同步交流发电机

同步交流发电机（精选十篇）

同步交流发电机 篇1

永磁同步电机以其高功率密度和高转矩惯量比的特性,广泛应用于伺服驱动系统中。现有的伺服系统主要采用常规的PID(一自由度PID)控制策略,这是由于其结构简单,能使系统获得良好的稳态精度,但永磁同步电机运行中存在参数摄动、负载扰动等因素影响,一般难以使系统的动态响应同时具有良好的“目标值跟随性”和“外扰抑制特性”。在设计PID控制器时通常采用折中的办法来兼顾跟随性和抗扰性能。这种方法能够满足一般的控制系统的要求,但对于高性能的控制系统则有一定的局限性,难以获得满意的控制效果。

为解决这一问题,文献[1]尝试采用串级滑模变结构控制、文献[2]则提出采用基于混合灵敏度的H∞鲁棒控制、文献[3,4]尝试用神经网络、模糊控制等智能控制策略,取得了一定的成果。但这些方法应用于实际系统中,仍然存在结构复杂、实现困难等问题。本文采用目标值滤波器型二自由度PID策略,在传统PID控制结构的基础上加入目标值滤波器,可原封不动地利用传统PID系统,实现更高性能的控制效果。

二自由度PID控制技术作为常规PID的重大改进,已在工业过程控制领域广泛得到应用。所谓二自由度PID控制,就是使目标值跟踪特性为最优的PID参数和使外扰特性最优的PID参数,能分别独立地进行整定,使两特性同时达到最优。因此,将这种控制方法用于电机控制中,对于伺服系统的性能提升具有极其重要的意义。

2 交流永磁同步伺服系统的模型

根据电机统一理论[5],忽略永磁同步电机中的铁损,不考虑磁饱和时,永磁同步电机在转子同步旋转d-q坐标系下的数学模型可表示为

机械方程为

式中:id,iq为d,q轴下定子电流;ud,uq为d,q轴下定子电压;r为绕组等效电阻;Ld,Lq为等效电感;p为电机磁极对数;ωr为转子机械角速度;Ψf为转子永磁磁链;Te为电磁转矩;Tl为负载转矩;J为转动惯量。

采用id=0的矢量控制方式解耦后的电机模型。由永磁同步电机的解耦方程可得到永磁同步电机的结构框图(带电流环)见图1。

永磁同步电机带电流环的模型传递函数Gp(s)可表示为

式中:Ku为电势系数;Kf为转矩系数;Ki为电流反馈系数。

转子磁链定向矢量控制方法[6]是一个速度和电流双闭环系统。通过位置传感器准确检测电机转子空间位置,计算得到转子速度和电角度;速度调节器输出定子电流q轴分量的参考值iqret;由电流传感器测得定子相电流,分解得定子电流id和iq;由2个电流调节器分别预测需施加的空间电压矢量udref和uqref;经坐标变化及形成SVPWM信号,驱动逆变器得到电机的驱动电压。

3 二自由度PID控制器设计

I.M.Horowitz提出了等价的8种二自由度构成方法[7]。但在实际应用中,必须考虑结构简单、与传统技术的结合性及继承传统技术成果等因素。考虑到交流永磁同步电机伺服系统的特性,本文采用对二自由度实用型PID的简化,设计出一个目标值滤波器型二自由度PID控制器,实现交流永磁同步伺服系统的跟踪和抗扰的双优控制。

在实用型PID基础上施加设定值滤波器,构成二自由度PID控制系统[8],其结构图如图2所示。

在考虑扰动抑制时,控制器为

在考虑设定值跟踪时,仍采用PID控制律,对比例、积分、微分常数赋以系数α,β,γ,可得

但此时,H(s)≠1系统产生稳态偏差。因此,我们须对积分项I*(s)进行改造,取

式中:M为饱和环节。

使H(s)=1的条件满足。通过合理选择饱和环节,我们可以进一步简化H(s)的结构,得到更易于实现的滤波器。选取

可以推得:

式中:α为P参数的二自由度化系数,0≤α≤1;β为I参数的二自由度化系数,0≤β≤2;γ为D参数的二自由度化参数,0≤γ≤1。

α,β,γ的最佳值视被控对象的不同而有所不同。因此,在对控制系统调整时必须首先调整Kp,Ti,Td,使系统对外扰抑制性能达到最佳,而后调整α,β,γ,使目标跟踪特性也达到最佳。

结合永磁同步电机数学模型,可以得到二自由度交流永磁同步电机控制系统模型如图3所示。

4 仿真效果分析

实验用交流永磁同步电机参数为:R0=2.875Ω;Ld=Lq=8.5 mH;Ψf=0.175 Wb;J=0.000 8 kg·m2;Tl=3 N·m;np=4。

根据上面给出的系统仿真模型进行实验,系统在速度设定值700 rad/min,0.04 s时刻负载转矩由3 N·m变为1 N·m,考虑系统抗扰动性能最优,得到控制器的整定参数,再改变速度设定值,调节控制器的二自由度参数,使系统对目标值跟踪性能也达到最优。这样,我们得到整定后的控制器参数为:Kp=18,Ti=0.002,Td=0.004,α=0.4,β=1.25,γ=0.5。

由图4可见,与一自由度PID控制器相比,二自由度控制器作用下系统能在无超调、短时间内达到稳定状态,且系统对负载变化扰动具有良好的抑制性能。

在不改变系统控制器参数情况下,改变速度设定值到30 rad/min,得到低速时系统的响应特性,由图5可见,一自由度PID控制下的系统跟踪特性明显变差,且出现大幅度超调及转速脉动现象,而采用二自由度控制器作用下的系统,仍无超调量出现,且转速脉动范围只有前者的三分之一左右,表现出较强的鲁棒性。

5 结论

本文将二自由度PID控制算法引入永磁同步电机伺服系统中,在只需对传统PID控制系统稍加改进的情况下,得到比传统PID控制更加优越的控制特性,使系统的“目标值跟随性”和“外扰抑制特性”都得到明显提高。作为传统PID控制器的替代,采用二自由度PID控制器可以有效提升交流永磁同步伺服系统的性能。

参考文献

[1]屈百达,夏怡.基于混合灵敏度永磁同步电机伺服系统H∞鲁棒控制[J].电机与控制应用,2006,33(4):30-33.

[2]谢成祥,曾庆军,许德.交流伺服系统的串级滑模变结构控制仿真研究[J].华东船舶工业学院学报(自然科学版), 2001,15(1):43-44.

[3]李鸿儒,王建辉.带神经网络观测器的永磁同步电机极点配置自校正前馈控制[J].控制与决策,2001,16(S):681- 684.

[4]白华煜,刘军,楚小刚.基于模糊控制永磁同步电机直接转矩控制研究[J].电气传动,2005,35(5):6-9.

[5]唐任远.现代永磁电机理论与设计[M].北京:机械工业出版社,2002.

[6]Horowitz IM.Synthesis of Feedback Systems[M].New York:Academic Press,1963.

[7]安秋顺.二自由度PID控制[J].冶金自动化,1992,16(4): 41-46;16(6):46-49.

多台电机并联同步运行 篇2

接线：

按图三所示的电路，连接空气开关、电磁开关、电源，检查接线无误后，合上空气开关和电磁开关，变频器上电，键盘数码管显示0.0。

关掉电源，电源指示灯熄灭后，再连接电机、温度继电器、启停开关、正/反转开关、电位器、复位按钮、频率表（0～10V电压表头）等，三台电机并联同步运行，变频器和电动机接地端子可靠接地，并仔细检查。

图三 三台电机并联同步运行接线图

每台电机均按电机容量采用温度继电器RT进行过载保护。

变频器功率按三台电机容量之和选取。

参数设定：

变频器上电，数码管显示0.0 F1.01出厂值为0，设定为1 F1.02出厂值为0，设定为1 按电机名牌设定电机参数：F1.21、F5.00～F5.04 查看F1.00的参数，旋转电位器，数码管显示值从0.0～50.0跟随电位器变化。运行：

合上启停开关，变频器运行指示灯亮，输出频率从0.0Hz到达电位器设定频率，调节电位器，同步改变三台电动机转速。合上正/反转开关，三台电动机同步减速后反转。

4、多台变频器比例联动 接线：

按图四所示的电路，连接空气开关、电源，检查接线无误后，合上空气开关，变频器上电，数码管显示0.0。

关掉电源，电源指示灯熄灭后，再连接电机、启停开关、主调电位器、微调电位器、寸动按钮、频率表（0～10V电压表头）等，三台变频器和电机比例联动运行，变频器和电动机接地端子可靠接地，并仔细检查。

图四 三台变频器比例联动运行接线图 参数设定：

假定三台变频器的输出频率比例为1:1.5:2 合上空气开关，变频器上电，数码管显示0.0 1号变频器参数设定：

F1.01出厂值为0，设定为1，端子开关启停

F1.02出厂值为0，设定为4，两路模拟量求和输入 F1.04出厂值为100，设定为10，微调电位器最大±5Hz F1.05出厂值为100，保持不变，输出频率比例为1 按1号电机名牌设定电机参数：F1.21、F5.00～F5.04 2号变频器参数设定：

F1.01出厂值为0，设定为1，端子开关启停

F1.02出厂值为0，设定为4，两路模拟量求和输入

F1.04出厂值为100，设定为15，微调电位器最大±7.5Hz F1.05出厂值为100，设定为150，输出频率比例为1.5 按2号电机名牌设定电机参数：F1.21、F5.00～F5.04 3号变频器参数设定：

