开关电容

开关电容（精选八篇）

开关电容 篇1

本文针对源电压有波动,负载随时变换,单独的隔离型和非隔离型DC/DC变换器都无法满足升压需要的中小功率直流用电场合.提出一种分段开关电容-BOOST变换器。开关电容电路可以使电源电压升高到不同倍压,但是其电压调整性较差;BOOST变换电路可以在一定范围内精确调压,电压调整性较好。分段开关电容-BOOST变换器既有开关电容高压比变换的优点,又具有BOOST电路良好的调压特性,这样在电源电压波动和负载变换时,分段开关电容-BOOST变换器可以及时满足不同负载对不同电压大小的要求。

开关电容电路不含电感和变压器,仅由电容与开关管组成,能量密度高、电磁干扰小[6,7];BOOST电路升压任务小,工作在理想状态。改变电路中的开关电容阶数即可改变整个电路的调压范围,电路结构简单灵活。由开关电容电路和BOOST电路组成的分段开关电容-BOOST变换器具有电磁干扰小、调压范围广,集成度高等优点。引入谐振电感实现开关电容电路谐振工作,谐振电路可以减小电容电流脉动和实现部分开关管的零电流通断[8]。

1 工作原理

图1为基本分段开关电容-BOOST变换器电路拓扑结构。虚线方框内为传统BOOST电路,电容C1与C2组成两阶分段开关电容电路,电感L1,L2与电容C1,C2形成2个谐振回路实现开关S4,S5零电流导通和关断。引入谐振电感可以实现部分开关的零电流通断,提高变换器效率和性能,但是会增加电路电磁作用,降低集成度[9],根据实际需要选择有无谐振电感。分析新拓扑工作原理时假设所有功率开关管以及其它元器件为理想元件。

1.1 模式A

模式A为最高升压阶段,输出电压3Vin<Vo<5.5Vin。开关S1不受其它开关影响,除开关S1外其它开关工作分为2种状态。

状态1:开关S2,S3断开,开关S4,S5导通,电路中有4个回路,如图2所示。

回路1由电源Vin,电感L1,二极管D1,电容C1和开关S5组成,电源Vin对电容C1充电。由于电感L1的应用,电感L1与电容C1形成谐振回路实现开关S5零电流导通,电源Vin对电容C1充电;又因为二极管D1的反向截止作用,半个谐振周期后谐振结束,开关S5实现零电流关断。

图3给出了图2中谐振型开关电容变换器工作过程中的理论波形,二极管D1,D2电压波形基本相似,在t2～t3时间段内D2电压小于D1电压,相差值为电容C1电压,在其它工作模式中D1,D2电压可以参考图3分析。回路2工作原理同回路1工作原理相同,实现谐振回路对电容(C2的充电。回路3由电源Vin,电感L3,二极管D3,电容C3和开关S1组成的BOOST升压电路,该电路独立工作,调节开关S1的占空比D可得到不同的电容C3两端电压。回路4由电容C4和负载组成,电容C4单独对负载供电。

状态2:开关S2,S3导通,开关S4,S5断开,电路中有2个回路,回路1为电容C1,C2,C3串联放电回路,回路2为虚线框内的BOOST独立回路。如

以电容C1,电感L1组成的谐振回路为例进行分析。

1)t0—t1时间段内

式中:Vin为输入端电压;为谐振电容两端电压;为谐振电感L1的电流。

图4中,电容C1,C2,C3串联对C4和负载供电时,对C4会有电流冲击。为了减小电流冲击,可以在图4电路虚线方框内加入1个小电感,电感可以与D6,D7,C3形成续流回路,能工作在各个工作模式下。

令在t0时刻的初值为,上述方程的解为在t0时刻的初值为,上述方程的解为

式中:ω0为谐振角频率;Z0为谐振阻抗。

与此同时,回路3中的BOOST电路独立工作,其开关频率、占空比D均不受其它电路影响,其电压特性为

2)t1—t2时间段内电容C1,C2电压不变,等于,电感L1,L2电流为零。

3)t2—t3时间段内电路处于状态2,电感L1,L2电流依旧为零,在t3时刻电容C1的电压降至最低为。

4)t3—t4时间段内电容C1,C2电压不变,等于,电感L1,L2电流为零。

根据参考文献[10]可知:

式中:I0为输出电流;TS为开关周期。

根据式(7)、式(8)可以得到电容C1,C2电压波动:

由式(7)～式(9)可知,引入谐振电感后谐振电容电压最大值大于电源电压,电压波动与输出电流成正比。设计开关电容电路时,尽量减小电容电压波动,使得电压波动远小于输入电压。分析输出电压时,我们可以近似认为

由式(6)、式(10)可得模式A输出电压为

根据BOOST电路工作的理想占空比D区值[0.3,0.7],可知模式A的精确输出电压为(3.5～5.5)Vin。

1.2 模式B

模式B为中间升压阶段,输出电压2.5 Vin<Vo<4.5Vin。开关S1不受其它开关影响,除开关S外其它开关工作分为2种状态。

状态1:开关S2,S4断开,开关S3,S5导通,电路中有3个回路,如图5所示。回路1即虚线方框内的BOOST电路独立工作。回路2由电源Vin,电感L1,二极管D1,电容C1和开关S5组成,对电容C1充电回路3是由C3,S3,C2,D5,D6和电容C4与负载构成电容C3,C2串联通过电感L4对电容C4和负载供电。

在状态1中:

分析同模式A得到:

状态2:如图6所示,电源对电容C2充电,电容C3,C1串联对电容C4和负载供电。电容C3两端电压大于电容C2两端电压,二极管D5处于反向截止状态。电压分析同状态1。

在模式B中,电容C1,C2交替与电容C3串联对电容C4和负载供电。根据BOOST电路工作的理想占空比D区间[0.3,0.7],可知模式B的精确输出电压为(2.5～4.5)Vin。

1.3 模式C

模式C为低压阶段,输出电压1.5Vin<Vo<3.5Vin,如图7所示。整个电路只有虚线方框内的BOOST电路工作,通过D7,D6,L4对电容C4和负载供电。

在模式C中,,根据前文分析得到:

整个电路等同于1个BOOST电路。根据BOOST电路工作的理想占空比D区间[0.3,0.7],可知模式C的精确输出电压为(1.5～3.5)Vin。

1.4 分段升压区间

根据前文分析可知,该分段开关电容-BOOST变换器分3段升压,相邻升压段有交集。根据开关电容电路和BOOST电路理想工作状态,最佳升压分段如表1所示。

由表1可知,BOOST电路在每个工作模式下,占空比区间在0.5附近,电路工作效率较高。在本电路中开关电容电路与BOOST电路开关相互独立工作,分别适当控制可以使整个电路工作在最理想状态。

