电流跟踪型逆变器

电流跟踪型逆变器（精选三篇）

电流跟踪型逆变器 篇1

进入21世纪后,如何在有限的能源和环境保护的双重制约下发展经济已经成为各国关心的热点问题[1,2]。太阳能作为最具前景的可再生能源,光伏发电是最重要的提供能源的形式。并网逆变器是再生能源发电系统与电网的接口,在并网发电中起到关键作用,文献[3]采用全桥电路构成逆变器直接并网,并用单周控制实现单位功率因数,控制结构简单,但器件较多,增加了系统成本;文献[4]采用单周控制实现了单位功率因数和有功、无功的独立可调,但输出电压不能高于输入电压,应用范围受到了限制;文献[5-6]设计了实际的并网逆变器,但电路采用了交直交2级结构,增加了系统的复杂性;文献[7]提出了重复控制和电网电压前馈控制相结合的复合控制策略,抵消周期性的负载扰动,改善了稳态情况下的并网电流波形,但增加了并网逆变电流的总谐波畸变。因此,本文提出一种基于自抗扰控制器(ADRC)并网逆变器的电流跟踪控制策略,该控制方法能够很好地抑制各种扰动;并具有启动快速、性能可靠、鲁棒性强、响应速度快、不依赖被控对象的数学模型等优越性。

1 光伏并网逆变器的工作原理与控制原理

1.1 并网逆变器的工作原理

并网逆变器将可再生能源产生的直流电变换为正弦交流电,经过滤波后输送到交流电网。输入采用电压源方式,由低压直流(光伏阵列组件)经过DC/DC升压后得到高压直流电源。输出控制采用电流型全桥逆变电路,通过控制电感电流的频率和相位来跟踪电网电压的频率和相位,使输出保持为正弦信号,从而达到并网运行的目的。其工作原理如图1所示。

图中并网逆变器输出高频SVPWM电压,Ls和Rs分别为滤波电感和线路的等效电阻。主电路逆变桥左右桥臂分别加上相位差为180°的SVPWM脉冲,经交流侧滤波电路滤除高频信号后,向电网馈入同频同相的正弦波电流。

1.2 并网逆变器的控制原理

一般的并网逆变器控制主要分为对输出电压控制、输出电流控制和最大功率点跟踪(MPPT)。目前主要控制方法有:滞环电流控制、双闭环控制、空间矢量控制、无差拍控制和重复控制等[8,9,10]。滞环电流控制技术是根据电流跟踪偏差来决定功率器件的开关状态的一种控制方法,该方法具有实时性,其输出电流响应快,输出电压、电流波形不含特定次谐波等优点,但功率器件的开关频率不固定,增加了系统参数设计的难度;双闭环控制是采用电压、电流环控制来实现直流电压的稳定,调节并网电流的幅值,具有固定的开关频率,系统容易设计,但在开关频率不够高的情况下,电流动态响应相对较慢,电流动态偏差随电流变化率的变化相应地变化。

电网跟踪控制设计的最终目的就是将直流电能发送到电网上去,即要求输出电流与电网电压同频同相,且功率因数为1,本文中系统采用小惯性电流跟踪控制方法,以固定开关频率的直接电流反馈控制进行电流内环设计。图2为电流跟踪控制并网控制原理图,通过采集光伏电池组件的电流与电压,利用MPPT控制的方法获得参考电压Umax;Umax与光伏电池组件的实际电压Ud相比较后,其误差经过PI调节得到参考电流iref,并与正弦波参考相乘后得到正弦给定ig(ig即为ADRC所需要的参考电流),再与实际并网侧电流输出if相比较后,得到电流偏差信号ei,通过ADRC,利用电压前馈控制与电网电流反馈控制,使输出正弦电流与电网电压同相位[11,12,13]。图2惯性环节中,K为比例系数,τs为时间常数。

2 ADRC的设计及参数整定

2.1 ADRC的控制原理

ADRC由跟踪微分器(TD)、扩张状态观测器(ESO)和非线性状态误差反馈控制律(NLSEF)3个部分组成[14,15]。以二阶被控对象为例,图3为ADRC结构图,其中z为系统给定,z11为过渡过程,z12为z11的微分,z21、z22、z23为估计量,u为控制量,y为系统实际输出,μ为所有扰动的综合。

TD用来安排过渡过程,快速无超调地跟踪输入信号,并具有较好的微分特性,从而避免了设定值突变时,控制量的剧烈变化以及输出量的超调,很大程度上解决了系统响应快速性和超调性之间的矛盾。这也使ADRC在快速性要求较高的场合受到一定限制;ESO是ADRC的核心部分,可以将来自系统内部或外部的各种因素都归结为对系统的扰动,通过ESO估计出系统的各个状态变量同时估计出系统的内外扰动并给予相应补偿,从而实现系统的动态反馈线性化。TD输出与ESO估计值取误差得到系统状态变量误差,误差量送入NLSEF运算后与来自ESO的补偿量求和,最终得到被控对象的控制量。