F1.01出厂值为0，设定为1 F1.02出厂值为0，设定为4，两路模拟量求和输入

F1.04出厂值为100，设定为20，微调电位器最大±10Hz F1.05出厂值为100，设定为200，输出频率比例为2 按3号电机名牌设定电机参数：F1.21、F5.00～F5.04 旋转主调电位器，分别查看三台变频器F1.00参数，键盘数码管显示的参考输入跟随电位器变化，且比例关系为1:1.5:2。分别旋转三个微调电位器，相应的变频器参考输入有微小的变化。

运行：

永磁同步电机控制策略 篇3

永磁同步电机的材料组成是交流电机，应用激磁磁极转子这种高性能永磁材料，因此，其控制系统与普通同步电机不同，并且，电机的机械结构也不相同。因此，永磁同步电机的气隙磁密较高，而且，具有较小的转矩脉动，但转矩/惯量比较大，所以，与普通电机相比效率极高。因上述诸多优点，永磁同步电机应用范围逐渐扩大，应用领域包括高性能机床进给控制、位置控制和机器人等。为了能够更好的使永磁同步电机发挥出作用，就需要对永磁同步电机有一定的了解，并对其控制策略进行探讨。

永磁同步电机原理

永磁同步电机原理是，三相电流通入在电动机的定子绕组，使旋转磁场形成于電动机定子绕组中，因为转子上安装了永磁体，而永磁体的具有固定的磁极，磁极同性相吸异性相斥，因此，定子中的旋转磁场会影响转子，带动其进行旋转，最终，转子会和定子中产生的旋转磁极具有相同的旋转速度，所以，永磁同步电机启动过程可以看做是异步启动阶段和牵入同步阶段共同组成的。

永磁同步电机结构

永磁同步电机的组成是由转子、端盖和定子等部件。通常来说，永磁同步电机与普通感应电机结构十分相似是其最大的特点，而与其他电机的区别则在于其转子结构具有独特性。因为，永磁同步电机的转子上有质量较高的永磁体刺激。根据永磁安放位置的不同，可以将永磁同步电机分为内嵌式、面贴式和插入式三大类，具体如图1所以。

永磁同步电机控制策略

恒压频比控制。恒压频比控制是通过开关控制使电机运转维持一定的转速，简单来说，就是按照系统给定，通过空间矢量脉宽调制转化成理想的输出。恒压频比控制应用的依据是对电机稳态进行模拟，得到的是不理想的动态控制系统性能。因此，如果想获得动态性能较高，就需要数学模拟电机动态。永磁同步电机的动态数学模型较为复杂，是非线性、多变量的，其中包括角速度和电力的乘积项，因此，必须采用对角速度和电流解耦的方式才能够使控制性能更加精准。最近几年，为了能够更好的解决永磁同步电机非线性特定这一问题，已经对各种非线性控制器进行了研究。

矢量控制方案。F.Blaschke是德国西门子公司，该公司于1971年首次提出矢量控制原理，自提出起便被广泛关注，并且，对其理论和应用等方便都展开了较为深入的研究。简单来说，矢量控制就是利用普通的三相交流电机，对直流电机转矩的控制规律进行模拟，也就是说，把三相交流电机的定子电流进行分解，得出励磁电流和转矩电流的分量，并在磁场定向坐标上垂直的对励磁电流分量和转矩电流分量进行标记，使其独立后，分别的对其进行调节。通过这样的方式就使得交流电机与直流电机在转矩控制原理和特性上基本一致。而在进行矢量控制时，需要格外注意的就是定子电流幅值和空间位置的控制。矢量控制是以改善转矩控制性能为目的，以定子电流控制为最终的实施方式。因为，定子测的物理量均为交流量，所以，空间矢量在空间旋转是同步转速，这样十分不便于调节、控制和计算。所以，此时坐标变换十分有必要，这样能够将各物理量由静止转换到同步旋转坐标系。该准则是产生同样的旋转电动势，三相静止坐标系将交流电iA、1B和ic进行3/2变换以及d B/dp变换，便能够等效成同步旋转坐标系下的直流电1d、iq，观察者如果和旋转坐标系旋转速度相同，那么，就能够看到直流电机。

矢量控制方案也存在一定的不足，因为，矢量控制方案针对交流伺服电机控制较为有效，但由于需要矢量旋转变换，所以该方式较为复杂，而且，与电磁常数相比，电机的机械常数较慢，质量控制的中转矩相应速度不够。

直接转矩控制。直接转矩控制是由上世纪80年代德国学者Depenbrock提出，其优点是结构简单、转矩相应快等，更好的解决矢量控制中存在的问题。直接转矩控制采取定子磁链定向的方式，因此，不需要解耦控制和电流反馈，而是，通过离散的两点式控制对电机定子磁链和转矩进行调节。通过直接转矩控制可以使磁链和转矩双闭环控制得到实现。当电机的磁链和转矩值获得之后，便能够对永磁同步电机进行直接转矩控制。图2为永磁同步电机直接控制方案结构图，其组成是永磁同步电机、逆变器、转矩估算、磁链估算和电压矢量切换开关表等环节，其中的uD、uQ，iD、iQ是静止DQ坐标系下电压、电流分量。

同步交流发电机 篇4

随着科学技术的进步、现代电机控制理论深层次的研究, 以及工业现代化水平的提高, 工业控制领域对位置控制的要求也越来越高, 使得对位置伺服控制研究变得极其重要。永磁同步电动机 (PMSM) 被广泛的使用在位置控制的各种场合。永磁同步电机具有结构比较简单、重量轻、体积小、损耗低、效率高等优点, 它避免了直流电机内部换向器和电刷所带来的缺点。永磁同步电机不需要励磁电流, 因而功率因数很高、力矩惯量较大, 且转子性能参数可以测量、控制性能相比较好, 因此, 近年来交流伺服系统在工业机器人、仪器仪表、轻纺、数控机床等领域得到了广泛应用。文章对伺服电机数学模型进行了深入分析, 论述了交流同步电机矢量控制原理, 在MATLAB/Simulink仿真环境下, 搭建了永磁同步电机三环交流伺服系统的控制模型, 并对模型仿真结果进行了分析。

1 矢量控制原理

永磁同步电机最常用的控制方法就是磁场定向矢量控制, 它的基本原理是将永磁同步电机三相定子电流经过坐标变换分解成两路电流, 一路产生磁场, 一路产生转矩, 然后通过控制两路电流的幅值和相位差以达到对定子电流的控制。磁场定向矢量控制具有良好的转矩响应和精确的速度控制。磁场定向矢量控制方法有很多种, 其中弱磁控制、最大转矩/电流比控制、id=0控制最常用, 文章采用了时的控制方法[1]。

2 永磁同步电机数学模型

永磁同步电机的定子绕组和普通感应励磁的同步电机定子绕组是类似的, 都属于强耦合的高阶非线性系统。永磁同步电机的数学模型是一个方程组, 它包括由磁链方程、电压方程、电磁转矩方程和运动方程。

永磁同步电机三相定子绕组在360度的空间上互差120度, 其定子绕组合成的磁链方程为:

式中:Ψa、Ψb、Ψc为各绕组总磁链;L为定子绕组自感;M为定子绕组间的互感;ia、ib、ic为A、B、C三相定子电流;Ψm为转子与定子交链的转子磁链幅值;θ为A相绕组与转子基波磁场轴线夹角。

永磁同步电机的电压方程为:

式中ua、ub、uc为A、B、C三相定子电压;D为微分算子。

将三相定子坐标变为两相定子坐标系α-β, 此变换称作CLARK变换, 坐标变换矩阵为:

将两相定子坐标变为两相转子d-p坐标系, 此变换称作PARK变换, 坐标变换矩阵为:

经过CLARK变换和PARK变换后得到d-q坐标系下的磁链方程为:

电压方程为:

式中id、iq为定子电流在d-q轴的电流分量;Ld、Lq为d-q轴上的电感分量。

电磁转矩方程为:

式中Te为电磁转矩;p为电机极对数。

本系统采用控制方式, 由式 (7) 可知, 当时, 有

因为pΨc是常数, 所以只要在永磁同步电机运行中保证, 那么电磁转矩就和iq成正比关系, 这种矢量控制方式大大简化了永磁同步电机的数学模型, 同时, 使永磁同步电机的控制可以更加灵活与精确。

3 永磁同步电机三环交流伺服系统仿真模型的建立

3.1 坐标变换模块

根据永磁同步电机的矢量控制原理可知, 矢量变换需要将三相定子坐标系转变到两相定子坐标系α-β (CLARK变换) , 再经过PARK变换将两相定子坐标系转变为两相转子坐标系d-p, MAT-LAB的坐标变换仿真模块如图1所示。

3.2 SVPWM模块

SVPWM是利用功率器件逆变器的晶体管的开关产生电压矢量来逼近基准圆磁链的。逆变器由六个开关器件组成, 若定义器件开通为1, 关断为0, 则器件共有八种存在状态, 其中六种为非零矢量, 两种为零矢量。如图2所示。六个非零矢量依次相差60度, 将360度空间分成了六的扇区 (S1-S6) , 相邻扇区切换只需改变一个开关器件的状态。两个零矢量没有提供电压给逆变器, SVPWM算法是以零矢量开始, 最后以另一个零矢量结束, 这对降低电压输出谐波分量, 减少功率损失起到良好的作用[2]。

在MATLAB仿真环境下SVPWM的整体模块如图3所示, 其内部含有电压矢量切换点计算如图4所示, 电压矢量导通时间模块如图5所示, 逆变器模块如图6所示。

4 仿真结果分析

根据以上控制方法在MATLAB/Simulink开发环境下搭建出永磁同步电机三环伺服控制系统模型如图7所示, 最内环是电流环, 然后是速度环, 最外环是位置环, 三环的调节器均采用PI调节器。电机仿真参数设置为直流电压, 定子绕组阻值, d相绕组, q相绕组, 转子磁场磁通, 转动惯量J=0.0001Kg·m^2, 极对数p=2, 摩擦系数F=0。

仿真模型给定位置输入100, 负载转矩给定2N·m, 仿真波形如下图所示, 从仿真图像可以看出电机在启动后大约经过0.42s后到达目标位置, 系统响应比较平稳, 电机相电流较为理想, 电机速度响应快, 转矩超调较小并迅速稳定。

5 结束语

文章分析了交流永磁同步电机矢量控制的原理, 建立了永磁同步电机的数学模型, 利用MATLAB/Simulink仿真平台组建了基于SVPWM的永磁同步电机三环控制系统模型, 仿真结果很好地验证了系统的稳定性和准确性, 为进一步研究永磁同步电机的位置伺服控制提供了良好的理论研究基础。

参考文献

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[2]张玲, 胡赤兵, 杨荣荣.P M S M调速系统S V P WM控制的建模仿真[J].科学技术与工程, 2008, 8 (9) :2435-2438.