1.5 电路工作特性分析

传统两阶开关电容电路如图8所示,与图1中的开关电容电路区别在于图8为非谐振开关电容电路,图1中的开关电容电路为谐振开关电容电路。

以图8所示的基本升压开关电容变换器为例,考虑其寄生参数的影响,电路效率为

以普通两阶谐振开关电容变换器为例,考虑其寄生参数的影响,电路效率为

式中:ω为角频率,,red=rL+rC+

rQ;。

根据式(15)、式(16)可得,谐振开关电容电路效率要高于传统开关电容电路效率,所以本文采用谐振开关电容电路;另一方面因为谐振开关电容电路开关电流以及电容充电电流波动小于传统开关电容电路,所以谐振开关电容电路进一步降低了电路的电磁干扰。

2 实验验证

为了验证理论分析的正确性,对图5所示的新拓扑进行实验验证,实验参数如下:输入电压Vin=5 V,C1=C2=2μF,C3=C4=200μF,L1=L2=1μH,NE555PWM发生器产生PWM控制波形,频率fs=10 kHz,开关管S1,S2,S3,S4,S5选用IRF3205,二极管全部选用IN5339。

利用NE555PWM发生器和IRF3205产生的10 kHz控制开关管的PWM波形如图9所示,设计谐振电路的谐振频率稍大于开关频率。

2.1 开关电容电压

工作在模式A,输入电压5V,电路占空比为0.5。

模式A电路工作时,开关电容两端电压波形如图10所示。图10a为电容C1两端电压,在谐振电感L1作用下,电容电压变化比较平缓,实现了开关S4零电流通断,电容峰值电压略大于不加谐振电感电容满充电压,与式(7)吻合;图10b为不加谐振电感的电容充电电压,导通电流较大,不能实现开关零电流开通。C2两端电压分析同C1。

2.2 模式间电压转换

如图11所示,输入电压为5 V,图11a为BOOST电路占空比固定在0.5的情况下的模式间的切换输出电压波形。模式A输出电压约为20 V,升压为源电压4倍,与式(11)相吻合;模式B输出电压约为15 V,升压为源电压3倍,与式(13)相吻;模式C输出电压约为10 V,升压为源电压2倍,与式(14)相吻合。图11b为BOOST电路占空比连续调节情况下的模式间的切换输出电压波形。电路工作在每个模式中,通过改变BOOST电路占空比可以精确调节区间内任意电压,反映出了电路的精确调压性。

由图1 1可以客观地看出分段开关电容-BOOST电路具有良好的分段调压特性,模式间切换可以瞬间完成。分段开关电容-BOOST变换器进行模式之间转换时,只需改变电路中开关管的控制方式便可快速地实现模式间的转换。

3 结论

本文针对燃料电池和光伏发电等新能源独立发电应用系统提出了一种新颖的升压变换器—分段开关电容-BOOST变换器,相比传统的DC-DC升压变换器和开关电容升压变换器,理论分析和实验研究结果都表明,新拓扑具有下列优点:

1)电路主要为开关电容网络,含有少部分电感元件,电路电磁干扰较小、集成度比较高;

2)改变开关控制方式即可实现分段精确升压,在每个升压段中,电路始终工作在理想状态,电路效率较高;

3)电路引入了谐振电路,可实现部分开关的零电流通断,以及输出电压的平缓波动;

4)结构灵活,改变嵌入开关电容电路的阶数即可改变分段调压范围。

参考文献

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开关电容 篇2

2 “共振”现象的解释

用模拟低通滤波器做实验，当然不存在此现象。因此，原因必然在于具有采样环节的开关电容上。在开关电容滤波器中，当开关频率(即采样频率、时钟频率)大大于信号频率时(文献(2)指出，一般要大于20倍)，开关电容等效于模拟阻容滤波器中的电阻，可推导出，其等效电阻R=1/(C・fc)，其中C为电容，fc为开关滤波[3]。通过分析得到，当信号频率和采频率同频时，就会出现如图1所示的现象。

图中输入信号vi为正弦波(方波也一样)，1、2……为同频采样信号。在相位适当的时候(如图1所示)，开关电容滤波器的电容上将出现输入信号的峰值。相位的不同，采样到的值也不同，但各采样点所采样的值是相同的。因此在采样电容上产生一个直流信号，使流波器输出一个直流电平。当观察幅频特性时，在输入信号与采样信号同频且相位合适时，就出现了上述所谓的“共振”现象。而且其后的低通模拟滤波器对此无能为力。同理，当信号频率为采样频率的整数倍时，显然也会出现相同的现象。

3 试验结果

为了证实上述的分析，采用如图2(a)所示的一阶低通滤波器作了度验。图中vi为正弦波输入，φ1，φ2为两相脉冲作采样开关信号，vo为输出信号。

在低频特性测试仪上测试，φ1、φ2的频率fφ为10kHz，除了在近100Hz处转折的`低通幅频特性外，在10kHz、20kHz处，出现了峰值。此处fφ即为上述的开关频率fc，其与低通滤波器的转折频率的关系，取决于图2(a)中的C1和C2之比值。此时用电压表测量vo为直流电压4V，用晶体管毫伏表测得输入信号值为2.8V。从而证实了上述分析。

为了去除“共振”现象，要限制输入信号的范围，使之小于采样频率。因此采用集成开关电容低通滤波器(如MAX293一类)时，在其前面，必须要增加模拟低通滤波器，把采样频率及其以上的高频信号有效的排除在外才行。

4 基于MAX293的实用抗混滤波器

集成开关电容滤波器体积小、阶数高、衰减沿陡、改变通带宽度非常方便，因此用途十分广泛，特别是在要求有不同带宽的场合。其缺点是本身有开关噪声，尤其是存在上述的“共振”现象。因此在使用时，要根据不同的要求，采取必要的措施。现以采用MAX293制作抗混滤波器为例予以说明。

图3为信号处理仪器硬件框图。其中，MAX293及其前后的模拟低通滤波器一起，组成通带可编程抗混滤波器。

开关电容 篇3

摘要：设计了一种基于同步开关和中间电容的接口电路——SSIC（Synchronized Switch and Intermediate Capacitor）接口电路，完成了该接口电路在恒定激振位移和恒定激振力条件下回收功率的理论分析和计算，并将其与压电振动能量回收技术中4种常用的接口电路标准、SECE、串联-SSHI、并联-SSHI进行了比较。计算和实验结果均表明SSIC和SECE接口电路均具有回收功率与负载变化无关的优点，此外SSIC接口电路显著提高了回收功率，在恒定位移激励情况下其回收功率约是SECE的2倍。