由于自抗扰控制根据系统的时间尺度来划分对象,所以在控制器设计时,不用考虑系统的线性或非线性、时变或时不变,这样就使控制器设计得到了极大简化。

2.2 ADRC参数整定

下面给出一阶ADRC方程。

TD方程:

ESO方程:

NLSEF方程:

其中,α1、α2、δ、δ1、δ2、β1、β2、β3、ξ、b0均为可调参数;非线性函数f用来安排过渡过程;r为速度因子,r越大跟踪速度越快;h为步长。

ADRC控制性能主要取决于参数的合理选取,而参数的调整主要是依靠设计者的工程经验和利用仿真反复试选确定。目前,对ADRC参数调整方法一般可分为2步:一是把TD/ESO/NLSEF看作是彼此独立的3个部分,先整定TD和ESO的参数,待这2个部分调整得到满意的效果再进行整体参数整定;二是结合NLSEF对ADRC进行整体参数整定。本文提出一种新的整定方法,即将自抗扰控制技术引入电流跟踪SVPWM光伏逆变器中,采用ADRC进行电流跟踪控制,用ESO对包括负载在内的未知扰动进行观测,通过ESO对负载变化及时、准确的估计和补偿,有效地抑制各种扰动带来的影响。

2.2.1 ESO设计

TD参数整定相对简单,对系统输出电流给定z,按照式(1)确定好步长h和速度因子r就可以直接得到单调上升无超调的过渡过程。

系统中电流控制环节可以近似为一阶对象,则只需要设计出二阶ESO就能估计出系统状态变量,同时对扰动给予补偿,式(2)中需要整定的参数只有α1、δ1,以及β1、β2。其中,参数α1范围在0~1之间,α1越小非线性越强,ESO对系统模型不确定性及扰动适应能力也越强,一般α1常取0.2、0.5或0.75,先试取α1=0.2;参数δ1是非线性函数的线性区间宽度,设置线性区间目的是为了避免误差特性曲线在靠近零点处斜率过大产生高频脉动,如果δ1过小易导致高频脉动,δ1过大非线性反馈将在一定程度上退化为线性反馈,综合考虑取δ1=6。α1、δ1确定后,ESO中待整定参数就只剩下β1、β2。由于系统动态性能受参数β1、β2影响很大,β1主要影响状态变量的估计,β2主要影响对扰动的估计,β1、β2越大估计越快。对于大惯性系统,时间常数越大,相应的β1、β2值也应该越大,另外系统扰动较大时β1、β2也较大,但如果过大就可能引起估计值振荡,因此应协调调整参数β1、β2,确保ESO能快速准确估计,并对扰动补偿的估计值不会出现振荡。文中ESO参数的选取首先在MATLAB中仿真整定得到一组参数,然后代入实际系统经过多次实验后分别取β1、β2为40和80。

2.2.2 NLSEF设计

NLSEF的作用是针对状态误差求取出理论控制量。式(3)中参数α2和δ2的选取方法与α1、δ1一样,取α2=0.5,δ2=5。参数β3相当于比例增益,增大β3可使系统动作灵敏,响应速度加快,但β3过大时系统将会产生大的超调,经多次实验整定后取β3=10。另外,ADRC中参数b0与控制量u和ESO的补偿量都相关,不同的b0值意味着系统的扰动范围不同,b0取值大时可以有效地补偿扰动和模型的不确定因素,提高系统的抗扰能力,取b0=1.4。

3 基于ADRC的并网逆变器控制系统

并网逆变器的控制目标是实现正弦电流输出和相位控制,使逆变器工作在单位功率因数并网模式或无功补偿模式。常见的电流控制方法是PID控制,该控制方法易于实现、可靠性高,但对正弦参考量却难以消除稳态误差,为了解决该问题,本文采用自抗扰控制实现了正弦电流控制的零稳态误差,其快速性与稳定性比常规PID控制器性能要好。

系统控制结构见图4,由于开关频率(10 k Hz)远高于电网频率,为了便于分析,忽略开关动作对系统的影响,将SVPWM逆变单元近似为一惯性环节[16]。图中滤波环节中,RL为电感L的串联等效电阻,Ugrid为电网电压,I*为与电网电压同频同相的并网电流参考信号。反馈信号从逆变器的输出接入,经过ADRC进行参数调整,得到与参考指令相比较的信号,进而送入逆变器进行控制。