[3]李宏, 张勇, 王晓娟, 等.永磁同步电机SVPWM控制策略仿真研究[J].微电机, 2009, 42 (1) :86-88.

同步发电机灭磁系统的应用 篇5

【关键词】灭磁系统；弧压；磁场开关；励磁系统；残压；移能

0.前言

同步发电机在运行中，当发生定子绕组匝间短路、定子绕组相间短路、定子接地短路等故障时，继电保护装置就快速地将发电机从系统中切除，但发电机的感应电势却依然存在，继续供给励磁电流，故将会发生导线的熔化和绝缘材料的烧损，甚至烧坏铁芯。因此，当发生上述发电机的短路等故障时，在继电保护动作将发电机断路器跳开的同时，还应迅速地给发电机灭磁。灭磁就是将发电机转子绕组中的磁场能量尽快地减小到最小程度。当然，最简单的灭磁方法是将发电机转子励磁绕组与电源断开，但励磁绕组是一个大电感，突然断开，将使励磁绕组的两端产生很高的过电压，危害转子的绝缘，所以，用断开转子回路电源的办法来灭磁是不恰当的。将发电机转子绕组接到耗损磁场能量的闭合回路中去，才是可行的。

1.灭磁的方案及原理简述

就灭磁的方案及原理而言，各学派的观点是同的。针对灭磁问题，经过广大工程技术人员的研究和试验，出现了较多的灭磁方案，但总结一下也就有两种灭磁方案，耗能型灭磁装置和移能型灭磁装置。耗能型灭磁装置灭磁时，是将同步发电机的转子能量消耗在磁场开关中，而移能型灭磁装置灭磁时，是磁场开关将发电机的转子能量转移到线性或非线性电阻中去。

2.耗能型灭磁方案

耗能型灭磁方案是2000年前所采用的方案。其灭磁原理简图见图1。其原理主要由磁场开关FMK和线性电阻R构成。当灭磁时，FMK主触头打开，储存在发电机励磁回路中的磁场能量形成电弧并在燃烧室中燃烧，将电能转换为热能直至息弧，当电弧燃烧1至2秒钟后，接触器FC闭合，将最后一小部分磁场能量释放在电阻R上，为防止产生危害转子绝缘的过电压，R的阻值不能取太大，一般取R=5Rf，这样过电压就限制在励磁电压5倍之内，但灭磁的时间却不能减小了间。在此灭磁过程中磁场开关承担了大部分磁场能量，每当事故灭磁后，检修人员都要检查磁场开关，修复烧损的触头，给用户带来了工作量。由于开关的耗能负担重，故开关烧损及拒动的现象也就时有发生。当今随着发电机的容量增加，磁场能量也相应地增加，选更大容量的磁场开关很困难，故该种耗能型灭磁方案已不再使用了，新的移能型 灭磁方案也就获得了发展。

3.移能型灭磁方案

移能型灭磁方案主要由磁场开关FMK和非线性电阻FR构成，因为非线性电阻具有限压平稳等优点，所以是灭磁的理想元件。移能型灭磁方案能不能可靠地灭磁，换流是问题的关键。下面就讨论换流。

交流灭磁原理 -见图2。

图中所示的灭磁原理是由磁场开关与氧化锌非线性电阻所构成。系统正常工作时，磁场开关 FMK合闸，开关拉弧电压UK等于零，由于二极管的单向导通特性，非线性电阻FR上没有电流，励磁电流If 经发电机转子回流到三相可控硅桥负极。灭磁时，FMK跳闸并在其断口建立起弧压UK，当弧压升高到一定程度时，加在 FR上的电压就能等于或大于氧化锌残压UR，此时FR被击穿导通，FMK断弧，磁场能量就消耗在非线性电阻上了，可见磁场开关只是起到了转移磁场能量的作用，那么换流的条件是什么呢，由图2可知节点电压方程为：UK—Uf = UR —（式1）。由式1可知若成功转移能量，就必须保证电压关系UK—Uf ≥UR—（式2）的成立。显然有以下三种方法让式2成立：

第一种方法：降低非线性电阻的残压UR，如果要降低残压UR，转子回路放电电流小，灭磁时间将要延长，起不到故障状态下快速灭磁的目的，此方法不行。

第二种方法：提高开关的弧压UK，即选择弧压高的开关。由于生产这种开关的造价高且市场又小，所以对开发生产的积极性有影响，故提高开关的弧压，就不现实了。

第三种方法：降低电源电压Uf，电源电压是根据励磁系统动态指标的要求计算而来，Uf的降低极大地降低了励磁系统的强力顶值倍数，不满足国家标准，故电源电压Uf不能减小。

在上述方法都不可行的情况下，安徽徽凯电器有限公司推出了一种交流灭磁装置。其原理就是利用在交流电源到负半波时，式2等式左边的电压相减就变成相加了，但是跳开关的同时一定要断开可控硅的触发脉冲。其等效电路图见图 3。由图3知，断开触发脉冲后，由于有转子电感的续流作用，励磁电流If可认为是恒定的，电源Uf 由具有交流分量的直流变为正弦交流电源，并且，三相可控硅整流桥中拉脉冲前导通的两只可控硅将继续导通（设是+A和-C相），其余四只可控硅关断并不会再导通。拉断触发脉冲的时刻，有可能是在交流电源的正半波，也可能是负半波，当在正半波时，加在非线性电阻两端的电压是UK—Uf，故需要较高的弧压UK去满足换流条件，而在负半波时，加在非线性电阻两端的电压是UK+Uf，用较低的弧压就满足换流条件了，看来每次灭磁操作也有一定的随意性。交流灭磁装置的产生，降低了对灭磁开关弧压的高要求，比较容易地满足式2的换流条件，这在设计灭磁系统时，就可选择弧压较低的磁场开关，也是较经济的。通过对耗能型灭磁和移能型灭磁的分析，可知移能型交流灭磁方案的推广应用是必然的。

【参考文献】

[1]李自淳.交流灭磁探讨.大电机技术，2006.

基于混沌同步的永磁同步电机控制 篇6

混沌系统是一种确定性系统,其运动轨迹敏感地依赖于系统的初始状态,即两个相同的混沌系统从非常接近的初始状态出发,经过一定的过渡时间之后,其运动轨迹将变得完全不同。这和现实生活中的一些复杂系统所表现出来的特性非常相似,即确定性系统所表现出的随机性。系统的混沌特性在很多情况下是人们不希望的,所以针对这些系统,研究了很多的控制方法来消除混沌现象。例如混沌的自适应控制[6]、变结构控制[7]、反馈控制等[8]。此外在混沌同步方面自从Pecora和Carroll的文章(即P-C同步法)[9]发表以来,混沌同步的研究也取得了巨大的发展。

本文正是由混沌同步的观点出发,设计出永磁同步电机的状态观测器,从而构造出非线性反馈控制器,实现永磁同步电机的控制。通过简单的线性系统的零极点配置方法,便可以获得期望的运行特性,而且避免了PID校正中由于参数不当而可能出现的混沌现象。

1 数学模型

永磁同步电机的d-q模型广泛地用于控制器设计。通过Park变换很容易将电机的交流变量转换成直流变量,极大地方便了控制系统设计。永磁同步电机的d-q模型可以表示为:

其中下标q代表着q轴的变量,d代表着d轴的变量,V代表电压,I为电流,n为极对数。而相应的电磁转矩可以表示为:

更详细的内容可以参见参考文献[10],而机电系统的动态方程表示为:

其中T(I,θ)是电机产生的转矩,Tl(t)为外部力矩。考虑到各种摩擦,Tl(t)=bω+TL,其中b为粘滞摩擦系数,TL为其他负载力矩。对于均匀气隙的电机来说,可以认为Ld=Lq。所以永磁同步电机系统可以表述为以下的模型:

在一定条件下,上述的系统和混沌Lorenz系统具有等价的表示形式。例如采用以下的变换:

当ρ=ρH时,Hopf分岔发生;当ρ>ρH时,系统的三个平衡点均不稳定。值得注意的是,对于给定的电机,有与之对应的δ,随之就会有确定的ρH,相对应地存在b和Vd,使得混沌现象总是能够被观察到。此外,随着b和Vd的减小,混沌现象被观察到的可能性就会越大[10]。例如,选择电机的参数为:J=5×10-6 kgm2,L=0.99 mH,R=0.9Ω,Ki=0.049,Nm/A,b=2.3×10-2N/(rad/s),则可得到δ=10.17,而相应的电机系统分岔图如图1所示。图1描述的是当参数从0到900变化时,采用Wolf方法[11]所得到的Lyapunov指数谱及相应|y|的分叉图。更多关于奇异吸引子的内容可以参见参考文献[12,13,14]。