关键词：

能量回收； 压电效应； 接口电路； 机电转换

中图分类号：TN712+.5； TK01文献标志码： A

文章编号： 1004-4523（2016）03-0386-09

DOI：10.16385/j.cnki.issn.1004-4523.2016.03.003

引言

压电能量回收技术是指利用压电材料将周围环境的机械振动能转换为电能[1-4]，其基本原理是将压电材料黏贴在振动结构表面，当振动结构在外界的激励下发生振动时，压电材料特有的压电效应使其上下表面产生交变电压，接口电路将该交变电压转换为直流电并储能回收于电容或电池中，回收的能量可为微型机电系统和无线传感设备提供能量，可见，接口电路是压电能量回收系统的重要组成部分。接口电路具有较好的性能主要表现为回收功率大且不随负载变化，标准（Standard）、SECE （Synchronous Electric Charge Extraction）、串联-SSHI（Parallel Synchronized Switch Harvesting on Inductor）和并联-SSHI（Series Synchronized Switch Harvesting on Inductor）接口是4种常用的接口电路技术[5]，其中，仅SECE接口电路的回收功率与负载变化无关，并联-SSHI的回收功率最大但与负载变化相关。由4种接口技术还衍生出了SSHI-MR（Synchronized Switch Harvesting on Inductor using Magnetic Rectifier）[6]，hybrid SSHI[7]，DSSH（Double Synchronized Switch Harvesting）[8]，ESSH（Enhanced Synchronized Switch Harvesting）[9]以及一些能自动产生控制信号的自供能接口技术[10-13]。

本文提出了一种基于同步开关和中间电容的SSIC接口技术，该接口技术的优势在于回收功率与负载的变化无关且回收功率约是SECE接口技术的2倍。

5结论

随着无线传感网络的快速发展，利用压电片回收环境中的振动能量为无线传感器节点供电的技术得到了广泛的关注，而接口电路是压电能量回收技术的重要组成部分，因此先后出现了Standard、SECE、串联-SSHI、并联-SSHI 4

[HJ*3/5]种基本接口电路。本文设计了SSIC接口电路，该接口电路主要由两个同步开关和中间电容组成，理论分析和实验均验证了该接口电路的回收功率与负载无关，而且约是SECE接口电路的2倍，有着优越的性能。但是，实验中的单片机和光电耦合器都需要外接电源，回收的能量没有考虑它们的功耗，因此，设计一个自供能的接口电路，实现用回收的能量给单片机和光电耦合器供电是今后工作的主要研究重点。

参考文献：

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开关电容 篇4

电容式传感器是将被测量的变化转换成电容量变化的一种装置[1],电容传感器具有温度稳定性好、结构简单、动态响应好、可实现非接触测量,具有平均效应等优点。电容式传感器除了上述的优点外,还因其带电极板间的静电引力很小,所需输入力和输入能量极小,因而可测极低的压力、力和很小的加速度、位移等,可以做得很灵敏,分辨力高,能敏感0.01µm甚至更小的位移;由于其空气等介质损耗小,采用差动结构并接成电桥式时产生的零残极小,因此允许电路进行高倍率放大,使仪器具有很高的灵敏度。

水位测量用电容式传感器不足之处是其输出的电容信号很小,通常为十几pF至几十pF,所以其后续测量电路的设计相当关键。测量电路结构设计的好坏直接关系到系统性能的优劣,所以它是水位检测技术中最重要的部分。本文提出的基于开关电容技术的水位自动测量系统能有效地克服温漂、零漂、寄生电容、电源电压及各种杂波的干扰。经实验证明该电路具有良好的测量精度和可靠性。

1 传统电容传感器测量电路

电容传感器是将被测的非电量变换为电容量的变化,传统电容传感器测量电路[2]则是将变化的电容量转换成电压、电流或频率等信号。其测量电路主要有以下几种形式:1)变压器电桥电路,2)运算放大电路,3)二极管双T形电路,4)差动脉宽调制电路,5)调频电路等电路形式。

各种传统测量电路在实际应用上普遍存在着受等效电路、边缘效应、静电引力、寄生电容、零漂、温漂、电源电压及各种杂波干扰的影响。通过利用本文所介绍的基于开关电容技术的水位自动测控电路基本上克服了以上各种不利因素的影响,保证了测量结果的可靠性和准确性。

2 开关电容技术

开关电容技术本质上是把模拟量转化成数字量,在测量电路的前向通道中,利用开关电容技术通过电容式传感器将随被测水位H不断变化所形成的电容量C经由555所构成的单稳态触发器转换成相应系列脉冲宽度tW,由555构成的单稳态触发器及工作波形如图1所示[3]:

555定时器的内部结构主要由3个阻值为5KΩ的电阻组成的分压器、两个电压比较器、一个基本RS触发器、一个放电BJT T所组成。

电源接通瞬间,电路有一个稳定的过程,即电源通过电阻R向电容C充电,当VC上升到2/3VCC时,触发器复位,V0为低电平,放电BJT T导通,电容C放电,电路进入稳定状态。若触发输入端施加触发信号(VI<1/3VCC),触发器发生翻转,电路进入暂稳态,V0输出高电平,且BJT T截止。电容又开始继续充电,此后电容C充电至VC=2/3VCC时,电路又发生翻转,V0为低电平,T导通,电容C放电,电路恢复至稳定状态。

如果忽略T的饱和压降,则VC从零电平上升到2/3VCC的时间,即为输出电压V0的脉宽tW。输出脉冲宽度tW,也就是暂稳态的维持时间,可以根据VC的波形进行计算。为了方便起见,对于图1中的VC的波形,将触发脉冲作用的起始时刻t1作为时间起点,于是有:

根据RC电路零状态响应暂态过程的分析,可得电容元件两端的电压为:

当t=tW时,VC(t)=VC(tW)=2/3 VCC,代入上式可求得:VC(tW)=2/3 VCC=VCC(1-e-tW/τ)

由公式(3)可见:脉宽tW随电容量C的变化而发生变化,此时所得到脉冲宽度tW是与适时水位高度变化相对应的。

3 水位测量系统

3.1 工作原理

图2所示为水位自动测量系统电路设计原理框图,设计方法为在与开关电容传感器接口电路中,将水位参量h直接转换成具有与其相应宽度的脉冲系列并通过串码/并码变换电路后进入单片机的前向通道,将水位信息通过单片机的数据采集、数据处理和数字滤波后在LED三位数显中显示出来。

时基电路主要由晶体振荡器、分频器组成。时基信号发生电路由石英晶振电路[4]产生。石英晶振电路由于采用了具有很高Q值的石英晶体元件,所以具有极高的频率稳定度。这里选用频率为32.768MHz的晶振,分频器采用具有14级分频功能的COMS集成电路CD4060。