根据系统模型,利用等效原理和模型简化,可以得到并网逆变器的数学模型。

输出电流的传递函数如式(4)所示:

由此可知,逆变器的输出电流与参考电流和电网电压有关,采用ADRC闭环控制,能够抑制来自包括电网及其他方面的扰动。

4 仿真与实验研究

4.1 仿真研究

为验证所提控制方法的有效性,在基于MATLAB仿真软件的Simulink平台上建立了控制系统的仿真模型,对提出的控制方法进行了仿真研究,系统仿真具体参数如下:f=10 k Hz,L=1.5 m H,C=470μF,UN=160 V,I*=50 A;仿真时间设为0.1 s,仿真结果如图5—7所示。

从图5、图6和图7可以得出,采用ADRC实现电流跟踪控制,能够很好地达到预定的效果,并且电流波形质量良好,谐波含量低;在暂态时,同样可以较快地跟踪电流的控制,谐波含量较小。

4.2 实验研究

为了进一步验证所提控制方法的正确性和有效性,在以TMS320LF2812为控制芯片的实验平台上进行实验研究,对应的系统参数设置与仿真实验相同,实验结果如图8—10所示。

从图8、图9和图10可以看出,由于采用ADRC控制,在稳定状态下,其性能明显优于普通的PID控制器。同时,在暂态阶段,ADRC控制器能够快速地进入稳定状态,而且超调小,在实际的并网发电系统能够减小对电网的冲击,有利于并网的实现。

5 结论

a.针对并网逆变中电流对电压的跟踪能力,提出了基于自抗扰电流跟踪的并网逆变控制,该控制方法能够对系统扰动进行准确观测和有效补偿,使系统在参数变化和负载扰动的情况下,能得到电压、电流的稳定输出。

电流跟踪型逆变器 篇2

并网需要控制输出电流与电网电压同相位,采用以直接电流控制为目的的滞环技术能较好地解决这一问题[6]。传统的变频式滞环控制,环宽固定,控制简单,但有高开关损耗、谐波污染严重等弊端。

本文以三相全桥并网逆变器为研究对象,采用LCL的滤波器,通过Matlab/Simulink建立相光伏并网系统逆变器模型,确定合适的参数,采用电流滞环跟踪控制,并将电流单环控制和电压电流双闭环控制进行比较。仿真结果表明,在电流滞环控制策略下,电压电流双闭环控制不仅跟踪速度快、稳定性高,并具有保持并网电流与电网电压同相位、波形畸变较小、动态响应快的优点。由此,验证设计方法的可行性与有效性,为新能源并网逆变器的实际设计提供依据。

1 并网逆变器电流滞环控制原理

并网逆变器电流滞环控制原理,如图1所示,直流源可为太阳能、风能等可再生能源发电设备,逆变器负载为公共交流电网(220 V/50 Hz)。在并网系统中,因电网电压是固定的,所以可控制量只有并网电流。滞环控制应用于控制逆变器并网电流,易于实现对电网电压频率和相位的实时跟踪,响应迅速且稳定性好[7]。

HB(Hysteresis Band)是滞环宽度,由图1可知,当电流误差信号低于1/2 HB的滞环宽度时,产生的脉冲信号触发S1和S4导通,S2和S3截止,电感电流开始增加;当电流误差信号超过1/2 HB的滞环宽度时,产生的脉冲信号触发S2和S3导通,S1和S4截止,电感电流开始减小,这样逆变电流始终在滞环宽度的范围内变化,从而同步跟踪正弦参考电流。设新能源输出电压为VPV;电网电压Vgrid;滤波电感Lf;逆变器输出电流为iinv;参考电流为ir;则当S1和S4导通时,有

同理,当S2和S3导通,有

令Vgrid=Vm·sin(ωst)

最大频率为

平均开关频率

可见,在输出稳定直流电压的条件下,滞环宽度决定平均开关频率fs·av的高低,滞环宽度越窄,fs·av越高,负载电流的脉动程度也越低并接近正弦波,电流的总谐波畸变越小,但fs·av越高则电路开关损耗越高,导致电路效率越低。

2 LCL型电流滞环跟踪双闭环控制策略

LCL滤波器对高频分量呈高阻抗,对高频谐波电流可起到较大的衰减作用,即使在低开关频率和较小的电感情况下也能满足电流谐波衰减要求,所以LCL滤波器通常用于较低开关频率的中大功率场合[8]。本文针对较大功率的并网逆变器进行电流控制技术研究。因此,采用LCL滤波器作为输出滤波器。LCL型电流滞环跟踪并网逆变器原理如图2所示。

并网系统采用双闭环控制策略进行并网控制。其外环为电压环,目的是为了控制并网逆变器直流输入端电压即电容电压稳定[9];内环为电流环,目的是为了控制并网逆变器的输出电流与电网电压同频同相[10,11],输送到电网的功率因数近似为1。

