测井信号（精选四篇）
测井信号 篇1
过套管电阻率测井技术以其具有探测深度大, 受井眼、套管、地层非均质性等因素影响小, 可在低孔隙度或低矿化度的地层条件下正常工作等优势, 成为目前评价分析剩余油饱和度、测定剩余油评价参数, 并利用参数评估油层动用情况的主要手段。国内辽河、新疆、大庆等多家油田先后引进了俄罗斯生产的ЭКОС-31-7过套管地层电阻率测井仪。在消化吸收国外测井仪技术的基础上, 开始了自主研发工作。过套管电阻率测井仪研制的关键之处是超低频极微弱信号的采集与处理技术, 目前国内研制的仪器还未能完全满足实际测量要求。本文选用超低噪声、低漂移的元器件, 设计了测井仪信号调理电路, 解决了强干扰抑制、弱信号检测等关键问题。
1过套管电阻率测井仪测量原理简介
过套管电阻率测井仪井下测量系统框图如图1所示[1]。为了对套管进行大电流供电、给信号U提供参考电位、实现井上与井下的数据通讯, 采用7芯电缆连接井上仪器与井下仪器。井下供电电流约7A, 套管上、下供电电流经过电极A 1和A 2轮流加到钢套管柱上, 返回电流电极B位于地面 (通常利用邻井套管柱的井口) 。
为了计算地层视电阻率, 需要分别在上供电 (向电极A1供电) 和下供电 (向电极A2供电) 模式下测量以下各值:套管相对于井口远点N′的电位U, M1和N之间的电位差ΔU1, N和M2之间的电位差ΔU2, 以及套管电流I, 然后依据公式 (1) 计算地层视电阻率。
式 (1) 中, UN (IA1) 和UN (IA2) 分别为上、下供电模式下, 测量电极N同套管接触点的套管电极的电位;ΔUM2M1 (IA1) 和ΔUM2M1 (IA2) 分别为上、下供电模式下, 电极系的两个边电极电位的一阶差分;Δ2U (IA1) 和Δ2U (IA2) 分别为上、下供电模式下, 所有的三个测量电极同套管接触点之间套管段上电位的二阶差分;IA1和IA2分别为上、下供电模式下, 套管处的电流;k为电极系系数。
2 信号调理电路设计
过套管地层电阻率测井仪的发射信号是约0.1 Hz的超低频方波, 由漏电流产生的ΔU1、ΔU2的变化量可能小至nV级。而放大器的短路噪声大小是和频率开方成反比的。目前国际上精密放大器的短路噪声在0.1 Hz处已达到10 nV以上, 因此超低频极微弱信号的检测目前仍是一个世界性难题。
本文选用超低噪声、低漂移的元器件设计前置信号放大和滤波电路[2], 降低电路自身产生的系统噪声, 并选用高分辨率的24位Δ-ΣA/D转换器, 采用过采样技术, 提高微弱信号的测量精度, 使仪器的最高测量分辨率达到50 nV[3,4,5]。
2.1 ΔU调理电路设计
ΔU调理电路由低噪声前置放大、跟随、调零放大、低通滤波电路构成[6], 如图2所示。在微弱信号的检测电路中, 第一级电路的噪声系数必须足够小, 选用超低噪声、低漂移的运放 (其电压噪声在0.1 Hz仅为35 nVp-p) 构成仪器放大器作为前置放大级[7]。跟随电路用于提高前置放大电路的带负载能力。调零放大电路用于消除实际使用中存在的失调和漂移, 提高放大信号精度, 同时对信号进行二次放大。低通滤波电路为二阶巴特沃斯滤波电路, 用于滤除信号携带的、以及电路本身产生的噪声, 设计的滤波截止频率为1.5 Hz。ΔU是幅值约150 μV的正负方波信号。选用的24位A/D芯片的输入电压范围是±2.5 V。为满足ΔU的分辨率要求, 同时考虑到A/D芯片的输入电压范围, 本文设置第一级前置放大倍数约880倍, 第三级调零放大倍数约12倍, 这样ΔU总的放大倍数约10 560倍。
2.2U调理电路设计
