电机速度

电机速度（精选八篇）

电机速度 篇1

韶山3 型电力机车主电路由受电弓、主断路器、高压电流互感器、主变压器、硅整流装置、牵引电机、高压电器柜、平波电抗器、制动电阻柜及电路保护装置等组成[1]。

韶山3 型电力机车具有6 台800 k W脉流牵引电机 (M1~M6) , 每个转向架有3 台牵引电机, 韶山3 型电力机车共2 个转向架。电力机车在牵引工况时, 按转向架组合, 各3 条牵引电机支路并联, 此时直流电机是串励电动机接法。机车牵引时, I转向架直流电机主电路图, 如图1 所示。

韶山3 型电力机车的调压整流采用晶闸管相控调压系统, 主变压器低压侧晶闸管不等分三段半控桥式相控调压方式。接触网高压25 k V交流电源由受电弓经空气主断路器、高压电流互感器送至主变压器的原边绕组, 经主变压器降压至次边绕组a1—x1、a2—x2 固定绕组和a3—b3—x3、a4—b4—x4 分段绕组, 从而构成1 071 V、535.5 V、535.5 V不等分三段绕组供电, 再经硅整流装置变流后分别向M1~M3、M4~M6 牵引电动机供电[1]。

2 直流牵引电机的主电路

直流牵引电机控制的主电路, 交流电压AV经过可控晶闸管构建的整流电路转变输出可控的直流电压, 直流电机两端得到可控直流电压, 从而达到控制直流电机的转速[2]。

工作原理:

1) 当交流电压a1 为正半轴电压时, 电流从交流电压AC的a1 端→二极管D11→电容L→直流电机绕组MD→励磁绕组C1C2→晶闸管T11→交流电压AC的x1 端, 形成电路回路;另外一条回路:电流从交流电压AC的a1 端→二极管D11→电阻R→晶闸管T11→交流电压AC的x1 端, 形成电路回路。

2) 当交流电压a1 为负半轴电压时, 电流从交流电压AC的x1 端→晶闸管T12→电容L→直流电机绕组MD→励磁绕组C1C2→二极管D12→交流电压AC的a1 端, 形成电路回路;另外一条回路:电流从交流电压AC的x1 端→晶闸管T12→电阻R→二极管D12→交流电压AC的a1 端, 形成电路回路。

3直流牵引电机的控制电路

速度反馈控制型电路如图2 所示:

设计牵引电机的最高速度为100 km/h, 速度传感器测量电机的转速单位为r/min, 添加比例K2, 把转速单位r/min转换为速度单位km/h。假设机车动轮直径为D =1 250 mm, K2=1.25×3.14×3 600÷1 000÷60=0.235 5, 给定值VDC3 (直流电压0~15 V) , 1/K1=100×1 000÷3 600÷1.25÷3.14×60÷15=28.3 (即是K1=1/28.3) 。

4仿真及结语

电路中参数设定为单相交流电压源为1 071 V, 频率为50 Hz, 电感L =6 H, 电阻R =15 Ω, 负载T =1N/m。仿真结果如表1 所示。

通过对仿真输出速度与理论输出速度的分析、比较 (如表所示) 。理论输出速度与仿真输出速度的差值基本是相同的;当仿真输出速度越来越高时, 其与理论输出速度之间的误差却基本上没有发生改变, 有利于对直流电机调速的控制。

通过对仿真数据的分析, 当给定值在0~15 V范围内变化时, 电机速度随着给定值的增大而增大, 随着给定值的减小而减小, 呈现线性式关系递增变化。直流牵引电机速度反馈控制型电路设计, 有利于精确地确定电机的速度 (转速) , 则更好地实现直流电机的调速控制。

参考文献

[1]刘友梅.韶山3型4000系电力机车[M].北京:中国铁道出版社, 1996.

电机速度 篇2

关键词：感应电机；矢量控制系统；无速度传感器；MRASCC；自适应系统 文献标识码：A

中图分类号：TM34 文章编号：1009-2374（2016）19-0007-02 DOI：10.13535/j.cnki.11-4406/n.2016.19.004

1 概述

无速度传感器矢量控制系统在过去十余年中已得到广泛应用，它的优点是：简化装置硬件的复杂性、降低造价、减小驱动电机尺寸、取消传感器电缆和提高可靠性。而由于模型参考自适应法原理简单、易于实现，在无速度传感器交流调速系统中得到广泛应用。但是目前在生产实际中所应用的模型参考自适应法，大多是以电压模型为参考模型，电压模型存在低速问题。基于定子电流的模型参考自适应法作为一种新型的方法，它以感应电机本身作为参考模型，解决了电压模型的电阻压降问题和纯积分运算存在的逸走问题，因此基于定子电流的模型参考自适应法在实际应用中具有很好的发展

前景。

2 感应电机数学模型

3 基于定子电流的模型参考自适应法

利用感应电机本身作为参考模型，电流模型和电机定子模型作为可调模型，Lyapunov稳定性定理建立自适应率。其原理如图1所示：

3.1 可调模型

用电动机定子模型SM（stator model）可以算出定子电流矢量的观测值：

电机额定参数：PN=35kW，UN=380V，RS=0.4Ω，Rr=0.5，Ls=0.087H，np=2，Lr=0.088H，Lm=0.085H，J=0.0876kg·m2，D=0.001kg·m2/s。

经调试，磁链调节器（AψR）的参数为Kp=150，KI=200；转矩调节器（ATR）参数为Kp=1.27，KI=250；转速调节器（ASR）参数为Kp=100，KI=1；自适应调节器（AAR）的参数为Kp=1000，KI=2.5。

4.1 在高速时的仿真

给定转速为1000rpm，其仿真波形如图4所示。

波形分析：在整个过程中，转速的观测值和实际值的波形基本上重合；加入负载稳态时，转速观测值为1000rpm，转速实际值为999.3rpm，相差0.7rpm；磁链观测值与实际值之差很小；电流波形为标准的正弦波。

4.2 在低速时的仿真

波形分析：在整个过程中，转速的观测值和实际值的波形基本上重合；转速观测值与实际值之差在稳定状态下接近于0；磁链观测值与实际值之差很小；电流波形为标准的正弦波。

5 结语

（1）基于定子电流的模型参考自适应系统的矢量控制，具有优良的动静态调速性能，其响应速度很快、磁通的变化很小、稳定性很好。由于是直接启动，所以其启动电流很大。（2）基于定子电流的模型参考自适应系统的矢量控制，无论是在高速还是在低速，都有着良好的跟踪性能。高速时，转速观测值与实际值误差为1rpm左右；低速时，转速观测值与实际值误差为0.2rpm。与传统的以电压模型为参考模型的模型参考自适应法相比，其速度观测范围更广。

参考文献

[1] 阮毅，陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京：

机械工业出版社，2009.

[2] 洪乃刚.电力电子和电力拖动控制系统的Matlab仿真

[M].北京：机械工业出版社，2006.

[3] 马小亮.怎样才能扩展IM无转速传感器VC系统的调

速范围[J].电气传动，2011，（1）.

[4] 李永东.交流电机数字控制系统[M].北京：机械工

业出版社，2004.

[5] Teresa Orlowska-Kowalska，Msteusz Dybkowski.Stator-

Current-Based MRAS Estimator for a Wide Range Speed-

Sensorless Induction-Motor Drive[J].IEEE

TRANSACTIONS ON INDUSTRONICS，2010，（4）.