2 控制器设计

线性控制器尤其比例积分(PI)控制器在永磁同步电机速度控制中通常是首选的设计方案。简单地表述为双闭环控制系统:内环为电流环,外环为速度环。这里就以比例调节器为例,说明传统的线性调节器在永磁同步电机控制应用中的弊端。记Iqr和Idr分别为q轴和d轴的指令电流,而实际中Idr=0可以很容易得到保证[4],则采用比例调节器的d-q电压为:

将(9)式代入(6)式可以得到:

为了得到不受驱动的Lorenz系统,可以使外部转矩TL=0,以及指令电流Iqr=0。可以得到如下的模型:

将(7)式代入(11)式,通过计算可以得到Lorenz系统族的Lyapunov指数集与反馈增益Kp的关系,如图2所示。图中计算所采用的方法同样是Wolf法,只不过此时Lyapunov指数集的计算与反馈增益Kp息息相关。

从图2可以看出永磁同步电机在较小的反馈增益Kp(Kp<86)下能够保持稳定,随着Kp的增加,混沌化逐渐加剧。在控制系统设计时,一方面为了保证系统的响应速度,必须有较大的反馈增益;而另一方面,大的反馈增益又容易使系统混沌化。对于PI调节器,也有同样的结果。受非线性反馈的启发[14],可以引入如下的反馈:

这里的Kqi和Kdi是为了得到期望性能而引入的反馈系数。当引入以上的非线性反馈后,系统就变成如同Y觶=AY+Kτωd的线性系统:

通过简单的零极点配置方法,闭环系统就能得到期望的性能。更进一步来说,实际系统中某些变量是不能直接测量的,例如现在研究的同步电机无位置传感器控制就是只能测量电机的角速度ω。为此,可以构造基于混沌同步的状态观测器,估计出其他变量,从而可以实现控制。其结构框图如图3所示。也就是说,通过构造与永磁同步电机相关的同步子系统,将控制所需的电机状态变量用通过同步后的子系统变量代替,从而形成闭环控制。

根据驱动-响应耦合同步原理[9],将y3(即电机角速度ω)作为驱动信号,响应系统可以写成如下的形式:

而非线性反馈则为

为了验证系统的稳定性,可以通过定义以下的误差:

定义Lyapunov函数为V=(e12+e22)/2,则:

假定Kq2=-Kd1,Kq1<1以及Kd2<1,则V觶负定,系统就能稳定。事实上,可以很容易地通过零极点配置来保证系统矩阵A为负定,即保证:

从式(18)可以看出,要保证系统的稳定性,就必须保证Kq1<1及Kd2<1。这也就是说,只要通过零极点配置,能够保证Kq2=-Kd1,Kq1<1及Kd2<1,不仅能够实现永磁电机混沌系统的同步,而且能够实现基于混沌同步的观测器稳定,进而保证控制系统的有效性。例如,通过选取:Kq3=ρ,Kd3=0,Kd1=1,Kq1=Kd2=-1以及Kτ=2.7,就可以得到系统的极点为:λ1=-10.170 0,λ2=-2+i,λ3=-2-i。图4为系统的角速度ω随时间的变化过程。

同步交流发电机 篇7

目前工业上广泛应用的兆瓦级变速恒频风力发电系统所采用的发电机主要有两种:双馈式异步发电机(Doubly-Fed Induction Generator,DFIG)和直驱式同步发电机(Direct-Drive Synchronous Generator,DD-SG),后者又分为绕线式同步发电机(Wound Rotor Synchronous Generator,WRSG)和永磁同步发电机(Permanent Magnet Synchronous Generator,PMSG)。相比于采用DFIG的风电系统,直驱式风力发电机组变速范围更宽,而且省去了故障率高的齿轮箱,机械可靠性更好,发电机与电网之间电气隔离,安全性也大大提高。而永磁式同步发电机采用永磁体励磁,不需要励磁绕组及电刷和滑环,在简化机械结构的同时,又提高了发电机的效率[1]。而且,采用稀土永磁可增大气隙磁密,缩小电机体积,又提高了电机的功率密度。近年来,随着高性能永磁材料制造工艺的提高和高性能稀土永磁材料钕铁硼(NdFeB)在风电机组中的应用,PMSG的性价比进一步提高。因此本文的风电系统选择PMSG作为发电机。

直驱式永磁同步风力发电机一般采用多极低速结构,其典型并网电路主要有三种形式:(1)不控整流器+直流侧电容+并网PWM变流器[1];(2)不控整流器+Boost电路+并网PWM变流器[2];(3)定子PWM变流器+直流侧电容+并网PWM变流器[3,4,5,6]。第一种方案结构简单,成本低,缺点是存在定子电流谐波,发电机侧功率因数偏低,并网电压较低。第二种方案需要通过直流升压环节将直流母线电压提高并稳定在合适的范围内,从而提高并网电压;为了提高直流升压比,文献[7]采用三相Z源电路,文献[8]采用改进的SL-Z源Boost电路,直流升压比有所提高,但是仍然受到一定限制。第三种方案在整流部分采用PWM整流技术,控制方法灵活,有利于实现对永磁电机的最大转矩、最大效率、最小损耗控制,不足之处是控制复杂、IGBT数量多、成本较高,且并网电压仍然较低,需通过电力变压器升压再并网。

在风电系统中,电力电子变换器是能量控制及变换的核心部分,其主要功能是实现电能传递和电压变换。而近年来美国北卡大学兴建的新型智能微网示范工程FREEDM(Future Renewable Electric Energy Delivery and Management,FREEDM)所提出的固态变压器(Solid State Transformer,SST),是一种通过电力电子变换技术实现电力系统中的电压变换和能量传递的新型变压器,具有优于传统电力变压器的控制性能[9,10,11]。

本文提出的基于固态变压器结构的风电并网系统是在前述第三种并网结构的基础上,加入了包含高频变压器的直流升压环节,从而省略了原有的升压变压器。并且为了适应新的电网规则,增强风电并网系统的低电压穿越能力,在直流侧设置超级电容储能装置。

下面对该系统各部分的工作原理及运行性能进行研究和探讨。

1 基于固态变压器的风电并网模型

1.1 模型整体结构

如图1所示,自然界的风能通过风力机转换成机械能,驱动永磁同步发电机,输出电能。发电机定子连接至PWM变流器,将发出的交流电整流为直流电,再通过一个单相全桥变流器调制成高频交流电,然后通过高频变压器变换升压,再经单相全桥变流器还原为直流,并网PWM变流器将直流电转换成恒频恒压的交流电输送至电网。直流侧的超级电容用于提高风电系统的低电压穿越能力。

由图1可以看出,在常规的风电系统变流器结构中加入高频变压器部分,实现整流和逆变部分的电气隔离,使并网电压大幅升高,由于采用高频变压器结构替换常规的工频电力变压器并网,相当于将升压变压器整合到变频器中,电压升高后电流减小,发热损耗降低。

1.2 风力机模型

风力机从风能中捕获的机械功率Pm和机械转矩Tm的表达式为

式中:ρ为空气密度;R为风轮半径;v为风速;ω为风力机转速;λ为叶尖速比;β为桨距角;Cp为风能捕获系数。

风力机的功率—转速特性曲线如图2所示。

风力机的功率系数Cp是风力机捕获的风能占风能总量的比例,其表达式为

理论上Cp的最大值约为0.593,但实际上由于风向波动及机械损耗等因素,其最大值只能达到0.4左右。

1.3 永磁同步发电机模型

永磁同步发电机的矢量图如图3所示,以转子磁通为参考坐标系,则电压和电磁转矩方程为

发电机输出有功功率和无功功率为

式中:usd、usq为定子电压的d、q分量;isd、isq为定子电流的d、q分量;Ls、Rs为定子电感、电阻;ωe为发电机电转速;ω为发电机机械转速;p为发电机的极对数;Ψ为永磁体的磁链。

1.4 直流升压环节模型

如图4所示,直流升压单元由单相全桥逆变电路、高频变压器和单相全桥整流电路组成。

在变压器中,磁通密度B的表达式为

式中:f为变压器的工作频率;Ac为铁芯截面积;N为绕组匝数。由式(6)可见,当磁通密度B一定时,Ac与f成反比,如果提高变压器的工作频率就可以提高铁芯的利用率,大幅减小变压器的体积并提高其整体效率[10]。

直流升压单元的核心技术就是高频变压器的研制,而高频变压器研究的关键技术是磁性材料。目前,开发高性能的纳米超微晶合金材料是该领域的热门研究内容,这也为高频变压器的工程化提供了可行性[10,11]。

1.5 直流储能装置与LRVT

在2009年12月22日颁布的国家电网公司企业标准Q-GDW392-2009《风电场接入电网技术规定》第8章中规定,风电场低电压穿越要求如图5所示。

图中,横坐标为电压跌落时间,纵坐标为跌落深度。当电网电压跌落情况在曲线上方时,风电机组必须保持并网运行;当0.625 s后电压跌落情况在图示曲线下方时,允许风电机组脱网。

一般来讲,实现低电压穿越功能的主要方法有:(1)改进PWM变流器的控制方法[12];(2)在直流侧增加crowbar保护电路[13,14];(3)在直流侧和电网之间增加辅助变流器。其中crowbar电路又具有多种结构和实现方式。本文以超级电容储能电路为例构建crowbar电路,来实现低电压穿越功能。

2 系统功能控制

2.1 最大风能跟踪

最大风能跟踪运行于Cp恒定区,即风速低于额定值的区域。由风能捕获系数Cp的计算式(2)可知,只要令转速ω满足最佳叶尖速比λ=λopt,即可获得当前风速下对应的最大功率。此时Cp=Cp_max,风力机获得的最大功率为