信号U是位于套管中的一个电极与地面井口电极之间的电位差。井口电位通过几千米的测井电缆引入井下测量仪器, 在采集U时, 供电电源发射的大电流会在此长电缆上感应出大的干扰脉冲, 如图3所示。感应出的干扰脉冲峰峰值可达几十伏。因此, 对信号U进行测量的关键是在电路前端加入分压和限幅电路, 否则根本无法得到可用的信号。
U调理电路由分压限幅、低噪声前置放大、跟随和低通滤波电路构成, 如图4所示, 其中分压限幅电路如图5所示。
图5中, 电阻R1、R2起到分压的作用;四个开关二极管IN4148组成限幅电路;VDD1=+6 V, VEE1=-6 V。当输入信号的电压幅值大于6 V时, D1、D3导通, 将电压钳位在6 V;当输入信号的电压幅值小于-6 V时, D2、D4导通, 将电压钳位在-6 V, 使得放大器的输入电压始终保持在-6 V～+6 V之间。电阻R3和R4起到限流作用, 从而避免因为电流过大烧毁1N4148 (1N4148的最大允许电流为100 mA) 。U调理电路的放大倍数约为8倍, 低通滤波器电路为10阶巴特沃斯滤波电路, 低通滤波截止频率为1.5 Hz, 对频率50 Hz以上的信号衰减达到40 dB以上。
2.3 I调理电路设计
套管电流是幅值约为7 A的方波信号, 因此I调理电路的首要任务是将电流信号转换为电压信号。选用两个3 W的0.033 Ω的电阻并联, 作为取样电阻, 将电流转换成幅值约为115.5 mV的方波电压后再放大10倍即可, 后续电路与U调理电路相同。
3 电路测试与分析
重点测试ΔU调理电路放大倍数的稳定性和对nV级信号的分辨率。
3.1 放大倍数测试
测试框图如图6所示。用信号发生器产生mV级0.1 Hz方波VA, 经过衰减器衰减10-3后变成μV级信号, 送入研制的ΔU调理电路, 分别用数字万用表FLUKE 8846A采集输入端信号VB和输出端信号VC。对数据进行处理, 并计算输出端及输入端信号幅值, 两者相比即为调理电路的放大倍数。
表1是一组实测数据, 由数据可以看出, ΔU调理电路放大倍数很稳定, 平均值为10 791.64。
3.2 分辨率测试
用信号发生器产生mV级0.1 Hz的方波, 经过衰减器衰减10-5后变成nV级信号VB, 送入研制的ΔU调理电路, 调整输入信号的幅值, 逐次递增1 000、500、300、200、100、50 nV。用2182A纳伏表采集ΔU调理电路输入信号VB, 并计算前后两次采集的电压差ΔVB1;用FLUKE 8846A采集ΔU调理电路输出端信号VC, 除以放大倍数10 791.64, 再计算前后两次采集的电压差ΔVB2, 所测数据列于表2。由表2可知, 对50 nV变化量的检测精度达到5.8%, 满足设计要求。
4 信号实测波形
在实验室构建了过套管地层电阻率测量刻度试验装置。在外接60 Ω地层模拟电阻、上供电条件下, 信号I、ΔU1和ΔU2、U的测量结果分别如图7—图9所示。
由图7可以看出, 套管电流I的取样信号为方波, 与由套管电极A1注入的电流 (频率0.1 Hz、幅值7 A的方波) 相一致。
由图8可以看出, ΔU1和ΔU2与套管电流波形一致, 波形光滑平整, 并且信号幅值达到了1.5 V左右, 说明ΔU调理电路实现了对微弱信号的有效提取, 为后续的地层视电阻率计算提供了可用的参数。
U原始波形如图3所示。由于长距离强电流供电电缆的存在, 在给信号U提供参考电位的电缆上感应出较大的干扰信号, 导致U产生了严重的变形, 两两一组出现的尖脉冲为不可用信号, 只有每组尖脉冲之前的平坦部分为有用信号。由图9可以看出, U的信号幅值被限定在3 V以下, 有用信号部分较为平坦且幅度适中, 说明调理电路有效地抑制了U中的干扰信号、放大了有用信号。