永磁电机无速度传感器仿真研究 篇3

电机调速系统中的机械传感器，测量电机转度和转子位置，可以是测速发电机、解算器或编码器。它们存在诸多不足：增加电机转动惯量，加大电机体积;受使用条件，如温度和湿度以及振动的影响和限制;增加系统成本。为克服不足，无速度传感器研制成为趋势。它利用电机电压、电流等信号和电机模型，推测电机转速，避免硬件传感器的缺点。

1 无速度传感器速度估算方法

速度估算思想大体分为以下几类:

1.1 基于基本电磁关系的估算方法

(1)直接计算方法：利用定子三相端电压和电流计算出转子位置角和转速，方法简单、直接，无延迟，但对电机参数变化敏感，该方法应结合电机参数在线辨识。

(2)基于反电动势或定子磁链的方法：该方法仅依赖于电机基波方程。当转速较低时，反电动势的值很小，误差很大。利用磁链估算时，由于积分器的零漂问题，磁链值有积分误差，需引入误差补偿环节。

1.2 模型参考自适应方法

此方法将含有待估计参数的方程作可调模型，将不含未知参数的方程作参考模型，两模型具有相同物理意义的输出量。两模型同时工作，利用输出量的差值并根据合适的自适应率实时调节可调模型参数，达到控制对象的输出跟踪参考模型的目的。该方法用于PMSM尚有一些问题要解决。

1.3 基于各种观测器的估算方法

目前存在的主要观测器有：全阶状态观测器、降阶状态观测器、扩展卡尔曼滤波器和滑模观测器。有代表性的是滑模观测器和扩展卡尔曼滤波器。滑模观测器本质上是不连续的开关控制，会引起系统抖动。扩展卡尔曼滤波器是一种最小方差意义上最优预测估计的方法。但该方法对实验样机的参数要求较高，系统鲁棒性没有改进，计算量很大，实用性不强。

1.4 转子齿谐波法

利用定子表面和铁心上的齿槽会在气隙磁场中产生齿谐波，定子电流与电压受该谐波的影响会产生相应谐波的特点，从齿谐波信号中提取相关的频率来推导电机转子位置。缺点是齿谐波易受干扰。

1.5 高频信号注入法

通过在电机的接线端注入三相平衡的高频电压信号，利用人为造成的不对称性，使电机产生一个不对称的凸磁极，通过对凸磁极位置的检测获取转子位置信息。该方法不依赖于电机参数和运行工况，能在极低速下工作，计算量不大，是比较理想的方法之一。但是其电机制造凸磁极还需要进一步改造。

1.6 基于人工神经网络的方法

利用神经元网络进行辨识，其辨识模式主要是前馈多层模型法。该方法还处于理论研究阶段。

2 永磁电机速度观测器的设计

目前的方法大多通过测量电机端电压电流计算转子位置角和转速，由于这些信号中含有干扰，往往造成测量精度不够。而且根据模型由电机端电压和电流直接计算出θ和ω，只有在某一最低速度之上(一般是5%基速以上)时才适用，故不能实现完全的无速度传感器运行。本文在比较多种转速预测方法的基础上，针对永磁电机提出一种新颖的转速预测策略，该方法非常适合零速和低转速时的预测。

其工作原理是调速系统的d轴电流调节器的输出电压ud包含了转子位置误差的信息θerr，如式(1)。

式中θerr是转子位置角给定值与实际值θr之差;Ψf为永磁磁链;ωr为转子电角速度。由式(1)知：

在零转速和低转速区域通过一个常数将位置误差θerr限制在一定范围内，即：

式中K为常数;sgn()为符号函数。

将转子位置误差θerr输入转子位置跟踪控制器(PI)，其输出作为预测的转速，转子位置跟踪控制器不断调节使转子位置误差趋于零。为拓展系统在低转速区的带宽，在转速估算中加入补偿器，结构如图1所示。

3 仿真

仿真参数：Rs=1.75Ω，Rc=108.23Ω，Ld=Lq=8.46×10-3H，Ψf=0.254Wb, Pn=4, J=0.8×10-3Kgm2。仿真环境为ode15s，转速估算中K定为-10, PI参数设置如表1。仿真结构如图2所示。图3和4是转速分别为11r/min和18r/min时的估算曲线，表明算法在低速区比较有效。

图5是18r/min时，转矩从2Nm突变到4Nm时的估算曲线;图6为转矩2Nm时，转速由18r/min突变到25r/min时的估算曲线。仿真说明，算法动态特性较好，在外加扰动下能准确估算。

4 结束语

本文提出了一种永磁电机无速度传感器转速估算方法，该算法简单、实时性强，对电机参数不敏感，不依赖模型，仿真验证了该算法的有效性。

参考文献

[1]Shigeo Morimoto, Keisuke Kawamoto, Yoji Takeda.Position and speed sensorless control for IPMSM based on estimation of position error[J].Electrical Engineering in Japan, 2003 (2) .

[2]江俊, 沈艳霞, 纪志成.基于EKF的永磁同步电机转子位置和速度估计[J].系统仿真学报, 2005 (7) .

[3]李玉忍, 谢利理, 齐蓉, 等.永磁同步电机无位置传感器调速系统的研究[J].西北工业大学学报, 2003 (4) .

[4]S.Bolognani, R.Oboe, M.Ziglioto.Sensorless full-digital PMSM drive with EKF estimation of speed and rotor position[J].IEEE Trans.Ind.Electron, 1999 (2) .

[5]M.Schroedl, P.Weinmeier.Sensorless control of reluctance machine sat arbitrary conditions including standstill[J].IEEE Trans.Power Electron, 1994 (3) .

电机速度 篇4

工业现场经常会遇到自由旋转状态下的电机启动问题。如处于坡道滑行中的电气车辆,其滑行速度甚至可能超过额定速度,大型通风设备因风道残存风量可能造成电机自由逆转,大惯量负载遇到突然停电自由旋转时间可长达几十min。此类应用场合均涉及对旋转(甚至逆转)电机的启动问题。常规的直接启动势必因当前电机速度处于未知状态,若直接启动电机,会因电机可能处于较大的转差状态而使启动失败(过电流保护),为此转速跟踪再启动是考核逆变器性能的一个重要指标。无速度传感器矢量控制虽然考虑到了电机的动态模型并通过内部电流调节器(转矩电流调节及磁场电流调节)实现电流限制,但对自由旋转的电机,数学模型中初值的无法确定往往造成系统控制模型不收敛,进而无法实现正常启动。

对于普通V/f控制而言,简单的启动方式基本上不能解决此类问题。国内外学者多年来对转速跟踪进行了深入的探索[1,2],文献[1]提出的无电跨越方法利用电机动能反发电原理克服瞬间掉电,但对自由旋转电机的再启动显然不能适用。文献[2]实现了对电机速度辨识,解决了瞬时停电再启动,但未提及逆向速度搜索问题。此外,对于无速度传感器矢量控制模式下跟踪再启动的实施方法未见具体报道。国外品牌产品如西门子及安川变频器所采用再启动方法均为速度搜索方式,而有关其实施方法的具体细则很难从其技术资料上得到,但这也从侧面反应速度搜索方法已成为解决飞车启动的大趋势。

本文综合了各家之长并参照了国外现有品牌产品的相关功能,尝试了一种初始搜索频率可高于电机额定频率的双向速度搜索模式,并结合典型的V/f控制和矢量控制模式对速度搜索再启动所涉及的几个边缘问题进行了探讨,并结合低压两电平、中压三电平和级联式多电平逆变器的几种拓扑形式进行了大量试验,试验结果证实了该方法在系列产品上所表现出的高稳定性及高可靠性。