将实际检测到的电容电压与给定的电容电压相比较,差值经过调节器,得到并网电流的给定信号,此给定电流再与实际检测到的并网电流相比较,差值经过滞环比较环节,得到全桥逆变器的功率器件的开关信号,控制功率器件开通和关断,使并网电流在指定的环宽以内变化。

3 仿真分析

3.1 仿真中参数的设定

为了对并网逆变系统理论分析进行验证,本文采用Matlab/Simulink中的Sim Power Systems功能模块进行仿真分析滤波参数参见文献[12,13],取滤波电感L1=5.5 m H,L2=0.1 m H,滤波电容C=20μF,输入直流电压为VPV=600 V,输出功率Prated=5 k W,单环控制策略中电容所串电阻Rd=3Ω,滞环控制器的宽度为1,-1,负载后面接整流型负载,参数L=10 m H,C=10μF。

3.2 两种电流滞环单环比较

3.2.1 电流滞环单环控制并网仿真

基于电流滞环单环跟踪控制的并网逆变器控制策略是直接采用给定电流信号与逆变器侧反馈的电流进行对比[14,15,16],幅值经过滞环比较器后产生PWM信号对逆变器进行开关控制。仿真的逆变电压与电网电压的比较和输出三相电流波形分别如图3和图4所示。

由图3可知,逆变得到的电压、频率与三相电网电压、频率几乎相同,电压有效值为220 V,频率为50Hz,但逆变电压没有完全跟踪电网电压,由图4可知,并网电流和电网电压能基本上保持同频同相,仿真中设置A相初相位为0°,B、C两相一次相差120°,从左到右依次为A相,B相,C相,各相相位分别相差,峰值为10 A,频率为50 Hz。电压谐波分析中THD=2.13%<5%,电流谐波分析中THD=1.73%<5%,满足光伏系统并网技术的要求。

3.2.2 电流滞环双闭环控制并网仿真

电压电流双环的并网逆变器控制策略是采取给定电压与电容电压构成外环进行对比,其幅值产生电流给定信号再与逆变器侧电流进行对比,经过滞环比较器后产生PWM信号控制逆变器。仿真的逆变电压与电网电压的比较和输出三相电流波形分别如图5和图6所示。

由图5可知,逆变电压能完全跟踪电网电压,相比图3具有更优越的同步性,对并入电网造成的冲击更小。由图6也可看出并网电流和电网电压能较好地保持同频同相,且图5电压谐波分析中THD=0.17%<5%,电流谐波分析中THD=0.17%<5%,其比图3和图4的THD值均小,故采用电压电流双环控制策略性能更佳。

3.3 加入突发性负载情况分析

为了验证系统的稳定性,电压电流双环控制策略的仿真中加入突发性负载,通过加入负载查看电压电流的波形及THD分析,判断系统的稳定性。本次突发性负载通过在原有的系统中加入断路器,为了方便在同一条件下观察加入突发性负载前后的波形比较,在系统中加入两个断路器,该断路器由阶跃信号控制,控制时间设为0.04 s,在0.04 s之前,系统保持在原来的系统基础上接入一个R=5 000Ω的电阻模拟开路状态,0.04 s之后加入突发性负载,在同一坐标下观察波形。加入突发性负载前后电压和电流波形对比分别如图7和图8所示。

由图7可知,在0.04 s前系统模拟处于开路状态,途中各相电压为相电压,从左到右依次为A,B,C三相,电压峰值为311 V,0.04 s之后加入突发性负载,开始会出现一小段的系统震荡,之后很快便进入稳定状态,电压峰值为311 V,有效值为220 V,频率为50 Hz,加入突发性负载前后电压幅值不变,并与电网电压同频同相。

由图8可知,在0.04 s前系统模拟处于开路状态,途中各相电流为相电流,从左到右依次为A,B,C三相,由于处于模拟开路状态,电流幅值接近于0,0.04 s之后加入突发性负载,开始会出现一小段的系统震荡,之后便迅速进入稳定状态,频率为50 Hz,与电网电压同频。