5 结束语
本文在深入分析待测信号特点的基础上, 给出了过套管电阻率测井仪信号调理电路的设计方案, 有效地解决了ΔU信号微弱、U存在严重干扰等关键问题。室内刻度试验表明, 可实现 (0—100) Ω·m电阻率的可靠测量, 验证了所设计的调理电路达到所需的测量要求。
参考文献
[1]王正国.俄罗斯过套管电阻率测井研究及应用.测井技术, 2009;33 (4) :374—378
[2]曾庆勇.微弱信号检测.杭州:浙江大学出版社, 1994
[3] Motchenbacher C D, Connelly J A.Low-noise electronic system de-sign.New York:Wiley, 1993
[4] Leach X W.Fundamentals of low-noise analog circuit design.IEEEProceeding, 1994;82 (10) :1515—1538
[5] (日) 远坂俊昭.测量电子电路设计——模拟篇.彭军, 译.北京:科学出版社, 2006
[6]戴逸松.微弱信号检测方法及仪器.北京:国防工业出版社, 1994
测井信号 篇2
1EMD分解的端点效应1
构造原始信号x ( t ) 为:
对信号进行EMD分解后,得出各固有模态分量 ( imf) 和残余分量( res) 如图1所示。
从图1可以看出,第一个imf分量包含了原始信号x( t) 的25Hz正弦信号,第二个imf分量包含了原始信号x( t) 的10Hz的正弦信号,但在实际分解后出现了不应该存在的第三个imf分量, 即原始信号经过EMD分解后产生了虚假分量。 此外,第一个imf分量边界附近出现了严重失真, 从而导致在第二个imf分量的边界也产生了这种失真,即第一个imf分量端点处的失真污染了后面分解出的固有模态函数,这种现象称之为端点效应。
端点效应是由于EMD分解过程中采用了三次样条插值函数进行上下包络的拟合造成的。由于在运用三次样条函数的过程中,不能确保原始信号的两端点就是信号的极值点,在端点附近没有能约束极值点的信息,导致拟合出的包络线与原始信号的实际包络线偏离。在原始信号的高频分量中,由于其极值点距离较近,端点效应仅仅局限在信号端点附近很小的范围内,因此影响较小; 但是在低频分量中,由于信号的极值点间距较大, 导致端点效应很容易影响到信号的内部。
2EMD分解后的Hilbert变换
为了根据瞬时频率的定义计算出瞬时频率, 从而进行时频域分析,需要对分解出的每一个imf分量进行Hilbert变换。由于分解出的残余分量res为单调函数或者常数,故在做Hilbert变换时舍去残余分量,则原始信号为:
因此,对于任意的imf分量ck( t) ,其Hilbert变换为:
其中, P为对信号做柯西积分 。 则由可以构成一个解析信号zk( t ) :
其中,信号的幅值信息为:
信号的相位信息为:
故:
由于瞬时频率为:
对上式两边取积分,得:
因此,原始信号可以表示为:
这就是Hilbert谱形式。对式( 1) 做HHT谱分析,其结果如图2所示,可以看到两条近似平行的直线,代表着频率的聚集程度,同时也可以清楚地看到端点效应引起的边缘失真。
3EMD分解端点效应的改进