当风速变化时,由风速和叶尖速比曲线计算得到发电机的转速参考值,用于发电机转速控制。

2.2 发电机侧变流器的控制

发电机侧变流器控制发电机的电磁转矩和电磁功率,实现最大风能跟踪。

若永磁体采用径向表面式分布,Ld=Lq,则发电机的电磁转矩方程为

调节定子电流的q轴分量isq即可控制电磁转矩Te和电磁功率Pe。当Isd=0时,电磁转矩中只有转矩分量,无磁阻转矩,定子磁动势矢量与永磁体磁场矢量正交。电枢反应没有直轴分量产生的去磁效应,电磁转矩与电枢电流成正比,定子电流与转子永磁体磁通解耦。控制系统可以获得很宽的调速范围。

采用转速外环,电流内环双闭环控制方式。根据最大风能跟踪算法得到的转速值作为转速环的给定值,与发电机转速反馈值比较后的差值送入带输出限幅的PI控制器,输出定子q轴电流的给定值isq*。定子d轴电流的给定值isd*设为0。

根据永磁同步发电机的电压和电磁转矩方程式(3)、式(4),可得变流器的双环解耦控制框图如图6所示。

2.3 直流升压环节的控制

根据图4所示的直流升压环节拓扑结构可知,由永磁同步发电机侧的PWM整流单元输出的低压直流电先通过逆变器调制成高频方波,再通过高频变压器耦合到副方(升压),然后通过一个由同步信号控制的整流器还原成高压直流。其中的单相逆变器和整流器均采用PWM控制,驱动信号为占空比为50%的互补触发脉冲。高频变压器主要起到电气隔离和电压等级变换的作用。直流升压环节在结构上完全对称,电能可在其中双向传输。该环节采用

开环控制,可以看作一个比例环节,则有

式中,k为高频变压器变比。

此外,增加软开关电路可以实现零电压开通和关断,提高工作频率,减少开关损耗。

2.4 电网侧变流器的控制

电网侧变流器的作用是:(1)保持直流母线电压恒定;(2)实现有功功率和无功功率的解耦控制。电网侧变流器模型为

式中:ugd、ugq为电网电压ug的d、q分量;id、iq为并网电流的d、q轴分量;ω为电网角频率;Sd、Sq为开关函数。

风电机馈入电网的有功和无功功率为

令d轴定向于电网电压矢量,ugd=ug,ugq=0,则功率表达式为

由式(13)可见,控制d轴和q轴电流即可分别控制有功和无功功率。

将直流侧电压误差送入PI控制器,输出Id*作为参考值,控制输出有功功率,无功功率设定为0,使系统运行在单位功率因数状态。

变流器的双环解耦控制框图如图7所示。

2.5 直流侧储能的控制

超级电容是一种无污染高性能的储能装置,采用活性炭多孔电极和电解质组成双电层结构,将电能存储在双电层中。作为一种理想的短期储能元件,超级电容具有功率密度高、大电流充放电能力强、能量转换效率高、循环使用寿命长等优点。采用超级电容的储能电路如图8所示。

由图示电路可得电压和电流的回路方程式为

电网电压跌落时,由于电感的作用,并网电流不能突变,因此并网功率大幅减小。而发电机输出的功率此时仍保持原值,这样会造成主电路中直流电容两侧的输入输出功率不平衡,两侧的功率差值为

双向半桥buck-boost电路的工作模式由功率的不平衡状况决定。稳态时,Ps=Pg,电路不投入工作;当Ps>Pg时,T1触发,工作于buck模式,超级电容吸收能量;当Ps

为了充分利用变流器的容量,将电流限制在1.5p.u.[15]。而直流电压越平稳则对发电机的运行越有益,因此将电容电压限制在尽可能接近1 p.u.。

3 仿真分析

3.1 系统参数设置

在Matlab/Simulink中搭建如图1所示的新型永磁风电并网系统模型,仿真分析系统各部分的运行情况。系统主要参数设置如表1。

3.2 风速突变时最大功率跟踪及并网性能

设系统在风速v=8 m/s时起动,起动后运行在额定风速v=12 m/s下,在t=0.7 s时风速下降至10m/s,在t=1.2 s时风速恢复至额定值,仿真时间为2s。仿真结果如图9~图11所示。

由图9(a)可以看出,当风速变化时,发电机转速能够准确快速地跟踪风速,以实现最大风能跟踪。由图9(b)可以看出,当风速突变时,Cp有短暂的下降,之后迅速恢复至稳态值0.33,实现了在最大风能跟踪区域Cp恒定为最大值。

由图10可以看出,当风速变化时,并网电流幅值随之变化,基本保持正弦波形,与电网电压同相位。图10(a)、图10(b)、图10(c)分别将0~0.3s、0.6~0.9 s、1.1~1.4 s的细节图放大显示,用以清楚地观测风电机起动与风速突变时刻的并网电流变化情况。由此可知,采用高压并网方式,并网电流的幅值大大降低,而且在风速变化时,电流的变化很平稳,从而减小了对电网的冲击。

由图11(a)可以看出,当风速分别为12 m/s、10 m/s时,输出功率接近理论值1 MW、579 k W。由图11(b)可以看出,风电系统稳态运行后,尽管风速有变化,并网功率因数始终为1。

3.3 风电系统的低电压穿越性能

假设风电系统运行在额定风速下,0.5 s时并网点的电压跌落至20%额定值,1.125 s时电压开始逐渐恢复,2.5 s时电压恢复至90%额定值,仿真时间为3 s。

1)风电系统直流侧未加保护措施时,仿真结果如图12所示。

由图12可以看出,并网点的电压按照图5的要求发生跌落,在此期间,直流侧电压上升幅度较大,导致发电机转速大幅上升,电磁转矩大幅下降,影响了发电机的正常运行。出于保护发电机的目的,风电系统需要断网。这样的风电系统不具备低电压穿越能力。

2)为了提高风电系统在电网电压跌落时的运行能力,在直流侧增加由超级电容组成的crowbar电路,如图8所示。在同样的运行条件下,仿真结果如图13所示。

由图13可以看出,电网电压跌落期间,并网电流限制在1.5 p.u.值以内,储能电路吸收了直流侧的多余能量,使得直流电压保持稳定,发电机的转速和电磁转矩均保持稳定值,风电系统具备了较强的低电压穿越能力,既保护了风电系统,又对电网给予了持续的功率支撑。

4 结语与展望

综上所述,本文将固态变压器的结构应用于永磁风电系统,并在直流侧设置储能装置,得到一种新型的风电并网系统。该系统将先进的高频变压器引入风电系统,从而替换了传统的电力变压器,实现了10 k V高压并网,同时配合直流储能装置,使系统具有良好的低电压运行性能,仿真研究表明,本文提出的永磁风电并网系统结构合理,控制策略可行,并且性能优良。因此,本文的研究结果为永磁风电系统的高压并网提供了一种构想新颖并且合理可行的方式,为未来直驱式风电系统的并网研究提供了一种新的思路。

同步交流发电机 篇8

近年来,光伏和风电等间歇式能源以电流源形式接入电网,对电网影响越来越大[1,2,3]。为此,国内外众多学者提出的虚拟同步发电机(VSG)[4,5,6,7,8,9],使可再生能源发电系统对外接口具有同步发电机特性,为分布式电源大规模接入电网开辟了一条新途径。

与传统同步发电机一样,VSG并网前亦需预同步单元与电网同步。不同的是:由于电力电子器件过载能力弱,并网前VSG输出电压需和电网电压频率、幅值、相位一致,才能避免电流冲击。针对预同步问题,文献[10]对比分析了VSG和传统下垂控制预同步过程并指出其优势,但预同步时间较长,为秒级。文献[11]提出基于虚拟阻抗的预同步控制,但该方法未考虑LC滤波器影响,只将桥臂输出电压与电网电压同步,而非逆变器输出电压和电网同步,实际上,LC滤波器的存在导致桥臂输出电压相位和滤波后电压相位存在偏差,尤其在带有本地负载时偏差更大,此时采用这种方法无法同步。文献[12]提出了基于单锁相环(PLL)的预同步单元,通过将PLL输出得到的频率偏差叠加到频率通道上实现预同步,但同样未考虑LC滤波器的影响;文献[13]针对LC滤波器的影响,通过计算LC滤波器造成的逆变器桥臂电压和输出电压相角误差,将其叠加到预同步控制环路,但该相角误差随着本地负载的变化而变化,难以确定;针对上述文献的不足,文献[14]考虑了LC滤波器的影响,提出基于双PLL的预同步单元,通过两个PLL分别检测电网和同步逆变器端电压相位,经比例—积分(PI)调节器实现相位差闭环控制;但采用了两个闭环PLL,致使整个预同步控制单元含有3个PI控制器,控制复杂,且当电网故障消除后自动并网时,同步逆变器需检测到PLL锁住电网相位后,方可启动预同步单元,实现较为复杂。此外,上述文献均没有考虑到带载后对VSG频率和电压的影响。文献[15]提出基于虚拟功率的微电网预同步控制策略,将虚拟功率叠加至VSG原动机输入功率上,在无需PLL情况下,实现了微电网和电网的同步;然而,此方法预同步通道上含有惯性J和阻尼D,使得同步时间较长,且缺乏实验验证。