所谓转速跟踪启动的实质是如何使无速度传感器前提下辨识旋转电机转子转速,并在该速度点将电机平滑过渡到常规的工作模式。由异步电机理论可知,自由旋转电机转子剩磁消耗殆尽以后,定子几乎不存在感应电压,很难依此获取感应电机的速度信息。故欲辨识处于自由(随机)运转过程中电机转速需对定子施加一定强度的预激励。电机理论还表明:当定子激励频率远远偏离转子旋转速度所对应的频率时,电机定子电流对转差频率敏感性已经不大,此时定子电流主要由定子电压幅值与定子频率的比值决定。利用这一特性我们不妨采用较低斜率的压—频特性激励电机,使之建立“弱性气隙磁场”,以达到限制定子电流的目的。

磁场达到相对的稳态之后,再以扫频的形式给定子施加搜索电压。扫频过程中实时观测定子电压电流的相位角或功率因数,当功率因数接近“零点”时,此时定子的激励频率也即为当前的转子的同步频率。搜索到同步频率以后再利用滤波器将当前的弱定子电压—频率特性过渡到额定电压-频率特性,从而完成整个速度搜索并实施电机启动。

本方案采用从某一较高频率(可高于电机额定转速)开始向最低频率进行搜索,若该方向搜索不到同步速度再转为逆向搜索,以确保扫频区域覆盖电机可能存在的转速区域。因电机参数差异,速度搜索期间激磁给定可能存在分散性。过小的磁场激励会因定子电流幅值过小,而造成同步点辨识出现较大误差;过大的激磁可能造成过电流,从而使得搜索失败。为此,需增设搜索电流限制调节器。即当搜索电流超过设定值,电流调节器会自动调整搜索电压使定子扫频电流维持限定值。

2 基本原理

2.1 速度搜索压频特性

异步电机等效电路如图1所示。若扫频过程采用从最高频率(额定频率)向下进行,则电机在开始扫描时转差最大(s≈1),此时电机模型可近似为图2所示的等效电路。而此时电机的等效阻抗最小。

由于电机定子、转子漏感远小于电机的激磁电感Lm,故大转差下电机的近似模型还可等效为电机总漏感,即定子与转子漏感之和。相应的定子电流幅值为

${\rm I}{}_{\text{s}}\approx \frac{V{}_{\text{s}}}{\omega L{}_{\sigma }}(1)$

式中:Lσ为总漏感,Lσ=Lσs+Lσr。

而电机空载电流近似激磁电流为

${\rm I}{}_0=\frac{V{}_{\text{s}}}{\omega L{}_{\text{m}}}(2)$

电机空载电流(近似额定激磁电流)约占电机额定电流的20%～50%,电机总漏感约占激磁电感Lm的比例在2%～5%之间。如果直接对电机定子施加额定电压,此时电机相当于转子短路,其定子电流可达到5～10倍额定电流。因此频率搜索必须在降压(低斜率压频特性)条件下进行。实验表明,对于100 kW以内的异步电机,取额定压频特性斜率的15%左右,扫频过程电机电流不会超过额定电流。对更大容量电机,搜索额定压频特性斜率应适当减低。考虑到逆变器数字电流采样的分辨率,在不产生过电流的原则下尽量提升扫频电流会提高同步速度辨识的可靠性。

2.2 速度搜索的一般方法

为避免在速度搜索过程中可能出现的逆变器直流母线过电压,本方案采用从最高频率向最低频率扫描方式进行速度搜索。搜索过程中逆变器实时监控电机功率因数,一旦发现功率因数极性发生突变则记录当前的搜索频率,该频率即电机转子对应的同步频率(速度)。由于逆变器均设有电流传感器,而逆变器输出电压为控制系统所已知的变量,因此功率因数角可通过逆变器输出电流矢量向定子电压矢量定向方法得到[1]。

图3给出本文所采用方案速度搜索过程中电机电压、频率及功率因数的一般规律。其中f0为初始搜索频率,该频率可高于电机额定频率;fr为电机转子频率,即待辨识的电机同步频率;fg为当前目标设定频率(速度);V0为速度搜索初始电压,一般取额定电压的20%左右;k为电机额定V/f曲线的斜率,k0为速度搜索所采用压频曲线的斜率,通常k0小于k1;cos φ为电机功率因数。

由于同步搜索模型是建立在电机稳态模型下进行的,因此为确保同步频率判断条件的稳定性,速度搜索前需增设一定的初始化时间使电机建立相对的稳态,如图3中t0～t2时间,其中t0～t1为搜索电压建立的软启动时间或称第1软启动时间,t1～t2为初始状态保持时间。增设第1软启动时间目的是在逆变器与冷态电机间建立平滑链接,保持时间是为了使逆变器在搜索前进入相对稳定的状态,整个初始化时间以略大于电机转子时间常数为佳。t2～t3为向下频率搜索过程并在t3点功率因数发生极性变化,此时对应的搜索频率即为电机同步频率。t3～t4为同步点升压过程,其目的是使将速度搜索过程中的减低V/f曲线过渡到额定V/f曲线,此过程也称为第2升压过程。第2升压时间完成了由搜索模式向常规模式的过渡。t4～t6是进入常规模式后电机由同步频率向目标给定频率的动态加速(或减速)过程。

2.3 速度搜索下限频率

电机低频段受定子电阻影响,cos φ的识别误差较大,因此速度搜索必须考虑下限频率。当搜索频率低于下限频率可认为电机处于静止,并终止速度搜索,同时将启动模式直接转为常规模式。

2.4 不同控制模式下速度搜索再启动的方法

2.4.1 V/f方式

扫频找到同步速度后,逆变器输出维持当前同步频率,并用数字滤波器将当前搜索电压与额定V/f曲线对应的电压进行连接,以达到平滑过渡,完成搜索及跟踪过程,并使电机过渡到额定工况。

2.4.2 无速度传感器矢量控制

无速度传感器模式下若采用直接强迫初始化调节器的方法启动旋转电机常常会因为电机模型的不收敛而造成启动失败。因此,采用速度搜索模式使电机模型建立初始状态显得尤为重要。速度搜索方式仍在V/f模式下进行,并同时启动无速度传感器矢量控制的模型计算,待速度搜索找到同步速度以后将无速度传感器矢量控制模型的速度给定积分器按已搜索到的同步速度初始化,并将速度调节器和转矩电流调节器输出清零,而激磁电流调节器输出则按搜索到同步速度瞬间的电压指令分量(Vβ)进行初始化,以实现V/f控制与无速度传感器矢量控制的衔接。衔接完毕后还需矢量控制的励磁恢复时间,此时的做法是将转矩电流给定清零,并开放激磁调节器,待激磁电流调节器趋于稳定后再将转矩电流给定经滤波器恢复与速度调节器输出对接,即过渡到正常双闭环模式,实现整个再启动过程。

2.4.3 有速度传感器矢量控制

有速度传感器因为逆变器已知电机的速度信息,故不需要进行速度搜索。启动前只需将转矩电流调节器及激磁电流调节分别清零,并将速度给定积分器输出按当前电机的实际反馈速度初始化即可实现平滑再启动。

2.5 双向速度搜索软件实施

该速度搜索模块在方圆公司28xx-c语言软件公共平台上实现,该软件平台涵盖两电平、三电平、级联式多电平逆变器结构,以确保系列产品的基本性能的一致性。软件实施逻辑框图如图4所示。程序设计考虑了搜索频率、搜索电压、各时间记数器的初始化、内嵌两级软过渡(软启动),正反两个方向的速度搜索、搜索失败等逻辑。

3 实验及结论

以下给出了3种典型拓扑结构下的速度搜索试验。试验波形由泰克DPO3203数字存储示波器采集,上部窗口给出整个速度搜索再启动的宏观过程,下部窗口给出由同步速度向常规模式过渡的波形细节。图5～图7分别给出了5.5 kW两电平、三电平和9电平级联式3种试验样机上的测试结果。