由时基电路产生的时基和脉宽为tW的脉冲信号分别输入到同一个两输入端与非门,其输出端即得到与水位高度H相对应的串行数字信息,这一数字信息经过由三个74LS393(异步清零二进制计数器)所组成的计数器,通过串码/并码变换电路,将水位串码数据转换为12位并码后直接输入到89C52单片机对应并口线,单片机外部使用计数器对脉冲信号进行计数后,计数值再由单片机读取。此时所传送的这些数据已变成液位高度的实时数据,其电路部分如图3所示。因此对于计算机来讲,这些数据是不断变化的随机数据,为了使计算机能对数据进行采集和处理,我们将tW脉冲信号延时后,利用其下降沿来触发中断。89C52单片机接到中断信号后即可采集到水位数据,并通过串口进行数据输出,驱动LED进行数字显示并定时刷新[5]。

3.2 设计要点

测量系统在设计过程中要特别注意电缆电容的影响,在传感器通道中除开关电容传感器在被测液体由水位高度H所形成的相应电容量C外,还有信号电缆所附加的电缆电容C0,当使用电缆长度L确定后,C0即为一常数。在自动水位测量电路结构中传感器电容量C与电缆电容C0的迭加是不可避免的,事实上在传输电缆中传输的脉冲宽度是(H+0)的函数,即:这一输出脉宽需经过一个消除电缆电容附加脉宽的电路(可用异或门实现),就形成与水位高度H完全对应的脉宽,此时产生的脉宽H与水位高度相对应,随水位高度H的变化而发生变化。

3.3 实验结果

自动水位测量系统一直在实验室1米深的量筒中进行连续测试,根据实际水位数据和LED显示数据的对比记录,可得到如图4所示的测量曲线。

通过实验测试曲线可以发现,在0~1米之间的测量数据发生了+0.03~+0.06米之间的向上偏移,这种现象是由于传感器的非线性特性、边缘效应及杂散电容的影响所造成的上偏误差,同时我们也发现在下行程水位测量过程中的误差较上行程误差稍大,这可能是由于液体使传感器湿润而增大了电极的有效长度,从而增加了其电容量后所造成的影响。总体来说,测量结果与实际水位基本相符,系统精度完全可以达到设计要求的1.5级的水平。

4 结束语

基于开关电容技术利用电容传感器所设计出的水位自动测量系统,能有效地克服温漂、零漂、寄生电容、电源电压及各种杂波的干扰,保证了系统运行的安全性、稳定性和可靠性,实现了输出的数字信号可与计算机直接接口的优点。这种利用电容的开关特性,以电容C为输出参变量的电容式传感器特别对于直接测量有诸多不安全因素的液位:油库、油箱、酸罐、碱罐等的检测更具实用价值。因而对于工农业生产、水工程、石油化工业、医药食品等领域具有广泛的推广性和可研性。

参考文献

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开关电容滤波器混叠效应仿真及抑制 篇5

传统的高阶连续时间模拟滤波器电路本身含有大体积的电容以及RC元件, 对频率特性在精度和稳定度方面有严格要求, 无法制造成单片结构[2]。因此在现代集成电路工艺中, 高阶连续时间模拟滤波器很难得到精确的电阻值和电容值, 而且电阻值随温度变化很大, 精度只能达到30%[3]。

1 开关电源滤波器电路分析

开关电源滤波器由受时钟脉冲信号控制的模拟开关、电容和运算放大器三部分组成。这种滤波器以数据采样技术代替大电阻, 减小了芯片的面积和功耗, 电路的特性与电容器的精度无关, 仅与各电容器电容量之比的精确性有关。在集成电路制作中通过准确控制每个电容电极的面积, 能够获得高精度的模拟集成滤波器。

1.1 开关电容单元

图1所示电路是基本开关电容单元。其中电容器一般使用MOS电容, 模拟开关采用栅极受时钟信号Ф控制的MOS管实现。当Ф为高电平时, 开关K1闭合, K2打开, 电源为电容C充电, 电荷转移到电容器C上;当Ф为低电平时, 开关K1打开, K2闭合, 电容器放电。如果按照频率fCLK交替地将两个开关打开、闭合[4], 则电荷按速率i移动, 即:

由式 (1) 可以看出信号在一个采样周期结束时才被采样一次, 因此对于采样系统而言, 这个电流不是连续的电荷运动。式 (1) 进行变换可得:

其中, TCLK为采样周期。可将该比值定义为电路的等效电阻Req。从原理图中可以看出电路正常工作的条件是开关交替切换, 即必须确保两个开关不能同时闭合, 并且在一个开关闭合之前另一个开关能够及时打开。此外必须合理选择开关的切换频率, 以确保有足够的时间完成充放电, 即开关切换频率要远大于输入电压Ui的频率。

开关电容滤波器电路原理图及输出电压波形图如图2所示。

由式 (2) 可以看出, 等效电阻与电容成反比, 与开关切换频率也成反比。在集成方案中, 滤波器中集成的电容值是固定的, 滤波特性受开关频率的控制。电路的通带截止频率fp决定于时间常数:

由于fCLK是时钟脉冲, 频率相当稳定;而且C/C1是两个电容的电容量之比, 在集成电容制作时易于做到准确和稳定, 所以开关电容滤波器具有稳定的截止频率。

1.2 开关电容滤波器混叠效应理论分析

LTC1569是Linear公司一种具有采样特性的十阶开关电容低通滤波芯片, 它可以不需要外部时钟, 通过一个外部配置电阻对截止频率进行编程设置, 精度可达3.5%。配置电阻对芯片内部晶振振荡频率进行1、4或16分频。当引脚6 (Rx) 与引脚7 (V+) 之间接一个配置电阻RCLK就可以启动内部时钟。配置电阻与截止频率的对应关系式为:

当5引脚 (DIV/CLK) 短接到4引脚 (V-) 时, 内部分频设置为1:1;当5引脚通过100 p F电容接4引脚时, 分频设置为1:4;当5引脚短接到7引脚时, 内部分频设置为1:16。

后置低通滤波器作用是消除开关电容滤波器对模拟信号采样时产生的混叠噪声。LTC1569滤波采样频率满足[5]:

由参考文献[5]知, 后置滤波器的截止频率fL需要满足:

其中, fSCF为开关电容滤波器的截止频率。且:

其中, KL为二阶低通滤波器10倍频程理想衰减系数, AL为二阶低通滤波器实际衰减系数。考虑到LTC1569滤波器输出的高频噪声实际水平, 二阶滤波实际衰减率约为0.7。

根据式 (7) 和式 (8) 可得:

由滤波器的采样作用造成输出信号的高频台阶噪声频率满足:

2 开关电容滤波器仿真

Filter CAD是Linear Technology公司为开关电容集成电路和有源RC集成电路设计的专用仿真软件。用户可以方便地设计包括Butterworth、Bessel、Chebyshev、elliptic、最小Q值Ellipic响应和用户自定义响应在内的低通、高通、低通和带阻开关电容滤波器。通过电路分析可以掌握滤波器的传输函数、频域、时域响应, 从而更好地了解设计结果。根据设计要求, 变换器在0~5 k Hz范围内幅度无衰减, 因此设定截止频率为7 k Hz。仿真电路及幅频特性曲线如图3所示。

由图3 (b) 所示仿真结果看以看出, 在截止频率7 k Hz处, 增益衰减-3 d B;在70 k Hz频率处, 衰减达到-100.72 d B。

滤波器阶跃响应曲线如图4所示。开关电容对模拟输入信号的采样将时间连续信号转换成时间离散信号。因此开关电容滤波器输出一连串阶梯状的噪声信号, 在时域上不连续, 而且在频域上增加了新的高频成分。所以对于开关电容滤波器电路, 还需要额外考虑混叠问题。但由于滤波器的采样速率非常高, 通常是几十倍的过采样, 所以只需要在开关电容滤波器后再加入一个低阶的低通滤波电路抑制高频噪声。仿真结果显示, 台阶噪声频率约为500 k Hz。

3 实验结果

本文选用二阶压控低通滤波器作为开关电容滤波器后续的滤波电路。二阶压控有源低通滤波器在通道内信号能量没有损耗, 还可以实现放大, 负载效应不明显, 结构简单, 成本低廉。考虑到变换器输出频率响应要求精确到5 k Hz, 并且由于电路中电阻、电容容差的影响, 十阶低通滤波器的编程电阻R1*选为42.2 kΩ (1%) , 截止频率为7.58 k Hz。滤波电路原理图如图5所示。

由上述混叠效应理论分析可知, 十阶低通滤波器LTC1569输出的高频台阶噪声频率fNS=2·fCLK±fSCF=2×32×fSCF±fSCF=492.7 k Hz, 与图4所示仿真阶梯噪声频率基本一致。

根据式 (9) 计算, 电路中二阶低通滤波器截止频率应小于48.512 k Hz, 电路实际采用截止频率为44.2 k Hz、增益为1.24倍的二阶压控有源低通滤波器作为开关电容滤波的后置滤波电路。实测变换器电路各个节点电压输出波形如图6所示。

由实验波形图可以看出, 当输入6 k Hz模拟信号时, 经过十阶低通滤波器LTC1569输出波形出现了频率约为500 k Hz的阶梯噪声, 经过二阶压控低通滤波器对阶梯噪声进行抑制后, 滤波效果良好。滤波电路频率特性曲线如图7所示。

针对开关电容滤波器的采样特性, 需要在其后面接后续低通滤波电路。本文通过对采样频率的理论分析及仿真实验, 定量地分析了后续所需低通滤波电路的截止频率, 并通过实验验证了该滤波电路能够解决开关电容滤波电路出现的混叠现象。

参考文献

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开关电容 篇6

随着串联补偿装置在我国高压电网中的使用,旁路开关也开始进入我国,作为一种高电压等级、高可靠性快速合闸开关,它有许多特殊之处需要去进行研究。相关文献讨论了旁路开关的特殊运行条件和技术要求,给出了ABB LTB1/170/550E1旁路开关的特性参数以及依据的主要技术标准[1]。

旁路开关用于串联补偿装置中,旁路开关与阻尼装置(由阻尼电抗器、阻尼电阻器和开关元件三部分组成)串联后和串联电容器组并联,旁路开关分闸时,电容器组投入运行,旁路开关合闸时,电容器组退出工作,由此可见旁路开关的主要用途是投入和退出电容器组。当系统或串补设备出现故障等紧急情况时要能快速退出电容器组,所以要求旁路开关具有很高的合闸可靠性和很短的合闸时间。

1 运行条件和试验参数要求

1.1 运行条件

典型的固定式串补装置主接线如图1所示。

旁路开关对地绝缘承受系统运行电压,其额定电压应选与系统相同或略高,它的断口与电容器组并联,承受电容器组工作电压。持续运行电压为额定电压,但电容器组在运行过程中会经常过负荷,过负荷允许水平与过负荷时间长短有关,例如10 min过电流允许值为1.5In。系统故障时电容器组两端将会产生很高的过电压,其最高电压峰值为过电压保护器的保护水平,其有效值称为电容器组的极限电压,通常为额定电压的2.3倍左右。因此,旁路开关断口瞬时过电压峰值也为过电压保护器保护水平,断口工频耐受电压应选为电容器组极限电压,并保留适当裕度。

旁路开关分闸前瞬间流过的工频电流有效值称为旁路接入电流,是在额定重接入电压下能够从旁路回路转移至电容器组回路的工频电流有效值。考虑到可能出现的过电流工况,应选取等于或高于电容器组的额定电流值,并应从R10系列中选取(注:R10系列是1-1.25-1.6-2-2.5-3.15-4-5-6.3-8及这些数与10n的乘积)。

额定重接入电压是旁路开关在开断额定旁路接入电流时能够耐受并不发生重击穿的暂态恢复电压峰值,通常低于过压保护水平,但考虑到各种故障工况,应选为保护水平值。重接入电压波形应通过实际系统研究来确定,推荐“1-cos”波形,第一峰值时间5.6 ms时可满足100%的50 Hz系统应用,第一峰值时间6.7 ms时可满足95%的50 Hz系统应用。

旁路开关开断过程中可能出现重燃或重击穿,此时电容器组两端不会出现过电压,但电容器组将被旁路,其储能释放容易损坏旁路开关内部元件。旁路开关重击穿时可能失去灭弧能力,容易使灭弧室因压力增大而爆炸,因此开断过程中不能出现重击穿。旁路开关不允许开断短路电流,否则将在电容器组两端产生过电压,所以旁路开关开断前应检测线路电流,只有线路电流低于一定值时才可接入电容器组。

旁路开关进行合闸操作时流过它的瞬时暂态电流峰值称为旁路电流。额定旁路关合电流是线路故障情况下电容器组被充电到过电压保护水平时旁路开关所能关合的电流峰值,它是开关预击穿时电容器组放电电流峰值和系统故障电流峰值的算术和。前者是电容器组通过阻尼装置的放电电流,放电频率与电容器组容抗和阻尼回路感抗有关,通常低于1 000 Hz,放电电流阻尼系数通常低于0.5。后者是工频故障电流分量,通常等于变阻器的最大配合电流,或特定地点的最大工频故障电流。旁路放电电流频率为电容放电电流分量的频率。