本文在文献[8]的基础上研究并建立了基于同步发电机转子运动方程和dq暂态方程的VSG数学模型,详细分析VSG参与电网调频、调压特性及惯性、阻尼和调差系数等参数对系统的影响;借鉴传统同步发电机稳定性分析方法,分析了VSG控制策略的稳定性;针对文献[10-15]所提出的预同步控制方法的不足,提出基于虚拟功率和电压频率二次控制的预同步单元,可实现带载离/并网切换,且切换前后控制策略都为电压型控制,相比传统离网电压型(VF)控制、并网电流型(PQ)控制的切换,降低了切换失败的风险。仿真和实验结果验证了本文参数分析和所提预同步控制的有效性。

1 VSG原理

VSG直流侧为带有储能的分布式发电单元,主电路拓扑采用LC滤波的两电平逆变器,如图1所示,其中PCC表示公共耦合点。控制部分主要包含功频调节器、励磁调节器、dq坐标系下同步发电机基本方程以及预同步单元,如图2所示。图中u=[ua,ub,uc]T,ug=[uga,ugb,ugc]T。表1为不同的Sf和SV开关组合下的VSG运行模式。

1.1 功频调节器

原动机调节和转子运动方程共同构成功频调节器,同步发电机转子运动方程为[16]:

式中:Pm为原动机调节输出有功功率;Pe为电磁功率;Tm和Te分别为虚拟机械转矩和电磁转矩;D为常阻尼系数;J为转动惯量;ω为角速度;δ为功角;ω0为额定角速度。

原动机调节:

式中:Pref为有功功率给定值;Kω为调差系数。

可见,由于有功功率和频率之间存在下垂特性,VSG具有传统发电机的自同步特性。当电网频率上升(下降)时,VSG自动减少(增加)注入电网的有功功率,参与大电网的一次调频。

1.2 励磁调节器

发电机机端参考电压uref与实际电压幅值um比较后得到电压偏差,经PI调节器供给发电机励磁绕组。参考电压uref的表达式为[17]:

式中:uref为端电压幅值参考;uN为额定电压;Kv为无功电压下垂系数;Qref为无功功率给定值;Q为VSG输出的无功功率。

与传统无功功率无差控制不同的是,由于无功电压下垂控制的存在,VSG可参与大电网的一次调压,即当电网电压幅值低于(高于)额定电压uN时,VSG输出无功功率Q高于(低于)无功功率给定值Qref。

1.3 基于dq坐标系的同步发电机基本方程

dq坐标系下同步发电机的基本方程为[18]:

式中:u,ψ,i,R分别表示相应绕组的电压、磁链、电流和电阻;L表示发电机电感;M表示互感;下标d和q分别表示d轴和q轴定子绕组;下标e表示励磁绕组;下标D和Q分别表示d轴和q轴阻尼绕组。

2 预同步控制研究

2.1 功频调节特性分析

本文只分析并网模式下功频调节特性,即图2中Sf和SV处于断开状态。此时认为PCC电压恒定,可以得到如图3所示的功频调节特性模型。图中:ug为电网相电压幅值;E为内电势幅值。

根据框图推导得到的VSG功率输入和输出响应传递函数为:

不难发现,这是一个典型的二阶系统,只要参数设计合理,其输出有功功率总能无差地响应给定[19,20]。

由式(6)可知,该二阶系统的无阻尼自然振荡角频率ωn和阻尼比ζ分别为:

当ζ>1时,G(s)为二阶过阻尼系统;ζ=1时,G(s)为临界阻尼;0<ζ<1时,G(s)为欠阻尼;特别地,当ζ=0时,G(s)为无阻尼。这里取0<ζ<1,对于2%的允许误差,调节时间ts和超调量σ分别为:

由式(6)—式(8)可知:D和Kω一定时,J越大,ζ越小,σ越大,ts越长;J和Kω一定时,D越大,σ越小,ts越短;D和J一定时,Kω越大,σ越小,ts越短。

2.2 预同步控制原理及实现

本文在文献[11,14-15]的基础上,提出一种基于电压频率二次控制和虚拟功率的预同步控制单元,原理如图4所示,图中δv为VSG虚拟功角。

假设VSG机端和电网之间存在虚拟阻抗Zv,则VSG输出虚拟有功功率为:

其中,虚拟阻抗Zv和虚拟阻抗角φv满足:

式中:Rv为虚拟电阻;Lv为虚拟电感。

由式(9)可知,当VSG输出电压u和电网电压ug的幅值和相位完全一致时,虚拟功率Psyn等于0,因此对虚拟功率进行闭环控制,可以使得VSG输出电压与电网电压同步。然而,这种方法必须确保同步单元使能时,u和ug的幅值和频率相同。基于此,设计了基于虚拟功率和电压频率二次控制的预同步控制单元。

操作步骤为:首先,合上开关Sf和SV,使VSG的电压幅值和频率与电网相一致,然后打开同步使能,实现VSG输出电压和电网电压同步;同步完成后,在并网合闸信号发生的同时,断开开关Sf和SV,随后VSG被电网拉入同步。值得指出的是:为避免同步使能打开瞬间虚拟功率经PI调节器后的调节量对电压波形的影响,PI调节器后加一个小惯性环节,用于平滑同步使能打开瞬间调节量所产生的冲击。但若VSG运行于VF状态时,Sf和SV已经闭合,则可直接启动同步使能。

在数字控制器中,需对虚拟阻抗进行离散化,离散化后的虚拟功率表达式为:

式中:iv=[iva,ivb,ivc],为三相虚拟电流。

3 VSG单机无穷大静态稳定性分析

借鉴传统同步发电机单机无穷大稳定性分析方法,对VSG小干扰静态稳定性进行分析。VSG电磁功率可表示为:

由式(1)、式(2)和式(11)可得关于功角和频率的微分方程,对功角和频率进行小信号扰动:

得到小信号分析模型:

有功功率给定20kW,无功功率给定0kvar,滤波电感参数为:2 mH,0.1Ω。参考文献[12],可得VSG功角和内电势的稳态工作点:δs=0.063rad,Es=314.13V。

由式(15)得到整步功率,从而可得到D,J,Kω这3个参量变化时系统的特征根轨迹。

由附录A图A1(a)可知,J越大,系统特征根轨迹越靠近虚轴,稳定性越差;由附录A图A1(b)和(c)得,D和Kω在特定范围内取值越大,特征根轨迹越远离虚轴,并靠近实轴,振荡越小,系统越稳定。

4 仿真验证

本文构建了直流侧为恒定直流源的VSG仿真模型。同步发电机基本方程参数参考文献[9],其余参数如下:udc=700V,Lf=2 mH,ω0=314rad/s,Cf=50μF,uN=311V。

4.1 仿真算例1

为验证2.1节中功频调节特性分析的有效性,构建VSG单机空载并网仿真模型。仿真所取参数使系统处于二阶欠阻尼状态。附录A图A2为不同参数下有功功率响应波形。

由附录A图A2仿真结果可知:D越大,σ越小,ts越小;J越大,σ越大,ts越小;Kω越大,σ越小,ts也越小。这与2.1节功频调节特性分析结果一致。

4.2 仿真算例2

为验证本文提出的预同步控制单元的可行性,构建了VSG单机带载并网仿真模型。

整个仿真过程VSG带10kW+5kvar本地负载。0.6s时打开预同步使能,0.8s时合闸同时断开开关Sf和SV并关闭预同步单元,1s给定5kvar无功阶跃,2.5s给定20kW有功阶跃,4s断开并网开关的同时将有功、无功指令置零,闭合开关Sf和SV。整个仿真过程中VSG有功功率、无功功率、频率、电压、虚拟功率等波形如图5所示。仿真参数:D=3,J=0.15,Kω=200,Kv=0.001。

图5(a)表明:VSG能够在带阻感负载的工况下按调度指令向电网发送有功和无功功率,和真实的同步发电机一样,VSG的有功和无功功率通过功角和电压耦合在一起;0.8s合闸时,有功和无功功率无明显冲击。值得注意的是:同步使能开启后,VSG频率减小,导致有功和无功功率测量不准确。图5(b)中:由于0.6s时开启同步使能,VSG追踪大电网相位,系统频率下降;1s时频率减小,是因为VSG输出有功和无功功率耦合引起有功功率增加,进而引起频率跌落;2.5s时向电网发出20kW有功功率,此时VSG频率上升,与同步发电机一样,通过改变转速改变功角,从而向电网发送有功功率。图5(c)中,采用本文提出的预同步方法仅需100ms即可完成预同步;图5(d)中:从0.6s同步使能开启至0.8s同步完成的过程中,虚拟功率快速降至0 W;4s与电网断开后,虚拟功率由0W逐渐增大,说明离网后,VSG和电网相位差逐渐变大。

5 实验验证

为验证本文所提出的预同步方法及参数分析的正确性,构建了2kW样机,实验平台参数如下:Lf=3.6 mH,ω0=314rad/s,udc=200 V,Cf=4.7μF(角形),uN=80V,负载为22Ω+10mH。

首先对离网状态下VF控制方法进行验证。由附录B图B1可知,当Sf和SV闭合时,VSG投切阻感负载时,电压幅值和频率保持不变,运行于VF模式。

其次对并网状态下D,J,Kω对功频调节特性的影响进行验证。由附录B图B2(a)和(b)可知,J越大,有功功率超调越大,进入稳态的调节时间也越长;由附录B图B2(c)和(d)可知,D越大,有功功率超调越小,进入稳态的调节时间也越短;由附录B图B2(e)和(f)可知,Kω越大,有功功率超调越小,进入稳态的调节时间也越短。这与理论分析和仿真验证的结果相符合。

最后,对本文提出的基于电压频率二次控制和虚拟功率的离/并网切换方法以及有功、无功功率跟踪进行验证。

图6是VSG带载离/并网切换的实验波形,由图6可知,VSG在带阻感负载的情况下,当同步使能打开后,在约200 ms内,虚拟功率Psyn迅速降为0 W,VSG输出线电压uab同步至电网线电压ugab,实现快速离并网同步。