图5为两电平逆变器V/f模式下5.5 kW试验电机的双向速度搜索实验波形。可见,速度搜索期间,电机最大电流仅略大于电机空载电流,且各区段电流连接平滑。

图6给出了中点嵌位式三电平逆变器拖动5.5 kW电机在无速度传感器模式下的双向速度搜索输出电压及电流波形。因矢量控制需要第2软启动时间,因此速度搜索找到同步速度后几乎在一个基波周期内(如20 ms)完成电机模型收敛并进入常规模式,电流冲击很小。

图7为级联9电平10 kV,500 kW高压变频机组上V/f控制模式下速度搜索再启动的试验结果。可见整个启动过程电流波形非常平稳。

经过在方圆28xx软件平台所覆盖的低压两电平(380 V级)、中压三电平(1 500 V级)和级联式高压多电平系列变频器典型负载试验可知,该速度搜索再启动方式解决了任意随机旋转状态中的电机启动问题。不仅适合于无速度传感器条件下的V/f控制模式,同样适合无传感器矢量控制模式。

参考文献

[1]Joachim Holtz.Controlled AC Drives with Ride-through Capability at Power Interruption[J].IEEE Trans.Ini.App.,1994,30(5):1275-1283.

步进电机的精确速度和位移控制研究 篇5

1 基于梯形加减速控制方案的速度控制

1.1 梯型加减速方案的相关计算

梯形加减速曲线在加速和减速阶段速度值是连续变化的如图3 (b) 所示的倾斜线段部分, 而计算机只能输出离散的数字量, 这里采用阶梯型曲线来等效替代倾斜直线段, 如图1 (a) 所示。

在图1 (b) 中A1B1 段曲线和C1D1 段曲线的每一个阶梯对应一个速度值, 每一个阶梯速度持续的时间相等, 都为t 。只要t很小, 而且两曲线的端点频率和加减速时间都相等, 那么, 就可以用图1 (b) 来等效替代图1 (a) 。

为便于程序设计本文采用对称加减速方案, 即加速和减速时间相等T加=T减, fA1fD1, 将起始频率表示为f0, 最高速度为fh, 即f0fA1, fhfB1, 下面以加速段为例进行讨论, 把加速段分为N个阶梯。

每个阶梯持的续时间为:

第i个阶梯的频率为:

第i个阶梯的脉冲数目为:

1.2步进电机控制PWM波的生成

步进电机速度和位移采用占空比可调的PWM脉冲控制, 脉冲数目对应步进电机位移, 脉冲频率对应其速度。这里采用STM32 单片机的定时器生成PWM波, PWM波生成方法如下。

采用STM32 单片机的PWM边沿对齐模式产生波形, 设置控制组寄存器, 把寄存器TIMx_ARR和TIMx_CCRx设置为自动预装载模式, 通过对控制组寄存器的设置, 使计数器采用向上计数并工作在PWM模式, 当TIMx_CCRx>TIMx_CNT时PWM输出OCx REF为高电平, 否则为低电平, 设定TIMx_ARR=8, CCRx=8 或者CCRx=4、, 采用边沿对其PWM模式。改变TIMx_ARR和CCRx即可控制PWM频率和占空比, 实现步进电机的调速。

2 位移控制

前面论述了梯形加减速的速度控制方法, 下面论述3 中不同位移大小下的精确位移控制。加减速阶段加速度太大会引起丢步, 即加速和减速的时间不宜太短, 此外对于特定的加减速时间T, 加减速的阶梯数N也能太少, 否则由阶梯曲拟合梯形曲线的误差太大。当起始频率、最高频率、T、N给定, 根据公式nit*fi和n加Ni01ni来计算加减速阶段的脉冲数目n加和n减, 而且n加=n减, n加与总的脉冲数目nS的关系就决定了加减速曲线具体形状。

3 实验验证

3.1 实验方案设计

本文采用STM32 单片机定时器和编码器测得电机脉冲频率。控制器发出一个控制脉冲, 步进电机运动一个脉冲当量, STM32 通用和高级定时器都有输入捕获功能, 开启一个定时器, 编码器输出脉冲是定时器输入捕获引脚的输入信号, 开启对应溢出中断和DMA通道。检测到ICx引脚上信号跳变, 捕获/ 比较寄存器将会锁存TIMx_CCRx计数器的当前值。捕获事件发生相应的TIMx_SR寄存器和CCx IF标志被置为1。采用两个数组CCx_time[NUM] 和Flow_num[NUM]。前者用来存储定时器的寄存器TIMx_CCRx的值, 后者用于存储捕获事件发生时定时器溢出次数。数组CCx_time[NUM] 和Flow_num[NUM] 的值记录下了每次捕获事件到来时的相对时间, 从而计算出了脉冲的频率值。

3.2 实验验证及结果

实验条件为:增量式光电编码器线数800线, 电机步距角为8.1o, 步进电机驱动器细分为4, 启动频率为1 200, 最大运行频率为10 000。将所得的数据通过串口打印, 然后将数据在EXCEL中处理, 加减速曲线的横坐标由得到, 那么第i个捕获事件的时刻值为而的单位为秒数值太小, 这里采用微秒来表示, 那么第i个捕获事件的时刻值采用毫微秒表示后要乘以一百万, 即为。 (1) 长位移曲线测试:设定加减速时间为500ms, 加减速的阶梯数为30, 总位移对应脉冲数是2 000, , 所以, 加减速曲线应包括加速、减速、匀速三个阶段, 实验测定的数据经过EXCELC处理后如图2 (a) 所示。 (2) 短位移曲线测试:位移对应的脉冲数目设定为1 000, 那么速度曲线就只有加速和减速两个阶段, 实验测定的数据经过EXCELC处理后如图2 (b) 所示。微小位移曲线测试是结果速度均相等的直线。

4 结论

本文给出了一种基于梯形加减速曲线的步进电机控制算法, 较详细的论述了算法在单片机系统中的实现方法, 实验表明该算法可以实现精确的速度和位置控制。

参考文献

[1]段英宏, 杨硕.步进电机的模糊PID控制[J].计算机仿真, 2006, 2 (2) :290-293.

[2]徐煜明.步进电机速度控制的研究与实现[J].工矿自动化, 2007 (4) :82-84.

电机速度 篇6

永磁同步直线电机具有高速度、高精度和大推力的优势,因此在高档数控机床领域越来越受到人们的青睐。永磁同步直线电机能够直接获得直线运动,并且消除了中间传动机构的变形、间隙摩擦等因素的影响,但同时系统的负载扰动、端部效应等不确定因素未经衰减直接作用于电机上,给电机的控制带来了难度。传统PID控制,由于参数固定,在变负载工况下控制效果不佳。另外,由于模糊控制最终还是依靠对误差和误差变化率的调节来实现对永磁同步直线电机速度的控制,因为它本质上相当于一种非线性PD控制,缺少积分控制项,所以模糊控制无法从根本上消除负载变化对系统带来的影响。为解决以上问题,本文在直线电机速度环上设计了模糊PID控制器和干扰观测器,并通过MATLAB/Simulink仿真进行验证,证明基于干扰观测器的模糊PID控制确实优于传统模糊PID控制。

1 直线电机电磁模型分析

针对直线电机电磁模型做以下理想假设:①定子绕组为三相对称绕组;②不计磁路的饱和效应;③不计电动机中的涡流和磁滞损耗。由此可得到直线电机电压、磁链、电磁推力和机械运动方程[1]。

(1)磁链方程为:

其中:φa、φb、φc分别为定子绕组的三相磁链;Laa、Lbb、Lcc分别为定子绕组的三相轴自感和漏感的和;Mab、Mac、Mba、Mbc、Mca、Mcb分别为定子绕组相间互感;ia、ib、ic分别为定子绕组的三相相电电流;If为永磁体等效电流;M0为定子动子间互感的幅值;τ为极距;t为时间;v为直线电机速度。

(2)电压方程为:

其中:ua、ub、uc分别为定子绕组的三相相电电压;r为磁链电阻。

(3)电磁推力方程为:

其中:f为电磁推力。

(4)永磁同步直线电机动力学模型为:

其中:f(t)为直线电动机合力;a为直线电机的加速度;m为直线电机动子质量;fload(t)为外加的负载力;ffric(v)为摩擦力;fripple(x)为纹波推力;fn(t)为其他干扰力。

根据永磁同步直线电机矢量变换,采用d-q轴数学模型和d轴电流id为0的控制策略,可得电磁推力表达式为:

其中:kf为电磁推力系数;iq为q轴电流。忽略非线性因素,可得速度环方程[2]:

其中:B为黏滞摩擦系数。

2 基于干扰观测的模糊PID控制器设计

2.1 控制器结构框图

在直线电机的三环控制系统中,电流环处于最内环,由于电流响应远快于速度响应,因此我们将电流环的传递函数近似为1,设计了基于干扰观测器的直线电机模糊PID控制。直线电机干扰观测器结构框图如图1所示。

2.2 设计模糊PID控制器

输入模糊变量为速度误差e和速度误差的变化律ec,输出变量为u。经查阅大量资料,反复仿真验证,将输入变量e、ec的论域确定为[-4,4],模糊集合为{NB,NS,ZE,PS,PB};输出变量u的论域确定为[-6,6],模糊集合为{NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB}。考虑到响应速度,输入、输出均采用三角隶属函数[3],如图2、图3所示。

根据模糊控制基本原则建立模糊控制规则表,如表1所示。输入变量e、ec的模糊集合均为{NB,NS,ZE,PS,PB},输出变量u的模糊集合为{NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB}。

经过以上模糊推理再利用重心法进行解模糊处理,可得模糊控制器的精确输出为:

其中:ui为第i条规则的输出;ci是第i条规则输出的中心点。

由公式(6)可得输出电流关于速度的传递函数:

3控制效果仿真验证

在MATLAB中利用Simulink构建基于前馈观测器的直线电机模糊PID控制仿真程序,如图4所示[4]。分别对PID控制器、模糊PID控制器和基于干扰观测器的模糊PID控制器进行仿真比较,仿真结果如图5和图6所示。

由图5可以明显看出,基于干扰观测器的模糊PID控制,不但响应时间短,而且控制精度高,几乎没有静态误差,其控制效果要优于模糊PID和单纯的PID控制策略。

由图6可以清晰看出,在1 000ms的时候给系统加入了负载,当负载发生扰动时,基于干扰观测器的模糊PID控制,使系统在1 200 ms时就已经恢复了稳定,而模糊PID和PID控制使系统恢复稳定的时间均在1 400ms以后,并且基于干扰观测器的模糊PID控制没有超调量[5]。

4 结论

本文结合PID,深入探究模糊PID控制的优缺点,设计了基于干扰观测器的模糊PID控制策略。通过搭建直线电机速度环的仿真模型,对以上控制策略分别进行仿真研究。基于干扰观测器的模糊PID控制策略在变负载工况下对直线电机的速度控制方面,不但响应速度快,超调量小,而且稳态误差小,抗干扰能力强,其控制效果明显优于其他几种控制策略。

参考文献

[1]张代林.永磁同步直线电机伺服系统的控制策略和实验研究[D].武汉:华中科技大学,2007:3-28.

[2]焦留成,程志平.永磁直线同步电动机特性控制[M].北京:科学出版社,2014.

[3]吴勇,王英,熊振华,等.直线电机速度扰动控制器的Simulink仿真与比较[J].计算机仿真,2004(5):155-158.

[4]Tan K K,Lee T H,Dou Huifang,et al.PWM modeling and application to disturbance observer-based precision motion control[J].IEEE Trans M Magnetics,2000,8:1669-1674.

电机速度 篇7

在数控伺服领域,永磁同步电机(PMSM)因具有效率高、控制性能好等优点在主轴驱动中获得广泛应用[1,2]。由于使用速度传感器会增加成本,在一些环境比较恶劣的情况下还存在安装困难、可靠性不高等问题,速度传感器的应用受到限制,如何在数控应用中避免使用速度传感器成为研究热点[3]。

目前,在数控主轴中直接驱动方式应用得越来越多,这就要求主轴电机在低速到高速宽范围内实现准确的速度调节,因此对永磁同步主轴电机的控制要求越来越高[4]。目前针对永磁同步电机的无速度传感器矢量控制系统提出了很多控制策略。文献[5-6]提到的模型参考自适应法(MRAS)是一种比较常用的位置和速度估算方法。这种方法对电机的参数要求比较高,特别是在低速运行状态,当电机在运行过程中参数发生变化后,控制稳定性下降,影响数控系统要求的高精度、高动态性能。虽然现在也提出了很多不同的自适应律,但低速性能一直没有好的提升,无法满足永磁同步主轴电机在数控应用中的宽调速范围要求。文献[7-8]认为滑模观测法对电机参数变化的鲁棒性较强,但由于它采用的是不连续的开关控制,控制精度不是很高,在低于额定转速10%时,滑模观测法基本上不适用,这就限制了数控调速范围,因此在低速时必须采用其他控制方法。文献[9]提出了混合控制策略,在低速运行时采用高频注入法[10],运行速度达到一个设定值后再切换到滑模控制。高频注入法在电机的低速运行状态具有较好的控制性能,但要求电机必须具有凸极性,注入信号还会带来谐波,不适合高速运行,混合控制中存在的不同算法之间的状态切换,对于在数控主轴系统中要求的快速加减速是非常不利的,在快速加速时,电机在状态切换点很容易出现波动,甚至失控,影响数控系统所要求的高稳定性。

本文在分析现有控制策略在数控领域应用存在问题的基础上,提出一种改进速度估算方法的永磁同步主轴电机的无速度传感器控制策略,并通过实验进行验证。

1 速度估算原理

无凸极永磁同步电机在两相旋转坐标系(d-q坐标系)下的数学模型为

式中,ud、uq为d-q坐标系上定子电压;id、iq为d-q坐标系上定子电流;L为d-q坐标系上的等效电枢电感;Rs为定子电阻;ω为转子电角速度;ψf为转子在定子上的耦合磁链。

在无速度传感器控制中,由于转子的位置和速度未经测得,也就不能获得d-q坐标中的定子电压和电流分量ud、uq和id、iq,因此根据式(1)在d-q坐标中对转子位置和速度的估计没有实用价值,在这种情况下,引用估算的δ-γ坐标系(图1)作为参考两相旋转坐标系,在这个坐标系中可将电气方程表示为

式中,uδ、uγ为δ-γ坐标系上定子电压;iδ、iγ为δ-γ坐标系上定子电流;ωc为估算的电角速度;eδ、eγ为定子反电动势。

eδ和eγ在δ-γ坐标系中定义如下:

其中,e、Δθ分别为估算转子位置和实际转子位置的偏差,对Δθ有

在永磁同步电机的无速度传感器控制中,θc为估算的转子位置,可以通过如下公式计算:

其中,θ0为初始位置角,是一个未知的随机值,可在启动时通过自动检测获取,保证电机稳定启动。

在运行过程中,需要知道转子的实时位置,这就必须运用检测到的定子电流iδ和iγ以及测量或者估算到的定子电压uδ和uγ准确地推算出ωc,使其能消除位置偏差 Δθ=θc-θ。

我们做两个合理的假设用以简化分析,先假设机械动态过程相对于控制器的响应速度是缓慢变化的,由此可以理解控制定子电流的电流环是线性的;再假设δ-γ参考电流iδref=0,iγref=Is。在一般情况下,直轴参考电流是设定为0,电机转矩是由交轴电流控制的,根据假设我们可以理解对电机转矩的控制也是线性的,从而可以更好地对定子电流进行控制。

经分析可知,如何合理地获取估算速度ωc,使转子误差能快速收敛到2kπ的速度估算方法决定了永磁同步主轴电机无速度传感器控制的性能,对估算速度积分加初始角能计算出准确的转子实时位置,实现对电机无速度传感器控制。

2 速度估算的改进

2.1 速度估算的实现方法

在永磁同步主轴电机无速度传感器控制中,传统控制方法在电机的数学模型方程中只有一个速度值,本文对估算速度的方法进行改进,首先按照等效电机模型推算出估算电流值,并采用如下含有两个不同速度估算值的公式计算估算电流的微分:

其中,为算法内估算速度,ωc为反馈估算速度,uδ和uγ是电流环PI调节器的输出,利用式(6)得到的估算电流微分值和电流传感器检测到的kT时刻的δ-γ电流值估算下一个周期(k+1)T时刻的δ-γ定子电流值,表示如下:

其中,T为采样周期。估算电流值和检测到的实际电流值之间的误差为

以kT时刻所检测到的实际电流值与上一个周期通过式(7)计算得到的kT时刻的估算电流值之间的电流误差来修正所估算的变量。按照下面的方法对算法内估算速度和反馈估算速度ωc进行适当的修正:

其中α和β是修正参数,速度估算实现方法框图如图2所示。

2.2 修正参数的选取方法

修正参数的选取直接关系着速度估算的准确性,本文在分析速度估算原理的基础上,提出修正参数α和β的选取方法。式(8)可以更加详细地表示成如下形式:

这里将电流误差进行了简化,即设定Δθ≈0,并且假设参数都是确定的,如此简化,可以更好地理解控制算法,在应用中将这种状态作为控制的目标状态,当误差偏大时,相应的调节强度也增大。对于式(9)的理解,我们可以结合式(10),将其中的第一个等式写成下面这种形式:

这是一种低通滤波形式,很明显,为了保证,对参数α的选取要求满足条件:

滤波截止频率取决于α的值,α值越大,滤波截止频率就越高,算法内估算速度就能越快收敛到下式:

其中,ω为理想的电角速度。但是α值过大,滤波效果不明显,控制稳定性和精度就会降低,具体的数值需要在实验中调试确定。把式(13)代入式(9)中可得计算反馈估算速度为

式(14)的控制方法对于 Δθ和ω 都是非线性的,但是我们可以将它视为一种要把eδ控制到0的线性控制方法,则β的取值要满足如下条件:

其中,β值可以根据需要由比例参数b在应用中调整。由于电机参数在运行过程中存在不确定性,可以通过增大b值来增大β值,更大幅度地调节eδ,从而增强控制系统的鲁棒性,同时考虑到控制运行中数值计算的稳定性,b值不能取得太大,具体数值可在调试中根据实际情况确定。

整个无速度传感器矢量控制系统框图如图3所示。基于改进速度估算方法的永磁同步主轴电机能从静止快速启动加速,控制精度高,调速范围宽,具有很好的稳定性和可靠性。

永磁同步主轴电机在数控中对启动要求较高,不能在启动时反转和抖动等,这就需要在电机启动前知道转子的初始位置。本文采用一种可靠性高的基于电流传感器的初始位置角检测技术[11],根据永磁同步电机电枢绕组的电感饱和效应,在转子静止状态时注入电压脉冲,在电机静止状态就能获得转子初始位置角,使电机能从静止稳定启动,快速加速。

3 实验分析和讨论

3.1 实验分析

为验证本文采用方法的可行性和有效性,利用实验室的PMSM实验控制平台进行实验,开发环境CCS3.3,实验控制器主控DSP为TI公司的32位浮点芯片F28335,为准确检测电机的实际运行转速、测试控制精度和稳定性等,安装有光电编码器,型号为多摩川TS5214N566(2500线),霍尔电流传感器型号HNC-161,为测试电机的带载能力,特别是抗负载突变能力,将永磁同步电机跟一台异步电机组成对拖装置,用两台控制器分别控制,两台控制器共直流母线连接,实验中所用永磁同步电机参数如表1所示。

实验中以改进转速估算方法得到的估算转速作为转速环反馈转速,估算转速积分加上初始位置角得转子角度。为验证算法能适用的调速范围宽,分别选取了不同转速段的转速值进行实验,先选取中速即额定转速的50%(3000r/min)进行快速加速和抗负载突变能力测试,再选取低速即额定转速的2%(120r/min)进行带载能力测试,最后选取额定转速(6000r/min)进行快速加速和抗负载突变能力测试,同时对不同运行转速的运行稳定性和控制精度进行了实验分析,实验装置如图4所示。

图5所示为电机在给定转速为额定转速的50%(3000r/min)时的快速加速实验波形。图中给定转速的加速时间为0.5s,采用直线加速方式,实际转速加速时间为0.7s。从实际转速波形可以看出,电机从静止快速平稳启动,启动时没有抖动和反转现象,加速过程也很平稳,没有突变和波动现象,达到给定转速值后有轻微超调,稳定运行阶段转速很稳定,从电流波形可以看到启动加速时电流快速上升到一个较大值,并且保持在一个较大值直到给定转速达到设定值后才下降到一个较小的值。

图6所示为电机稳定运行在3000r/min时进行抗负载突变能力的实验波形,在电机稳定运行时突加高于1.5倍的额定负载的瞬间,电机运行转速掉落,最大掉落转速约为额定转速的3.5%(210r/min),同时控制器的输出电流快速增加到1.5倍的额定电流以上,在电机运行转速从掉落的最低点快速恢复,输出电流基本稳定在1.5倍的额定电流值,突加负载瞬间到电机转速恢复到稳定运行值,时间约1s,当突然去掉负载时,电机转速有一定的超调,转速约为额定转速的3.5%(210r/min),从实验波形可以看出,电机在高于1.5倍的额定负载时运行非常稳定。实验表明给定转速为3000r/min时,电机运行稳定性好,抗负载突变能力强。

图7 所示为电机在给定额定转速的2%(120r/min)时的实验波形,实际转速波形显示电机平稳地从静止启动加速到稳定阶段,没有反转和抖动现象,加速完成后有轻微超调,在稳定运行阶段,转速有轻微的波动。图8所示为电机给定转速为120r/min且加额定负载运行时的转速和电流波形,可以看出,运行转速有一定的波动,电流波形的波峰有了一定的畸变,波峰位置对应的转速波动相对明显。实验中发现,当运行转速降低到100r/min时仍能满载运行,但在额定负载基础上继续增加负载,容易出现不稳定现象。表明低速带载能力强,在低于额定转速的2% 时仍能满载运行,满足数控中的宽调速范围要求。