端点效应的总体原因是在原始信号进行三次样条采样时缺少了一个能够约束端点处的条件, 即没有使用某种条件去判断端点是否是极值点。 为了消除这种端点问题带来的EMD分解失真问题,出现了基于神经网络的数据延拓法[1]、镜像闭合延拓法[2]及基于AR模型的时间序列线性预测方法[3]等,这些方法通过补充数据来抑制端点效应。采用适应延长边界特征点的办法对包络线进行拟合,然后再截取有效长度能够抑制端点效应, 但会增加计算量。为此,在边界局部特征延拓法[4]的基础上,通过判断原始信号的端点能否作为极值点插入到新的上下包络中,来抑制端点效应。实施步骤为:
a. 求出信号所有的极值点。
b. 设信号的采样长度为 Δt,该信号有M个极大值和N个极小值,则极大值对应的时间序列为Tmax( 1) ,Tmax( 2) ,…,Tmax( M) ,每一个时间点对应的函数值为Xmax( 1) ,Xmax( 2) ,…,Xmax( M) ; 极小值对应的时间序列为Tmin( 1) ,Tmin( 2) ,…, Tmin( N) ,每一个时间点对应的函数值为Xmin( 1) , Xmin( 2) ,…,Xmin( N) ,则新的端点处的极值点平均幅值为Xmax= ( Xmax( 1) + Xmax( 2) + Xmax( 3) + Xmax( 4 ) ) /4和Xmin= ( Xmin( 1 ) + Xmin( 2 ) + Xmin( 3) + Xmin( 4) ) /4,平均时间间隔为Tmax= ( Tmax( 5 ) - Tmax( 1 ) ) /4和Tmin= ( Tmin( 5 ) Tmin( 1) ) /4。
c. 计算出平均幅值和平均时间间隔后,放入原信号端点的两侧。
d. 由于端点处的幅值有可能是信号的极大值或者极小值,因此要判断端点是否作为极值点插入到新的上下包络中。设信号左端点的幅值为X0、右端点的幅值为Xend,则左端点判断标准为右端点判断标准为
e. 对添加后的信号进行拟合,得出原始信号的上下包络线。
对式( 1) 经过端点处理后的信号Hilbert时频谱如图3所示,端点效应得到了有效抑制,体现了更好的时频聚集性,更加准确地描述了信号频率在时间轴上的变化特征。
图3 经过端点处理的 Hilbert 谱
4改进端点效应的EMD方法在测井信号去噪中的应用
利用核磁共振技术对油气探井测试时得到的回波信号含有大量噪声,其Hilbert谱如图4所示,导致所测得的原始信号不能准确反映井下油气信息特 征。采用改进 的EMD分解去噪 后Hilbert谱如图5所示 ,保留下来的是低频中的有用信号和少量的噪声,为油气勘探和开发提供了有效数据。
图5 测井信号经改进的 EMD 处理后的 Hilbert 谱
5结束语
测井信号 篇3
MICROCHIP公司最近推出了将DSP技术与微控制器相结合的DSC(Digital Signal Controller,数字信号控制器),其内部采用了改进型的哈佛结构。在某些应用场合,综合了16位单片机和DSP功能的ds PIC30F器件要大大优于32位单片机,而且可降低成本,同时,C代码效率也降低了对存储器的要求,从而缓解了16位单片机和低端数字信号处理器D S P存在的性能差。由于它本身的D S P功能大大提高了运算和响应能力,因而提高了系统的实时性,可完全适应现代工业控制技术发展的要求。丰富的外围模块以及I/O设备,必然使得ds PIC30F在未来的DSP市场中占有重要地位。目前,该产品在电机控制、网络连接、语音和音响、电源变换和监视、传感器控制、汽车控制等领域中得到了广泛应用。基于这些因素,本文采用ds PIC30F4013数字信号控制器设计了耐高温脉码传输短节,它完全取代了PCM3506在组合测井中的全部功能。
一、系统原理分析与总体设计
在数控测井系统中,经常由多个下井仪器进行组合测井,这些下井仪器通过下井仪器总线连接到下井仪器控制装置,其中本文设计的脉码传输仪就是下井仪器的核心部分。下井仪器控制装置根据地面指令控制各个下井仪器的工作,并将下井仪器所采集的数据通过测井电缆传输到地面。