4 结束语

电流跟踪型逆变器 篇3

由于不含高频或低频变压器, 非隔离型并网逆变器具备转换效率高、体积小、重量轻和成本低等优势, 目前在国内外得到了广泛的关注。然而, 非隔离型并网逆变器也带来了光伏电池板与大电网间的电气连接。功率器件的高频开关导致了高频共模电压的产生, 在逆变器、光伏电池板寄生电容及电网组成的回路中形成高频共模电流。由于光伏电池板面积较大, 其对地寄生电容很大。另外, 出于逆变器效率优化的考虑, 其本身阻抗较低, 加之电网本身阻抗也很低, 这导致共模回路漏电流有可能会超过允许的范围[1]。高频漏电流不仅会带来传导和辐射干扰, 增加进网电流谐波含量和系统损耗, 而且会危及到相关设备和人员安全[1,2,3,4]。因此, 共模电流的抑制是非隔离型光伏并网逆变器需要解决的首要问题。目前已有一系列的低漏电流光伏并网逆变器拓扑[3,4,5,6,7,8,9,10,11,12], 部分已得到广泛应用, 但目前对并网逆变器的漏电流抑制机理的系统性分析工作尚比较少见。虽然有大量关于低漏电流电路的研究工作, 但新拓扑的提出缺少系统性的理论依据或指导。

为分析漏电流产生机理, 寻求漏电流抑制措施, 需建立系统的漏电流模型。文献[5]和文献[6]分别对全桥型非隔离拓扑和中点钳位型 (NPC) 三电平类拓扑的漏电流模型进行了深入的分析研究。根据文献[5]中的最简共模等效电路, 文献[5]和文献[6]给出了两种漏电流抑制途径。然而, 这两种抑制途径只概括了部分非隔离型拓扑的漏电流抑制机理。

本文在文献[5]的基础上, 将所有隔离类和非隔离类拓扑统一起来, 给出了所有桥类拓扑的统一最简共模等效模型, 并引入了两条新的抑制途径。在此基础上, 对现有的主要桥类逆变拓扑[3,6,7,8,9,10,11,12,13,14]按漏电流抑制机理进行系统的分析和归类, 并对H5拓扑[7]、Heric拓扑[8]以及一种H6拓扑[10]的结构及调制策略进行改进。最后, 在一台5kW单相改进型H5拓扑并网逆变器上进行了实验研究。实验结果表明, 改进后的逆变器具备更好的漏电流抑制效果并且能实现非单位功率因数运行。

1 桥类逆变拓扑统一漏电流分析模型

图1为文献[5]考虑寄生参数所得单相桥类非隔离型并网逆变器电路图, 图中变量说明见附录A。若桥臂1和2均为功率管, 则为全桥电路;若其中一桥臂为电容支路, 则为半桥电路;若半桥电路的功率管支路为三电平结构, 则为NPC三电平电路。

文献[5]对图1的电路进行推导简化得出了如图2所示的最简共模等效电路[5]。图中:vCM为共模电压;vCM-DM为由于电路不对称而导致的共模电压;Cpv为光伏电池板对地的总寄生电容;Z为其他非理想因素导致的共模阻抗。vCM, vCM-DM和Z的表达式详见文献[5]。

考虑图2中Z和Cpv的可变、可控性, 本文提出如图3所示的桥类逆变拓扑最简统一共模等效电路。由于共模电压vCM通常以方波的形式高频变化, 如果在vCM为高 (或低) 的时刻阻抗Z为无穷大, 理论上也可消除高频漏电流。另外, 漏电流会超过允许范围往往是由于光伏电池板对地寄生电容较大, 如果在回路中串入一个很小的电容, 相当于改变图2中的Cpv, 则可增大共模回路阻抗, 降低漏电流。

基于图3所示等效模型, 可以得出4种漏电流抑制途径: (1) 抑制途径1, 在电路参数对称的前提下 (即vCM-DM为一恒定直流电压, 以下均简记为恒值) , 改变共模阻抗Z, 使得Z在vCM高频变化时一直保持高阻抗; (2) 抑制途径2, 在电路参数对称的前提下 (即vCM-DM为恒值) , 采用合适的正弦脉宽调制 (SPWM) 策略使得vCM为恒值; (3) 抑制途径3, 通过电路参数匹配, 使得vCM与vCM-DM的和为恒值; (4) 抑制途径4, 改变Cpv, 即在回路中串入小电容, 增大共模回路阻抗, 减小漏电流。

2 常见桥类逆变拓扑漏电流抑制机理

下面以上节中的4种漏电流抑制途径为基础, 分析典型桥类逆变拓扑的漏电流抑制机理。

2.1 采用抑制途径1的拓扑

1) H5拓扑

图4为SMA Solar公司专利拓扑———H5拓扑[7], 该拓扑在全桥电路的主回路中串入了开关管S1。采用单极性SPWM策略, 在续流阶段S1, S4和S6断开, 光伏电池板与主电路脱离, 即在vCM高频变化时, 在共模回路中串入一个很大的阻抗来达到漏电流抑制的目的。相比于下文中介绍的其他采用单极性SPWM策略的非隔离型拓扑, 该拓扑仅增加了一个开关管即达到了漏电流抑制的目的, 功率器件少, 成本低。然而, S1的引入使得电流在功率传输阶段流经3个开关管, 导通损耗较大。