推荐的旁路开关额定旁路关合电流IBP为:63、100、125 k A峰值。

推荐的额定旁路放电电流频率fBP为:500、1 000 Hz。

1.2 试验参数要求值(接入电流试验)

1.2.1 电源回路

设计采用以网络为电流源,以LC振荡回路为电压源的并联电压引入合成试验回路。前者提供工频电流,后者提供暂态恢复电压TRV。

1.2.2 试验电流

应是额定旁路接入电流(±20%)。此次模拟试验确定i1=5 k A。电流回路应尽可能产生正弦波形电流,电流有效值与基波分量有效值之比不超过1.2则认为满足这一条件,同时要求接入电流每个工频半波过零不得超过1次。

1.2.3 试验电压

应是额定重接入电压(0~+5%),推荐“1-cos”波形。此次模拟试验的TRV参数确定为:峰值Um=300 k V,第一峰值时间tm=5.6(1±5%)ms。

1.2.4 操作顺序及试验次数

总共两个2 4次分组的试验方式(2×2 4个“O”),按照以下顺序进行:

1个“O”操作寻找一个极性上的最短燃弧时间(步长6。);

6个“O”在一个极性上的最短燃弧;

其余试验次数应达到总共24个“O”,分布在两个极性上(步长30。);

如果电流路径不对称,转换连接进行第二个试验方式,操作顺序和次数同前一个试验方式,总共应达到24个“O”。

2 模拟试验线路

为满足旁路开关接入电流这样特殊的试验条件,设计了两种类型的模拟试验线路,分述如下。

2.1 一种有选相控制的并联电压引入合成试验回路(试验线路1)

2.1.1 试验线路1原理

该试验线路是施加正弦波形恢复电压的一种并联电压引入合成回路。原理接线图见图2,工作过程如下面2.1.3节所述。

U1-电流源电压L1-电流回路电感FK-辅助开关SP-被试开关CT-电流互感器FY-阻容分压器XQ-选相点火球GQ-高压合闸球Ch-电压源主电容Lh、L2-电压回路电感

2.1.2 试验回路参数计算

1)确定的试验参数:

i1=5 k A;f1=50 Hz;U1=11 k V;TRV的峰值Um=300 k V,第一峰时间tm=5.6 ms。

2)电压回路接线参数:

选取Ch=9.0μF(采用MY-30-18高压脉冲电容器,按8并16串的接线方式)。

因,又,所以得Lh=14tm12πChLh1 400 m H。

Lh=L2+Lh,取L2=70 m H,则Lh=1 330 m H。

Ch的充电电压:

UCh=Um/K2=300 k V/0.9=333 k V DC,式中电压衰减系数K2≈0.9。

则ih=UCh×2πfh×Ch×K1=800 A峰值,式中电流衰减系数K1≈0.95。

2.1.3 试验回路操作程序

1)让FK与SP同时在i1过零时开断(熄弧)。

2)令GQ在SP开断前Th/4时刻(即5.6 ms)接通。(可通过调试测定fh及Th的时间)。

3)GQ及XQ点火时间的精确控制和配合,可通过同步控制装置来实现。即让GQ在i1过零前Th/4时刻动作,产生ih。控制XQ(双触发点火球)在i1开断后约10μs贯通,但因点火装置固有动作时间大于10μs,故点火脉冲仍于过零前发出,可通过实际调试来确定。

4)GQ动作时刻由于超前于i1零点时间较长(约达5 600μs),可不用同步控制,而由微机程控器发出点火信号(调节细度1 000μs)。XQ则必须由同步装置发出点火信号,超前时间τ0=XQ动作时间-10μs。

其模拟试验线路1的电流及电压波形如图3所示,结果符合预期要求。

2.2 一种改进的并联电压引入合成试验回路(试验线路2)

2.2.1 试验线路2原理

该试验线路是施加余弦波形恢复电压的一种并联电压引入合成回路,原理接线图见图4,其中,图中相关元器件及量符号说明同图2。

2.2.2 试验回路工作原理及参数计算

1)工作原理:让FK及SP同时在i1过零时开断,控制GQ在i1过零后约10μs贯通,于是预充电的主电容Ch通过电感Lh向调频电容C0进行振荡放电,从图4可见,C0上的振荡电压就是SP上的恢复电压,呈余弦波形,刚好符合相关标准推荐的“1-cos”波形。而试验线路1(见图2)产生的恢复电压呈正弦波形(见图3)。两种试验线路相比较,试验线路2更加符合试验条件要求,具有较好的等价性。

2)试验回路参数计算

确定的试验参数同2.1.2节1)中的参数。

试验回路接线参数:选定Ch=C0=4.5μF,采用4并16串的接线方式。

因f0=1/(2tm)=89 Hz,又f0=1/(2πC串Lh),C串=(Ch×C0)/(Ch+C0)=2.25μF,则得Lh≈1 400 m H。又电容器分压系数Ke=Ch/(Ch+C0)=0.5,Ch的充电电压:UCh=Um/K2=333 k V DC,因此,分配在C0上的稳态均衡电压为。

预计的振幅系数K≈1.9,则预期的TRV峰值Um=158 k V×K≈300 k V,预计的第一峰值时间。

其模拟试验线路2的电流及电压波形如图5所示,结果同样符合预期要求。

3 结语

适用于串联电容器旁路开关接入电流试验的试验线路有多种类型,其电流回路可以是网络、短路发电机或LC振荡回路。其它合成容性电流开断试验回路也可以采用,只要试验回路特性参数满足相关标准对试验电流及试验电压的要求,按标准规定的操作顺序进行即可。文中提出的两种模拟试验回路,都可满足试验条件要求,但推荐采用试验线路2,其优点是:回路结构简单,试验控制容易,TRV波形为标准推荐的“1-cos”波形,故该试验回路具有较好的等价性。

摘要：分析了串联电容器旁路开关的主要用途及其特殊运行条件,根据其主要技术标准提出的技术要求,设计了两种适用于串联电容器旁路开关接入电流试验的合成试验回路,并计算了试验回路参数,给出了两种试验回路的电流和电压波形,结果符合预期要求。