1. 脉码传输短节的工作原理
主要用它来采集模拟信号、脉冲信号,并且实时传输所采集到的数据。脉冲编码调制系统(P C M)的数据发送和数据接收是由地面计算机来控制的,更准确地说,P C M数据的井下发送是由地面计算机系统利用声波逻辑信号启动的。计算机按一定的深度间隔,控制3700系统内的52#面板的声波逻辑电路,产生双极性的声波逻辑脉冲,由传输电缆的2#与5#两根芯线传到井下脉码接收单元,在其控制下,启动井下脉码传输短节及其他组合测井仪工作:通知传输仪采集10道模拟量、6道脉冲量;决定传输仪在何时传送17道P C M数据,以及实时分离出送给井下仪的发射与接收逻辑脉冲。数据首先转换成为双极性归零码(P C M),然后经过驱动,由脉冲变压器耦合到传输电缆的2#与5#两根芯线上,再由它们传到地面计算机。
2. PCM信号的形式及主要参数
一帧的P C M数据有16个数据道,加上模拟地道则共有17数据道。第一道是同步道,紧接着是6个脉冲数据道和10个模拟数据道。每一道的时间是2m s,含16个数据位。由于基本时钟频率为8k H z,因此数据位宽为125u s。每道实际携带的测井信息为12位,其余4位为特征码。例如脉冲道第一位为1,第十四,十五,十六位为0;模拟道第一位为1,第十四位为增益位,第十五位为1,第十六位为0。其数据格式如图1所示。
二、数字信号控制器硬件系统设计
从以上分析可知,我们的主要工作是设计一个适合测井工艺的数据采集系统。为完成该工作过程,设计原理框图如图2所示。它由供电部分、声波检测部分、逻辑再生部分、脉冲处理部分、模拟处理部分、中央处理器部分及输出驱动部分等七部分组成。智能化的中央处理器,具有功耗低、与外围器件非常容易对接的特点,并且它本身能代替许多硬件的工作,处理数据也非常灵活。
1. 模拟信号数据采集
模拟信号包括井径信号、测向信号等,它们都是变化缓慢的信号,电压幅度范围一般在0~+5V,其中测向测井信号中有几十个m v的电压信号。信号通过井下仪器进行检测后,再由传输线传到脉码传输短节时,将融进一定的噪声,所以在前置端一般要加图3所示的模拟信号调理电路,采用AD574作为转换器件。传感器的输出信号首先经过电压跟随器,然后经过反相输入一阶低通滤波器。通带截止频率为
两个可调电位器分别用来进行调零、校满量程,使输入信号在线性范围内。在A/D通道的输入端2个二极管起过载保护作用,当输入电压高于VREF+0.7V左右时,D7导通,输入电压被箝位在VREF左右的水平上;当输入电压低于约-0.7V左右时,D8导通,输入电压被箝位在约-0.7V的水平上。这种过载往往是尖峰干扰,持续时间很短。
2. 脉冲信号采集
放射性测井产生的信号一般是脉冲信号,脉冲信号频率的大小,就表征了一定的地层信息。频率的范围在5Hz~20KHz之间,脉宽一般为几十微秒。由于脉冲道的数据范围是从5Hz到20KHz,所以在设计该仪器中选用了8253芯片,以保证计数范围。
3. 控制系统的电源设计
AD574ATD由±15V、+5V供电,运算放大器也由±15V供电。在增益控制电路中,由于输入信号被放大到0~10V的范围,所以控制增益的模拟开关4051的供电电压范围必须达到这个范围,而4051的V C C供电电压范围是-0.5V~+7V,而VCC到VEE的供电电压范围为-0.5V~13V,所以4051的供电电压分别是:VCC为+15V,然后经过一个电阻串联进行分压,VEE接到电源地上,从而满足输入电压的范围。
三、系统软件设计