图9所示为在电机给定额定转速6000r/min时的实验波形,设定为直线加速,加速时间为0.5s,实际运行转速从0加速到额定转速用时约为0.75s。从电机的实际运行转速波形可以看出,电机平稳启动,没有反转和抖动现象,加速过程非常平稳,没有波动,运行达到额定转速后,超调量很小,在额定转速稳定运行。比较给定转速和实际转速波形可知,电机从静止开始启动加速时,给定转速和实际转速差值较小,加速稍慢,当给定转速和实际转速差值变大时,实际加转速变大,在给定转速到达额定转速时,实际转速还在加速过程中,但之后实际转速和给定转速差值一直减小,加转速也变小。从输出电流波形可知,启动时电流快速上升,并保持在一个很大的电流值直到给定转速达到设定的值后又快速减小。

为验证电机高速运行时的抗负载突变能力,在电机额定转速稳定运行时突加高于1.5倍的额定负载,运行一段时间后又突然去掉负载。从图10可知,在突加负载后,运行转速掉落约额定转速的3.5%(210r/min),同时输出电流快速响应,很快超过1.5倍的额定电流,之后有一点回落,并且基本保持在一个固定值,电机运行转速因突加负载而掉落后又很快回到额定运行转速稳定运行,且稳定性很好,转速误差低于额定转速的0.2%(12r/min),控制精度高,当突然去掉负载变回空载时,运行转速有一定的超调波动,超调值约为额定转速的3%(180r/min),实验中在电机高速运行时带载能力还可以继续增加。实验表明电机的快速启动加速能力和高速运行稳定性都很好,带载能力强,抗负载突变能力好,精度高。

3.2 讨论

实验结果表明,改进了转速估算方法的主轴电机不仅在中高速无转速控制运行中性能非常好,而且低速运行性能也很好,在低于电机额定转速的2%时仍能额定转矩运行,而基于现有的转速估算方法的无转速传感器控制策略要求电机在额定转速的5%以上时才能额定转矩运行,这大大扩展了永磁同步主轴电机的调速范围。

为了满足主轴电机的快速加速要求,需要在转速环和电流环给定较大的比例系数P。但是在实验中发现,比例系数P太大,电机在启动时可能会出现反转和抖动等不稳定现象。为保证电机稳定启动,采用自动调节PI参数的方法,在电机从静止启动时,选用一个偏小的比例系数,在加速到一定的转速后,自动调节加大比例系数,使电机能够稳定快速加速。估算转速值的适当滤波对电机的运行性能也非常重要,对滤波截止频率的选取直接影响加速性能和高速运行的稳定性、控制精度等。在本实验测试过程中,当载波给定频率为6kHz时,滤波截止频率设为2.5Hz的控制性能较好。实验发现,电机运行转速低于100r/min时,带载能力明显降低,这就需要降低负载运行,随着转速的进一步降低,运行转速波动加大,稳定性变差,如图11所示,当给定转速为40r/min时,运行转速波动高于20%,这主要是因为在低速运行时,死区效应、开关损耗及其他损耗对控制的影响变得很大,在低速运行时,电流纹波也会变大,影响估算转速的准确性,如果在程序中加入死区补偿代码,或者采用降低载波频率、提高电流传感器的精度等方式,还能进一步提高永磁同步主轴电机的低速性能,扩展调速范围。

4 结束语

在数控伺服领域,传统的永磁同步主轴电机的无速度传感器控制策略快速启动加速困难,在控制精度、适用速度范围、稳定性、鲁棒性等方面存在着诸多问题。为此,本文提出的永磁同步主轴电机的无速度控制策略对速度估算方法进行了改进,以交直轴电流误差对估算速度值进行修正,得到两个不同的估算速度值,并在预测下个状态电流值的电机模型方程中引入两个不同的估算速度值。本文提出的方法大大提高了永磁同步主轴电机的性能。主轴电机能够快速启动加速,且精度高、稳定性好、鲁棒性强、抗负载冲击能力好、低速带载能力强,满足数控系统中的宽调速范围要求,具有算法简单、容易实现、应用成本低、可靠性高、适用范围广等优点。

参考文献

[1]黄建.高功率密度多轴交流伺服驱动控制系统全数字化设计[J].电机与控制应用,2014,41(11):23-27.Huang Jian.Realization of Digital High Power Density Permanent Magnet Synchronous Motor Control System[J].Electric Machines&Control Application,2014,41(11):23-27.

[2]黄科元,周滔滔,黄守道,等.含前馈补偿和微分反馈的数控位置伺服系统[J].中国机械工程,2014,25(15):2017-2023.Huang Keyuan,Zhou Taotao,Huang Shoudao,et al.CNC Position Servo System with Feedforward Compensation and Differental Feedback[J].China Mechanical Engineering,2014,25(12):2017-2023.

[3]Lee J,Hong J,Nam K,et al.Sensorless Control of Surface-mount Permanent Magnet Synchronous Motors Based on a Nonlinear Observer[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,25(2):290-297.

[4]张礼兵,游有鹏,吴婷.数控位置伺服系统控制策略研究[J].中国机械工程,2012,23(14):291-294.Zhang Libing,You Youpeng,Wu Ting.Research on Positioning Servo Control Strategies of Computerized Numerical Control System[J].China Mechanical Engineering,2012,23(14):291-294.

[5]佘致廷,袁俊波,郑勇,等.交互式模型参考自适应PMSM速度辨识[J].电气传动,2011,41(3):3-7.She Zhiting,Yuan Junbo,Zheng Yong,et al.Speed I-dentification of Permanent Magnet Synchronous Motor Based on MRAS[J].Electric Drive,2011,41(3):3-7.

[6]胡维昊,王跃,李明,等.基于MRAS的多相永磁直驱型风力发电系统无速度传感器控制策略研究[J].电力系统保护与控制,2014,42(23):118-124.Hu Weihao,Wang Yue,Li Mingxuan,et al.Research on Sensorless Control Strategy of Direct Drive Multi-phase PMSG Wind Power Generation System Based on MRAS[J].Power System Protection and Control,2014,42(23):118-124.

[7]钱荣荣,骆敏舟,赵江海,等.永磁同步电动机新型自适应滑模控制[J].控制理论与应用,2013,30(11):1414-1421.Qian Rongrong,Luo Minzhou,Zhao Jianghai,et al.Novel Adaptive Sliding Mode Control for Permanent Magnet Synchronous Motor[J].Control Theory&Applications,2013,30(11):1414-1421.

[8]张磊,高春侠.改进型永磁同步电机全速度范围无传感器控制策略[J].电机与控制学报,2012,16(7):103-110.Zhang Lei,Gao Chunxia.An Improved Whole Speed Region Sensorless Control Theme for Permanent Magnet Synchronous Motors[J].Electric Machines and Control,2012,16(07):103-110.

[9]王高林,张国强,贵献国,等.永磁同步电机无位置传感器混合控制策略[J].中国电机工程学报,2012,32(24):103-109.Wang Gaolin,Zhang Guoqiang,Gui Xianguo,et al.Hybrid Sensorless Control Strategy for Permanent Magnet Synchronous Motors[J].Proceedings of the CSEE,2012,32(24):103-109.

[10]王高林,杨荣峰,李刚,等.基于高频信号注入的IPMSM无位置传感器控制策略[J].电工技术学报,2012,27(11):62-68.Wang Gaolin,Yang Rongfeng,Li Gang,et al.Position Sensorless Control Strategy of IPMSM Based on High Frequency Signal Injection[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2012,27(11):62-68.