2) Heric拓扑

图5为Sunways公司的专利拓扑———Heric拓扑[8], 在全桥电路的基础上增加了开关管S5和S6。仍采用单极性SPWM策略, 新增的S5和S6提供了新的续流回路, 使得续流阶段光伏电池板与电网脱离, 在共模回路中串入一个很大的阻抗来达到漏电流抑制的目的。由于在功率传输和续流阶段电流都只流经2个开关管, 导通损耗小, 效率高;但是相比于H5拓扑多使用了一个功率管, 器件成本有所增加。

3) H6拓扑

图6为文献[9]中提出的一种H6拓扑的电路图, 其漏电流抑制原理与H5拓扑和Heric拓扑类似, 即在续流阶段S1, S2, S4和S6断开, 光伏电池板与电网脱离。

用新增的二极管D1和D2代替图6中原来S3和S5自身的反并联二极管进行续流, 可分别优化选取开关管和二极管以达到效率优化的目的。但是, 要进一步提高效率需选用价格较昂贵的器件, 如碳化硅二极管等, 器件成本增加。

4) 文献[10]拓扑

图7是文献[10]中提出的一种六开关非隔离型逆变器的电路结构, 在H5拓扑的基础上增加了开关管S2。该拓扑的漏电流抑制原理与前面几个拓扑类似, 在续流阶段仅S3和S5导通, 即也是通过抑制途径1来抑制高频漏电流。仍使用单极性SPWM策略, 在电网正半周功率传输阶段, S1, S3和S6导通, 相当于H5拓扑;而在电网负半周功率传输阶段, S2和S4导通, 相当于Heric拓扑。由于在电网负半周功率传输阶段电流仅流过两个开关管, 故相比于H5拓扑导通损耗降低, 效率有所提高。

由于功率器件自身寄生电容的存在, 光伏电池板与主电路不能完全脱离, 在vCM为高 (或低) 的时刻图3中的Z不可能为无穷大。因此, 采用抑制途径1来抑制高频漏电流的拓扑, 其漏电流只是在一定程度上得到抑制, 而不能完全消除。

5) 采用共模滤波器

在单相全桥基础上安装低成本、小容量的共模滤波器, 这样可以在不增加额外开关器件、驱动电路及系统控制复杂度的基础上, 利用滤波器来增大共模回路中的阻抗Z, 从而来抑制共模电流。但相对来说该方法适用于小功率场合, 功率较大时, 滤波器体积也会逐渐变大。

2.2 采用抑制途径2的拓扑

1) 采用双极性SPWM策略的全桥逆变器

单相全桥并网逆变器常用的SPWM策略包括单极性SPWM策略、单极性倍频SPWM策略和双极性SPWM策略[14]。不同调制策略情况下的差模电压vDM (点1与点2间的压差) 和共模电压vCM变化情况如表1所示 (相应的波形图见附录B图B1) , 其中fs为开关频率。由于单极性SPWM策略有多种组合方式, 表中给出的是桥臂1上下管均为高频管、桥臂2为低频管时对应的电平量。从表1中可以看出, 采用单极性及单极性倍频SPWM策略的全桥逆变器的vCM高频变化, 存在漏电流问题;而采用双极性SPWM策略的全桥逆变器的vCM为固定值Udc/2, 即通过抑制途径2来抑制漏电流。然而, 此时逆变器桥臂输出电压在 (-Udc, Udc) 间高频变化, 功率器件开关损耗较大, 并且输出滤波器需较高的电感值以保证进网电流质量, 从而造成滤波器体积、成本和损耗很大, 逆变器效率大幅降低。

2) DC-bypass拓扑

图8为文献[11]提出的非隔离型拓扑电路, 可称为DC-bypass拓扑, 在全桥电路的基础上增加了开关管S5和S6。采用单极性SPWM策略, 在续流阶段, S1至S4导通, 通过二极管D1和D2将续流支路的中点钳位到电容中点电压, 从而使vCM维持不变 (Udc/2) 。D1和D2的存在保证了S5和S6在关断时承受的电压为输入电压的一半, 有利于器件的优化选取。但是, 在能量传输阶段电流流经4个开关管, 导通损耗较大。

3) HB-ZVR拓扑

文献[12]在Heric拓扑基础上提出了一种改进的拓扑, 如图9所示, 简称HB-ZVR拓扑。用4个二极管D1至D4代替Heric拓扑电路中的S6, 与S5共同构成续流回路。同时, 二极管D5的存在使得M点的电位不会高于电容中点。另外, 由于D1至D4的阻断作用, 漏电流回路不会发生谐振, 实际续流回路将被钳位在Udc/2。因此, vCM在整个工作周期内始终维持在Udc/2, 消除了高频漏电流。然而, 相比于Heric拓扑, 该电路在续流时电流多流经了一个二极管, 效率有所降低。