附录B图B3为合闸瞬间因并网开关延迟动作导致并网指令发出时,并网开关没有立即闭合,因此出现了类似同步发电机由电网将VSG牵入同步的过程。

图7是VSG带阻感负载的工况下有功/无功功率跟踪实验波形。首先给定0.4kW有功阶跃,然后再给定0.5kvar无功阶跃。

从图7可看出,给定有功/无功阶跃时,VSG具有较好的动态性能。由于实验条件限制,无法保证PCC电压恒定,网侧变压器的存在加剧了PCC的弱电网特性[21],当VSG向PCC注入有功/无功功率时,PCC电压发生变化。本文无功电压控制模拟了同步发电机的一次调压特性,即VSG输出无功功率会随PCC电压幅值的升高(降低)而减小(增大),参与电网一次电压调整。因此,实验中无功功率不能无差地响应给定。

6 结论

本文研究了一种基于VSG的并网逆变器控制策略,使并网逆变器并网时能参与到大电网的电压幅值和频率调节,离网时可运行于VF模式为本地负载供电。通过MATLAB/Simulink仿真和小功率实验验证了所研究控制策略功率跟踪和无缝切换的能力,并得到了以下结论。

1)所研究并网逆变器具有同步发电机的外特性,即惯性和阻尼特性以及自平衡能力,提升了电网接纳可再生能源发电单元的能力。

同步交流发电机 篇9

永磁同步发电机的运动控制需要精确的转子位置和速度信号去实现磁场定向,而转子位置测量是整个电机驱动控制系统的前提,是系统构成与运行的基本条件。若转子初始位置检测失误,会严重影响转子位置的计算,以致无法正确完成电机控制的其他一系列算法,将造成电机运转的紊乱。

目前,国内外文献提出利用软件来完成永磁同步电机转子位置检测,但很少涉及转子初始位置检测。

2 转子位置各种检测方法及存在问题

用于永磁同步电机转子位置的检测方法主要有:旋转变压器法、光电编码盘法(增量式和绝对式)、电机内置位置传感器法、无位置传感器位置检测法等。这些方法中除了旋转变压器法和光电编码盘包含了电机转子的初始位置信息。可以用作电机的上电初始定位外,其他方法都不能对永磁同步电机进行初始定位。对于电机内置位置传感器法,这种方法对电机的设计要求较高,需要在埋置电机定子绕组的同时埋设检测绕组,较麻烦且不具有通用性。无位置传感器位置检测法是目前人们热衷研究的方向,但是在永磁同步电机处于静止或者电机刚刚上电时,在电机的定子绕组上没有任何能够反映电机初始转子位置信息的信号。旋转变压器输出信号虽包含转子初始位置信息,但解调方法太复杂。对于绝对式光电编码盘法,定位精度不高,且它所能测量的位置角仅局限于360°范围,不具有多转检测能力。综合上述各种方法,本文提出的增量式光电编码器具有结构简单、分辨率高、抗干扰能力强、可靠性高且适合于长距离传输等优点,能够提高转子位置检测的精度及易操作性。

3 增量式光电编码器检测转子位置原理

增量式光电编码器输出两组信息,分别是A、B正交脉冲两路、零脉冲Z一路;及U、V、W三路互差120°的脉冲。A、B端口每转可输出0～10000个脉冲,U、V、W端口每转输出P个周期的矩型脉冲,P为电机极对数,测量方法如下:

电机转速n(r/min)可表示为:

式中 T——电机旋转过程中的时间;

m——给定时间内的脉冲数目;

pe——光电编码盘每转输出的脉冲数。

电机静止时电机初始位置角为θ0(电角度),那么从静止到经过时间T后电机转子的位置(机械角)与电机转速n之间的关系:

用电角度表示为:

该θ角为矢量控制时进行坐标变换所需要的转子位置角,方程如下:

磁链、电压变换方程类似,在第i个采样时间结束后,采样值为:

将θi代入式(1)～式(4),就可以求出该时刻电机电参量在dq坐标系中的对应数值,则永磁同步电机在id=0的情况下的数学模型即为:

undefined

式中 p——微分算子;

e0——反电势;

ωr——电机旋转角速度;

RΩ——摩擦系数;

Te、T1、Tm——电磁、负载及永磁转矩。

此时永磁同步电机的数学模型和直流电机完全相同,直轴和交轴之间实现解耦,系统就可以模仿直流电机的控制方法对永磁同步电机进行控制。

然而,永磁风力发电机在刚刚转动时,或者发电机在运行过程中不断地起动、停止时,此时电机的转子位置未知,上述坐标变换失去了意义。为了使永磁同步电机伺服驱动系统能够取得优异的控制性能,将永磁同步电机变换成等效直流电机来控制,必须在电机还没有旋转时就能确切知道电机转子的初始位置。

当电机未旋转时,电机端口没有任何可以反映转子位置状态的电信号,无法获得电机转子的位置信息,只有通过光电编码盘来获取位置信息。光电编码盘的两路正交信号可以用来判别电机的转向和转速。Z信号用于电机速度测量中的误差修正,避免误差的积累。U、V、W脉冲信号在电机旋转时,每转变化P×360°。U、V、W所组成的状态信号在一个周期内分别为:101、100、110、010、011、001。各对应电信号一个周期内的60°区间,对应机械角为60°/P。在发电机刚开始转动时,由U、V、W的状态就可以判定电机转子所处空间位置的相应区间,如图1所示。

电机开始转动以后,由U、V、W相跳变信号,即知转子到达的位置。然后,用A、B信号精确定位转子磁极角度位置。

4 永磁同步电机转子初始位置检测方法

本次设计采用高精度增量式光电编码器,实验时将其安装在电机转子轴上,旋转轴转动带动在径向有均匀窄缝的主光栅码盘旋转。在主光栅码盘的上面有与其平行的鉴向盘,在鉴向盘上有两条彼此错开90°相位的窄缝,并分别有光敏二极管接收主光栅码盘透过来的信号。但在安装过程中无法保证光电编码器的零刻度位置与电机转子的起始一致,所以需要额外测量两者之差。永磁电机空载时,电机输出端电压uα,uβ与转子位置的电角度θ0满足:

故能够通过测量空载时电机电压得到电机的转子位置电角速度为

实验测量光电编码器旋转到零刻度时,电机端电压值uα0,uβ0,通过式(8)计算便可以得到θ0,那么θ0即为光电编码器与电机转子磁轴之间的电角度差。设光电编码器测量得到的电机转子位置为θ′,最终电机的转子位置θ可以表示为θ=θ′+θ0。

5 实验结果及分析

为了验证这种方法的准确性,设计中将在实验平台上进行实际验证,由于风速具有随机波动性,导致风能的利用率时大时小,发电机可能长期处在起动和停止状态,对电机的性能要求更高,同时对光电编码器的分辨率和灵敏度要求提高,故本次设计增量式光电编码盘采用2000线,输出可达到8000个脉冲。

将光电编码器输出信号通过光耦隔离直接送入现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array,FPGA)中,FPGA中的电机转速、相位测量模块根据光电编码器的A、B、Z信号分别计算出电机的转速和相位,如图2所示。

采用数字信号微处理器(Digital Signal Processor,DSP)读取FPGA中测量到的电机转子位置数据,再加上保存在DSP中的θ0,即可计算出电机的转子位置角θ。将采集到的电机端电压和计算出的转子位置角θ进行Clark(克拉克)和Park(帕克)变换,根据计算出来ud,uq的大小既可以判断该方案的正确与否。当同步选择坐标系的d轴定位于永磁电机转子磁极轴线上时,得到的ud,uq应该满足:

为了验证理论的正确性,进行机侧实验测量,并计算ud,uq的理论值:

式中 Uab——永磁电机理论输出电压;

ω——电机角频率;

ψf——电机励磁磁动势。

由此得到ud=0,uq=112V。

图3和图4为最终的测试结果,图3从上到下变量依次为电机相位、光电编码器Z通道信号、电机电角度的正弦值、永磁电机AB相电压、BC相电压、电机电压q轴分量以及电机电压d轴分量。实际测量的电机输出电压为105.7V,频率为4.26Hz,根据光电编码器实际测量电机的相位和转速信息对永磁电机的输出电压进行Clark变换和Park变换得到:

与理论值相比较,从而验证了电机转速、相位测量的正确性。

6 结束语

转子初始位置的准确检测是永磁同步发电机可靠运行的必要保证,本文在分析了永磁同步电机的基础上,采用增量式光电编码器盘进行转子位置测量,从实验运行情况看,该方法能准确地估计出转子位置。同时,利用光电编码盘的Z信号能够消除电机转子旋转过程中由于干扰而出现脉冲丢失所引起的累积误差。因此,实验结果验证了本方法的有效性和正确性。

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同步交流发电机 篇10

(上海海事大学物流工程学院，上海 201306)

0 引言

永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM)以其结构简单、体积小、重量轻、损耗小、效率高等特点，广泛应用于国防、工农业生产和日常生活等各个方面，目前正向大功率、高功能和微型化的方向发展.PMSM大多采用直接转矩控制方法调速，仅根据已知矢量表进行控制，一般不对系统未来采样时间内可能产生的负载电流进行预测.［1-6]此外，直接转矩控制中的滞环控制器导致开关频率变化，当测量值与参考值的误差大于限定阈值时进行一次控制以减小误差，但在后续控制中误差可能再次超出阈值.长时间的控制计算会导致转矩和磁通超出滞环限制.［7]

采用预测电流控制方法对PMSM进行调速可解决上述问题.电机调速系统中三相脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)逆变器对电流的控制有一个周期延迟，预测电流控制的思想是在一个PWM周期内实现实际电流趋近并最终等于参考电流，具体方法是在每个周期内选取与参考电流误差最小的电流控制电压矢量，预测性地控制电流矢量.［8-12]预测电流控制实时优化开关配置，每次选择配置可以控制电流矢量轨迹相对于参考电流矢量轨迹保持最小的空间误差，并在未来的每个采样计算周期内重新选择配置状态，实时减小电流矢量误差.［13]预测电流控制能在尽可能短的时间内高精度地控制定子电流，这使得PMSM调速系统的动态性能更佳、谐波影响更低.