系统总体软件就是通常所说的主程序,它起到组合各个功能模块的作用,是本系统工作程序的主体框架。主程序的功能有:一方面预置中断入口地址,响应中断后及时转入中断服务子程序;另一方面就是初始化各个功能寄存器,例如在本系统软件设计中,需要用到中断控制寄存器TCON,这样就要在主程序中预置它;又如程序要运行时,必须初始化程序地址指针等,这些工作都必须在主程序中完成。
在主程序中,用各种标志位来确定是何种中断的到来,从而响应相应的中断模块。在该软件设计中,以10H、11H和18H、19H分别来标志T1、R1、T2、R2中断;以00H来标志声波时序的合拍,当00H=1时,表示声波时序合拍。
以下是主程序设计的流程图,如图4所示。
四、结束语
该仪器设计完成后进行了测井试验,首先在测井仪器实验教学中得到了应用,地面接收到伽马测井数据正确,接收误码率小,无异常现象。
第一,设计的仪器完全符合专业实验室小型化的需要,其短节的长度由原来的156.21c m缩短为101.6cm,该短节比PCM3506短节缩短了54.61cm。
第二,实验电路简洁,具有智能化的优点,功耗低。
第三,该实验仪器在200oC~230oC高温条件下能够连续工作4、5个小时而不会停机,满足深井测井的要求。此设计增加了该仪器的技术含量,节约成本,实现测井仪器实验装置国产化,提高了社会效益,为学生从事石油勘探行业提供了良好的实验平台。
摘要：实现了一种以数字信号控制器为核心的脉码传输短节设计方案,该短节能完成测井仪器PCM3506的全部功能。在脉码传输短节的设计中,充分利用数字信号控制器的资源,采用软硬相结合的方法,在简化电路结构、降低功耗、降低成本、耐高温高压、提高仪器的稳定性等这几个方面进行研究与设计,解决了石油仪器教学装置匮乏的现状。
关键词：测井仪器,脉码传输,数字信号控制器
参考文献
[1]胡澍.地球物理测井仪器[M].北京:石油工业出版社,2007
[2]张礼维.CLS声波测井仪[M].陕西:西安电子科技大学出版社,2009
[3]张礼维.CLS地面数据采集系统[M].陕西:西安电子科技大学出版社,2008
测井信号 篇4
NMR测井技术测得的自旋回波信号具有信号带宽大、信号微弱和处理难度高的特点。为此，吴磊等采用小波变换方法对核磁测井信号进行软阈值去噪，虽然在一定程度上提高了信噪比，但是选择基小波和小波变换尺度在实际应用中仍是一个难点[2];蔡剑华等应用经验模态分解(Empirical Mode Decomposition,EMD)算法获得了良好的去噪效果，然而虽然EMD算法的分解过程只依赖信号本身信息，但分解过程易产生模态混叠和端点效应，影响了信号处理的准确性[3]。
针对上述问题，笔者提出一种基于集总极值域均值分解的核磁测井自旋回波信号去噪新方法，并将它应用于大庆油田龙33-23井中，以克服目前去噪方法存在的分解精度低、端点效应、模态混叠和计算耗时的问题。
1 核磁测井信号的数学模型(1)
CPMG核磁测井方法通过在静磁场中外加脉冲激励，利用NMR探头检测自由进动信号M⊥和自旋回波信号Mz[4]，两者的计算式为:
式中M0———静磁场强度;
M⊥max———自由进动信号最大值;
T1———纵向弛豫时间;
T2———横向弛豫时间。
横向弛豫时间T2是NMR测井中的核心部分[5]，经过反演得到的T2谱可计算岩石孔隙度、孔隙尺寸分布、粘度、渗透率、流体扩散系数及束缚流体的饱和度等有关岩石储集层物性和流体特性的参数。
由于储层孔隙中时常存在多种流体组分，因此CPMG方法测得的自旋回波串为多个单指数衰减叠加的多指数衰减弛豫信号。当把流体组分看成连续的，同时把回波信号作为连续信号时，得到第一类弗雷德霍姆积分方程:
其中，用T代表横向弛豫时间T2;K(t,T)为积分核;x(T)为所有流体组分横向弛豫时间曲线，即T2谱，求解积分方程得到x(T)的过程就是反演计算。
2 极值域均值模式分解与集总经验模分解
2.1 极值域均值模式分解算法
极值域均值模式分解(Extremum Field Mean Mode Decomposition,EMMD)算法是一种在EMD和自适应时变滤波分解(Adaptive Time Varying Filter Decomposition,ATVFD)的基础上改进的算法[6]。该算法在分解精度、端点效应抑制和计算耗时方面均优于EMD和ATVFD。
计算原信号x(t)的所有局部极值点，无需区分局部极大值和局部极小值，组成{e(ti)}序列，其中ti(i=1,2，…，N)为第i个局部极值点的时间位置[7]。则ti与ti+1时刻两个极值区间的局部均值mi(tξ)为:
信号在极值区间内通常是均匀变化的，因此区间均值点即两极值的中点，即tξ=(ti+ti+1)/2，于是有:
同理可得ti+1与ti+2时刻极值区间的局部均
则ti+1处极值点的局部均值m(ti+1)由两个相邻局部均值mi和mi+1的加权平均得到，即:
其中，m(0),m(t1),m(t2)，…，m(tn)为利用式(1)得到的信号各局部极值点处的局部均值，采用样条插值对它们进行曲线拟合得到局部均值m1(t)，从而得到第一个固有模态函数(Intrinsic Mode Function,IMF)分量h1(t)=x(t)-m1(t)。由于h1(t)可能不满足IMF定义条件，因此再次筛选:
重复式(2)直到满足筛选，停止准则为:
重复k次式(2)后得到:
此时，h1k(t)就是第一个IMF分量。令c1(t)=h1k(t)，则残余信号R1(t)=x(t)-c1(t)，以R1(t)作为新信号，重复上述步骤，当残余值小于给定值或为单调信号时，停止分解。此时，原信号可由所有IMF分量与残余量表示，即:
2.2 集总经验模分解算法
集总经验模分解(Ensemble Empirical Mode Decomposition,EEMD)算法的步骤如下[8]:
a．设待分解信号为x(t)，加入i次白噪声n(t)(均值为0，标准差为常数)后，得到xi(t)=x(t)+ni(t)。
b．每次加入白噪声后都进行EMD分解，经过i次后，得到分量cij(t)与余项ri(t)，其中cij(t)为第i次加入白噪声后得到的第j个IMF分量。
c．重复步骤a、b共N次，再利用白噪声零均值的特性，将cij(t)进行集总平均计算，消除多次加入白噪声对运算的影响，即
d．得到EEMD算法的IMF分量，结果为x(t)=∑cj(t)+r(t)。
3 集总极值域均值分解去噪算法
文献[7]的研究表明，EMD算法存在端点效应和模态混叠的弊端，EEMD算法虽然能有效消除模态混叠对计算的影响，但端点效应仍旧存在，而EMMD算法虽然能够避免端点效应，但自身无法避免模态混叠。针对这些问题，综合EMMD和EEMD算法各自的优势，笔者提出了集总极值域均值分解去噪算法，具体步骤如下:
a．在原始信号x(t)中加入白噪声n(t)(均值为0，标准差一般为原始信号的0.1～0.4倍)，得到xi(t)，即xi(t)=x(t)+ni(t)。
b．每次加入白噪声后都对xi(t)进行EMMD分解，经过i次后，得到分量cij(t)与余项ri(t)，其中cij(t)为第i次加入白噪声后得到的第j个IMF分量。
c．重复步骤a、b共N次，并将分解得到的所有IMF分量进行集总平均计算，即