4) 文献[13]拓扑

图10为文献[13]提出的一种新型非隔离型拓扑。由该文献中给出的拓扑工作模态可以看出, 共模电压vCM在整个工作周期内始终维持在Udc/2, 消除了高频漏电流。

综上, 采用抑制途径2的拓扑的共模电压vCM在整个工作周期内始终维持在Udc/2。在电路和寄生参数完全对称即满足vCM-DM为恒值的前提下, 理论上该类拓扑完全消除了高频漏电流。因此, 从漏电流抑制效果看, 抑制途径2优于抑制途径1。

2.3 采用抑制途径3的拓扑

1) 半桥逆变器

图1中, 若桥臂1为电容支路, 桥臂2为功率管, 即构成单相半桥逆变电路。其中, 桥臂2的上下管互补导通。令共模电容的阻抗ZCY1=ZCY2=∞、线路传输阻抗ZLine1=ZLine2、滤波电感的阻抗ZLi2=0、点1和点2对地寄生电容的阻抗ZC1=ZC2=∞, 即可得到其工作阶段各电平量如表2所示[6]。在整个工作周期内, vCM+vCM-DM的值始终维持在Udc/2不变, 该电路通过抑制途径3来实现漏电流抑制。

2) NPC三电平拓扑

NPC三电平拓扑电路如图11所示。采用单极性SPWM策略, 在电网正半周功率传输阶段, S1和S2导通;在电网负半周功率传输阶段, S3和S4导通;在续流阶段, S2和S3导通, 电流流经D1和S2或S3和D2。

类似于半桥逆变器的分析可以得到NPC三电平拓扑工作阶段各电平量, 如表3所示[6]。在整个工作周期内, vCM+vCM-DM的值始终维持在Udc/2不变, 也即是通过抑制途径3来消除高频漏电流。

综上, 半桥拓扑和NPC三电平拓扑均是采用抑制途径3, 理论上可以完全消除高频漏电流。然而, 实际上由于电路结构上的不对称性, 这类逆变器存在由寄生参数不一致导致的漏电流, 同时, 这类拓扑的直流侧电压利用率低, 往往需要在前级串入升压电路, 造成系统效率的降低。

2.4 采用抑制途径4的拓扑

从上文的分析可知, 采用单极性和单极性倍频SPWM策略的全桥逆变器的vCM高频变化, 存在很大的高频漏电流, 不能直接并网。目前, 比较常用的解决办法是加入工频或高频隔离变压器。变压器的串入相当于在共模回路中串入了一个容值很小的电容 (变压器原副边电容) , 也即是减小图3中的Cpv以增加回路阻抗, 降低漏电流。但是, 由于变压器自身损耗较大, 降低了系统的效率, 同时由于体积、重量及成本原因, 目前该类逆变器有逐渐被非隔离型逆变器所取代的趋势。

3 改进型非隔离并网逆变拓扑

在基于漏电流抑制途径1的几种电路拓扑中, H5拓扑开关器件最少, Heric拓扑效率较高, 文献[10]提出的拓扑的工作原理介于H5拓扑和Heric拓扑之间, 其相比H5拓扑效率有所增加。基于前文对漏电流抑制机理的系统分析, 相比于抑制途径1和4, 抑制途径2和3可以实现更好的漏电流抑制效果, 理论上甚至可以完全消除高频漏电流。可以采用漏电流抑制途经2对上述3种拓扑的结构及调制策略进行改进, 以获得更好的漏电流抑制效果并实现逆变器的非单位功率因数运行, 以符合并网逆变器技术的发展方向。

3.1 改进型H5拓扑

图12为文献[3]提出的改进型H5拓扑 (简称oH5拓扑) , 在H5拓扑的基础上, 增加了开关管S2, 采用的改进的单极性SPWM策略见附录B图B2。与传统H5拓扑采用的单极性SPWM策略不同, 低频管S3和S5在非工作半周与S1互补且高频开通, 为无功电流提供回路, 电路可工作在任意功率因数[2]。在续流阶段, S2导通, 将H点的电位钳位在电容中点M, vCM保持为恒定值 (Udc/2) , 即通过抑制途径2来达到消除高频漏电流的目的。相比于H5拓扑, 增加了一个开关管S2, 由于流经S2的电流非常小, 损耗并未明显增加, 但获得了更好的漏电流抑制效果。