关键词：串联电容器,旁路开关,接入电流,合成回路,模拟试验

参考文献

开关电容 篇7

关键词：电容测量,ESR测量,BUCK变换器,数字电源

0 引言

开关电源是目前应用最广泛的电源，应用表明电解电容的寿命是开关电源寿命的主要瓶颈。在工作过程中电解电容等效电路模型中的串联等效电阻（ESR）会不断增大，容量下降[1]，使得开关电源输出纹波增加，甚至使电子、电气设备损坏，造成损失。目前对铝电解电容的失效机理与故障预测已经有很多研究[1,2,3]，但预测电解电容寿命需要对开关电源的输出纹波进行长期的监测、统计，然而分析这些数据并得出预期寿命需要比较大的计算量与复杂的硬件电路，多用于工业生产成品开关电源的产品寿命预测。例如文献[4]使用了CPLD和32位微控制器采样纹波信号，基于改进的EMD算法和基于改进EMD的Hilbert变换算法提出一种实时估测ESR值的方法，算法的时间和空间复杂度都很高。文献[5]提出了一种基于开关电源稳态输出电压纹波的监测电容容量与ESR值的方法。在开关电源运行中进行硬件实时监测是低成本的有效方案，可与上述电源寿命预测的方法相互补，达到了避免开关电源因电解电容退化而失效的目的。本文提出了一种在线式监测开关电源输出端铝电解电容容量与ESR值的方法，以此监测电容的退化情况。该方法不影响电源系统的正常运行并能很好地与现有的数字电源控制技术相结合，有一定的可行性，算法复杂度低。本文使用STM32F4作为控制器进行了实验验证，该方法有很好的实时性和一定的精确度。

1 电容容值的测量

1.1 理论基础

如图1所示，对于一个典型的BUCK拓扑的开关电源，其中Vi是输入电压，Vo是输出电压，Io是输出电流，L是拓扑中电感的电感值，D是占空比，k为开关周期的次数。在处于稳态时，电感电流iL(t）在开关管开通时以斜率(Vi-Vo)L上升；在开关管关断时以斜率-VoL下降[6]。

电感电流在开关管QH开通、关断时的表达式为：

拓扑中的电容起到吸收电感电流iL(t）中交流分量的作用，使得输出电流Io稳定。

由式（2）可得电容电流i C(t）的表达式为：

如图2所示，当负载电流io(t）在t1时刻发生向下的阶跃变化，从Io1～Io2的变化量为Δi，而电感电流i L(t）不能突变，因此电容电流iC(t）也发生阶跃变化，使得输出端电容电压Vo升高，达到Vom。

刘雁飞等提出了电荷平衡法[7,8,9]，当负载发生阶跃变化时，进行非线性控制，使得负载阶跃变化前后电容充放电电荷平衡，从而使电容电压回到稳态输出电压Vref。本文所采用的监测电容的方法基于电荷平衡的控制方法，当电源负载电流发生阶跃变化时，强制开关管QH关断，使得电感电流i L下降，跌落至负载电流Io2以下，这时相应的电容电流为：

这样，根据t1～t2时刻的电流积分与测量到的电压峰值Vom，基于电荷守恒定理可以得到式（5），由此式求得电容值C。

1.2 电容电流积分方法

在本文所提出的方法中，式（5）中电流积分的精确度很重要。检测电容电流iC(t）需要添加额外的检流电阻且会影响电源的性能，因此在假设电感电流纹波率很小的条件下，本文中电容电流通过其他量间接测得。

1.2.1 第一种方法

第一种方法假设输出电压Vo是理想的，基本不变，根据负载阶跃下降时电流的变化量Δi和电感电流变化率k=-VoL，通过三角形面积公式即可求得电容电流的积分量，如下：

1.2.2 第二种方法

第二种方法是从负载发生阶跃下降时刻开始计时，测量从负载阶跃下降时刻t1到电容电流过零时刻t2所用时间即T，结合电流阶跃变化量Δi可得式（7），这样根据式（5）便可求得电容值C。

1.2.3 斜率修正法

实际的输出电压Vo是变化的，为了准确地求解电感电流，以Vo为中间变量，在电感电流下降时得到式（8）。

图3中的理论值为使用式（8）中的微分方程来计算电容电流积分，从而得到的输出电压Vo曲线（其他参数：电容值C为100μF,ESR的值为10 mΩ，电感值L为2μH，输出电压Vo为1 V，电流阶跃下降量Δi为4 A）。可见方法一比方法二误差大，但使用方法二需要对电流过零时间进行检测，增加了额外的硬件电路。因此本文提出了电感电流斜率修正法，在方法一的基础上预先对曲线积分近似法进行拟合，使用电感电流修正斜率kC，使得式（9）成立，这样便可使用k C替代式（6）中的k计算电容电流积分。

如图4为使用修正斜率方法与方法二和理论值的误差，可见选择恰当的kC可使得积分误差很小，但随着电容退化，其容值C的下降，使用斜率修正法的误差会逐渐向正方向增加；第二种方法的误差也向正方向增加，但在一定电容容值范围内斜率修正法造成的误差比第二种方法小。

2 ESR的测量

对于一个实际的电容，有如图5(a）所示的理想元件等效模型[10]。其中ESR为串联等效电阻，ESL为串联等效电感，EPR为并联等效电阻。通常EPR很大ESL很小，所以两者可以忽略不计。由于电容中ESR的存在，实际测得的电容电压值中还包含了ESR的电压分量VESR。在开关切换瞬间突变的iC电流在ESR上产生电压，而理想电容Creal两端的电压不能突变，使得在电容电流阶跃变化时电容电压也有小幅的阶跃变化。如图5(b）所示，ESR上的电压随着电容电流的下降而下降，在t2时刻，理想电容两端的电压VC等于输出电压Vo。

基于上文的斜率修正方法，电感电流以固定的斜率kC下降，根据三角形相似公式可以求出td时刻的理想电容电压VC(td）为：

因此在td时刻由测量的输出电压Vo(td），结合计算出的电感电流iL(td）即可由式（11）求得ESR的值RESR。

在开关切换的一瞬间ESR所产生的电压最大，此时还会有因开关管状态切换而产生的电压尖峰，因此测量时刻td应选择在尖峰电压产生的振荡衰减之后。触发电路及控制器的中断响应会产生一定的延时，必要时还应额外的增加延迟。

3 实验验证

实验电路参数如表1所示。

本文使用STM32F407VG作为数字电源的控制器进行实验，使用了前文所述的电感斜率修正的方法，图6为算法流程图。

图7为电路框图，其中电压跟随器与检流放大器使用高精度仪表运算放大器INA128，微分电路使用LM358搭建，栅极驱动器使用IR2110S，峰值保持器使用AD783。

在电源负载稳定时，STM32F4作为电源的PID控制器，在负载发生阶跃变化时微分电路将输出脉冲触发控制器的外部中断EXIT1，使用STM32F4中三个独立的ADC模块采样输出电压Vo、峰值电压Vom与输出电流Io。在中断函数中，采样输出电压Vo(td）、峰值电压Vom、负载阶跃变化前输出电流Io1、负载阶跃变化后输出电流Io2，按前文方法可计算得到电容的RESR与电容值C。经验证，本文所提出的方法可以在5μs内完成计算，具有一定的实时性。