d．得到集总极值域均值分解结果x(t)=∑cj(t)+r(t)。
信号经过分解处理后，噪声干扰大多集中在前几个IMF分量中，笔者采用软阈值去噪方法，对这几个分量进行滤波去噪，即:
式中x(t)———原信号;
x'(t)———去噪后的信号;
λcut———软阈值。
最后，将所有IMF分量重构，得到滤除噪声后的信号。
4 应用实例
现场使用MARAN-2 NMR仪测量大庆油田龙33-23井，得到现场自旋回波信号如图1所示，可以看出，现场测量的自旋回波信号带有大量噪声，其信噪比为17dB。
使用集总极值域均值分解去噪算法对现场信号进行处理，得到5个IMF分量(IMF1～IMF5)如图2所示。可以看出，IMF1、IMF2和IMF3包含的频率较高，是噪声主要集中的部分，为此，将IMF1直接滤除，即置零处理;IMF2和IMF3按式(3)进行软阈值去噪处理，阈值分别为0.60、0.45。然后将各分量重构得到去噪后的回波信号如图3所示。
去噪后回波信号的信噪比为32dB，对比原信号，可以看到笔者提出的算法去噪效果明显。对去噪后的回波信号采用共轭梯度法进行反演计算[9]，得到的T2谱如图4所示。
T2谱的积分面积即核磁孔隙度[10]由T2谱可以计算得到孔隙度值为17.82%。利用实验用岩心测得的孔隙度为17.96%，处理结果与实验用岩心测得的数据基本吻合，表明笔者提出的方法对于去除NMR中的强噪声有效且作用明显。
5 结束语
笔者提出了一种基于集总极值域均值分解的核磁测井自旋回波信号去噪新方法，该方法避免了EMD、EMMD和EEMD算法存在的问题，同时继承了它们良好的去噪效果。实际数据分析表明:笔者提出的去噪方法能有效去除强噪声对回波信号的影响，实际测井数据信噪比由17dB提高到32dB，通过对滤波后的数据进行分析，发现实际得到的T2谱、孔隙度结果与实验用岩心的测量结果一致。
摘要：针对核磁共振测井中自旋回波串混有大量噪声与传统经验模态分解算法存在端点效应和模态混叠的问题,提出一种基于集总极值域均值分解的信号去噪新方法。该方法将极值域均值模式分解融合嵌入集总经验模分解算法中,有效避免了经验模态分解算法存在的弊端,同时继承了其去噪优势。对实际测井数据的分析表明:该方法有效滤除了回波信号的噪声,提高了信噪比,且利用回波信号反演计算出的T2谱和孔隙度与实验用岩心的测量结果一致。
关键词：集总极值域均值分解算法,核磁测井,自旋回波串,信号去噪
参考文献
[1]程晶晶.多频NMR测井系统中微弱信号检测问题研究[D].武汉:华中科技大学,2011.
[2]吴磊,孔力,程晶晶.基于小波变换的核磁共振测井信号去噪算法设计[J].仪表技术与传感器,2011,(10):71~72.
[3]蔡剑华,汤井田,胡惟文.基于经验模态分解的核磁共振测井信号去噪新方法[J].核电子学与探测技术,2010,30(3):390~393.
[4]李鹏举.核磁共振T2谱反演及流体识别评价方法研究[D].大庆:东北石油大学,2010.
[5]彭石林.核磁共振技术在石油分析和探测中的应用[D].武汉:中国科学院研究生院(武汉物理与数学研究所),2006.
[6]宁宁,张骏,秦文娟.基于EMMD和AR奇异值熵的故障特征提取方法研究[J].测控技术,2008,27(9):83~85.
[7]杨文涛.旋转机械振动信号特性提取技术研究[D].大庆:东北石油大学,2014.
[8]时世晨,单佩韦.基于EEMD的信号处理方法分析和实现[J].现代电子技术,2011,34(1):88~90.
[9]迟唤昭,刘财,单玄龙,等.谱反演方法在致密薄层砂体预测中的应用研究[J].石油物探,2015,54(3):337~344.