3.2 改进型Heric拓扑

图13为Heric拓扑的改进拓扑 (简称oHeric拓扑) , 在Heric拓扑基础上, 增加了由开关管S7和S8组成的双向开关。针对该拓扑提出的调制策略见附录B图B3, 使原低频管S5和S6在非工作半周也高频开通, 进而为无功电流提供了通路。因此, 使用该调制策略后, 电路可在任意功率因数情况下运行。该拓扑的漏电流抑制机理与oH5拓扑一致, 即在续流阶段, S7和S8导通, 将H点的电位钳位在电容中点M, 从而使得vCM保持为恒定值 (Udc/2) , 消除高频漏电流。相比于Heric拓扑, 虽增加了开关管S7和S8, 由于流经S7和S8的电流非常小, 损耗并未明显的增加, 但漏电流的抑制效果可得到提升。

3.3 文献[10]拓扑的改进型拓扑

与Heric拓扑类似, 在图7所示电路的H点和M点间串入由开关管S7和S8组成的双向开关, 得到新的改进拓扑, 如图14所示。该拓扑的漏电流抑制机理与oH5拓扑和oHeric拓扑一致, 在续流阶段, S7和S8导通, 共模电压vCM保持为Udc/2不变, 消除高频漏电流。同样, 让低频管S3和S5在非工作半周高频开通, 即可为无功电流提供通路, 可以使电路运行于其他功率因数情况下。

4 实验研究

限于篇幅, 本文仅给出了一台5kW单相oH5拓扑并网逆变器的实验结果, 对上文分析进行验证。样机直流侧电压为400V (限于条件, 实验时通过三相调压器从电网整流获得) , 电网电压/频率为220V/50Hz, 采用LCL滤波器, 逆变侧电感Li1=0.6mH, 网侧电感Li2=0.36mH, 电容C=8μF, 开关频率为15kHz。采用TMS320F28035型号的数字信号处理器实现闭环控制 (附加电容电流有源阻尼反馈的进网电流控制, 其控制参数设计参考文献[15]) 。功率器件S1, S3至S6采用英飞凌公司的绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) , 型号为IKW40N120T2, S2采用仙童公司的金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET) , 型号为FQP3N60C。H5拓扑和oH5拓扑的漏电流实验波形见附录B图B4, 在直流侧与大地 (零线) 间串入200nF的高频电容以模拟光伏电池板对地寄生电容。由于漏电流的大小与进网电流大小及功率因数无关, 这里仅给出单位功率因数满载情况下的实验结果, 进网电流失真为1%。可以看出, 两种拓扑的漏电流均远小于VDE-0126-1-1标准规定的300mA, 但是oH5拓扑的漏电流大小仅为3.2mA, 是H5拓扑的1/4。可见, 通过改变漏电流抑制途径而形成的新的改进型拓扑具备更好的漏电流抑制能力, 与上文的分析相符。需要注意的是, oH5拓扑的漏电流并未完全消除主要是由电路的不对称性, 器件开通、关断时间以及人为设定的死区时间等非理想因素造成的。

oH5拓扑额定功率情况下, 进网电流分别超前和滞后电网电压30°时 (θ=±30°) 的实验结果见附录B图B5。可见, 通过调制策略的优化, oH5拓扑可以实现非单位功率因数运行, 这使得其符合并网逆变器需具备无功支撑能力的新要求。

5 结语

本文给出了单相逆变器共模回路最简统一等效模型, 基于该模型明晰了漏电流抑制机理, 归纳出漏电流抑制的4种途径。对现有主要桥类拓扑按漏电流抑制机理进行了系统分析和归类。

相比于漏电流抑制途径1和4, 采用抑制途径2和3的拓扑可以实现更好的漏电流抑制效果, 理论上甚至可以完全消除漏电流。基于漏电流抑制途径2, 对H5拓扑、Heric拓扑及一种H6拓扑的结构和调制策略进行了改进。在一台5kW单相oH5拓扑并网逆变器上进行了实验研究, 实验结果表明采用新的漏电流抑制途径的改进拓扑除保留原拓扑的特点外, 具备更好的漏电流抑制效果, 并且可以实现非单位功率因数运行。

本文的分析是基于桥类逆变器进行的。需要说明的是, 对于单相并网逆变器还可以将输入侧的某一点 (如光伏电池板的正端、中间点或负端) 与逆变器输出侧某点双端接地以使寄生电容两端电压恒定, 也可抑制漏电流。由于桥类逆变器输入、输出侧难以共地连接, 采用直接共地连接措施时需要采用其他的可双端接地的电路拓扑。

此外, 虽然本文的分析和改进均基于单相拓扑, 但需要指出的是本文总结出的漏电流抑制途径亦可类推至三相非隔离型光伏并网逆变器。如采用增加滤波电感来增加共模回路阻抗的方法[16], 与本文总结出的漏电流抑制途径1类似。