表2为负载阶跃减小Δi=5 A时的实验结果，表3为负载阶跃减小Δi=3 A时的实验结果。

4 结语

通过电容的电荷守恒原理提出了一种在线式的监测开关电源输出端铝电解电容容量与ESR值的方法，并基于BUCK拓扑进行了理论推导与实验。本文对电容电流积分的计算方法进行了分析，并提出一种高精度的斜率修正方法。

仿真表明该方法精确度高，实验验证表明该方法算法复杂度低，有很好的实时性。但在电容值C较小、ESR值较大时仍有较大误差，因此改进电容电流积分方法、提高电压测量的精度仍然是后续研究工作的重点。此外，加入数据的统计处理功能，消除因外部干扰导致的不合理误差也是很有必要的。

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开关电容 篇8

目前已有多种超级电容均压电路被提出[2,3]。其中能耗型均压器结构简单、容易实现,是最常见的方法[4]。但由于它是通过耗能元件释放电压过高电容器单元中的能量来实现电压均衡的,在均压过程中产生了能量损耗,降低了能源效率,还可能会严重影响系统的散热设计和管理。

能量转移型均压器通过在串联超级电容单体之间转移能量以实现均压[5,6],实现了更高的能量效率,但它需要更复杂的电路。常见的无耗散均压器是基于多个独立的双向DC-DC变换器,比如升降压变换器[7]和开关电容变换器[8,9];所需开关器件的数量和电容串联的数量成正比。而开关器件需要辅助的驱动控制电路,电路结构会十分复杂。

本文提出一种基于软开关技术的新型超级电容串联均压电路。与传统的能量转移型的均压器相比,它降低了电路的复杂度、尺寸和重量,尤其是对于需要大量超级电容串并联的应用场合更为适用。

1 新型均压器的运行分析

本文以4个串联超级电容均压器为例进行分析,如图1所示。均压器包括2个功能模块:全桥逆变器和电压乘法器。其中,电压乘法器由能量转移电容C1~C4,二极管D1~D8和超级电容SC1~SC4组成[10,11,12]。全桥逆变器的开关器件两端分别并联谐振电容,配合移相全桥PWM控制方案,实现开关器件的软开关[13,14]。全桥逆变器的输入和电压乘法器的输出相连接,为超级电容中的能量提供一个流通的回路,这是均压器工作的前提条件。该均压器通过超级电容存储的能量在全桥逆变器和电压乘法器中的循环流动来实现超级电容中能量的转移和重新分配,进而实现串联超级电容的自动均压。

设移相角α为零,电路的主要波形和电流分析分别如图2和图3所示。如图2a所示,场效应管Q1(或Q2)和Q3(或Q4)是用小于0.5的固定占空比的极性相反的驱动信号驱动的。它的运行可以分为4个模式:A(Q1和Q4开关开通),B(Q1和Q4关断,Q2和Q3未开通),C(Q2和Q3开关开通)和D(Q2和Q3关断,Q1和Q4未开通)。下面的分析基于以下假设,即开关器件的导通压降几乎为零,并且在1个开关周期内Ci的电压变化和SCi的电压相比足够小。

在模式A期间,Q1和Q4导通,变压器漏感Lkg的电流几乎线性增长。电压乘法器中奇数号的二极管导通,给电容C1~C4充电,如图3a所示。随着电流的增加,电容Ci的电流iCi和奇数号二极管电流iD-odd也随着增加。

当Q1和Q4的门极信号为低电平时,由于电容的存在,Q1和Q4的端电压为零,开关器件零电压关断。在Q1和Q4关断之后,模式B开始,开关管Q2和Q4的反并联二极管开通如图3b所示,电容开始放电,电压降低。漏感Lkg的电流减小,和iD-odd也随之减小。当降到零时,模式B结束,电容的端电压已经降到接近为零。

变压器初级绕组和次级绕组的电压:VP和VS。在图3a和图3b中,VP和VS的平均电压VP-AB和VS-AB为

式中:N为变压器匝数比;为Ci的平均电压;为Dk的正向压降;为流过Ci的平均电流;ri为Ci的等效串联电阻;rDk为二极管Dk的正向电阻。

Lkg为平均电流由下式给出:

如图3c所示,当降到零时,Q2和Q3在零电压下开通,模式C开始。电流反向增长,偶数号的二极管开始导通,电流iD-even开始增长。关断Q2和Q3,进入模式D。由于电容的存在,Q2和Q3在零电压下关断,如图3d所示。Q1和Q4的反并联二极管导通,电容进行放电。模式D一直持续到为零为止,此时电容的电压接近为零。

同理可推出CD模式下的相关电流方程。Ci的电荷平衡方程为

式中:为模式C和D的平均电流;TA~TD分别是模式A~D的周期。

变压器绕组的平均电压在稳定的条件下一定为零。因为TA+TB=TC+TD;因此,由式(3)得:

将式(4)代入式(2)中,得:

假设,则式(1)、式(4)可化为

将式(4)和式(6)代入式(1)中,得:

式(2)和式(7)表明,ILkg流经C1~C4,大小由决定。假如中最低的,则IC1变为最大,以致式(7)中变大,而其它项变小,比如:

2 仿真验证

仿真参数为:Ci=330μF,VD=0.36 V,rD=150 mΩ,Lkg=20μH,Cbk=200μF,N=4,SC1~SC4容量值为0.01 F,初始值不均衡分别为2.5 V,2 V,1.5 V和1 V。设置导通电阻为零的理想场效应管以0.46的固定占空比运行在f=50 k Hz的开关频率上。仿真结果如图4、图5所示。图4为能量转移电容电压波形,与理论推导式(6)相一致。

仿真结果显示,电压低的电容由于从电压乘法器接收能量而得到了充电,电压较高的电容给全桥逆变器提供能量放电。随着时间的进行,电压完全得到了均衡,并且均压的速度较快。注意到在电压不均衡消除后还会继续下降,这是由电压乘法器中的损耗和二极管的压降引起的。仿真结果很好地验证了新型均压电路的可行性和有效性。

3 结论

本文提出了一种新型的基于软开关全桥逆变器的均压电路,由一个全桥逆变器和电压乘法器组成。在全桥逆变器中的开关器件两端并联了谐振电容,并以移相全桥PWM控制开关器件的开通与关断,实现了开关器件的软开关。试验结果表明,该电路的均压性能良好,加快了动态均压的速度;实现了零电压开通和零电压关断,降低了开关损耗。实验结果很好地验证了新型均压电路的可行性和有效性。