的微分相位(DP)失真值再除以2。其简化公式为:[(+V)测得值-(-V)测得值]÷2。但要特别注意:所有的失真值,都应带有正负号。
之所以这样测量和计算,是因为在PAL制色度信号的解码的过程中,首先要对U,V(包括+V和-V)分量信号进行同步解调,然后再转换为B-Y和R-Y色差信号。所谓“同步解调”就是对U分量信号用基准副载波信号与之相乘,+V分量信号用正向偏转90°的基准副载波信号与之相乘,而-V分量信号用反向偏转90°的基准副载波信号与之相乘,这就实现了-V行信号的垂直反转。这也是上述计算公式中使用减号的原因。然后,再将对应于+V非倒相行和-V倒相行的色差信号叠加后取其平均值。因为解调过程是这样,所以对于PAL制信号的微分相位失真值也是取决于非倒相行和倒相行两个失真值的综合作用,而要取其平均值。这样,以上测量和计算方法才能反映出实际彩色电视视频信号的质量情况。
上述测量方法的另一特点是:它不仅能够给出对应于彩色图像质量的正确微分相位失真值,而且通过测量过程还能够了解被测网络相移特性的真实质量情况。例如,把一个标准的叠加副载波的五阶梯视频信号加到被测网络的输入端。输入信号的副载波相位在非倒相行为+60°,在倒相行为-60°。若被测网络是一个在高亮度分量电平上副载波相移特性很差的网络,在消隐电平上,副载波相位没有改变,仍为+60°和-60°,而在某一亮度分量电平上,副载波相位同向偏离,非倒相行相位由+60°偏离到+70°,而倒相行相位由-60°偏离到-50°。因为PAL制的逐行倒相功能对视频信号的微分相位失真有改善作用,所以在这种情况下用上述正确方法测得的微分相位失真会相当小,相应图像的色调也确实没有多大变化。但从测量过程可以看到,被测网络的相移特性确实存在很大问题,它会给其他方面的信号质量问题带来隐患,应对其相移特性作进一步分析和改进。
5 小结
综上所述,对PAL制视频信号的微分相位测量应使用上述的正确测量方法。如采用现在普遍使用的简单的“平均”方式进行微分相位测量,会使测得的微分相位失真值与实际值偏离较大。这样,就会影响对视频信号及其相关设备的质量评定和进一步改进。因此,正确掌握微分相位的测量方法是非常重要的。
参考文献
[1]GB3174—1995,PAL-D制电视广播技术规范[S].1995.
[2]平龙.电视图象传输质量等级与主要失真指标[J].电视技术,1998,22(8):46-48.