1 PMSM建模

1.1 PMSM数学模型

PMSM的三相绕组分布在定子上，永磁体安装在转子上.PMSM运行时定子与转子始终处于相对运动状态，永磁体与绕组以及绕组之间的相互影响使得电磁关系十分复杂，再加上磁路饱和等非线性因素，很难建立 PMSM精确的数学模型.为简化PMSM数学模型，假设:(1)忽略电机的磁路饱和，认为磁路是线性的;(2)不考虑涡流和磁滞损耗;(3)当定子绕组加上三相对称正弦电流时，气隙中只产生正弦分布的磁势，忽略气隙中的高次谐波;(4)开关管和续流二极管为理想元件;(5)忽略齿槽、换向过程和电枢反应等影响.［14]

PMSM的数学模型主要由电压方程、磁链方程和转矩方程组成，为简化运算、便于建模，采用两相旋转d-q坐标系下的数学模型，并通过坐标变换得到三相静止a-b-c坐标系下的方程.

PMSM在d-q坐标系下的电压方程为

式中:Rs为定子电阻;ud和uq分别为d和q轴的相电压;id和iq分别为d和q轴的相电流;Ld和Lq分别为d和q轴的电感;Ψd和Ψq分别为d和q轴的磁通;ω为电角速度.

由于d-q轴不是由真实物理量组成的坐标轴，在仿真试验中通过坐标变换得到a-b-c坐标系下的电压方程

式中:ua，ub，uc分别为 a，b，c轴的相电压;θ为 d-q坐标系与a-b-c坐标系之间的电角度.

永磁同步电机的磁链方程为

式中:Ψf为永磁转子产生的磁链.

永磁同步电机的转矩方程为

式中:p为电机的极对数.

把式(3)代入式(4)可得

式中等号右侧:第1项是定子电流和永磁体产生的转矩，称为永磁转矩;第2项是转子凸极效应引起的转矩，称为磁阻转矩.若Ld=Lq，则不存在磁阻转矩且永磁体磁链为常数，此时电机转矩只与iq有关，转矩方程简化为

1.2 PMSM模型离散化

离散化PMSM模型是为降低连续系统的时间复杂度，实现离散时间内的信号采样，为电流预测控制作理论准备.

根据式(1)可得PMSM在d-q坐标系下的状态方程

设Ld=Lq=Ls，可以推出

式中:Rs，Ls和Ψf为与时间无关的常数.

利用泰勒公式的一阶展开，得到PMSM模型的离散化方程［15]

为便于实现离散模型，需排除d，q轴电流的耦合效应.在仿真过程中选取满足香农采样定理的足够小的采样时间T，从而可以忽略采样时间内电机的旋转角度.因此，可以忽略矩阵F和H中T与ω相乘的项.

1.3 逆变器及其电压矢量

PMSM的驱动电流为三相相差120°的正弦电流，目前常用MOSFET或IGBT等电力电子器件构成的三相逆变电路对其进行矢量控制.三相电压型逆变器的拓扑结构见图1.

图1 三相电压型逆变器拓扑结构

图1 中，三相半桥电路控制三相电压(ua，ub，uc)的高低相位输出.每相半桥内两个开关通断相反(如ua和1－ua)，即仅有一个开关可以闭合，以避免半桥内部短路.同时，每相半桥电路可以输出高低两种电平，当上端开关闭合时输出高电平，反之为低电平.因此，单相半桥可能产生2种开关配置，三相半桥则有8(23)种开关配置.每种开关配置对应一组输出电压，见表1.

表1 逆变器开关配置与相间电压

当三组开关配置相同(即每相同时闭合上端或下端开关)时，逆变器无法形成电流回路，此时相间没有电压.这两组开关状态产生的矢量称为零矢量(U0与U7等价)，在后文中U0将不被应用于仿真模型.逆变器6组电压矢量和2组等价零矢量的分区和合成见图2.

图2 逆变器电压空间矢量的分区和合成

2 PMSM预测电流控制

PMSM预测电流控制的结构见图3，该闭环系统的主要控制变量为d，q轴电流.实时采集转速信号ω和三相定子电流ia，ib，ic，并通过坐标变换得到id，iq，与给定的参考电流 id0，iq0一起作为预测电流控制模块的输入.

图3 PMSM预测电流控制结构

PMSM预测电流控制遵循滚动优化思想，其原理是利用控制器内的动态模型，实时预测控制过程的未来趋势和变化.具体实施步骤如下.

步骤1 在采样时刻k，测量得到id(k)，iq(k)，ω(k)，并由7组电压矢量Ui(i=1，…，7)经坐标变换得到Ud(k)和Uq(k).

步骤2 利用 id(k)，iq(k)，Ud(k)，Uq(k)，ω(k)，根据式(9)得到7组预测电流 Id(k+1)，Iq(k+1).

步骤3 分别计算7组预测电流与参考电流id0，iq0的误差

步骤4 根据预测代价函数［15]

从7组预测电流矢量Ii(k+1)(i=1，…，7)中选取最逼近(即误差ei(i=1，…，7)最小)参考电流矢量I0的一组，作为采样时刻k+1的预测电流矢量.预测代价函数在线计算流程见图4.

图4 预测代价函数计算流程

步骤5 选择最优预测电流矢量Is(k+1)所对应的电压配置Ui(i=1，…，7)，决定图3中逆变器模块的开关状态，实现PMSM调速的预测电流控制.

步骤6 实时测出采样时刻k+1的电流id(k+1)和iq(k+1)，从k+1时刻开始重复使用上述步骤滚动优化.

3 PMSM调速系统仿真

3.1 PMSM调速仿真系统

采用MATLAB/Simulink仿真软件建立PMSM调速仿真系统，其主体结构见图5.

图5 PMSM调速仿真系统

参考电流id0，iq0和反馈电流id，iq被送入离散系统(Discrete System)模块，根据预测电流控制方法计算7组预测电流Ii(k+1)(i=1，…，7)，求出它们与参考电流的误差ei(i=1，…，7).将7组误差送入S函数编写的逻辑运算模块(Logic)中，求出最小误差后输出该组对应的电压矢量，通过直流电压模块(Udc)得到电机实际的三相电压，输入PMSM模型，其主要参数见表2.

表2 PMSM模型主要参数

3.2 预测电流控制仿真结果

在PMSM调速Simulink仿真系统中验证预测电流控制方法的性能.设定电机运行的初始转速为100π rad/s，在10 ms时引入10 000π rad/s2的加速度.为防止转速无限增加给系统带来危害，在40 ms时电机达到限制的最高转速400π rad/s，并持续30 ms.在70 ms时电机以－10 000π rad/s2的加速度开始减速，至90 ms时转速减至设定的200π rad/s后维持恒定.为更有效地观察PMSM调速系统的动态性能，除改变转速设定外还在仿真过程中加入负载变化.0～50 ms时电机空载运行，在50 ms时引入2.16 N·m的负载转矩.

仿真得到PMSM的电磁转矩曲线，见图6.10～40 ms时电机的加速转矩为1.8 N·m;50 ms时由于外部引入负载转矩，为维持转速恒定，电机的电磁转矩也升至2.16 N·m;70 ms时电机减速，电磁转矩相应减为0.36 N·m，以提供－1.8 N·m的减速转矩;90 ms时电机完成减速过程，电磁转矩恢复到2.16 N·m，以匹配外部负载，维持转速恒定.

图6 PMSM电磁转矩曲线

PMSM静止a-b-c坐标系三相定子电流曲线见图7.由图可知三相电流为相位相差120°的正弦纹波曲线.电流频率快速响应电机转速变化:随转速增大而变大、减小而变小.电流幅值快速响应电磁转矩变化:随转矩增大而变大、减小而变小.电流频率和幅值的快速响应均符合PMSM三相电流的控制规律.

图7 静止a-b-c坐标系三相定子电流曲线

PMSM旋转d-q坐标系两相电流曲线见图8.由图可知，d，q轴电流是以参考电流id0，iq0为基准的纹波曲线，随转速变化无较大波动，证明预测电流控制方法对电流控制的有效性.d轴电流一直在0附近振荡，在突加负载转矩时的瞬时振荡略增大.q轴电流与电机电磁转矩的变化趋势一致:在10～40 ms时保持在10 A;50～70 ms时保持在12 A;70～90 ms时保持在2 A;此后回升至12 A.

PMSM的转速曲线见图9.由图可见，预测电流控制方法可以使电机转速很好地跟随设定值，并且在增加负载转矩时仍能维持设定转速不变，证明该法对PMSM具有良好的调速特性.

图8 旋转d-q坐标系两相电流曲线

图9 PMSM转速曲线

4 结论

在分析和建立 PMSM模型的基础上，利用MATLAB/Simulink实现PMSM的预测电流控制.仿真结果表明:波形符合理论要求，系统可以平稳运行，具有较好的动态性能.采用预测电流控制方法不仅可省去整定参数的复杂过程，而且可实时预测电流，具有一定优越性.通过仿真可有效地分析PMSM的特性，也可为实际电机控制提供可行策略和思路.

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