电机速度 篇8

1 简化的三电平SVPWM算法

二极管中点箝位式三电平逆变器主电路如图1所示。

二极管中点箝位式三电平逆变器的电压空间矢量图比两电平的电压空间矢量图复杂得多,不同的开关状态组合使每相桥臂相对于电容中点能够输出三种电压状态,即Udc/2、0、-Udc/2(分别定义开关变量为1、0、-1)。三相桥臂则共有33=27种开关状态输出,每种开关状态对应一个电压空间矢量,除去冗余电压矢量,有效电压空间矢量共有19种,如图2 a)所示。传统三电平逆变器电压空间矢量控制方法是将一个扇区分成4个小三角形,再对每个小三角形分别求解出各个有效矢量的作用时间。这种计算方式繁琐而且不易应用于三电平或更多电平的逆变器。

本文针对三电平逆变器采用新型的SVPWM简化算法。该方法是将三电平的空间矢量图分解为6个相互重叠的小六边形(用S=1~6标志),如图2 b)所示;每个小六边形即代表传统的二电平空间矢量图,再利用两电平算法进行实现,这对三电平而言实现更加简单方便。三电平SVPWM简化算法实现的基本步骤如下[2]:(1)判断原参考电压矢量所在小六边形区域;(2)对原参考电压矢量进行修正,电压矢量修正的方法是利用原电压矢量减去对应的小六边形中心电压矢量,将三电平空间矢量平面简化至二电平空间矢量平面。图2 c)为S=1时的参考电压矢量修正示意图,Vref为原参考电压矢量,按照最近三矢量法则(NTV),该参考矢量可由电压矢量V1、V13、V7共同合成。各矢量减去小六边形原点V1以后,参考矢量和相邻矢量转化到该小六边形的三角形区域内,其中Vref'、V1'、V13'、V7'分别为Vref、V1、V13、V7修正后的两电平中的电压矢量,以V1为原点,且V1'为零矢量。(3)利用成熟的二电平SVPWM算法计算矢量作用时间和确定开关次序。

2 基于模型参考自适应的转速辨识方法

在无速度传感器矢量控制系统中,根据两相静止αβ坐标系下异步电机的基本方程,常采用电压模型与电流模型对磁链进行观测[3]。

电压模型方程为:

电流模型方程为:

式中:us、is分别为坐标系下定子电压与电流,Rs、Ls分别为定子电阻与电感,Rr、Lr分为转子电阻与电感,Lm为互感,Tr=Lr/Rr为转子时间常数,σ=1-Lm2/LsLr为漏感系数。

由上式可知,可利用不含速度ωr项的磁链方程(电压模型)作为参考模型,含有速度ωr项的磁链方程(电流模型)作为可调模型,从而构造出模型参考自适应转速辨识系统。由于模型中包含纯积分环节,必然存在误差积累和直流偏移问题。因此,可采用增加高通滤波器的方法改进电压模型与电流模型[4],即改进后模型参考自适应转速辨识框图如图3所示。

根据Popov超稳定理论,取比例积分自适应率可得转子角速度的辨识公式为:

上式中:

(1)ε=ψrβψrα-ψrαψrβ为αβ坐标系下广义误差;

(2)KP为比例系数;

(3)KI为积分系数。

3 无速度传感器矢量控制系统

在转子磁链定向的无速度传感器的异步电机控制系统中,转子磁链估算是至关重要的一环。如果转子磁链观测不准确,转子磁场定向控制系统应有的优点,即实现转矩和磁通的解耦控制将无法实现。但采用磁链闭环控制的矢量控制系统(即直接矢量控制系统)较为复杂,转子磁链反馈信号不易由磁链模型准确获得,易受电机参数Tr和Lm变化的影响。

因此,本文采用磁链开环转差型矢量控制系统(即间接矢量控制系统)[5]。该系统利用矢量控制方程中的稳态转差频率公式,磁场定向由磁链和转矩给定信号确定,无需采用磁链模型实际计算转子磁链幅值及相位,避免了磁链闭环反馈不准确的问题。

基于MRAS的无速度传感器三电平异步电机间接矢量控制系统如图4所示。

该间接矢量控制系统可根据磁链给定ψ*rd与i*sq转矩指令推算出应有的转差频率ωs*,并利用MRAS模型辨识转速ωr,即计算出转子磁链位置θ,如计算公式(4)与(5)所示:

转差公式:

转子磁链位置公式:

控制系统中,由励磁指令ψ*rd直接计算出励磁电流指令i*sd;实测电机转速ωr由MRAS转速辨识模型获得,与转速给定指令ωr*的误差经转速调节器ASR,得到转矩电流指令i*sq;利用公式(4)与(5)计算出转子磁链位置θ;根据转子磁链角度,实测的定子三相电流经坐标变换后得到的励磁电流isd和转矩电流isq,它们与其指令值误差经电流调节器ACR后分别得到dq轴电压指令u*sd与u*sq,再由坐标变换为静止坐标下的电压指令u*sα与u*sβ,最后经三电平SVPWM模块得到三电平逆变器的控制脉冲,实现对电机的控制。

4 仿真系统实现及结果分析

基于上述理论,利用Matlab/Simulink软件搭建无速度传感器三电平异步电机矢量控制系统的仿真模型[5,6],如图5所示。该系统主要包括三相异步电机模型、MRAS速度辨识模型、矢量控制模块、坐标变换模块、三电平逆变器模块等。通过三电平逆变器封装子模块内部实现SVPWM简化算法以及逆变环节,并输出三相电压源驱动电机。

电机模型主要参数为:定子电阻Rs=0.932Ω,转子电阻Rr=0.712Ω,定子电感Ls=0.085 H,转子电感Lr=0.083 H,互感Lm=0.082 H;极对数Pn=2,转动惯量J=0.01 kg·m2。

仿真过程中,转速给定值为320 rad/s,转子磁通给定值为0.88 Wb,直流电压为540 V;电机由空载起动进行变负载仿真,1 s时负载转矩突增至10 N·m,2 s时负载转矩突降为5 N·m;通过观察仿真期间电机的动态特性波形,进一步分析系统的控制性能。

仿真结果如图6所示,图6 a)、图6 b)、图6 c)分别示出电机定子相电压、线电压、三相电流局部放大的仿真波形。图6 d)示出电机的转矩与给定转速、辨识转速及实际转速的仿真波形。

由仿真波形可知,基于SVPWM简化算法控制的三电平逆变器可输出较理想的正弦化电压和电流波形;在空载起动及变负载过程中,辨识转速能跟踪实际转速,并迅速稳定在给定转速,超调量小,稳态精度较高;在加载和减载时,转矩随之响应,转速在转矩变化时会出现波动,随后迅速达到稳态,表明系统具有较好的动态特性与抗扰能力。

5 结语

仿真结果表明:(1)系统采用间接矢量控制策略,相比于直接矢量控制策略,克服了磁链闭环反馈不准确的缺点,且结构简单,性能优越,同样具有较好的动态特性。(2)系统逆变器采用二极管中点箝位式三电平拓扑结构,并应用三电平SVPWM简化算法,将三电平逆变器电压空间矢量平面简化至两电平空间矢量平面,该算法简单实用,适用于三电平逆变器,并取得较好的控制效果。(3)模型参考自适应转速辨识方法应用到三电平异步电机矢量控制系统是完全可行的,该系统具有良好的稳态精度和动态响应能力,为三电平高性能异步电机控制技术的研究与应用提供了参考依据。

参考文献

[1]廖勇,张凤蕊.无传感器矢量控制系统及其速度估算的研究[J].电工技术学报,2004,19(2):36-40.

[2]熊树,韩耀飞.基于简化三电平SVPWM算法的大功率异步电机控制[J].电气传动,2009,39(10):31-34.

[3]冯垛生,曾岳南.无速度传感器矢量控制原理与实践[M].北京:机械工业出版社,2001.

[4]王志民,冯晓云.无速度传感器异步电机矢量控制系统的改进研究与仿真[J].电气传动自动化,2006,28(4):14-18.

[5]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].3版.北京:机械工业出版社,2006.